WO2016163398A1 - モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法 - Google Patents

モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法 Download PDF

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WO2016163398A1
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electrical angle
brushless motor
motor
predetermined electrical
hall sensor
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星野　隆
岩崎　保
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株式会社ミツバ
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
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    • H02P6/153—Controlling commutation time wherein the commutation is advanced from position signals phase in function of the speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P2209/13—Different type of waveforms depending on the mode of operation

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device and a method for controlling the motor drive device.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2015-080769 filed in Japan on April 10, 2015 and Japanese Patent Application No. 2015-080770 filed in Japan on April 10, 2015. The contents are incorporated herein.
  • the sine wave drive that changes the stator coil voltage of the motor into a sine wave is characterized by lower noise and vibration than the rectangular wave drive that changes into a square wave.
  • an expensive absolute angle sensor such as a resolver
  • the rotor position is estimated every time the hall sensor output interval elapses (the time corresponding to the sampling timing for reading the resolver output value). By switching the timing, sine wave drive can be performed with reduced accuracy.
  • the calculation for estimating the rotor position from the set time becomes complicated, and the processing load may increase.
  • the calculation error of the rotor position estimation may increase.
  • the memory capacity used may increase.
  • the energization timing switching time interval becomes shorter as the rotor rotation speed increases (the higher the rotation speed), and the processing load at the time of high rotation may increase.
  • An aspect of the present invention provides a motor drive device and a motor drive device control method capable of suppressing an increase in processing load in calculation for estimating a rotor position and an increase in processing load at high rotation.
  • the motor drive device is a motor drive device including a brushless motor, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter
  • the brushless motor has a three-phase motor structure.
  • the hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor.
  • the control unit obtains a rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal, calculates a predetermined electrical angle even when the rotor rotational speed changes, and uses the predetermined electrical angle for the brushless motor.
  • the gate driver is caused to output a PWM signal for switching the energization timing to each phase.
  • the inverter supplies a voltage supplied to the stator coil of the brushless motor in a sine wave form based on the PWM signal.
  • the control unit calculates the predetermined electrical angle by dividing an electrical angle 60 degree rotation time that is an edge interval time of the Hall sensor by a divisor of 60.
  • the PWM signal may be changed every time the predetermined electrical angle elapses from the electrical angle rotation time of 60 degrees.
  • control unit may have a table that stores trigonometric function values used for generating the PWM signal.
  • control unit may set the predetermined electrical angle so that a control order component calculated by the predetermined electrical angle does not coincide with a resonance frequency of the brushless motor. .
  • the motor drive device control method is a motor drive device control method including a brushless motor having a three-phase motor structure, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter.
  • the method for controlling the motor driving device includes: a detection step in which the Hall sensor detects a signal of a magnetic flux change during operation of the brushless motor; and a control unit in which the rotor of the brushless motor is based on the signal of the magnetic flux change.
  • the rotation speed is obtained, and even if the rotor rotation speed changes, a predetermined electrical angle is calculated, and a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor at the predetermined electrical angle is output to the gate driver.
  • An output step, and a supply step in which the inverter supplies a voltage supply to the stator coil of the brushless motor in a sine wave form based on the PWM signal.
  • the motor driving device is a motor driving device including a brushless motor, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter
  • the brushless motor has a three-phase motor structure.
  • the hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor.
  • the control unit obtains the rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal, calculates a plurality of predetermined electrical angles according to the change in the rotor rotational speed, and the plurality of predetermined electrical angles.
  • One predetermined electrical angle is selected, and a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor at the selected predetermined electrical angle is output to the gate driver.
  • the inverter supplies a voltage supplied to the stator coil of the brushless motor in a sine wave form based on the PWM signal.
  • the plurality of predetermined electrical angles include a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle, and is an edge interval time of the Hall sensor.
  • the second predetermined number is a value smaller than the first predetermined number.
  • the control unit divides the first predetermined electrical angle by the electrical angle 60 degree rotation time by the first predetermined number when the rotor rotational speed is less than a preset rotor rotational speed.
  • the PWM signal may be calculated every time the first predetermined electrical angle elapses from the electrical angle rotation time of 60 degrees.
  • the controller divides the second predetermined electrical angle by the second predetermined number when the rotor rotational speed is equal to or greater than a preset rotor rotational speed by the second predetermined number.
  • the PWM signal may be calculated every time the second predetermined electrical angle elapses from the rotation time of the electrical angle of 60 degrees.
  • control unit may have a table that stores trigonometric function values used for generating the PWM signal.
  • control method of the motor drive device is a control method of a motor drive device including a brushless motor having a three-phase motor structure, a hall sensor, a control unit, a gate driver, and an inverter.
  • the hall sensor detects a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor
  • the control unit obtains the rotor rotational speed of the brushless motor based on the magnetic flux change signal
  • a plurality of predetermined electrical angles are calculated according to a change in the rotor rotational speed, one predetermined electrical angle is selected from the plurality of predetermined electrical angles, and each of the brushless motors is selected with the selected predetermined electrical angle.
  • An output step for causing the gate driver to output a PWM signal for switching the energization timing to the phase, and the inverter based on the PWM signal The voltage supply to the stator coil of the brushless motor, and a supplying step of supplying varied sinusoidally.
  • the control unit calculates the number of rotations of the rotor based on the signal of the magnetic flux change, and even if the number of rotations changes, the control unit applies each phase of the brushless motor to a predetermined electrical angle.
  • a PWM signal for switching energization timing is output to the gate driver.
  • the inverter supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor in a sine wave shape based on the PWM signal.
  • the control unit calculates the rotor rotational speed based on the magnetic flux change signal, calculates a plurality of predetermined electrical angles according to the change in the rotor rotational speed, One predetermined electrical angle is selected from the predetermined electrical angles, and a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor at the selected predetermined electrical angle is output to the gate driver.
  • the inverter supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor in a sine wave shape based on the PWM signal.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the motor driving device 1.
  • the motor drive device 1 shown in FIG. 1 includes a brushless motor 11, a hall sensor 12, a control unit 13, a gate driver 14, an inverter 15, and a DC power supply 16.
  • the brushless motor 11 is a motor having a three-phase motor structure.
  • the brushless motor 11 includes a stator around which a U-phase stator coil, a V-phase stator coil, and a W-phase stator coil, which are three-phase armature windings, and a permanent magnet rotor having a plurality of magnetic poles.
  • a hall sensor 12 is attached to the brushless motor 11 in the vicinity of the permanent magnet rotor.
  • the hall sensor 12 includes three U-phase hall sensors, a V-phase hall sensor, and a W-phase hall sensor that detect a magnetic flux change signal during operation of the brushless motor.
  • the U-phase hall sensor detects the switching of the magnetic poles of the permanent magnet rotor, and outputs the detected result to the control unit 13 as a U-phase hall sensor signal that is a high (H) or low (L) binary signal.
  • the V-phase Hall sensor detects the switching of the magnetic poles of the permanent magnet rotor, and outputs the detected result to the control unit 13 as a V-phase Hall sensor signal that is a binary signal of H or L.
  • the W-phase Hall sensor detects the switching of the magnetic poles of the permanent magnet rotor, and outputs the detected result to the control unit 13 as a W-phase Hall sensor signal that is a binary signal of H or L.
  • the control unit 13 obtains the rotor rotational speed of the brushless motor 11 based on the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal, and sets a predetermined electrical angle even if the rotor rotational speed changes.
  • the gate driver 14 outputs a PWM signal that calculates and switches the energization timing to each phase of the brushless motor 11 at a predetermined electrical angle.
  • the inverter 15 supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor 11 in a sine wave shape based on the PWM signal.
  • the DC power supply 16 supplies a DC voltage for the inverter 15 to supply a voltage to the stator coil of the brushless motor 11.
  • energization timing will be described.
  • T electrical angle 60 degree rotation time ⁇ 60 ⁇ electrical angle ⁇ .
