WO2017046910A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a power conversion device that performs power conversion between alternating current and direct current, and is suitably used for, for example, a large-capacity power conversion device installed in a power system.
- the converter output is a high voltage or a large current, so that a plurality of converters are often multiplexed in series or in parallel.
- multiplexing the converters not only the effect of increasing the converter capacity is obtained, but also by synthesizing the output voltage of the converters, the harmonics contained in the output voltage waveform are reduced, and as a result, An effect of reducing the harmonic current flowing out to the power system can be achieved.
- An example of a power conversion device having multiplexed converters is a multi-level converter in which output terminals of a plurality of converters are cascade-connected.
- One of the multilevel converters is a modular multilevel converter (MMC).
- the modular multi-level converter has, for each AC phase, a first arm connected to the positive DC terminal and a second arm connected to the negative DC terminal, and each arm includes a plurality of arms.
- Converter cells also referred to as chopper cells
- a leg is constituted by the first arm and the second arm of each phase. Each leg is provided with at least one reactor.
- a circulating current that circulates between a plurality of legs without flowing out may flow, and it is necessary to control the circulating current to be 0 or a predetermined value.
- conventional techniques for controlling the circulating current for example, techniques described in Japanese Patent No. 5189105 (Patent Document 1) and Japanese Translation of PCT International Application No. 2012-53878 (Patent Document 2) are known.
- Patent Document 1 discloses a multi-level converter having one control unit for controlling and reducing the circulating current for each arm (phase module branch). Each control unit is given a branch voltage target value from the current control unit. In particular, in this document, the current control unit combines the circulating voltage target value with other target values of the phase module branch to add-on, ie linearly (sum or difference), to generate the branch voltage target value. It is disclosed.
- Patent Document 2 discloses that an active control type harmonic compensator is connected to a reactor (inductor) provided in a leg of each phase in order to control circulating current. ing. This harmonic compensator is configured to suppress harmonic components having a higher frequency than the fundamental wave component included in the circulating current.
- Patent Document 1 a voltage command value for controlling the amount of electricity (voltage and current) of the AC terminal, and the amount of electricity (voltage and current) of the DC terminal.
- the voltage command value for controlling the current) and the voltage command value for controlling the circulating current circulating in the power converter are combined.
- the synthesized voltage command value is given to all converter cells (chopper cells).
- the upper limit value and the lower limit value of the voltage value that can be output by each converter cell are determined according to the voltage value of the capacitor of each converter cell and the circuit configuration of each converter cell.
- the voltage exceeding the predetermined upper limit value and lower limit value cannot be output.
- the voltage command value for controlling the electric quantity of the AC terminal and the DC terminal respectively increases or decreases
- the voltage command value for controlling the circulating current combined with these voltage command values becomes There may be restrictions.
- the voltage command value for suppressing the circulating current is not reflected in the output voltage of the converter cell.
- the voltage command value for controlling the amount of electricity at each of the AC terminal and the DC terminal is limited by the influence of the voltage command value for controlling the circulating current, so that AC-DC conversion is ideally performed. There is no problem.
- the active control type harmonic compensator connected to each reactor is more than the fundamental wave component included in the circulating current. It is configured to suppress higher harmonic components.
- the reactor since the reactor has a characteristic that the current flows more easily as the frequency is lower (the admittance increases as the frequency is lower), the DC current component and the fundamental wave component included in the circulating current cannot be suppressed. .
- the present invention has been made in consideration of the above-mentioned problems, and its purpose is to ensure AC electricity (AC voltage, AC current), DC electricity (DC voltage, DC current), and circulating current. It is providing the power converter device which can be controlled to.
- the present invention relates to a power conversion device that is connected between a DC circuit and an AC circuit and performs power conversion between the two circuits, and includes a plurality of leg circuits and a control device.
- the plurality of leg circuits correspond to the respective phases of the AC circuit, and are connected in parallel between the common first and second DC terminals.
- Each leg circuit includes a plurality of chopper cells and at least one inductor connected in series with the plurality of chopper cells.
- the plurality of chopper cells are cascaded together, each including an energy store.
- Each of a plurality of specific chopper cells which are a part of a plurality of chopper cells included in each leg circuit, includes a capacitor as an energy storage, and first and second switching units connected in parallel with each other and in series with the capacitor. An element, and third and fourth switching elements connected in parallel with each other and in series with the capacitor. The capacitor can be charged / discharged via the connection node of the first and second switching elements and the connection node of the third and fourth switching elements.
- the control device controls operations of a plurality of chopper cells included in each leg circuit. The control device controls the operation of the first and second switching elements of each specific chopper cell based on the circulating current circulating between the leg circuits. The control device controls the operation of the third and fourth switching elements of each specific chopper cell based on the voltage of the capacitor.
- the circulating current is controlled by some specific chopper cells constituting each leg circuit, the circulating current can be circulated without interfering with the control of the AC electric quantity of the AC circuit and the DC electric quantity of the DC circuit.
- the current can be controlled.
- the operation of the first and second switching elements constituting the specific chopper cell is controlled based on the circulating current, and the operation of the third and fourth switching elements constituting the specific chopper cell is based on the voltage of the capacitor. Since the control is performed, the circulating current can be reliably controlled while keeping the voltage of the capacitor constant.
- FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a converter cell 1 constituting one cell group 6a of the upper arm and one cell group 6b of the lower arm in FIG.
- FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration of a converter cell 20 that configures the other cell group 6c of the upper arm and the other cell group 6d of the lower arm in FIG.
- It is a block diagram of the control apparatus 5 of FIG.
- It is a block diagram of the control apparatus 5 used with the power converter device by Embodiment 2.
- FIG. It is a block diagram of the control apparatus 5 used with the power converter device by Embodiment 3.
- FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to the first embodiment.
- the power conversion apparatus includes leg circuits 8a, 8b, and 8c that are main circuits (referred to as leg circuit 8 when generically referred to or unspecified), and these leg circuits 8. And a control device 5 for controlling.
- the leg circuit 8 is provided for each of a plurality of phases constituting AC, is connected between the AC circuit 2 and the DC circuit 4, and performs power conversion between both circuits.
- FIG. 1 shows a case where the AC circuit 2 is a three-phase AC, and three leg circuits 8a, 8b and 8c are provided corresponding to the u phase, the v phase and the w phase, respectively.
- the AC terminals Nu, Nv, Nw provided in the leg circuits 8 a, 8 b, 8 c are connected to the AC circuit 2 via the interconnection transformer 3.
- the AC circuit 2 is an AC power system including an AC power source, for example. In FIG. 1, for easy illustration, the connection between the AC terminals Nv and Nw and the interconnection transformer 3 is not shown.
- DC terminals Np and Nn (positive DC terminal Np and negative DC terminal Nn) provided in common to each leg circuit 8 are connected to the DC circuit 4.
- the DC circuit 4 is a DC power system including, for example, a DC power transmission network and other power conversion devices that perform DC output.
- the interconnection transformer 3 in FIG. 1 may be configured to be connected to the AC circuit 2 through an interconnection reactor. Furthermore, instead of the AC terminals Nu, Nv, Nw, primary circuits are provided in the leg circuits 8a, 8b, 8c, respectively, and the leg circuits 8a, 8b, 8c are connected via secondary windings that are magnetically coupled to the primary windings. You may make it connect to the interconnection transformer 3 or an interconnection reactor in alternating current. In this case, the primary winding may be the following reactors 7a and 7b.
- each leg circuit 8a, 8b, 8c is electrically (directly connected or connected) via a connection provided in each leg circuit 8a, 8b, 8c, such as the AC terminal Nu, Nv, Nw or the primary winding described above.
- AC circuit 2 is connected to AC circuit 2.
- the leg circuit 8a includes a positive arm (also referred to as an upper arm or a primary arm) 13 from the positive DC terminal Np to the AC input terminal Nu, and a negative arm (lower) from the negative DC terminal Nn to the AC input terminal Nu. 14) (also referred to as an arm or a secondary arm).
- a connection point Nu between the positive arm 13 and the negative arm 14 is connected to the transformer 3.
- Positive DC terminal Np and negative DC terminal Nn are connected to DC circuit 4. Since the leg circuits 8b and 8c have the same configuration, the leg circuit 8a will be described below as a representative.
- the positive arm 13 includes a cell group 6a in which a plurality of converter cells (chopper cells) 1 are cascade-connected, a cell group 6c in which a plurality of converter cells 20 are cascade-connected, and a reactor 7a.
- Cell groups 6a and 6c and reactor 7a are connected in series with each other.
- a converter cell chopper cell
- the configuration of the cell 20 used in the cell group 6c is different from the configuration of the cell 1 provided in the cell group 6a. In FIG. 1, for ease of illustration, only one cell 20 is shown in the cell group 6c, but actually a plurality of cells 20 are cascade-connected.
- the negative arm 14 includes a cell group 6b in which a plurality of cells 1 are cascade-connected, a cell group 6d in which a plurality of cells 20 are cascade-connected, and a reactor 7b.
- Cell groups 6b and 6d and reactor 7b are connected in series with each other.
- the configuration of the cell 20 used in the cell group 6d is different from the configuration of the cell 1 provided in the cell group 6b.
- FIG. 1 for ease of illustration, only one cell 20 is shown in the cell group 6d, but actually a plurality of cells 20 are cascade-connected.
- the position where the reactor 7a is inserted may be any position on the positive arm 13 of the leg circuit 8a, and the position where the reactor 7b is inserted is any position on the negative arm 14 of the leg circuit 8a. May be. There may be a plurality of reactors 7a and 7b. The inductance values of the reactors may be different from each other. Furthermore, only the reactor 7a of the positive arm 13 or only the reactor 7b of the negative arm 14 may be provided.
- the cell groups 6a and 6c provided on the positive arm 13 are referred to as positive cell groups, and the cell groups 6b and 6d provided on the negative arm 14 are referred to as negative cell groups.
- the positive side cell group 6a and the negative side cell group 6b are not used for controlling the circulating current, but are used only for controlling the AC electric quantity and the DC electric quantity.
- the positive side cell group 6c and the negative side cell group 6d are used for controlling the circulating current. In other words, the circulating current is controlled by using only a part of the cells constituting each leg circuit 8.
- each leg circuit 8 further includes an AC voltage detector 10, DC voltage detectors 11 a and 11 b, and each leg circuit 8 as detectors for measuring the amount of electricity (current, voltage) used for control. And provided arm current detectors 9a and 9b. Signals detected by these detectors are input to the control device 5.
- the AC voltage detector 10 detects the U-phase voltage value Vacu, the V-phase voltage value Vacv, and the W-phase voltage value Vacw of the AC circuit 2.
- the DC voltage detector 11 a detects the voltage at the positive DC terminal Np connected to the DC circuit 4.
- the DC voltage detector 11 b detects the voltage at the negative DC terminal Nn connected to the DC circuit 4.
- Arm current detectors 9a and 9b provided in the U-phase leg circuit 8a detect an arm current Ipu flowing through the positive arm 13 and an arm current Inu flowing through the negative arm 14, respectively.
- arm current detectors 9a and 9b provided in V-phase leg circuit 8b detect positive arm current Ipv and negative arm current Inv, respectively.
- Arm current detectors 9a and 9b provided in the W-phase leg circuit 8c detect the positive arm current Ipw and the negative arm current Inw, respectively.
- the arm currents Ipu, Inu, Ipv, Inv, Ipw, and Inw are positive when the current flows in the direction from the positive DC terminal Np to the negative DC terminal Nn.
- FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of the converter cell 1 constituting one cell group 6a of the upper arm 13 and one cell group 6b of the lower arm 14 in FIG.
- the converter cell 1 shown in FIG. 2A shows an example in which a half-bridge configuration is adopted, and semiconductor switching elements 1a and 1b (hereinafter sometimes simply referred to as switching elements) connected in series with each other and a diode 1c. , 1d and a DC capacitor 1e as an energy storage.
- the diodes 1c and 1d are connected to the switching elements 1a and 1b in antiparallel (in parallel and in a reverse bias direction), respectively.
- the DC capacitor 1e is connected in parallel with the series connection circuit of the switching elements 1a and 1b, and smoothes the DC voltage.
- the connection node of switching elements 1a and 1b is connected to positive input / output terminal 1p, and the connection node of switching element 1b and DC capacitor 1e is connected to negative input / output terminal 1n.
- the switching elements 1a and 1b are controlled so that one is turned on and the other is turned off.
- the switching element 1a is in the on state and the switching element 1b is in the off state
- the voltage across the DC capacitor 1e is between the input / output terminals 1p and 1n (the input / output terminal 1p is the positive voltage and the input / output terminal 1n is Negative side voltage) is applied.
- the switching element 1a is in the off state and the switching element 1b is in the on state
- the voltage between the input / output terminals 1p and 1n is 0V. That is, the converter cell 1 shown in FIG.
- the 2A can output a zero voltage or a positive voltage (depending on the voltage of the DC capacitor 1e) by alternately turning on the switching elements 1a and 1b. it can.
- the diodes 1c and 1d are provided for protection when a reverse voltage is applied to the switching elements 1a and 1b.
- the converter cell 1 shown in FIG. 2 (b) shows an example adopting a full-bridge configuration, in which switching elements 1g and 1f connected in series and diodes 1h and anti-parallel connected to the switching elements 1g and 1f, respectively.
- 1i is further different from the converter cell 1 in FIG. 2 (a).
- the entire switching elements 1g and 1f are connected in parallel with the series connection circuit of the switching elements 1a and 1b, and are connected in parallel with the DC capacitor 1e.
- Input / output terminal 1p is connected to a connection node of switching elements 1a and 1b, and input / output terminal 1n is connected to a connection node of switching elements 1g and 1f.
- the converter cell 1 shown in FIG. 2 (b) always turns on the switching element 1g during normal operation (that is, when a zero voltage or a positive voltage is output between the input / output terminals 1p and 1n). It is controlled so that 1f is always off and the switching elements 1a and 1b are alternately turned on. However, in the converter cell 1 shown in FIG. 2B, the switching element 1g is turned off, the switching element 1f is turned on, and the switching elements 1a and 1b are alternately turned on, so that a zero voltage or a negative voltage is generated. It can also be output.
- the converter cell 1 shown in FIG. 2 (c) has a configuration in which the switching element 1f is removed from the full-bridge converter cell 1 shown in FIG. 2 (b). Same as the case.
- the converter cell 1 in FIG. 2 (c) always turns on the switching element 1g during normal operation (that is, when a zero voltage or a positive voltage is output between the input / output terminals 1p and 1n). , 1b are controlled to turn on alternately.
- the converter cell 1 shown in FIG. 2C is negative when the switching elements 1a and 1g are turned off, the switching element 1b is turned on, and a current flows from the input / output terminal 1n to the input / output terminal 1p. A voltage can be output.
- a self-extinguishing type switching element capable of controlling both the on operation and the off operation is used.
- an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
- GCT Gate Commutated Turn-off thyristor
- FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the converter cell 20 that constitutes the other cell group 6c of the upper arm 13 and the other cell group 6d of the lower arm 14 of FIG.
- the converter cell 20 is configured to detect the voltage (cell capacitor voltage Vccell) of the DC capacitor 1 e provided in its own cell and transmit the detected value to the control device 5.
- the converter cell 20 of FIG. 3 is based on the converter cell 1 having the full bridge configuration of FIG. 2B, and further includes a DC voltage detector 1j in parallel with the DC capacitor 1e. Different from the converter cell 1 of FIG. The DC voltage detector 1j detects the voltage Vccell of the DC capacitor 1e and outputs the detected cell capacitor voltage Vccell to the control device 5. As illustrated in FIG. 4, in the cell 20 of FIG. 3, the switching elements 1a and 1b are used for controlling the circulating current and are not used for maintaining the voltage of the DC capacitor 1e. Conversely, the switching elements 1g and 1f are used for controlling the voltage of the DC capacitor 1e and are not used for controlling the circulating current.
- FIG. 4 is a configuration diagram of the control device 5 of FIG. 4
- the control device 5 shown in FIG. 4 may be configured by a dedicated circuit, or part or all of the control device 5 may be configured by an FPGA (Field Programmable Gate Array) and / or a microprocessor.
- FPGA Field Programmable Gate Array
- FIGS. 1 and 4 the configuration of the control device 5 and the schematic operation of each element will be described with reference to FIGS. 1 and 4.
- the control device 5 includes a voltage command value generation unit 5z and gate control units 5k, 5m, 5n, 5o, 5v, 5w.
- the gate control units 5k and 5m correspond to the positive side cell group 6a and the negative side cell group 6b of the leg circuit 8 of each phase, respectively.
- the gate controller 5k generates gate signals Gpu, Gpv, Gpw for controlling each switching element constituting the positive cell group 6a of the leg circuits 8a, 8b, 8c, respectively.
- the gate controller 5m generates gate signals Gnu, Gnv, Gnw for controlling each switching element constituting the negative side cell group 6b of the leg circuits 8a, 8b, 8c, respectively.
- the positive side cell group 6c for circulating current control of the leg circuit 8 of each phase corresponds to the two gate control units 5n and 5v, and the negative side cell group 6d for cyclic current control of the leg circuit 8 of each phase.
