WO2016153287A1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

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WO2016153287A1
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channel state
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antenna
interference
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김영태
김기준
박종현
김봉회
김형태
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엘지전자 주식회사
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    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0667—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal
    • H04B7/0671—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of delayed versions of same signal using different delays between antennas

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a channel state information feedback method and apparatus therefor in a multi-antenna wireless communication system.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • MIMO technology is a method that can improve the transmit / receive data efficiency by adopting multiple transmit antennas and multiple receive antennas, away from the use of one transmit antenna and one receive antenna. . That is, a technique of increasing capacity or improving performance by using multiple antennas at a transmitting end or a receiving end of a wireless communication system.
  • MIMO technology may be referred to as a multiple antenna technology.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • the existing 3rd Generation Partnership Project (3GPP) long term evolution (LTE) system supports up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission and defines a precoding codebook accordingly. .
  • data transmission rate may be improved through beamforming between a transmitter and a receiver. Whether to apply the beamforming method is operated based on the channel information.
  • a method of quantizing a channel estimated by a reference signal or the like at a receiving end with a codebook and feeding back to the transmitting end is basically used.
  • the spatial channel matrix (also referred to as a channel matrix) that can be used for codebook generation is given.
  • the spatial channel matrix (or channel matrix) can be expressed as follows.
  • H (i, k) is the spatial channel matrix
  • Nr is the number of receive antennas
  • Nt is the number of transmit antennas
  • r is the index of the receive antenna
  • t is the index of the transmit antenna
  • i is the OFDM (or SC-FDMA) symbol
  • the index, k indicates the index of the subcarrier.
  • the spatial channel covariance matrix can be represented by the symbol R.
  • H is a spatial channel matrix and R is a spatial channel covariance matrix.
  • E [] means mean, i means symbol index, and k means frequency index.
  • Singular Value Decomposition is one of the important methods of decomposing rectangular matrices and is widely used in signal processing and statistics.
  • Singular value decomposition is a generalization of the spectral theory of matrices for arbitrary rectangular matrices. Using spectral theory, orthogonal square matrices can be decomposed into diagonal matrices based on eigenvalues. Assume channel matrix H is an m ⁇ n matrix of real or complex set elements. In this case, the matrix H can be expressed as the product of three matrices as follows.
  • U and V represent unitary matrices
  • ⁇ is an m ⁇ n diagonal matrix containing nonnegative singular values.
  • Singular values are to be. This multiplication of three matrices is called singular value decomposition.
  • Singular value decomposition can handle matrices much more general than eigenvalue decomposition, which can only resolve orthogonal square matrices. These singular value decompositions and eigenvalue decompositions are related to each other.
  • the eigenvalues may be ⁇ 1, .., ⁇ r.
  • U and V representing the direction of the channel can be known.
  • the singular value decomposition of gives the information of V.
  • MU-MIMO Multi User-MIMO
  • the receiver beam and the transmitter beam are represented by the matrixes T and W, respectively. (beamforming) is applied to the channel It is expressed as Therefore, in order to achieve a high data rate, it is preferable to generate a reception beam based on U and a transmission beam based on V.
  • codebook design scheme proposed or adopted by recent communication standards such as 3GPP LTE (Long term term evolution, LTE-Advanced, IEEE 16m system), which is an example of a mobile communication system
  • 3GPP LTE Long term term evolution, LTE-Advanced, IEEE 16m system
  • Equation 1 a codebook is transformed using a long-term covariance matrix of a channel.
  • Silver channel matrix Is a long-term covariance matrix of Silver matrix Refers to a matrix in which norm is normalized to 1 for each column of, Is an existing codebook Channel matrix , Channel matrix Long-term covariance matrix And the final codebook converted using the norm function.
  • Equation 2 the channel matrix Is the long-term covariance matrix of May be expressed as in Equation 2 below.
  • the present invention has been made in an effort to provide a channel state information feedback method and apparatus therefor in a multi-antenna wireless communication system.
  • a method for feeding back channel state information of a user equipment in a wireless communication system supporting a 3D-MIMO antenna includes a plurality of antennas constituting the 3D-MIMO antenna. Receiving information about N beams precoded for specific antennas of the antennas; Selecting at least one specific beam for generating channel state information among the N beams, and determining interference based on M (where M is a natural number, M ⁇ N ⁇ 1) beams among the remaining beams; And generating channel state information on the specific beam based on interference according to the M beams.
  • the N beams may be precoded to be orthogonal.
  • the interference may be determined as multi-user interference.
  • the M may be determined by information indicated through one of Radio Resource Control (RRC) signaling, Medium Access Control Control Element (MAC CE) signaling, or Downlink Control Information (DCI).
  • RRC Radio Resource Control
  • MAC CE Medium Access Control Element
  • DCI Downlink Control Information
  • the M beams are determined based on whether they are the beams closest to the specific beam, or among the beams nearest to the beam nearest in the vertical direction to the specific beam, or the beams adjacent in the horizontal direction, or a predefined beam set ( The method may further include feeding back channel state information and information on M beams selected by the terminal based on the set information or selected by the terminal based on the indicated information.
  • RRC Radio Resource Control
  • MAC CE Medium Access Control Element
  • DCI Downlink Control Information
  • the number of the at least one specific beam may be determined by a rank.
  • a channel state information feedback method of a user equipment in a wireless communication system supporting a 3D-MIMO antenna, a plurality of channel states for the 3D-MIMO antenna Receiving information about N channel state information processes of the CSI processes, where N is a natural number; Selecting at least one specific channel state information process for generating channel state information among the N channel state information processes, and M (where M is a natural number, M ⁇ N ⁇ 1) of the remaining channel state information processes Determining interference based on channel state information processes; And generating channel state information for the particular channel state information process according to the M channel state information processes based interference.
  • each of the N channel state information processes may be characterized in that different vertical beams are applied.
  • the method may further include receiving a correction value for the channel state information.
  • a user equipment for feeding back channel state information in a wireless communication system supporting a 3D-MIMO antenna includes: a plurality of antennas constituting the full dimension antenna; A connected radio frequency unit; And a processor, wherein the processor is configured to receive information on N beams precoded for specific ones of the plurality of antennas and to generate channel state information among the N beams. Select at least one specific beam, determine interference based on M of the remaining beams, where M is a natural number, M ⁇ N-1, and determine the interference based on the interference according to the M beams And generate channel state information for the channel.
  • a channel state information feedback method and apparatus therefor may be provided in a multi-antenna wireless communication system.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a base station and a terminal in a wireless communication system according to the present invention.
  • MIMO 3 is a configuration diagram of a general multiple antenna (MIMO) communication system.
  • FIG. 4 shows an example of a general CDD structure in a multi-antenna system.
  • 5 is a diagram illustrating a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG 7 shows an active antenna system (AAS) according to the present invention.
  • AAS active antenna system
  • FIG. 8 illustrates a channel state information feedback method according to an embodiment of the present invention.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a user equipment (UE), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the terminal may also transmit information through uplink.
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • LTE 3rd Generation Partnership Project Long-Term Evolution
  • LTE-A LTE-Advanced
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system.
  • E-UMTS The Evolved Universal Mobile Telecommunications System
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • LTE long term evolution
  • an E-UMTS is located at an end of a user equipment (UE), a base station (eNode B; eNB), and a network (E-UTRAN) and connected to an external network (Access Gateway, AG). It includes.
  • the base station may transmit multiple data streams simultaneously for broadcast service, multicast service and / or unicast service.
  • the cell is set to one of bandwidths such as 1.25, 2.5, 5, 10, 15, and 20 MHz to provide downlink or uplink transmission services to multiple terminals. Different cells may be configured to provide different bandwidths.
  • the base station controls data transmission and reception for a plurality of terminals.
  • For downlink (DL) data the base station transmits downlink scheduling information to relate to time / frequency domain, encoding, data size, and hybrid automatic repeat and request (HARQ) to which data is transmitted to the corresponding UE. Give information and more.
  • DL downlink
  • HARQ hybrid automatic repeat and request
  • the base station transmits uplink scheduling information to the corresponding terminal for uplink (UL) data and informs the user of the time / frequency domain, encoding, data size, and hybrid automatic retransmission request related information.
  • An interface for transmitting user traffic or control traffic may be used between base stations.
  • the core network (Core Network, CN) may be composed of a network node for the user registration of the AG and the terminal.
  • the AG manages the mobility of the UE in units of a tracking area (TA) composed of a plurality of cells.
  • TA tracking area
  • Wireless communication technology has been developed to LTE based on Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA), but the demands and expectations of users and operators are continuously increasing.
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • new technological evolution is required to be competitive in the future. Reduced cost per bit, increased service availability, the use of flexible frequency bands, simple structure and open interface, and adequate power consumption of the terminal are required.
  • LTE-Advanced LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • the LTE-A system aims to support broadband up to 100 MHz, and uses carrier aggregation or bandwidth aggregation technology to achieve broadband using multiple frequency blocks. I'm trying to.
  • carrier aggregation a plurality of frequency blocks are used as one large logical frequency band.
  • the bandwidth of each frequency block may be defined based on the bandwidth of the system block used in the LTE system.
  • Each frequency block is transmitted using a component carrier.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 205 and the terminal 210 in the wireless communication system 200 according to the present invention.
  • one base station 205 and one terminal 210 are shown to simplify the wireless communication system 200, it may include one or more base stations and / or one or more terminals.
  • the base station 205 includes a transmit (Tx) data processor 215, a symbol modulator 220, a transmitter 225, a transmit / receive antenna 230, a processor 280, a memory 285, and a receiver ( 290, symbol demodulator 295, and receive data processor 297.
  • the terminal 210 transmits (Tx) the data processor 265, the symbol modulator 270, the transmitter 275, the transmit / receive antenna 235, the processor 255, the memory 260, the receiver 240, and the symbol.
  • Demodulator 255, receive data processor 250 is included in the base station 205.
  • antennas 230 and 235 are shown as one at the base station 205 and the terminal 210, respectively, the base station 205 and the terminal 210 are multiple antennas having a plurality of antennas. Accordingly, the base station 205 and the terminal 210 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the base station 205 and the terminal 210 according to the present invention support both a single user-MIMO (SU-MIMO) and a multi user-MIMO (MU-MIMO) scheme.
  • SU-MIMO single user-MIMO
  • MU-MIMO multi user-MIMO
  • an RF chain refers to a portion in which an antenna and a filter and a power amplifier are combined.
  • the RF chain may be configured as an RF transmit chain or an RF receive chain.
  • the RF transmission chain includes a digital-to-analog converter (DAC), a mixer for frequency up-conversion, a power amplifier (PA), a duplexer, and a diplexer.
  • the DAC converts digital signals into analog signals at baseband.
  • the mixer converts the baseband signal into a bandpass signal by multiplying the baseband signal by a carrier wave.
  • the PA increases the strength of the band pass signal.
  • the duplexer serves as a filter for distinguishing the uplink signal and the downlink signal.
  • the diplexer acts as a filter to distinguish different (operating) bands.
  • the RF receive chain includes a diplexer, duplexer, low noise amplifier (LNA), a mixer for frequency downconversion, and an analog-to-digital converter (ADC).
  • LNA amplifies the strength of the radio signal attenuated during transmission.
  • the mixer converts the bandpass signal into a baseband signal by multiplying the bandpass by the carrier.
  • the ADC converts analog signals into digital signals at baseband.
  • the transmit data processor 215 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates the symbols ("data"). Symbols ").
  • the symbol modulator 220 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 220 multiplexes the data and pilot symbols and sends it to the transmitter 225.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously.
  • the pilot symbols may be frequency division multiplexed (FDM), orthogonal frequency division multiplexed (OFDM), time division multiplexed (TDM), or code division multiplexed (CDM) symbols.
  • Transmitter 225 receives the stream of symbols and converts it into one or more analog signals, and further adjusts (eg, amplifies, filters, and frequency upconverts) the analog signals to provide a wireless channel. Generates a downlink signal suitable for transmission through the downlink signal, which is then transmitted to the terminal through the antenna 230.
  • the antenna 235 receives a downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 240.
  • Receiver 240 adjusts (eg, filters, amplifies, and frequency downconverts) the received signal, and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 245 demodulates the received pilot symbols and provides them to the processor 255 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 245 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 255 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain a data symbol estimate (which is an estimate of the transmitted data symbols). Obtain and provide data symbol estimates to a receive (Rx) data processor 250. Receive data processor 250 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes the data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by the symbol demodulator 245 and the receiving data processor 250 are complementary to the processing by the symbol modulator 220 and the transmitting data processor 215 at the base station 205, respectively.
  • the terminal 210 is on the uplink, and the transmit data processor 265 processes the traffic data to provide data symbols.
  • the symbol modulator 270 receives the data symbols, multiplexes them with the pilot symbols, performs modulation, and provides a stream of symbols to the transmitter 275.
  • Transmitter 275 receives and processes the stream of symbols to generate an uplink signal, which is transmitted to base station 205 via antenna 235.
  • an uplink signal from the terminal 210 is received through the antenna 230, and the receiver 290 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 295 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 297 processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal 210.
  • Processors 255 and 280 of each of the terminal 210 and the base station 205 instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operations at the terminal 210 and the base station 205, respectively.
  • Respective processors 255 and 280 may be connected to memory units 260 and 285 that store program codes and data.
  • the memory 260, 285 is coupled to the processor 280 to store the operating system, applications, and general files.
  • the processors 255 and 280 may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • the processors 255 and 280 may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • FPGAs Field programmable gate arrays
  • the firmware or software may be configured to include a module, a procedure, or a function for performing the functions or operations of the present invention, and to perform the present invention.
  • the firmware or software configured to be may be provided in the processors 255 and 280 or may be stored in the memory 260 and 285 and driven by the processors 255 and 280.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the first three layers (L1), the second layer ( L2), and the third layer L3.
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • a Radio Resource Control (RRC) layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the term base station used in the present invention may be referred to as a cell or sector when used in a regional concept.
  • the serving base station (or cell) may be regarded as a base station providing existing main services to the terminal and may transmit and receive control information on a coordinated multiple transmission point. In this sense, the serving base station (or cell) may be referred to as an anchor base station (or cell).
  • a neighbor base station may be referred to as a neighbor cell used in a regional concept.
  • Multi-antenna technology is a next-generation mobile communication technology that can be widely used in mobile communication terminals and repeaters because it can improve the data transmission speed in a specific range or increase the system range for a specific data transmission speed. It is attracting attention as the next generation technology that can overcome the traffic limit of mobile communication which reached the limit situation.
  • FIG. 3 (a) is a configuration diagram of a general multiple antenna (MIMO) communication system.
  • MIMO multiple antenna
  • the channel transmission capacity is increased. Therefore, it is possible to improve transmission rate and significantly improve frequency efficiency.
  • the transmission rate according to the increase in the channel transmission capacity may theoretically increase as the maximum rate R 0 in the case of using one antenna is multiplied by the increase rate R i of Equation 3 below.
