WO2016142218A1 - Resonanzwandler mit einem transformator mit mittelpunktanzapfung - Google Patents

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resonant converter
circuit
transformer
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Christian Magerl
Franz Peter MUSIL
Robert Eberl
Friedrich STEINMAURER
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Fronius International Gmbh
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Definitions

  • the subject invention relates to a resonant converter with a transformer with center tap and a resonant circuit, wherein the center of the secondary side of the transformer is connected via a first output line to a first output pole and the two outer terminals of the secondary side of the transformer are connected via an electrical switching element and connected via a second output line to a second output terminal, and the method for operating the resonant converter.
  • transformers with center tap on the secondary side are often used.
  • An example of this is a power converter 1 in the form of a known resonant converter 1 as shown in Figure 1, in which through the inductor L R , the capacitance C R and the primary side of the transformer T a
  • Resonant circuit is formed.
  • the resonant converter 1 is excited by a pulse pattern at the input U E to vibrate.
  • the pulse pattern can be realized, for example, by a known switch arrangement and a PWM control (not shown in FIG. 1). This vibration is transmitted through the transformer T and rectified on the secondary side.
  • the resonant converter 1 is operated pulsed idle. To the input U E of the resonant converter voltage pulses are applied for this purpose for a certain period of time. The vibration generated by the resonant converter 1 charges the smoothing capacitor C3 on the secondary side via the diode D3.
  • the smoothing capacitor C3 discharges via the resistor R1. Therefore arises at the output of the resonant converter 1, an average output voltage U A, which may be held over adjustment of the voltage pulses at the input to a desired level. In normal operation of the resonant converter 1, this additional circuit 7 has no influence. Nevertheless, the smoothing capacitor C3 must be designed for the maximum output voltage U A and a maximum pulse frequency and is therefore to be dimensioned correspondingly large, which requires appropriate space on the circuit substrate 3.
  • the switching elements on the secondary side of the resonant converter 1 are usually on a circuit carrier 3, such as a circuit board (as in Figure 2), or the like, arranged.
  • the circuit elements can also be connected via copper brackets (especially at very high currents or voltages).
  • the plus output line 2 is usually led to the outside as a separate line and not via a circuit carrier 3, on which a voltage measurement 4 for measuring the output voltage U A (FIG. 2) or the additional circuit 7 (FIG. 3) is implemented.
  • this makes it necessary to connect the positive output line 2 to the circuit carrier 3 via an additional connecting line 5.
  • a socket 6 is arranged on the circuit board 3, to which the connecting line 5 is connected.
  • the additional connection line 5 and the need for a socket 6 on the circuit board 3 also increase the complexity of the electrical assembly.
  • US Pat. No. 6,288,919 B1 shows such a resonant converter, which uses a smoothing capacitor at the output, which connects the center point to the additional circuit as a plus output line.
  • two capacitors are used in parallel with the switching elements to allow for rapid decay of current flow in the switching elements.
  • connecting line 5 dissolves over time, or that is completely forgotten in the assembly to connect the connecting line 5 with the circuit substrate 3, or with the plus-output line. Both can lead to failure of the resonant converter 1.
  • the connecting line 5 is removed, an overvoltage may occur at the diodes D1, D2, which may also destroy them. It is therefore desirable to dispense with this additional connection line 5, which is a source of error.
  • an output voltage is present between a first output terminal and a second output terminal, so that the first output terminal can be connected directly via the first output line without further connection in the form of an output-side smoothing capacitor between the first output terminal and the second output terminal.
  • Gangpol is guided to the outside and parallel to the electrical switching elements, a respective capacitor is connected to maintain the output voltage at idle of the resonant converter.
  • the capacitors During normal operation (ie with a connected load), the capacitors only have to conduct a half period of current each time and can therefore be dimensioned much smaller than in the circuit according to the prior art (FIG. 3). Thus, a possible circuit carrier can be made smaller.
  • this also makes it possible to dispense with the hitherto necessary connection line between the first output terminal and the circuit carrier. Since the center is led out via the first output line in the form of the first output pole, and is not connected further, (in particular is dispensed with a smoothing capacitor between the first output pole and second output pole) can advantageously be dispensed with a connection of the center with the additional circuit of the secondary side of the resonant converter become. Thus, a possible source of error in the form of the above-mentioned connection lines for connecting the center to the additional circuit of the secondary side (for example on a circuit carrier, or by means of a copper bracket, etc.) is ruled out from the outset.
  • capacitors For a faster discharge of the capacitors may be connected in parallel to the electrical switching elements in each case at least one discharge resistor.
  • the output voltage of the resonant converter can be measured particularly advantageously if at least two resistors connected in series are connected between the two outer terminals in order to form a measuring point between the two resistors, and a voltage measuring unit is provided which matches the output voltage between first and second output pole is applied, corresponding voltage between measuring point and second output pole measures.
  • the output voltage can be measured without the need for a connecting line between the first output pole and voltage measuring unit as in the prior art ( Figure 2).
  • the measurement of the output voltage also makes it possible to regulate the no-load voltage even when idling.