- the gate controller 5n supplies gate signals Gp2u, Gp2v, and Gp2w for controlling the switching elements 1a and 1b provided in the cells 20 of the positive side cell group 6c of the leg circuits 8a, 8b, and 8c, respectively. Generate.
- the gate control unit 5o generates gate signals Gn2u, Gn2v, and Gn2w for controlling the switching elements 1a and 1b provided in the cells 20 of the negative-side cell group 6d of the leg circuits 8a, 8b, and 8c, respectively.
- the gate control unit 5v generates gate signals Gp3u, Gp3v, and Gp3w for controlling the switching elements 1g and 1f provided in the cells 20 of the positive side cell group 6c of the leg circuits 8a, 8b, and 8c, respectively.
- the gate control unit 5w generates gate signals Gn3u, Gn3v, and Gn3w for controlling the switching elements 1g and 1f provided in the cells 20 of the negative side cell group 6d of the leg circuits 8a, 8b, and 8c, respectively.
- the voltage command value generation unit 5z supplies voltage command values to the gate control units 5k, 5m, 5n, 5o, 5v, and 5w, respectively.
- the voltage command value generation unit 5z includes a current calculation unit 5a, a circulating current control unit 5b, an AC control unit 5c, a DC control unit 5d, command value synthesis units 5e and 5f, and a voltage calculation unit 5p.
- the current calculation unit 5a includes the positive arm currents Ipu, Ipv, Ipw detected by the current detector 9a provided in the positive arm 13 of the leg circuit 8 of each phase, and the negative arm of the leg circuit 8 of each phase.
- the negative arm currents Inu, Inv, Inw detected by the current detector 9b provided at 14 are captured.
- Current calculator 5a calculates AC current values Iacu, Iacv, Iacw, DC current value Idc, and circulating current values Iccu, Iccv, Iccw from the captured arm current.
- the current calculation unit 5a outputs the calculated AC current values Iacu, Iacv, Iacw to the AC control unit 5c, outputs the calculated DC current value Idc to the DC control unit 5d, and calculates the calculated circulating current values Icuu, Iccv, Iccw. Is output to the circulating current control unit 5b.
- the current calculation unit 5a further outputs a value obtained by multiplying the calculated alternating current values Iacu, Iacv, Iacw by ⁇ 1 by the gain circuit 5s to the capacitor voltage control unit 5q, and outputs the calculated alternating current values Iacu, Iacv, Iacw. It outputs to the capacitor voltage control part 5r.
- the U-phase AC current Iacu, the V-phase AC current Iacv, and the W-phase AC current Iacw are the AC terminals Nu, Nv, Nw of each leg circuit 8.
- Current flowing in the direction of the transformer 3 is defined as positive.
- the direct current Idc is defined as positive in the direction from the DC circuit 4 toward the positive DC terminal Np and in the direction from the negative DC terminal Nn to the DC circuit 4.
- Circulating currents Iccu, Iccv, and Iccw flowing through the leg circuits 8a, 8b, and 8c (generally referred to as circulating current Icc) are defined as positive in the direction from the positive DC terminal Np to the negative DC terminal Nn.
- U-phase, V-phase, and W-phase AC voltage values Vacu, Vacv, Vacw are input to AC control unit 5c. Is done.
- the AC control unit 5c determines the U-phase, V-phase, and W-phase AC voltage command values Vacrefu, Vacrefv, and Vacrefw based on the input AC current value Iac and AC voltage value Vac (in general terms, the AC voltage command value). (Denoted as Vacref).
- DC voltage values Vdcp and Vdcn detected by the DC voltage detectors 11a and 11b are input to the DC controller 5d.
- the DC controller 5d generates a DC voltage command value Vdref based on the input DC voltage values Vdcp and Vdcn and the DC current value Idc.
- the command value synthesis unit 5e generates a voltage command value Vprefu for the U-phase positive cell group 6a by synthesizing the U-phase AC voltage command value Vacrefu and the DC voltage command value Vdcref. Similarly, the command value synthesizing unit 5e generates a voltage command value Vprefv for the V-phase positive side cell group 6a by synthesizing the V-phase AC voltage command value Vacrefv and the DC voltage command value Vdcref. Further, the command value synthesizing unit 5e generates a voltage command value Vprefw for the W-phase positive cell group 6a by synthesizing the W-phase AC voltage command value Vacrefw and the DC voltage command value Vdcref. The generated voltage command values Vprefu, Vprevv, Vprefw (when collectively referred to or indicated as unspecified) are input to the gate controller 5k.
- the command value synthesis unit 5f generates a voltage command value Vnrefu for the U-phase negative cell group 6b by synthesizing the U-phase AC voltage command value Vacrefu and the DC voltage command value Vdcref.
- the command value combining unit 5f generates a voltage command value Vnrefv for the V-phase negative cell group 6b by combining the V-phase AC voltage command value Vacrefv and the DC voltage command value Vdcref.
- the command value synthesis unit 5f generates a voltage command value Vnrefw for the W-phase negative cell group 6b by synthesizing the W-phase AC voltage command value Vacrefw and the DC voltage command value Vdcref.
- the generated voltage command values Vnrefu, Vnrefv, Vnrefw (when generically referred to or indicated as unspecified, they are described as voltage command values Vnref) are input to the gate control unit 5m.
- the circulating current control unit 5b controls the voltage command values Vccrefu, Vccrefv, Vccrefw for controlling the circulating current of each phase on the basis of the circulating current values Iccu, Iccv, Iccw (when generically indicated or unspecified, Voltage command value Vccref).
- the generated voltage command value Vccref for controlling the circulating current of each phase is input to the gate controllers 5n and 5o after the bias value Vbias1 is added by the adder 5i.
- the voltage calculation unit 5p receives the information of the cell capacitor voltage Vccell from each cell 20 provided in the cell group 6c, 6d of each phase leg circuit 8a, 8b, 8c shown in FIG. Based on the received information of the cell capacitor voltage Vccell, the voltage calculation unit 5p generates a representative value Vcp (U phase) of a plurality of cell capacitor voltages in the positive cell group 6c for each of the U phase, the V phase, and the W phase. : Vcpu, V phase: Vcpv, W phase: Vcpw) and representative values Vcn (U phase: Vcnu, V phase: Vcnv, W phase: Vcnw) of a plurality of cell capacitor voltages of the negative side cell group 6d. calculate.
- the average value, median value, maximum value, minimum value, or the like of the cell capacitor voltage Vccell of each cell group can be appropriately applied to the calculation of the representative value.
- the voltage calculation unit 5p outputs the representative values Vcpu, Vcpv, Vcpw of the cell capacitor voltage of each positive side cell group 6c to the capacitor voltage control unit 5q, and the representative values Vcnu, Vcnv of the cell capacitor voltage of each negative side cell group 6d. , Vcnw are output to the capacitor voltage controller 5r.
- the capacitor voltage control unit 5q receives information on the cell capacitor voltage values Vcpu, Vcpv, and Vcpw of the positive side cell group 6c from the voltage calculation unit 5p, and has an antiphase (ie, multiplied by -1) AC from the current calculation unit 5a. Information on current values (-Iacu, -Iacv, -Iacw) is received. Based on the received information, the capacitor voltage controller 5q controls the voltage command value Vcref (for U phase: Vcprefu, V phase: Vcrefv, Vcreffu) for controlling the capacitor voltage of each cell 20 of the positive side cell group 6c. W phase: Vcprefw) is generated. The generated voltage Vcpref is input to the gate control unit 5v after the bias value Vbias2 is added by the adder 5t.
- the capacitor voltage control unit 5r receives information on the cell capacitor voltage values Vcnu, Vcnv, Vcnw of the negative cell group 6d from the voltage calculation unit 5p, and receives information on the alternating current values Iacu, Iacv, Iacw from the current calculation unit 5a. . Based on the received information, the capacitor voltage control unit 5q controls the voltage command value Vcnref (for U phase: Vcnreffu, for V phase: Vcnrefv, Vcc) for controlling the capacitor voltage of each cell 20 of the negative side cell group 6d. W phase: Vcnrefw) is generated. The generated voltage Vcnref is input to the gate controller 5w after the adder 5u adds the bias value Vbias2.
- connection point between the positive arm 13 and the negative arm 14 of the U-phase leg circuit 8 a is an AC terminal Nu, and the AC terminal Nu is connected to the transformer 3. Therefore, the alternating current Iacu flowing from the AC terminal Nu toward the transformer 3 flows through the negative arm 14 measured by the current detector 9b from the current value Ipu flowing through the positive arm 13 measured by the current detector 9a.
- the current value obtained by subtracting the current value Ipn, that is, Iacu Ipu-Inu (1) Is equal to
- the average value of the current Ipu flowing through the positive arm 13 and the current Inu flowing through the negative arm 14 is defined as a common current Icomu flowing through both arms 13 and 14.
- the V phase AC current Iacv and the V phase leg current Icomv can be calculated using the V phase positive side arm current Ipv and the V phase negative side arm current Inv.
- the positive DC terminals of the leg circuits 8a, 8b, and 8c of each phase are commonly connected as the positive DC terminal Np, and the negative DC terminal is commonly connected as the negative DC terminal Nn.
- the difference between the leg current and 1/3 of the DC current value can be calculated as the current value of the circulating current that does not flow through the DC circuit 4 but flows between the legs of each phase.
- Iccv Icomv ⁇ Idc / 3 (9)
- the current calculation unit 5a outputs the calculated AC current values Iacu, Iacv, Iacw to the AC control unit 5c, the gain circuit 5s, and the capacitor voltage control unit 5r.
- the reverse polarity AC current values (-Iacu, -Iacv, -Iacw) obtained by multiplying by -1 by the gain circuit 5s are input to the capacitor voltage control unit 5q. Furthermore, current calculation unit 5a outputs DC current value Idc and circulating current values Iccu, Iccv, and Iccw to DC control unit 5d and circulating current control unit 5b, respectively.
- the AC control unit 5c includes AC voltage values Vacu, Vacv, Vacw detected by the AC voltage detector 10 and AC current values Iacu, Iacv, Iacw output from the current calculation unit 5a.
- the AC voltage to be output by the converter cell 1 is output as AC voltage command values Vacrefu, Vacrefv, and Vacrefw.
- an AC current compensator that performs feedback control so that the AC current value matches the AC current command value and / or the AC voltage value is AC depending on the function required for the power converter.
- An AC voltage compensator that performs feedback control to match the voltage command value is configured.
- a power compensator is configured that obtains electric power from an alternating current value and an alternating voltage value and performs feedback control so that the electric power value becomes a desired value.
- one or more of these AC current compensator, AC voltage compensator, and power compensator are combined to operate the AC control unit 5c.
- the voltage components for controlling this current are the positive phase component and the negative phase component of the multiphase AC voltage, Or it is a component known as a normal mode component.
- the above AC voltage compensator outputs the positive phase component and the negative phase component to the AC circuit 2 via the transformer 3.
- a three-phase common voltage component known as a zero phase component or a common mode component may be output to the AC circuit 2.
- a three-phase common voltage component known as a zero phase component or a common mode component
- the fundamental wave AC component that can be output from the converter cell can be increased by about 15%.
- the following effects can be obtained by outputting a constant zero-phase component.
- the AC voltage component output by the positive cell group 6a and the AC voltage component output by the negative cell group 6b have opposite polarities
- the DC voltage component output from the positive cell group 6a and the DC voltage component output from the negative cell group 6b have the same polarity. Therefore, when a constant zero-phase component is included in the AC voltage component, the zero-phase component includes a DC voltage component output from the positive cell group 6a and a DC voltage component output from the negative cell group 6b. Are superimposed in the positive and negative directions.
- the positive cell group 6a and the negative cell group 6b can communicate with each other. Thereby, it is possible to balance the voltage value of the DC capacitor 1e of each cell constituting the positive side cell group 6a and the voltage value of the DC capacitor 1e of each cell constituting the negative side cell group 6b. Zero phase voltage can be used for proper balance control.
- the DC control unit 5d generates a DC voltage to be output by the cell 1 as a DC voltage command value Vdcref from the calculated DC terminal voltage value Vdc and the DC current value Idc output from the current calculation unit 5a and outputs the DC voltage command value Vdcref. To do.
- the DC controller 5d includes, for example, a DC current compensator that controls a DC current value, a DC voltage compensator that controls DC voltage, and a DC power compensator that controls DC power. It is configured and operated by combining any one or more of them.
- the DC voltage command value Vdcref output from the DC voltage compensator, DC current compensator, and DC power compensator the DC voltage component output from the positive cell group 6a and the DC voltage component output from the negative cell group 6b are: As will be described later, they have the same polarity.
- the output voltages of the cell groups 6a and 6b are combined, and the combined voltage is generated between the positive DC terminal and the negative DC terminal of the leg circuit 8.
- Voltage component In the configuration of the control device 5 shown in FIG. 4, since the DC voltage command value Vdcref is given to the gate control units 5k and 5m as a common component in each phase, it is output from the cell groups 6a and 6b according to the DC voltage command value Vdcref.
- the applied voltage component is a DC voltage component output to the DC circuit 4.
- the DC control unit 5d can be configured to give the DC voltage command value Vdcref having a different magnitude in each phase.
- a DC voltage command value is given so that a circulating current circulating between the phases flows due to the potential difference generated in reactors 7a and 7b.
- the circulating current flows in a direct current, a difference occurs in the DC power generated by each leg circuit 8a, 8b, 8c.
- the accumulated energy of the DC capacitors 1e constituting the cell groups 6a, 6b also differs between the phases. .
- This operation is applied to balance control for balancing the phases with respect to the DC voltage of the DC capacitor 1e.
- the command value synthesizing unit 5e calculates the voltage to be output from the positive cell group 6a as the voltage command value Vpref (Vprefu, Vprevv, Vprefw).
- the command value synthesis unit 5f calculates the voltage to be output by the negative cell group 6b as the voltage command value Vnref (Vnrefu, Vnrefv, Vnrefw).
- the voltage command values Vpref and Vnref are obtained by combining the DC voltage command value Vdcref and the AC voltage command value Vacref for each phase.
- a positive side cell group 6a and a negative side cell group 6b are connected in series. Therefore, when each of the voltage command value Vpref of the positive side cell group 6a and the voltage command value Vnref of the negative side cell group 6b is calculated, 1/2 of the DC voltage command value Vdcref is added and synthesized.
- the AC voltage command value Vacref is calculated when calculating the voltage command value Vpref of the positive cell group 6a.
- the AC voltage command value Vacref is added and synthesized. For example, in the leg circuit 8a of FIG. 1, if the positive side cell group 6a outputs an AC voltage having a relatively small value and the negative side cell group 6b outputs an AC voltage having a relatively large value, the AC terminal Nu potential is A high voltage is output to the AC terminal Nu, approaching the potential of the positive DC terminal Np.
- the negative side cell group 6b outputs an AC voltage having the same polarity as the AC voltage to be output from the AC terminal Nu
- the positive side cell group 6a outputs an AC voltage having a polarity opposite to that of the AC voltage to be output from the AC terminal Nu.
- the command value synthesis units 5e and 5f synthesize the positive and negative phase components and the zero phase component and the DC voltage command value Vdcref included in the AC voltage command value Vacref by the above-described operation.
- the voltage component that flows the circulating current and balances the energy between the phases is not synthesized, and the voltage component that controls the circulating current is not synthesized.
- the gate control unit 5k Based on the U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values Vprefu, Vprevv, and Vprefw synthesized by the command value synthesizing unit 5e, the gate control unit 5k includes the cells 1 constituting the positive-side cell group 6a of each phase. Corresponding gate signals Gpu, Gpv, Gpw are given to the switching elements. Based on the U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values Vnrefu, Vnrefv, and Vnrefw synthesized by the command value synthesis unit 5f, the gate control unit 5m includes the cell 1 that constitutes the negative cell group 6b of each phase. Corresponding gate signals Gnu, Gnv, Gnw are given to the switching elements.
- PWM pulse width modulation
- the pulse width modulation method by controlling the pulse width of the gate signal supplied to the switching element, a DC component or a fundamental AC component of a desired voltage can be output on a time average basis. Then, by shifting the pulse timing of the plurality of converters, the synthesized voltage can be supplied with a voltage with less harmonic components. For example, a method is known in which a triangular wave or a sawtooth wave having a fixed frequency is compared with a voltage command value and switching timing is determined at the intersection of these signals.
- the U-phase, V-phase, and W-phase circulating current values Iccu, Iccv, and Iccw calculated by the current calculator 5a are sent to the circulating current controller 5b.
- the circulating current control unit 5b performs feedback control so that the circulating current value matches the circulating current command value. That is, the circulating current control unit 5b is provided with a compensator that amplifies the deviation between the circulating current command value and the circulating current value.
- a zero current is normally given as the circulating current command value, but a non-zero value may be given when an unbalance occurs in the power system.
- the circulating current control unit 5b uses the voltage components to be output for the circulating current control by the cell groups 6c and 6d as voltage command values Vccref (for U phase: Vccreffu, for V phase: Vccrefv, for W phase: Vccrefw). Output.
- Circulation current is the current that flows between the legs of different phases.
