WO2016132712A1 - マルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置 - Google Patents

マルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置 Download PDF

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WO2016132712A1
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antenna
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reflector
shaped
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圭史 小坂
博 鳥屋尾
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日本電気株式会社
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    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/357—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using a single feed point
    • H01Q5/364—Creating multiple current paths
    • H01Q5/371—Branching current paths

Definitions

  • the present invention relates to an antenna, an antenna array, and a wireless communication device, and more particularly to a multiband antenna, a multiband antenna array, and a wireless communication device.
  • a multiband antenna that can communicate in a plurality of frequency bands has been put into practical use to secure communication capacity. It is provided.
  • the multiband antenna is, for example, FIG. 11, FIG. 12, FIG. 13 discloses a multiband antenna array.
  • This antenna array is an array in which high-band and low-band crossed-dipole antenna elements are alternately arranged on an antenna reflector.
  • central conductive fences 1340 are provided between the arrays to reduce mutual coupling.
  • a decoupling element structural element 17
  • antenna elements radiation element element module 1
  • An object of the present invention has been made to solve such a problem, and is to provide a multiband antenna, an antenna array, and a wireless communication apparatus capable of realizing miniaturization.
  • An antenna according to the present invention includes a first antenna including a first antenna element having a resonance frequency in a first frequency band; A second antenna comprising a second antenna element having a resonant frequency in a second frequency band that is a higher frequency band than the first frequency band; A conductor reflector; Have The first and second antenna elements face a C-shaped conductor, which is a substantially C-shaped conductor in which a split portion is formed so that a part of the annular conductor is discontinuous, via the split portion. A conductor feed line that is electrically connected to one of the two parts of the C-shaped conductor and constitutes an electric path for feeding power to the C-shaped conductor.
  • the present invention it is possible to provide a multiband antenna, a multiband antenna array, and a wireless communication device that can be miniaturized.
  • 1 is a perspective view of an antenna according to a first embodiment of the present invention. It is a front view of the antenna which concerns on the 1st Embodiment of this invention. It is a radio
  • FIG. 1 is a perspective view of the antenna 10 and FIG. 2 is a side view of the antenna 10.
  • an x-axis and a y-axis are defined on a plane formed by a conductor reflector 101 described later, and a z-axis is defined in a direction perpendicular to the plane formed by the conductor reflector 101.
  • the x, y, and z axes shown in other figures described later are also defined in the same manner.
  • the antenna 10 includes an antenna element 100 as a first antenna element, an antenna element 200 as a second antenna element, and a conductor reflector 101.
  • the first antenna element has a resonance frequency in the first frequency band
  • the second antenna element has a resonance frequency in the second frequency band, which is a higher frequency than the first frequency band.
  • the antenna element 100 is provided at a distance of z1 above the conductor reflector 101.
  • the antenna element 200 is provided at a distance z2 above the conductor reflector 101.
  • the antenna elements 100 and 200 include, for example, a C-shaped conductor 104, a conductor feed line 105, a conductor via 106, a feed point 107, and a dielectric layer 108.
  • the dielectric layer 108 is not shown in FIG. 1 in order to facilitate understanding of the arrangement of other configurations. Also, in the drawings described later, the dielectric layer 108 is omitted as appropriate.
  • the C-shaped conductor 104 is a conductor that functions as a split ring resonator, and is a substantially C-shaped conductor in which the split portion 109 is formed so that a part of the annular conductor is discontinuous.
  • the antenna elements 100 and 200 are provided perpendicular to the conductor reflector 101, that is, parallel to the xz plane.
  • the outer shape of the C-shaped conductor 104 is a substantially rectangular shape, and a split portion 109 is formed on the long side thereof.
  • the split part 109 is a part from which the annular conductor is cut off.
  • the split part 109 is a gap formed so that one end and the other end of the C-shaped conductor 104 face each other.
  • the length of the C-shaped conductor 104 in the longitudinal direction is, for example, about 1/4 of ⁇ 1 for the antenna element 100 and about 1/4 of ⁇ 2.
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 indicate wavelengths when an electromagnetic wave whose frequency is the resonance frequency of the first antenna element or the second antenna element travels in a substance that fills the region.
  • the conductor feeding line 105 is a conductor that feeds power from the feeding point 107 to the C-shaped conductor 104. Therefore, the conductor power supply line 105 constitutes an electric circuit for supplying power to the C-shaped conductor 104.
  • the conductor feeder 105 is, for example, a conductor having a length approximately equal to the length of the C-shaped conductor 104 in the z-axis direction.
  • the dielectric layer 108 is a plate-like dielectric.
  • the dielectric layer 108 is, for example, a dielectric layer that constitutes a substrate.
  • the dielectric layer 108 is a layer between the layer where the C-shaped conductor 104 exists and the layer where the conductor feed line 105 exists.
  • the C-shaped conductor 104 is provided on one surface side of the dielectric layer 108.
  • the conductor feed line 105 is provided on the other surface side of the dielectric layer 108, and faces the C-shaped conductor 104 with a gap therebetween via the dielectric layer 108.
  • the conductor via 106 is a via that electrically connects one conductor portion of both the conductor portions 110 and 111 of the C-shaped conductor 104 facing in the circumferential direction via the split portion 109 and one end of the conductor feed line 105. is there. In the example shown in FIGS. 1 and 2, it is a via that electrically connects the conductor portion 110 and one end of the conductor feed line 105.
  • the feeding point 107 is a point to which high frequency power from a power supply (not shown) is supplied. More specifically, the feed point 107 is electrically connected between the other end of the conductor feed line 105 (the side not connected to the conductor via 106) and the portion of the C-shaped conductor 104 near the other end. This is a feed point that can be excited. In the example shown in FIGS. 1 and 2, the feeding point 107 is electrically connected between the portion of the C-shaped conductor 104 at a position facing the conductor portion 110 in the z-axis direction and the other end of the conductor feeding line 105. Can be excited.
  • the antenna elements 100 and 200 are formed in a C-shape facing the conductor portion 110 or the conductor portion 111 of the C-shaped conductor 104 and the conductor portion 110 or 111 in the inner direction of the C-shaped conductor 104 with a gap.
  • High frequency power is supplied to a conductor portion on the conductor 104.
  • the feeding point 107 is connected to, for example, a wireless communication circuit (not shown) or a transmission line that transmits a wireless signal from the wireless communication circuit, and a wireless communication signal is transmitted between the wireless communication circuit and the antenna 10 via the feeding point 107. Can communicate.
  • the antenna elements 100 and 200 and the conductor reflector 101 are arranged apart from each other in the z-axis direction by a predetermined interval (distances Z1 and Z2 shown in FIG. 2).
  • the conductor reflector 101 is a short-circuited surface, the distance Z1 is approximately 1 ⁇ 4 of ⁇ 1 and the distance Z2 is approximately 1 ⁇ 4 of ⁇ 2 in order to suppress the influence on the resonance characteristics of the antenna element. It is more desirable.
  • the conductor reflector 101, the C-shaped conductor 104, the conductor feeder 105, the conductor via 106, and what is described as a conductor in the following description are, for example, metals such as copper, silver, aluminum, nickel, etc. It is composed of a good conductor material.
  • the conductor reflecting plate 101 is formed on a ceramic substrate such as a glass epoxy substrate or an alumina substrate.
  • the C-shaped conductor 104, the conductor feed line 105, the conductor via 106, and the dielectric layer 108 are generally manufactured by a normal substrate manufacturing process such as a printed circuit board or a semiconductor substrate, but are manufactured by other methods. May be.
  • the conductor via 106 is generally formed by plating a through hole formed in the dielectric layer 108 with a drill, but any conductor can be used as long as the layers can be electrically connected.
  • the dielectric layer 108 may be omitted.
  • the dielectric layer 108 may be composed of only a partial dielectric support member, and at least a part of the dielectric layer 108 may be hollow.
  • the conductor reflector 101 is generally formed of sheet metal or copper foil bonded to a dielectric substrate, but may be formed of other materials as long as it is conductive.
  • the C-shaped conductor 104 is an LC series in which an inductance caused by a current flowing along the ring and a capacitance generated between opposing conductors in the split portion 109 are connected in series. Functions as a resonator. That is, the C-shaped conductor 104 functions as a split ring resonator. In the vicinity of the resonance frequency of the split ring resonator, a large current flows through the C-shaped conductor 104, and a part of the current component contributes to the radiation to operate as an antenna.
  • the current component in the longitudinal direction (x-axis direction in FIGS. 1 and 2) of the antenna elements 100 and 200 mainly contributes to radiation. For this reason, it is possible to realize good radiation efficiency by increasing the length of the C-shaped conductor 104 in the longitudinal direction.
  • the length of the C-shaped conductor 104 in the longitudinal direction (x-axis direction in FIGS. 1 and 2) is, for example, about 1/4 of ⁇ 1 for the antenna element 100 and about 1/4 of ⁇ 2 for the antenna element 200. is there. Therefore, the antenna elements 100 and 200 are smaller than the dipole antenna element corresponding to each frequency.
  • the multiband antenna can be reduced in size by using the antenna elements 100 and 200 corresponding to each frequency as compared with the case of using a plurality of dipole antennas.
  • the antenna elements 100 and 200 are reduced in size, the antenna elements 100 and 200 can be kept closer to each other.
  • the C-shaped conductor 104 of the antenna element 100 shown in FIGS. 1 and 2 is substantially rectangular, even if the antenna element 100 has other shapes, the essential effect of the present invention is not affected.
  • the antenna element 100 may have a square shape, a circular shape, a triangular shape, a bowtie shape, or the like.
  • the resonance frequency of the split ring resonator described above is such that the distance between the opposing conductors in the split portion 109 is narrowed, or the size of the split ring (C-shaped conductor 104) is increased to increase the current path.
  • the frequency can be lowered.
  • the frequency can also be lowered by increasing the capacitance by narrowing the interval between the opposing conductors in the split portion 109.
  • the method of narrowing the distance between the opposing conductors at the split portion 109 is suitable for downsizing because the operating frequency can be lowered without increasing the overall size.
  • the antenna 10 of this embodiment may be appropriately incorporated as a wireless communication device such as Wi-Fi or an antenna unit in a mobile communication base station.
  • FIG. 3 illustrates a wireless communication device 11 that is an example of a wireless communication device including the antenna 10.
  • 3 includes an antenna 10, a dielectric radome 112 that mechanically protects the antenna 10, a wireless communication circuit unit 114, the antenna element 100 or 200 in the antenna 10, and the wireless communication circuit unit 114.
  • the dielectric radome 112 is illustrated as being transparent for simplification of illustration. With such a configuration, a wireless communication device using a multiband antenna can be reduced in size while maintaining radiation efficiency.
  • the wireless communication device 11 may be used as a wireless communication device, a mobile communication base station, or a radar, for example.
  • the wireless communication apparatus 11 may include a baseband processing unit 170 that performs baseband processing, as shown in FIG.
  • the antenna 10 of FIGS. 1 and 2 includes a conductor reflector 101.
  • the conductor reflector 101 is above the antenna elements 100 and 200 when viewed from the conductor reflector 101 (in the positive z-axis direction in FIGS. 1 and 2).
  • the main purpose is to increase the radiation intensity of electromagnetic waves. Therefore, the antenna 10 functions as a small multiband antenna without the conductor reflector 101.
  • the antenna 10 in FIGS. 1 and 2 is a dual-band antenna in which the antenna elements 100 and 200 correspond to two frequencies, respectively. However, it may be a multiband antenna that includes a plurality of antenna elements each having a resonance frequency in each frequency band and is compatible with three or more frequency bands.
  • the antenna elements 100 and 200 are arranged substantially in parallel, but are not necessarily placed in parallel, and the antenna element 200 is located immediately below the antenna element 100. It doesn't matter.
  • the antenna elements 100 and 200 were arrange
  • the antenna elements 100 and 200 may be arranged in a posture parallel to the conductor reflector 101 (parallel to the xy plane).
  • the dielectric layer 108 is not shown for the sake of simplicity of explanation. In this case, the antenna elements 100 and 200 may be formed on each layer of the same substrate to form an integrated substrate.
  • the antenna elements 100 and 200 are not arranged on the same plane. However, as shown in FIG. 6, the antenna element 100 and the antenna element 200 are arranged on the same plane, and at that time, the dielectric layer 108 is shared by the antenna elements 100 and 200 and the same layer or each layer in the same substrate. In addition, the antenna elements 100 and 200 may be created.
  • the antenna element 100 and the antenna element 200 do not necessarily have the structure shown in FIGS. 1 and 2, and further structural improvements may be made.
  • 7 to 11 are diagrams showing various modifications of the configuration of the antenna element 100.
  • the dielectric layer 108 may be made larger in size than the C-shaped conductor 104.
  • the dimensional accuracy of the C-shaped conductor 104 is increased by cutting the end of the dielectric layer 108 as the dielectric layer 108 is formed. Deterioration can be prevented.
  • one end of the conductor feed line 105 is directly electrically connected to and connected to a portion (conductor portion 110 or 111) on the long side of the C-shaped conductor 104 on the side far from the conductor reflector 101, and a conductor via. 106 may be omitted.