  • the electrical angle 60 degree rotation time is, for example, the time between the time when the U-phase Hall sensor signal changes from L to H and the time when the W-phase Hall sensor changes from H to L.
  • the electrical angle rotation time of 60 degrees is 1.11 ms, it can be determined that the rotational speed of the rotor is 3000 rpm.
  • the electrical angle ⁇ when the rotor rotational speed is 3000 rpm is 5.4 °.
  • the electrical angle 60 degree rotation time 3.33 ms
  • the electrical angle ⁇ when the rotor rotation speed is 1000 rpm is 1.8 °.
  • the electrical angle ⁇ must be calculated from the energization timing T according to the rotational speed of the rotor. For this reason, conventionally, the calculation for estimating the rotor position (electrical angle ⁇ ) from the energization timing T is complicated, and the processing load in the calculation for estimating the rotor position may increase. If it is assumed that sin and cos map data is held at a resolution of 1 degree, 360 data of 0 to 359 degrees is required at the minimum, and calculation errors of 0.4 degrees and 0.2 degrees occur. . For example, if the resolution is set to 0.1 degree, 3600 pieces of data that is ten times larger are required.
  • the present embodiment is characterized in that the energization timing T is changed as a predetermined electrical angle obtained by dividing the electrical angle 60-degree rotation time by a predetermined number. For this reason, the control unit 13 obtains the rotor rotational speed of the brushless motor 11 based on the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal.
  • the electrical angle is calculated, and a PWM signal for switching the energization timing to each phase of the brushless motor 11 at the predetermined electrical angle is output to the gate driver 14. Further, the control unit 13 calculates a predetermined electrical angle by dividing the electrical angle 60 degree rotation time, which is the edge interval time of the Hall sensor 12, by a predetermined number, and the predetermined electrical angle is calculated from the electrical angle 60 degree rotation time. The PWM signal is changed every time the angle elapses.
  • FIG. 2 is a flowchart in the operation of the motor drive device 1.
  • the controller 13 determines the level of the hall sensor signal (U-phase hall sensor signal, V-phase hall sensor signal, W-phase hall sensor signal) (step ST1).
  • the control unit 13 determines that the magnetic pole position is 60 when the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal are H, L, and L, respectively.
  • the control unit 13 determines that the magnetic pole position is 120 when the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal are H, H, and L, respectively.
  • the control unit 13 determines that the magnetic pole position is 180 when the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal are L, H, and L, respectively.
  • the control unit 13 determines that the magnetic pole position is 240 when the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal are L, H, and H, respectively.
  • the controller 13 determines that the magnetic pole position is 300 when the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal are L, L, and H, respectively.
  • the controller 13 acquires the sensor edge interval time (step ST2).
  • the control unit 13 acquires the sensor edge interval time (electrical angle 60 ° rotation time) from the hall sensor signals (U-phase hall sensor signal, V-phase hall sensor signal, and W-phase hall sensor signal). To do.
  • the controller 13 calculates the electrical angle X degree rotation time based on the sensor edge interval time (step ST3).
  • the sensor edge interval time (electrical angle 60 degrees rotation time) is, for example, a divisor of 60 (predetermined number).
  • the electrical angle X degree rotation time is calculated by dividing by.
  • the controller 13 estimates and corrects the Hall sensor signal interval (electrical angle X degree rotation time) from the previous electric angle 60 degree rotation time.
  • the controller 13 outputs a PWM duty (PWM command signal) (step ST6).
  • the control unit 13 outputs the calculated PWM duty to the gate driver 14 and causes the gate driver 14 to output a PWM signal.
  • the controller 13 performs a process of adding the magnetic pole position by X degrees (step ST7).
  • the control unit 13 outputs the PWM duty (step ST9).
  • the control unit 13 outputs the calculated PWM duty to the gate driver 14 and causes the gate driver 14 to output a PWM signal.
  • the control unit 13 After the magnetic pole position detection at the magnetic pole position (i + 1) is completed, the control unit 13 returns to step 2 and shifts to the magnetic pole position detection at the magnetic pole position (i + 2). That is, the control unit 13 updates the magnetic pole position recognition when the Hall sensor 12 is switched. At this time, the absolute position (electrical angle ⁇ ) is updated even when the rotor is accelerated or decelerated.
  • the inverter 15 supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor 11 in a sine wave shape based on the PWM signal. Therefore, the control unit 13 determines the PWM duty (PWM command signal) so that the voltages (U-phase voltage, V-phase voltage, W-phase voltage) that the inverter 15 supplies to the stator coil are expressed by the following equations. Perform the calculation.
  • Vu ( ⁇ 2 / 3) ⁇ (Vd ⁇ cos ⁇ Vq ⁇ sin ⁇ )
  • Vv ( ⁇ 2 / 3) ⁇ ⁇ Vd ⁇ cos ( ⁇ -2 ⁇ / 3) ⁇ Vq ⁇ sin ( ⁇ -2 ⁇ / 3) ⁇
  • Vw -Vu-Vv Vd and Vq are command voltages input from the outside of the control unit 13.
  • Vd represents a d-axis voltage
  • Vq represents a q-axis voltage.
  • the PWM duty (duty) is a ratio of the voltage level of the DC power supply 16 (for example, the level of each Vu, Vv, Vw with respect to 12V).
  • the control unit 13 calculates the duty (ratio of the time during which the PWM command signal is H with respect to the electrical angle X degree rotation time) based on the above formula, and the PWM command signal 6 which is a digital signal having this duty.
  • the book is output to the gate driver 14.
  • the gate driver 14 boosts the level of three PWM command signals that are digital signals to generate a PWM signal, and drives the gate of the FET.
  • the gate driver 14 When the lower FET constituting the inverter 15 is driven, the gate driver 14 generates a PWM signal with the level of three PWM command signals that are digital signals, and drives the gate of the FET.
  • control part 13 makes the gate driver 14 output the PWM signal which switches the energization timing to each phase of the brushless motor 11 by electrical angle X degree rotation time.
  • the inverter 15 supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor 11 in a sine wave shape based on the PWM signal.
  • the command voltage input from the outside of the control unit 13 is the q-axis voltage Vq, and the d-axis voltage Vd is always 0.
  • Vq the q-axis voltage
  • Vd the d-axis voltage
  • the voltages (U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage) that the inverter 15 supplies to the stator coil are expressed by the following equations.
  • the energization timing is performed at a predetermined electrical angle divided into (360 degrees / electrical angle X) times.
  • the stator coil voltage of the brushless motor 11 can be changed in a sine wave shape. That is, according to the motor drive device 1, the rotor position can be accurately estimated using the Hall sensor 12 that is less expensive than the resolver and the control unit 13 that has a simple circuit configuration, and the stator coil voltage of the brushless motor 11 can be estimated.
  • the motor can be driven appropriately by changing the sine wave shape.
  • FIG. 3 is a timing chart showing an example of the operation of the motor drive device 1.
  • the electrical angle X degree rotation time is set to 10 electrical angle rotation time (predetermined angle)
  • the U-phase voltage, the V-phase voltage, the W-phase voltage level changes, and the U-phase Hall sensor signal
  • the level change of the V-phase Hall sensor signal and the W-phase Hall sensor signal is shown with the electrical angle ⁇ as the horizontal axis.
  • the electrical angle ⁇ 0 ° to 360 °
  • a dashed line is drawn in the vertical direction every 60 °. Between each of these dashed-dotted lines, the sensor edge interval (electrical angle 60 degree rotation time) is shown.
  • the dq three-phase conversion is performed 36 times, whereby the stator coil voltage of the brushless motor 11 is changed in a sine wave shape.