- Cell groups 6a and 6b and reactors 7a and 7b exist in the current path of the circulating current, and a circulating current is generated by applying a potential difference generated by switching of the cell groups 6a and 6b to the reactors 7a and 7b. Therefore, if a reverse polarity voltage is applied to the reactor by the cell groups 6c and 6d provided in the same path, the circulating current is suppressed.
- the reactors 7a and 7b are output.
- a voltage is applied in a direction that reduces the circulating current.
- the circulating current can be attenuated by applying the voltages of the cell groups 6c and 6d in the reverse direction. For this reason, in the circulating current control unit 5b, feedback control is executed using a compensator that amplifies the deviation between the circulating current command value and the circulating current value.
- the adder 5i adds the bias value Vbias1 to the voltage command value Vccref output from the circulating current control unit 5b, and outputs the addition result to the gate control units 5n and 5o.
- Gate control units 5n and 5o provide gate signals for controlling switching of switching elements 1a and 1b provided in cells 20 of cell groups 6c and 6d according to the addition result of voltage command value Vccref and bias value Vbias1. Output.
- the gate control units 5n and 5o can be operated by a pulse width modulation method in the same manner as the gate control units 5k and 5m.
- the circulating current Icc is a bipolar signal having positive and negative values. Therefore, the voltage command value Vccref output from the circulating current control unit 5b is also a bipolar signal. In this case, when the voltage command value Vccref is 0, it is desirable that the conduction ratio (duty) of the switching elements 1a and 1b is 50%. In order to realize this operation, the adder 5i adds the bias value Vbias1 to the voltage command value Vccref.
- the circulating current Icc has the same current value in the positive cell group 6c and the negative cell group 6d. Therefore, the common voltage command value Vccref is given to the gate controllers 5n and 5o.
- the voltage calculation unit 5p uses the capacitor voltage Vcp (U phase: Vcpu, V phase: Vcpv, W phase) as a representative value of the cell capacitor voltage Vccell received from the positive cell group 6c of each leg circuit 8. : Vcpw) is output to the capacitor voltage controller 5q.
- the voltage calculation unit 5p uses the capacitor voltage Vcn (U phase: Vcnu, V phase: Vcnv, W phase: Vcnw) as the representative value of the cell capacitor voltage Vccell received from the negative cell group 6d of each leg circuit 8. Output to the controller 5r.
- the capacitor voltage control unit 5q in FIG. 4 performs feedback control so that the capacitor voltage command value matches the capacitor voltage Vcp.
- the capacitor voltage control unit 5q includes a compensator that amplifies a deviation between the capacitor voltage command value and the capacitor voltage value Vcp (a value obtained by subtracting the capacitor voltage value Vcp from the capacitor voltage command value) for each phase.
- a multiplier is provided for multiplying the deviation amplified by the compensator by the reverse polarity alternating current (-Iac) input from the gain circuit 5s.
- the multiplication result is output as a voltage command value Vcpref.
- the capacitor voltage control unit 5q outputs a voltage command value Vcpref having a phase opposite to that of the AC current value Iac.
- this voltage command value Vcpref switching elements 1f and 1g provided in cell 20 of cell group 6c are controlled, so that the discharge power is reduced and the charge power is increased. For example, when a current flows from the input / output terminal 1p to the input / output terminal 1n in FIG.
- the conduction rate of the switching element 1g increases and a current flows from the input / output terminal 1n to the input / output terminal 1p.
- the flow rate of the switching element 1f increases.
- the voltage of the DC capacitor 1e increases (that is, the DC capacitor voltage value Vcp increases).
- the capacitor voltage value Vcp comes to coincide with the capacitor voltage command value.
- the capacitor voltage control unit 5q When the deviation is negative (when the capacitor voltage command value is smaller than the capacitor voltage value Vcp), the capacitor voltage control unit 5q outputs a voltage command value Vcpref having the same phase as the AC current value Iac. Since the switching elements 1f and 1g of the cell 20 of the cell group 6c are controlled according to the voltage command value Vcpref, the discharge power increases and the charge power decreases. For example, when a current flows from the input / output terminal 1p to the input / output terminal 1n in FIG. 3, the conduction rate of the switching element 1f increases, and a current flows from the input / output terminal 1n to the input / output terminal 1p. In this case, the conduction rate of the switching element 1g increases. As a result, the voltage of the DC capacitor 1e decreases (that is, the DC capacitor voltage value Vcp decreases). Eventually, the capacitor voltage value Vcp comes to coincide with the capacitor voltage command value.
- the capacitor voltage control unit 5r in FIG. 4 is amplified by a compensator that amplifies a deviation (a value obtained by subtracting the capacitor voltage value Vcn from the capacitor voltage command value) between the capacitor voltage command value and the capacitor voltage value Vcn.
- a multiplier for multiplying the deviation and the alternating current Iac is provided.
- the multiplication result is output as a voltage command value Vcnref. Since an alternating current (-Iac) having a phase opposite to that of the positive cell group 6c flows through the negative cell group 6d, a gain circuit is used to reverse the polarity of the alternating current Iac in the case of the negative cell group 6d. There is no need to multiply -1 by 5s. Since the control operation of capacitor voltage Vcn of cell group 6d is the same as that of cell group 6c, description thereof will not be repeated.
- the adder 5t adds the bias value Vbias2 to the voltage command value Vcpref output from the capacitor voltage control unit 5q, and outputs the addition result to the gate control unit 5v.
- the gate controller 5v outputs a gate signal for controlling switching of the switching elements 1f and 1g provided in each cell 20 of the cell group 6c according to the addition result of the voltage command value Vcpref and the bias value Vbias2.
- the gate control unit 5v can be operated by a pulse width modulation method in the same manner as the gate control units 5k and 5m.
- the adder 5u adds the bias value Vbias2 to the voltage command value Vcnref output from the capacitor voltage control unit 5r, and outputs the addition result to the gate control unit 5w.
- the gate controller 5w outputs a gate signal for controlling the switching of the switching elements 1f and 1g provided in each cell 20 of the cell group 6d according to the addition result of the voltage command value Vcnref and the bias value Vbias2.
- the gate control unit 5w can be operated by a pulse width modulation method in the same manner as the gate control units 5k and 5m.
- the bias value Vbias2 is set to the same value as the bias value Vbias1, in the full bridge configuration such as the cell 20 shown in FIG. 3, when the circulating current is 0, the conduction ratio of the switching elements 1a, 1b, 1f, and 1g is Be the same. As a result, the time average value of the output voltage between the input / output terminals 1p and 1n becomes zero, and the DC capacitor 1e is not charged / discharged even when a current flows. Since the voltage output from the cell 20 is applied to the reactors 7a and 7b in accordance with the voltage command value Vccref output from the circulating current control unit 5bb, the reactive power component is the main component.
- the voltage of DC capacitor 1e can be efficiently controlled by adjusting the charging or discharging power from the equilibrium state corresponding to bias value Vbias2 in accordance with voltage command values Vcpref and Vcnref output from capacitor voltage control units 5q and 5r. .
- the power conversion device exclusively controls the respective electric quantities (current and voltage) of the AC terminals Nu, Nv, Nv and the DC terminals Np, Nn, which are the main purposes of the power conversion device.
- Cell groups 6a and 6b (that is, not used for circulating current control) are provided. The cell groups 6a and 6b can reliably control the respective electric quantities of the AC terminals Nu, Nv and Nv and the DC terminals Np and Nn without being affected by the circulating current control interference.
- the power conversion device of Embodiment 1 can control the circulating current value according to the circulating current command value by including the cell groups 6c and 6d for controlling the circulating current.
- the switching elements 1a and 1b for controlling the circulating current and the deviation between the voltage value of the DC capacitor 1e and its command value become zero.
- Dedicated switching elements 1f and 1g to be controlled In other words, the switching elements 1a and 1b are not used for controlling the voltage value of the DC capacitor 1e, and the switching elements 1f and 1g are not used for controlling the circulating current.
- the capacitor voltage of each cell 20 of the cell groups 6c and 6d for controlling the circulating current can be maintained at a constant value, so that the circulating current can be controlled stably and independently of the maintenance of the capacitor voltage. .
- each leg circuit 8 only the reactor 7a on the positive side among the reactors 7a and 7b may be provided, or only the reactor 7b on the negative side may be provided.
- the positive-side cell group 6c for circulating current control becomes unnecessary, and the gate control units 5n and 5v, the adder 5t, the gain circuit 5s, and the capacitor related thereto are further provided. Since the voltage control unit 5q is also unnecessary, there is an advantage that the configuration of the control device 5 can be simplified.
- the negative-side cell group 6d for controlling the circulating current is not necessary, and the gate control units 5o and 5w, the adder 5u, and the capacitor voltage control related thereto are further provided. Since the part 5r is also unnecessary, there is an advantage that the configuration of the control device 5 can be simplified.
- the cell group 6a and the cell group 6b that are not for circulating current control are described as being configured by the same cell 1, but each cell of the cell group 6a and each cell of the cell group 6b are You may make it have a different structure. Also in this case, the same effects as those of the first embodiment are obtained.
- the example in which the output of the compensator is multiplied by the alternating current value Iac or the reverse polarity alternating current value ( ⁇ Iac) in the capacitor voltage control units 5q and 5r has been described.
- the same thing can be done even if the alternating current command value is used instead of the alternating current value Iac.
- the polarity may be used instead of the alternating current value Iac, or the polarity may be used instead of the alternating current command value, and in either case, the same effect can be obtained.
- FIG. 5 is a configuration diagram of the control device 5 used in the power conversion device according to the second embodiment.
- the control device 5 in FIG. 5 is different from the control device 5 in FIG. 4 in the input signals to the capacitor voltage control units 5q and 5r.
- the capacitor voltage control unit 5q in FIG. 5 is -1 times by the capacitor voltage Vcp (U phase: Vcpu, V phase: Vcpv, W phase: Vcpw) output from the voltage calculation unit 5p and the gain circuit 5s.
- the received direct current value Idc that is, the reverse polarity direct current value ( ⁇ Idc) is received.
- Vcn U phase: Vcnu, V phase: Vcnv, W phase: Vcnw
- Idc direct current value
- the capacitor voltage control unit 5q in FIG. 5 performs feedback control so that the capacitor voltage command value matches the capacitor voltage Vcp.
- the capacitor voltage control unit 5q includes a compensator that amplifies a deviation between the capacitor voltage command value and the capacitor voltage value Vcp (a value obtained by subtracting the capacitor voltage value Vcp from the capacitor voltage command value) for each phase.
- a multiplier is provided for multiplying the deviation amplified by the compensator by the direct current ( ⁇ Idc) having the reverse polarity provided from the gain circuit 5s.
- the multiplication result is output as a voltage command value Vcpref.
- the flow rate of the switching element 1g increases.
- the discharge power decreases (charge power increases) due to the action of the DC current Idc, so that the voltage of the DC capacitor 1e increases (that is, the DC capacitor voltage value Vcp increases).
- the capacitor voltage value Vcp comes to coincide with the capacitor voltage command value.
- the capacitor voltage control unit 5q Outputs the value Vcpref.
- the switching elements 1f and 1g provided in the cell 20 of the positive side cell group 6c are controlled according to the value obtained by adding the bias value Vbias2 to the positive voltage command value Vcpref. Due to the component of the positive voltage command value Vcpref output from the capacitor voltage control unit 5q, the conduction rate of the switching element 1f increases.
- the discharge power increases (the charge power decreases), so the voltage of the DC capacitor 1e decreases (that is, the DC capacitor voltage value Vcp decreases).
- the capacitor voltage value Vcp comes to coincide with the capacitor voltage command value.
- the capacitor voltage control unit 5r performs feedback control so that the capacitor voltage command value matches the capacitor voltage Vcn.
- the capacitor voltage control unit 5r includes, for each phase, a compensator that amplifies a deviation (a value obtained by subtracting the capacitor voltage value Vcn from the capacitor voltage command value) between the capacitor voltage command value and the capacitor voltage value Vcn.
- a multiplier is provided for multiplying the deviation amplified by the compensator by the direct current ( ⁇ Idc) having the reverse polarity provided from the gain circuit 5s.
- the multiplication result is output as a voltage command value Vcnref.
- the switching elements 1f and 1g provided in the cell 20 of the negative side cell group 6d are controlled according to a value obtained by adding the bias value Vbias2 to the voltage command value Vcnref. Since the control operation of capacitor voltage Vcn of cell group 6d is the same as that of cell group 6c, description thereof will not be repeated.
- the power conversion device of the second embodiment includes the cell groups 6c and 6d for controlling the circulating current as in the case of the first embodiment, so that the circulating current value can be set according to the circulating current command value. Can be controlled.
- the switching elements 1a and 1b for controlling the circulating current and the deviation between the voltage value of the DC capacitor 1e and its command value become zero.
- Dedicated switching elements 1f and 1g to be controlled thereby, the capacitor voltage of each cell 20 of the cell groups 6c and 6d for controlling the circulating current can be maintained at a constant value, so that the circulating current can be controlled stably and independently of the maintenance of the capacitor voltage. .
- each leg circuit 8 only the reactor 7a on the positive side among the reactors 7a and 7b may be provided, or only the reactor 7b on the negative side may be provided.
- the positive-side cell group 6c for circulating current control becomes unnecessary, and further, the gate control units 5n and 5v, the adder 5t, and the capacitor voltage control unit 5q related thereto. Therefore, there is an advantage that the configuration of the control device 5 can be simplified.
- the negative-side cell group 6d for controlling the circulating current is not necessary, and the gate control units 5o and 5w, the adder 5u, and the capacitor voltage control related thereto are further provided. Since the part 5r is also unnecessary, there is an advantage that the configuration of the control device 5 can be simplified.
- the cell group 6a and the cell group 6b that are not for circulating current control are described as being configured by the same cell 1, but each cell of the cell group 6a and each cell of the cell group 6b are You may make it have a different structure. Also in this case, the same effects as those of the second embodiment are obtained.
- FIG. 6 is a configuration diagram of the control device 5 used in the power conversion device according to the third embodiment.
- the control device 5 of FIG. 6 differs from the control device 5 of FIG. 4 in the input signals to the capacitor voltage control units 5q and 5r.
- the capacitor voltage control unit 5q of FIG. 6 is ⁇ 1 times by the capacitor voltage Vcp (U phase: Vcpu, V phase: Vcpv, W phase: Vcpw) output from the voltage calculation unit 5p and the gain circuit 5s.
- the positive side arm current value Ip (U phase: Ipu, V phase: Ipv, W phase: Ipw, that is, the positive side arm current values (-Ipu, -Ipv, -Ipw) of opposite polarity are received.
- the capacitor voltage control unit 5r of the capacitor 5a includes the capacitor voltage Vcn (U phase: Vcnu, V phase: Vcnv, W phase: Vcnw) output from the voltage calculation unit 5p and the negative arm current multiplied by ⁇ 1 by the gain circuit 5s.
- the values In (U phase: Inu, V phase: Inv, W phase: Inw, that is, the negative side negative arm current values (-Inu, -Inv, -Inw)) are received. Same as 4 Runode, the description thereof will not be repeated with the same reference numerals are assigned to the same or corresponding parts.
- the capacitor voltage controller 5q in FIG. 6 performs feedback control so that the capacitor voltage command value matches the capacitor voltage Vcp.
- the capacitor voltage control unit 5q includes a compensator that amplifies a deviation between the capacitor voltage command value and the capacitor voltage value Vcp (a value obtained by subtracting the capacitor voltage value Vcp from the capacitor voltage command value) for each phase.
- a multiplier is provided for multiplying the deviation amplified by the compensator and the positive-side arm current (-Ip) having the opposite polarity provided from the gain circuit 5s.
- the multiplication result is output as a voltage command value Vcpref.
- the capacitor voltage control unit 5r performs feedback control so that the capacitor voltage command value matches the capacitor voltage Vcn.
- the capacitor voltage control unit 5r includes, for each phase, a compensator that amplifies a deviation (a value obtained by subtracting the capacitor voltage value Vcn from the capacitor voltage command value) between the capacitor voltage command value and the capacitor voltage value Vcn.
- a multiplier is provided for multiplying the deviation amplified by the compensator by the negative arm current ( ⁇ In) having the opposite polarity provided from the gain circuit 5s. The multiplication result is output as a voltage command value Vcnref.
- the conduction ratios of the switching elements 1f and 1g provided in the cell 20 of the negative side cell group 6d are controlled. Since the control operation of capacitor voltage Vcn of cell group 6d is the same as that of cell group 6c, description thereof will not be repeated.
- the power conversion device of the third embodiment is similar to the first and second embodiments in that each of the AC terminals Nu, Nv, Nv and the DC terminals Np, Nn, which are the main purposes of the power conversion device.
- Cell groups 6a and 6b that exclusively control the amount of electricity (current and voltage) (that is, not used for circulating current control) are provided.
- the cell groups 6a and 6b can reliably control the respective electric quantities of the AC terminals Nu, Nv and Nv and the DC terminals Np and Nn without being affected by the circulating current control interference.
- the power conversion device of the third embodiment includes the cell groups 6c and 6d for controlling the circulating current as in the case of the first and second embodiments, so that the circulating current is determined according to the circulating current command value.
- the value can be controlled.