  • the conductor power supply line 105 may be a linear conductor such as a copper wire.
  • the antenna elements 100 and 200 may be configured using a plurality of conductor feed lines.
  • conductor feed lines 151 and 152 and a conductor via 153 may be provided.
  • the conductor feed line 151 is in the same layer as the C-shaped conductor 104, and the conductor feed line 152 is in a different layer from the C-shaped conductor 104.
  • one end of the conductor feed line 151 is electrically connected to the conductor portion 110 or 111 of the C-shaped conductor 104.
  • one end of the conductor feed line 152 is electrically connected to the feed point 107.
  • a broken line extending from the feeding point 107 indicates an electrical path to the conductor feeding line and the C-shaped conductor.
  • the antenna element 100 may include a bridging conductor 116 that conducts the notched portion of the split ring resonator without contacting the conductor feed line 105.
  • antenna elements 100 and 200 may be further devised for improving electrical characteristics.
  • the antenna elements 100 and 200 may include conductive conductor radiating portions 117 at both ends in the longitudinal direction of the C-shaped conductor 104. That is, the conductor radiating portion 117 is electrically connected to the outer edges located at both ends of the C-shaped conductor 104 in the direction in which both the conductor portions 110 and 111 face each other.
  • the conductor radiating portion 117 is a conductor and may be the same material as the C-shaped conductor 104.
  • the current component in the longitudinal direction of the C-shaped conductor 104 that contributes to radiation can be guided to the conductor radiation portion 117, so that radiation efficiency can be improved.
  • the conductor radiating portion 117 may be provided only at one end of the C-shaped conductor 104.
  • the shape of the conductor radiating portion 117 is not limited to the shape shown in FIG.
  • FIG. 12 shows a shape in which the sides of the portion where the conductor radiating portion 117 and the C-shaped conductor 104 are connected match each other, but the shape of the conductor radiating portion 117 is not limited to this. Absent.
  • the size of each side of the portion where the conductor radiating portion 117 and the C-shaped conductor 104 are connected may not be the same.
  • the side of the conductor radiating portion 117 may be larger than the side of the C-shaped conductor 104.
  • the conductor portions in the longitudinal direction of the antenna elements 100 and 200 are extended by the C-shaped conductor 104 and the conductor radiating portion 117, thereby realizing better radiation efficiency.
  • the longitudinal direction of the C-shaped conductor 104 may not coincide with the longitudinal direction of the antenna elements 100 and 200.
  • the shape of the C-shaped conductor 104 may be a rectangle having a long side in the z-axis direction.
  • the conductor radiating portion 117 is not limited to a rectangle, and may be a square, a circle, a triangle, or the like.
  • the resonance frequency of the split ring resonator is such that the inductance of the split ring ring is increased to increase the inductance by increasing the current path or the distance between the conductors facing each other at the split portion 109.
  • the frequency can be lowered by increasing the capacitance by narrowing.
  • the area of the C-shaped conductor 104 facing the split portion 109 may be increased.
  • both ends of the C-shaped conductor 104 facing each other via the split portion 109 are refracted in a direction substantially orthogonal to the facing direction, so that the C facing the split portion 109 is opposed.
  • the area of the letter-shaped conductor 104 is increased.
  • the two auxiliary conductor patterns 118 are similarly refracted so as to face the refracted ends of the C-shaped conductor 104. Yes.
  • the opposing conductor area may be increased in the split portion 109 in the split ring resonator.
  • the two auxiliary conductor patterns 118 are arranged in the same layer as the conductor feeder 105.
  • the two auxiliary conductor patterns 118 are arranged in different layers from the C-shaped conductor 104 and the conductor feed line 105.
  • the antenna elements 100 and 200 are electrically connected to one part of both parts of the C-shaped conductor 104 facing each other through the split part 109, and are auxiliary parts facing the other part.
  • At least one conductor pattern 118 may be provided.
  • the auxiliary conductor pattern 118 is electrically connected to the C-shaped conductor 104 by the conductor via 119.
  • the auxiliary conductor pattern 118 is provided for each of the two conductor portions opposed via the split portion 109.
  • the auxiliary conductor pattern 118 is provided. Is provided only for one conductor portion.
  • the auxiliary conductor pattern 118 and at least a part of the other conductor portion are opposed to each other between the layer of the C-shaped conductor 104 and the layer of the auxiliary conductor pattern 118, so that the conductor facing the split portion 109 is opposed.
  • the area is increased.
  • the auxiliary conductor pattern 118 and the conductor feed line 105 are arranged in the same layer, but they may be arranged in different layers.
  • both end portions of the C-shaped conductor 104 and the auxiliary conductor pattern 118 have a refracted shape, but may have a shape that is not refracted or may have a different shape. It may be.
  • the split ring resonance viewed from the feed point 107 is obtained.
  • the input impedance of the device can be changed.
  • the antenna elements 100 and 200 may be configured by overlappingly providing a C-shaped conductor 120 having the same configuration as the C-shaped conductor 104.
  • the C-shaped conductor 120 which is the second C-shaped conductor is provided in a layer different from the C-shaped conductor 104 and the conductor feed line 105.
  • the layer of the conductor feed line 105 is sandwiched between the layer of the C-shaped conductor 104 and the layer of the C-shaped conductor 120.
  • the C-shaped conductor 104 and the C-shaped conductor 120 are electrically connected to each other through a plurality of conductor vias 121.
  • the C-shaped conductor 104 and the C-shaped conductor 120 operate as one split ring resonator.
  • the conductor feed line 105 is surrounded by many portions around the C-shaped conductors 104 and 120 that are conductive with each other and the plurality of conductor vias 121. Thereby, it is possible to reduce unnecessary signal electromagnetic wave radiation from the conductor power supply line 105.
  • an auxiliary conductor pattern 118 may be provided as in FIG. Specifically, in the example shown in FIG. 21, a layer different from the C-shaped conductor 104 and the C-shaped conductor 120 (a layer sandwiched between the layer of the C-shaped conductor 104 and the layer of the C-shaped conductor 120). Auxiliary conductor pattern 118 is provided. Further, the auxiliary conductor pattern 118 is electrically connected to the conductor portion near the split portion 109 in the C-shaped conductor 104 and the conductor portion near the split portion 122 in the C-shaped conductor 120 by the conductor via 119.
  • antenna elements 100 and 200 include conductor portions 130 and 131 connected via a plurality of conductor vias 121. These conductor portions 130 and 131 form one C-shaped conductor with two layers. That is, the conductor part 130 has a structure in which the long side part facing the split part 109 across the gap is removed from the second C-shaped conductor part 120 in FIG.
  • the conductor part 131 has a structure in which the long side part including the split part 109 is removed from the C-shaped conductor part 104 in FIG.
  • the configuration shown in FIG. 23 may be adopted.
  • the configuration shown in FIG. 23 further includes a conductor portion 132 having the same shape as the conductor portion 131 in addition to the configuration shown in FIG.
  • the conductor part 132 is provided on the side opposite to the conductor part 131 when viewed from the conductor part 130.
  • the conductor part 132 is connected to the conductor part 130 by a plurality of conductor vias 121 in the same manner as the conductor part 131.
  • the split portion 109 can be formed in the inner layer of the dielectric layer 108. Therefore, the influence of the object outside the dielectric layer 108 on the magnitude of the capacitance generated by the split portion 109 can be reduced.
  • the conductor feed line 105 is directly connected to one end of the refracted and extended conductor pattern that is opposed to the split part 109.
  • a metamaterial reflector Metalref may be used as the conductor reflector 101.
  • the metamaterial reflector Metalref (also referred to as an artificial magnetic conductor, a high impedance surface, or the like) is a periodic structure UC formed of a conductor piece or a dielectric piece formed in a predetermined shape. As shown in FIG. 24, the reflecting plate is periodically arranged in the vertical direction (Y′-axis direction) and the horizontal direction (X′-axis direction). By doing in this way, the phase rotation by reflection of the electromagnetic wave which reflects the metamaterial reflecting plate Metaref can be made into the value different from the reflection phase 180 degrees by a normal metal plate.
  • FIG. 25 is a perspective view of the antenna 20, and FIG. 26 is a side view of the antenna 20.
  • the dielectric layer 108 the dielectric layer 108 of the antenna elements 100 and 200 is not shown in FIG. 25 in order to facilitate understanding of the arrangement of other configurations.
  • the antenna 20 is different from the antenna 10 of the first embodiment in that it further includes a conductor feeding portion 123.
  • One end of the conductor feeding portion 123 is connected to the outer edge portion of the C-shaped conductor 104, and the other end is connected to the conductor reflector 101.
  • the antenna 20 is provided with a conductor feeding portion 123 for each of the antenna elements 100 and 200 constituting the antenna 20.
  • the conductor power supply unit 123 is a conductor that forms an electric circuit for supplying power to the C-shaped conductor 104.
  • One end of the conductor feeding portion 123 is connected to the vicinity of the position facing the split portion 109 in the outer edge portion of the C-shaped conductor 104, and the other end is connected to the conductor reflector 101.
  • the conductor feeding portion 123 is located at or near the central portion of the C-shaped conductor 104 (the central portion of the C-shaped conductor 104 in the x-axis direction) in the outer edge portion of the C-shaped conductor 104. It connects with the part to do. As described above, the C-shaped conductor 104 and the conductor feeding portion 123 are connected to each other at a position within a predetermined range from the center of the C-shaped conductor 104. As shown in FIG. 26, the length of the conductor feeding portion 123 is Z1 in the antenna element 100 and Z2 shorter in the antenna element 200.
  • the conductor feed line 105 is extended toward the conductor reflector 101 side.
  • the dielectric layer 108 is also extended toward the conductor reflector 101.
  • the conductor power supply unit 123 is arranged side by side with the extended conductor power supply line 105. More specifically, the conductor power supply portion 123 is arranged side by side so as to face the conductor power supply line 105.
  • the antenna element 100 is fixed to the conductor reflecting plate 101 by the conductor feeding portion 123.
  • the feeding point 107 in the antenna 20 is disposed in the vicinity of one end portion of the conductor feeding line 105 on the extended side (that is, the conductor reflecting plate 101 side).
  • the feeding point 107 can be electrically excited between one end portion of the conductor feeding line 105 on the extended side and the conductor feeding unit 123 near the position where the feeding point 107 is disposed.
  • a power supply including an oscillator, an amplifier, and the like may be configured on the back side of the conductor reflector 101, that is, the side opposite to the side where the antenna 20 is present. In this case, power is supplied to the feeding point 107 from the power supply on the back side of the conductor reflector 101.
  • the antenna 20 is different from the antenna 10 according to the first embodiment in the points described above, the other configurations are the same as those of the antenna 10.
  • the conductor electric power feeding part 123 is connected with the conductor reflecting plate 101 in the example shown in FIG. 25, FIG. 26, it does not necessarily need to be connected.
  • the conductor When connecting a transmission line that transmits a radio signal to the antenna element via a feeding point, the conductor is connected to the resonator. Therefore, the resonance of the antenna element depends on the arrangement and shape of the transmission line near the antenna element. The characteristics may change.
  • the portion where the conductor feeding portion 123 is connected to the antenna element 100 or 200 is located at a substantially central portion of the antenna element 100 or 200.
  • the vicinity of both ends in the longitudinal direction (x-axis direction in FIGS. 1 and 2) is an electrically open surface, and the electric field strength is high and the magnetic field strength is weak.
  • the vicinity of the substantially central portion in the longitudinal direction of the antenna elements 100 and 200 is an electrically shorted surface, and the magnetic field strength is strong and the electric field strength is weak. Therefore, the position where the conductor feeding portion 123 is connected to the antenna element 100 or 200 is a portion where the electric field strength is weak due to an electrical short circuit during resonance.
  • the conductor power supply unit 123 when the conductor power supply unit 123 is connected as described above, the conductor power supply unit 123 does not increase extra capacitance or inductance that affects the resonance characteristics. As a result, the resonance characteristics of the antenna elements 100 and 200 hardly change.
  • the inventors have found the above.
  • the extended conductor feed line 105 and the conductor feed part 123 arranged alongside this form a transmission line connected to the antenna element. And according to this transmission line, the influence on a resonance characteristic can be suppressed. Further, by providing the feeding point 107 on the side far from the antenna elements 100 and 200 in this transmission line, the distance between the transmission line connected ahead of the feeding point 107 and the antenna element 100 can be increased. As a result, the influence of the transmission line on the antenna elements 100 and 200 can be reduced.
  • the conductor feeding portion 123 is preferably connected to the outer edge portion of the antenna element 100 or 200 corresponding to the substantially central portion of the antenna element 100 or 200 that is an electrical short-circuit surface at the time of resonance. More specifically, the plane including the central portion of the antenna element 100 or 200 and perpendicular to the longitudinal direction of the antenna element 100 or 200 (the x-axis direction in FIGS. 1 and 2) is electrically It becomes a short circuit surface. That is, for example, in FIGS. 25 and 26, the yz plane including the central portion of the antenna element 100 or 200 is an electrical short-circuit surface at the time of resonance.
  • the size of the antenna element 100 or 200 in the lengthwise direction (x-axis direction in the figure) of the antenna element 100 or 200 is provided from the electrical short-circuit plane (as a modification, the conductor radiating portion 117 is provided) If it is within a range of 1/4 of the size including this, it can be regarded as a short-circuit plane.