  • the control unit 13 calculates the rotational speed of the rotor based on the Hall sensor signal (magnetic flux change signal), and even if the rotational speed changes, the electrical angle
  • the gate driver 14 is made to output the PWM signal which switches the energization timing to each phase of the brushless motor 11 in 10 degree
  • the inverter 15 supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor 11 in a sine wave shape based on the PWM signal.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining how to set the electrical angle ⁇ .
  • FIG. 4A is a diagram showing the relationship between the frequency and the sound pressure when the energization timing is switched at the electrical angle ⁇ .
  • FIG. 4B is a diagram illustrating a control order component at the electrical angle ⁇ .
  • the control order component is a frequency of energization timing at a predetermined electrical angle ⁇ when the motor (rotor) mechanically rotates once, and is expressed by the following equation.
  • Control order component [Hz] ⁇ (360 ⁇ P ⁇ N) / ( ⁇ ⁇ 60) ⁇ ⁇ order
  • P is the number of pole pairs
  • N is the number of revolutions [rpm (round per minute). ].
  • the peak gradually decreases as the first order 720 Hz, the second order 1440 Hz,..., the tenth order 7200 Hz.
  • the control unit 13 reduces the operating sound by setting the electrical angle ⁇ (predetermined electrical angle) so that the control order component calculated by the electrical angle ⁇ does not match the resonance frequency of the brushless motor. be able to.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a PWM duty conversion method when the driving methods are different.
  • Control unit 13 acquires a command voltage from an external ECU (step ST21).
  • step ST24 the controller 13 multiplies the q-axis voltage Vq, which is a command voltage, by ⁇ 3 (multiplication by the square root of 3) (step ST41). Thereby, the motor voltage at the time of rectangular wave drive and the motor voltage effective value at the time of sine wave drive can be made equal.
  • the control unit 13 always sets the d-axis voltage Vd to 0 (step ST42).
  • the control unit 13 performs coordinate conversion (step ST43). This coordinate transformation is the dq three-phase transformation (PWM duty calculation) described above.
  • the control unit 13 inputs the coordinate conversion to the PWM duty register (step ST44).
  • control unit 13 outputs a PWM command signal, which is a digital signal, to the gate driver 14 based on the motor voltage of the PWM duty register. Thereby, it is not necessary to change the command value of the ECU which gives the command to the voltage command type rectangular wave drive and sine wave drive controller (control unit 13). Moreover, the control part 13 can make the process which replaces a command value into an electric current value and rotation speed unnecessary.
  • a sine wave drive for driving a sine wave magnetized motor so that the motor phase current has a sine wave shape has a smaller torque ripple than a rectangular wave drive, so that an operating noise is generated. Get smaller.
  • the torque may be reduced as compared with the rectangular wave driving, and the necessary torque may not be output in a high load and high rotation region. Therefore, rectangular wave driving is used in a region where torque is insufficient in voltage sine wave driving.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a method of switching the driving method.
  • the controller 13 determines whether there is a high rotation command (step ST51). If there is a high rotation command (step ST51-Yes), the control unit 13 proceeds to the rectangular wave driving process (step ST52). This step ST52 is the same as step S23 shown in FIG. The control unit 13 proceeds to step S31 shown in FIG. On the other hand, when there is no high rotation command (step ST51-No), the control unit 13 proceeds to a sine wave drive process (step ST53).
  • step ST53 is the same as step S24 shown in FIG.
  • the control unit 13 proceeds to step S41 shown in FIG. This makes it possible to achieve both high-load and high-revolution operation and low-load and low-revolution operation noise reduction operation, which is particularly worrisome for operation noise, without changing the motor-side specifications (torque constant increase). be able to.
  • the control unit 13 shown in FIG. 1 obtains the rotor rotational speed of the brushless motor 11 based on the U-phase Hall sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal, and changes the rotor rotational speed.
  • a plurality of predetermined electrical angles are calculated, one predetermined electrical angle is selected from the plurality of predetermined electrical angles, and the energization timing to each phase of the brushless motor 11 is selected at the selected predetermined electrical angle.
  • the gate driver 14 is caused to output a PWM signal for switching between.
  • the energization timing T is not a fixed timing as in the prior art, but a plurality of predetermined electrical angles obtained by dividing the electrical angle 60 degree rotation time by a predetermined number are calculated, and a plurality of predetermined electrical angles are calculated. One predetermined electrical angle is selected from the electrical angles, and the selected predetermined electrical angle is changed. That is, if the electrical angle ⁇ is fixed to a predetermined electrical angle (the first predetermined electrical angle and the second predetermined electrical angle), the energization timing T can be determined according to the rotational speed of the rotor. For example, when the electrical angle 60 degree rotation time is 3.33 ms, the rotation speed of the rotor is determined to be 1000 rpm from the Hall sensor signal.
  • the energization timing T is calculated as a plurality of predetermined electrical angles obtained by dividing the electrical angle 60 degree rotation time by a predetermined number, and one predetermined predetermined angle is calculated from the plurality of predetermined electrical angles. An electrical angle is selected and changed as the selected predetermined electrical angle.
  • predetermined electrical angle second predetermined electrical angle
  • first predetermined electrical angle first predetermined electrical angle
  • the control part 13 calculates
  • a preset rotor rotational speed eg, 3000 rpm
  • the control unit 13 sets the first predetermined electrical angle among the predetermined electrical angles, the electrical angle 60 degrees rotation time, and the first predetermined electrical angle.
  • the PWM signal is changed every time the first predetermined electrical angle elapses from the electrical angle 60-degree rotation time.
  • the control unit 13 sets the second predetermined electrical angle among the predetermined electrical angles, sets the electrical angle 60 degrees rotation time to the second predetermined speed.
  • the PWM signal is changed every time the second predetermined electrical angle elapses from the electrical angle 60 degree rotation time.
  • a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle there are two predetermined electrical angles, ie, a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle. Further, there are two predetermined numbers for dividing the rotation time of the electrical angle of 60 degrees that is the edge interval time of the Hall sensor, the first predetermined number and the second predetermined number, and the second predetermined number is , Configured to be smaller than the first predetermined number.
  • two predetermined electrical angles are described as an example of a plurality of predetermined electrical angles, but there may be three or more predetermined electrical angles.
  • the control unit 13 determines how the predetermined electrical angle has been described with reference to FIG. Regarding whether to change the PWM signal, the predetermined electrical angle is a first predetermined electrical angle and a second predetermined electrical angle.
  • FIG. 7 is a timing chart showing another example of the operation of the motor drive device 1.
  • the electrical angle X degrees rotation time is set to 10 electrical angle rotation time (first predetermined angle)
  • the U-phase voltage, V-phase voltage, W-phase voltage level changes, and U-phase hall
  • the level change of the sensor signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal is shown with the electrical angle ⁇ as the horizontal axis.
  • the electrical angle ⁇ 0 ° to 360 °
  • a dashed line is drawn in the vertical direction every 60 °. Between each of these dashed-dotted lines, the sensor edge interval (electrical angle 60 degree rotation time) is shown.
  • FIG. 7 is a timing chart showing another example of the operation of the motor drive device 1.
  • the dq three-phase conversion is performed 36 times, whereby the stator coil voltage of the brushless motor 11 is changed in a sine wave shape.
  • FIG. 8 is a timing chart showing still another example of the operation of the motor drive device 1.
  • the electrical angle X degrees rotation time is the electrical angle 12 degrees rotation time (second predetermined angle)
  • the U-phase Hall sensor, the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage change in level.
  • the level change of the signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal is shown with the electrical angle ⁇ as the horizontal axis.
  • a dashed line is drawn in the vertical direction every 60 °. Between each of these dashed-dotted lines, the sensor edge interval (electrical angle 60 degree rotation time) is shown.
  • FIG. 8 is the electrical angle 12 degrees rotation time (second predetermined angle)
  • the U-phase Hall sensor, the U-phase voltage, the V-phase voltage, and the W-phase voltage change in level.
  • the level change of the signal, the V-phase Hall sensor signal, and the W-phase Hall sensor signal is shown with the electrical angle ⁇ as the horizontal axis.