- the switching elements 1a and 1b for controlling the circulating current and the deviation between the voltage value of the DC capacitor 1e and its command value become zero.
- Dedicated switching elements 1f and 1g to be controlled.
- each leg circuit 8 only the reactor 7a on the positive side among the reactors 7a and 7b may be provided, or only the reactor 7b on the negative side may be provided.
- the positive-side cell group 6c for circulating current control becomes unnecessary, and further, the gate control units 5n and 5v, the adder 5t, and the capacitor voltage control unit 5q related thereto. Therefore, there is an advantage that the configuration of the control device 5 can be simplified.
- the negative-side cell group 6d for controlling the circulating current is not necessary, and the gate control units 5o and 5w, the adder 5u, and the capacitor voltage control related thereto are further provided. Since the part 5r is also unnecessary, there is an advantage that the configuration of the control device 5 can be simplified.
- the cell group 6a and the cell group 6b that are not for circulating current control are described as being configured by the same cell 1, but each cell of the cell group 6a and each cell of the cell group 6b is You may make it have a different structure. Also in this case, the same effects as those of the third embodiment described above are obtained.
- the capacitor voltage control units 5q and 5r each multiply the output of the compensator by the positive arm current value ( ⁇ Ip) having the reverse polarity and the negative arm current value ( ⁇ In) having the reverse polarity, respectively. showed that.
- the AC control unit 5c performs feedback control based on the deviation between the AC current command value Iacref and the AC current value Iac
- the DC control unit 5d performs the deviation between the DC current command value Idcref and the DC current value Idc.
- Iacref + Idcref / 3 may be used instead of the positive arm current value Ip, and ⁇ Iacref + Idcref / 3 may be used instead of the negative arm current value In.
- the polarity may be used instead of the DC current value Idc, or the respective polarities may be used instead of the DC current command value Idcref and the AC current command value Vderef.
- 1,20 cells 1a, 1b, 1f, 1g switching element, 1c, 1d, 1h, 1i diode, 1e DC capacitor, 1j, 11a, 11b DC voltage detector, 1n, 1p input / output terminal, 2 AC circuit, 3 Interconnection transformer, 4 DC circuit, 5 control device, 5a current calculation unit, 5b circulating current control unit, 5c AC control unit, 5d DC control unit, 5e, 5f command value synthesis unit, 5i, 5t, 5u adder, 5k, 5m, 5n, 5o, 5v, 5w Gate control unit, 5p voltage calculation unit, 5q, 5r capacitor voltage control unit, 5s gain circuit, 5z voltage command value generation unit, 6a, 6c positive side cell group, 6b, 6d Negative side cell group, 7a, 7b reactor, 8a, 8b, 8c leg circuit, 9a, 9b arm current detector, 10 AC voltage detector, Ia AC current, Icc circulating current, Icom leg current, Idc DC current, Ip positive
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Abstract
電力変換装置において、各レグ回路(8)に含まれる複数のチョッパセル(6a,6b,6c,6d)の一部である複数の特定のチョッパセル(20)の各々は、フルブリッジ構成である。制御装置(5)は、各特定のチョッパセル(20)の第1および第2のスイッチング素子(1a,1b)の動作を、各レグ回路(8)間を循環する循環電流(Icc)に基づいて制御する。制御装置(5)は、各特定のチョッパセル(20)の第3および第4のスイッチング素子(1g、1f)の動作を、特定のチョッパセル(20)のコンデンサ(1e)の電圧に基づいて制御する。
Description
この発明は、交流と直流との間で電力変換を行う電力変換装置に関し、たとえば、電力系統に設置される大容量の電力変換装置に好適に用いられるものである。
電力系統に設置される大容量の電力変換装置では、変換器出力が高電圧または大電流となるため、複数の変換器を直列または並列に多重化して構成されることが多い。変換器を多重化することによって、変換器容量を大きくするという効果が得られるだけでなく、変換器の出力電圧を合成することにより、出力電圧波形に含まれる高調波を低減し、その結果、電力系統に流出する高調波電流を低減するという効果を奏することができる。
多重化された変換器を有する電力変換装置の例として、複数の変換器の出力端子をカスケード接続したマルチレベル変換器が挙げられる。マルチレベル変換器の中の一つにモジュラーマルチレベル変換器(MMC:Modular Multilevel Converter)がある。モジュラーマルチレベル変換器は、交流の各相ごとに、正極側直流端子と接続された第1アーム(arm)と負極側直流端子と接続された第2アームとを有し、各アームは、複数の変換器セル(チョッパセルとも称する)がカスケード接続されることによって構成されている。各相の第1アームと第2アームとによってレグ(leg)が構成される。各レグには少なくとも1つのリアクトルが設けられる。
モジュラーマルチレベル変換器では、外部に流出せずに複数のレグ間を循環する循環電流が流れることがあり、この循環電流を0または所定の値になるように制御する必要がある。循環電流を制御するための従来技術として、たとえば、特許第5189105号公報(特許文献1)および特表2012-531878号公報(特許文献2)などに記載された技術が知られている。
特許第5189105号公報(特許文献1)には、各アーム(相モジュール分岐)ごとに、循環電流を制御して減らすための1つの制御ユニットを有するマルチレベル変換器が開示されている。各制御ユニットには、電流制御ユニットから分岐電圧目標値が与えられる。特にこの文献では、電流制御ユニットは、分岐電圧目標値を生成するために、循環電圧目標値を相モジュール分岐の他の目標値にアドオン、すなわち線形にて(和形式または差形式にて)組み合わせることが開示されている。
特表2012-531878号公報(特許文献2)では、循環電流を制御するために、各相のレグに設けられたリアクトル(インダクタ)に能動制御型の高調波補償器を接続することが開示されている。この高調波補償器は、循環電流に含まれる基本波成分よりも周波数が高い高調波成分を抑制するように構成される。
より詳細には、特許第5189105号公報(特許文献1)に記載された電力変換装置では、交流端子の電気量(電圧および電流)を制御する電圧指令値と、直流端子の電気量(電圧および電流)を制御する電圧指令値と、電力変換装置内部を還流する循環電流を制御する電圧指令値とが合成される。そして、合成された電圧指令値は全ての変換器セル(チョッパセル)に与えられる。
しかしながら、各変換器セルが出力可能な電圧値の上限値および下限値は、各変換器セルが有するコンデンサの電圧値および各変換器セルの回路構成などに応じて決まるので、各変換器セルは、定められた上限値および下限値を超えた電圧を出力することができない。このため、例えば、交流端子および直流端子の電気量をそれぞれ制御するための電圧指令値が増加または減少することによって、これらの電圧指令値と合成された循環電流を制御するための電圧指令値が制限される場合がある。この場合には、循環電流を抑制するための電圧指令値が変換器セルの出力電圧に反映されなくなるという問題がある。逆に、循環電流を制御するための電圧指令値の影響で、交流端子および直流端子の電気量をそれぞれ制御するための電圧指令値が制限を受ける結果、交流-直流変換が理想的に行われないという問題がある。
特表2012-531878号公報(特許文献2)に記載された電力変換装置では、各リアクトル(インダクタ)に接続された能動制御型の高調波補償器は、循環電流に含まれる基本波成分よりも周波数が高い高調波成分を抑制するように構成される。しかしながら、リアクトルは、周波数が低いほど電流が流れやすい(周波数が低いほどアドミタンスが増加する)という特性を有するので、循環電流に含まれる直流電流成分および基本波成分を抑制することができない問題がある。
この発明は、上記の問題点を考慮してなされたものであって、その目的は、交流電気量(交流電圧、交流電流)、直流電気量(直流電圧、直流電流)、および循環電流を確実に制御することが可能な電力変換装置を提供することである。
この発明は、直流回路と交流回路との間に接続され、両回路間の電力変換を行う電力変換装置に関し、複数のレグ回路と、制御装置とを備える。複数のレグ回路は、交流回路の各相にそれぞれ対応し、共通の第1および第2の直流端子間に互いに並列に接続される。各レグ回路は、複数のチョッパセルと、複数のチョッパセルと直列に接続された少なくとも1つのインダクタとを含む。複数のチョッパセルは、互いにカスケード接続され、各々がエネルギー蓄積器を含む。各レグ回路に含まれる複数のチョッパセルの一部である複数の特定のチョッパセルの各々は、エネルギー蓄積器としてのコンデンサと、このコンデンサと並列に且つ互いに直列に接続された第1および第2のスイッチング素子と、このコンデンサと並列に且つ互いに直列に接続された第3および第4のスイッチング素子とを含む。第1および第2のスイッチング素子の接続ノードおよび第3および第4のスイッチング素子の接続ノードを介して、コンデンサの充放電が可能である。制御装置は、各レグ回路に含まれる複数のチョッパセルの動作を制御する。制御装置は、各特定のチョッパセルの第1および第2のスイッチング素子の動作を、各レグ回路間を循環する循環電流に基づいて制御する。制御装置は、各特定のチョッパセルの第3および第4のスイッチング素子の動作を、コンデンサの電圧に基づいて制御する。
この発明によれば、各レグ回路を構成する一部の特定のチョッパセルによって循環電流を制御するようにしたので、交流回路の交流電気量および直流回路の直流電気量の制御と干渉することなく循環電流の制御を行うことができる。さらに、特定のチョッパセルを構成する第1および第2のスイッチング素子の動作を循環電流に基づいて制御し、特定のチョッパセルを構成する第3および第4のスイッチング素子の動作をコンデンサの電圧に基づいて制御するようにしたので、コンデンサの電圧を一定に維持しながら、確実に循環電流を制御することができる。
以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。
<実施の形態1>
図1は、実施の形態1による電力変換装置の概略構成図である。図1を参照して、電力変換装置は、主回路であるレグ回路8a,8b,8c(総称する場合または不特定のものを示す場合、レグ回路8と記載する)と、これらのレグ回路8を制御する制御装置5とを備える。
図1は、実施の形態1による電力変換装置の概略構成図である。図1を参照して、電力変換装置は、主回路であるレグ回路8a,8b,8c(総称する場合または不特定のものを示す場合、レグ回路8と記載する)と、これらのレグ回路8を制御する制御装置5とを備える。
レグ回路8は、交流を構成する複数相の各相ごとに設けられ、交流回路2と直流回路4との間に接続され、両回路間で電力変換を行う。図1には交流回路2が三相交流の場合が示され、u相、v相、w相にそれぞれ対応して3個のレグ回路8a,8b,8cが設けられる。
レグ回路8a,8b,8cにそれぞれ設けられた交流端子Nu,Nv,Nwは、連系変圧器3を介して交流回路2に接続される。交流回路2は、たとえば、交流電源などを含む交流電力系統である。図1では、図解を容易にするために、交流端子Nv,Nwと連系変圧器3との接続は図示していない。各レグ回路8に共通に設けられた直流端子Np,Nn(正側直流端子Np,負側直流端子Nn)は、直流回路4に接続される。直流回路4は、たとえば、直流送電網および直流出力を行う他の電力変換装置などを含む直流電力系統である。
図1の連系変圧器3を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流回路2に接続した構成としても良い。さらに、交流端子Nu,Nv,Nwに代えてレグ回路8a,8b,8cにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路8a,8b,8cが連系変圧器3または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル7a,7bとしてもよい。すなわち、各レグ回路8a,8b,8cは、交流端子Nu,Nv,Nwまたは上記の一次巻線など、各レグ回路8a,8b,8cに設けられた接続部を介して電気的(直流的または交流的)に交流回路2と接続される。
レグ回路8aは、正側直流端子Npから交流入力端子Nuまでの正側アーム(上アームまたは1次アームとも称する)13と、負側直流端子Nnから交流入力端子Nuまでの負側アーム(下アームまたは2次アームとも称する)14とに区分される。正側アーム13と負側アーム14との接続点Nuが変圧器3と接続される。正側直流端子Npおよび負側直流端子Nnが直流回路4に接続される。レグ回路8b,8cについても同様の構成を有しているので、以下、レグ回路8aを代表として説明する。
正側アーム13は、複数の変換器セル(チョッパセル)1がカスケード接続されたセル群6aと、複数の変換器セル20がカスケード接続されたセル群6cと、リアクトル7aとを含む。セル群6a,6cおよびリアクトル7aは互いに直列接続されている。以下、簡単のために変換器セル(チョッパセル)をセルと称する場合がある。図2および図3で詳しく説明するように、セル群6cに用いられているセル20の構成は、セル群6aに設けられているセル1の構成とは異なる点がある。図1では、図解を容易にするために、セル群6cにセル20が1個のみ記載されているが、実際には複数個のセル20がカスケード接続されている。
同様に、負側アーム14は、複数のセル1がカスケード接続されたセル群6bと、複数のセル20がカスケード接続されたセル群6dと、リアクトル7bとを含む。セル群6b,6dおよびリアクトル7bは互いに直列接続されている。図2および図3で詳しく説明するように、セル群6dに用いられているセル20の構成は、セル群6bに設けられているセル1の構成とは異なる点がある。図1では、図解を容易にするために、セル群6dにセル20が1個のみ記載されているが、実際には複数個のセル20がカスケード接続されている。
リアクトル7aが挿入される位置は、レグ回路8aの正側アーム13のいずれの位置であってもよく、リアクトル7bが挿入される位置は、レグ回路8aの負側アーム14のいずれの位置であってもよい。リアクトル7a,7bはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、正側アーム13のリアクトル7aのみ、もしくは、負側アーム14のリアクトル7bのみを設けてもよい。
以下、正側アーム13に設けられたセル群6a,6cを正側セル群と称し、負側アーム14に設けられたセル群6b,6dを負側セル群と称する。以下で詳しく説明するように、正側セル群6aおよび負側セル群6bは、循環電流の制御に用いられず、交流電気量および直流電気量の制御にのみ用いられる。正側セル群6cおよび負側セル群6dは循環電流の制御に用いられる。すなわち、循環電流の制御には、各レグ回路8を構成する一部のセルのみが用いられる点に特徴がある。
図1の電力変換装置は、さらに、制御に使用される電気量(電流、電圧)を計測する検出器として、交流電圧検出器10と、直流電圧検出器11a,11bと、各レグ回路8に設けられたアーム電流検出器9a,9bとを含む。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置5に入力される。
具体的に、交流電圧検出器10は、交流回路2のU相の電圧値Vacu、V相の電圧値Vacv、およびW相の電圧値Vacwを検出する。直流電圧検出器11aは、直流回路4に接続された正側直流端子Npの電圧を検出する。直流電圧検出器11bは、直流回路4に接続された負側直流端子Nnの電圧を検出する。U相用のレグ回路8aに設けられたアーム電流検出器9a,9bは、正側アーム13に流れるアーム電流Ipuおよび負側アーム14に流れるアーム電流Inuをそれぞれ検出する。同様に、V相用のレグ回路8bに設けられたアーム電流検出器9a,9bは、正側アーム電流Ipvおよび負側アーム電流Invをそれぞれ検出する。W相用のレグ回路8cに設けられたアーム電流検出器9a,9bは、正側アーム電流Ipwおよび負側アーム電流Inwをそれぞれ検出する。ここで、アーム電流Ipu,Inu,Ipv,Inv,Ipw,Inwは、正側直流端子Npから負側直流端子Nnの方向に流れる電流を正とする。
[変換器セルの構成例]
(セル群6a,6bを構成するセル1の構成)