  • the research trends related to multi-antennas to date include information theory aspects related to calculation of multi-antenna communication capacity in various channel environments and multi-access environments, research on wireless channel measurement and model derivation of multi-antenna systems, and improvement of transmission reliability and transmission rate.
  • Active research is being conducted from various viewpoints, such as the study of space-time signal processing technology.
  • the communication method in the multi-antenna system in a more specific manner, it can be represented as follows mathematically. As shown in FIG. 3A, it is assumed that there are N T transmit antennas and N R receive antennas. First, referring to the transmission signal, when there are N T transmit antennas, since the maximum transmittable information is N T , the transmission information may be represented by a vector shown in Equation 4 below.
  • each transmission information Can have different transmit powers.
  • the transmission information of which transmission power is adjusted is represented by a vector as shown in Equation 5 below.
  • Receive signal of each antenna when there are N R receiving antennas When expressed as a vector is as shown in Equation 8 below.
  • channels may be classified according to transmit / receive antenna indexes, and a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j will be denoted as h ij .
  • h ij a channel passing through the receive antenna i from the transmit antenna j.
  • the order of the index of h ij is that the reception antenna index is first, and the index of the transmission antenna is later.
  • FIG. 3 (b) shows a channel from N T transmit antennas to receive antenna i.
  • a channel arriving from the total N T transmit antennas to the reception antenna i may be expressed as follows.
  • Equation 10 Equation 10
  • the real channel is added with Additive White Gaussian Noise (AWGN) after passing through the channel matrix H as described above, so that the white noise added to each of the N R receiving antennas is added.
  • AWGN Additive White Gaussian Noise
  • Equation 12 The received signal obtained using the above equations is shown in Equation 12 below.
  • the number of rows and columns of the channel matrix H representing the channel condition is determined by the number of transmit antennas and receive antennas.
  • the number of rows in the channel matrix H is equal to the number of receive antennas N R
  • the number of columns is equal to the number of transmit antennas N T. That is, the channel matrix H may be represented by an N R ⁇ N T matrix.
  • the rank of a matrix is defined by the smaller of the number of rows and columns independent of each other. Therefore, the rank of the matrix cannot have a value larger than the number of rows or columns of the matrix.
  • the rank of the channel matrix H can be represented by the following equation (13).
  • Multiple antenna transmit / receive schemes used for the operation of multiple antenna systems include frequency switched transmit diversity (FST), Space Frequency Block Code (SFBC), Space Time Block Code (STBC), and Cyclic Delay Diversity (CDD).
  • FST frequency switched transmit diversity
  • SFBC Space Frequency Block Code
  • STBC Space Time Block Code
  • CDD Cyclic Delay Diversity
  • TSTD time switched transmit diversity
  • SM spatial multiplexing
  • GCDD Generalized Cyclic Delay Diversity
  • S-VAP Selective Virtual Antenna Permutation
  • FSTD is a method of obtaining diversity gain by allocating subcarriers having different frequencies for each signal transmitted to each of the multiple antennas.
  • SFBC is a technique that efficiently applies selectivity in the spatial domain and frequency domain to secure both diversity gain and multi-user scheduling gain in the corresponding dimension.
  • STBC is a technique for applying selectivity in the space domain and the time domain.
  • CDD is a technique of obtaining diversity gain by using path delay between transmission antennas.
  • TSTD is a technique of time-dividing a signal transmitted through multiple antennas.
  • Spatial multiplexing is a technique to increase the data rate by transmitting different data for each antenna.
  • GCDD is a technique for applying selectivity in the time domain and the frequency domain.
  • S-VAP is a technique that uses a single precoding matrix.
  • Multi-codeword (MCW) that mixes multiple codewords between antennas in spatial diversity or spatial multiplexing, and Single Codeword (SCW) S using single codeword. There is a VAP.
  • the STBC scheme is a scheme in which the same data symbol is repeated in a manner of supporting orthogonality in the time domain to obtain time diversity.
  • the SFBC technique is a method in which the same data symbols are repeated in a manner of supporting orthogonality in the frequency domain to obtain frequency diversity.
  • Equations 14 and 15 An example of a time block code used for STBC and a frequency block code used for SFBC is shown in Equations 14 and 15 below. Equation 14 shows a block code for the case of 2 transmit antennas and Equation 15 shows a case for the 4 transmit antennas.
  • the CDD scheme increases frequency diversity by artificially increasing delay spread.
  • 4 shows an example of a general CDD structure in a multi-antenna system.
  • 4 (a) shows a method of applying a cyclic delay in the time domain.
  • the CDD technique applying the cyclic delay of FIG. 4 (a) may be implemented by applying phase-shift diversity as shown in FIG. 4 (b).
  • precoding may be applied to appropriately distribute transmission information to each antenna according to channel conditions.
  • a set of precoding matrices are determined in advance at a transmitting end and a receiving end, and a receiving end (eg, a terminal) measures channel information from the transmitting end (eg, a base station).
  • a receiving end eg, a terminal
  • channel information from the transmitting end (eg, a base station).
  • PMI precoding matrix index
  • the transmitting end refers to a technique for applying the appropriate precoding to the signal transmission based on the PMI.
  • optimal precoding is not always applied, but feedback is compared to explicitly feeding back optimal precoding information to actual channel information. This has the advantage of reducing overhead.
  • 5 is a diagram illustrating a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices predetermined according to a transmission rank, the number of antennas, and the like. That is, when the feedback information is finite, the precoding-based codebook method may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a maximum likelihood (ML) or minimum mean square error (MMSE) method.
  • FIG. 5 illustrates that the receiving end transmits precoding matrix information for each codeword to the transmitting end, the present invention is not limited thereto.
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that has selected the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals corresponding to the transmission rank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas.
  • the number of rows in the precoding matrix is equal to the number of antennas, and the number of columns is equal to the rank value. Since the rank value is equal to the number of layers, the number of columns is equal to the number of layers. For example, when the number of transmission antennas is 4 and the number of transmission layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through a precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the precoding described above is a Hermit of the precoding matrix P used for the precoding of the transmitter. (Hermit) matrix (P H ) can be made by multiplying the received signal.
  • Table 1 below shows a codebook used for downlink transmission using 2 transmit antennas in 3GPP LTE Release-8 / 9, and Table 2 shows downlink using 4 transmit antennas in 3GPP LTE Release-8 / 9. Represents a codebook used for link transmission.
  • Is A set consisting of an equation expressed as Is obtained. At this time, Represents a 4x4 single matrix Is the value given in Table 2.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrix, where a single matrix is for an open-loop system, loop)
  • the precoding vector / matrix for the system's precoding There are a total of six.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrices.
  • Such codebooks have common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM constant modulus
  • the CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested characteristic means that the low rank precoding matrix is designed to consist of a subset of a particular column of the high rank precoding matrix.
  • the limited alphabetic characteristic is that the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook Means the characteristics consisting of.
  • channel information fed back by a terminal is used for downlink transmission.
  • the UE may feed downlink channel information through the PUCCH or downlink channel information through the PUSCH.
  • PUCCH channel information is fed back periodically.
  • PUSCH channel information is fed back aperiodicly at the request of a base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, widebands (WBs)), and provide channels for a specific number of RBs (ie, subbands (SBs)). You can also feed back information.
  • WBs widebands
  • SBs subbands
  • FIG. 6 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally called a Uniform Linear Array (ULA).
  • ULA Uniform Linear Array
  • FIG. 6 (b) shows a paired ULA antenna structure (paired ULA).
  • paired ULA antenna structure
  • the ULA antenna configuration such as 6 (a) and 6 (b) may not be suitable. Therefore, it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 6 (c).
  • the transmission antenna is configured in this way, even if the distance d between the antennas is relatively short, the antenna correlation is lowered to enable high yield data transmission.
  • the overhead for the receiver to feed back precoding information to be used for MIMO transmission from the transmitter can be reduced, so that efficient precoding can be applied. have.
  • a precoder matrix may be configured by using a Discrete Fourier Transform (DFT) matrix or a Walsh matrix.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • the codebooks of the DFT series have good performance.
  • the n ⁇ n DFT matrix may be defined as in Equation 16 below.
  • Equation 17 shows an exemplary rotated DFTn matrix.
  • Equation 17 When the DFT matrix is configured as shown in Equation 17, G rotated DFTn matrices may be generated, and the generated matrices satisfy the characteristics of the DFT matrix.
  • the householder-based codebook structure means a codebook composed of a householder matrix.
  • the householder matrix is a matrix used for the householder transform, and the householder transform is a type of linear transformation and may be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • Equation 18 An example of the 4 ⁇ 4 householder matrix is shown in Equation 18 below.
  • the 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics can be generated by the householder transformation.
  • a n ⁇ n precoding matrix is generated using a householder transform, and a rank transmission smaller than n is used by using a column subset of the generated precoding matrix. It can be configured to use as a precoding matrix for.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE Release-8 / 9 system may be extended and applied.
  • channel state information such as rank indicator (RI), precoding matrix index (PMI), and channel quality information (CQI) may be fed back.
  • CSI channel state information
  • RI rank indicator
  • PMI precoding matrix index
  • CQI channel quality information
  • the receiver may transmit a precoding matrix index (PMI) to the transmitter in order to indicate the precoder to be used for the MIMO transmission of the transmitter.
  • the combination of two different PMIs causes the precoding matrix to be Can be indicated.
  • the receiving end feeds back two different PMIs (ie, the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs to transmit MIMO. Applicable to
  • 8 transmit antenna MIMO transmission support Single User-MIMO (SU-MIMO) and Multiple User-MIMO (MU-MIMO), various antenna configurations Consideration of conformity, codebook design criteria, codebook size, etc. may be considered.
  • SU-MIMO Single User-MIMO
  • MU-MIMO Multiple User-MIMO
  • codebooks for MU-MIMO need to be designed to work correctly on channels with high correlation. Since the DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, it may be considered to include the DFT vector in a set of codebooks up to rank-2. In addition, in a high scattering propagation environment (for example, an indoor environment with a large amount of reflected waves) that can generate many spatial channels, SU-MIMO operation may be more suitable as a MIMO transmission scheme. Thus, codebooks for ranks greater than rank-2 may be designed to have good performance in distinguishing multi-layers.
  • one precoder structure In the precoder design for MIMO transmission, it is desirable for one precoder structure to have good performance for various antenna configurations (antenna configurations of low-correlation, high-correlation, cross-polarization, etc.).
  • a cross-polarization array having 4 ⁇ antenna spacing is configured as a low-correlation antenna configuration
  • a ULA having a 0.5 ⁇ antenna spacing is configured as a high-correlation antenna configuration
  • a cross-polarization antenna configuration As a cross-polarization array having a 0.5 ⁇ antenna spacing can be configured.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrices may be more suitable for the cross-polarization antenna configuration.
  • a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, it is possible to construct a codebook that provides good performance for all antenna configurations.
  • the codebook design criteria are to satisfy unitary codebooks, CM characteristics, finite alphabets, appropriate codebook sizes, nested characteristics and the like as described above. This is applied to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and it may be considered to apply the codebook design criteria to the 3GPP LTE Release-10 codebook design that supports the extended antenna configuration.
  • codebook size In terms of codebook size, the codebook size must be increased to fully support the advantage of using 8 transmit antennas. In order to obtain sufficient precoding gain from 8 transmit antennas in a low correlation environment, large codebooks (eg, codebooks of more than 4 bits in size for Rank 1 and Rank 2) may be required. In a high correlation environment, a 4 bit codebook may be sufficient to obtain the precoding gain. However, to achieve the multiplexing gain of MU-MIMO, it is possible to increase the codebook sizes for rank 1 and rank 2.
  • Each antenna constituting the AAS is an active antenna including active circuits, and may be more efficiently applied to reduce interference or perform beamforming by changing an antenna pattern according to a situation.
  • the AAS is constructed in two dimensions (2D-AAS)
  • the main lobe of the antenna can be adjusted in the vertical direction as well as the existing horizontal plane in terms of the antenna pattern.
  • beam adaptation is more efficiently performed in three dimensions, and based on this, it is possible to change the transmission beam more actively according to the position of the UE.
  • the 2D-AAS can build a large number of antenna systems by installing a plurality of antennas in a vertical direction and a horizontal direction as shown in FIG. 7.
  • RS reference signal design
  • CSI-RSs are allocated using resource elements (REs) corresponding to the number of antenna ports per PRB pair.
  • REs resource elements
  • 64 antennas As shown in FIG. 7, if the RS is designed similarly to the current LTE system, 64 resource elements (RE) per PRB pair should be used for the CSI-RS. .
  • RE resource elements
  • a method of transmitting a precoded RS may be used. For example, assuming 64 antenna elements are used, too much overhead is expected to make the 64 antenna ports and inform the UE. Therefore, the precoding of the 64 antenna elements is applied only to N (N is less than 64), and only the N beams thus precoded are informed to the UE. By scheduling in the indicated N beams, a method of reducing both RS overhead and feedback amount has been proposed. At this time, the base station can acquire the gain by the degree of freedom of the 64 antennas, while changing the N beams in time.
  • the base station transmits a precoded RS to the UE
  • the CSI feedback method of the UE assuming multiple users will be described in more detail with reference to the first embodiment of the present invention.
  • the base station first informs the UE of N beams. That is, the UE receives information on N beams from the base station (S801). At this time, the N beams may indicate to the UE through, for example, an N port CSI-RS. In addition, the N beams may be generated by the base station by applying orthogonal precoding for smooth beam separation.
  • the UE selects a specific (for example, one) beam that is best for itself among N beams (S803).
  • the UE selects the best beam through the selected specific beam. It is assumed that data is transmitted to itself, and that the remaining N-1 beams are applied to themselves as interference (eg, multi-user interference). (At this time, it may be assumed that power to be transmitted to each beam is the same.)
  • the base station informs a total of four beams, and each channel makes , , And In this case, it is possible to generate a received signal as shown in Equation 19.
  • Equation (19) It is assumed that is the data transmitted in each beam. At this time, if the UE, If is the channel of the beam to select, In the UE, data of the UE is transmitted. , And May be assumed to be interference, and the beam may be selected or the CQI may be calculated.
  • the UE may feed back the selected beam or CQI to the base station. (S805)
  • the number of interferences has been described assuming N-1, but this is for convenience of description and the present invention is not limited thereto.
  • the base station may inform the UE through RRC signaling (or Medium Access Control Element (MAC CE) signaling or DCI signaling). If there is no separate RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling), N 'may be assumed to be N-1.
  • RRC signaling or Medium Access Control Element (MAC CE) signaling or DCI signaling
  • MAC CE Medium Access Control Element
  • the beams closest to a specific beam (for example, beams having indexes / numbers next to the index / number of the specific beam)
  • the interference may assume the UE. For example, it is assumed that the indexes / numbers on both sides of the Nth beam, which is the last index / number of the N beams, are N-1 and 1. If the index / number of the beams considered as interference is i (wherein the beam index / number is assumed to be in ascending order from 1), the interference beams may be assumed as in Equation 20.
  • the UE assumes that beam 1 is the beam to use for itself.
  • the burn beam is assumed to be interference.