  • the input voltage range of the voltage measuring unit can be reduced on account of the resulting voltage divider.
  • the voltage measuring unit can thus be advantageously designed for a lower measuring voltage.
  • FIG. 1 shows a typical resonant converter according to the prior art
  • FIG. 2 shows the prior art voltage measurement on the secondary side of a transformer with center tap
  • FIG. 1 shows a typical resonant converter according to the prior art
  • FIG. 2 shows the prior art voltage measurement on the secondary side of a transformer with center tap
  • FIG. 3 shows the auxiliary circuit customary in the prior art for regulating the output voltage of a series-parallel resonant converter when idling
  • FIG. 7 shows a series-parallel resonant converter with inventive measuring arrangement for voltage measurement and secondary circuit for controlling the output voltage during idling.
  • 4 shows a circuit arrangement 8 with a transformer T with secondary-side center tap.
  • On the secondary side of the transformer T with center tap at least three ports are present.
  • Outer Ports In general, however, it is stated that under a transformer with center tap according to the invention, the use of two or more transformer windings with common core, in which the secondary-side and the primary-side windings are each connected in series, is understood (as in Fig.5 shown).
  • Independent transformers with parallel-connected primary windings and series-connected secondary windings are also included. An electrical connection between two series-connected secondary windings then corresponds to the center M, to which the first output line 10 can be connected.
  • the secondary-side center M is guided via a first output line 10, here a plus output line, as the first output pole 12, here the positive pole, to the outside.
  • the first output line 10 is in this case not via a circuit substrate 3, such as a circuit board, out, but out directly as a line to the outside.
  • an output-side smoothing capacitor between the first output terminal 12 and the second output terminal 13 is dispensed with.
  • the two outer, or non-series-connected, secondary-side terminals A1, A2 of the secondary side of the transformer T are each guided in a known manner to a first terminal of a switching element S1, S2.
  • the respective second terminals of the switching elements S1, S2 are connected to each other and form the second output terminal 13, here the negative terminal of the rectifier, which is led to the outside with a second output line 1 1, here a negative output line.
  • electrical switching elements S1, S2 If passive switching elements in the form of diodes are used as electrical switching elements S1, S2, a known center rectifier is obtained.
  • electrical switching elements S1, S2 active switching elements such as semiconductor switches, eg MOSFETs, one obtains a known synchronous rectifier. Since the functions of a center rectifier and a synchronous rectifier are well known, and are irrelevant to the subject invention, will not be discussed in more detail here.
  • the switching elements S1, S2 are arranged in a conventional manner on a circuit carrier 3. Of course, the circuit carrier 3 can also be designed to be split. Particularly in the case of active switching elements S1, S2, the power part with the active switching elements S1, S2 is often arranged on a separate circuit carrier 3.
  • an electrical Messan- order 14 for measuring the output voltage U A is arranged on the circuit substrate 3 for voltage measurement.
  • the circuit elements of the secondary side can also be connected to each other by copper brackets.
  • a secondary-side circuit arrangement as a combination with circuit carrier 3 and copper bracket is conceivable.
  • the measuring arrangement 14 for measuring the output voltage U A could be arranged on a circuit carrier 3 and the remaining circuit elements could be connected by means of copper bars.
  • This measuring arrangement 14 for measuring the output voltage U A consists essentially of two resistors R3, R4, which are connected in series between the two outer terminals A1, A2 of the secondary side of the transformer T. As a result, a measuring point P is generated between the two resistors R3, R4, at which a voltage U P is established with respect to the second output pole 13, which corresponds to the output voltage U A present at the center M.
  • This voltage U P at the measuring point P can be measured with any voltage measuring unit V and made available as an analog or digital measured value MW.
  • the voltage measuring unit V can be designed as an amplifier circuit with an operational amplifier, wherein the output of the amplifier circuit is digitized in an analog-to-digital converter and is passed to the outside as a digital measured value MW.
  • the voltage U P at the measuring point P corresponds to the output voltage U A at the midpoint M, that is to say the voltage at the first output terminal 12 in the exemplary embodiment shown. If the resistors R 3, R 4 are not the same, then the am Measuring point P is a span corresponding to the ratio of the resistors R3, R4. one. In both cases, the output voltage U A can thus be measured at the measuring point P by measuring the voltage U P of the measuring point P with respect to the second output pole 13, as indicated in FIG.
  • the voltage U P at the measuring point P can be measured directly, but also the measurement via a voltage divider is conceivable. This allows the use of a voltage measuring unit V with a reduced input range, whereby circuit simplifications can be achieved.
  • a voltage divider can be generated between measuring point P and second output pole 13 by means of an additional resistor R2, as indicated in FIG.
  • the resistor R2 causes in connection with the resistors R3 and R4 at the measuring point P, a corresponding reduction of the voltage U P , which is nevertheless proportional to the output voltage U A.
  • the resistor R2 can be divided in a known manner into two resistances in a known manner in order to achieve an adaptation to the input voltage range of the voltage measuring unit V.