図2は、図1の上アーム13の一方のセル群6aおよび下アーム14の一方のセル群6bをそれぞれ構成する変換器セル1の一例を示す回路図である。図2(a)に示す変換器セル1は、ハーフブリッジ構成を採用した例を示し、互いに直列接続された半導体スイッチング素子1a,1b(以下、単にスイッチング素子と称する場合がある)と、ダイオード1c,1dと、エネルギー蓄積器としての直流コンデンサ1eとを含む。ダイオード1c,1dは、スイッチング素子1a,1bとそれぞれ逆並列(並列かつ逆バイアス方向)に接続される。直流コンデンサ1eは、スイッチング素子1a,1bの直列接続回路と並列に接続され、直流電圧を平滑化する。スイッチング素子1a,1bの接続ノードは正側の入出力端子1pと接続され、スイッチング素子1bと直流コンデンサ1eの接続ノードは負側の入出力端子1nと接続される。
(セル群6a,6bを構成するセル1の構成)
図2は、図1の上アーム13の一方のセル群6aおよび下アーム14の一方のセル群6bをそれぞれ構成する変換器セル1の一例を示す回路図である。図2(a)に示す変換器セル1は、ハーフブリッジ構成を採用した例を示し、互いに直列接続された半導体スイッチング素子1a,1b(以下、単にスイッチング素子と称する場合がある)と、ダイオード1c,1dと、エネルギー蓄積器としての直流コンデンサ1eとを含む。ダイオード1c,1dは、スイッチング素子1a,1bとそれぞれ逆並列(並列かつ逆バイアス方向)に接続される。直流コンデンサ1eは、スイッチング素子1a,1bの直列接続回路と並列に接続され、直流電圧を平滑化する。スイッチング素子1a,1bの接続ノードは正側の入出力端子1pと接続され、スイッチング素子1bと直流コンデンサ1eの接続ノードは負側の入出力端子1nと接続される。
図2(a)の構成において、スイッチング素子1a,1bは、一方がオン状態となり他方がオフ状態となるように制御される。スイッチング素子1aがオン状態であり、スイッチング素子1bがオフ状態のとき、入出力端子1p,1n間には直流コンデンサ1eの両端間の電圧(入出力端子1pが正側電圧、入出力端子1nが負側電圧)が印加される。逆に、スイッチング素子1aがオフ状態であり、スイッチング素子1bがオン状態のとき、入出力端子1p,1n間は0Vとなる。すなわち、図2(a)に示す変換器セル1は、スイッチング素子1a,1bを交互にオン状態とすることによって、零電圧または正電圧(直流コンデンサ1eの電圧に依存する)を出力することができる。ダイオード1c,1dは、スイッチング素子1a,1bに逆方向電圧が印加されたときの保護のために設けられている。
図2(b)に示す変換器セル1は、フルブリッジ構成を採用した例を示し、直列接続されたスイッチング素子1g,1fと、スイッチング素子1g,1fに逆並列にそれぞれ接続されたダイオード1h,1iとをさらに含む点で、図2(a)の変換器セル1と異なる。スイッチング素子1g,1fの全体は、スイッチング素子1a,1bの直列接続回路と並列に接続されるとともに、直流コンデンサ1eと並列に接続される。入出力端子1pは、スイッチング素子1a,1bの接続ノードと接続され、入出力端子1nは、スイッチング素子1g,1fの接続ノードと接続される。
図2(b)に示す変換器セル1は、通常動作時(すなわち、入出力端子1p,1n間に零電圧または正電圧を出力する場合)には、スイッチング素子1gを常時オンとし、スイッチング素子1fを常時オフとし、スイッチング素子1a,1bを交互にオン状態とするように制御される。ただし、図2(b)に示す変換器セル1は、スイッチング素子1gをオフし、スイッチング素子1fをオンし、スイッチング素子1a,1bを交互にオン状態にすることによって、零電圧または負電圧を出力することもできる。
図2(c)に示す変換器セル1は、図2(b)に示すフルブリッジ構成の変換器セル1から、スイッチング素子1fを除去した構成であり、その他の点は図2(b)の場合と同じである。図2(c)の変換器セル1は、通常動作時(すなわち、入出力端子1p,1n間に零電圧または正電圧を出力する場合)には、スイッチング素子1gを常時オンとし、スイッチング素子1a,1bを交互にオン状態とするように制御される。図2(c)に示す変換器セル1は、スイッチング素子1a,1gをオフし、スイッチング素子1bをオンし、かつ電流が入出力端子1nから入出力端子1pの方向に流れる場合には、負電圧を出力することができる。
各スイッチング素子1a,1b,1f,1gには、オン動作とオフ動作の両方を制御可能な自己消弧型のスイッチング素子が用いられている。たとえば、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)またはGCT(Gate Commutated Turn-off thyristor)などがスイッチング素子1a,1b,1f,1gとして用いられる。
(セル群6c,6dを構成するセル20の構成)
図3は、図1の上アーム13の他方のセル群6cおよび下アーム14の他方のセル群6dをそれぞれ構成する変換器セル20の構成を示す回路図である。変換器セル20は、自セルに設けられた直流コンデンサ1eの電圧(セルコンデンサ電圧Vccell)を検出し、検出値を制御装置5に送信するように構成される。
図3は、図1の上アーム13の他方のセル群6cおよび下アーム14の他方のセル群6dをそれぞれ構成する変換器セル20の構成を示す回路図である。変換器セル20は、自セルに設けられた直流コンデンサ1eの電圧(セルコンデンサ電圧Vccell)を検出し、検出値を制御装置5に送信するように構成される。
具体的に、図3の変換器セル20は、図2(b)のフルブリッジ構成の変換器セル1に基づくものであり、直流コンデンサ1eと並列に直流電圧検出器1jをさらに含む点で、図2(b)の変換器セル1と異なる。直流電圧検出器1jは、直流コンデンサ1eの電圧Vccellを検出し、検出したセルコンデンサ電圧Vccellを制御装置5に出力する。図4で説明するように、図3のセル20において、スイッチング素子1a,1bは、循環電流の制御に用いられ、直流コンデンサ1eの電圧の維持制御には用いられない。逆に、スイッチング素子1g,1fは、直流コンデンサ1eの電圧の制御に用いられ、循環電流の制御には用いられない。
[制御装置の構成と概略動作]
図4は、図1の制御装置5の構成図である。図4に示す制御装置5は、専用回路によって構成してもよいし、その一部または全部をFPGA(Field Programmable Gate Array)および/またはマイクロプロセッサによって構成してもよい。以下、図1および図4を参照して、制御装置5の構成と各要素の概略動作について説明する。
図4は、図1の制御装置5の構成図である。図4に示す制御装置5は、専用回路によって構成してもよいし、その一部または全部をFPGA(Field Programmable Gate Array)および/またはマイクロプロセッサによって構成してもよい。以下、図1および図4を参照して、制御装置5の構成と各要素の概略動作について説明する。
制御装置5は、電圧指令値生成部5zと、ゲート制御部5k,5m,5n,5o,5v,5wとを含む。ゲート制御部5k,5mは、各相のレグ回路8の正側セル群6aおよび負側セル群6bにそれぞれ対応している。ゲート制御部5kは、レグ回路8a,8b,8cの正側セル群6aを構成する各スイッチング素子を制御するためのゲート信号Gpu,Gpv,Gpwをそれぞれ生成する。ゲート制御部5mは、レグ回路8a,8b,8cの負側セル群6bを構成する各スイッチング素子を制御するためのゲート信号Gnu,Gnv,Gnwをそれぞれ生成する。
一方、各相のレグ回路8の循環電流制御用の正側セル群6cは、2つのゲート制御部5n,5vに対応し、各相のレグ回路8の循環電流制御用の負側セル群6dは、2つのゲート制御部5o,5wに対応している。具体的に、ゲート制御部5nは、レグ回路8a,8b,8cの正側セル群6cの各セル20に設けられたスイッチング素子1a,1bを制御するためのゲート信号Gp2u,Gp2v,Gp2wをそれぞれ生成する。ゲート制御部5oは、レグ回路8a,8b,8cの負側セル群6dの各セル20に設けられたスイッチング素子1a,1bを制御するためのゲート信号Gn2u,Gn2v,Gn2wをそれぞれ生成する。ゲート制御部5vは、レグ回路8a,8b,8cの正側セル群6cの各セル20に設けられたスイッチング素子1g,1fを制御するためのゲート信号Gp3u,Gp3v,Gp3wをそれぞれ生成する。ゲート制御部5wは、レグ回路8a,8b,8cの負側セル群6dの各セル20に設けられたスイッチング素子1g,1fを制御するためのゲート信号Gn3u,Gn3v,Gn3wをそれぞれ生成する。
電圧指令値生成部5zは、ゲート制御部5k,5m,5n,5o,5v,5wに電圧指令値をそれぞれ供給する。具体的に、電圧指令値生成部5zは、電流演算部5aと、循環電流制御部5bと、交流制御部5cと、直流制御部5dと、指令値合成部5e,5fと、電圧演算部5pと、コンデンサ電圧制御部5q,5rと、加算器5i,5t,5uと、ゲイン回路5sとを含む。
電流演算部5aは、各相のレグ回路8の正側アーム13に設けられた電流検出器9aで検出された正側アーム電流Ipu,Ipv,Ipwと、各相のレグ回路8の負側アーム14に設けられた電流検出器9bで検出された負側アーム電流Inu,Inv,Inwとを取り込む。電流演算部5aは、取り込んだアーム電流から、交流電流値Iacu,Iacv,Iacwと、直流電流値Idcと、循環電流値Iccu,Iccv,Iccwとを演算する。電流演算部5aは、算出した交流電流値Iacu,Iacv,Iacwを交流制御部5cに出力し、算出した直流電流値Idcを直流制御部5dに出力し、算出した循環電流値Iccu,Iccv,Iccwを循環電流制御部5bに出力する。電流演算部5aは、さらに、算出した交流電流値Iacu,Iacv,Iacwをゲイン回路5sによって-1倍したものをコンデンサ電圧制御部5qに出力するとともに、算出した交流電流値Iacu,Iacv,Iacwをコンデンサ電圧制御部5rに出力する。
ここで、U相の交流電流Iacu、V相の交流電流Iacv、およびW相の交流電流Iacw(総称する場合、交流電流Iacと記載する)は、各レグ回路8の交流端子Nu,Nv,Nwから変圧器3の方向に流れる電流を正として定義される。直流電流Idcは、直流回路4から正側直流端子Npに向かう方向、および負側直流端子Nnから直流回路4に向かう方向を正として定義される。レグ回路8a,8b,8cをそれぞれ流れる循環電流Iccu,Iccv,Iccw(総称する場合、循環電流Iccと記載する)は、正側直流端子Npから負側直流端子Nnに向かう方向を正として定義される。
交流制御部5cには、さらに、交流電圧検出器10で検出されたU相、V相、およびW相の交流電圧値Vacu,Vacv,Vacw(総称する場合、交流電圧値Vacと記載)が入力される。交流制御部5cは、入力された交流電流値Iacと交流電圧値Vacとに基づいて、U相、V相、W相の交流電圧指令値Vacrefu,Vacrefv,Vacrefw(総称する場合、交流電圧指令値Vacrefと記載する)を生成する。
直流制御部5dには、さらに、直流電圧検出器11a,11bで検出された直流電圧値Vdcp,Vdcnが入力される。直流制御部5dは、入力された直流電圧値Vdcp,Vdcnおよび直流電流値Idcに基づいて、直流電圧指令値Vdcrefを生成する。
指令値合成部5eは、U相の交流電圧指令値Vacrefuと直流電圧指令値Vdcrefとを合成することによってU相の正側セル群6a用の電圧指令値Vprefuを生成する。同様に、指令値合成部5eは、V相の交流電圧指令値Vacrefvと直流電圧指令値Vdcrefとを合成することによって、V相の正側セル群6a用の電圧指令値Vprefvを生成する。さらに、指令値合成部5eは、W相の交流電圧指令値Vacrefwと直流電圧指令値Vdcrefとを合成することによって、W相の正側セル群6a用の電圧指令値Vprefwを生成する。生成された電圧指令値Vprefu,Vprefv,Vprefw(総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Vprefと記載する)は、ゲート制御部5kに入力される。
指令値合成部5fは、U相の交流電圧指令値Vacrefuと直流電圧指令値Vdcrefとを合成することによってU相の負側セル群6b用の電圧指令値Vnrefuを生成する。同様に、指令値合成部5fは、V相交流電圧指令値Vacrefvと直流電圧指令値Vdcrefとを合成することによって、V相の負側セル群6b用の電圧指令値Vnrefvを生成する。さらに、指令値合成部5fは、W相の交流電圧指令値Vacrefwと直流電圧指令値Vdcrefとを合成することによって、W相の負側セル群6b用の電圧指令値Vnrefwを生成する。生成された電圧指令値Vnrefu,Vnrefv,Vnrefw(総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Vnrefと記載する)は、ゲート制御部5mに入力される。
循環電流制御部5bは、循環電流値Iccu,Iccv,Iccwにそれぞれ基づいて各相の循環電流を制御するための電圧指令値Vccrefu,Vccrefv,Vccrefw(総称する場合または不特定のものを示す場合、電圧指令値Vccrefと記載する)を生成する。生成された各相の循環電流制御用の電圧指令値Vccrefは、加算器5iにおいてバイアス値Vbias1が加算された後に、ゲート制御部5n,5oに入力される。
電圧演算部5pは、図1に示す各相のレグ回路8a,8b,8cのセル群6c,6dに設けられた各セル20からセルコンデンサ電圧Vccellの情報を受信する。電圧演算部5pは、受信したセルコンデンサ電圧Vccellの情報に基づいて、U相、V相、W相の各相ごとに、正側セル群6cの複数のセルコンデンサ電圧の代表値Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)を算出するとともに、負側セル群6dの複数のセルコンデンサ電圧の代表値Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)を算出する。ここで、代表値の演算は、各セル群のセルコンデンサ電圧Vccellの平均値、中央値、最大値、または最小値等を適宜適用することができる。電圧演算部5pは、各正側セル群6cのセルコンデンサ電圧の代表値Vcpu,Vcpv,Vcpwをコンデンサ電圧制御部5qに出力し、各負側セル群6dのセルコンデンサ電圧の代表値Vcnu,Vcnv,Vcnwをコンデンサ電圧制御部5rに出力する。
コンデンサ電圧制御部5qは、電圧演算部5pから正側セル群6cのセルコンデンサ電圧値Vcpu,Vcpv,Vcpwの情報を受けるとともに、電流演算部5aから逆位相の(すなわち、-1倍した)交流電流値(-Iacu,-Iacv,-Iacw)の情報を受ける。コンデンサ電圧制御部5qは、受信したこれらの情報に基づいて、正側セル群6cの各セル20のコンデンサ電圧を制御するための電圧指令値Vcpref(U相用:Vcprefu、V相用:Vcprefv、W相用:Vcprefw)を生成する。生成された電圧Vcprefは、加算器5tにおいてバイアス値Vbias2が加算された後にゲート制御部5vに入力される。
コンデンサ電圧制御部5rは、電圧演算部5pから負側セル群6dのセルコンデンサ電圧値Vcnu,Vcnv,Vcnwの情報を受けるとともに、電流演算部5aから交流電流値Iacu,Iacv,Iacwの情報を受ける。コンデンサ電圧制御部5qは、受信したこれらの情報に基づいて、負側セル群6dの各セル20のコンデンサ電圧を制御するための電圧指令値Vcnref(U相用:Vcnrefu、V相用:Vcnrefv、W相用:Vcnrefw)を生成する。生成された電圧Vcnrefは、加算器5uにおいてバイアス値Vbias2が加算された後にゲート制御部5wに入力される。
[制御装置5の詳細な動作]
次に、制御装置5の詳細な動作について説明する。
次に、制御装置5の詳細な動作について説明する。
(電流演算部5aの動作)
図1を参照して、U相のレグ回路8aの正側アーム13と負側アーム14との接続点が交流端子Nuであり、交流端子Nuは変圧器3に接続されている。したがって、交流端子Nuから変圧器3に向かって流れる交流電流Iacuは、電流検出器9aで計測された正側アーム13を流れる電流値Ipuから電流検出器9bで計測された負側アーム14を流れる電流値Ipnを減算した電流値、すなわち、
Iacu=Ipu-Inu …(1)
に等しくなる。
図1を参照して、U相のレグ回路8aの正側アーム13と負側アーム14との接続点が交流端子Nuであり、交流端子Nuは変圧器3に接続されている。したがって、交流端子Nuから変圧器3に向かって流れる交流電流Iacuは、電流検出器9aで計測された正側アーム13を流れる電流値Ipuから電流検出器9bで計測された負側アーム14を流れる電流値Ipnを減算した電流値、すなわち、
Iacu=Ipu-Inu …(1)
に等しくなる。
正側アーム13に流れる電流Ipuと負側アーム14に流れる電流Inuの平均値を、両方のアーム13,14に流れる共通の電流Icomuとする。共通の電流Icomuはレグ回路8aの直流端子を流れるレグ電流である。すなわち、レグ電流Icomuは、
Icomu=(Ipu+Inu)/2 …(2)
として演算できる。
Icomu=(Ipu+Inu)/2 …(2)
として演算できる。
V相およびW相についても同様に、V相正側アーム電流IpvおよびV相負側アーム電流Invを用いて、V相交流電流IacvおよびV相レグ電流Icomvを算出することができ、W相正側アーム電流IpwおよびW相負側アーム電流Inwを用いて、W相交流電流IacwおよびW相レグ電流Icomwを算出することができる。具体的には、以下の式で表される。
Iacv=Ipv-Inv …(3)
Icomv=(Ipv+Inv)/2 …(4)
Iacw=Ipw-Inw …(5)
Icomw=(Ipw+Inw)/2 …(6)
Iacv=Ipv-Inv …(3)
Icomv=(Ipv+Inv)/2 …(4)
Iacw=Ipw-Inw …(5)
Icomw=(Ipw+Inw)/2 …(6)
各相のレグ回路8a,8b,8cの正側の直流端子は正側直流端子Npとして共通に接続され、負側の直流端子は負側直流端子Nnとして共通に接続されている。この構成から、各相のレグ電流Icomu,Icomv,Icomwを加算した電流値は、直流回路4の正側端子から流れ込み、負側端子を介して直流回路4に帰還する直流電流Idcとなる。したがって、直流電流Idcは、
Idc=Icomu+Icomv+Icomw …(7)
として演算できる。
Idc=Icomu+Icomv+Icomw …(7)
として演算できる。
レグ電流に含まれる直流電流成分は、各相で均等に分担するとセルの電流容量を均等にすることができ適当である。このことを考慮すると、レグ電流と直流電流値の1/3との差分が、直流回路4に流れないが各相のレグ間に流れる循環電流の電流値として演算できる。具体的に、U相、V相、W相の循環電流Iccu,Iccv,Iccwは、
Iccu=Icomu-Idc/3 …(8)
Iccv=Icomv-Idc/3 …(9)
Iccw=Icomw-Idc/3 …(10)
として演算できる。
Iccu=Icomu-Idc/3 …(8)
Iccv=Icomv-Idc/3 …(9)
Iccw=Icomw-Idc/3 …(10)
として演算できる。
図4の電流演算部5aは、電流検出器9a,9bで検出されたアーム電流値Ipu,Inu,Ipv,Inv,Ipw,Inwから、上式(1)~(10)に従って、交流電流値Iacu,Iacv,Iacw、直流電流値Idc、循環電流値Iccu,Iccv,Iccwを演算する。電流演算部5aは、算出した交流電流値Iacu,Iacv,Iacwを交流制御部5c、ゲイン回路5s、およびコンデンサ電圧制御部5rに出力する。ゲイン回路5sによって-1倍することによって得られた逆極性の交流電流値(-Iacu,-Iacv,-Iacw)は、コンデンサ電圧制御部5qに入力される。さらに、電流演算部5aは、直流電流値Idcおよび循環電流値Iccu,Iccv,Iccwを、それぞれ直流制御部5dおよび循環電流制御部5bに出力する。
(交流制御部5cの動作)
交流制御部5cは、交流電圧検出器10で検出された交流電圧値Vacu,Vacv,Vacwと、電流演算部5aが出力した交流電流値Iacu,Iacv,Iacwとから、電力変換装置を構成する各変換器セル1が出力すべき交流電圧を交流電圧指令値Vacrefu,Vacrefv,Vacrefwとして出力する。
交流制御部5cは、交流電圧検出器10で検出された交流電圧値Vacu,Vacv,Vacwと、電流演算部5aが出力した交流電流値Iacu,Iacv,Iacwとから、電力変換装置を構成する各変換器セル1が出力すべき交流電圧を交流電圧指令値Vacrefu,Vacrefv,Vacrefwとして出力する。