  • beams 1 and 3 are assumed to be interference.
  • the number of beams to be considered for data transmission is i (assuming beam numbers are 1 to 1, 2, 3, 4, ... sequentially) , (i mod N) +1, ((i + 1) mod N) +1,...
  • the UE may assume that N 'beams of ((i + N'-1) mod N) +1 are interference. For example, if the base station instructs the UE of four beams 1, 2, 3, and 4, and N 'is 2, the UE assumes that beam 3 is the beam to use for itself. The burn beam is assumed to be interference. In another example, assuming beam 1 as its own beam, beams 2 and 3 are assumed to be interference.
  • the base station when N 'is signaled through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling), the base station sends RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) to the UE to determine which set of beams to consider as interference. You can tell me.
  • a set of RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) beams may be specified in another way, and interference of the remaining beams other than the index / number of the beam to be considered as data transmission in the set You can also assume For example, when N beams are 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, set # 1 means 1, 3, 5, 7, and set # 2 is 2, 4, It can mean 6, 8. At this time, if a set # 2 is assigned to a UE, the UE may select a beam for its data among beams 2, 4, 6, and 8, and assume that the remaining beams are interference.
  • the UE when N 'is signaled through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling), the UE directly selects an interference beam to feed back information on the selected interference beam and the CQI reflecting the same. have.
  • the UE has been described based on rank 1. Therefore, in the second embodiment, description will be made based on rank 2 or more.
  • the UE selects M beams suitable for itself from among N beams. (M ⁇ N).
  • M ⁇ N the number of cases where M beams are selected to be.
  • ⁇ stands for combination.
  • a smaller number of beam combinations can be defined and used in advance. For example, suppose the base station informs of four beams. Will be a combination of (1,2), (1,3), (1,4), (2,3), (2,4), and (3,4) beams. Here, it can be assumed that only (1, 2) and (3, 4) are beam combinations.
  • the beam combination is defined in advance as several sets, and the base station selects a specific set selected from among a plurality of predefined sets by the base station through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling). You can let them know. For example, a set of ⁇ (1,2), (3,4) ⁇ or a set of ⁇ (1,3), (2,4) ⁇ is defined in advance so that one particular set is RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling).
  • the beam combination may be assumed to be set by the base station so that orthogonal precoding is applied to each other, and precoding orthogonal to each other is applied.
  • the (1,2) beam combination applies orthogonal precoding of the base station to beams 1 and 2, and the UE transmits beams 1 and 2 within this combination. It can be assumed that orthogonal precoding has been applied.
  • the base station may inform the RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) UE whether the pre-orthogonal precoding of the beam combination is applied.
  • the base station instructs four beams, and a channel generated by each beam is described. , , And In this case, the received signal can be made as shown in Equation 21.
  • Equation 21 It is assumed that is the data transmitted in each beam. At this time, if the UE, , If is the channel of the beam selected as rank 2, , Assumes that data of the UE is transmitted, and is a channel created by the remaining beams. , May be selected as the interference (interference) to select the beam or calculate the CQI.
  • the UE may feed back the number of selected beams or the selected beams or CQIs to the base station.
  • the number of beams to be assumed as interference is N-M.
  • the present invention is not limited thereto, and the base station sets RRC signaling (or MAC CE signaling) to the UE by adding N ′′ (N ′′ ⁇ N) to the sum of the number of beams to transmit data and the number of beams to be assumed as interference. Or DCI signaling). If there is no separate RRC signaling, N '' may be assumed to be N.
  • the base station determines whether to consider the RRC signaling (or MAC CE signaling or UE) as to which beams for each combination of beams for data. DCI signaling).
  • a set of RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) beams may be specified in another way, and interference of the remaining beams other than the index / number of the beam to be considered as data transmission in the set
  • N beams are 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, set # 1 means 1, 3, 5, 7, and set # 2 is 2, 4, It can mean 6, 8.
  • the UE may select a beam for its data among beams 2, 4, 6, and 8, and assume that the remaining beams are interference. For example, 2 and 8 may be selected, and the remaining beams 4 and 6 may be assumed to be interference.
  • the UE when signaling N '' through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling), the UE directly selects an interference beam to feed back information on the selected interference beam and the CQI reflecting the same. Can be.
  • the base station may configure N CSI processes for the UE.
  • one CSI process is composed of one CSI-RS and one CSI-IM for interference measurement.
  • Each of these CSI processes (CSI process) may be applied with a different vertical beam (vertical beam), for example.
  • the UE selects the most suitable CSI process and corresponding RI and best PMI in N CSI processes.
  • the CSI process index or RI and best PMI it is assumed that the CSI process is used by another UE in addition to the CSI process to be selected, and rank 1 is used. Assuming, we can choose the worst PMI that will act most as the interference.
  • the CQI can be calculated based on this.
  • the UE will need to calculate RI, PMI, and CQI for each CSI process in order to select the most suitable CSI process among the N CSI processes.
  • the UE assumes that the CSI process to select is for a channel for transmitting its own data, and that other N-1 CSI processes are for a channel for transmitting data of another UE.
  • the UE assumes that another UE uses rank 1 in a CSI process other than the CSI process index to be selected, and then assumes that the worst PMI acts as the greatest interference to the UE. (At this time, it may be assumed that power to be transmitted to each CSI process is the same.)
  • the UE when the base station configures the CSI processes 1, 2, 3, and 4 to the UE, the UE ranks CSI processes 2, 3, and 4 as the channel to receive the CSI process 1, respectively. Assume that the interference is assumed, and that the PMI expected to have the largest interference in the CSI processes 2, 3, and 4 is applied, then the RI, PMI, and CQI of the CSI process 1 are calculated. In the same manner, RI, PMI, and CQI may be calculated for CSI processes 2, 3, and 4, and the UE may feed back the number of the best CSI process and RI, PMI, and CQI to the base station.
  • the average value of PMIs assuming rank 1 may be viewed as interference of each CSI process. This is because assuming that Worst PMI, CQI may be too low.
  • the SINR when the base station does not use all the beams to which all the CSI processes are applied, the SINR may be larger in actual data transmission than the CQI calculated by the UE.
  • the base station adds a correction to the CQI calculation.
  • the CQI can be calculated using the sum of.
  • the base station corrects the multi-user interference term when calculating the CQI.
  • the UE determines the multi-user interference term in SINR when calculating CQI.
  • the CQI can be calculated using the value divided by.
  • the third embodiment will be described in terms of power parameters (ie, Pc) currently used in LTE.
  • P c in LTE means the ratio of PDSCH EPRE and CSI-RS EPRE, and this value is reflected in the data transmission power when calculating CQI.
  • each CSI process has P c , and when calculating CQI, reflects the data transmission power using P c of the CSI process selected for data communication, and interferes using P c of the interfering CSI processes. Interference power may be reflected.
  • the UE may feed back the selected CSI process index to the base station while feeding back at least one of RI, PMI, or CQI that is desired to be applied when using the CSI process.
  • N-1 the number of CSI processes to assume interference
  • N '' '(where N' '' ⁇ N-1) the number of CSI processes to be assumed to be interference
  • the base station transmits RRC signaling (or MAC) to the UE.
  • RRC signaling or MAC
  • CE signaling or DCI signaling If there is no RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling), N '' 'may be assumed to be N-1.
  • interference e.g., multi
  • indexes / numbers adjacent to (e.g., adjacent to) CSI processes, which are the last (or end) indexes / numbers of N CSI processes are N-1 and 1. If the index / number of the CSI process to be considered by the UE is i (here, it is assumed that the CSI process index / number is sequentially from 1), the interfering CSI process may be represented by Equation 22.
  • the UE will use the CSI process No. 1 for itself.
  • the CSI processes 4 and 1 are assumed to be interference.
  • CSI process 2 is its own CSI process, it is assumed that CSI processes 1 and 3 are interference.
  • N '' ' When signaling RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) N '' ', assuming that the index / number of the CSI process to be considered as data transmission is i (here, it is assumed that the CSI process index / number is sequentially from 1). ), (i mod N) +1, ((i + 1) mod N) +1,... The UE may assume that N '' 'CSI processes of ((i + N' ''-1) mod N) +1 are interfered with. For example, if the base station directs the UE to four CSI processes 1, 2, 3, and 4, and N '' 'is 2, the UE assumes that the CSI process 3 is to be used for itself. We assume that CSI processes 4 and 1 are interference. As another example, assuming that CSI process 1 is its own CSI process, it is assumed that CSI processes 2 and 3 are interference.
  • the base station when signaling N '' 'through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling), the base station sends RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) to the UE to determine which set of CSI processes to consider as interference. You can tell me.
  • the UE selects an interference CSI process directly and selects the number of the selected interference CSI process and the CQI reflecting the same. You can also feed back.
  • the UE may need to calculate RI, PMI, and CQI for each CSI process in order to select a CSI process most suitable for itself among N CSI processes.
  • the UE assumes that the CSI process to select is for a channel to transmit its data, and the remaining CSI processes are assumed to be for a channel to transmit data of another UE. Accordingly, the UE assumes that the worst PMI acts as the largest interference to itself after assuming that another UE uses rank 1 in the aforementioned CSI processes N '' 'in addition to the CSI process index / number to be selected. do. (At this time, it may be assumed that power to be transmitted to each CSI process is the same.)
  • the SINR when the base station does not use all the beams to which all the CSI processes are applied, the SINR may be larger in actual data transmission than the CQI calculated by the UE.
  • the base station adds a correction to the CQI calculation. Can be informed semi-statically to the UE through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling).
  • the UE that has received the correction value is included in the SINR when calculating the CQI.
  • the CQI can be calculated using the sum of.
  • the base station corrects the multi-user interference term when calculating the CQI.
  • the UE determines the multi-user interference term in SINR when calculating CQI.
  • the CQI can be calculated using the value divided by.
  • the UE may feed back the selected CSI process index / number to the base station and feed back at least one of RI, PMI, or the above-described CQI to be applied when using the CSI process.
  • a small cell uses a discovery reference signal (DRS) to measure the RSRP from each small cell to the UE.
  • DRS discovery reference signal
  • RSRP using the DRS has a short time window to measure the average signal power over a long term rather than feeding back the CSI.
  • the UE calculates the long term SINR from the perspective of the vertical beam and gives feedback to the UE in terms of the time of the long term from the multi-user point of view. Can be.
  • the base station obtains information in terms of a long term from which vertical beam to schedule which user should be scheduled.
  • RSRP of each DRS may be received from the UE, but there may be an error due to feedback quantization compared to the value of the long term SINR according to the present invention.
  • the base station may inform the UE of multiple beams through N DRSs (eg, DRS-CSI-RS configuration) or CSI RSs.
  • the UE selects a DRS port, a DRS index, or a CSI-RS port that is most suitable for itself (ie, a UE) among N beams.
  • N DRSs eg, DRS-CSI-RS configuration
  • CSI RSs CSI-RS port that is most suitable for itself (ie, a UE) among N beams.
  • a UE selects a DRS port (or a DRS index or CSI RS port)
  • all other ports (or beams) other than the selected DRS port (or DRS index or CSI RS port) are selected by other UEs.
  • data transmission is performed through an interference (eg, multi-user interference), and based on this, a long term SINR or a long term CQI is calculated. (At this time, it may be assumed that power to be transmitted to each
  • the fifth embodiment when calculating the long term SINR, it is possible to take into consideration interference on cells other than the serving cell.
  • a separate independent CSI-IM configuration for calculating the corresponding long term SINR may be provided to the terminal.
  • the UE may measure the interference of other cells through the provided CSI-IM configuration and reflect the same in the long term SINR calculation.
  • the number of beams to be assumed to be interference is N-1.
  • the number of beams to be assumed to be interference is R '' signaling (or MAC CE) to the UE by N '' '' (N '' '' ⁇ N-1). Signaling or DCI signaling).
  • R '' signaling or MAC CE
  • N '' '' may be assumed to be N-1.
  • the UE may interfere with beams having adjacent (e.g., index / number next to) index / number that the beam has.
  • adjacent e.g., index / number next to
  • the base station instructs the UE of four beams 1, 2, 3, and 4, and N '' '' is 2, the UE assumes that beam 1 is to be used for itself. Beams 1 and 1 are assumed to be interference. As another example, if beam 2 is assumed to be its own beam, beams 1 and 3 are assumed to be interference.
  • N '' '' through RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling)
  • the index / number of a beam to be considered as data transmission is i (where beam index / number is 1 to 1, 2) , 3, 4,... assuming sequentially), (i mod N) +1, ((i + 1) mod N) +1,...
  • the UE may assume that N '' '' beams of ((i + N ''''-1) mod N) +1 are interfered with. For example, if the base station instructs the UE of four beams 1, 2, 3, and 4, and N '' ' is 2, the UE assumes that beam 3 is to be used for itself. Beams 1 and 1 are assumed to be interference (eg multi-user interference). As another example, assuming beam 1 as its own beam, beams 2 and 3 are assumed to be interference.
  • a certain set of beams e.g., DRS port or DRS indexes or CSI-RS ports
  • the base station may inform the UE via RRC signaling (or MAC CE signaling or DCI signaling) whether to consider.
  • a set of RRC signaling or MAC CE signaling or DCI signaling
  • the remaining beams other than the index / number of the beam to be considered as data transmission in the set are interference.
  • the UE may select a beam for its data among beams 2, 4, 6, and 8, and assume that the remaining beams are interference.
  • the UE can directly select an interference beam to feed back information on the selected interference beam and the CQI reflecting the same. have.
  • the UE may feed back at least one of the selected DRS configuration index, the DRS port index, or the CSI RS port and at the same time, feed back the above-mentioned long term CQI or long term SINR value. have.
  • each component or feature is to be considered optional unless stated otherwise.
  • Each component or feature may be embodied in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to combine some of the components and / or features to form an embodiment of the invention.
  • the order of the operations described in the embodiments of the present invention may be changed. Some components or features of one embodiment may be included in another embodiment or may be replaced with corresponding components or features of another embodiment. It is obvious that the claims may be combined to form an embodiment by combining claims that do not have an explicit citation relationship in the claims or as new claims by post-application correction.
  • Certain operations described in this document as being performed by a base station may in some cases be performed by an upper node thereof. That is, it is obvious that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNodeB (eNB), an access point, and the like.
  • Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal process reference signals (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), and programmable logic (PLDs). devices), field programmable gate arrays (FPGAs), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal process reference signals
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above.
  • the software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the channel state information feedback method and apparatus therefor have been described with reference to the example applied to the 3GPP LTE system.
  • the present invention can be applied to various wireless communication systems in addition to the 3GPP LTE system.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 3D-MIMO(3 Dimension Multiple Input Multiple Output) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법에 및 장치에 관한 것이다. 구체적으로, 3D-MIMO 안테나를 구성하는 다수의 안테나들 중 특정 안테나들에 대하여 프리코딩된 N (여기서, N은 자연수) 개의 빔(beam)들에 대한 정보를 수신하는 단계, N개의 빔들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 빔을 선택하고, 나머지 빔들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 빔들에 기반하여 간섭을 결정하는 단계 및 M개의 빔들에 따른 간섭에 기반하여, 특정 빔에 대한 채널 상태 정보를 생성하는 단계를 포함한다.