  • the conductor feeding portion 123 is within this range, that is, the size of the antenna element 100 or 200 in the longitudinal direction centered on the center of the antenna element 100 (the size including the conductor radiating portion 117 as a modification). ) Is preferably within the range of 1/2. Therefore, it is preferable that the size of the conductor feeding portion 123 viewed in the longitudinal direction of the antenna element 100 or 200 is 1 ⁇ 2 or less of the size of the antenna element 100 or 200 in the longitudinal direction.
  • the conductor feeding portion 123 is located in a range other than the above, the essential effect of the present invention is not affected. Further, even if the size of the conductor feeding portion 123 as viewed in the longitudinal direction of the antenna element 100 or 200 is other than the above, the essential effect of the present invention is not affected.
  • a multiband antenna in which the influence of the transmission line on the resonance characteristics of the antenna element is suppressed.
  • a wireless communication device is configured using the antenna 20
  • a wireless communication device in which the influence of the transmission line on the resonance characteristics of the antenna element can be suppressed can be provided.
  • the antenna 20 may be configured as follows.
  • the antenna elements 100 and 200 and the conductor reflection plate 101 are formed on different layers in the same substrate.
  • the conductor via in the substrate is extended to connect to the conductor reflector 101, and for the conductor feeder 105, the other conductor via in the substrate is extended to reflect the conductor. Connect to the board.
  • the entire antenna 20 may be formed as an integrated substrate.
  • the respective conductor feeding portions 123 may be similarly configured in the same substrate.
  • the conductor feeding portion 123 has one end connected to the vicinity of the end portion of the C-shaped conductor 104 facing the split portion 109.
  • the connection location may be changed as appropriate within the allowable range of the influence of the conductor feeding portion 123 on the resonance characteristics of the antenna elements 100 and 200.
  • the conductor feeding portion 123 may be connected to the C-shaped conductor 104 over a portion of the C-shaped conductor 104 other than the vicinity of the end facing the split portion 109. Absent.
  • the antenna element 200 may be positioned immediately below the antenna element 100 in the z-axis direction. At this time, the conductor feeding portion 123 belonging to the antenna element 100 is deformed, and the antenna A structure that avoids the element 200 may be used.
  • the conductor feeding portions 123 of the antenna elements 100 and 200 are separated from each other, but they are connected within the allowable range of the influence of the conductor feeding portion 123 on the resonance characteristics of the antenna elements 100 and 200. It does not matter.
  • the dielectric layer 108 is not shown in order to facilitate understanding of the arrangement of other configurations. Similarly, in FIGS. 28 to 31, which will be described later, the dielectric layer 108 is not shown.
  • the input impedance to the antenna viewed from the feeding point 107 is the conductor via 106 (one end of the conductor feeding line 105 when the conductor via 106 is omitted).
  • the conductor via 106 one end of the conductor feeding line 105 when the conductor via 106 is omitted.
  • the antenna 20 it also depends on the characteristic impedance of the transmission line constituted by the extended conductor feed line 105 and the conductor feed part 123.
  • the characteristic impedance of the transmission line described above with the input impedance of the split ring resonator it is possible to feed the wireless communication signal to the antenna without reflection between the transmission line and the split ring resonator. It becomes.
  • the impedance is not matched, the essential effect of the present invention is not affected.
  • a transmission line constituted by the extended conductor feed line 105 and the conductor feed part 123 may be a coplanar line.
  • the C-shaped conductor 104, the conductor feed line 105, and the conductor feed portion 123 are formed in the same layer.
  • the C-shaped conductor 104 is closer to the conductor reflector 101 in the C-shaped conductor 104 (split portion 109). A part on the long side of the side opposite to is cut out. Then, the conductor feed line 105 passes through the notched portion, so that the conductor feed line 105 extends to the conductor reflector 101 side.
  • the conductor feeding portion 123 is connected to the C-shaped conductors 104 on both sides of the notched portion. Further, the conductor feeding portion 123 has a slit 165 formed at a position corresponding to the notched portion in order to place the extending conductor feeding line 105, and has a long and narrow U shape.
  • the transmission line constituted by the conductor feed line 105 and the conductor feed part 123 can be a coplanar line. it can.
  • the antenna 20 has a configuration similar to that of the C-shaped conductor 104 in addition to the C-shaped conductor 104 as shown in FIG. 20 or FIG. 21 referred to in the description of the first embodiment.
  • the character-shaped conductor 120 may be provided in an overlapping manner.
  • a C-shaped conductor 120 which is a second C-shaped conductor, is provided in a layer different from the C-shaped conductor 104 and the conductor feeder 105.
  • the conductor feeding portion 123 is coupled to the C-shaped conductor 120, and the conductor feeding portion 124 of the same layer as the C-shaped conductor 120 is coupled.
  • the antenna 20 is configured such that the layer of the conductor feed line 105 is sandwiched between the layer of the C-shaped conductor 104 and the conductor feeding portion 123 and the layer of the C-shaped conductor 120 and the conductor feeding portion 124.
  • the conductor feed line 105 faces the conductor feed unit 123 and the conductor feed unit 124.
  • the C-shaped conductor 104 and the C-shaped conductor 120 are electrically connected to each other by a plurality of conductor vias 121.
  • the conductor feeding portion 123 and the conductor feeding portion 124 are electrically connected to each other by a plurality of conductor vias 125.
  • the conductor feed line 105 includes a C-shaped conductor 104 and a C-shaped conductor 120 which are conductive conductors, a plurality of conductor vias 121, a conductor feed portion 123 and a conductor feed portion 124, and a plurality of conductor vias. 125 surrounds many of the surrounding areas. Thereby, it is possible to reduce unnecessary signal electromagnetic wave radiation from the conductor power supply line 105.
  • conductor feeders 123 and 124 and a conductor via 125 may be added to the configuration of FIG. 23 described in the first embodiment. With this configuration, the split portion 109 can be formed in the inner layer of the dielectric layer 108 as in the configuration of FIG.
  • FIG. 31 is a diagram illustrating an example of the antenna 20 when the transmission line is a coaxial line.
  • the dielectric layer 108 is not shown for understanding other configurations.
  • the antenna element 100 has the same conductor feed line 154 as that of the first embodiment.
  • a coaxial cable 160 is connected to the antenna element 100.
  • the coaxial cable 160 is composed of a core wire 161 and an outer conductor 162.
  • the core wire 161 is connected to the conductor feed line 154
  • the outer conductor 162 is connected to the lower end of the C-shaped conductor 104.
  • the feeding point 107 is provided so as to electrically excite between the core wire 161 and the outer conductor 162.
  • the core wire 161 and the conductor feed line 154 correspond to the conductor feed line 105
  • the outer conductor 162 corresponds to the conductor feed portion 123.
  • the coaxial cable may be provided on the back side (z-axis negative direction side) of the conductor reflector 101.
  • 32 and 33 are diagrams illustrating an example of the antenna 20 in the case where the coaxial cable is provided on the back side of the conductor reflector 101.
  • the dielectric layer 108 is not shown in FIGS.
  • the conductor reflector plate 101 is provided with a clearance 126 which is a through hole.
  • a connector 127 is provided at a position on the back side (z-axis negative direction side) of the conductor reflecting plate 101 corresponding to the clearance position.
  • the connector 127 is a connector for connecting a coaxial cable (not shown).
  • the outer conductor 129 of the connector 127 is electrically connected to the conductor reflector 101.
  • the core wire 128 of the connector 127 passes through the inside of the clearance 126 and penetrates to the front side (z-axis positive direction side) of the conductor reflector 101 and is electrically connected to the conductor feed line 105 of the antenna element 100. Further, the feeding point 107 can be electrically excited between the core wire 128 of the connector 127 and the external conductor 129.
  • the coaxial cable is provided on the back side of the conductor reflector 101.
  • the conductor constituting the transmission line may be provided on the back side of the conductor reflector 101. It does not have to be a coaxial cable.
  • the conductor reflector 101 is a short-circuited surface with respect to the antenna elements 100 and 200. Therefore, in order to suppress the influence on the resonance characteristics of the antenna elements, the distances Z1 and Z2 between the antenna elements 100 and 200 and the conductor reflector 101 in FIG. 26 are electromagnetic waves whose frequencies are the resonance frequencies of the respective antenna elements. Is more preferably about one quarter of the wavelength when traveling through the material filling the region. However, even when the wavelength is not about one-fourth, the essential effect of the present invention is not affected.
  • FIG. 34 is a diagram showing the structure of antenna elements 100 and 200 according to a modification of the second embodiment. As shown in FIG.
  • a metamaterial reflector Metalref may be used as the conductor reflector 101 as in FIG.
  • the conductor pieces constituting the periodic structures UC located immediately below the antenna elements 100 and 200 are removed, and only the conductor plate M101 is removed. May be present. By doing so, it is possible to prevent the conductor feeder 105 and the conductor feeder 123 from overlapping the periodic structure UC.
  • FIG. 35 is a perspective view of the antenna 30
  • FIG. 36 is a side view of the antenna 30
  • FIG. 37 is a top view of the antenna 30.
  • the dielectric layer 108 the dielectric layer 108 of the antenna elements 100 and 200 is not shown in FIGS. 35 and 36 in order to facilitate understanding of the arrangement of other configurations.
  • the antenna 30 is different from the antenna 10 in that it includes two antenna elements 100 and 200 each.
  • the two antenna elements 100 and 200 are in a projection view onto the conductor reflector 101 and the longitudinal directions of the elements are substantially perpendicular to each other, and the longitudinal ends of one of the antenna elements 301 is located in the vicinity of the split portion 109, which is the substantially central portion of the other antenna element.
  • the extension line in the longitudinal direction of one element is arranged so as to intersect the other element at a substantially central portion of the other element.
  • the antenna 30 includes the two antenna elements 100 and the two antenna elements 200 that are in a substantially vertical relationship, it is possible to provide an antenna that supports multiband and orthogonal dual polarization.
  • the longitudinal direction end portion 301 of one antenna element is located in the vicinity of the split portion 109, which is a substantially central portion of the other antenna element. Thus, it is preferable to arrange them substantially vertically.
  • the portions having high strength can be arranged orthogonally so as not to be close to each other.
  • the two antenna elements can be arranged close to each other while suppressing electromagnetic coupling. That is, when each of the antenna elements 100 and 200 is dual polarized, the electromagnetic coupling between the polarized waves can be suppressed, and the elements of each polarized wave can be placed close to each other, resulting in dual polarization. The accompanying increase in the size of the entire antenna can be suppressed.
  • a multiband antenna that supports orthogonal dual polarization and suppresses an increase in the overall size of the antenna due to dual polarization while suppressing coupling between polarizations. Can be provided.
  • a wireless communication device is configured using this antenna 30, a wireless communication device compatible with two polarizations can be provided.
  • the two antenna elements 100 and the two antenna elements 200 may include the conductor feeding portion 123 described in the second embodiment.
  • various modifications of the third embodiment will be described below. In addition, you may combine suitably about the various modification demonstrated below.
  • the two adjacent antenna elements 100 and the two antenna elements 200 are all the same, and the longitudinal end portion 301 of one antenna element is substantially at the center of the other antenna element. It may be arranged substantially vertically so as to be located in the vicinity of the split part 109 which is a part. Thereby, in addition to the coupling between the two polarized waves of the antenna element 100 or 200, the influence between the adjacent antenna element 100 and the antenna element 200 can be suppressed.
  • the arrangement of the two antenna elements 100 or the two antenna elements 200 in the vertical relationship is not necessarily the arrangement shown in FIGS. 36, 37, and 38.
  • FIGS. 40, 41, and 42 may be used.
  • 40 is a perspective view of an arrangement modification of the antenna 30
  • FIG. 41 is a side view
  • FIG. 42 is a top view.
  • two antenna elements 100 and two antenna elements 200 that are in a vertical relationship are divided into a split portion 109 in which the longitudinal directions of the antenna elements 100 and 200 correspond to a substantially central portion of the antenna element in the projection onto the conductor reflector 101. Intersect nearby. 40 and 41, the two antenna elements 100 and the two antenna elements 200 are arranged above the conductor reflector 101 (in the positive z-axis direction in the figure) with a gap in the z-axis direction.
  • both ends in the longitudinal direction of the element having a strong electric field strength that are electrically open at the time of resonance are separated from each other, and the magnetic fields created by the two elements are highly orthogonal.
  • the two antenna elements 100 and the two antenna elements 200 which are in a vertical relationship can be arranged close to each other while suppressing the coupling between the two antenna elements 200.
  • the two antenna elements 100 and the two antenna elements 200 may include the conductor feeding portion 123 described in the second embodiment. Further, at that time, as shown in FIG. 43, the position of the conductor feeding portion 123 may be shifted between the two antenna elements 100 and the two antenna elements 200 that are in a vertical relationship. That is, the position where the conductor feeding portion 123 of the antenna element on the upper side is connected to the C-shaped conductor 104 is shifted from the center of the C-shaped conductor 104 so that it does not overlap with the element on the lower side (z-axis negative direction in the figure). It may be.