  • FIG. 5 shows a series-parallel resonant converter 1 with a primary-side series resonant circuit of inductor L R , resonant capacitor C R and the primary side of the transformer T, a secondary side parallel resonant circuit of oscillating capacitor C P and the secondary side of the transformer T and a center rectifier (ie with diodes D1, D2 as electrical switching elements S1, S2) on the secondary side.
  • the primary side is not completely shown; in particular, the electrical circuit known per se for generating the illustrated input voltage U E is missing.
  • the primary-side resonant circuit could be known but also designed as a parallel resonant circuit, in which the resonant capacitor C R, for example, is connected in parallel to the primary side of the transformer T.
  • the resonant circuit could be known differently or even not formed on the secondary side.
  • the diodes D1, D2 could be reversed polarity or be replaced by other electrical switching elements S1, S2.
  • a secondary circuit 15 in which parallel to the electrical switching elements S1, S2, here diodes D1, D2, in each case at least one capacitor C1, C2 is switched.
  • the secondary circuit 15 for setting the open circuit voltage.
  • a desired output voltage U A is to be maintained at the resonant converter 1.
  • t- ⁇ voltage pulses U E are applied to the primary side of the transformer T for a certain period of time, which excite the resonant circuit on the primary side.
  • the excitation leads to a vibration on the secondary side of the transformer.
  • the voltages applied to the capacitors C1, C2 also oscillate about the level of the output voltage U A.
  • the capacitors C1, C2 are thereby charged during the excitation on the primary side in the time span t- ⁇ , which also leads to an increase in the no-load voltage at the output U A.
  • the primary-side excitation for a second time period t 2 is interrupted. In this phase, the capacitors C1, C2 discharge.
  • the two capacitors C1, C2 of the secondary circuit 15 can be dimensioned smaller than the smoothing capacitor C3 in the hitherto conventional circuit according to the prior art ( Figure 3).
  • Figure 3 By omitting the smoothing capacitor C3, space can also be saved on the circuit carrier 3. Apart from this, so that the thermal load of the circuit substrate 3 can be reduced, which also results in that the circuit substrate 3 can be reduced in size.
  • the smaller capacitance values C1, C2 in comparison to the smoothing capacitor C3 additionally cause the output voltage U A to decrease more rapidly during idling, which is advantageous in particular for use in welding current sources, because this allows the permitted maximum voltage to be reached more quickly after the welding has ended.
  • the measurement arrangement 14 for voltage measurement and the Sekundarbescaria 15 for regulating the output voltage U A idling can also be combined, as shown in Figure 7, using a resonant converter 1 with central rectifier. Such a combination is particularly advantageous because then the output voltage U A at idle (open circuit voltage) by measuring the output voltage U A corresponding voltage U P at the measuring point P can be controlled to a desired value, or ensured a desired value of the open circuit voltage can be.

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Abstract

Um bei einem Resonanzwandler die Ausgangsspannung im Leerlauf des Resonanzwandlers mit einer einfachen Zusatzbeschaltung auf einen gewünschten Wert einstellen zu können, ist vorgesehen, dass parallel zu den elektrischen Schaltelementen (S1, S2) der Sekundärseite des Resonanzwandlers (1) jeweils zumindest ein Kondensator (C1, C2) geschaltet ist.

Description

Resonanzwandler mit einem Transformator mit Mittelpunktanzapfung
Die gegenständliche Erfindung betrifft einen Resonanzwandler mit einem Transformator mit Mittelpunktanzapfung und einem Resonanzkreis, wobei der Mittelpunkt der Sekundärseite des Transformators über eine erste Ausgangsleitung mit einem ersten Ausgangspol verbun- den ist und die beiden äußeren Anschlüsse der Sekundärseite des Transformators über jeweils ein elektrisches Schaltelement verbunden sind und über eine zweite Ausgangsleitung mit einem zweiten Ausgangspol verbunden sind, sowie das Verfahren zum Betreiben des Resonanzwandlers.
In Stromrichtern, wie z.B. einem Resonanzwandler 1 , kommen oftmals Transformatoren mit Mittelpunktanzapfung auf der Sekundärseite zum Einsatz. Ein Beispiel dafür ist ein Stromrichter 1 in Form eines bekannten Resonanzwandlers 1 wie in Fig.1 dargestellt, bei dem durch die Drossel LR, die Kapazität CR und die Primärseite des Transformators T ein
Schwingkreis gebildet wird. Der Resonanzwandler 1 wird durch ein Pulsmuster am Eingang UE zum Schwingen angeregt. Das Pulsmuster kann z.B. durch eine bekannte Schalteranord- nung und einer PWM-Steuerung (in Fig. 1 nicht dargestellt) realisiert werden. Diese Schwingung wird über den Transformator T übertragen und auf der Sekundärseite gleichgerichtet.