Description

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치
본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서, 보다 상세하게는, 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단(transmitting end) 혹은 수신단(receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이다. MIMO 기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(롱-텀(long term) Evolution) 시스템에서는 하향링크 전송에 대해 최대 4 전송 안테나(4Tx)를 지원하고, 이에 따른 프리코딩 코드북(codebook)을 정의하고 있다.
다중 안테나 시스템 기반의 셀룰러 통신 환경에서 송수신단 간에 빔포밍(beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 빔포밍 방식을 적용할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데, 기본적으로 수신단에서 참조신호(Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북(codebook)으로 적절히 양자화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.
이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬(spatial channel matrix)(혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 행렬(혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure PCTKR2016002984-appb-I000001
여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며, Nr은 수신 안테나 개수, Nt는 송신 안테나 개수, r은 수신 안테나의 인덱스, t는 송신 안테나의 인덱스, i는 OFDM(또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k는 부반송파의 인덱스를 나타낸다.
Figure PCTKR2016002984-appb-I000002
는 채널 행렬 H(i,k)의 요소(element)로서, i번째 심볼 및 k번째 부반송파상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.
또한, 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬(spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016002984-appb-I000003
이고, 여기서 H는 공간 채널 행렬을, R은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. E[]는 평균(mean)을 의미하며, i는 심볼 인덱스, k는 주파수 인덱스를 의미한다.
특이값 분해(SVD: Singular Value Decomposition)는 직사각행렬을 분해하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기법이다. 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반화한 것으로, 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H를 실수 또는 복소수의 집합 원소로 이루어진 m×n 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.
Figure PCTKR2016002984-appb-I000004
여기서 U, V는 유니터리 행렬(unitary matrix)들을 나타내며, ∑는 음이 아닌 특이값을 포함하는 m×n 대각행렬이다. 특이값은
Figure PCTKR2016002984-appb-I000005
이다. 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는 것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다룰 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해는 서로 관련되어 있다.
행렬 H가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때, H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때, H의 특이값과 특이벡터는 H의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이값과 특이벡터는 H의 고유값과 고유벡터와 같아진다. 한편 고유값 분해(EVD: Eigen Value Decomposition)는 다음과 같이 나타낼 수 있다(여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다).
Figure PCTKR2016002984-appb-I000006
여기서 고유값은 λ1 , ..,λr 이 될 수 있다. 의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U와 V중 U의 정보를 알 수 있으며,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000008
의 특이값 분해를 통해 V의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIMO(Multi User-MIMO)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송,수신단 각각 빔포밍(beamforming)을 수행하게 되는데, 수신단 빔과 송신단 빔은 각각 행렬 T와 W를 통해 나타내면, 빔포밍(beamforming)이 적용된 채널은
Figure PCTKR2016002984-appb-I000009
로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 빔은 U를 기준으로 송신 빔은 V를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.
일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고, 충분한 빔포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project 롱-텀(long term) Evolution), LTE-Advanced, IEEE 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1과 같이 채널의 롱-텀 공분산 행렬(long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환(transform)하는 것이다.
수학식 1
Figure PCTKR2016002984-appb-M000001
여기서,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000010
는 숏-텀(short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000011
은 채널 행렬
Figure PCTKR2016002984-appb-I000012
의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬이고,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000013
은 행렬
Figure PCTKR2016002984-appb-I000014
의 각 열(column) 별로 norm이 1로 정규화(normalization)된 행렬을 의미하고,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000015
은 기존 코드북
Figure PCTKR2016002984-appb-I000016
를 채널 행렬
Figure PCTKR2016002984-appb-I000017
, 채널 행렬
Figure PCTKR2016002984-appb-I000018
의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬
Figure PCTKR2016002984-appb-I000019
및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코드북이다.
또한, 채널 행렬
Figure PCTKR2016002984-appb-I000020
의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인
Figure PCTKR2016002984-appb-I000021
은 다음 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
수학식 2
Figure PCTKR2016002984-appb-M000002
Figure PCTKR2016002984-appb-I000022
여기서, 채널
Figure PCTKR2016002984-appb-I000023
행렬 의 롱-텀(long-term) 공분산 행렬인
Figure PCTKR2016002984-appb-I000024
은 특이값 분해(singular value decomposition)에의해
Figure PCTKR2016002984-appb-I000025
로 분해(decomposition) 되며,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000026
는 Nt x Nt 유니터리(unitary) 행렬이며
Figure PCTKR2016002984-appb-I000027
를 i 번째 열 벡터로 가진다.
Figure PCTKR2016002984-appb-I000028
는
Figure PCTKR2016002984-appb-I000029
를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000030
는
Figure PCTKR2016002984-appb-I000031
의 허미션(hermitian) 행렬이다. 그리고
Figure PCTKR2016002984-appb-I000032
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000033
는 각각 i 번째 특이값(singular value)과 그에 상응하는 i 번째 특이 열(singular column) 벡터를 의미한다(
Figure PCTKR2016002984-appb-I000034
).
상술한 바와 같은 논의를 바탕으로 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 데 있다.
본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인, 3D-MIMO 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말(User Equipment)의 채널 상태 정보 피드백 방법은, 상기 3D-MIMO 안테나를 구성하는 다수의 안테나들 중 특정 안테나들에 대하여 프리코딩된 N 개의 빔(beam)들에 대한 정보를 수신하는 단계; 상기 N개의 빔들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 빔을 선택하고, 나머지 빔들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 빔들에 기반하여 간섭을 결정하는 단계; 및 상기 M개의 빔들에 따른 간섭에 기반하여, 상기 특정 빔에 대한 채널 상태 정보를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
나아가, 상기 N 개의 빔들은, 직교(Orthogonal)하도록 프리코딩된 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 간섭은 다중 사용자 간섭(multi user interference)로 판단되는 것을 특징으로 할 수 있다.
나아가, 상기 M은, RRC(Radio Resource Control) 시그널링, MAC CE(Medium Access Control Control Element) 시그널링, 혹은 DCI(Downlink Control Information) 중 하나를 통하여 지시된 정보에 의하여 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다. 더 나아가, 상기 M개의 빔들은 상기 특정 빔과 가장 인접한 빔인지 여부를 기준으로 결정되거나, 상기 특정 빔과 수직 방향으로 가장 인접한 빔들과 수평 방향으로 가장 인접한 빔들 중에서 결정되거나, 미리 정의된 빔 집합(beam set)에 따라 설정되거나, 상기 지시된 정보에 기반하여 상기 단말에 의하여 선택되며, 상기 단말에 의하여 선택된 M개의 빔들에 대한 정보 및 채널 상태 정보를 피드백하는 단계를 더 포함할 수 있다.
나아가, 상기 적어도 하나의 특정 빔의 개수는, 랭크(rank)에 의하여 결정되는 것을 특징으로 할 수 있다.
상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인, 3D-MIMO 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말(User Equipment)의 채널 상태 정보 피드백 방법에 있어서, 상기 3D-MIMO 안테나를 위한 다수의 채널 상태 정보 프로세스(CSI process)들 중N (여기서, N은 자연수) 개의 채널 상태 정보 프로세스들에 대한 정보를 수신하는 단계; 상기 N개의 채널 상태 정보 프로세스들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 채널 상태 정보 프로세스를 선택하고, 나머지 채널 상태 정보 프로세스들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 채널 상태 정보 프로세스들에 기반한 간섭을 결정하는 단계; 및 상기 M개의 채널 상태 정보 프로세스들 기반의 간섭에 따라, 상기 특정 채널 상태 정보 프로세스에 대한 채널 상태 정보를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
나아가, 상기 N개의 채널 상태 정보 프로세스 각각은, 서로 상이한 수직 빔(vertical beam)이 적용된 것을 특징으로 할 수 있다. 더 나아가, 상기 채널 상태 정보를 위한 보정값을 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 할 수 있다.
상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 또 다른 양상인, 3D-MIMO 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 피드백하는 단말(User Equipment)은, 상기 풀 디멘션 안테나를 구성하는 다수의 안테나와 연결된 무선 주파수 유닛; 및 프로세서를 포함하며, 상기 프로세서는, 상기 다수의 안테나들 중 특정 안테나들에 대하여 프리코딩된 N 개의 빔(beam)들에 대한 정보를 수신하고, 상기 N개의 빔들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 빔을 선택하며, 나머지 빔들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 빔들에 기반하여 간섭을 결정하고, 상기 M개의 빔들에 따른 간섭에 기반하여 상기 특정 빔에 대한 채널 상태 정보를 생성하도록 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 실시예에 따르면 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 사상을 설명한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면,
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템에서의 기지국 및 단말의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다.
도 4는 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다.
도 5은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 7은 본 발명에 따른 능동 안테나 시스템(active antenna system: AAS)을 나타낸다.
도 8 은 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 상태 정보 피드백 방법을 나타낸다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE의 특유한 사항을 제외하고는 다른 임의의 이동통신 시스템에도 적용 가능하다.
몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
아울러, 이하의 설명에 있어서 단말은 UE(User Equipment), MS(Mobile Station), AMS(Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기를 통칭하는 것을 가정한다. 또한, 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
이동 통신 시스템에서 단말(User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크(Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크(Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project 롱-텀(long term) Evolution; 이하 "LTE"라 함), LTE-Advanced(이하 'LTE-A'라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
도 1은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
E-UMTS(Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으로서, 현재 3GPP에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E-UMTS는 LTE(롱-텀(long term) Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS의 기술 규격(technical specification)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project; Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
도 1을 참조하면, E-UMTS는 단말(User Equipment, UE)과 기지국(eNode B; eNB), 네트워크(E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이(Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스, 멀티캐스트 서비스 및/또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동시에 전송할 수 있다.
한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크(Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청(Hybrid Automatic Repeat and request, HARQ) 관련 정보 등을 알려준다.
또한, 상향링크(Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간/주파수 영역, 부호화, 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용될 수 있다. 핵심망(Core Network, CN)은 AG와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 등으로 구성될 수 있다. AG는 복수의 셀들로 구성되는 TA(Tracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.
무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속(Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만, 사용자와 사업자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요구된다. 비트당 비용 감소, 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사용, 단순구조와 개방형 인터페이스, 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
최근 3GPP는 LTE에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A 시스템은 최대 100 MHz의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며, 이를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이션 또는 대역폭 어그리게이션(carrier aggregation 또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE 시스템에서 사용되는 시스템 블록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리어(component carrier)를 이용하여 전송된다.
도 2는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템(200)에서의 기지국(205) 및 단말(210)의 구성을 도시한 블록도이다.
무선 통신 시스템(200)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국(205)과 하나의 단말(210)을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및/또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
도 2를 참조하면, 기지국(205)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(215), 심볼 변조기(220), 송신기(225), 송수신 안테나(230), 프로세서(280), 메모리(285), 수신기(290), 심볼 복조기(295), 수신 데이터 프로세서(297)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말(210)은 송신(Tx) 데이터 프로세서(265), 심볼 변조기(270), 송신기(275), 송수신 안테나(235), 프로세서(255), 메모리(260), 수신기(240), 심볼 복조기(255), 수신 데이터 프로세서(250)를 포함할 수 있다. 안테나(230, 235)가 각각 기지국(205) 및 단말(210)에서 하나로 도시되어 있지만, 기지국(205) 및 단말(210)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서, 본 발명에 따른 기지국(205) 및 단말(210)은 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국(205) 및 단말(210)은 SU-MIMO(Single User-MIMO) MU-MIMO(Multi User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.
나아가, 도 2 상에서 도시되지 아니하였으나, RF 체인(Radio Frequency Chain)은 안테나에서 필터 및 전력 앰프(power amp)를 합친 부분을 말한다. 구체적으로, RF 체인은 RF 송신 체인 혹은 RF 수신 체인으로 구성될 수 있다. RF 송신 체인은 DAC(Digital-to-Analog Converter), 주파수 상향 변환을 위한 믹서(Mixer), PA(Power Amplifier), 듀플렉서(duplexer) 및 다이플렉서(diplexer)를 포함한다. DAC는 기저대역에서 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 믹서는 기저대역 신호에 반송파를 곱함으로써 기저대역 신호를 대역 통과 신호로 변환한다. PA는 대역 통과 신호의 세기를 증가시킨다. 듀플렉서는 상향링크 신호와 하향링크 신호를 구별해주는 필터 역할을 한다. 다이플렉서는 서로 다른 (동작) 밴드를 구별해주는 필터 역할을 한다. RF 수신 체인은 다이플렉서, 듀플렉서, LNA(Low Noise Amplifier), 주파수 하향변환을 위한 믹서, ADC(Analog-to-Digital Converter)를 포함한다. LNA는 전송 과정에서 감쇄된 무선 신호의 세기를 증폭한다. 믹서는 대역 통과에 반송파를 곱함으로써 대역 통과 신호를 기저대역 신호로 변환한다. ADC는 기저대역에서 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환한다.
하향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(215)는 트래픽 데이터를 수신하고, 수신한 트래픽 데이터를 포맷하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터리빙하고 변조하여(또는 심볼 매핑하여), 변조 심볼들("데이터 심볼들")을 제공한다. 심볼 변조기(220)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
심볼 변조기(220)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신기 (225)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼, 또는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서, 파일럿 심볼들이 연속적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 또는 코드 분할 다중화(CDM) 심볼일 수 있다.
송신기(225)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한, 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여(예를 들어, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 컨버팅(upconverting) 하여, 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서, 하향링크 신호는 안테나(230)를 통해 단말로 전송된다.
단말(210)에서, 안테나(235)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신하여 수신된 신호를 수신기(240)로 제공한다. 수신기(240)는 수신된 신호를 조정 하여(예를 들어, 필터링, 증폭, 및 주파수 다운컨버팅(downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기(245) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서(255)로 제공한다.
또한, 심볼 복조기(245)는 프로세서(255)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고, 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여, (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고, 데이터 심볼 추정치들을 수신(Rx) 데이터 프로세서(250)로 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (250)는 데이터 심볼 추정치들을 복조(즉, 심볼 디-매핑(demapping)) 하고, 디인터리빙(deinterleaving)하고, 디코딩하여, 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
심볼 복조기(245) 및 수신 데이터 프로세서(250)에 의한 처리는 각각 기지국(205)에서의 심볼 변조기(220) 및 송신 데이터 프로세서(215)에 의한 처리에 대해 상보적이다.
단말(210)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서(265)는 트래픽 데이터를 처리하여, 데이터 심볼들을 제공한다. 심볼 변조기(270)는 데이터 심볼들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여, 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기(275)로 제공한다. 송신기(275)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고, 이러한 상향링크 신호는 안테나(235)를 통해 기지국(205)으로 전송된다.
기지국(205)에서, 단말(210)로부터 상향링크 신호가 안테나(230)를 통해 를 수신되고, 수신기(290)는 수신한 상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한다. 이어서, 심볼 복조기(295)는 이 샘플들을 처리하여, 상향링크에 대해 수신된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서(297)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여, 단말기(210)로부터 전송된 트래픽 데이터를 복구한다.