  • FIG. 44 is a top view of an example of the antenna 40.
  • the antenna 40 includes a plurality of antenna elements 100 and antenna elements 200 each arranged in an array.
  • the antenna elements 100 and 200 are arranged in an X shape.
  • the antenna elements 100 and 200 are two-polarized in the arrangement described with reference to FIGS. 40, 41 and 42 in the third embodiment by two elements having a vertical relationship, respectively.
  • each is arranged in a substantially square array at a distance Distance 1 and a distance Distance 2 in the projection view onto the conductor reflector 101.
  • the distance Distance1 and the distance Distance2 are, for example, approximately 1 ⁇ 2 of ⁇ 1 and approximately 1 ⁇ 2 of approximately ⁇ 2.
  • Distance 1 is approximately equal to twice Distance 2.
  • they are arranged at the same pitch in the x and y directions.
  • the antenna 40 includes a plurality of antenna elements 100 and antenna elements 200, each arranged in an array, so that a plurality of array antennas corresponding to each frequency are configured on the same plane by sharing the conductor reflector 101. be able to.
  • the antenna elements 100 and 200 are each polarized in the antenna elements 100 and 200 in the arrangement described in the third embodiment, and are arrayed for each polarization of each frequency. Has an antenna. Therefore, the antenna 40 can be configured as a multi-band and dual-polarized array antenna on the same plane, and a multi-band and dual-polarized beam forming operation is possible. Similarly to the first embodiment, if a wireless communication device is configured using the antenna 40, a wireless communication device capable of beamforming corresponding to multiband and two polarizations can be provided.
  • the distance between the antenna elements of the array antenna is preferably about half of the wavelength of the electromagnetic wave of the operating frequency in the square array.
  • the distance between the antenna elements 100 and 200 is not necessarily limited to 1/2 of ⁇ 1 or 1/2 of ⁇ 2, and Distance 1 does not necessarily have to be equal to twice Distance 2.
  • the antenna elements 100 and 200 may each constitute an array antenna with only one polarization depending on the application. In FIG. 44, the antenna elements 100 and 200 are each arranged in a square array shape, but the array antenna may be configured by other arrangement methods such as a rectangular arrangement and a triangular arrangement. Alternatively, an array antenna having one side that is shorter than the other side, such as a one-row array or a two-row array, and an overall configuration that is elongated.
  • the antenna elements 100 and 200 described in the first, second, and third embodiments are also appropriately applied to the antenna elements 100 and 200 of the present embodiment.
  • the antenna elements 100 and 200 may include the conductor feeding portion 123 described in the second embodiment.
  • the antenna element 100 and the antenna element 200 are arranged so as not to overlap in the projection view onto the conductor reflector 101, but depending on the relationship between ⁇ 1 and ⁇ 2, the conductor reflector is shown in FIG. In the projection view on 101, they may overlap.
  • the distance between the antenna elements 100 and 200, here, the antenna element 200 in the y - axis direction of the antenna element 200 in the drawing may be changed. That is, in the projection view onto the conductor reflector 101, the antenna element 200 may be inserted in the gap between the antenna elements 100 so that the antenna elements 100 and 200 do not overlap.
  • the combination of the dual polarization method and orientation of the antenna elements 100 and 200 described in the third embodiment and the array arrangement direction of the antenna 40 does not necessarily have to be as shown in FIG.
  • the antenna elements 100 and 200 are dual-polarized in the cross-like arrangement described in FIGS. 40, 41 and 42, and the arrangement direction of the array and the direction of the cross are the same. But you can.
  • the antenna elements 100 and 200 are two-polarized in the T-shaped arrangement described in FIGS. 35, 36 and 37, and the arrangement direction of the array and the direction of the T-shape are the same. Any arrangement may be used. Further, as shown in FIGS. 49 and 50, the antenna elements 100 and 200 are dual-polarized in the T-shaped arrangement described in FIGS. 35, 36 and 37, and the T-shaped direction is approximately 45 from the arrangement direction of the array. An oblique T-shaped arrangement that is inclined may be used.
  • the antenna element 100 is positioned so that the substantially central portion of the element coincides with each lattice point of the square lattice Lattice 1 parallel to the conductor reflector 101, and the antenna element on the adjacent vertex All of them may be arranged so that their longitudinal directions are perpendicular to each other.
  • the antenna elements 100 on adjacent lattice points are in a substantially vertical relationship, and the longitudinal direction of one antenna element 100 faces the center of the longitudinal direction of the other antenna element 100.
  • the antenna element 100 can suppress electromagnetic coupling with the four surrounding antenna elements in a vertical relationship due to the effects described in the second embodiment.
  • the antenna element 200 can be arranged in the same manner, and in addition, the antenna elements 100 and 200 can be arranged so as not to overlap in the projection view onto the conductor reflector 101 as shown in FIG. it can.
  • the square grating Lattice 1 does not necessarily have to be a square, and even if it is a rectangular grating, coupling between four different polarized waves around the antenna element can be suppressed.
  • each element is The direction similar to the above can be taken, and the above-mentioned effect can be acquired at that time.
  • not all the antenna elements may have the above-described orientation and arrangement, and some of the antenna elements may satisfy the performance required for the antenna 40 even if they are not in the above-described orientation and arrangement. Good.
  • the antenna elements 100 and 200 can be arranged in a square array having an inter-element distance of Distance 1 and Distance 2 for each polarization while maintaining the arrangement relationship of FIG. At this time, the distance L lattice 1 between lattice points of Lattice 1 is (1/2) ⁇ 2 ⁇ Distance 1, and the antenna elements 200 are similarly arranged after changing the scale.
  • the antenna 40 may be configured as a dual-polarization array antenna on the same plane by three or more types of antenna elements corresponding to not only two frequencies but also three or more frequency bands.
  • antenna elements 300 having resonance frequencies in a third frequency band that is higher than the second frequency band may be arranged in a square array.
  • the antenna element 300 has the same configuration as that of the antenna elements 100 and 200, is two-polarized like the antenna elements 100 and 200, and is disposed with an inter-element distance Distance 3.
  • the size of the antenna element 300 in the longitudinal direction is about 1 ⁇ 4 of ⁇ 3. In FIG. 53, the distance 3 is about ⁇ 3 / 2.
  • ⁇ 3 indicates a wavelength when an electromagnetic wave having a frequency that is the resonance frequency of the third antenna element travels in a substance that fills the region.
  • the antenna elements 100, 200, and 300 can be arranged so as not to overlap in the projection view onto the conductor reflector 101.
  • a dual-polarization array antenna for three frequencies may be configured in the same arrangement as in FIG.
  • the dual-polarization-compatible multiband antenna array in the antenna 40 described above is configured by arranging a plurality of antenna elements 200 and 300 having different resonance frequencies in the same configuration as the antenna elements 100 and 100 in an array.
  • the antenna element 100 is as small as 1 ⁇ 4 of ⁇ 1 while maintaining the radiation efficiency. Due to its small size, it is possible to increase the gap between the elements of the array antenna at one frequency and suppress the interaction between antenna elements corresponding to different frequencies.
  • a wireless communication apparatus that can perform beam forming corresponding to multi-band and two-polarized waves and suppress interaction between antenna elements having different frequencies by configuring a wireless communication apparatus using the antenna 40. Can do.
  • the existing dipole antenna and patch antenna can be downsized by using meandering or using a high dielectric constant material. Meaning can be applied mainly to dipole antennas and patch antennas, and the use of high dielectric constant materials can be applied mainly to patch antennas. Therefore, even with existing antenna elements that have been reduced in size by such a technique, the above arrangement increases the gap between elements of the array antenna at one frequency and suppresses the interaction between antenna elements corresponding to different frequencies.
  • a dual-polarization multiband antenna array can be configured.
  • FIGS. 44 and 52 a dual-polarization-compatible multiband antenna array using patch antennas corresponding to the arrangements of FIGS. 44 and 52 is shown in FIGS.
  • the patch antennas 400 and 500 have resonance frequencies in the first frequency band and the second frequency band, are miniaturized by the high dielectric constant material Patchdiele, and have two excitation points in the square patch. Two polarizations have been made.
  • the patch antennas 600 and 700 have resonance frequencies in the first frequency band and the second frequency band, respectively, similarly to 400 and 500, are miniaturized by the high dielectric constant material Patchdiele, and described in the third embodiment. Dual polarization has been achieved with the same arrangement as described above.
  • As the high dielectric constant material Patchdiele a ceramic substrate such as an alumina substrate or an aluminum nitride substrate is used.
  • Patent Document 1 International Publication No. 2014/059946
  • Patent Document 1 International Publication No. 2014/059946
  • This publication does not describe anything about the interval between antenna elements and the direction of adjacent antenna elements described in the present embodiment.
  • FIGS. 2a, 2b, 2c are used for separation between individual antenna elements (radiation element module 1) of a single frequency antenna array.
  • An element decoupling structural element 17
  • this separation element is not used as an antenna, and the array of Patent Document 2 is not multiband.
  • Fig. 57 shows a typical sectional view of a patch antenna.
  • the patch antennas 400, 500, 600, and 700 include a GND conductor plate Patchgnd, a dielectric plate Patchdie, a patch conductor Patch, a conductor via Patchvia, and a feeding point 107.
  • the dielectric plate Patchdie is connected to the GND conductor plate Patchgnd.
  • the patch conductor Patch is connected to the surface of the dielectric plate Patchdie opposite to the GND conductor plate Patchgnd.
  • the conductor via Patchvia passes through the dielectric plate Patchdie, one end is electrically connected to the patch conductor Patch, and the other end passes through the clearance portion Patchclear formed in the GND conductor plate Patchgnd, and the dielectric plate patchdiel of the GND conductor plate Patchgnd. To the opposite side.
  • the feeding point 107 electrically excites between the conductor via Patchvia and the GND conductor plate Patchgnd.
  • An electromagnetic wave having a frequency different from the electromagnetic resonance frequency of the first antenna element provided on the conductor reflector and the first antenna provided on the conductor reflector with the first reflector element is electromagnetically
  • a multi-band antenna comprising: a conductor feed line that constitutes an electrical path for feeding power to the letter-shaped conductor.
  • the first and second antenna elements are A conductor feeding part constituting another electric circuit for feeding to the C-shaped conductor;
  • the multiband antenna according to claim 1, wherein the conductor feeding portion has one end connected to an outer edge portion of the C-shaped conductor, the other end connected to the conductor reflector, and arranged side by side with the conductor feeding line.
  • the first and second antenna elements are The multiband antenna according to claim 2, wherein one end of the conductor feeding portion is connected to a portion of the outer edge portion of the C-shaped conductor that faces the split portion.
  • the first and second antenna elements are further The supplementary conductor according to any one of appendices 1 to 3, further comprising at least one auxiliary conductor that is electrically connected to one part of the two parts of the C-shaped conductor facing each other through the split part and is opposed to the other part.
  • the first and second antenna elements are further Any one of Supplementary notes 1 to 4, further comprising at least one conductor radiating portion electrically connected to an outer edge of the end of the C-shaped conductor in a direction in which both portions of the C-shaped conductor facing each other through the split portion face each other.
  • the multiband antenna according to item. Appendix 6)
  • Each of the first antenna and the second antenna includes two of the first and second antenna elements, The multiband antenna according to any one of appendices 1 to 5, wherein the two first and second antenna elements are in a substantially vertical relationship with each other in a projection view onto the conductor reflector.
  • Appendix 20 Appendices 6 to 19 in which the first antenna element included in the first antenna and the second antenna element included in the second antenna are substantially perpendicular to each other in a projection view on the conductor reflector.
  • the multiband antenna according to any one of the above.
  • Appendix 21 Any one of Supplementary Notes 6 to 20, wherein the plurality of first and second antenna elements included in the first and second antennas intersect each other in the vicinity of the split portion in a projection view onto the conductor reflector.
  • the multiband antenna according to one item.
  • (Appendix 21-4) The multiband according to appendix 21-2, wherein a conductor feeding portion is provided on a C-shaped conductor that does not remove the conductor that sandwiches the C-shaped conductor from which the conductor that faces the split portion across the gap is removed antenna.
  • (Appendix 22) A multiband antenna array comprising a plurality of first antennas and second antennas according to any one of supplementary notes 1 to 21 and supplementary notes (21-1) to (21-4).
  • (Appendix 23) A plurality of the first antennas in a lattice shape along a plane substantially parallel to the conductor reflector at a substantially equal interval of approximately half the wavelength of the electromagnetic wave of the resonance frequency of the first antenna element provided in the first antenna.
  • the second antenna is arranged along a plane substantially parallel to the conductor reflector at a substantially equal interval of approximately half the wavelength of the electromagnetic wave of the resonance frequency of the second antenna element of the second antenna.
  • the plurality of first antenna elements provided in the plurality of first antennas are arranged so as to be aligned with an interval in both the vertical direction and the horizontal direction in a projection view on a plane parallel to the conductor reflector.
  • the adjacent first antenna elements are in a substantially vertical relationship, and one of the longitudinal directions faces the vicinity of the center of the other longitudinal direction
  • the plurality of second antenna elements included in the plurality of second antennas are arranged so as to be aligned at intervals in both the vertical direction and the horizontal direction in a projection view on a plane parallel to the conductor reflector.