Gewisse Resonanzwandler 1 , wie z.B. Serien-Parallel-Resonanzwandler, haben außerdem die Eigenschaft, dass sich die Ausgangsspannung UA im Leerlauf (also ohne angeschlossene Last) aufgrund des mit CP gebildeten Schwingkreises derart erhöht, dass eine Regelung des Resonanzwandlers 1 mit einer ausgangsseitigen Zusatzbeschaltung 7 (Fig.3) vorteilhaft ist. Das ist insbesondere in Schweißstromquellen der Fall, wo auch im Leerlauf die Erhaltung einer gewissen Ausgangsspannung UA erwünscht ist. Dazu wird der Resonanzwandler 1 im Leerlauf gepulst betrieben. An den Eingang UE des Resonanzwandlers werden hierzu für eine bestimmte Zeitspanne Spannungspulse angelegt. Die durch den Resonanzwandler 1 erzeugte Schwingung, lädt den Glättungskondensator C3 auf der Sekundärseite über die Diode D3 auf. In der Zeit, in der keine Spannungspulse angelegt werden, entlädt sich der Glättungskondensator C3 über den Widerstand R1. Es stellt sich am Ausgang des Resonanzwandlers 1 daher eine mittlere Ausgangsspannung UA ein, die über Einstellung der Spannungspulse am Eingang auf einen gewünschten Pegel gehalten werden kann. Im Normalbe- trieb des Resonanzwandlers 1 hat diese Zusatzbeschaltung 7 keinen Einfluss. Trotzdem muss der Glättungskondensator C3 auf die maximale Ausgangsspannung UA und eine maximale Pulsfrequenz ausgelegt sein und ist daher entsprechend groß zu dimensionieren, was entsprechenden Platz auf dem Schaltungsträger 3 erfordert.
Die Schaltelemente auf der Sekundärseite des Resonanzwandlers 1 sind üblicherweise auf einem Schaltungsträger 3, wie z.B. einer Schaltungsplatine (wie in Fig.2), oder ähnlichem, angeordnet. Die Schaltungselemente können aber auch über Kupferbügel (insbesondere bei sehr hohen Strömen oder Spannungen) verbunden sein. Um die stromführende Plus- Ausgangsleitung 2 des Resonanzwandlers 1 nicht über den Schaltungsträger 3 führen zu müssen, was einen großen Kupferquerschnitt auf dem Schaltungsträger 3 notwendig ma- chen würde, wird die Plus-Ausgangsleitung 2 in der Regel als separate Leitung nach außen geführt und nicht über einen Schaltungsträger 3, auf dem eine Spannungsmessung 4 zur Messung der Ausgangsspannung UA (Fig.2) oder die Zusatzbeschaltung 7 (Fig.3) implementiert ist. Das macht es aber notwendig, die Plus-Ausgangsleitung 2 über eine zusätzliche Verbindungsleitung 5 mit dem Schaltungsträger 3 zu verbinden. Dazu wird an der Schal- tungsplatine 3 eine Buchse 6 angeordnet, an der die Verbindungsleitung 5 angeschlossen wird. Die zusätzliche Verbindungsleitung 5 sowie die Notwendigkeit einer Buchse 6 am Schaltungsträger 3 erhöhen aber natürlich ebenfalls den Aufwand der elektrischen Baugruppe. Dasselbe gilt analog auch bei der Verwendung von Kupferbügeln, da auch dabei nach dem Stand der Technik eine Verbindungsleitung 5 zur Verbindung der Plus-Ausgangsleitung 2 mit der Zusatzbeschaltung 7erforderlich ist.
Die US 6,288,919 B1 zeigt einen derartigen Resonanzwandler, der am Ausgang einen Glät- tungskondensator verwendet, welcher den Mittelpunkt als Plus-Ausgangsleitung mit der Zusatzbeschaltung verbindet. Zusätzlich werden zwei Kondensatoren parallel zu den Schaltelementen verwendet, um ein schnelles Abklingen des Stromflusses in den Schaltelementen zu ermöglichen.
Abgesehen davon kann es vorkommen, dass sich die Verbindungsleitung 5 mit der Zeit löst, oder dass bei der Montage gänzlich vergessen wird, die Verbindungsleitung 5 mit dem Schaltungsträger 3, oder mit der Plus-Ausgangsleitung, zu verbinden. Beides kann zum Ausfall des Resonanzwandlers 1 führen. Insbesondere kann es bei Wegfall der Verbindungslei- tung 5 zu einer Überspannung an den Dioden D1 , D2 kommen, die diese auch zerstören kann. Es ist daher wünschenswert, auf diese zusätzliche Verbindungsleitung 5, die eine Fehlerquelle darstellt, zu verzichten.