단말(210) 및 기지국(205) 각각의 프로세서(255, 280)는 각각 단말(210) 및 기지국(205)에서의 동작을 지시(예를 들어, 제어, 조정, 관리 등)한다. 각각의 프로세서들(255, 280)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛(260, 285)들과 연결될 수 있다. 메모리(260, 285)는 프로세서(280)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션, 및 일반 파일(general files)들을 저장한다.
프로세서(255, 280)는 컨트롤러(controller), 마이크로 컨트롤러(microcontroller), 마이크로 프로세서(microprocessor), 마이크로 컴퓨터(microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편, 프로세서(255, 280)는 하드웨어(hardware) 또는 펌웨어(firmware), 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays) 등이 프로세서(255, 280)에 구비될 수 있다. 한편, 펌웨어나 소프트웨어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트웨어는 프로세서(255, 280) 내에 구비되거나 메모리(260, 285)에 저장되어 프로세서(255, 280)에 의해 구동될 수 있다.
단말과 기지국이 무선 통신 시스템(네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은, 통신 시스템에서 잘 알려진 OSI(open system interconnection) 모델의 하위 3개 레이어를 기초로 제 1 레이어(L1), 제 2 레이어(L2), 및 제 3 레이어(L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제1 레이어에 속하며, 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말, 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이어를 통해 RRC 메시지들을 교환한다.
본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국(또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고, 협력 다중 전송 포인트(coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국(또는 셀)은 앵커 기지국(또는 셀)(anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념으로 사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.
다중 안테나 시스템
다중 안테나(MIMO) 기술은, 메시지를 수신하기 위해 단일 안테나 경로에 의존하지 않고 여러 안테나에서 수신된 단편적인 데이터 조각을 한데 모아 완성하는 기술을 응용한 것이다. 다중안테나 기술은 특정 범위에서 데이터 전송 속도를 향상시키거나 특정 데이터 전송 속도에 대해 시스템 범위를 증가시킬 수 있기 때문에 이동 통신 단말과 중계기 등에 폭넓게 사용할 수 있는 차세대 이동통신기술이며, 데이터 통신 확대 등으로 인해 한계 상황에 이른 이동통신의 전송량 한계를 극복할 수 있는 차세대 기술로 관심을 모으고 있다.
도 3(a)는 일반적인 다중 안테나(MIMO) 통신 시스템의 구성도이다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 전송 안테나의 수를 NT개로, 수신 안테나의 수를 NR개로 동시에 늘리게 되면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적으로 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서 전송률(transmission rate)를 향상시키고, 주파수 효율을 획기적으로 향상시키는 것이 가능하다. 채널 전송 용량의 증가에 따른 전송률은 이론적으로 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송률(R0)에 하기의 수학식 3의 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.
수학식 3
Figure PCTKR2016002984-appb-M000003
예를 들어, 4개의 전송 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 대하여 이론상 4배의 전송률을 획득할 수 있다. 이와 같은 다중안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90년대 중반에 증명된 이후 실질적인 데이터 전송률 향상으로 이끌어 내기 위하여 다양한 기술들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며, 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다.
현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다중안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3(a)에 도시된 바와 같이 NT개의 전송 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하는 것을 가정한다. 먼저, 전송 신호에 대해 살펴보면, NT개의 전송 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 NT개이므로, 전송 정보를 하기의 수학식 4와 같은 벡터로 나타낼 수 있다.
수학식 4
Figure PCTKR2016002984-appb-M000004
한편, 각각의 전송 정보
Figure PCTKR2016002984-appb-I000035
에 있어 전송 전력을 다르게 할 수 있으며, 이때 각각의 전송 전력을
Figure PCTKR2016002984-appb-I000036
라 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보를 벡터로 나타내면 하기의 수학식 5과 같다.
수학식 5
Figure PCTKR2016002984-appb-M000005
또한,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000037
를 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 6과 같다.
수학식 6
Figure PCTKR2016002984-appb-M000006
한편, 전송전력이 조정된 정보 벡터
Figure PCTKR2016002984-appb-I000038
에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT 개의 전송신호(transmitted signal)
Figure PCTKR2016002984-appb-I000039
가 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다. 이와 같은 전송신호
Figure PCTKR2016002984-appb-I000040
는 벡터 X 를 이용하여 하기의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 Wij 는 i 번째 전송안테나와 j 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. W 는 가중치 행렬(Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬(Precoding Matrix)이라고 불린다.
수학식 7
Figure PCTKR2016002984-appb-M000007
NR개의 수신안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호
Figure PCTKR2016002984-appb-I000041
을 벡터로 나타내면 하기의 수학식 8과 같다.
수학식 8
Figure PCTKR2016002984-appb-M000008
한편, 다중 안테나 통신 시스템에 있어서의 채널을 모델링 하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분할 수 있으며, 전송 안테나 j 로부터 수신 안테나 i 를 거치는 채널을 hij 로 표시하기로 한다. 여기서, hij 의 인덱스의 순서는 수신 안테나 인덱스가 먼저, 전송안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.
이러한 채널은 여러 개를 한데 묶어서 벡터 및 행렬 형태로도 표시 가능하다. 벡터 표시의 예를 들어 설명하면 다음과 같다. 도 3(b)는 NT개의 전송 안테나에서 수신 안테나 i 로의 채널을 도시한 도면이다.
도 3(b)에 도시된 바와 같이 총 NT개의 전송 안테나로부터 수신안테나 i 로 도착하는 채널은 다음과 같이 표현 가능하다.
수학식 9
Figure PCTKR2016002984-appb-M000009
또한, 상기 수학식 9과 같은 행렬 표현을 통해 NT개의 전송 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나를 거치는 채널을 모두 나타내는 경우 하기의 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 10
Figure PCTKR2016002984-appb-M000010
실제 채널은 위와 같은 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해지게 되므로, NR개의 수신안테나 각각에 더해지는 백색잡음
Figure PCTKR2016002984-appb-I000042
을 벡터로 표현하면 하기의 수학식 11과 같다.
수학식 11
Figure PCTKR2016002984-appb-M000011
상기 수학식들을 이용하여 구한 수신신호는 하기의 수학식 12와 같다.
수학식 12
Figure PCTKR2016002984-appb-M000012
한편, 채널 상황을 나타내는 채널 행렬 H 의 행과 열의 수는 전송안테나와 수신 안테나의 개수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H 에서 행의 수는 수신 안테나의 개수(NR)과 동일하고, 열의 수는 전송 안테나의 개수(NT)와 동일하다. 즉, 채널 행렬 H는 NR × NT 행렬로 표시될 수 있다. 일반적으로, 행렬의 랭크는 서로 독립적인 행의 수와 열의 수 중에서 더 작은 수에 의해 정의된다. 그러므로, 행렬의 랭크는 행렬의 행의 수나 열의 수보다 더 큰 값을 가질 수 없다. 채널 행렬 H 의 랭크는 다음의 수학식 13에 의해 표현될 수 있다.
수학식 13
Figure PCTKR2016002984-appb-M000013
다중 안테나 시스템의 운영(operation)을 위해 사용되는 다중 안테나 송수신 기법(scheme)은 FSTD(frequency switched transmit diversity), SFBC(Space Frequency Block Code), STBC(Space Time Block Code), CDD(Cyclic Delay Diversity), TSTD(time switched transmit diversity) 등이 사용될 수 있다. 랭크 2 이상에서는 공간 다중화(Spatial Multiplexing; SM), GCDD(Generalized Cyclic Delay Diversity), S-VAP(Selective Virtual Antenna Permutation) 등이 사용될 수 있다.
FSTD는 각 다중 안테나로 전송되는 신호마다 서로 다른 주파수의 부반송파를 할당함으로써 다이버시티 이득을 얻는 방식이다. SFBC는 공간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 효율적으로 적용하여 해당 차원에서의 다이버시티 이득과 다중 사용자 스케줄링 이득까지 모두 확보할 수 있는 기법이다. STBC는 공간 영역과 시간 영역에서 선택성을 적용하는 기법이다. CDD는 각 송신안테나간의 경로 지연을 이용하여 다이버시티 이득을 얻는 기법이다. TSTD는 다중 안테나로 전송되는 신호를 시간으로 구분하는 기법이다. 공간 다중화는 안테나별로 서로 다른 데이터를 전송하여 전송률을 높이는 기법이다. GCDD는 시간 영역과 주파수 영역에서의 선택성을 적용하는 기법이다. S-VAP는 단일 프리코딩 행렬을 사용하는 기법으로, 공간 다이버시티 또는 공간 다중화에서 다중 코드워드를 안테나 간에 섞어주는 MCW(Multi Codeword) S-VAP와 단일 코드워드를 사용하는 SCW(Single Codeword) S-VAP가 있다.
위와 같은 MIMO 전송 기법들 중에서 STBC 기법은, 동일한 데이터 심볼이 시간 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 시간 다이버시티를 획득하는 방식이다. 유사하게, SFBC 기법은 동일한 데이터 심볼이 주파수 영역에서 직교성을 지원하는 방식으로 반복되어 주파수 다이버시티를 획득하는 방식이다. STBC에 사용되는 시간 블록 코드 및 SFBC에 사용되는 주파수 블록 코드의 예시는 아래의 수식 14 및 15와 같다. 수식 14 는 2 전송 안테나 경우의, 수식 15는 4 전송 안테나의 경우의 블록 코드를 나타낸다.
수학식 14
Figure PCTKR2016002984-appb-M000014
수학식 15
Figure PCTKR2016002984-appb-M000015
수학식 14 및 15 에서 Si (i=1, 2, 3, 4)는 변조된 데이터 심볼을 나타낸다. 또한, 수학식 14 및 15의 행렬의 행(row)은 안테나 포트를 나타내고, 열(column)은 시간 (STBC의 경우) 또는 주파수 (SFBC의 경우)를 나타낸다.
한편, 전술한 MIMO 전송 기법들 중에서 CDD 기법은 지연 확산을 인위적으로 증가시켜 주파수 다이버시티를 증가시키는 방식이다. 도 4는 다중 안테나 시스템에서 일반적인 CDD 구조의 예시를 나타낸다. 도 4(a)는 시간 영역에서의 순환 지연을 적용하는 방식을 나타낸다. 도 4(a)의 순환 지연을 적용하는 CDD 기법은, 도 4(b)와 같이 위상-시프트 다이버시티를 적용하는 것으로 구현될 수도 있다.
코드북 기반 프리코딩 기법
다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩(precoding)을 적용할 수 있다. 코드북(Codebook) 기반의 프리코딩 기법은, 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단(예를 들어, 단말)이 송신단(예를 들어, 기지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지(즉, 프리코딩 행렬 인덱스(Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백하여 주고, 송신단은 PMI에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다.
미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하는 방식이므로, 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정보에 최적의 프리코딩 정보를 명시적으로(explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
도 5는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 랭크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉, 피드백 정보가 유한한(finite) 경우에 프리코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상태를 측정하여, 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코딩 행렬 정보(즉, 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 ML(Maximum Likelihood) 또는 MMSE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 5에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 랭크에 대응하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며, 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행(row)의 개수는 안테나의 개수와 동일하며, 열(column)의 개수는 랭크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로, 열(column)의 개수는 레이어 개수와 동일하다. 예를 들어, 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우에는 프리코딩 행렬이 4×2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I와 같은 유니터리 행렬(U) 조건을 만족하는바, 상술한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬(P)의 에르미트(Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다.
예를 들어, 다음의 표 1은 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 2 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고, 표 2는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
표 1
Figure PCTKR2016002984-appb-T000001
표 2
Figure PCTKR2016002984-appb-T000002
상기 표 2 에서,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000043
는
Figure PCTKR2016002984-appb-I000044
와 같이 표현되는 수학식으로부터 구성되는 세트
Figure PCTKR2016002984-appb-I000045
로 얻어진다. 이 때,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000046
는 4×4 단일행렬을 나타내고
Figure PCTKR2016002984-appb-I000047
는 표 2에서 주어지는 값이다.
상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이, 2 개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 7개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개-루프(open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐-루프(loop) 시스템의 프리코딩을 위한 프리코딩 벡터/행렬은
Figure PCTKR2016002984-appb-I000048
총 6개가 된다. 또한, 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64개의 프리코딩 벡터/행렬을 가지고 있다.
위와 같은 코드북은 상수 모듈러스(Constant modulus; CM) 특성, 네스티드 특성(Nested property), 제한된 알파벳(Constrained alphabet) 등의 공통적인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)는 '0'을 포함하지 않으며, 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이다. 네스티드 특성은, 낮은 랭크의 프리코딩 행렬이 높은 랭크의 프리코딩 행렬의 특정 열의 서브셋(subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소(element)의 알파벳이
Figure PCTKR2016002984-appb-I000049
으로 구성되는 특성을 의미한다.
피드백 채널 구조
기본적으로, FDD(Frequency Division Duplex) 시스템에서 하향링크 채널에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템의 경우, 단말이 PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적(periodic)으로 채널정보를 피드백 하고, PUSCH의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적(aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역(즉, 광대역(WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수도 있고, 특정 개수의 RB(즉, 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.
확장된 안테나 구성(Antenna configuration)
도 6은 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
도 6(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하는 경우를 도시한 것이며, 일반적으로 ULA(Uniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및/또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
도 6(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성(Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나 사이에는 연관된 채널을 가지고, 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
한편, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나를 사용하는 것과 달리, 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는, 부족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 6(a) 및 도 6(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 도 6(c) 와 같이 이중-극성(dual-pole) (또는 크로스-극성(cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d 가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송이 가능해진다.
코드북 구조(codebook structures)
전술한 바와 같이, 미리 정해진(pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단에서 공유함으로써, 송신단으로부터의 MIMO 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적용될 수 있다.
미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DFT(Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시(Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는, 위상 시프트(phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티(phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구성할 수도 있다.
Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋다, 여기서 DFT 행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n x n DFT 행렬은 아래의 수학식 16과 같이 정의 될 수 있다.
수학식 16
Figure PCTKR2016002984-appb-M000016
상기 수학식 16 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서, 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태(rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 17은 예시적인 회전(rotated) DFTn 행렬을 나타낸다.
수학식 17
Figure PCTKR2016002984-appb-M000017
상기 수학식 17과 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우, G 개의 회전(rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며, 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
다음으로, 하우스홀더-기반(Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더-기반 코드북 구조란, 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환(Householder Transform)에 사용되는 행렬이고, 하우스홀더 변환은, 선형 변환(linear transformation)의 일종이며 QR 분해(QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR 분해는 어떤 행렬을 직교(orthogonal) 행렬(Q)과 상삼각행렬(upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4×4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 18과 같다.
수학식 18
Figure PCTKR2016002984-appb-M000018
하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4×4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스홀더 변환을 이용하여 n×n 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋(column subset)을 이용하여 n 보다 작은 랭크 전송을 위한 프리코딩 행렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.