  • the stator coil voltage of the brushless motor 11 is changed into a sine wave.
  • the electrical angle 60 degree rotation time is 1.11 ms when the rotor rotational speed is 3000 rpm, and 3.33 ms when the rotor rotational speed is 1000 rpm.
  • the electrical angle 10 degrees rotation time (first predetermined angle) when the energization timing is switched at an electrical angle of 10 degrees is T1
  • the electrical angle 12 degrees rotation time when the energization timing is switched at an electrical angle of 12 degrees Is T2 (second predetermined angle).
  • T1 0.185 ms
  • T2 0.222 ms (see FIG.
  • the control unit 13 calculates a plurality of predetermined electrical angles according to the change in the rotor rotational speed, selects one predetermined electrical angle from the plurality of predetermined electrical angles, and selects the selected predetermined angle.
  • the gate driver is made to output the PWM signal which switches the energization timing to each phase of a brushless motor with an electrical angle. Which one of the plurality of predetermined electrical angles is selected is determined by determining whether or not the calculated rotor rotational speed is less than a preset rotor rotational speed (3000 rpm in the above description).
  • the controller 13 sets 10 degrees (first predetermined electrical angle) out of the predetermined electrical angles, and sets the electrical angle 60 degrees rotation time to 6 degrees. Calculated by dividing by (first predetermined number).
  • the control unit 13 sets 12 degrees (second predetermined electrical angle) out of the predetermined electrical angles and sets the electrical angle 60 degrees rotation time to 5 degrees. Calculated by dividing by (second predetermined number). Therefore, by using the first predetermined electrical angle at the time of low rotation and using the second predetermined electrical angle at the time of high rotation, the processing load in the high rotation range is reduced without degrading the controllability in the low rotation range. It can be reduced.
  • the control unit 13 obtains the rotor rotational speed based on the magnetic flux change signal, and according to the change in the rotor rotational speed, the electrical angle 10 degrees rotation time and the electrical angle. 12 degrees rotation time (a plurality of predetermined electrical angles) is calculated, one predetermined electrical angle is selected from the plurality of predetermined electrical angles, and the electrical angle is 12 degrees rotation time (the selected predetermined electrical angle).
  • the gate driver 14 is made to output the PWM signal which switches the energization timing to each phase of the motor 11.
  • the inverter 15 supplies the voltage supplied to the stator coil of the brushless motor 11 in a sine wave shape based on the PWM signal.
  • the motor drive device of this invention is not limited only to the above-mentioned example of illustration, A various change can be added in the range which does not deviate from the summary of this invention. Of course.

Landscapes

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Abstract

　モータ駆動装置であって、ブラシレスモータ（１１）は、３相のモータ構造を有し、ホールセンサ（１２）は、ブラシレスモータ（１１）の動作時における磁束変化の信号を検出し、制御部（１３）は、磁束変化の信号に基づいてブラシレスモータ（１１）のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、所定の電気角でブラシレスモータ（１１）の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ（１４）に出力させ、インバータ（１５）は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ（１１）のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。

Description

モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法
　本発明は、モータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法に関する。
　本願は、２０１５年４月１０日に日本に出願された特願２０１５－０８０７６９号、および２０１５年４月１０日に日本に出願された特願２０１５－０８０７７０号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　モータのステータコイル電圧を正弦波状に変化させる正弦波駆動は、矩形波状に変化させる矩形波駆動よりも低騒音、低振動が特徴である。正弦波駆動を行うためには高価な絶対角度センサ（レゾルバ等）が必要となる。絶対角度センサを使用しない場合（例えばホールセンサを使用する場合）は、ホールセンサの出力間隔を一定時間経過（レゾルバの出力値を読み込むサンプリングタイミングに相当する時間）毎にロータ位置を推定し、通電タイミングを切り替えることにより、精度は低下するが正弦波駆動を行うことができる。
特開平９－１２１５８３号公報
　しかし、この場合、設定した時間からロータ位置を推定する計算が複雑になり、処理負荷が増加する可能性がある。また、ロータ位置推定の計算誤差が大きくなる可能性がある。また、誤差を小さくするために、高分解能のマップデータ（ＳＩＮ、ＣＯＳ等）を保持しようとすると、使用するメモリ容量が増加する可能性がある。
　また、ロータ位置を推定して通電タイミングを切り替える場合、ロータの回転数が上がるほど（高回転になるほど）通電タイミングの切り替え時間間隔が短くなり、高回転時の処理負荷が増加する可能性がある。
　本発明の態様は、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加、高回転時の処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供する。
　一実施形態において、モータ駆動装置は、ブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、前記ブラシレスモータは、３相のモータ構造を有する。前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する。前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる。前記インバータは、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
　また、上記実施形態のモータ駆動装置において、前記制御部は、前記所定の電気角を、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を６０の約数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させてもよい。
　また、上記実施形態のモータ駆動装置において、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有していてもよい。
　上記実施形態のモータ駆動装置において、前記制御部は、前記所定の電気角を、所定の電気角で算出される制御次数成分が、前記ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定してもよい。