Es ist daher eine Aufgabe der gegenständlichen Erfindung sicherzustellen, dass die Ausgangsspannung im Leerlauf des Resonanzwandlers unter Vermeidung der oben genannten schaltungstechnischen Probleme mit einer einfachen Zusatzbeschaltung auf einen gewünschten Wert eingestellt werden kann.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass zwischen einem ersten Ausgangspol und einem zweiten Ausgangspol eine Ausgangsspannung anliegt, sodass der erste Ausgangspol direkt über die erste Ausgangsleitung ohne weitere Beschaltung in Form eines ausgangsseitigen Glättungskondensators zwischen erstem Ausgangspol und zweitem Aus- gangspol nach außen geführt ist und parallel zu den elektrischen Schaltelementen jeweils ein Kondensator geschaltet ist um die Ausgangsspannung im Leerlauf des Resonanzwandlers aufrecht zu erhalten. Die Kondensatoren müssen dabei im Normalbetrieb (also mit angeschlossener Last) nur mehr jeweils eine halbe Periode Strom führen und können daher wesentlich kleiner dimensioniert werden, als in der Schaltung nach dem Stand der Technik (Fig.3). Damit kann auch ein eventueller Schaltungsträger kleiner ausgeführt werden. Insbesondere kann damit aber auch auf die bisher notwendige Verbindungsleitung zwischen erstem Ausgangspol und dem Schaltungsträger verzichtet werden. Da der Mittelpunkt über die erste Ausgangsleitung in Form des ersten Ausgangspol herausgeführt wird, und nicht weiter beschaltet wird, (insbesondere wird auf einen Glättungskondensator zwischen erstem Ausgangspol und zweitem Ausgangspol verzichtet) kann vorteilhafterweise auf eine Verbindung des Mittelpunkts mit der Zusatzbeschaltung der Sekundärseite des Resonanzwandlers verzichtet werden. Damit wird eine mögliche Fehlerquelle in Form von oben genannten Verbindungsleitungen zum Verbinden des Mittelpunkts mit der Zusatzbeschaltung der Sekundärsei- te (beispielsweise auf einem Schaltungsträger, oder mittels eines Kupferbügels, usw.) von vornherein ausgeschlossen.
Für eine schnellere Entladung der Kondensatoren kann vorteilhafterweise parallel zu den elektrischen Schaltelementen jeweils zumindest ein Entladewiderstand geschaltet sein.
Die Ausgangsspannung des Resonanzwandlers kann besonders vorteilhaft gemessen wer- den, wenn zwischen die beiden äußeren Anschlüsse zumindest zwei in Serie geschaltete Widerstände geschaltet sind, um zwischen den beiden Widerständen einen Messpunkt auszubilden, und eine Spannungsmesseinheit vorgesehen ist, die die mit der Ausgangsspannung, die zwischen ersten und zweiten Ausgangspol anliegt, korrespondierende Spannung zwischen Messpunkt und zweitem Ausgangspol misst. Damit kann die Ausgangsspannung gemessen werden, ohne eine Verbindungsleitung zwischen ersten Ausgangspol und Spannungsmesseinheit zu benötigen wie im Stand der Technik (Fig.2). Die Messung der Ausgangsspannung ermöglicht es weiters, auch im Leerlauf die Leerlaufspannung zu regeln.
Wenn zwischen Messpunkt und dem zweiten Ausgangspol zumindest ein weiterer Widerstand geschaltet ist, kann aufgrund des entstehenden Spannungsteilers der eingangsseitige Spannungsbereich der Spannungsmesseinheit verringert werden. Die Spannungsmesseinheit kann damit vorteilhafterweise auf eine geringere Messspannung ausgelegt werden.
Die gegenständliche Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 7 näher erläutert, die beispielhaft, schematisch und nicht einschränkend vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung zeigen. Dabei zeigt Fig.1 einen typischen Resonanzwandler nach dem Stand der Technik, Fig.2 die im Stand der Technik übliche Spannungsmessung an der Sekundärseite eines Transformators mit Mittelpunktanzapfung,
Fig.3 die im Stand der Technik übliche Zusatzbeschaltung zur Regelung der Aus- gangsspannung eines Serien-Parallel-Resonanzwandler im Leerlauf,
Fig.4 eine Schaltungsanordnung mit einem Transformator mit Mittelpunktanzapfung und Spannungsmessung der Ausgangsspannung,
Fig.5 einen Serien-Parallel-Resonanzwandler mit erfindungsgemäßer Sekundärbe- schaltung zur Einstellung der Leerlaufspannung,
Fig.6 die sich im Serien-Parallel-Resonanzwandler ergebenden Spannungsverläufe im
Leerlauffall und
Fig.7 einen Serien-Parallel-Resonanzwandler mit erfindungsgemäßer Messanordnung zur Spannungsmessung und Sekundärbeschaltung zur Regelung der Ausgangsspannung im Leerlauf. Fig.4 zeigt eine Schaltungsanordnung 8 mit einem Transformator T mit sekundärseitiger Mittelpunktanzapfung. Auf der Sekundärseite des Transformators T mit Mittelpunktanzapfung sind zumindest drei Anschlüsse vorhanden. Ein Anschluss für den Mittelpunkt M und zwei Anschlüsse an den Enden der sekundärseitigen Wicklung, wobei diese Anschlüsse als Äußere Anschlüsse bezeichnet werden. Im Allgemeinen wird aber festgehalten, dass unter einem Transformator mit Mittelpunktanzapfung im Sinne der Erfindung auch die Verwendung von zwei oder mehr Transformatorwicklungen mit gemeinsamen Kern, bei denen die sekundärseitigen und die primärseitigen Wicklungen jeweils in Reihe geschaltet sind, verstanden wird (wie in Fig.5 dargestellt). Auch unabhängige Transformatoren mit parallel geschalteten Primärwicklungen und in Reihe ge- schalten Sekundärwicklungen sind dabei eingeschlossen. Eine elektrische Verbindung zwischen zwei in Reihe geschalteten sekundärseitigen Wicklungen entspricht dann dem Mittelpunkt M, an dem die erste Ausgangsleitung 10 angeschlossen werden kann.