8 전송 안테나를 위한 코드북
확장된 안테나 구성(예를 들어, 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리즈-10 시스템에서, 기존의 3GPP LTE 릴리즈-8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어, RI(Rank Indicator), PMI(Precoding Matrix Index), CQI(Channel Quality Information) 등의 채널상태정보(Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더(dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIMO 전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단은 프리코딩 행렬 인덱스(PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데, 2 개의 서로 다른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결정하여 MIMO 전송에 적용할 수 있다.
이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIMO 전송, 단일사용자-MIMO (Single User-MIMO; SU-MIMO) 및 다중사용자-MIMO (Multiple User-MIMO; MU-MIMO) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성, 코드북 설계 기준, 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
8 전송 안테나 MIMO 전송에 적용되는 코드북으로서, 랭크 2 보다 큰 경우에는 SU-MIMO 만을 지원하고, 랭크 2 이하에서는 SU-MIMO 및 MU-MIMO 모두에 최적화되고, 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MU-MIMO 에 대해서, MU-MIMO 에 참여하는 단말들이 상관 영역(correlation domain)에서 구별되도록(separated) 하는 것이 바람직하다. 따라서, MU-MIMO 를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도록 설계될 필요가 있다. DFT 벡터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성능을 제공하므로, 랭크-2까지의 코드북 집합에 DFT 벡터를 포함시키는 것을 고려할 수 있다. 또한, 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파(scattering propagation) 환경 (예를 들어, 반사파가 많은 옥내(indoor) 환경 등)에서는, MIMO 전송 방식으로 SU-MIMO 동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 랭크-2 보다 큰 랭크를 위한 코드북은, 다중-레이어들을 구별하는 성능이 양호하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
MIMO 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다양한 안테나 구성(낮은-상관, 높은-상관, Cross-polarization 등의 안테나 구성)에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나의 배치에 있어서, 낮은-상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나, 높은-상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA 가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은-상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.
한편, Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬(block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서, 8 전송 안테나를 위한 코드북에 대각행렬이 도입되는 경우에, 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
코드북 설계 기준은, 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM 특성, 유한 알파벳, 적절한 코드북 크기, 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이는 3GPP LTE 릴리즈-8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며, 확장된 안테나 구성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈-10 코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 충분하게 지원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에서 8 전송 안테나로부터 충분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는, 큰 크기의 코드북 (예를 들어, 랭크 1 및 랭크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나, MU-MIMO 의 다중화 이득을 달성하기 위해서는, 랭크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
전술한 내용을 바탕으로, 이하 본 발명에서는 3D-MIMO(3 Dimensional-Multiple Input Multiple Output 혹은 Full-Dimension)를 위한 기술로써, MU-MIMO를 가정한 환경에서, UE가 채널 상태 정보(channel state information)를 피드백하는 발명에 대하여 설명한다.
LTE Rel-12 이후에 AAS(Adaptive Antenna System)를 활용한 안테나 시스템이 고려되고 있다. AAS를 구성하는 각각의 안테나는, 능동 회로를 포함하는 능동 안테나로서, 상황에 맞추어 안테나 패턴(antenna pattern)을 변화시킴으로써 간섭을 줄이거나, 빔포밍을 수행하는데 좀 더 효율적으로 응용될 수 있다. 이러한 AAS를 2차원으로 구축(2D-AAS)하게 되면, 안테나 패턴(antenna pattern) 측면에서 안테나의 메인 로브(main lobe)를 기존의 수평면뿐만 아니라, 수직면에서도 빔(beam) 방향에 대한 조절이 가능하여 3차원적으로 더 효율적으로 빔 적용(beam adaptation)이 가능하게 되고, 이를 바탕으로 UE의 위치에 따라 좀 더 적극적으로 송신빔을 변화시키는 것이 가능하다. 이러한 2D-AAS는 도 7과 같이 다수의 안테나들을 수직 방향과 수평 방향으로 설치하여, 다량의 안테나 시스템을 구축할 수 있다.
도 7과 같이 2D-AAS가 도입될 경우, 수직 방향의 안테나 도메인(antenna domain)상에 안테나를 추가적으로 설치함으로써, 다량의 안테나가 함께 설치될 가능성이 높다. 그러나, 이러한 다량의 안테나를 효과적으로 운영하기 위해서는, 안테나마다 채널을 측정하기 위한 참조 신호 설계(reference signal (RS) design) 및 안테나와 UE사이의 채널 정보를 UE가 알려주는 피드백 설계(feedback design)가 매우 중요하다. 그 이유는, 참조 신호 오버헤드(RS overhead)와 피드백 오버헤드(feedback overhead)는, 안테나 수가 늘어날수록 선형적으로 또는 지수 승으로 늘어나기 때문이다.
이하에서는 먼저, 참조 신호 설계(RS design)를 중심으로 설명한다. 현재, LTE 시스템에서는 PRB 쌍(pair)당 안테나 포트(antenna port)개수만큼의 자원 요소(resource element, RE)를 사용하여, CSI-RS를 할당한다. 만약, 도 7과 같이 64개의 안테나를 사용할 때, 현재의 LTE 시스템과 유사하게 참조 신호(RS)를 설계하면, PRB 쌍(pair)당 64개의 자원 요소(RE)를 CSI-RS를 위해 사용해야 한다. 이렇게 되면, 표준 CP(normal CP)에서 PRB 쌍(pair)에 168개의 RE가 있다는 것을 감안하면, 너무 많은 RE가 RS를 위해 사용될 필요가 있다. 또한, CSI-RS뿐만 아니라, 제어 채널과 다른 RS까지 감안하면, 실제 데이터를 보낼 RE가 너무 적어지게 되는 문제점이 발생될 수 있다.
따라서, 이러한 문제를 해결하기 위해, 프리코딩된 참조 신호 (precoded RS)를 전송하는 방법이 이용될 수 있다. 예를 들어, 64개의 안테나 요소(antenna element)를 사용한다고 가정했을 때, 64개를 각각의 안테나 포트로 만들어서, UE에게 알려주기 위해서는 너무 많은 오버헤드(overhead)가 예상된다. 따라서, 64개의 안테나 요소들(antenna element) 중 프리코딩(precoding)을 N개(N은 64보다 작은)에 대하여만 적용하고, 이렇게 프리코딩된 N개의 빔(beam)만을 UE에게 알려주고, UE는 지시받은 N개의 빔 내에서 스케쥴링(scheduling)함으로써, 참조 신호 오버헤드(RS overhead)와 피드백량을 모두 줄이는 방안이 제안되고 있다. 이 때, 기지국은 N개의 빔을 시간에 따라 바꾸어 가면서, 64개의 안테나의 자유도에 의한 이득을 함께 획득할 수 있다.
이에, 본 발명에서는 프리코딩된 참조 신호 (precoded RS)를 기지국이 UE에게 전송할 때, 다중 사용자를 가정한 UE의 CSI 피드백 방법에 대하여 이항 제 1 실시예를 중심으로 보다 구체적으로 설명한다
<제 1 실시예>
먼저, 기지국은 먼저, N개의 빔을 UE에게 알려준다. 즉, UE는 기지국으로부터 N개의 빔들에 대한 정보를 수신한다.(S801) 이 때, N개의 빔은 예를 들어, N 포트 CSI-RS를 통해 UE에게 지시해줄 수 있다. 나아가, N개의 빔은 원활한 빔 분리(beam separation)을 위해서, 직교(orthogonal)한 프리코딩(precoding)을 적용하여 기지국이 생성할 수 도 있다.
이에 따라, UE는 N개의 빔들 중에서 자신에게 가장 좋은(prefer) 특정(예를 들어, 1개) 빔을 선택한다.(S803) 이렇게 가장 좋은 특정 빔을 선택하는 경우, UE는 선택한 특정 빔을 통해 자신에게 데이터가 전송됨을 가정하고, 나머지 N-1개의 빔들은 자신에게 간섭(interference)으로(예, multi user interference) 적용될 것을 가정한다. (이 때, 각 빔에 전송할 전력(power)는 동일하다고 가정할 수 있다.)
예를 들어, 기지국이 총 4개의 빔들을 알려주고, 각각의 빔이 만드는 채널을
Figure PCTKR2016002984-appb-I000050
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000051
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000052
및
Figure PCTKR2016002984-appb-I000053
라고 가정하면, 수학식 19와 같은 수신 신호를 생성할 수 있다.
수학식 19
Figure PCTKR2016002984-appb-M000019
수학식 19에서
Figure PCTKR2016002984-appb-I000054
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000055
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000056
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000057
를 각 빔에서 전송하는 데이터라고 가정한다. 이 때, UE는 만약,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000058
가 선택하는 빔의 채널이라면,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000059
에서는 상기 UE의 데이터가 전송되며 나머지 빔들이 만드는 채널인
Figure PCTKR2016002984-appb-I000060
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000061
및
Figure PCTKR2016002984-appb-I000062
를 간섭(interference)으로 가정하고, 빔을 선택하거나 CQI를 계산할 수 있다.
이에 따라, UE는 선택한 빔 또는 CQI를 기지국에게 피드백할 수 있다. (S805)
제 1 실시예에서, 간섭(interference, 예를 들어, multi user interference)의 개수를 N-1개로 가정하여 설명하였으나, 이는 설명의 편의를 위한 것으로, 이에 한정하지 않고, 간섭으로 가정할 빔의 개수를 N’(N’≤N-1)로 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE(Medium Access Control Control Element) 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다. 만약, 별도의 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)이 없을 경우, N’은 N-1로 가정할 수 도 있다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N’을 시그널링할 경우, 특정 빔과 가장 인접한 빔들(예를 들어, 특정 빔이 가지는 인덱스/넘버의 양 옆의 인덱스/넘버를 가진 빔들)을 간섭으로 UE가 가정할 수 있다. 예를 들어, N개의 빔들 중 제일 마지막 인덱스/넘버인 N번 빔의 양 옆의 인덱스/넘버는 N-1과 1번이라고 가정한다. 간섭으로 고려되는 빔들이 가지는 인덱스/넘버를 i라고 하면(여기서, 빔 인덱스/넘버는 1부터 오름차순으로 가정)간섭 빔들은 수학식 20과 같이 가정될 수 있다.
수학식 20
Figure PCTKR2016002984-appb-M000020
(여기서, k= -1, 0, 1, 2, 3, …., N’ 중에 1을 제외한 나머지 또는 k= 0, 1, 2, 3, …, N’, N’+1 중에 1을 제외한 나머지)
예를 들어, 빔 1, 2, 3, 4인 4개를 기지국이 UE에게 지시해주고, N’은 2라고 하면, UE는 1번 빔을 자신을 위해 사용할 빔이라고 가정했을 때, 4번과 1번 빔을 간섭(interference)로 가정하게 된다. 또 다른 예로, 2번 빔을 자신의 빔으로 가정하면, 1번과 3번 빔이 간섭(interference)로 가정하게 된다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) N’을 시그널링할 경우, 데이터전송으로 고려할 빔이 가지는 넘버를 i라고 하면(빔 넘버는 1부터 1, 2, 3, 4, … 순차적으로 있다고 가정), ( i mod N )+1, ( (i+1) mod N )+1, … , ( (i+N’-1) mod N )+1의 N’개의 빔을 간섭(interference)로 UE가 가정할 수 있다. 예를 들어, 빔 1, 2, 3, 4인 4개를 기지국이 UE에게 지시해주고, N’은 2라고 하면, UE는 3번 빔을 자신을 위해 사용할 빔이라고 가정했을 때, 4번과 1번 빔을 간섭(interference)로 가정하게 된다. (예, multi user interference로 가정할 수 있다.) 또 다른 예로, 1번 빔을 자신의 빔으로 가정하면, 2번과 3번 빔이 간섭(interference)로 가정하게 된다.
또한, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N’을 시그널링할 경우, 어떤 빔의 집합(set)를 간섭으로 고려할지를 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다.
또는, 다른 방법으로 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) 빔들의 집합(set)을 지정해 주고, 그 집합(set)안에서 데이터전송으로 고려할 빔이 가지는 인덱스/넘버를 제외한 나머지 빔들을 간섭(interference)으로 가정할 수도 있다. 예를 들어, N개의 빔이 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8이라고 할 때, set#1은 1, 3, 5, 7을 의미하고, set#2는 2, 4, 6, 8을 의미할 수 있다. 이 때, 어떤 UE에게 set#2를 지정해 주었다면, 그 UE는 2, 4, 6, 8번 빔들 중 자신의 데이터를 위한 빔을 선택하고, 나머지 빔들은 간섭(interference)로 가정할 수 있다.
나아가, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N’을 시그널링할 경우, UE는 직접 간섭 빔(interference beam)을 선택하여, 선택한 간섭 빔에 대한 정보와 이를 반영한 CQI를 함께 피드백할 수 있다.
<제 2 실시예>
상술한 제 1 실시예서, UE는 랭크(rank) 1을 중심으로 설명하였다. 이에 본 제 2 실시예에서는 랭크(rank) 2이상을 중심으로 설명한다.
먼저, UE는 N개의 빔 중에서 자신에게 적합한 M개의 빔을 선택한다. (M≤N). UE가 이에 따라 가장 좋은 M개의 빔을 선택시, UE는 선택하는 M개의 빔을 통해 자신에게 데이터를 전송할 것으로 가정하고, 나머지 N-M개의 빔은 자신에게 간섭(interference)으로 적용될 것을 가정할 수 있다. (이 때, M개의 빔을 선택하는 경우의 수는
Figure PCTKR2016002984-appb-I000063
이다. С는 컴비네이션(combination)을 의미한다). 때로는 선택되는 개수 M에 대하여,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000064
보다 작은 수의 빔 조합을 사전에 정의하여 이용할 수 있다. 예를 들어, 4개의 빔을 기지국이 알려준다고 가정하면, 2개의 빔을 택하는 경우의 수는
Figure PCTKR2016002984-appb-I000065
이고, (1,2), (1,3), (1,4), (2,3), (2,4), (3,4) 빔의 조합이 될 것이다. 여기서, 이 중에 (1,2), (3,4)만 빔 조합이라고 가정할 수 있다.
또는, 이러한 빔 조합을 사전에 몇 개의 집합(set)으로 정의해 놓고, 미리 정의된 다수의 집합(set)들 중에 선택된 특정 집합을 기지국이 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 UE에게 알려줄 수 있다. 예를 들어, {(1,2), (3,4)} 집합 또는 {(1,3), (2,4)} 집합을 미리 정의해, 1개의 특정 집합(set)를 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) UE에게 알려줄 수 있다.
또한, 이 때의 빔 조합은 서로 직교(orthogonal)한 프리코딩(precoding)이 적용되도록 기지국이 설정하고, UE가 서로 직교(orthogonal)한 프리코딩(precoding)이 적용되었음을 가정할 수 있다. 예를 들어, (1,2) 빔 조합은 1번 빔과 2번 빔에 기지국이 직교(orthogonal)한 프리코딩(precoding)을 적용하고, UE는 이 조합 내에서 1번 빔과 2번 빔이 직교(orthogonal)한 프리코딩(precoding)이 적용되었음을 가정할 수 있다. 또는, 빔 조합이 직교(orthogonal)한 프리코딩(precoding)이 적용되었는지를 기지국이 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) UE에게 알려줄 수 도 있다.