　別の実施形態において、モータ駆動装置の制御方法は、３相のモータ構造を有するブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法である。前記モータ駆動装置の制御方法は、前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、前記インバータが、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、を備える。
　また、別の実施形態において、モータ駆動装置は、ブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、前記ブラシレスモータは、３相のモータ構造を有する。前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する。前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる。前記インバータは、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
　また、上記実施形態のモータ駆動装置において、前記複数の所定の電気角が、第１の所定の電気角と第２の所定の電気角との２つあり、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を除算する所定の数が、第１の所定の数と第２の所定の数との２つある。前記第２の所定の数は、前記第１の所定の数より小さい値である。前記制御部は、前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、前記第１の所定の電気角を、前記電気角６０度回転時間を前記第１の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記第１の所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させてもよい。前記制御部は、前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、前記第２の所定の電気角を、前記電気角６０度回転時間を前記第２の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記第２の所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させる構成としてもよい。
　また、上記実施形態のモータ駆動装置において、前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有していてもよい。
　また、別の実施形態において、モータ駆動装置の制御方法は、３相のモータ構造を有するブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、前記インバータが、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、を備える。
　本発明の態様によれば、制御部は、磁束変化の信号に基づいて、ロータの回転数を算出し、当該回転数が変化しても、所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバに出力させる。インバータは、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供することができる。
　また、本発明の態様によれば、制御部は、磁束変化の信号に基づいて、ロータ回転数を算出し、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバに出力させる。インバータは、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加、高回転時の処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置及びモータ駆動装置の制御方法を提供することができる。
モータ駆動装置の構成を示す図である。 モータ駆動装置の動作におけるフローチャートである。 モータ駆動装置の動作を示すタイミングチャートである。 電気角θの設定の仕方について説明するための図である。 駆動方式が異なる場合のＰＷＭ　Ｄｕｔｙの変換方法を説明するための図である。 駆動方式を切り換える方法について説明するための図である。 モータ駆動装置１の動作を示すタイミングチャートである。 モータ駆動装置１の動作を示すタイミングチャートである。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１は、モータ駆動装置１の構成を示す図である。図１に示したモータ駆動装置１は、ブラシレスモータ１１と、ホールセンサ１２と、制御部１３と、ゲートドライバ１４と、インバータ１５と、直流電源１６とを備える。
　ブラシレスモータ１１は、３相のモータ構造を有するモータである。ブラシレスモータ１１は、３相の電機子巻線であるＵ相ステータコイル、Ｖ相ステータコイル及びＷ相ステータコイルが巻かれたステータと、複数の磁極を有する永久磁石ロータとを備えている。
　また、ブラシレスモータ１１には、永久磁石ロータ近傍に、ホールセンサ１２が取り付けられている。ホールセンサ１２は、ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する３個のＵ相ホールセンサ、Ｖ相ホールセンサ、Ｗ相ホールセンサから構成される。Ｕ相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をハイ（Ｈ）又はロー（Ｌ）の２値信号であるＵ相ホールセンサ信号として制御部１３に出力する。また、Ｖ相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をＨ又はＬの２値信号であるＶ相ホールセンサ信号として制御部１３に出力する。また、Ｗ相ホールセンサは、永久磁石ロータの磁極の切り替わりを検出し、検出した結果をＨ又はＬの２値信号であるＷ相ホールセンサ信号として制御部１３に出力する。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、所定の電気角でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。
　インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。直流電源１６は、インバータ１５がブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給をするための、直流電圧を供給する。
　ここで、通電タイミングについて説明する。従来において、例えば６極９スロット３相ブラシレスモータにおいて１８０度正弦波駆動を行う際、通電タイミングＴが固定なので、ここから電気角θを算出しなければならなかった。通電タイミングＴは、Ｔ＝電気角６０度回転時間÷６０×電気角θという式によって求まる。ここで、電気角６０度回転時間とは、例えばＵ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＷ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間である。例えば、電気角６０度回転時間が１．１１ｍｓの場合、ロータの回転数が３０００ｒｐｍであると求まる。従って、上記式に電気角６０度回転時間＝１．１１ｍｓ、Ｔ＝０．１ｍｓを代入すると、ロータの回転数が３０００ｒｐｍのときの電気角θは、５．４度となる。また、電気角６０度回転時間が３．３３ｍｓの場合、ロータの回転数が１０００ｒｐｍであると求まる。従って、上記式に電気角６０度回転時間＝３．３３ｍｓ、Ｔ＝０．１ｍｓを代入すると、ロータの回転数が１０００ｒｐｍのときの電気角θは、１．８度となる。このように、通電タイミングＴを固定すると、この通電タイミングＴからロータの回転数に応じて電気角θを計算しなければなかった。このため、従来においては、通電タイミングＴからロータ位置（電気角θ）を推定する計算が複雑であり、ロータ位置を推定する計算における処理負荷が増加する可能性があった。
　また、分解能１度でｓｉｎ、ｃｏｓのマップデータを保持すると仮定した場合、最低でも０～３５９度の３６０個のデータが必要となるうえ、０．４度、０．２度の計算誤差が生じる。また、例えば分解能０．１度にしようとすると、１０倍の３６００個のデータが必要となってしまう。
　そこで、本実施形態では、通電タイミングＴを、従来のような固定のタイミングではなく、電気角６０度回転時間を所定の数で除算して求まる所定の電気角として変化させる。すなわち、電気角θを所定の電気角に固定すれば、通電タイミングＴをロータの回転数に応じて決めることができる。
　例えば、電気角６０度回転時間が３．３３ｍｓの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が１０００ｒｐｍであると求まる。このとき、通電タイミングを０．５５５ｍｓとするには、電気角６０度回転時間を所定の数として６で割って所定の電気角（θ＝１０度）とすればよい。また、電気角６０度回転時間が１．１１ｍｓの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が３０００ｒｐｍであると求まる。このとき、通電タイミングを０．１８５ｍｓとするには、電気角６０度回転時間を所定の数６で割って所定の電気角（θ＝１０度）とする。
　このように、本実施形態では、通電タイミングＴを、電気角６０度回転時間を所定の数で除算して求まる所定の電気角として変化させることを特徴とする。
　このため、制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のロータ回転数を求め、ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。また、制御部１３は、ホールセンサ１２のエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を所定の数で除算することにより、所定の電気角を算出し、電気角６０度回転時間から所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させる。
　以下、まず制御部１３が所定の電気角をどのように決定し、電気角６０度回転時間から所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させるかについて、図２を用いて説明する。図２は、モータ駆動装置１の動作におけるフローチャートである。
　制御部１３は、ホールセンサ信号（Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号）のレベルを判定する（ステップＳＴ１）。
　制御部１３は、ホールセンサ信号のレベルから、磁極位置＝０、磁極位置＝６０、磁極位置＝１２０、磁極位置＝１８０、磁極位置＝２４０、磁極位置＝３００を確定する。
　磁極位置＝０とは、電気角θが０度～６０度の範囲である。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＨ、Ｌ、Ｈのとき、磁極位置＝０と判定する。
　磁極位置＝６０とは、電気角θが６０度～１２０度の範囲である。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＨ、Ｌ、Ｌのとき磁極位置＝６０と判定する。
　磁極位置＝１２０とは、電気角θが１２０度～１８０度の範囲である。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＨ、Ｈ、Ｌのとき磁極位置＝１２０と判定する。