  • Appendix 25 The multiband antenna array according to any one of appendices 22 to 24, wherein the lattice is a square or a rectangle.
  • Appendix 29 The multiband antenna array according to any one of appendices 22 to 28, wherein the dipole antenna or patch antenna is meandered or uses a high dielectric constant material.
  • Appendix 30 A wireless communication apparatus equipped with the multiband antenna according to any one of appendices 1 to 21 or the multiband antenna array according to any one of appendices 22 to 29.

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Abstract

　本発明の目的は、放射効率の劣化を抑制しつつ、小型化を実現することができるマルチバンドアンテナ、アンテナアレイ及び無線通信装置を提供することである。そのために本発明のアンテナは、導体反射板と、第一アンテナ素子を備え前記導体反射板上に設けられた第一アンテナと、前記第一アンテナが備える前記第一アンテナ素子の電磁気的な共振周波数とは異なる周波数を電磁気的な共振周波数に持つ第二アンテナ素子を備え前記導体反射板上に設けられた第二アンテナと、を有し、前記第一、第二アンテナ素子は、環状の導体の一部が不連続となるようにスプリット部が形成された略Ｃ字形状の導体であるＣ字形状導体と、前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、前記Ｃ字形状導体への給電のための電路を構成する導体給電線と、を備える。

Description

マルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置
　本発明はアンテナ、アンテナアレイ及び無線通信装置に関し、特にマルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置に関する。
　近年、例えば、移動通信用基地局や、Ｗｉ－Ｆｉ（登録商標）通信機用アンテナ装置として、通信容量確保のため、複数の周波数帯域において通信が可能となるような、マルチバンドアンテナが実用に供されている。
　マルチバンドアンテナは、例えば、特許文献１のＦＩＧ．１１、ＦＩＧ．１２、ＦＩＧ．１３に、マルチバンドアンテナアレイとして開示されている。このアンテナアレイは、高帯域用と低帯域用のクロスダイポールアンテナ素子（crossed-dipole antenna elements）をアンテナリフレクタ上に交互に配列してアレイにしている。さらに、配列の間に中央導体フェンス(central conductive fences)1340を設けて相互カップリングを減らしている。また特許文献２には、Fig.2a,2b,2cに単一周波数のアンテナアレイの個々のアンテナ素子(radiation element module 1)の間に分離用素子（decoupling structural element 17）が配置されている。
国際公開第２０１４／０５９９４６号 米国特許第６０２５８１２号明細書
　しかしながら、上記特許文献１，２に記載されているようにダイポールアンテナを用いた場合、放射効率の維持のためには波長の１／２の大きさを必要とする。よって、各周波数帯域に対応した複数のダイポールアンテナを用いた特許文献１のマルチバンドアンテナでは、全体の小型化が困難である。
　本発明の目的は、このような課題を解決するためになされたものであり、小型化を実現することができるマルチバンドアンテナ、アンテナアレイ及び無線通信装置を提供することにある。
　本発明に係るアンテナは、第一周波数帯域内に共振周波数を持つ第一アンテナ素子を備える第一アンテナと、
第一周波数帯域より高い周波数帯である第二周波数帯域内に共振周波数を持つ第二アンテナ素子を備える第二アンテナと、
導体反射板と、
を有し、
前記第一、第二アンテナ素子は、環状の導体の一部が不連続となるようにスプリット部が形成された略Ｃ字形状の導体であるＣ字形状導体と、前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、前記Ｃ字形状導体への給電のための電路を構成する導体給電線と、を備えている。
　本発明によれば、小型化を実現することができるマルチバンドアンテナ、マルチバンドアンテナアレイ及び無線通信装置を提供することができる。
本発明の第１の実施形態に係るアンテナの斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナを備えた無線通信装置の一例である無線通信装置である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナを備えた無線通信装置の一例である無線通信装置の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第１の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの側面図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す正面図である。 本発明の第２の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの斜視図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの正面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの上面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの変形例を示す斜視図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの変形例を示す側面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第３の実施形態に係るアンテナの変形例を示す側面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す上面図である。 本発明の第４の実施形態に係るアンテナの変形例を示す側面図である。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。但し、以下に述べる実施の形態には、本発明を実施するために技術的に好ましい限定がされているが、発明の範囲を以下に限定するものではない。また、以下の説明では、各構成の位置を、図に基づいて、上、下、左、右などという表現で説明することがあるが、これは説明のためであり、本発明が実施される際の方向を限定するものではない。
（第１の実施形態）
　本発明の第１の実施形態に係るアンテナ１０について以下説明する。
　図１はアンテナ１０の斜視図、図２はアンテナ１０の側面図である。図１～２において、説明のため、後述する導体反射板１０１のなす平面上にｘ軸及びｙ軸が定義され、導体反射板１０１のなす平面に対して垂直方向にｚ軸が定義されている。なお、後述する他の図において示されるｘ，ｙ，ｚ軸についても、同様に定義されている。
　アンテナ１０は、第一のアンテナ素子としてのアンテナ素子１００と、第二のアンテナ素子としてのアンテナ素子２００と、導体反射板１０１とを有する。第一のアンテナ素子は、第一の周波数帯域に共振周波数を持ち、第二のアンテナ素子は第一の周波数帯域より高い周波数である、第二の周波数帯域に共振周波数を持つ。アンテナ素子１００は図２に示すように導体反射板１０１の上方ｚ１の距離に設けられている。アンテナ素子２００も同様に導体反射板１０１の上方ｚ２の距離に設けられている。
　ここで、アンテナ素子１００及び２００の構成について説明する。図１、図２に示されるように、アンテナ素子１００及び２００は、例えば、Ｃ字形状導体１０４、導体給電線１０５、導体ビア１０６、給電点１０７及び誘電体層１０８を備えている。なお、誘電体層１０８は、他の構成の配置の理解を容易にするため、図１において図示が省略されている。また、後述の図においても、適宜、誘電体層１０８の図示は省略されている。
　Ｃ字形状導体１０４は、スプリットリング共振器として機能する導体であり、環状の導体の一部が不連続となるようにスプリット部１０９が形成された略Ｃ字形状の導体である。また図２に示したように、アンテナ素子１００及び２００は、導体反射板１０１に対して垂直にすなわちｘz面に平行に設けられている。図１、図２に示される例では、Ｃ字形状導体１０４の外形は、略長方形の形状となっており、その長辺上にスプリット部１０９が形成されている。スプリット部１０９は、環状の導体が切り離された部分である。すなわち、スプリット部１０９は、Ｃ字形状導体１０４の一端と他端とが向き合うように形成された隙間である。ここで、Ｃ字形状導体１０４の長手方向（図１，２中ｘ軸方向）の長さは、例えば、アンテナ素子１００はλ１の１／４、アンテナ素子２００はλ２の１／４程度である。なお、λ１及びλ２は、周波数が第一のアンテナ素子または第二アンテナ素子の共振周波数である電磁波が、領域を満たす物質中を進行する際の波長を示す。
　導体給電線１０５は、給電点１０７からＣ字形状導体１０４へ給電する導体である。よって、導体給電線１０５は、Ｃ字形状導体１０４へ給電するための電路を構成している。導体給電線１０５は、図１及び図２に示されるように、例えば、Ｃ字形状導体１０４のｚ軸方向の長さと略等しい長さの導体である。
　また、誘電体層１０８は、板状の誘電体である。誘電体層１０８は、例えば、基板を構成する誘電体の層である。誘電体層１０８は、Ｃ字形状導体１０４の存在する層と導体給電線１０５の存在する層の間の層である。
　Ｃ字形状導体１０４は、誘電体層１０８の一面側に設けられている。また、導体給電線１０５は、誘電体層１０８の他の一面側に設けられており、誘電体層１０８を介しＣ字形状導体１０４と間隔を空けて対向している。
　導体ビア１０６は、スプリット部１０９を介して周方向に向き合うＣ字形状導体１０４の両導体部分１１０，１１１のうち一方の導体部分と、導体給電線１０５の一端とを電気的に接続するビアである。図１，２に示した例では、導体部分１１０と、導体給電線１０５の一端とを電気的に接続するビアである。
　給電点１０７は、図示しない給電源からの高周波電力が供給される点である。より具体的には、給電点１０７は、導体給電線１０５の他端（導体ビア１０６と接続していない側）と、この他端近傍のＣ字形状導体１０４の部分との間を電気的に励振可能な給電点である。図１及び図２に示される例では、給電点１０７は、導体部分１１０とｚ軸方向に対向する位置のＣ字形状導体１０４の部分と、導体給電線１０５の他端との間を電気的に励振可能である。このように、アンテナ素子１００及び２００は、Ｃ字形状導体１０４の導体部分１１０あるいは導体部分１１１と、Ｃ字形状導体１０４の内側方向に導体部分１１０あるいは１１１と間隔を空けて対向するＣ字形状導体１０４上の導体部分とに、高周波電力が供給されるよう構成されている。給電点１０７は、例えば図示せぬ無線通信回路あるいは無線通信回路からの無線信号を伝送する伝送線と接続され、給電点１０７を介して、無線通信回路とアンテナ１０との間で無線通信信号をやり取りすることができる。
　また、本実施形態において、アンテナ素子１００及び２００と導体反射板１０１は、予め定められた間隔（図２に示される距離Ｚ１、Ｚ２）だけｚ軸方向に離れて配置されている。ここで、導体反射板１０１は短絡面となることから、アンテナ素子の共振特性への影響を抑えるため、距離Ｚ１は、λ１の略１／４、距離Ｚ２は、λ２の略１／４であることがより望ましい。
　なお、導体反射板１０１、Ｃ字形状導体１０４、導体給電線１０５、導体ビア１０６、さらに以下の説明において導体と記載のあるものは、例えば、銅、銀、アルミ、ニッケルなどの金属や、その他の良導体材料により構成される。導体反射板１０１は例えばガラスエポキシ基板やアルミナ基板などのセラミックス基板上に形成される。
　また、Ｃ字形状導体１０４、導体給電線１０５、導体ビア１０６、誘電体層１０８は、プリント基板や、半導体基板などの通常の基板製作プロセスでの製作が一般的だが、他の方法で製作されてもよい。
　また、導体ビア１０６は、誘電体層１０８にドリルで形成した貫通孔に、めっきをすることで形成される場合が一般的であるが、層間を電気的に接続できればどのようなものでもよい。例えば、レーザーで形成するレーザービアにより構成してもよいし、銅線などを用いて構成してもよい。
　また誘電体層１０８は、省略されてもよい。また誘電体層１０８は、部分的な誘電体の支持部材のみから構成され、少なくとも一部が中空となっていてもよい。
　また、導体反射板１０１は、板金や、誘電体基板に貼り合わされた銅箔で形成される場合が一般的であるが、導電性であれば他の素材で形成されてもよい。
　次に、本実施形態の作用および効果について説明する。本実施形態のアンテナ素子１００及び２００によれば、Ｃ字形状導体１０４は、リングに沿って流れる電流によるインダクタンスと、スプリット部１０９で対向する導体間に生じるキャパシタンスが直列に接続された、ＬＣ直列共振器として機能する。すなわち、Ｃ字形状導体１０４は、スプリットリング共振器として機能する。このスプリットリング共振器の共振周波数付近では、Ｃ字形状導体１０４に大きな電流が流れ、一部の電流成分が放射に寄与することによりアンテナとして動作する。