제 2 실시예를, 보다 구체적인 예로 설명하면, 기지국이 빔 4개를 지시해주고, 각각의 빔이 만드는 채널을
Figure PCTKR2016002984-appb-I000066
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000067
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000068
및
Figure PCTKR2016002984-appb-I000069
라고 가정하면, 수학식 21와 같은 수신 신호를 만들 수 있다.
수학식 21
Figure PCTKR2016002984-appb-M000021
수학식 21에서
Figure PCTKR2016002984-appb-I000070
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000071
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000072
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000073
를 각 빔에서 전송하는 데이터라고 가정한다. 이 때, UE는 만약,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000074
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000075
가 랭크(rank) 2로써 선택하는 빔의 채널이라면,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000076
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000077
에서는 상기 UE의 데이터가 전송된다고 가정하고, 나머지 빔이 만드는 채널인
Figure PCTKR2016002984-appb-I000078
,
Figure PCTKR2016002984-appb-I000079
를 간섭(interference)으로 가정하여 빔을 선택하거나 CQI를 계산할 수 있다.
이에 따라, UE는 선택한 빔의 개수 또는 선택한 빔 또는 CQI를 기지국에게 피드백할 수 있다.
제 2 실시예에서, 간섭(interference, 예를 들어, multi user interference)으로 가정할 빔의 개수를 N-M개로 가정하였다. 그러나, 이를 한정하지 않고, 데이터를 보내줄 빔의 개수와 간섭(interference)로 가정할 빔의 개수의 합을 N''(N''≤N)로 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다. 만약, 별도의 RRC 시그널링이 없을 경우, N''은 N으로 가정할 수 있다.
또한, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) N''을 시그널링할 경우, 데이터를 위한 빔들의 조합마다 어떤 빔들을 간섭(interference)로 고려할지를 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다.
또는, 다른 방법으로 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) 빔들의 집합(set)을 지정해 주고, 그 집합(set)안에서 데이터전송으로 고려할 빔이 가지는 인덱스/넘버를 제외한 나머지 빔들을 간섭(interference)으로 가정할 수도 있다. 예를 들어, N개의 빔이 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8이라고 할 때, set#1은 1, 3, 5, 7을 의미하고, set#2는 2, 4, 6, 8을 의미할 수 있다. 이 때, 어떤 UE에게 set#2를 지정해 주었다면, 그 UE는 2, 4, 6, 8번 빔들 중 자신의 데이터를 위한 빔을 선택하고, 나머지 빔들은 간섭(interference)로 가정할 수 있다. 예를 들어 2, 8을 선택하고, 나머지 빔들인 4, 6은 간섭(interference)으로 가정될 수 있다.
나아가, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N''을 시그널링할 경우, UE는 직접 간섭 빔(interference beam)을 선택하여, 선택한 간섭 빔에 대한 정보와 이를 반영한 CQI를 함께 피드백할 수 있다.
이하에서는, 본 발명을 CSI 프로세스(CSI process) 관점에서 살펴 본다. 기지국은 N개의 CSI 프로세스를 UE에게 설정해 줄 수 있다. 이 때, 한 개의 CSI 프로세스는, 한 개의 CSI-RS와 간섭 측정(interference measure)을 위한 한 개의 CSI-IM으로 구성되어 있다. 이러한 각각의 CSI 프로세스(CSI process)는 예를 들어 각기 다른 수직 빔(vertical beam)이 적용되어 있을 수 있다. UE는 N개의 CSI 프로세스(CSI process)에서 가장 자신에게 적합한 CSI 프로세스와 그에 따른 RI와 best PMI를 선택한다. (여기서, RI는 특정값으로 고정할 수 있다.) 이렇게, UE가 CSI 프로세스 인덱스 또는 RI와 best PMI 선택할 때, 선택할 CSI 프로세스 이외에 CSI 프로세스는 다른 UE가 사용한다고 가정하고, 랭크(rank) 1을 가정하여, 간섭으로 가장 크게 작용할 worst PMI를 선택할 수 있다. 나아가, 이를 바탕으로 CQI를 계산할 수 있다.
<제 3 실시예>
UE는 N개의 CSI 프로세스에서 가장 자신에게 적합한 CSI 프로세스를 선택하기 위해, CSI 프로세스마다 RI, PMI, CQI에 대한 계산이 필요할 것이다. 이 때, UE는 선택할 CSI 프로세스는 자신의 데이터를 전송해줄 채널을 위한 것으로 가정하고, 다른 N-1개의 CSI 프로세스는 다른 UE의 데이터를 전송해줄 채널을 위한 것으로 가정한다.
여기서, UE는 선택할 CSI 프로세스 인덱스 이외의 CSI 프로세스에서는 다른 UE가 랭크(rank) 1을 사용한다고 가정한 뒤, worst PMI가 자신에게 가장 큰 간섭으로 작용된다고 가정한다. (이 때, 각 CSI 프로세스(CSI process)에 전송할 전력(power)는 동일하다고 가정할 수 있다)
예를 들어, 기지국이 CSI 프로세스 1, 2, 3, 4를 UE에게 설정해 주었을 때, UE는 CSI 프로세스 1을 자신의 데이터를 받을 채널로 CSI 프로세스 2, 3, 4를 각각 랭크(rank) 1을 가진 간섭으로 가정하고, CSI 프로세스 2, 3, 4에서 가장 간섭이 클 것으로 예상되는 PMI가 적용될 것으로 가정한 뒤, CSI 프로세스 1의 RI, PMI, CQI를 계산한다. 같은 방식으로 CSI 프로세스 2, 3, 4를 위해서도 RI, PMI, CQI를 계산하여, UE에게 가장 적합한 CSI 프로세스의 번호와 RI, PMI, CQI를 UE가 기지국에게 피드백할 수 있다.
또는, 이렇게 간섭(interference)를 위해 worst PMI를 선택하지 않고, 랭크(rank) 1을 가정한 PMI들의 평균값을 각 CSI 프로세스의 간섭(interference)로 볼 수도 있다. 이는 Worst PMI로 가정할 경우, CQI가 너무 낮은 값을 나타낼 수 있기 때문이다.
본 제 3 실시예에서, 기지국이 모든 CSI 프로세스가 적용된 빔들을 모두 이용하지 않을 경우, UE가 계산한 CQI에 비해 실제 데이터 전송시 SINR은 더 큰 값일 수 있다. 이를 보정하기 위해, 기지국은 CQI 계산시 더해 줄 보정값
Figure PCTKR2016002984-appb-I000080
를 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 반-정적(semi static)하게 알려줄 수 있다. 보정값을 시그널링받은 UE는 CQI 계산시, SINR에
Figure PCTKR2016002984-appb-I000081
를 더한 값을 이용하여 CQI를 계산할 수 있다. 또는 보정을 위해, 기지국은 CQI를 계산시 다중 사용자 간섭 텀(multi user interference term)을 나누어 줄 보정값
Figure PCTKR2016002984-appb-I000082
를 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 반-정적(semi static)하게 알려줄 수 있다. 이 값을 설정 받은 UE는 CQI 계산시 SINR에서 다중 사용자 간섭 텀(multi user interference term)에
Figure PCTKR2016002984-appb-I000083
를 나눈 값을 이용하여 CQI를 계산할 수 있다.
본 제 3 실시예를, 현재 LTE에서 사용하고 있는 전력 파라미터(즉, Pc)관점에서 살펴 본다. 현재, LTE에서 Pc는 PDSCH EPRE와 CSI-RS EPRE의 비율을 의미하며, 이 값을 이용해서 CQI 계산시 데이터 전송 전력에 반영하게 된다. 제 3 실시예의 경우, 각 CSI 프로세스들에 Pc들이 있으며, CQI계산시, 데이터 통신을 위해 선택된 CSI 프로세스의 Pc를 이용하여 데이터 전송 전력을 반영하고, 간섭 CSI 프로세스들의 Pc를 이용하여 간섭 전력(interference power)을 반영할 수 있다.
따라서, UE는 선택한 CSI 프로세스 인덱스(CSI process index)를 기지국에게 전송하면서, 그 CSI 프로세스를 사용할 때 적용되길 원하는 RI, PMI 또는 CQI 중 적어도 하나를 피드백할 수 있다.
<제 4 실시예>
상술한 제 3 실시예에서, 간섭으로 가정할 CSI 프로세스의 개수를 N-1개로 가정하였다. 그러나, 이는 설명의 편의를 위한 것인 바, 간섭(interference)로 가정할 CSI 프로세스의 개수를 N'''(여기서, N'''≤N-1)으로 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다. 만약, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)이 없을 경우, N'''은 N-1로 가정할 수 있다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N'''을 시그널링할 경우, CSI 프로세스가 가지는 인덱스/넘버의 인접한(즉, 양 옆의) CSI 프로세스들을 간섭(interference, 예를 들어, multi user interference)으로 UE가 가정할 수 있다. 즉, N개의 CSI 프로세스들 중 마지막(혹은 끝의) 인덱스/넘버인 N번 CSI 프로세스와 인접한(예, 양 옆의) 인덱스/ 넘버는 N-1과 1번이라고 가정한다. UE가 고려할 CSI 프로세스가 가지는 인덱스/넘버를 i라고 하면(여기서, CSI 프로세스 인덱스/넘버는 1부터 순차적으로 있다고 가정), 간섭 CSI 프로세스는 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
수학식 22
Figure PCTKR2016002984-appb-M000022
(여기서, k= -1, 0, 1, 2, 3, …., N''' 중에 1을 제외한 나머지, 또는 k= 0, 1, 2, 3, …, N''', N'''+1 중에 1을 제외한 나머지)
예를 들어, CSI 프로세스(CSI process) 1, 2, 3, 4인 4개를 기지국이 UE에게 지시해주고, N'''은 2라고 하면, UE는 1번 CSI 프로세스를 자신을 위해 사용할 CSI 프로세스라고 가정했을 때, 4번과 1번 CSI 프로세스를 간섭(interference)으로 가정하게 된다. 또 다른 예로, 2번 CSI 프로세스를 자신의 CSI 프로세스로 가정하면, 1번과 3번 CSI 프로세스를 간섭으로 가정하게 된다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) N'''을 시그널링할 경우, 데이터 전송으로 고려할 CSI 프로세스가 가지는 인덱스/넘버를 i라고 하면 (여기서, CSI 프로세스 인덱스/넘버는 1부터 순차적으로 있다고 가정), ( i mod N )+1, ( (i+1) mod N )+1, … , ( (i+N'''-1) mod N )+1의 N'''개의 CSI 프로세스를 간섭으로 UE가 가정할 수 있다. 예를 들어, CSI 프로세스1, 2, 3, 4인 4개를 기지국이 UE에게 지시해주고, N'''은 2라고 하면, UE는 3번 CSI 프로세스를 자신을 위해 사용할 CSI 프로세스라고 가정했을 때, 4번과 1번 CSI 프로세스를 간섭으로 가정하게 된다. 또 다른 예로, 1번 CSI 프로세스를 자신의 CSI 프로세스로 가정하면, 2번과 3번 CSI 프로세스를 간섭으로 가정하게 된다.
또한, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N'''을 시그널링할 경우, 어떤 CSI 프로세스의 집합을 간섭으로 고려할지를 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다.
나아가, RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N'''을 시그널링 할 경우, UE는 직접 간섭 CSI 프로세스(interference CSI process)를 선택하여 선택한 간섭 CSI 프로세스에 대한 번호와 이를 반영한 CQI를 함께 피드백할 수 도 있다.
제 4 실시예의 경우, UE는 N개의 CSI 프로세스들에서 가장 자신에게 적합한 CSI 프로세스를 선택하기 위해, CSI 프로세스마다 RI, PMI, CQI에 대한 계산이 필요할 수 있다. 이 때, UE는 선택할 CSI 프로세스가 자신의 데이터를 전송해줄 채널을 위한 것으로 가정하고, 나머지 CSI 프로세스 는 다른 UE의 데이터를 전송해줄 채널을 위한 것으로 가정한다. 이에 UE는 선택할 CSI 프로세스 인덱스/넘버 이외에 상술한 CSI 프로세스 N'''개에서 다른 UE가 랭크(rank) 1을 사용한다고 가정한 뒤, worst PMI가 자신에게 가장 큰 간섭(interference)으로 작용된다고 가정한다. (이 때, 각 CSI 프로세스(CSI process)에 전송할 전력(power)는 동일하다고 가정할 수 있다.)
제 4 실시예에서, 기지국이 모든 CSI 프로세스가 적용된 빔들을 모두 이용하지 않을 경우, UE가 계산한 CQI에 비해 실제 데이터 전송시 SINR은 더 큰 값일 수 있다. 이를 보정하기 위해, 기지국은 CQI 계산시 더해 줄 보정값
Figure PCTKR2016002984-appb-I000084
를 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE signaling or DCI signaling)을 통하여 반-정적(semi-static)하게 알려줄 수 있다. 보정 값을 설정받은 UE는 CQI 계산시 SINR에
Figure PCTKR2016002984-appb-I000085
를 더한 값을 이용하여 CQI를 계산할 수 있다. 또는 보정을 위해, 기지국은 CQI를 계산시 다중 사용자 간섭 텀(multi user interference term)을 나누어 줄 보정값
Figure PCTKR2016002984-appb-I000086
를 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 반-정적(semi-static)하게 알려줄 수 있다. 이 값을 설정 받은 UE는 CQI 계산시 SINR에서 다중 사용자 간섭 텀(multi user interference term)에
Figure PCTKR2016002984-appb-I000087
를 나눈 값을 이용하여 CQI를 계산할 수 있다.
나아가, 상기 UE는 선택한 CSI 프로세스 인덱스/넘버를 기지국에게 전송하면서, 그 CSI 프로세스를 사용할 때 적용되길 원하는 RI, PMI 또는 상술한 CQI 중 적어도 하나를 피드백할 수 있다.
이하에서는 본 발명에 대하여 DRS를 중심으로 설명한다.
보통 스몰 셀(small cell)에서는 각 스몰 셀에서 UE까지의 RSRP를 측정하기 위해 디스커버리 참조 신호(discovery Reference Signal, DRS)를 사용한다. 이러한 DRS를 이용한 RSRP는 짧은 시간 윈도우(time window)를 가지고 CSI를 피드백(feedback)하기 보다는 롱-텀(long term)의 시간을 두고, 평균적인 신호 전력(signal power)를 측정하게 된다. 현재, 3D MIMO에서는 기본적으로 UE에게 적합한 수직(vertical) 방향의 빔은 시간에 따라 매우 느리게 변하는 것으로 알려져 있다. 따라서, 본 발명에서는 다중 사용자(multi user) 관점에서 이러한 롱-텀(long term)의 시간 관점에서 UE를 수직 빔(vertical beam) 측면에서 롱-텀(long term) SINR을 계산해서 피드백을 해 줄 수 있다. 이를 이용하여, 기지국은 다중 사용자를 운영할 때, 어떤 수직 빔(vertical beam)에 어떤 사용자(user)를 스케쥴링(scheduling)하면 좋을지 롱-텀(long term) 관점에서 정보를 얻게 된다. 이는 현재 LTE의 RSRQ 개념에서 분모에 다중 사용자 간섭을 추가한 것으로 볼 수 있다. 이 때, UE로부터 각각의 DRS의 RSRP를 받을 수 있으나, 본 발명에 따른 롱-텀(long term) SINR의 값에 비하여, 피드백 양자화(feedback quantization)에 따른 오차가 존재한다고 볼 수 있다.