交流制御部5cでは、電力変換装置に要求される機能に応じて、例えば、交流電流値が交流電流指令値に一致するようにフィードバック制御する交流電流補償器、および/または、交流電圧値が交流電圧指令値に一致するようにフィードバック制御する交流電圧補償器が構成される。もしくは、交流電流値と交流電圧値とから電力を求め、その電力値が所望の値になるようにフィードバック制御する電力補償器が構成される。実際には、これらの交流電流補償器、交流電圧補償器、および電力補償器のうちの1つまたは複数が組み合わされて交流制御部5cが構成されて運用される。
上記の交流電流補償器は変圧器3を介して交流回路2に出力される電流を制御するので、この電流を制御するための電圧成分は、多相交流電圧の正相成分および逆相成分、またはノーマルモード成分として知られている成分である。上記の交流電圧補償器も同様に、正相成分および逆相成分を、変圧器3を介して交流回路2に出力する。
交流多相電圧を交流回路2に出力する場合、これらの正相逆相成分に加えて、零相成分またはコモンモード成分として知られる三相で共通の電圧成分を交流回路2に出力することも要求される。例えば、零相成分に基本波の第3次調波を重畳すると、変換器セルが出力可能な基本波交流成分を約15%増加できることが知られている。
さらに、一定の零相成分を出力することによって以下の効果が得られる。具体的に、図1の構成の電力変換装置では、後述するように、正側セル群6aが出力する交流電圧成分と負側セル群6bが出力する交流電圧成分とは互いに逆極性であり、正側セル群6aが出力する直流電圧成分と負側セル群6bが出力する直流電圧成分とは互いに同極性である。したがって、一定の零相成分が交流電圧成分に含まれている場合には、この零相成分は、正側セル群6aが出力する直流電圧成分と負側セル群6bが出力する直流電圧成分とに、正負逆方向に重畳されることになる。この結果、正側セル群6aが出力する直流電力と負側セル群6bが出力する直流電力とに差が生じるために、各変換器セル1に含まれる直流コンデンサ1eに蓄積されたエネルギーを、正側セル群6aと負側セル群6bとの間で相互にやり取りすることができる。これによって、正側セル群6aを構成する各セルの直流コンデンサ1eの電圧値と、負側セル群6bを構成する各セルの直流コンデンサ1eの電圧値とのバランスをとることができ、このようなバランス制御に零相電圧を用いることができる。
(直流制御部5dの動作)
直流制御部5dは、直流電圧検出器11a,11bで検出した直流電圧値Vdcp,Vdcnの差電圧から直流端子間電圧値Vdcを演算する。すなわち、直流端子間電圧値Vdcは、
Vdc=Vdcp-Vdcn …(11)
で与えられる。直流制御部5dは、算出した直流端子間電圧値Vdcと、電流演算部5aから出力された直流電流値Idcとから、セル1が出力すべき直流電圧を直流電圧指令値Vdcrefとして生成して出力する。
直流制御部5dは、直流電圧検出器11a,11bで検出した直流電圧値Vdcp,Vdcnの差電圧から直流端子間電圧値Vdcを演算する。すなわち、直流端子間電圧値Vdcは、
Vdc=Vdcp-Vdcn …(11)
で与えられる。直流制御部5dは、算出した直流端子間電圧値Vdcと、電流演算部5aから出力された直流電流値Idcとから、セル1が出力すべき直流電圧を直流電圧指令値Vdcrefとして生成して出力する。
直流制御部5dは、交流制御部5cの場合と同様に、例えば、直流電流値を制御する直流電流補償器、直流電圧を制御する直流電圧補償器、および直流電力を制御する直流電力補償器のうちのいずれか1つまたは複数を組み合わせることによって構成され運用される。直流電圧補償器、直流電流補償器、および直流電力補償器が出力する直流電圧指令値Vdcrefに従って、正側セル群6aが出力する直流電圧成分と負側セル群6bが出力する直流電圧成分は、後述するように互いに同極性となる。セル群6a,6bは直列接続されているので、セル群6a,6bの各出力電圧が合成され、合成された電圧は、レグ回路8の正側直流端子と負側直流端子との間に発生する電圧成分となる。図4に示す制御装置5の構成では、直流電圧指令値Vdcrefは、各相で共通の成分としてゲート制御部5k,5mに与えられるので、直流電圧指令値Vdcrefに従って、セル群6a,6bから出力される電圧成分は、直流回路4に出力される直流電圧成分となる。
上記とは異なり、各相でそれぞれ異なる大きさの直流電圧指令値Vdcrefを与えるように直流制御部5dを構成することもできる。その場合にはリアクトル7a,7bに発生した電位差によって相間を循環する循環電流が流れるように、直流電圧指令値が与えられる。直流的に循環電流が流れると、各レグ回路8a,8b,8cが発生する直流電力に差が生じる結果、セル群6a,6bを構成する直流コンデンサ1eの蓄積エネルギーに関しても各相間で差が生じる。この動作は、直流コンデンサ1eの直流電圧に関して相間のバランスをとるバランス制御に適用される。
(指令値合成部5e,5fの動作)
指令値合成部5eは、正側セル群6aが出力すべき電圧を、電圧指令値Vpref(Vprefu,Vprefv,Vprefw)として演算する。指令値合成部5fは、負側セル群6bが出力すべき電圧を、電圧指令値Vnref(Vnrefu,Vnrefv,Vnrefw)として演算する。各電圧指令値Vpref,Vnrefは、直流電圧指令値Vdcrefおよび交流電圧指令値Vacrefを相ごとに合成することによって得られる。
指令値合成部5eは、正側セル群6aが出力すべき電圧を、電圧指令値Vpref(Vprefu,Vprefv,Vprefw)として演算する。指令値合成部5fは、負側セル群6bが出力すべき電圧を、電圧指令値Vnref(Vnrefu,Vnrefv,Vnrefw)として演算する。各電圧指令値Vpref,Vnrefは、直流電圧指令値Vdcrefおよび交流電圧指令値Vacrefを相ごとに合成することによって得られる。
具体的に、直流回路4に接続されている直流端子Np,Nn間には、正側セル群6aと負側セル群6bとが直列接続されている。したがって、正側セル群6aの電圧指令値Vprefおよび負側セル群6bの電圧指令値Vnrefの各々を算出する際には、直流電圧指令値Vdcrefの1/2が加算合成される。
一方、各交流端子Nu,Nv,Nwは正側アーム13と負側アーム14との接続点にあるため、正側セル群6aの電圧指令値Vprefを算出する際には交流電圧指令値Vacrefが減算合成され、負側セル群6bの電圧指令値Vnrefを算出する際には交流電圧指令値Vacrefが加算合成される。たとえば、図1のレグ回路8aにおいて、正側セル群6aが比較的小さい値の交流電圧を出力し、負側セル群6bが比較的大きい値の交流電圧を出力すれば、交流端子Nu電位は正側直流端子Npの電位に近づき、交流端子Nuには高い電圧が出力される。すなわち、負側セル群6bは交流端子Nuから出力すべき交流電圧と同極性の交流電圧を出力し、正側セル群6aは交流端子Nuから出力すべき交流電圧と逆極性の交流電圧を出力する。
実施の形態1の電力変換装置において、指令値合成部5e,5fは、上記の動作によって、交流電圧指令値Vacrefに含まれる正逆相成分及び零相成分と直流電圧指令値Vdcrefとを合成するが、循環電流を流して相間のエネルギーバランスをとる電圧成分は合成しないし、循環電流を制御する電圧成分も合成しない。
(ゲート制御部5k,5mの動作)
ゲート制御部5kは、指令値合成部5eで合成されたU相、V相、W相の電圧指令値Vprefu,Vprefv,Vprefwに基づいて、各相の正側セル群6aを構成するセル1のスイッチング素子に、対応するゲート信号Gpu,Gpv,Gpwを与える。ゲート制御部5mは、指令値合成部5fで合成されたU相、V相、W相の電圧指令値Vnrefu,Vnrefv,Vnrefwに基づいて、各相の負側セル群6bを構成するセル1のスイッチング素子に、対応するゲート信号Gnu,Gnv,Gnwを与える。
ゲート制御部5kは、指令値合成部5eで合成されたU相、V相、W相の電圧指令値Vprefu,Vprefv,Vprefwに基づいて、各相の正側セル群6aを構成するセル1のスイッチング素子に、対応するゲート信号Gpu,Gpv,Gpwを与える。ゲート制御部5mは、指令値合成部5fで合成されたU相、V相、W相の電圧指令値Vnrefu,Vnrefv,Vnrefwに基づいて、各相の負側セル群6bを構成するセル1のスイッチング素子に、対応するゲート信号Gnu,Gnv,Gnwを与える。
既に説明したように、図2(a)に示すハーフブリッジセル1では、直流コンデンサ1eの電圧を出力する場合にはスイッチング素子1aをオンし、スイッチング素子1bをオフする。零電圧を出力する場合には、逆に、スイッチング素子1aをオフし、スイッチング素子1bをオンする。このように、2値の電圧レベルを出力可能な変換器の制御方式としてパルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)方式が知られている。
パルス幅変調方式では、スイッチング素子に供給するゲート信号のパルス幅を制御することによって、時間平均的に、所望の電圧の直流成分または基本波交流成分を出力することができる。そして、複数の変換器のパルスのタイミングをずらすことで、合成された電圧は高調波成分の少ない電圧を供給することが可能になる。例えば、固定周波数の三角波またはのこぎり波と電圧指令値とを比較して、それら信号の交差点でスイッチングタイミングを決定する方法が知られている。
(循環電流制御部5bの動作)
電流演算部5aで演算されたU相、V相、W相の循環電流値Iccu,Iccv,Iccwは、循環電流制御部5bに送られる。循環電流制御部5bは、循環電流値が循環電流指令値に一致するようにフィードバック制御する。すなわち、循環電流制御部5bには、循環電流指令値と循環電流値との偏差を増幅する補償器が設けられる。ここで、循環電流指令値として通常は零電流が与えられるが、電力系統で不平衡が発生している場合は零でない値を与える場合もある。循環電流制御部5bは、セル群6c,6dが循環電流制御のために出力すべき電圧成分を、電圧指令値Vccref(U相用:Vccrefu、V相用:Vccrefv、W相用:Vccrefw)として出力する。
電流演算部5aで演算されたU相、V相、W相の循環電流値Iccu,Iccv,Iccwは、循環電流制御部5bに送られる。循環電流制御部5bは、循環電流値が循環電流指令値に一致するようにフィードバック制御する。すなわち、循環電流制御部5bには、循環電流指令値と循環電流値との偏差を増幅する補償器が設けられる。ここで、循環電流指令値として通常は零電流が与えられるが、電力系統で不平衡が発生している場合は零でない値を与える場合もある。循環電流制御部5bは、セル群6c,6dが循環電流制御のために出力すべき電圧成分を、電圧指令値Vccref(U相用:Vccrefu、V相用:Vccrefv、W相用:Vccrefw)として出力する。
循環電流は異なる相のレグ間を流れる電流である。循環電流の電流経路にはセル群6a,6bとリアクトル7a,7bとが存在し、セル群6a,6bのスイッチングによって生じる電位差がリアクトル7a,7bに印加されることによって循環電流が生じる。したがって、同一経路内に設けられているセル群6c,6dにより逆の極性の電圧をリアクトルに印加すれば循環電流が抑制される。
たとえば、レグ回路8aの正側直流端子から負側直流端子の方向に循環電流Iccuが流れている場合、レグ回路8aのセル群6c,6dの各々で正の電圧を出力するとリアクトル7a,7bには循環電流を減少させる方向の電圧が印加される。上記と逆方向に電流が流れている場合は、セル群6c,6dの電圧も逆方向に印加すれば循環電流を減衰させることができる。このため、循環電流制御部5bにおいて、循環電流指令値と循環電流値との偏差を増幅する補償器を用いてフィードバック制御を実行される。
(加算器5iおよびゲート制御部5n,5oの動作)
加算器5iは、循環電流制御部5bから出力された電圧指令値Vccrefにバイアス値Vbias1を加算し、加算結果をゲート制御部5n,5oに出力する。ゲート制御部5n,5oは、電圧指令値Vccrefとバイアス値Vbias1との加算結果に従って、セル群6c,6dの各セル20に設けられたスイッチング素子1a、1bのスイッチングを制御するためのゲート信号を出力する。ゲート制御部5n,5oは、ゲート制御部5k,5mと同様にパルス幅変調方式によって動作させることができる。
加算器5iは、循環電流制御部5bから出力された電圧指令値Vccrefにバイアス値Vbias1を加算し、加算結果をゲート制御部5n,5oに出力する。ゲート制御部5n,5oは、電圧指令値Vccrefとバイアス値Vbias1との加算結果に従って、セル群6c,6dの各セル20に設けられたスイッチング素子1a、1bのスイッチングを制御するためのゲート信号を出力する。ゲート制御部5n,5oは、ゲート制御部5k,5mと同様にパルス幅変調方式によって動作させることができる。
循環電流Iccは、正および負の値を有する両極性の信号である。したがって、循環電流制御部5bが出力する電圧指令値Vccrefも両極性の信号である。この場合、電圧指令値Vccrefが0のときに、スイッチング素子1a,1bの通流率(デューティ)が50%となるようにするのが望ましい。この動作を実現するために、加算器5iによってバイアス値Vbias1が電圧指令値Vccrefに加算される。
循環電流Iccは、正側セル群6cと負側セル群6dとで同じ電流値となる。したがって、共通の電圧指令値Vccrefがゲート制御部5n,5oに与えられる。
(電圧演算部5p)
既に説明したように、電圧演算部5pは、各レグ回路8の正側セル群6cから受信したセルコンデンサ電圧Vccellの代表値として、コンデンサ電圧Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)をコンデンサ電圧制御部5qに出力する。電圧演算部5pは、各レグ回路8の負側セル群6dから受信したセルコンデンサ電圧Vccellの代表値として、コンデンサ電圧Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)をコンデンサ電圧制御部5rに出力する。
既に説明したように、電圧演算部5pは、各レグ回路8の正側セル群6cから受信したセルコンデンサ電圧Vccellの代表値として、コンデンサ電圧Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)をコンデンサ電圧制御部5qに出力する。電圧演算部5pは、各レグ回路8の負側セル群6dから受信したセルコンデンサ電圧Vccellの代表値として、コンデンサ電圧Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)をコンデンサ電圧制御部5rに出力する。
(コンデンサ電圧制御部5q,5rの動作)
上述した電圧指令値Vccrefに従ってセル群6c,6dから出力される電圧は、リアクトル7a,7bに流れる電流を制御する機能を持つことから、セル群6c,6dの出力電力はほぼ無効電力となる。しかしながら、リアクトル7a,7bが有する損失に起因した有効電力が無視できない場合には、セル群6c,6dにおいて発生する無効電力を調整する必要が生じる。なぜなら、セル群6c,6dに設けられた直流コンデンサ1eの充放電によってコンデンサ電圧が変動してしまうからである(図1の構成の電力変換装置では、通常、コンデンサ電圧が一定となるように制御される)。
上述した電圧指令値Vccrefに従ってセル群6c,6dから出力される電圧は、リアクトル7a,7bに流れる電流を制御する機能を持つことから、セル群6c,6dの出力電力はほぼ無効電力となる。しかしながら、リアクトル7a,7bが有する損失に起因した有効電力が無視できない場合には、セル群6c,6dにおいて発生する無効電力を調整する必要が生じる。なぜなら、セル群6c,6dに設けられた直流コンデンサ1eの充放電によってコンデンサ電圧が変動してしまうからである(図1の構成の電力変換装置では、通常、コンデンサ電圧が一定となるように制御される)。
上記の観点から、図4のコンデンサ電圧制御部5qは、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧Vcpに一致するようにフィードバック制御を行う。具体的には、コンデンサ電圧制御部5qは、各相ごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcpとの偏差(コンデンサ電圧指令値からコンデンサ電圧値Vcpを減じた値)を増幅する補償器と、補償器によって増幅された偏差とゲイン回路5sから入力された逆極性の交流電流(-Iac)とを乗算する乗算器とが設けられる。乗算結果は、電圧指令値Vcprefとして出力される。
直流コンデンサ1eの電圧が変動して、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcpとの間に偏差が生じたとする。まず、(i)偏差が正の場合(コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧値Vcpより大きい場合)には、コンデンサ電圧制御部5qは、交流電流値Iacと逆位相の電圧指令値Vcprefを出力する。この電圧指令値Vcprefに従って、セル群6cのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gが制御されるので、放電電力が減少し、充電電力が増加する。たとえば、図3の入出力端子1pから入出力端子1nの方向に電流が流れる場合には、スイッチング素子1gの通流率が増加し、入出力端子1nから入出力端子1pの方向に電流が流れる場合には、スイッチング素子1fの通流率が増加する。この結果、直流コンデンサ1eの電圧が上昇する(すなわち、直流コンデンサの電圧値Vcpが増加する)。最終的に、コンデンサ電圧値Vcpがコンデンサ電圧指令値に一致するようになる。
(ii)上記の偏差が負の場合(コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧値Vcpより小さい場合)には、コンデンサ電圧制御部5qは、交流電流値Iacと同位相の電圧指令値Vcprefを出力する。この電圧指令値Vcprefに従って、セル群6cのセル20のスイッチング素子1f,1gが制御されるので、放電電力が増加し、充電電力が減少する。たとえば、図3の入出力端子1pから入出力端子1nの方向に電流が流れる場合には、スイッチング素子1fの通流率が増加し、入出力端子1nから入出力端子1pの方向に電流が流れる場合には、スイッチング素子1gの通流率が増加する。この結果、直流コンデンサ1eの電圧が減少する(すなわち、直流コンデンサの電圧値Vcpが減少する)。最終的に、コンデンサ電圧値Vcpがコンデンサ電圧指令値に一致するようになる。
同様に、図4のコンデンサ電圧制御部5rは、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcnとの偏差(コンデンサ電圧指令値からコンデンサ電圧値Vcnを減じた値)を増幅する補償器と、増幅された偏差と交流電流Iacとを乗算する乗算器とが設けられる。乗算結果は、電圧指令値Vcnrefとして出力される。負側セル群6dには正側セル群6cと逆位相の交流電流(-Iac)が流れているので、負側セル群6dの場合には交流電流Iacの極性を逆にするためにゲイン回路5sによって-1を乗算する必要はない。セル群6dのコンデンサ電圧Vcnの制御動作は、セル群6cの場合と同様であるので説明を繰返さない。
(加算器5t,5uおよびゲート制御部5v,5wの動作)
加算器5tは、コンデンサ電圧制御部5qから出力された電圧指令値Vcprefにバイアス値Vbias2を加算し、加算結果をゲート制御部5vに出力する。ゲート制御部5vは、電圧指令値Vcprefとバイアス値Vbias2との加算結果に従って、セル群6cの各セル20に設けられたスイッチング素子1f,1gのスイッチングを制御するためのゲート信号を出力する。ゲート制御部5vは、ゲート制御部5k,5mと同様にパルス幅変調方式によって動作させることができる。
加算器5tは、コンデンサ電圧制御部5qから出力された電圧指令値Vcprefにバイアス値Vbias2を加算し、加算結果をゲート制御部5vに出力する。ゲート制御部5vは、電圧指令値Vcprefとバイアス値Vbias2との加算結果に従って、セル群6cの各セル20に設けられたスイッチング素子1f,1gのスイッチングを制御するためのゲート信号を出力する。ゲート制御部5vは、ゲート制御部5k,5mと同様にパルス幅変調方式によって動作させることができる。