　磁極位置＝１８０とは、電気角θが１８０度～２４０度の範囲である。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＬ、Ｈ、Ｌのとき磁極位置＝１８０と判定する。
　磁極位置＝２４０とは、電気角θが２４０度～３００度の範囲である。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＬ、Ｈ、Ｈのとき磁極位置＝２４０と判定する。
　磁極位置＝３００とは、電気角θが３００度～３６０度の範囲である。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号がそれぞれＬ、Ｌ、Ｈのとき磁極位置＝３００と判定する。
　制御部１３は、センサエッジ間隔時間を取得する（ステップＳＴ２）。
　制御部１３は、磁極位置＝０の場合、センサエッジ間隔時間（電気角６０度回転時間）を、ホールセンサ信号（Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号）から取得する。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＷ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
　制御部１３は、Ｗ相ホールセンサ信号がＨからＬに変わった時刻とＶ相ホールセンサがＬからＨに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝６０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
　制御部１３は、Ｖ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＵ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝１２０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
　制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号がＨからＬに変わった時刻とＷ相ホールセンサがＬからＨに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝１８０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
　制御部１３は、Ｗ相ホールセンサ信号がＬからＨに変わった時刻とＶ相ホールセンサがＨからＬに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝２４０におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
　制御部１３は、Ｖ相ホールセンサ信号がＨからＬに変わった時刻とＵ相ホールセンサがＬからＨに変わった時刻との間の時間から、磁極位置＝３００におけるセンサエッジ間隔時間を取得する。
　制御部１３は、センサエッジ間隔時間を元に電気角Ｘ度回転時間を算出する（ステップＳＴ３）。ここで、制御部１３は、電気角Ｘ度回転時間（所定の電気角）を算出する際、センサエッジ間隔時間（電気角６０度回転時間）を、例えば、６０の約数（所定の数）で除算することにより電気角Ｘ度回転時間を算出する。
　制御部１３は、ホールセンサ信号間隔（電気角Ｘ度回転時間）を直前の電気角６０度回転時間から推定して補正する。なお、ホールセンサ１２の取付けのばらつきを補正するには、電気角Ｘ度回転時間の移動平均結果から推定して補正するのが好ましい。
　制御部１３は、通電切り替えタイマの動作を開始させ、電気角Ｘ度回転時間経過毎に割り込み処理を行う（ステップＳＴ４）。この際、制御部１３は、最新のセンサエッジ間隔時間で算出した時間でタイマを更新する。
　制御部１３は、ステップＳＴ１で確定した磁極位置ｉ×６０（ｉ＝０、１、２、３、４、５のいずれか）の次の磁極位置（ｉ＋１）×６０における一番目の電気角Ｘ度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる。
　制御部１３は、ｄｑ三相変換（ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ算出）を行う（ステップＳＴ５）。
　この算出には、ホールセンサ１２の磁極位置で算出するため、電気角θ＝（ｉ＋１）×６０度が用いられる。
　制御部１３は、ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ（ＰＷＭ指令信号）を出力する（ステップＳＴ６）。制御部１３は、算出されたＰＷＭ　Ｄｕｔｙをゲートドライバ１４に出力し、ゲートドライバ１４にＰＷＭ信号を出力させる。
　制御部１３は、磁極位置（ｉ＋１）におけるｊ（ｊ＝２～６０／Ｘ）番目の電気角Ｘ度回転時間において、通電切り替えタイマの動作を開始させる（ステップＳＴ４）。
　制御部１３は、磁極位置をＸ度加える処理を行う（ステップＳＴ７）。
　これは、電気角Ｘ度回転時間毎に割り込みを発生させるため、電気角Ｘ度回転したと推定するためである。
　制御部１３は、ｄｑ三相変換（ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ算出）を行う（ステップＳＴ８）。
　この算出にはホールセンサ１２の磁極位置で算出するため、電気角θ＝（ｉ＋１）×６０＋（ｊ－１）×Ｘ度が用いられる。
　制御部１３は、ＰＷＭ　Ｄｕｔｙを出力する（ステップＳＴ９）。制御部１３は、算出されたＰＷＭ　Ｄｕｔｙをゲートドライバ１４に出力し、ゲートドライバ１４にＰＷＭ信号を出力させる。
　このようにして、磁極位置（ｉ＋１）における磁極位置検出が終了した後、制御部１３は、ステップ２に戻り磁極位置（ｉ＋２）における磁極位置検出へ移行する。すなわち、制御部１３は、ホールセンサ１２の切り替わりによって、磁極位置認識を更新する。この際、ロータが加速または減速した場合であっても絶対位置（電気角θ）が更新される。
　ここで、制御部１３が行う、ｄｑ三相変換（ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ算出）について説明する。
　インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。このため、制御部１３は、インバータ１５がステータコイルへ供給する電圧（Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧）が、下記各式で表されるように、ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ（ＰＷＭ指令信号）の算出を行う。
　Ｖｕ＝（√２／３）×（Ｖｄ×ｃｏｓθ－Ｖｑ×ｓｉｎθ）
　Ｖｖ＝（√２／３）×｛Ｖｄ×ｃｏｓ（θ－２π／３）－Ｖｑ×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝
　Ｖｗ＝－Ｖｕ－Ｖｖ
　なお、Ｖｄ、Ｖｑは制御部１３の外部から入力される指令電圧である。Ｖｄはｄ軸電圧を示し、Ｖｑはｑ軸電圧を示している。
　ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ（デューティ）とは、直流電源１６の電圧レベル（例えば１２Ｖに対する上記各Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのレベル）の割合である。そこで、制御部１３は、上記式に基づき、デューティ（電気角Ｘ度回転時間に対するＰＷＭ指令信号がＨである時間の割合）を算出して、このデューティを持つ、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号６本をゲートドライバ１４に対して出力する。
　インバータ１５を構成する上側のＦＥＴを駆動する場合は、ゲートドライバ１４は、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号３本のレベルを昇圧してＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴのゲートを駆動する。また、インバータ１５を構成する下側のＦＥＴを駆動する場合は、ゲートドライバ１４は、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号３本のレベルのままＰＷＭ信号を生成し、ＦＥＴのゲートを駆動する。
　これにより、制御部１３は、電気角Ｘ度回転時間でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。
　本実施形態において、制御部１３の外部から入力される指令電圧は、ｑ軸電圧Ｖｑであり、ｄ軸電圧Ｖｄは常に０としている。なお、進角制御を行う場合は、ホールセンサ信号を用いて実施すればよい。
　すなわち、インバータ１５がステータコイルへ供給する電圧（Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧）が、下記各式で表される。
　Ｖｕ＝（√２／３）×（－Ｖｑ×ｓｉｎθ）
　Ｖｖ＝（√２／３）×｛－Ｖｑ×ｓｉｎ（θ－２π／３）｝
　Ｖｗ＝－Ｖｕ－Ｖｖ
　これにより、制御部１３がＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルは、（３６０度／電気角Ｘ度）＝（６０度／所定の数）×６個のｓｉｎθをマップデータとして予め記憶しておけばよい。このようにして、従来生じていた計算誤差を防ぐとともに、使用するメモリ容量の増加を抑制することができる。
　また、図２に示す処理を、電気角０度～３６０度について行うことにより、通電タイミングを（３６０度／電気角Ｘ）回に分けた所定の電気角において行うことになる。これにより、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧を正弦波状に変化させることが可能となる。すなわち、モータ駆動装置１によれば、レゾルバに比べて安価なホールセンサ１２及び回路構成が簡易な制御部１３を用いてロータ位置の推定を正確に行うことができ、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧を正弦波状に変化させるという適切なモータ駆動を行うことができる。
　図３は、モータ駆動装置１の動作の一例を示すタイミングチャートである。
　図３において、電気角Ｘ度回転時間を電気角１０度回転時間（所定の角度）とした場合の、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化、および、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
　電気角θ＝０度～３６０度において６０度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔（電気角６０度回転時間）を示している。
　このうち、電気角θ＝０度～６０度で示される電気角６０度回転時間を６で割った値が、電気角θ＝６０度～１２０度で示される電気角１０度回転時間となる。電気角θ＝６０度～１２０度で示される電気角１０度回転時間毎に、ｄｑ三相変換が６回行われる。これにより、電気角θ＝６０度～１２０度におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化が得られる。このｄｑ三相変換が３６回行われることで、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