　このとき、Ｃ字形状導体１０４に流れる電流のうち、主に放射に寄与するのはアンテナ素子１００及び２００の長手方向（図１、２中ｘ軸方向）の電流成分である。このため、Ｃ字形状導体１０４の長手方向の長さを長くすることで、良好な放射効率を実現することが可能となる。ここで、Ｃ字形状導体１０４の長手方向（図１，２中ｘ軸方向）の長さは、例えば、アンテナ素子１００はλ１の１／４程度、アンテナ素子２００はλ２の１／４程度である。よって、各周波数に対応したダイポールアンテナ素子よりも、アンテナ素子１００及び２００は小型となる。ゆえに、複数のダイポールアンテナを用いる場合に比べて、各周波数に対応したアンテナ素子１００及び２００を用いることで、マルチバンドアンテナを小型化することができる。また、各アンテナ素子１００及び２００が小型となることで、アンテナ素子１００と２００とを、より近接しておくことが可能となる。
　ただし、図１、図２に示されるアンテナ素子１００のＣ字形状導体１０４は略長方形だが、アンテナ素子１００は他の形状であっても本発明の本質的な効果には影響を与えない。たとえばアンテナ素子１００の形状は正方形や円形、三角形、ボウタイ形状などであってもよい。
　また上述のスプリットリング共振器の共振周波数は、スプリット部１０９で対向する導体間の間隔を狭くするか、スプリットリング（Ｃ字形状導体１０４）のリングの大きさを大きくして電流経路を長くすることでインダクタンスを大きくすると、低周波化することができる。また、スプリット部１０９で対向する導体間の間隔を狭くしてキャパシタンスを大きくすることでも低周波化することができる。特にスプリット部１０９で対向する導体間の間隔を狭くする方法は、全体のサイズを大きくすることなく動作周波数を低周波化できるため、小型化に適している。
　以上説明したように、小型で良好な放射効率を実現するＣ字形状導体１０４を、異なる周波数向けに二つ、導体反射板１０１の上方に配置することにより、放射効率を維持したまま、ダイポールアンテナを複数用いるよりも小型なマルチバンドアンテナを提供することができる。
　本実施形態のアンテナ１０は、例えばＷｉ－Ｆｉなどの無線通信装置や、移動通信基地局におけるアンテナ部として、適宜組み込まれてもよい。
　図３に、アンテナ１０を備えた無線通信装置の一例である無線通信装置１１を示す。図３に示された無線通信装置１１は、アンテナ１０、アンテナ１０を機械的に保護する誘電体レドーム１１２、無線通信回路部１１４、アンテナ１０中のアンテナ素子１００または２００と無線通信回路部１１４との間で無線信号を伝送する伝送線１１３を有する。なお、図３において、誘電体レドーム１１２は、図示の簡略化のため、透明なものとして図示している。このような構成により、マルチバンドアンテナを用いた無線通信装置について、放射効率を維持したまま小型化することができる。
　無線通信装置１１は、例えば無線通信装置や、移動通信基地局、レーダーとして用いられてもよい。無線通信装置１１は、この他に、例えば図４にしめすように、ベースバンド処理を行うベースバンド処理部１７０などを備えてもよい。
　さらに、本実施形態の種々の変形例について以下説明する。また、以下に説明する種々の変形例について適宜組み合わせてもよい。
　図１及び図２のアンテナ１０は、導体反射板１０１を備えるが、導体反射板１０１は、導体反射板１０１から見てアンテナ素子１００及び２００がある上方（図１、２中ｚ軸正方向）への電磁波の放射強度を高めることを主な目的として用いている。そのため、アンテナ１０は、導体反射板１０１がなくても、小型なマルチバンドアンテナとして機能する。また図１及び図２のアンテナ１０は、アンテナ素子１００及び２００が、それぞれ２つの周波数に対応した、デュアルバンドアンテナである。しかしさらに多くの、各周波数帯に共振周波数を持つ複数のアンテナ素子を備え、３以上の周波数帯域に対応したマルチバンドアンテナであっても構わない。
　また、図１及び図２のアンテナ１０において、アンテナ素子１００及び２００は、略平行に配置されているが、必ずしも平行に置かれる必要はなく、またアンテナ素子２００はアンテナ素子１００直下に位置していても構わない。また、図１及び図２のアンテナ１０において、アンテナ素子１００及び２００は導体反射板１０１に対して直立した姿勢で配置されていたが、これに限られない。例えば、図５のように、アンテナ素子１００及び２００が、導体反射板１０１に対して平行な姿勢（xy平面と平行）で配置されてもよい。なお、図５では、誘電体層１０８は、説明の簡略化のため、図示を省略している。また、この場合、アンテナ素子１００、２００は、同一基板の各層にそれぞれ形成されて、一体基板となっていてもよい。
　また、図１及び図２のアンテナ１０では、アンテナ素子１００及び２００は同一平面上に配置されていない。しかし図６に示すように、アンテナ素子１００とアンテナ素子２００を同一平面上に配置し、その際に誘電体層１０８をアンテナ素子１００と２００とで共有して同一基板内の同じ層、あるいは各層に、アンテナ素子１００及び２００が作成されてもよい。
　また、アンテナ素子１００及びアンテナ素子２００は、必ずしも、図１、２に示す構造でなくともよく、さらに構造上の工夫がなされていてもよい。図７～図１１は、アンテナ素子１００の構成の種々の変形例を示す図である。例えば、図７に示すように、誘電体層１０８が、Ｃ字形状導体１０４に対して大きなサイズで作られていてもよい。このように、誘電体層１０８がＣ字形状導体１０４よりも大きいことを許す場合、誘電体層１０８の形成にともなう誘電体層１０８の端部の切断により、Ｃ字形状導体１０４の寸法精度が劣化することを防ぐことができる。
　また、導体給電線１０５の一端が、直接、Ｃ字形状導体１０４の導体反射板１０１から遠い側の長辺上の部分（導体部分１１０又は１１１）に電気的に導通して連結し、導体ビア１０６が省略されていてもよい。また、例えば図８に示すように、導体給電線１０５が銅線などの線状導体であってもよい。
　また、導体給電線１０５の他の一端とＣ字形状導体１０４との接触を避けるために、アンテナ素子１００及び２００が複数の導体給電線を用いて構成されてもよい。例えば、図９に示されるように、導体給電線１５１、１５２及び導体ビア１５３が設けられてもよい。ここで、導体給電線１５１はＣ字形状導体１０４と同じ層にあり、導体給電線１５２はＣ字形状導体１０４と異なる層にある。また、導体給電線１５１の一端は、Ｃ字形状導体１０４の導体部分１１０又は１１１と電気的に接続している。また、導体給電線１５２の一端は、給電点１０７と電気的に接続している。さらに、導体給電線１５１の他端と導体給電線１５２の他端とは、導体ビア１５３を介して電気的に接続している。なお、図において、給電点１０７から延びる破線は、導体給電線及びＣ字形状導体への電路を示している。
　また、図１０に示すように、構成してもよい。図１０に示した例では、Ｃ字形状導体１０４の導体反射板１０１から近い側の長辺上の一部分が切り欠かれている。また、切り欠かれた部分に導体給電線１０５が通されている。さらに、導体給電線１０５と、切り欠きを形成するＣ字形状導体１０４端部との間を電気的に励振するように給電点１０７が設けられている。このような構成の場合、Ｃ字形状導体１０４及び導体給電線１０５を同一の層に形成できるため、製造を容易にすることができる。ただし、Ｃ字形状導体１０４が切り欠かれたことによるスプリットリング共振器の共振特性の劣化を補うためにさらなる工夫がなされてもよい。例えば、図１１に示すように、アンテナ素子１００は、スプリットリング共振器の切り欠かれた部分を導体給電線１０５に接触せずに導通させる架橋導体１１６を備えてもよい。
　加えて、アンテナ素子１００及び２００は、電気特性向上のための工夫がさらになされていてもよい。
　上述の通り、Ｃ字形状導体１０４に流れる電流のうち、主に放射に寄与するのはアンテナ素子１００及び２００の長手方向（図１、２中ｘ軸方向）の電流成分である。よって、例えば、図１２に示すように、アンテナ素子１００及び２００は、Ｃ字形状導体１０４の長手方向の両端部に導電性の導体放射部１１７を備えてもよい。すなわち、導体放射部１１７は、両導体部分１１０及び１１１が向き合う方向におけるＣ字形状導体１０４の両端に位置する外縁と電気的に接続している。なお、導体放射部１１７は、導体であり、Ｃ字形状導体１０４と同じ素材であってもよい。このような構成によって、放射に寄与するＣ字形状導体１０４の長手方向の電流成分を導体放射部１１７に誘導することができるため、放射効率を向上させることが可能となる。なお、導体放射部１１７は、Ｃ字形状導体１０４の片方の端にのみ設けられていてもよい。
　導体放射部１１７の形状は図１２に示した形状に限らず種々変更してもよい。例えば、図１２では導体放射部１１７とＣ字形状導体１０４とが連結する部分のそれぞれの辺の大きさが一致する形状を示したが、導体放射部１１７の形状はこれに限定されるものではない。例えば、導体放射部１１７とＣ字形状導体１０４とが連結する部分についてのそれぞれの辺の大きさが同じでなくてもよい。例えば、図１３、図１４に示すように、導体放射部１１７の辺の方がＣ字形状導体１０４の辺よりも大きいような構成であってもよい。導体放射部１１７を備える構成の場合、Ｃ字形状導体１０４と導体放射部１１７とによりアンテナ素子１００及び２００の長手方向の導体部分が延伸されることにより、より良好な放射効率を実現する。このとき、Ｃ字形状導体１０４の長手方向と、アンテナ素子１００及び２００の長手方向とは一致しなくてもよい。例えば、図１５に示すように、Ｃ字形状導体１０４の形状はｚ軸方向に長辺を持つ長方形であってもよい。また、長方形に限らず、導体放射部１１７は、正方形や円形、三角形などの形状であってもよい。
　また、上述の通り、スプリットリング共振器の共振周波数は、スプリットリングのリングの大きさを大きくして、電流経路を長くすることでインダクタンスを大きくするか、スプリット部１０９で対向する導体間の間隔を狭くしてキャパシタンスを大きくすることで低周波化することができる。
　このとき、キャパシタンスを大きくする別の方法として、スプリット部１０９で対向するＣ字形状導体１０４の面積を増加させるよう変更してもよい。図１６に示す例では、スプリット部１０９を介して対向するＣ字形状導体１０４の両端部について、対向する方向と略直交する方向にこの両端部が屈折することにより、スプリット部１０９で対向するＣ字形状導体１０４の面積を増加させている。
　また、この他にも、図１７又は図１８に示されるように、Ｃ字形状導体１０４の存在する層とは異なる層に補助導体パターンを設けることにより、スプリット部１０９において対向する導体面積を増加させてもよい。図１７及び図１８に示される例では、Ｃ字形状導体１０４の存在する層とは異なる層に２つの補助導体パターン１１８を設けている。さらに導体ビア１１９により、各補助導体パターン１１８と、スプリット部１０９を介して対向するＣ字形状導体１０４の各端部の近傍とを電気的に接続している。図１７及び図１８に示される例では、より具体的には、２つの補助導体パターン１１８は、それぞれ、Ｃ字形状導体１０４の屈折した端部と対向するよう、同様に屈折した形状となっている。このような構成により、スプリットリング共振器中のスプリット部１０９において対向する導体面積を増加させてもよい。
　なお、図１７に示される例では、２つの補助導体パターン１１８は、導体給電線１０５と同じ層に配設されている。また、図１８に示される例では、２つの補助導体パターン１１８は、Ｃ字形状導体１０４とも導体給電線１０５とも異なる層に配設されている。
　また、図１９に示すように、アンテナ素子１００及び２００は、スプリット部１０９を介して向き合うＣ字形状導体１０４の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、他方の部分と対向する補助導体パターン１１８を少なくとも一つ備えてもよい。なお、図１９に示した例では、導体ビア１１９により、補助導体パターン１１８は、Ｃ字形状導体１０４と電気的に接続している。図１７、図１８に示した例では、スプリット部１０９を介して対向する両導体部分のそれぞれに対して補助導体パターン１１８が設けられていたが、図１９に示される例では、補助導体パターン１１８が一方の導体部分に対してのみ設けられている。そして、この補助導体パターン１１８と他方の導体部分の少なくとも一部が、Ｃ字形状導体１０４の層と補助導体パターン１１８の層との間で対向していることで、スプリット部１０９において対向する導体の面積を増加させている。
　なお、図１７に示した例では、補助導体パターン１１８と、導体給電線１０５とが同じ層に配置されているが、異なる層に配置されてもよい。また、図１７～図１９に示される例では、Ｃ字形状導体１０４の両端部及び補助導体パターン１１８は、屈折した形状であるが、屈折していない形状であってもよいし、別の形状であってもよい。
　また、導体ビア１０６（導体ビア１０６が省略されている場合には導体給電線１０５の一端）と、Ｃ字形状導体１０４との接続位置を変更することで、給電点１０７から見たスプリットリング共振器の入力インピーダンスを変化させることができる。そして、給電点１０７より先の図示せぬ無線通信回路もしくは伝送線のインピーダンスに、スプリットリング共振器の入力インピーダンスを整合させることで、無線通信信号を反射なくアンテナに給電することが可能となる。ただし、インピーダンスが整合していない場合でも、本発明の本質的な効果には影響を与えない。
　また、図２０に示すように、Ｃ字形状導体１０４に加え、Ｃ字形状導体１０４と同様の構成のＣ字形状導体１２０を重ねて設けてアンテナ素子１００及び２００を構成してもよい。ここで、図２０に示した例では、Ｃ字形状導体１０４及び導体給電線１０５とは異なる層に、第２のＣ字形状導体であるＣ字形状導体１２０を設けている。
　より具体的には、Ｃ字形状導体１０４の層とＣ字形状導体１２０の層とで、導体給電線１０５の層を挟むように構成されている。そして、Ｃ字形状導体１０４及びＣ字形状導体１２０は、複数の導体ビア１２１によって互いに電気的に接続されている。この場合、Ｃ字形状導体１０４及びＣ字形状導体１２０は、ひとつのスプリットリング共振器として動作する。このとき、導体給電線１０５は、互いに導通した導体であるＣ字形状導体１０４及び１２０と、複数の導体ビア１２１とで、周囲の多くの部分が囲まれる。これにより、導体給電線１０５からの不要な信号電磁波の放射を低減することが可能となる。