同様に、加算器5uは、コンデンサ電圧制御部5rから出力された電圧指令値Vcnrefにバイアス値Vbias2を加算し、加算結果をゲート制御部5wに出力する。ゲート制御部5wは、電圧指令値Vcnrefとバイアス値Vbias2との加算結果に従って、セル群6dの各セル20に設けられたスイッチング素子1f,1gのスイッチングを制御するためのゲート信号を出力する。ゲート制御部5wは、ゲート制御部5k,5mと同様にパルス幅変調方式によって動作させることができる。
バイアス値Vbias2は、バイアス値Vbias1と同じ値に設定すると、図3に示すセル20のようなフルブリッジ構成では、循環電流が0の場合にスイッチング素子1a,1b,1f,1gの通流率が同じになる。この結果、入出力端子1p,1n間の出力電圧の時間平均値は零となり、電流が通流しても直流コンデンサ1eは充放電しない。循環電流制御部5bbが出力する電圧指令値Vccrefに従ってセル20が出力する電圧はリアクトル7a、7bに印加されるため、無効電力成分が主成分となる。したがって、バイアス値Vbias2に対応する平衡状態から充電または放電電力を、コンデンサ電圧制御部5q,5rから出力される電圧指令値Vcpref,Vcnrefに従って調整することによって、直流コンデンサ1eの電圧を効率よく制御できる。
[実施の形態1の効果]
以上のように実施の形態1の電力変換装置は、電力変換装置の主たる目的である交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量(電流および電圧)を専用に制御する(すなわち、循環電流制御には用いられない)セル群6a,6bを備える。セル群6a,6bによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。
以上のように実施の形態1の電力変換装置は、電力変換装置の主たる目的である交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量(電流および電圧)を専用に制御する(すなわち、循環電流制御には用いられない)セル群6a,6bを備える。セル群6a,6bによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。
さらに、実施の形態1の電力変換装置は、循環電流を制御するためのセル群6c,6dを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、セル群6c,6dを構成する各セル20は、循環電流を制御するための専用のスイッチング素子1a,1bと、直流コンデンサ1eの電圧値とその指令値との偏差が零になるように制御する専用のスイッチング素子1f,1gとを含む。逆に言えば、スイッチング素子1a,1bは、直流コンデンサ1eの電圧値の制御には用いられず、スイッチング素子1f,1gは、循環電流の制御には用いられない。これによって、循環電流を制御するためのセル群6c,6dの各セル20のコンデンサ電圧を一定値に維持することができるので、循環電流の制御を安定かつコンデンサ電圧の維持とは独立に制御できる。
[変形例]
各レグ回路8において、リアクトル7a,7bのうち、正側のリアクトル7aのみを設けてもよいし、負側のリアクトル7bのみを設けてもよい。負側のリアクトル7bのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群6cが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部5n,5v、加算器5t、ゲイン回路5s、およびコンデンサ電圧制御部5qも不要となるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル7aのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群6dが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部5o,5w、加算器5u、およびコンデンサ電圧制御部5rも不要になるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。
各レグ回路8において、リアクトル7a,7bのうち、正側のリアクトル7aのみを設けてもよいし、負側のリアクトル7bのみを設けてもよい。負側のリアクトル7bのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群6cが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部5n,5v、加算器5t、ゲイン回路5s、およびコンデンサ電圧制御部5qも不要となるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル7aのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群6dが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部5o,5w、加算器5u、およびコンデンサ電圧制御部5rも不要になるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。
上記の実施の形態1では、循環電流制御用でないセル群6aとセル群6bとは同一のセル1で構成されるとして説明したが、セル群6aの各セルとセル群6bの各セルとは異なる構成を有するようにしてもよい。この場合も、上述の実施の形態1と同様の効果を奏する。
上記の実施の形態では、コンデンサ電圧制御部5q,5rにおいて補償器の出力に交流電流値Iacまたは逆極性の交流電流値(-Iac)を乗算する例を示した。これに対して、交流制御部5cにおいて、交流電流指令値と交流電流値Iacとの偏差に基づくフィードバック制御を行う場合には、交流電流値Iacに代えて交流電流指令値を用いても同様の効果を奏する。さらに、交流電流値Iacに代えてその極性を用いてもよいし、交流電流指令値に代えてその極性を用いてもよく、いずれの場合も同様の効果を奏する。
<実施の形態2>
実施の形態2の電力変換装置の全体構成は図1で示した実施の形態1の場合と同様であるが、制御装置5の一部の構成および動作が実施の形態1の図4の場合と異なる。以下、図1および図5を参照して具体的に説明する。
実施の形態2の電力変換装置の全体構成は図1で示した実施の形態1の場合と同様であるが、制御装置5の一部の構成および動作が実施の形態1の図4の場合と異なる。以下、図1および図5を参照して具体的に説明する。
[制御装置5の構成]
図5は、実施の形態2による電力変換装置で用いられる制御装置5の構成図である。図5の制御装置5は、コンデンサ電圧制御部5q,5rへの入力信号が、図4の制御装置5と異なる。具体的に、図5のコンデンサ電圧制御部5qは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された直流電流値Idc、すなわち、逆極性の直流電流値(-Idc)とを受ける。図5のコンデンサ電圧制御部5rは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された直流電流値Idc、すなわち、逆極性の直流電流値(-Idc)とを受ける。図5のその他の構成は図4と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
図5は、実施の形態2による電力変換装置で用いられる制御装置5の構成図である。図5の制御装置5は、コンデンサ電圧制御部5q,5rへの入力信号が、図4の制御装置5と異なる。具体的に、図5のコンデンサ電圧制御部5qは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された直流電流値Idc、すなわち、逆極性の直流電流値(-Idc)とを受ける。図5のコンデンサ電圧制御部5rは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された直流電流値Idc、すなわち、逆極性の直流電流値(-Idc)とを受ける。図5のその他の構成は図4と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
[制御装置5の動作]
次に、図5の制御装置5の動作について説明する。実施の形態1の図4の場合と共通する動作については説明を繰返さない。
次に、図5の制御装置5の動作について説明する。実施の形態1の図4の場合と共通する動作については説明を繰返さない。
図5のコンデンサ電圧制御部5qは、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧Vcpに一致するようにフィードバック制御を行う。具体的には、コンデンサ電圧制御部5qは、各相ごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcpとの偏差(コンデンサ電圧指令値からコンデンサ電圧値Vcpを減じた値)を増幅する補償器と、補償器によって増幅された偏差とゲイン回路5sから与えられた逆極性の直流電流(-Idc)とを乗算する乗算器とが設けられる。乗算結果は、電圧指令値Vcprefとして出力される。
(i)上記の偏差が正の場合(すなわち、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧値Vcpより大きい場合)であり、かつ、直流電流Idcが正の場合には、コンデンサ電圧制御部5qは、負の電圧指令値Vcprefを出力する。この負の電圧指令値Vcprefにバイアス値Vbias2が加算された値に従って、正側セル群6cのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gが制御される。スイッチング素子1a,1bとスイッチング素子1f,1gとが同じ通流率となるように制御されると、セル20の出力電圧は零となる平衡状態になるが、コンデンサ電圧制御部5qが出力する負の電圧指令値Vcprefの成分によって、スイッチング素子1gの通流率が増加する。この結果、直流電流Idcとの作用によって、放電電力が減少する(充電電力が増加する)ので、直流コンデンサ1eの電圧が上昇する(すなわち、直流コンデンサの電圧値Vcpが増加する)。最終的に、コンデンサ電圧値Vcpがコンデンサ電圧指令値に一致するようになる。
(ii)上記の偏差が負の場合(コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧値Vcpより小さい場合)であり、かつ、直流電流Idcが正の場合には、コンデンサ電圧制御部5qは、正の電圧指令値Vcprefを出力する。この正の電圧指令値Vcprefにバイアス値Vbias2が加算された値に従って、正側セル群6cのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gが制御される。コンデンサ電圧制御部5qが出力する正の電圧指令値Vcprefの成分によって、スイッチング素子1fの通流率が増加する。この結果、直流電流Idcとの作用によって、放電電力が増加する(充電電力が減少する)ので、直流コンデンサ1eの電圧が減少する(すなわち、直流コンデンサの電圧値Vcpが減少する)。最終的に、コンデンサ電圧値Vcpがコンデンサ電圧指令値に一致するようになる。
同様に、コンデンサ電圧制御部5rは、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧Vcnに一致するようにフィードバック制御を行う。具体的には、コンデンサ電圧制御部5rは、各相ごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcnとの偏差(コンデンサ電圧指令値からコンデンサ電圧値Vcnを減じた値)を増幅する補償器と、補償器によって増幅された偏差とゲイン回路5sから与えられた逆極性の直流電流(-Idc)とを乗算する乗算器とが設けられる。乗算結果は、電圧指令値Vcnrefとして出力される。この電圧指令値Vcnrefにバイアス値Vbias2が加算された値に従って、負側セル群6dのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gが制御される。セル群6dのコンデンサ電圧Vcnの制御動作は、セル群6cの場合と同様であるので説明を繰返さない。
[実施の形態2の効果]
以上のように実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量(電流および電圧)を専用に制御する(すなわち、循環電流制御には用いられない)セル群6a,6bを備える。セル群6a,6bによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。
以上のように実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量(電流および電圧)を専用に制御する(すなわち、循環電流制御には用いられない)セル群6a,6bを備える。セル群6a,6bによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。
さらに、実施の形態2の電力変換装置は、実施の形態1の場合と同様に、循環電流を制御するためのセル群6c,6dを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、セル群6c,6dを構成する各セル20は、循環電流を制御するための専用のスイッチング素子1a,1bと、直流コンデンサ1eの電圧値とその指令値との偏差が零になるように制御する専用のスイッチング素子1f,1gとを含む。これによって、循環電流を制御するためのセル群6c,6dの各セル20のコンデンサ電圧を一定値に維持することができるので、循環電流の制御を安定かつコンデンサ電圧の維持とは独立に制御できる。
[変形例]
各レグ回路8において、リアクトル7a,7bのうち、正側のリアクトル7aのみを設けてもよいし、負側のリアクトル7bのみを設けてもよい。負側のリアクトル7bのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群6cが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部5n,5v、加算器5t、およびコンデンサ電圧制御部5qも不要となるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル7aのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群6dが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部5o,5w、加算器5u、およびコンデンサ電圧制御部5rも不要になるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。
各レグ回路8において、リアクトル7a,7bのうち、正側のリアクトル7aのみを設けてもよいし、負側のリアクトル7bのみを設けてもよい。負側のリアクトル7bのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群6cが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部5n,5v、加算器5t、およびコンデンサ電圧制御部5qも不要となるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル7aのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群6dが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部5o,5w、加算器5u、およびコンデンサ電圧制御部5rも不要になるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。
上記の実施の形態2では、循環電流制御用でないセル群6aとセル群6bとは同一のセル1で構成されるとして説明したが、セル群6aの各セルとセル群6bの各セルとは異なる構成を有するようにしてもよい。この場合も、上述の実施の形態2と同様の効果を奏する。
上記の実施の形態では、コンデンサ電圧制御部5q,5rにおいて補償器の出力に逆極性の直流電流値(-Idc)を乗算する例を示した。これに対して、直流制御部5dにおいて、直流電流指令値と直流電流値Idcとの偏差に基づくフィードバック制御を行う場合には、直流電流値Idcに代えて直流電流指令値を用いても同様の効果を奏する。さらに、直流電流値Idcに代えてその極性を用いてもよいし、直流電流指令値に代えてその極性を用いてもよく、いずれの場合も同様の効果を奏する。
<実施の形態3>
実施の形態3の電力変換装置の全体構成は図1で示した実施の形態1の場合と同様であるが、制御装置5の一部の構成および動作が実施の形態1の図4の場合と異なる。以下、図1および図6を参照して具体的に説明する。
実施の形態3の電力変換装置の全体構成は図1で示した実施の形態1の場合と同様であるが、制御装置5の一部の構成および動作が実施の形態1の図4の場合と異なる。以下、図1および図6を参照して具体的に説明する。
[制御装置5の構成]
図6は、実施の形態3による電力変換装置で用いられる制御装置5の構成図である。図6の制御装置5は、コンデンサ電圧制御部5q,5rへの入力信号が、図4の制御装置5と異なる。具体的に、図6のコンデンサ電圧制御部5qは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された正側アーム電流値Ip(U相:Ipu、V相:Ipv、W相:Ipw、すなわち、逆極性の正側アーム電流値(-Ipu,-Ipv,-Ipw)とを受ける。図6のコンデンサ電圧制御部5rは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された負側アーム電流値In(U相:Inu、V相:Inv、W相:Inw、すなわち、逆極性の負側アーム電流値(-Inu,-Inv,-Inw)とを受ける。図6のその他の構成は図4と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
図6は、実施の形態3による電力変換装置で用いられる制御装置5の構成図である。図6の制御装置5は、コンデンサ電圧制御部5q,5rへの入力信号が、図4の制御装置5と異なる。具体的に、図6のコンデンサ電圧制御部5qは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcp(U相:Vcpu、V相:Vcpv、W相:Vcpw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された正側アーム電流値Ip(U相:Ipu、V相:Ipv、W相:Ipw、すなわち、逆極性の正側アーム電流値(-Ipu,-Ipv,-Ipw)とを受ける。図6のコンデンサ電圧制御部5rは、電圧演算部5pから出力されたコンデンサ電圧Vcn(U相:Vcnu、V相:Vcnv、W相:Vcnw)と、ゲイン回路5sによって-1倍された負側アーム電流値In(U相:Inu、V相:Inv、W相:Inw、すなわち、逆極性の負側アーム電流値(-Inu,-Inv,-Inw)とを受ける。図6のその他の構成は図4と同様であるので、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して説明を繰返さない。
[制御装置5の動作]
次に、図6の制御装置5の動作について説明する。実施の形態1の図4の場合と共通する動作については説明を繰返さない。
次に、図6の制御装置5の動作について説明する。実施の形態1の図4の場合と共通する動作については説明を繰返さない。
図6のコンデンサ電圧制御部5qは、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧Vcpに一致するようにフィードバック制御を行う。具体的には、コンデンサ電圧制御部5qは、各相ごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcpとの偏差(コンデンサ電圧指令値からコンデンサ電圧値Vcpを減じた値)を増幅する補償器と、補償器によって増幅された偏差とゲイン回路5sから与えられた逆極性の正側アーム電流(-Ip)とを乗算する乗算器とが設けられる。乗算結果は、電圧指令値Vcprefとして出力される。