　以上のように本発明の実施形態によれば、制御部１３は、ホールセンサ信号（磁束変化の信号）に基づいて、ロータの回転数を算出し、当該回転数が変化しても、電気角１０度回転時間（所定の電気角）でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置１及びモータ駆動装置１の制御方法を提供することができる。
　続いて、電気角θの設定の仕方について説明する。
　例えばモータヨークなど、モータの振動が伝わる関係にあるものの共振周波数（ブラシレスモータの共振周波数）と、電気角θで通電タイミングを切り換えるときの周波数とが一致する場合、作動音が増大する可能性がある。
　図４は、電気角θの設定の仕方について説明するための図である。図４（ａ）は、電気角θで通電タイミングを切り換えるときの周波数と音圧との関係を示す図である。図４（ｂ）は、電気角θでの制御次数成分を示す図である。
　制御次数成分とは、モータ（ロータ）が機械的に１回転する場合の所定の電気角θでの通電タイミングの周波数のことであり、下記式で表される。
　制御次数成分［Ｈｚ］＝｛（３６０×Ｐ×Ｎ）／（θ×６０）｝×次数
　制御次数成分は、ここで、Ｐは極対数であり、Ｎは回転数［ｒｐｍ(ｒｏｕｎｄ　ｐｅｒ　ｍｉｎｕｔｅ)］を表す。
　θ＝６０（矩形波）の場合、１次の７２０Ｈｚ、２次の１４４０Ｈｚ、…、１０次の７２００Ｈｚとなるにつれて、ピークが徐々に小さくなっている。また、θ＝６の場合は、１次の７２００Ｈｚでピークが表れる。このように、通電タイミングの周波数が、ブラシレスモータの共振周波数（７０００Ｈｚ付近の共振周波数）と一致する場合、作動音が増大している。これにたいして、θ＝１０の場合は、ピークが表れることがない。
　このように、モータヨークや、モータの振動が伝わる関係にあるものの共振周波数（ブラシレスモータの共振周波数）と、モータ相電流でピークとなる次数成分が一致しないように電気角θを設定することで作動音を低減できる。なお、共振周波数は、予め設計のときに判っている値である。
　すなわち、制御部１３は、電気角θ（所定の電気角）を、電気角θで算出される制御次数成分が、ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定することにより、作動音を低減することができる。
　次に、電圧指令方式の矩形波駆動と正弦波駆動のコントローラ（制御部１３）に対して、指令を与える側のＥＣＵの指令値を変更しなくて済ませる手法について説明する。
　従来の電圧指令方式の矩形波駆動においては、指令電圧＝モータ端子電圧となるように、指令電圧をモータ駆動用のＰＷＭ　Ｄｕｔｙに変換していた。
　これに対して、電圧を正弦波状に印加する場合、駆動ＰＷＭ　Ｄｕｔｙは、上記説明によりロータ位置（所定の電気角）により可変となる。そのため、矩形波駆動時のような単純なＰＷＭ　Ｄｕｔｙへの変換はできない。
　図５は、駆動方式が異なる場合のＰＷＭ　Ｄｕｔｙの変換方法を説明するための図である。
　制御部１３は、指令電圧を外部のＥＣＵから取得する（ステップＳＴ２１）。
　制御部１３は、駆動方式が矩形波駆動か否かを判定する（ステップＳＴ２２）。
　制御部１３は、駆動方式が矩形波駆動の場合（ステップＳＴ２２－Ｙｅｓ）、矩形波駆動処理に進む（ステップＳＴ２３）。
　ステップＳＴ２３において、制御部１３は、通電パターンの確定を行う（ステップＳＴ３１）。
　制御部１３は、指令電圧をＰＷＭ　Ｄｕｔｙレジスタに入力する（ステップＳＴ３２）。制御部１３は、指令電圧＝モータ電圧となるようにＰＷＭ　Ｄｕｔｙレジスタを設定する。
　一方、制御部１３は、駆動方式が正弦波駆動の場合（ステップＳＴ２２－Ｎｏ）、正弦波駆動処理に進む（ステップＳＴ２４）。
　ステップＳＴ２４において、制御部１３は、指令電圧であるｑ軸電圧Ｖｑを√３倍（３の平方根による乗算）する（ステップＳＴ４１）。これにより、矩形波駆動時のモータ電圧と正弦波駆動時のモータ電圧実効値を同等にできる。
　制御部１３は、ｄ軸電圧Ｖｄは常に０とする（ステップＳＴ４２）。制御部１３は、座標変換を行う（ステップＳＴ４３）。この座標変換は、上記説明のｄｑ三相変換（ＰＷＭ　Ｄｕｔｙ算出）である。
　制御部１３は、座標変換をＰＷＭ　Ｄｕｔｙレジスタに入力する（ステップＳＴ４４）。制御部１３は、座標変換結果＝モータ電圧となるように、ＰＷＭ　Ｄｕｔｙレジスタを設定する。ここで、制御部１３は、ＰＷＭ　Ｄｕｔｙレジスタが有するモータ電圧を基に、デジタル信号であるＰＷＭ指令信号をゲートドライバ１４に対して出力する。
　これにより、電圧指令方式の矩形波駆動と正弦波駆動のコントローラ（制御部１３）に対して、指令を与える側のＥＣＵの指令値を変更しなくて済ませることができる。また、制御部１３が、指令値を電流値や回転数に置き換える処理を不要とすることができる。
　次に、電圧正弦波駆動と、矩形波駆動とを切り替える手法について説明する。
　モータの駆動方法において、正弦波着磁されたモータに対して、モータ相電流が正弦波状になるように駆動する正弦波駆動は、矩形波駆動と比較してトルクリップルが小さくなるため作動音が小さくなる。ただし、進角等の駆動条件によっては、矩形波駆動と比較してトルクが低減する場合があり、高負荷、高回転領域では、必要なトルクを出せない場合がある。
　そこで、電圧正弦波駆動ではトルクが足りない領域では矩形波駆動を使用する。そして、作動音が気になる領域と、トルクが多く必要な領域とに対して、モータの動作領域毎に駆動方式を電圧正弦波駆動方式、矩形波駆動方式と切り替える。
　図６は、駆動方式を切り換える方法について説明するための図である。
　制御部１３は、高回転指令があるか否かを判定する（ステップＳＴ５１）。
　制御部１３は、高回転指令がある場合（ステップＳＴ５１－Ｙｅｓ）、矩形波駆動処理に進む（ステップＳＴ５２）。このステップＳＴ５２は、図５に示すステップＳ２３と同じである。制御部１３は、図５に示すステップＳ３１に進む。
　一方、制御部１３は、高回転指令がない場合（ステップＳＴ５１－Ｎｏ）、正弦波駆動処理に進む（ステップＳＴ５３）。このステップＳＴ５３は、図５に示すステップＳ２４と同じである。制御部１３は、図５に示すステップＳ４１に進む。
　これにより、モータ側の仕様変更（トルク定数アップ）無しで、高負荷、高回転域での作動と、特に作動音が気になる低負荷、低回転域での作動音低減作動とを両立することができる。
　次に、図面を参照して本発明の別の実施の形態について説明する。以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。
　本実施形態において、図１に示す制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のロータ回転数を求め、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。
　そして、本実施形態では、通電タイミングＴを、従来のような固定のタイミングではなく、電気角６０度回転時間を所定の数で除算して求まる複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角として変化させる。すなわち、電気角θを所定の電気角（第１の所定の電気角及び第２の所定の電気角）に固定すれば、通電タイミングＴをロータの回転数に応じて決めることができる。
　例えば、電気角６０度回転時間が３．３３ｍｓの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が１０００ｒｐｍであると求まる。このとき、通電タイミングを０．５５５ｍｓとするには、電気角６０度回転時間を第１の所定の数として６で割って第１の所定の電気角（θ＝１０度）とすればよい。また、電気角６０度回転時間が１．１１ｍｓの場合、ホールセンサ信号からロータの回転数が３０００ｒｐｍであると求まる。このとき、通電タイミングを０．２２２ｍｓとするには、電気角６０度回転時間を第２の所定の数５で割って第２の所定の電気角（θ＝１２度）とすればよい。
　このように、本実施形態では、通電タイミングＴを、電気角６０度回転時間を所定の数で除算して求まる複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角として変化させる。
　ここで、所定の電気角が複数あるのは、ロータの高回転時の所定の電気角（第２の所定の電気角）を低回転時の所定の電気角（第１の所定の電気角）に比べて大きくし、高回転時の処理負荷の増加を抑制するためである。
　このため、制御部１３は、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のロータ回転数を求め、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。制御部１３は、複数の所定の電気角のうちのいずれの所定の電気角を選択するかは、算出したロータ回転数が、予め設定されたロータ回転数（例えば３０００ｒｐｍ）未満であるか否かを判定することによって決定する。すなわち、制御部１３は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、所定の電気角のうち第１の所定の電気角を、電気角６０度回転時間を第１の所定の数で除算することにより算出し、電気角６０度回転時間から第１の所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させる。一方、制御部１３は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、所定の電気角のうち第２の所定の電気角を、電気角６０度回転時間を第２の所定の数で除算することにより算出し、電気角６０度回転時間から第２の所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させる。
　そのため、複数の所定の電気角として、第１の所定の電気角と第２の所定の電気角との２つがあるように構成されている。また、ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を除算する所定の数として、第１の所定の数と第２の所定の数との２つあり、第２の所定の数は、第１の所定の数より小さい値であるように構成されている。なお、本実施形態においては、複数の所定の電気角として、２つの所定の電気角を例に挙げて説明するが、所定の電気角は３つ以上あっても良い。
　上記のような構成により、先に図２を用いて説明がなされた、制御部１３が所定の電気角をどのように決定し、電気角６０度回転時間から所定の電気角が経過する毎にＰＷＭ信号を変化させるかについて、所定の電気角とは第１の所定の電気角及び第２の所定の電気角である。
　図７は、モータ駆動装置１の動作の別の一例を示すタイミングチャートである。
　図７において、電気角Ｘ度回転時間を電気角１０度回転時間（第１の所定の角度）とした場合の、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化、およびＵ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
　電気角θ＝０度～３６０度において６０度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔（電気角６０度回転時間）を示している。