Der sekundärseitige Mittelpunkt M ist über eine erste Ausgangsleitung 10, hier eine Plus- Ausgangsleitung, als erster Ausgangspol 12, hier der Pluspol, nach außen geführt. Die erste Ausgangsleitung 10 wird hierbei allerdings nicht über einen Schaltungsträger 3, wie beispielsweise eine Schaltungsplatine, geführt, sondern direkt als Leitung nach außen geführt. Dabei ist auf einen ausgangsseitigen Glättungskondensator zwischen erstem Ausgangspol 12 und zweitem Ausgangspol 13 verzichtet. Die beiden äußeren, bzw. nicht seriell verschalteten, sekundärseitigen Anschlüsse A1 , A2 der Sekundärseite des Transformators T sind jeweils in bekannter Weise auf einen ersten Anschluss eines Schaltelements S1 , S2 geführt. Die jeweils zweiten Anschlüsse der Schaltelemente S1 , S2 sind miteinander verbunden und bilden den zweiten Ausgangspol 13, hier den Minuspol, des Gleichrichters, der mit einer zweiten Ausgangsleitung 1 1 , hier einer Minus-Ausgangsleitung, nach außen geführt ist.
Falls als elektrische Schaltelemente S1 , S2 passive Schaltelemente in Form von Dioden verwendet werden, erhält man einen bekannten Mittelpunktgleichrichter. Werden als elektri- sehe Schaltelemente S1 , S2 aktive Schaltelemente, beispielsweise Halbleiterschalter, z.B. MOSFETs, verwendet, erhält man einen bekannten Synchrongleichrichter. Da die Funktionen eines Mittelpunktgleichrichters und eines Synchrongleichrichters hinlänglich bekannt sind, und für die gegenständliche Erfindung unerheblich sind, wird hier nicht näher darauf eingegangen. Die Schaltelemente S1 , S2, sind in herkömmlicher Weise auf einem Schaltungsträger 3 angeordnet. Selbstverständlich kann der Schaltungsträger 3 auch geteilt ausgeführt sein. Insbesondere im Falle von aktiven Schaltelementen S1 , S2 wird der Leistungsteil mit den aktiven Schaltelementen S1 , S2 oft auf einem separaten Schaltungsträger 3 angeordnet. Zusätzlich ist auf dem Schaltungsträger 3 zur Spannungsmessung eine elektrische Messan- Ordnung 14 zur Messung der Ausgangsspannung UA angeordnet. Die Schaltungselemente der Sekundärseite können aber auch durch Kupferbügel miteinander verbunden sein. Auch eine sekundärseitige Schaltungsanordnung als Kombination mit Schaltungsträger 3 und Kupferbügel ist denkbar. Beispielsweise könnte die Messanordnung 14 zur Messung der Ausgangsspannung UA auf einem Schaltungsträger 3 angeordnet sein und die restlichen Schal- tungselemente mittels Kupferbügel verbunden sein.
Diese Messanordnung 14 zur Messung der Ausgangsspannung UA besteht im Wesentlichen aus zwei Widerständen R3, R4, die in Serie zwischen die beiden äußeren Anschlüsse A1 , A2 der Sekundärseite des Transformators T geschaltet sind. Dadurch wird zwischen den beiden Widerständen R3, R4 ein Messpunkt P erzeugt, an dem sich gegenüber dem zweiten Ausgangspol 13 eine Spannung UP einstellt, die mit der am Mittelpunkt M anliegenden Ausgangsspannung UA korrespondiert. Diese Spannung UP am Messpunkt P kann mit einer beliebigen Spannungsmesseinheit V gemessen und als analoger oder digitaler Messwert MW zur Verfügung gestellt werden. Beispielsweise kann die Spannungsmesseinheit V als Verstärkerschaltung mit einem Operationsverstärker ausgeführt sein, wobei der Ausgang der Verstärkerschaltung in einem Analog-Digital-Wandler digitalisiert wird und als digitaler Messwert MW nach außen geführt ist.
Sind die beiden Widerstände R3, R4 gleich, dann entspricht die Spannung UP am Messpunkt P der Ausgangsspannung UA am Mittelpunkt M, also im gezeigten Ausführungsbeispiel der Spannung am ersten Ausgangspol 12. Sind die Widerstände R3, R4 nicht gleich, dann stellt sich am Messpunkt P eine dem Verhältnis der Widerstände R3, R4 entsprechende Span- nung ein. In beiden Fällen kann damit am Messpunkt P die Ausgangsspannung UA gemessen werden, indem die Spannung UP des Messpunkt P gegenüber dem zweiten Ausgangspol 13 gemessen wird, wie in Fig.4 angedeutet.