(i)上記の偏差が正の場合(すなわち、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧値Vcpより大きい場合)であり、かつ、正側アーム電流Ipが正の場合には、コンデンサ電圧制御部5qは、負の電圧指令値Vcprefを出力する。この負の電圧指令値Vcprefにバイアス値Vbias2が加算された値に従って、正側セル群6cのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gの通流率が制御される。アーム電流に含まれる交流成分および直流成分の両方との作用によってコンデンサ電圧Vcpの充放電が制御され、これによって、コンデンサ電圧Vcpがコンデンサ電圧指令値に一致するようになる。
(ii)上記の偏差が負の場合(すなわち、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧値Vcpより小さい場合)であり、かつ、正側アーム電流Ipが正の場合には、コンデンサ電圧制御部5qは、正の電圧指令値Vcprefを出力する。この正の電圧指令値Vcprefにバイアス値Vbias2が加算された値に従って、正側セル群6cのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gの通流率が制御される。アーム電流に含まれる交流成分および直流成分の両方との作用によってコンデンサ電圧Vcpの充放電が制御され、これによって、コンデンサ電圧Vcpがコンデンサ電圧指令値に一致するようになる。
同様に、コンデンサ電圧制御部5rは、コンデンサ電圧指令値がコンデンサ電圧Vcnに一致するようにフィードバック制御を行う。具体的には、コンデンサ電圧制御部5rは、各相ごとに、コンデンサ電圧指令値とコンデンサ電圧値Vcnとの偏差(コンデンサ電圧指令値からコンデンサ電圧値Vcnを減じた値)を増幅する補償器と、補償器によって増幅された偏差とゲイン回路5sから与えられた逆極性の負側アーム電流(-In)とを乗算する乗算器とが設けられる。乗算結果は、電圧指令値Vcnrefとして出力される。この電圧指令値Vcnrefにバイアス値Vbias2が加算された値に従って、負側セル群6dのセル20に設けられたスイッチング素子1f,1gの通流率が制御される。セル群6dのコンデンサ電圧Vcnの制御動作は、セル群6cの場合と同様であるので説明を繰返さない。
[実施の形態3の効果]
以上のように実施の形態3の電力変換装置は、実施の形態1,2の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量(電流および電圧)を専用に制御する(すなわち、循環電流制御には用いられない)セル群6a,6bを備える。セル群6a,6bによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。
以上のように実施の形態3の電力変換装置は、実施の形態1,2の場合と同様に、電力変換装置の主たる目的である交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量(電流および電圧)を専用に制御する(すなわち、循環電流制御には用いられない)セル群6a,6bを備える。セル群6a,6bによって、循環電流制御の干渉を受けずに交流端子Nu,Nv,Nvおよび直流端子Np,Nnのそれぞれの電気量を確実に制御することができる。
さらに、実施の形態3の電力変換装置は、実施の形態1,2の場合と同様に、循環電流を制御するためのセル群6c,6dを備えることによって、循環電流指令値に応じて循環電流値を制御することができる。ここで、セル群6c,6dを構成する各セル20は、循環電流を制御するための専用のスイッチング素子1a,1bと、直流コンデンサ1eの電圧値とその指令値との偏差が零になるように制御する専用のスイッチング素子1f,1gとを含む。これによって、循環電流を制御するためのセル群6c,6dの各セル20のコンデンサ電圧を一定値に維持することができるので、循環電流の制御を安定かつコンデンサ電圧の維持とは独立に制御できる。
[変形例]
各レグ回路8において、リアクトル7a,7bのうち、正側のリアクトル7aのみを設けてもよいし、負側のリアクトル7bのみを設けてもよい。負側のリアクトル7bのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群6cが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部5n,5v、加算器5t、およびコンデンサ電圧制御部5qも不要となるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル7aのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群6dが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部5o,5w、加算器5u、およびコンデンサ電圧制御部5rも不要になるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。
各レグ回路8において、リアクトル7a,7bのうち、正側のリアクトル7aのみを設けてもよいし、負側のリアクトル7bのみを設けてもよい。負側のリアクトル7bのみを設けた場合には、循環電流制御用の正側セル群6cが不要になり、さらに、それに関係するゲート制御部5n,5v、加算器5t、およびコンデンサ電圧制御部5qも不要となるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。同様に、正側のリアクトル7aのみを設けた場合には、循環電流制御用の負側セル群6dが不要になり、さらにそれに関係するゲート制御部5o,5w、加算器5u、およびコンデンサ電圧制御部5rも不要になるので、制御装置5の構成を簡素化できる利点がある。
上記の実施の形態3では、循環電流制御用でないセル群6aとセル群6bとは同一のセル1で構成されるとして説明したが、セル群6aの各セルとセル群6bの各セルとは異なる構成を有するようにしてもよい。この場合も、上述の実施の形態3と同様の効果を奏する。
上記の実施の形態では、コンデンサ電圧制御部5q,5rにおいて補償器の出力に逆極性の正側アーム電流値(-Ip)および逆極性の負側アーム電流値(-In)をそれぞれ乗算する例を示した。これに対して、交流制御部5cにおいて、交流電流指令値Iacrefと交流電流値Iacとの偏差に基づくフィードバック制御を行い、直流制御部5dにおいて、直流電流指令値Idcrefと直流電流値Idcとの偏差に基づくフィードバック制御を行う場合には、次のような変形が可能である。具体的に、正側アーム電流値Ipに代えて、Iacref+Idcref/3を用いるともに、負側アーム電流値Inに代えて、-Iacref+Idcref/3を用いてもよい。さらに、直流電流値Idcに代えてその極性を用いてもよいし、直流電流指令値Idcrefおよび交流電流指令値Vderefに代えてそれぞれの極性を用いてもよい。上記のいずれの変形例の場合も、上述した実施の形態3の場合と同様の効果を奏する。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1,20 セル、1a,1b,1f,1g スイッチング素子、1c,1d,1h,1i ダイオード、1e 直流コンデンサ、1j,11a,11b 直流電圧検出器、1n,1p 入出力端子、2 交流回路、3 連系変圧器、4 直流回路、5 制御装置、5a 電流演算部、5b 循環電流制御部、5c 交流制御部、5d 直流制御部、5e,5f 指令値合成部、5i,5t,5u 加算器、5k,5m,5n,5o,5v,5w ゲート制御部、5p 電圧演算部、5q,5r コンデンサ電圧制御部、5s ゲイン回路、5z 電圧指令値生成部、6a,6c 正側セル群、6b,6d 負側セル群、7a,7b リアクトル、8a,8b,8c レグ回路、9a,9b アーム電流検出器、10 交流電圧検出器、Iac 交流電流、Icc 循環電流、Icom レグ電流、Idc 直流電流、Ip 正側アーム電流、In 負側アーム電流、Nn 負側直流端子、Np 正側直流端子、Nu,Nv,Nw 交流端子、Vcn,Vcp コンデンサ電圧値、Vdc 直流端子間電圧値。
Claims (16)
- 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
前記交流回路の各相にそれぞれ対応し、共通の第1および第2の直流端子間に互いに並列に接続された複数のレグ回路を備え、
各前記レグ回路は、
互いにカスケード接続され、各々がエネルギー蓄積器を含む複数のチョッパセルと、
前記複数のチョッパセルと直列に接続された少なくとも1つのインダクタとを含み、
各前記レグ回路に含まれる複数のチョッパセルの一部である複数の特定のチョッパセルの各々は、
前記エネルギー蓄積器としてのコンデンサと、
前記コンデンサと並列に且つ互いに直列に接続された第1および第2のスイッチング素子と、
前記コンデンサと並列に且つ互いに直列に接続された第3および第4のスイッチング素子とを含み、
前記第1および第2のスイッチング素子の接続ノードおよび前記第3および第4のスイッチング素子の接続ノードを介して、前記コンデンサの充放電が可能であり、
前記電力変換装置は、各前記レグ回路に含まれる複数のチョッパセルの動作を制御する制御装置をさらに備え、
前記制御装置は、各前記特定のチョッパセルの前記第1および第2のスイッチング素子の動作を、各前記レグ回路間を循環する循環電流に基づいて制御し、
前記制御装置は、各前記特定のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を、各前記特定のチョッパセルの前記コンデンサの電圧に基づいて制御する、電力変換装置。 - 前記制御装置は、前記レグ回路ごとに、前記複数の特定のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、算出した前記偏差を増幅した値に前記交流回路の交流電流値またはその極性を乗算した結果に基づいて、各前記特定のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御装置は、各前記レグ回路の前記複数の特定のチョッパセルを除く残余のチョッパセルの動作を、前記交流回路の交流電流値と交流電流指令値との偏差に少なくとも基づいて制御し、
前記制御装置は、前記レグ回路ごとに、前記複数の特定のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、算出した前記偏差を増幅した値に前記交流電流指令値またはその極性を乗算した結果に基づいて、各前記特定のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記制御装置は、前記レグ回路ごとに、前記複数の特定のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、算出した前記偏差を増幅した値に前記直流回路の直流電流値またはその極性を乗算した結果に基づいて、各前記特定のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項1に記載の電力変換装置。
- 前記制御装置は、各前記レグ回路の前記複数の特定のチョッパセルを除く残余のチョッパセルの動作を、前記直流回路の直流電流値と直流電流指令値との偏差に少なくとも基づいて制御し、
前記制御装置は、前記レグ回路ごとに、前記複数の特定のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、算出した前記偏差を増幅した値に前記直流電流指令値またはその極性を乗算した結果に基づいて、各前記特定のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項1に記載の電力変換装置。 - 各前記レグ回路は、前記交流回路の対応する相と電気的に接続される接続部を挟んで、高電位側の第1のアームと低電位側の第2のアームとに区分され、
各前記レグ回路の前記第1のアームは、
前記循環電流に基づかずに制御される複数の第1のチョッパセルと、
前記循環電流に基づいて制御される複数の第2のチョッパセルと、
第1のインダクタンスとを含み、
各前記レグ回路の前記第2のアームは、
前記循環電流に基づかずに制御される複数の第3のチョッパセルと、
前記循環電流に基づいて制御される複数の第4のチョッパセルと、
第2のインダクタンスとを含み、
前記複数の特定のチョッパセルは、前記複数の第2および第4のチョッパセルに対応する、請求項1に記載の電力変換装置。 - 各前記レグ回路は、前記交流回路の対応する相と電気的に接続される接続部を挟んで、高電位側の第1のアームと低電位側の第2のアームとに区分され、
各前記レグ回路の前記第1のアームは、
前記循環電流に基づかずに制御される複数の第1のチョッパセルと、
前記循環電流に基づいて制御され、前記複数の特定のチョッパセルに対応する複数の第2のチョッパセルと、
インダクタンスとを含み、
各前記レグ回路の前記第2のアームは、
前記循環電流に基づかずに制御される複数の第3のチョッパセルを含む、請求項1に記載の電力変換装置。 - 各前記レグ回路は、前記交流回路の対応する相と電気的に接続される接続部を挟んで、高電位側の第1のアームと低電位側の第2のアームとに区分され、
各前記レグ回路の前記第1のアームは、
前記循環電流に基づかずに制御される複数の第1のチョッパセルを含み、
各前記レグ回路の前記第2のアームは、
前記循環電流に基づかずに制御される複数の第3のチョッパセルと、
前記循環電流に基づいて制御され、前記特定のチョッパセルに対応する複数の第4のチョッパセルと、
インダクタンスとを含む、請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記制御装置は、前記レグ回路ごとに、前記複数の第2のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、算出した前記偏差を増幅した値に前記第1のアームの電流値またはその極性を乗算した結果に基づいて、各前記第2のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項6または7に記載の電力変換装置。
- 前記制御装置は、各前記レグ回路の前記複数の第1のチョッパセルの動作を、前記交流回路の交流電流値と交流電流指令値との偏差ならびに前記直流回路の直流電流値と直流電流指令値との偏差に少なくとも基づいて制御し、
前記制御装置は、前記複数の第2のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、前記直流電流指令値の3分の1に前記交流電流指令値を加算した加算値またはその極性と、前記算出した偏差を増幅した値との乗算結果に基づいて、各前記第2のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項6または7に記載の電力変換装置。 - 前記制御装置は、前記レグ回路ごとに、前記複数の第4のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、算出した前記偏差を増幅した値に前記第2のアームの電流値またはその極性を乗算した結果に基づいて、各前記第4のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項6または8に記載の電力変換装置。
- 前記制御装置は、各前記レグ回路の前記複数の第3のチョッパセルの動作を、前記交流回路の交流電流値と交流電流指令値との偏差ならびに前記直流回路の直流電流値と直流電流指令値との偏差に少なくとも基づいて制御し、
前記制御装置は、前記複数の第4のチョッパセルのコンデンサ電圧の代表値とコンデンサ電圧の指令値との偏差を算出し、前記直流電流指令値の3分の1から前記交流電流指令値を減算した減算値またはその極性と、前記算出した偏差を増幅した値との乗算結果に基づいて、各前記第4のチョッパセルの前記第3および第4のスイッチング素子の動作を制御する、請求項6または8に記載の電力変換装置。 - 直流回路と交流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
前記交流回路の各相にそれぞれ対応し、共通の第1および第2の直流端子間に互いに並列に接続された複数のレグ回路を備え、
各前記レグ回路は、互いにカスケード接続され、各々がエネルギー蓄積器を含む複数のチョッパセルを含み、
前記複数のチョッパセルのうちの少なくとも一部のチョッパセルは、前記レグ回路間を流れる循環電流を制御するための専用のスイッチング素子を含む、電力変換装置。 - 前記循環電流を制御するための専用のスイッチング素子は、前記レグ回路を流れる電流および当該チョッパセルのエネルギー蓄積器の電圧のうち、前記レグ回路を流れる電流に含まれる前記循環電流のみを制御するものである請求項13に記載の電力変換装置。
- 前記レグ回路間を流れる前記循環電流は、前記循環電流を制御するための専用のスイッチング素子のみによって制御される請求項13又は14に記載の電力変換装置。
- 前記循環電流を制御するための専用のスイッチング素子を含む前記チョッパセルは、当該チョッパセルの前記エネルギー蓄積器の電圧を制御するための他のスイッチング素子を含む請求項15に記載の電力変換装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2017540408A JP6522141B2 (ja) | 2015-09-17 | 2015-09-17 | 電力変換装置 |
PCT/JP2015/076432 WO2017046910A1 (ja) | 2015-09-17 | 2015-09-17 | 電力変換装置 |
US15/759,050 US10560036B2 (en) | 2015-09-17 | 2015-09-17 | Power conversion device for reliable control of circulating current while maintaining voltage of a cell |
EP15904099.7A EP3352361B1 (en) | 2015-09-17 | 2015-09-17 | Power conversion device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
PCT/JP2015/076432 WO2017046910A1 (ja) | 2015-09-17 | 2015-09-17 | 電力変換装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2017046910A1 true WO2017046910A1 (ja) | 2017-03-23 |
Family
ID=58288374
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2015/076432 WO2017046910A1 (ja) | 2015-09-17 | 2015-09-17 | 電力変換装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US10560036B2 (ja) |
EP (1) | EP3352361B1 (ja) |
JP (1) | JP6522141B2 (ja) |
WO (1) | WO2017046910A1 (ja) |
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JP7481576B2 (ja) | 2021-03-31 | 2024-05-10 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPWO2017046910A1 (ja) | 2018-06-28 |
JP6522141B2 (ja) | 2019-05-29 |
US20190044455A1 (en) | 2019-02-07 |
EP3352361B1 (en) | 2019-11-27 |
US10560036B2 (en) | 2020-02-11 |
EP3352361A4 (en) | 2018-10-17 |
EP3352361A1 (en) | 2018-07-25 |
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121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
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ENP | Entry into the national phase |
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