　図７の場合、電気角６０度回転時間３．３３ｍｓを元に算出されるロータの回転数は１０００ｒｐｍであり、このうち、電気角θ＝０度～６０度で示される電気角６０度回転時間を６（第１の所定の数）で割った値であるＴ１＝０．５５５ｍｓが、電気角θ＝６０度～１２０度で示される電気角１０度回転時間となる。電気角θ＝６０度～１２０度で示される電気角１０度回転時間毎に、ｄｑ三相変換が６回行われる。これにより、電気角θ＝６０度～１２０度におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化が得られる。
このｄｑ三相変換が３６回行われることで、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
　図８は、モータ駆動装置１の動作のさらに別の一例を示すタイミングチャートである。
　図８において、電気角Ｘ度回転時間を電気角１２度回転時間（第２の所定の角度）とした場合の、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化、Ｕ相ホールセンサ信号、Ｖ相ホールセンサ信号、Ｗ相ホールセンサ信号のレベル変化を、電気角θを横軸にして示している。
　電気角θ＝０度～３６０度において６０度毎に縦方向に一点鎖線を引いてある。このそれぞれの一点鎖線の間が、センサエッジ間隔（電気角６０度回転時間）を示している。
　図８の場合、電気角６０度回転時間１．１１ｍｓを元に算出されるロータの回転数は３０００ｒｐｍであり、このうち、電気角θ＝０度～６０度で示される電気角６０度回転時間を５（第２の所定の数）で割った値であるＴ２＝０．２２２ｍｓが、電気角θ＝６０度～１２０度で示される電気角１２度回転時間となる。電気角θ＝６０度～１２０度で示される電気角１２度回転時間毎に、ｄｑ三相変換が５回行われる。これにより、電気角θ＝６０度～１２０度におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧各々のレベル変化が得られる。
このｄｑ三相変換が３０回行われることで、ブラシレスモータ１１のステータコイル電圧が正弦波状に変化させられる。
　図７、図８に示すように電気角６０度回転時間は、ロータ回転数が３０００ｒｐｍの場合１．１１ｍｓ、ロータ回転数が１０００ｒｐｍの場合、３．３３ｍｓである。
　ここで、電気角１０度で通電タイミングを切り替えた場合の電気角１０度回転時間（第１の所定の角度）をＴ１、電気角１２度で通電タイミングを切り替えた場合の電気角１２度回転時間をＴ２（第２の所定の角度）とする。ここで、ロータ回転数が３０００ｒｐｍの場合、Ｔ１＝０．１８５ｍｓ、Ｔ２＝０．２２２ｍｓ（図４参照）、ロータ回転数が１０００ｒｐｍの場合、Ｔ１＝０．５５５ｍｓ（図３参照）、Ｔ２＝０．６６６ｍｓとなる。
　３０００ｒｐｍ時に電気角１０度毎に通電タイミングを切り替えようとすると、Ｔ１＝０．１８５ｍｓとなり、１０００ｒｐｍ時に比較して処理負荷が大きい。
　そこで、３０００ｒｐｍ時は電気角１２度毎に通電を切り替え、Ｔ２＝０．２２２ｍｓとすることで処理負荷を軽減することができる。
　また、１０００ｒｐｍ時に電気角１２度で通電を切り替えようとすると、Ｔ２＝０．６６６ｍｓとなり、分解能が下がってしまい、制御性が低下する可能性がある。
　そこで、１０００ｒｐｍ時は電気角１０度毎に通電を切り替え、Ｔ１＝０．５５５ｍｓとすることで低回転域での制御性を落とさないようにすることができる。
　このように、制御部１３は、ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角でブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバに出力させる。複数の所定の電気角のうちいずれの所定の電気角を選択するかは、算出したロータ回転数が、予め設定されたロータ回転数（上記説明での３０００ｒｐｍ）未満であるか否かを判定することによって決定される。すなわち、制御部１３は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、所定の電気角のうち１０度（第１の所定の電気角）を、電気角６０度回転時間を６（第１の所定の数）で除算することにより算出する。一方、制御部１３は、ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、所定の電気角のうち１２度（第２の所定の電気角）を、電気角６０度回転時間を５（第２の所定の数）で除算することにより算出する。従って、第１の所定の電気角を低回転時に用い、第２の所定の電気角を高回転時に用いることにより、低回転域での制御性を落とさずに、高回転域での処理負荷を軽減させることができる。
　以上のように本発明の実施形態によれば、制御部１３は、磁束変化の信号に基づいて、ロータ回転数を求め、ロータ回転数の変化に応じて、電気角１０度回転時間及び電気角１２度回転時間（複数の所定の電気角）を算出し、複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、電気角１２度回転時間（選択された所定の電気角）でブラシレスモータ１１の各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号をゲートドライバ１４に出力させる。インバータ１５は、ＰＷＭ信号に基づいて、ブラシレスモータ１１のステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する。これにより、ロータ位置を推定する計算における処理負荷の増加、高回転時の処理負荷の増加を抑制できるモータ駆動装置１及びモータ駆動装置１の制御方法を提供することができる。
　以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明のモータ駆動装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。
１　モータ駆動装置
１１　ブラシレスモータ
１２　ホールセンサ
１３　制御部
１４　ゲートドライバ
１５　インバータ
１６　直流電源

Claims (9)

  1. 　ブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、
    　前記ブラシレスモータは、３相のモータ構造を有し、
    　前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出し、
    　前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させ、
    　前記インバータは、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する、モータ駆動装置。
  2. 　前記制御部は、前記所定の電気角を、前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を所定の数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させる、
    　請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有する、
    　請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記制御部は、
    　前記所定の電気角を、前記所定の電気角で算出される制御次数成分が、前記ブラシレスモータの共振周波数と一致しないように設定する、
    　請求項１から請求項３いずれか一項に記載のモータ駆動装置。
  5. 　３相のモータ構造を有するブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、
    　前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、
    　前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数が変化しても、所定の電気角を算出し、前記所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、
    　前記インバータが、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、
    　を備える、モータ駆動装置の制御方法。
  6. 　ブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置であって、
    　前記ブラシレスモータは、３相のモータ構造を有し、
    　前記ホールセンサは、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出し、
    　前記制御部は、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させ、
    　前記インバータは、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する、
    　ことを特徴とするモータ駆動装置。
  7. 　前記複数の所定の電気角が、第１の所定の電気角と第２の所定の電気角との２つあり、
    　前記ホールセンサのエッジ間隔時間である電気角６０度回転時間を除算する所定の数が、第１の所定の数と第２の所定の数との２つあり、
    　前記第２の所定の数は、前記第１の所定の数より小さい値であって、
    　前記制御部は、
    　前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数未満である場合、前記第１の所定の電気角を、前記電気角６０度回転時間を前記第１の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記第１の所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させ、
    　前記ロータ回転数が予め設定されたロータ回転数以上である場合、前記第２の所定の電気角を、前記電気角６０度回転時間を前記第２の所定の数で除算することにより算出し、前記電気角６０度回転時間から前記第２の所定の電気角が経過する毎に前記ＰＷＭ信号を変化させる、
    　ことを特徴とする請求項６に記載のモータ駆動装置。
  8. 　前記制御部は、前記ＰＷＭ信号の生成に用いる三角関数の値を記憶するテーブルを有する、
    　ことを特徴とする請求項６または請求項７に記載のモータ駆動装置。
  9. 　３相のモータ構造を有するブラシレスモータと、ホールセンサと、制御部と、ゲートドライバと、インバータとを備えるモータ駆動装置の制御方法であって、
    　前記ホールセンサが、前記ブラシレスモータの動作時における磁束変化の信号を検出する検出工程と、
    　前記制御部が、前記磁束変化の信号に基づいて前記ブラシレスモータのロータ回転数を求め、前記ロータ回転数の変化に応じて、複数の所定の電気角を算出し、前記複数の所定の電気角から一つの所定の電気角を選択し、選択された所定の電気角で前記ブラシレスモータの各相への通電タイミングを切り替えるＰＷＭ信号を前記ゲートドライバに出力させる出力工程と、
    　前記インバータが、前記ＰＷＭ信号に基づいて、前記ブラシレスモータのステータコイルへの電圧供給を、正弦波状に変化させて供給する供給工程と、
    　を備えることを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。
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