Die Spannung UP am Messpunkt P kann direkt gemessen werden, aber auch die Messung über einen Spannungsteiler ist denkbar. Dies erlaubt die Verwendung einer Spannungsmesseinheit V mit einem reduzierten Eingangsbereich, wodurch schaltungstechnische Vereinfachungen erreichbar sind. Dazu kann zwischen Messpunkt P und zweitem Ausgangspol 13 durch einen zusätzlichen Widerstand R2 ein Spanungsteiler erzeugt werden, wie in Fig.4 angedeutet. Dabei bewirkt der Widerstand R2 im Zusammenhang mit den Widerständen R3 und R4 am Messpunkt P eine entsprechende Verringerung der Spannung UP, die aber dennoch zur Ausgangsspannung UA proportional ist. Sollte die Spannungsmesseinheit V eine noch geringere Eingangsspannung erfordern, kann in bekannter Weise der Widerstand R2 in einem passenden Verhältnis auf zwei Widerstände aufgeteilt werden, um eine Anpassung auf den Eingangsspannungsbereich der Spannungsmesseinheit V zu erreichen. Mit dieser Messanordnung 14 für die Spannungsmessung der Ausgangsspannung UA ist es folglich nicht mehr notwendig, die erste Ausgangsleitung 10 über den Schaltungsträger 3 zu führen oder die erste Ausgangsleitung 10, wie im Stand der Technik, mit dem Schaltungsträger 3, oder mit der Spannungsmesseinheit V, über eine zusätzliche Verbindungsleitung 5 zu verbinden. Fig.5 zeigt einen Serien-Parallel-Resonanzwandler 1 mit einem primärseitigen Serienschwingkreis aus Drossel LR, Schwingkondensator CR und der Primärseite des Transformators T, einem sekundärseitigen Parallelschwingkreis aus Schwingkondensator CP und der Sekundärseite des Transformators T und einem Mittelpunktgleichrichter (also mit Dioden D1 , D2 als elektrische Schaltelemente S1 , S2) auf der Sekundärseite. Die Primärseite ist hierbei nicht vollständig dargestellt, insbesondere fehlt die an sich bekannte elektrische Schaltung zur Erzeugung der dargestellten Eingangsspannung UE. Selbstverständlich könnte der pri- märseitige Schwingkreis bekanntermaßen aber auch als Parallelschwingkreis ausgeführt sein, bei dem der Schwingkondensator CR beispielsweise parallel zur Primärseite des Transformators T geschaltet ist. Ebenso könnte der Schwingkreis bekannter Weise auch auf der Sekundärseite anders oder gar nicht ausgebildet sein. Gleichfalls könnten natürlich auch die Dioden D1 , D2 umgekehrt gepolt sein oder durch andere elektrische Schaltelemente S1 , S2 ersetzt sein.
Um im Leerlauf die Ausgangsspannung UA auf einen gewünschten Wert zu halten, ist eine erfindungsgemäße Sekundärbeschaltung 15 vorgesehen, bei der parallel zu den elektrischen Schaltelementen S1 , S2, hier Dioden D1 , D2, jeweils zumindest ein Kondensator C1 , C2 geschaltet ist. Damit ist auch für die Sekundärbeschaltung 15 zur Einstellung der Leerlaufspannung keine separate Verbindung zwischen erster Ausgangsleitung 10 und Schaltungsträger 3 notwendig.
Im Leerlauf soll am Resonanzwandler 1 eine gewünschte Ausgangsspannung UA aufrecht- erhalten werden. Dazu werden an der Primärseite des Transformtors T für eine bestimmte Zeitspanne t-ι Spannungsimpulse UE angelegt, die den Resonanzkreis auf der Primärseite anregen. Die Anregung führt zu einer Schwingung an der Sekundärseite des Transformators. Im Leerlauf schwingen auch die an den Kondensatoren C1 , C2 anliegenden Spannungen um das Niveau der Ausgangsspannung UA. Die Kondensatoren C1 , C2 werden dadurch wäh- rend der Anregung auf der Primärseite in der Zeitspanne t-ι geladen, was auch zu einer Erhöhung der Leerlaufspannung am Ausgang UA führt. Danach wird die primärseitige Anregung für eine zweite Zeitspanne t2 unterbrochen. In dieser Phase entladen sich die Kondensatoren C1 , C2. Dazu können auch Entladewiderstände R5, R6, vorgesehen sein, wie in Fig.5 angedeutet. Ohne Entladewiderstände R5, R6 entladen sich die Kondensatoren C1 , C2 gemäß ihren Selbstentladeeigenschaften. Falls die Sekundärbeschaltung 15 gemeinsam mit der Messanordnung 14 zur Messung der Ausgangsspannung UA implementiert ist (wie in Fig.7), dann dienen die Widerstände R2, R3, R4 der Messanordnung 14 gleichzeitig als Entladewiderstände. Während der Entladung der Kondensatoren C1 , C2 sinkt die Leerlaufspannung UA am Ausgang. Es ergibt sich somit am Ausgang im Leerlauf eine mittlere Ausgangs- Spannung UA. Die Ausgangsspannung UA kann damit durch Einstellen der Spannungsimpulse UE, der Pulsfrequenz und der Zeitspannen t-ι , t2 auf einen gewünschten Wert gehalten werden. Im Normalbetrieb (mit einer angeschlossenen elektrischen Last am Ausgang) hat diese Sekundärbeschaltung 15 keinen Einfluss. Die sich beispielsweise bei einem Serien- Parallel-Resonanzwandler ergebenden Spannungsverläufe im Leerlauf sind in Fig. 6 sche- matisch dargestellt.