<제 5 실시예>
기지국은 N개의 DRS (예를 들어, DRS-CSI-RS 설정) 혹은 CSI RS를 통해 UE에게 여러 개의 빔을 알려줄 수 있다. UE는 N개의 빔들 중에서 자신(즉, UE)에게 가장 적합한 DRS 포트, DRS 인덱스 또는 CSI-RS 포트를 선택한다. UE는 DRS 포트(혹은 DRS 인덱스 또는 CSI RS 포트)를 선택할 때, 선택한 DRS 포트(혹은 DRS 인덱스 또는 CSI RS 포트) 이외의 모든 다른 포트(또는 빔)들에서는 다른 UE들이 그 포트(또는 빔)들을 통해 데이터 전송을 받는다고 가정하여 간섭(interference, 예, 다중 사용자 간섭)으로 간주하고, 이를 바탕으로 롱-텀(long term) SINR 혹은 롱-텀(long term) CQI를 계산하도록 한다. (이 때, 각 포트(또는 빔)에 전송할 전력(power)은 동일하다고 가정할 수 있다.)
본 제 5 실시예에서, 롱-텀(long term) SINR 계산시, 서빙 셀(serving cell)이외의 셀(cell)에 대한 간섭을 고려하게 할 수 있다. 이 경우, 해당 롱-텀(long term) SINR 계산을 위한 별도의 독립적인 CSI-IM 설정이 단말에게 제공될 수 있다. UE는 제공된 CSI-IM 설정을 통해, 다른 셀들의 간섭(interference)를 측정하고, 이를 롱-텀(long term) SINR 계산시 반영할 수 있다.
나아가, 본 제 5 실시예에서, 간섭(예, 다중 사용자 간섭)으로 가정할 빔의 개수를 N-1개로 가정하였다. 그러나, 본 발명에서는 N-1개로 한정할 필요는 없으며, 간섭으로 가정할 빔의 개수를 N''''(N''''≤N-1)로 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다. 또한, 별도의 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)이 없을 경우, N''''은 N-1로 가정될 수 있다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)으로 N''''을 시그널링할 경우, 빔이 가지는 인덱스/넘버와 인접한(예를 들어, 양 옆의 인덱스/넘버)를 가진 빔들을 간섭으로 UE가 가정할 수 있다. 예를 들어, N개의 빔들 중 마지막(즉, 끝의) 인덱스/넘버인 N번 빔의 양 옆의 인덱스/넘버는 N-1과 1번이라고 가정한다. 즉, UE가 고려할 빔이 가지는 인덱스/넘버를 i라고 하면(여기서, 빔 인덱스/넘버는 1부터 1, 2, 3, 4, … 순차적으로 있다고 가정), 간섭들은 수학식 23과 같이 나타낼 수 있다.
수학식 23
Figure PCTKR2016002984-appb-M000023
(여기서, k= -1, 0, 1, 2, 3, …., N'''' 중에 1을 제외한 나머지, 또는 k= 0, 1, 2, 3, …, N'''' N''''+1 중에 1을 제외한 나머지)
예를 들어, 빔 1, 2, 3, 4인 4개를 기지국이 UE에게 지시해주고, N''''은 2라고 하면, UE는 1번 빔을 자신을 위해 사용할 빔이라고 가정했을 때, 4번과 1번 빔을 간섭으로 가정하게 된다. 또 다른 예로, 2번 빔을 자신의 빔으로 가정하면, 1번과 3번 빔이 간섭으로 가정하게 된다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N''''을 시그널링할 경우, 데이터 전송으로 고려할 빔이 가지는 인덱스/넘버를 i라고 하면(여기서, 빔 인덱스/넘버는 1부터 1, 2, 3, 4, … 순차적으로 있다고 가정), ( i mod N )+1, ( (i+1) mod N )+1, … , ( (i+ N''''-1) mod N )+1의 N''''개의 빔을 간섭으로 UE가 가정할 수 있다. 예를 들어, 빔 1, 2, 3, 4인 4개를 기지국이 UE에게 지시해주고, N''''은 2라고 하면, UE는 3번 빔을 자신을 위해 사용할 빔이라고 가정했을 때, 4번과 1번 빔을 간섭(interference, 예, 다중 사용자 간섭)로 가정하게 된다. 또 다른 예로, 1번 빔을 자신의 빔으로 가정하면, 2번과 3번 빔이 간섭으로 가정되게 된다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 이용하여 N''''을 시그널링할 경우, 어떤 빔(예, DRS 포트 또는 DRS 인덱스들 또는 CSI-RS 포트들)의 집합(set)을 간섭으로 고려할지를 기지국이 UE에게 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 알려줄 수 있다.
또는, 다른 방법으로 RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링) 빔들의 집합(set)을 지정해 주고, 그 집합(set)안에서 데이터 전송으로 고려할 빔이 가지는 인덱스/넘버를 제외한 나머지 빔들을 간섭으로 가정할 수도 있다. 예를 들어, N개의 빔들의 인덱스가 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8이라고 할 때, set#1은 1, 3, 5, 7을 의미하고, set#2는 2, 4, 6, 8을 의미할 수 있다. 이 때, 어떤 UE에게 set#2를 지정해 주었다면, 그 UE는 2, 4, 6, 8번 빔들 중 자신의 데이터를 위한 빔을 선택하고, 나머지 빔들은 간섭으로 가정할 수 있다.
RRC 시그널링(또는 MAC CE 시그널링 또는 DCI 시그널링)을 통하여 N''''을 시그널링할 경우, UE는 직접 간섭 빔(interference beam)을 선택하여 선택한 간섭 빔에 대한 정보와 이를 반영한 CQI를 함께 피드백할 수 있다.
나아가, UE는 선택한 DRS 설정 인덱스 또는 DRS 포트 인덱스 또는 CSI RS 포트 중 적어도 하나를 피드백함과 동시에, 상술한 롱-텀(long term) CQI 또는 롱-텀(long term) SINR 값을 피드백할 수 도 있다.
이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.
본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 그 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국(fixed station), Node B, eNodeB(eNB), 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processo참조 신호(RS)), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다.
상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
상술한 바와 같은 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보 피드백 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims (13)

  1. 3D-MIMO(3 Dimension Multiple Input Multiple Output) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말(User Equipment)의 채널 상태 정보 피드백 방법에 있어서,
    상기 3D-MIMO 안테나를 구성하는 다수의 안테나들 중 특정 안테나들에 대하여 프리코딩된 N (여기서, N은 자연수) 개의 빔(beam)들에 대한 정보를 수신하는 단계;
    상기 N개의 빔들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 빔을 선택하고, 나머지 빔들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 빔들에 기반하여 간섭을 결정하는 단계; 및
    상기 M개의 빔들에 따른 간섭에 기반하여, 상기 특정 빔에 대한 채널 상태 정보를 생성하는 단계를 포함하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 N 개의 빔들은, 직교(Orthogonal)하도록 프리코딩된 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 간섭은 다중 사용자 간섭(multi user interference)로 판단되는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 M은,
    RRC(Radio Resource Control) 시그널링, MAC CE(Medium Access Control Control Element) 시그널링, 혹은 DCI(Downlink Control Information) 중 하나를 통하여 지시된 정보에 의하여 결정되는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 M개의 빔들은 상기 특정 빔과 가장 인접한 빔인지 여부를 기준으로 결정되는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 M개의 빔들은,
    상기 특정 빔과 수직 방향으로 가장 인접한 빔들과 수평 방향으로 가장 인접한 빔들 중에서 결정되는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 M개의 빔들은,
    미리 정의된 빔 집합(beam set)에 따라 설정되는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 M개의 빔들은,
    상기 지시된 정보에 기반하여 상기 단말에 의하여 선택되며,
    상기 단말에 의하여 선택된 M개의 빔들에 대한 정보 및 채널 상태 정보를 피드백하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 특정 빔의 개수는,
    랭크(rank)에 의하여 결정되는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  10. 3D-MIMO(3 Dimension Multiple Input Multiple Output) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말(User Equipment)의 채널 상태 정보 피드백 방법에 있어서,
    상기 3D-MIMO 안테나를 위한 다수의 채널 상태 정보 프로세스(CSI process)들 중N (여기서, N은 자연수) 개의 채널 상태 정보 프로세스들에 대한 정보를 수신하는 단계;
    상기 N개의 채널 상태 정보 프로세스들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 채널 상태 정보 프로세스를 선택하고, 나머지 채널 상태 정보 프로세스들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 채널 상태 정보 프로세스들에 기반한 간섭을 결정하는 단계; 및
    상기 M개의 채널 상태 정보 프로세스들 기반의 간섭에 따라, 상기 특정 채널 상태 정보 프로세스에 대한 채널 상태 정보를 생성하는 단계를 포함하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 N개의 채널 상태 정보 프로세스 각각은,
    서로 상이한 수직 빔(vertical beam)이 적용된 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 채널 상태 정보를 위한 보정값을 수신하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는,
    채널 상태 정보 피드백 방법.
  13. 3D-MIMO (3 Dimension Multiple Input Multiple Output) 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 피드백하는 단말(User Equipment)에 있어서,
    상기 풀 디멘션 안테나를 구성하는 다수의 안테나와 연결된 무선 주파수 유닛; 및
    프로세서를 포함하며,
    상기 프로세서는,
    상기 다수의 안테나들 중 특정 안테나들에 대하여 프리코딩된 N 개의 빔(beam)들에 대한 정보를 수신하고, 상기 N (여기서, N은 자연수) 개의 빔들 가운데 채널 상태 정보를 생성하기 위한 적어도 하나의 특정 빔을 선택하며, 나머지 빔들 중 M(여기서, M은 자연수, M≤N-1)개의 빔들에 기반하여 간섭을 결정하고, 상기 M개의 빔들에 따른 간섭에 기반하여 상기 특정 빔에 대한 채널 상태 정보를 생성하도록 구성된
    단말.
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Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10763942B2 (en) * 2015-05-12 2020-09-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and devices for beam selection
KR102188747B1 (ko) * 2015-10-12 2020-12-08 에스케이텔레콤 주식회사 하이브리드 빔포밍을 이용한 무선 통신 방법 및 장치
EP3411958B1 (en) * 2016-02-04 2019-10-23 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) A method for adapting a beam shape of a beam
CN109450505B (zh) * 2016-05-13 2019-11-15 华为技术有限公司 一种信道信息发送方法、数据发送方法和设备
KR102344657B1 (ko) 2016-06-30 2021-12-30 소니그룹주식회사 기지국 및 사용자 장비
US11201708B2 (en) * 2016-07-29 2021-12-14 Asustek Computer Inc. Method and apparatus for channel state information report for beam operation in a wireless communication system
WO2019028860A1 (en) * 2017-08-11 2019-02-14 Qualcomm Incorporated SCALABLE METHOD FOR BEAM SELECTION INDICATION
EP3678402A4 (en) * 2017-09-01 2021-04-07 Beijing Xiaomi Mobile Software Co., Ltd. PROCESS FOR SENDING INFORMATION FROM CQI, BASE STATION, AND USER EQUIPMENT
US11785637B2 (en) 2020-04-29 2023-10-10 Qualcomm Incorporated Multiple channel state feedback reports for MU-MIMO scheduling assistance
KR20240019641A (ko) * 2022-08-04 2024-02-14 삼성전자주식회사 다중 입출력 통신을 수행하는 기지국, 사용자 기기 및 이들의 동작 방법

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8290539B2 (en) * 2007-08-10 2012-10-16 Intel Corporation Beam selection in open loop MU-MIMO
KR20130075140A (ko) * 2011-12-27 2013-07-05 삼성전자주식회사 Ｆｄｄ 모드로 동작하는 거대 ｍｉｍｏ 시스템에서 채널상태정보 기준신호를 전송하고 수신하기 위한 송수신 장치 및 방법
WO2013125917A1 (ko) * 2012-02-23 2013-08-29 한국전자통신연구원 대규모 안테나 시스템에서의 다중 입력 다중 출력 통신 방법
US20140003240A1 (en) * 2012-07-02 2014-01-02 Xiaogang Chen Supporting measurments and feedback for 3d mimo with data transmission optimization
WO2014117748A1 (en) * 2013-01-31 2014-08-07 Qualcomm Incorporated 3d mimo csi feedback based on virtual elevation ports

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9306638B2 (en) * 2011-08-25 2016-04-05 Qualcomm Incorporated Backhaul enhancements for cooperative multi-point (CoMP) operations
US9491654B2 (en) * 2012-06-24 2016-11-08 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for reporting channel state information in wireless communication system
JP6121118B2 (ja) * 2012-09-07 2017-04-26 株式会社Ｎｔｔドコモ 無線通信方法、ユーザ端末、無線基地局及び無線通信システム
US8971437B2 (en) * 2012-12-20 2015-03-03 Google Technology Holdings LLC Method and apparatus for antenna array channel feedback
WO2014129871A1 (ko) * 2013-02-25 2014-08-28 엘지전자 주식회사 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치
WO2014198037A1 (en) * 2013-06-13 2014-12-18 Qualcomm Incorporated Two-dimensional discrete fourier transform (2d-dft) based codebook for elevation beamforming
US9473276B2 (en) * 2013-08-08 2016-10-18 Intel IP Corporation Cooperative multiple beam transmission
JP6114153B2 (ja) * 2013-09-26 2017-04-12 株式会社Ｎｔｔドコモ 基地局、移動局、参照信号送信方法及びチャネル品質測定方法
JP2015185953A (ja) * 2014-03-20 2015-10-22 株式会社Ｎｔｔドコモ ビーム選択方法、基地局、およびユーザ装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8290539B2 (en) * 2007-08-10 2012-10-16 Intel Corporation Beam selection in open loop MU-MIMO
KR20130075140A (ko) * 2011-12-27 2013-07-05 삼성전자주식회사 Ｆｄｄ 모드로 동작하는 거대 ｍｉｍｏ 시스템에서 채널상태정보 기준신호를 전송하고 수신하기 위한 송수신 장치 및 방법
WO2013125917A1 (ko) * 2012-02-23 2013-08-29 한국전자통신연구원 대규모 안테나 시스템에서의 다중 입력 다중 출력 통신 방법
US20140003240A1 (en) * 2012-07-02 2014-01-02 Xiaogang Chen Supporting measurments and feedback for 3d mimo with data transmission optimization
WO2014117748A1 (en) * 2013-01-31 2014-08-07 Qualcomm Incorporated 3d mimo csi feedback based on virtual elevation ports

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