　また図２１に示すように、図１７と同様に補助導体パターン１１８を設けてもよい。具体的には、図２１に示す例では、Ｃ字形状導体１０４及びＣ字形状導体１２０とは異なる層（Ｃ字形状導体１０４の層とＣ字形状導体１２０の層とに挟まれた層）に補助導体パターン１１８を設けている。また、導体ビア１１９により、補助導体パターン１１８は、Ｃ字形状導体１０４におけるスプリット部１０９付近の導体部分、及びＣ字形状導体１２０におけるスプリット部１２２付近の導体部分と電気的に接続している。このような構成によれば、補助導体パターン１１８によってＣ字形状導体１０４のスプリット部１０９及びＣ字形状導体１２０のスプリット部１２２で対向する導体面積が増加する。そのため共振器全体のサイズを大きくすることなく、キャパシタンスを増加させることが可能となる。
　別の構成として、図２２に示すような構成を採用してもよい。
図２２に示す構成においては、アンテナ素子１００及び２００は、複数の導体ビア１２１を介して接続された導体部１３０及び１３１を備える。これら導体部１３０及び１３１が２層で１つのＣ字形状導体を構成する。すなわち、導体部１３０は、図２０における第２のＣ字形状導体部１２０から、スプリット部１０９と空隙を挟んで対向する長辺部が取り除かれた構造を有する。また、導体部１３１は、図２０におけるＣ字形状導体部１０４から、スプリット部１０９を含む長辺部が取り除かれた構造を有する。このような構成とすることで、スプリット部１０９を挟んで対向する、屈折された導体パターン端を、図２２のように延伸することが可能となり、さらにスプリット部１０９でのキャパシタンスを増加させることができる。
　別の構成として、図２３に示す構成を採用してもよい。
図２３に示す構成においては、図２２に示す構成に加えて、導体部１３１と同様の形状の導体部１３２をさらに備える。導体部１３２は、導体部１３０から見て導体部１３１とは反対側に設けられている。導体部１３２は導体部１３１と同様に複数の導体ビア１２１で導体部１３０に接続されている。
本構成により、スプリット部１０９を誘電体層１０８の内層に形成できる。よって、誘電体層１０８外部の物体が、スプリット部１０９によってできるキャパシタンスの大きさに与える影響を少なくすることができる。
図２３に示す構成においては、導体給電線１０５を、スプリット部１０９を挟んで対向する、屈折、延伸された導体パターンの一方の端部に直接接続している。
別の構成として、例えば図２４に示すように、導体反射板１０１として、メタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆを用いてもよい。ここで、メタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆ（人工磁気導体（Ａｒｔｉｆｉｃｉａｌ　Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）、ハイインピーダンスサーフェイス等ともいう）とは、所定の形状に形成された導体小片又は誘電体小片からなる周期構造ＵＣが、例えば図２４に示すように縦方向（Ｙ’軸方向）及び横方向（Ｘ’軸方向）に周期配列されてなる反射板を指す。このようにすることで、メタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆを反射する電磁波の反射による位相回転が、通常の金属板による反射位相１８０°とは異なる値とすることができる。このメタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆを用いて、反射位相をアンテナ素子１００及び２００の動作周波数において制御することで、距離Ｚ１及びＺ２が、それぞれλ１の１／４、λ２の１／４より短い場合であっても、アンテナ素子１００及び２００の共振特性の変化を抑えることができる。なおメタマテリアル反射板は、Ｃ字形状導体が単層の場合と複数層重ねた場合のどちらでも用いることができる。
（第２の実施形態）
　次に、本発明の第２の実施形態に係るアンテナ２０について以下説明する。なお、以下の説明において、上記の構成要素と同様の構成要素については、同じ符号を付して説明を適宜省略する。図２５はアンテナ２０の斜視図、図２６はアンテナ２０の側面図である。なお、誘電体層１０８については、他の構成の配置の理解を容易にするため、図２５においてアンテナ素子１００及び２００の誘電体層１０８の図示を省略している。
　アンテナ２０は第１の実施形態のアンテナ１０と比べて、導体給電部１２３をさらに備える点で相違する。導体給電部１２３の一端はＣ字形状導体１０４の外縁部分に連結し、他端は導体反射板１０１に連結している。アンテナ２０には、アンテナ２０を構成するアンテナ素子１００、２００それぞれに対して、導体給電部１２３が設けられている。導体給電部１２３は、Ｃ字形状導体１０４への給電のための電路を構成する導体である。導体給電部１２３は、一端がＣ字形状導体１０４の外縁部分のうちスプリット部１０９と対向する位置近傍に連結し、他の一端が導体反射板１０１に連結している。より具体的には、導体給電部１２３は、Ｃ字形状導体１０４の外縁部分のうち、Ｃ字形状導体１０４の中央部（ｘ軸方向におけるＣ字形状導体１０４の中央部分）またはその近傍に位置する部分と連結する。このように、Ｃ字形状導体１０４の中央部から予め定められた範囲内の位置において、Ｃ字形状導体１０４と導体給電部１２３は連結している。図２６に図示したように、導体給電部１２３の長さはアンテナ素子１００ではＺ１、アンテナ素子２００ではそれより短くＺ２である。
　また、アンテナ２０において、導体給電線１０５は、導体反射板１０１側へと延伸されている。また、アンテナ２０においては誘電体層１０８も導体反射板１０１側へと延伸されている。そして、導体給電部１２３は、延伸された導体給電線１０５と並んで配置されている。より具体的には、導体給電部１２３は、導体給電線１０５と対向するように並んで配置されている。このように、第２の実施形態では、アンテナ素子１００は、導体給電部１２３により導体反射板１０１に対して固定される。
　また、アンテナ２０における給電点１０７は、導体給電線１０５の延伸された側（すなわち、導体反射板１０１側）の一端部分近傍に配置されている。そして、この給電点１０７は、導体給電線１０５の延伸された側の一端部分と、給電点１０７の配置位置近傍の導体給電部１２３との間を電気的に励振可能である。なお、導体反射板１０１の裏側、すなわちアンテナ２０が存在する側とは逆側には、例えば、図示しない発振器、増幅器などを含む給電源が構成されてもよい。この場合、給電点１０７には、導体反射板１０１の裏側の給電源から給電される。
　以上説明した点において、アンテナ２０は第１の実施形態にかかるアンテナ１０と異なるが、他の構成はアンテナ１０と同様である。なお、導体給電部１２３は、図２５、図２６に示す例では、導体反射板１０１に連結しているが、必ずしも連結している必要はない。
　以下、第２の実施形態に係るアンテナ２０の効果を説明する。
　給電点を介して無線信号を伝送する伝送線をアンテナ素子に接続する場合、共振器に導体が連結されることになるため、アンテナ素子近傍の伝送線の配置や形状などによって、アンテナ素子の共振特性が変化してしまう恐れがある。
　本実施形態に係るアンテナ２０では、導体給電部１２３がアンテナ素子１００または２００に連結している部分は、アンテナ素子１００または２００の略中央部に位置している。ここで、アンテナ素子１００及び２００は、電磁気的に共振したとき、長手方向（図１、２中ｘ軸方向）の両端部近傍は電気的に開放面となり、電場強度が強くて磁場強度が弱い。そしてアンテナ素子１００、２００の長手方向における略中央部近傍は電気的に短絡面となり、磁場強度が強く電場強度が弱い。よって、導体給電部１２３がアンテナ素子１００または２００に連結している位置は、共振時に電気的に短絡面となって電場強度が弱い部分である。したがって、導体給電部１２３を上記のように連結した場合、導体給電部１２３は、共振特性に影響を与えるような余分なキャパシタンスやインダクタンスを増加させない。その結果、アンテナ素子１００、２００の共振特性がほとんど変化しない。以上のことを発明者らは見出した。
　本実施形態では、延伸された導体給電線１０５とこれと並んで配置された導体給電部１２３とにより、アンテナ素子に連結する伝送線路を形成している。そして、この伝送線路によれば、共振特性への影響を抑制することができる。また、給電点１０７を、この伝送線路におけるアンテナ素子１００及び２００とは遠い側に設けることにより、給電点１０７より先につながる伝送線と、アンテナ素子１００との間の距離を離すことができる。その結果、伝送線による、アンテナ素子１００及び２００への影響を少なくすることができる。
　導体給電部１２３は上述の通り、共振時における電気的短絡面であるアンテナ素子１００または２００の略中央部に該当する、アンテナ素子１００または２００の外縁部に連結されることが好ましい。より詳細には、アンテナ素子１００または２００の中央部を含む面であって、アンテナ素子１００または２００の長手方向（図１、２中ｘ軸方向）に対して垂直な面が、共振時に電気的短絡面となる。すなわち、例えば図２５、図２６において、アンテナ素子１００または２００の中央部を含むｙｚ平面が共振時の電気的短絡面である。
　そして、この電気的短絡面から、アンテナ素子１００または２００の長手方向（図中のｘ軸方向）に、アンテナ素子１００または２００の長手方向の大きさ（変形例として導体放射部１１７を備える場合はこれを含む大きさ）の１／４の範囲内であれば、おおよそ短絡面とみなすことができる。
　したがって、導体給電部１２３はこの範囲内、すなわち、アンテナ素子１００の中央を中心に、アンテナ素子１００または２００の長手方向の大きさ（変形例として導体放射部１１７を備える場合はこれを含む大きさ）の１／２の範囲内に位置することが好ましい。よって、アンテナ素子１００または２００の長手方向にみた導体給電部１２３の大きさは、アンテナ素子１００または２００の長手方向の大きさの１／２以下であることが好ましい。
　しかし、導体給電部１２３が上記以外の範囲に位置していても本発明の本質的な効果には影響を与えない。また、アンテナ素子１００または２００の長手方向にみた導体給電部１２３の大きさが上記以外の大きさであっても本発明の本質的な効果には影響を与えない。
　以上により、第１の実施形態に係る効果に加え、アンテナ素子の共振特性に対する伝送線の影響が抑えられたマルチバンドアンテナを提供することができる。また、第１の実施形態と同様、このアンテナ２０を用いて、無線通信装置を構成すれば、アンテナ素子の共振特性に対する伝送線の影響が抑えられた無線通信装置を提供することができる。
　第１の実施形態で述べたアンテナ素子１００及び２００の変形例は全て、本実施の形態のアンテナ素子１００及び２００においても適宜適用される。
　なお、図５のように、導体反射板１０１に対してアンテナ素子１００、２００を平行な姿勢とする場合には、次のようにアンテナ２０を構成してもよい。同一基板内の異なる層に、それぞれ、アンテナ素子１００、２００及び導体反射板１０１を構成する。また、導体給電部１２３については、それぞれ、基板内の導体ビアを延長して導体反射板１０１まで接続し、導体給電線１０５についても、それぞれ、基板内の他の導体ビアを延長して導体反射板まで接続する。このように、アンテナ２０全体を一体基板として作成してもよい。
　また、図６のように、アンテナ素子１００及び２００を同一基板内に構成する際、同様に各導体給電部１２３についても同一基板内に構成してもよい。
　さらに、第２の実施形態の種々の変形例について以下説明する。なお、以下に説明する種々の変形例について適宜組み合わせてもよい。
　上述の実施形態では、導体給電部１２３は、一端がＣ字形状導体１０４のうちスプリット部１０９と対向する端部近傍に連結している。しかし導体給電部１２３がアンテナ素子１００及び２００の共振特性に与える影響の許容範囲内において、適宜、連結箇所は変更されてもよい。例えば、図２７に示すように、導体給電部１２３が、Ｃ字形状導体１０４のうちスプリット部１０９と対向する端部近傍以外の部位に及んで、Ｃ字形状導体１０４と連結していても構わない。また、第１の実施形態で述べたように、アンテナ素子２００がアンテナ素子１００のｚ軸方向直下に位置していても構わず、その際アンテナ素子１００に属する導体給電部１２３が変形し、アンテナ素子２００を避けるような構造になっていても構わない。
　また、図２５，２６において、アンテナ素子１００、２００それぞれの導体給電部１２３は分離しているが、導体給電部１２３がアンテナ素子１００及び２００の共振特性に与える影響の許容範囲内において、連結していても構わない。なお、図２７において、誘電体層１０８については、他の構成の配置の理解を容易にするため、図示を省略している。また、後述する図２８～３１についても、同様に、誘電体層１０８の図示は省略されている。
　また、給電点１０７から見たアンテナへの入力インピーダンスは、第１の実施形態に関する説明で述べたように、導体ビア１０６（導体ビア１０６が省略されている場合は導体給電線１０５の一端）と、Ｃ字形状導体１０４との接続位置に依存する。ただし、本実施の形態に係るアンテナ２０においては、延伸された導体給電線１０５と導体給電部１２３とで構成された伝送線路の特性インピーダンスにも依存する。そして上述の伝送線路の特性インピーダンスを、スプリットリング共振器の入力インピーダンスと整合させることで、上述の伝送線路とスプリットリング共振器との間で、無線通信信号を反射なくアンテナに給電することが可能となる。ただし、インピーダンスが整合していない場合でも、本発明の本質的な効果には影響を与えない。