Die beiden Kondensatoren C1 , C2 der Sekundärbeschaltung 15 können dabei kleiner dimensioniert werden, als der Glättungskondensator C3 in der bisher üblichen Schaltung nach dem Stand der Technik (Fig.3). Damit kann durch das Weglassen des Glättungskondensa- tors C3 auch Platz auf dem Schaltungsträger 3 eingespart werden. Abgesehen davon kann damit auch die thermische Belastung des Schaltungsträgers 3 reduziert werden, was ebenfalls dazu führt, dass der Schaltungsträger 3 verkleinert werden kann.
Die im Vergleich zum Glättungskondensator C3 kleineren Kapazitätswerte C1 , C2 bewirken aber auch zusätzlich, dass die Ausgangsspannung UA im Leerlauf schneller absinkt, was insbesondere für die Anwendung in Schweißstromquellen von Vorteil ist, weil damit die er- laubte Maximalspannung nach Schweißende schneller erreicht wird. Die Messanordnung 14 zur Spannungsmessung und die Sekundarbeschaltung 15 zur Regelung der Ausgangsspannung UA im Leerlauf lassen sich natürlich auch kombinieren, wie in Fig.7 anhand eines Resonanzwandlers 1 mit Mittelpunktgleichrichter dargestellt. Eine solche Kombination ist ganz besonders vorteilhaft, da dann auch die Ausgangsspannung UA im Leerlauf (Leerlaufspannung) durch Messen der zur Ausgangsspannung UA korrespondierenden Spannung UP am Messpunkt P auf einen gewünschten Wert geregelt werden kann, bzw. ein gewünschter Wert der Leerlaufspannung sichergestellt werden kann.

Claims

Patentansprüche
1 . Resonanzwandler mit einem Transformator (T) mit Mittelpunktanzapfung und einem Resonanzkreis, wobei der Mittelpunkt (M) der Sekundärseite des Transformators (T) über eine erste Ausgangsleitung (10) mit einem ersten Ausgangspol (12) verbunden ist und die beiden äußeren Anschlüsse (A1 , A2) der Sekundärseite des Transformators (T) über jeweils ein elektrisches Schaltelement (S1 , S2) verbunden sind und über eine zweite Ausgangsleitung (1 1 ) mit einem zweiten Ausgangspol (13) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten Ausgangspol (12) und dem zweiten Ausgangspol (13) eine Ausgangsspannung (UA) anliegt, sodass der erste Ausgangspol (12) direkt über die erste Ausgangsleitung (10) ohne weitere Beschaltung in Form eines ausgangsseitigen Glättungskon- densators zwischen erstem Ausgangspol (12) und zweitem Ausgangspol (13) nach außen geführt ist, und dass parallel zu den elektrischen Schaltelementen (S1 , S2) jeweils zumindest ein Kondensator (C1 , C2) geschaltet ist, um die Ausgangsspannung (UA) im Leerlauf des Resonanzwandlers aufrecht zu erhalten.
2. Resonanzwandler nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu den elektrischen Schaltelementen (S1 , S2) jeweils zumindest ein Entladewiderstand (R5, R6) geschaltet ist.
3. Resonanzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen die beiden äußeren Anschlüssen (A1 , A2) zumindest zwei in Serie geschaltete Widerstände (R3, R4) geschaltet sind, um zwischen den beiden Widerständen (R3, R4) einen Messpunkt (P) auszubilden, und eine Spannungsmesseinheit (V) vorgesehen ist, die die mit der Ausgangsspannung (UA), die zwischen ersten Ausgangspol (12) und zweiten Ausgangspol (13) anliegt, korrespondierende Spannung (UP) zwischen Messpunkt (P) und zweitem Ausgangspol (13) misst.
4. Resonanzwandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Messpunkt (P) und dem zweiten Ausgangspol (13) zumindest ein weiterer Widerstand (R2) geschaltet ist.
5. Verfahren zum Betreiben eines Resonanzwandlers, wobei zwischen einem ersten Ausgangspol (12), der mit einem Mittelpunkt (M) verbunden ist, und einem zweiten Ausgangspol (13), der über jeweils ein elektrisches Schaltelement (S1 , S2) mit den beiden äußeren Anschlüssen (A1 , A2) der Sekundärseite des Transformators (T) verbunden ist, eine Ausgangsspannung (UA) erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsspan- nung (UA) im Leerlauf des Resonanzwandlers unter Verwendung von jeweils parallel zu den elektrischen Schaltelementen (S1 , S2) geschalteten Kondensatoren (C1 , C2) aufrecht erhalten wird.
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