　また、延伸された導体給電線１０５と導体給電部１２３により構成される伝送線路をコプレーナ線路としてもよい。図２８に示す例では、Ｃ字形状導体１０４、導体給電線１０５、及び導体給電部１２３が、同一の層に形成されている。また、第１の実施形態の説明で参照した図１０又は図１１のように、アンテナ素子１００において、Ｃ字形状導体１０４は、Ｃ字形状導体１０４における導体反射板１０１に近い側（スプリット部１０９に対向する側）の長辺上の一部分が切り欠かれている。そして、切り欠かれた部分を導体給電線１０５が通ることで、導体給電線１０５が導体反射板１０１側へと延伸している。また、導体給電部１２３は、切り欠かれた部分の両側のＣ字形状導体１０４と連結している。さらに、導体給電部１２３は、延伸する導体給電線１０５を配置するために、上記切り欠かれた部分に対応する位置にスリット部１６５が形成されており、細長いＵ字形状となっている。このスリット部１６５内を導体給電線１０５が導体反射板１０１の方向へ延伸されて通ることで、上述の導体給電線１０５と導体給電部１２３とで構成された伝送線路をコプレーナ線路とすることができる。
　さらに図２９に示すように、アンテナ２０は、第１の実施形態の説明で参照した図２０あるいは図２１のように、Ｃ字形状導体１０４に加え、Ｃ字形状導体１０４と同様の構成のＣ字形状導体１２０を重ねて設けて構成されてもよい。図２９に示される例では、Ｃ字形状導体１０４及び導体給電線１０５とは異なる層に、第２のＣ字形状導体であるＣ字形状導体１２０を設けている。また、Ｃ字形状導体１０４に導体給電部１２３が連結しているのと同様、Ｃ字形状導体１２０には、Ｃ字形状導体１２０と同じ層の導体給電部１２４が連結している。また、アンテナ２０は、Ｃ字形状導体１０４及び導体給電部１２３の層とＣ字形状導体１２０及び導体給電部１２４の層とで、導体給電線１０５の層を挟むようにして構成されている。導体給電線１０５は、導体給電部１２３及び導体給電部１２４と対向している。
　そして、Ｃ字形状導体１０４及びＣ字形状導体１２０は、複数の導体ビア１２１によって互いに電気的に接続されている。また、導体給電部１２３及び導体給電部１２４は、複数の導体ビア１２５によって互いに電気的に接続されている。
　このとき、導体給電線１０５は、互いに導通した導体であるＣ字形状導体１０４及びＣ字形状導体１２０と、複数の導体ビア１２１と、導体給電部１２３及び導体給電部１２４と、複数の導体ビア１２５とによって周囲の多くの部分が囲まれる。これにより、導体給電線１０５からの不要な信号電磁波の放射を低減することが可能となる。
別の構成として、図３０に示すように、第１の実施形態で述べた図２３の構成にさらに導体給電部１２３、１２４及び導体ビア１２５を加えてもよい。この構成により、図２３の構成と同様に、スプリット部１０９を誘電体層１０８の内層に形成できる。このため、誘電体層１０８外部の物体が、スプリット部１０９によってできるキャパシタンスの大きさに与える影響を少なくすることができる。また、スプリット部１０９を挟んで対向する、屈折された導体パターン端を延伸することが可能となり、さらにスプリット部１０９でのキャパシタンスを増加させることができる。
　また上述の延伸された導体給電線１０５と導体給電部１２３とで構成された伝送線路が、同軸線路であってもよい。図３１は、伝送線路を同軸線路とした場合のアンテナ２０の一例を示す図である。なお、図３１において、誘電体層１０８は、他の構成の理解のため図示を省略している。図３１に示した例では、アンテナ素子１００は、第１の実施形態と同様の導体給電線１５４を有する。また、アンテナ素子１００には、同軸ケーブル１６０が連結されている。同軸ケーブル１６０は、芯線１６１と外部導体１６２とから構成されている。ここで、芯線１６１は、導体給電線１５４と接続し、外部導体１６２は、Ｃ字形状導体１０４の下端に接続されている。また、給電点１０７は、芯線１６１と外部導体１６２との間を電気的に励振するように設けられている。ここで、芯線１６１及び導体給電線１５４は、導体給電線１０５に相当し、外部導体１６２は、導体給電部１２３に相当している。
　また、同軸ケーブルを用いる際、同軸ケーブルが導体反射板１０１の裏側（ｚ軸負方向側）に設けられてもよい。図３２、図３３は、同軸ケーブルを導体反射板１０１の裏側に設けた場合のアンテナ２０の一例を示す図である。なお、他の構成の理解のため、図３２、図３３において誘電体層１０８の図示が省略されている。図３２、図３３に示した例では、導体反射板１０１に貫通孔であるクリアランス１２６が設けられている。また、このクリアランスの位置に対応する導体反射板１０１の裏側（ｚ軸負方向側）の位置には、コネクタ１２７が設けられている。コネクタ１２７は、図示しない同軸ケーブルを接続するコネクタである。ここで、コネクタ１２７の外部導体１２９は導体反射板１０１と電気的に接続されている。そしてコネクタ１２７の芯線１２８は、クリアランス１２６の内部を通って導体反射板１０１の表側（ｚ軸正方向側）に貫通して、アンテナ素子１００の導体給電線１０５と電気的に接続されている。さらに、給電点１０７は、コネクタ１２７の芯線１２８と外部導体１２９との間を電気的に励振可能である。
　このような構成により、導体反射板１０１の裏側に配置された無線通信回路やデジタル回路などから、導体反射板１０１の表側のアンテナ素子１００に給電することが可能となる。そのため、放射パターンや放射効率に大きな影響を与えることなく無線通信装置を構成することができる。なお、図３２及び図３３に示した例では、同軸ケーブルを導体反射板１０１の裏側に設けているが、伝送線路を構成する導体が導体反射板１０１の裏側に設けられていればよく、必ずしも同軸ケーブルでなくてもよい。
　またさらに、第１の実施形態と同様に、アンテナ素子１００、２００に対し、導体反射板１０１は短絡面となる。よって、アンテナ素子の共振特性への影響を抑えるため、図２６中のアンテナ素子１００、２００と導体反射板１０１との間の距離Ｚ１及びＺ２は、周波数が各々のアンテナ素子の共振周波数である電磁波が、領域を満たす物質中を進行する際の波長の略４分の１であることがより望ましい。ただし、波長の略４分の１でない場合でも、本発明の本質的な効果には影響を与えない。
　図３４は第２の実施形態の変形例に係るアンテナ素子１００及び２００の構造を示す図である。図３４に示すように、第２の実施形態に係るアンテナ２０において、導体反射板１０１として、図２４と同様にメタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆを用いてもよい。これにより、距離Ｚ１及びＺ２がλ１の１／４及びλ２の１／４より短い場合であっても、アンテナ素子１００及び２００の共振特性の変化を抑えることができる。このとき、図３４に示すように、メタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆを構成する周期構造ＵＣの内、アンテナ素子１００及び２００の直下に位置する周期構造ＵＣを構成する導体小片等を取り除き、導体板Ｍ１０１のみが存在するようにしてもよい。このようにすることで、導体給電線１０５及び導体給電部１２３と、周期構造ＵＣとの重畳を防ぐことができる。このようにしても、メタマテリアル反射板Ｍｅｔａｒｅｆの反射位相制御の性能が著しく劣化することはない。
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態に係るアンテナ３０について以下説明する。なお、以下の説明において、上記の構成要素と同様の構成要素については、同じ符号を付して説明を適宜省略する。図３５はアンテナ３０の斜視図、図３６はアンテナ３０の側面図、図３７はアンテナ３０の上面図である。なお、誘電体層１０８については、他の構成の配置の理解を容易にするため、図３５、３６においてアンテナ素子１００及び２００の誘電体層１０８の図示を省略している。
　アンテナ３０は、アンテナ素子１００及び２００をそれぞれ２つずつ備える点で、アンテナ１０と異なる。そして図３７において、２つのアンテナ素子１００同士及びアンテナ素子２００同士は、導体反射板１０１への投影図において、素子の長手方向が互いに略垂直の関係にあり、一方のアンテナ素子の長手方向端部３０１は、他方のアンテナ素子の略中央部であるスプリット部１０９近傍に位置する。言い換えれば、一方の素子の長手方向の延長線が、他方の素子の略中央部分で他方の素子と交わるように配置される。
　以下、第３の実施形態に係るアンテナ３０の効果を説明する。アンテナ３０は、略垂直の関係にある２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００を備えるため、マルチバンドかつ直交二偏波に対応したアンテナを提供することができる。
　また、第１の実施形態において述べたように、アンテナ素子１００及び２００は、電磁気的に共振したとき、長手方向の両端部近傍は電気的に開放面となり、電場強度が強くて磁場強度が弱い。そしてアンテナ素子１００、２００の長手方向における略中央部近傍は電気的に短絡面となり、磁場強度が強く電場強度が弱い。ゆえに、上述のように、２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００それぞれにおいて、一方のアンテナ素子の長手方向端部３０１が、他方のアンテナ素子の略中央部であるスプリット部１０９近傍に位置するように略垂直に配置するとよい。その理由は、電場、磁場それぞれにおいて、強度が強い部分同士が近接しないように直交に配置することができるためである。その結果２つのアンテナ素子を、電磁気的な結合を抑えつつ、近づけて配置することができる。つまり、アンテナ素子１００及び２００をそれぞれ二偏波化する際、偏波間の電磁気的な結合を抑えたうえで、各偏波の素子同士を近づけて配置することができ、結果二偏波化に伴うアンテナ全体のサイズの増加を抑えることができる。
　以上により、第１の実施形態に係る効果に加え、直交二偏波に対応し、かつ、偏波間の結合を抑えたまま、二偏波化によるアンテナ全体のサイズの増加を抑えたマルチバンドアンテナを提供することができる。また、第１の実施形態と同様、このアンテナ３０を用いて、無線通信装置を構成すれば、二偏波に対応した無線通信装置を提供することができる。
　なお、第１及び第２の実施形態で述べたアンテナ素子１００及び２００の変形例は全て、本実施の形態のアンテナ素子１００及び２００においても適宜適用される。
　例えば図３８のように、２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００が、第２の実施形態において述べた導体給電部１２３を備えていてもよい。さらに、第３の実施形態の種々の変形例について以下説明する。なお、以下に説明する種々の変形例について適宜組み合わせてもよい。
　図３９のように、上述の配置例において、さらに、近接する２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００同士が全て、一方のアンテナ素子の長手方向端部３０１が、他方のアンテナ素子の略中央部であるスプリット部１０９近傍に位置するように略垂直に配置されていてもよい。これにより、アンテナ素子１００または２００の二偏波間の結合に加え、近接するアンテナ素子１００とアンテナ素子２００間における互いへの影響も抑えることができる。
　また、垂直の関係にある２つのアンテナ素子１００、あるいは２つのアンテナ素子２００の配置は、必ずしも図３６、図３７及び図３８に示す配置でなくともよい。
　例えば図４０、図４１及び図４２のような配置であってもよい。図４０はアンテナ３０の配置変形例の斜視図、図４１は側面図、図４２は上面図である。図４２に示すように、垂直の関係にある２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００は、導体反射板１０１への投影図において、互いの長手方向がアンテナ素子の略中央部に当たるスプリット部１０９近傍で交わっている。そして図４０及び図４１中、２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００は、導体反射板１０１上方（図中ｚ軸正方向）において、ｚ軸方向に間隔を空けて配置されている。
　このように配置することで、共振時に電気的に開放面となり電場強度が強い素子長手方向両端部同士は距離が離れ、また２つの素子が作る磁場同士は直交性が高くなる。そのため結果上述の配置変形例においても、垂直の関係にある２つのアンテナ素子１００同士及び２つのアンテナ素子２００同士の結合を抑えて近づけて配置することができる。
　なお、図４３に示すように、上述の配置変形例においても、２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００が、第２の実施形態で述べた導体給電部１２３を備えていてもよい。またその際、図４３に示すように、垂直の関係にある２つのアンテナ素子１００及び２つのアンテナ素子２００の間で、導体給電部１２３の位置をずらして形成してもよい。つまり上方にあるアンテナ素子の導体給電部１２３をＣ字形状導体１０４と接続する位置をＣ字形状導体１０４の中心からずらすことで、下方（図中ｚ軸負方向）側の素子と重ならないようにしていてもよい。
　なお、上述の配置例以外でも、垂直の関係にある２素子は、２素子間の電磁気的結合が素子の特性に与える影響の許容範囲内において、如何様に配置されてもよい。
（第４の実施形態）
　次に、本発明の第４の実施形態に係るアンテナ４０について以下説明する。なお、以下の説明において、上記の構成要素と同様の構成要素については、同じ符号を付して説明を適宜省略する。図４４はアンテナ４０の一例の上面図である。
　アンテナ４０は、それぞれがアレイ状に配置された複数のアンテナ素子１００及びアンテナ素子２００を備える。この例ではアンテナ素子１００、２００はＸ字状に配置されている。図４４中、アンテナ素子１００及び２００は、それぞれ、垂直の関係にある２素子によって、第３の実施形態において図４０、４１及び４２で述べた配置で二偏波化されている。さらに、それぞれが導体反射板１０１への投影図において、距離Ｄｉｓｔａｎｃｅ１及び距離Ｄｉｓｔａｎｃｅ２で略正方形アレイ状に配置されている。そして距離Ｄｉｓｔａｎｃｅ１及び距離Ｄｉｓｔａｎｃｅ２は、それぞれ例えばλ１の略１／２、及び略λ２の略１／２である。また図４４においては、Ｄｉｓｔａｎｃｅ１はＤｉｓｔａｎｃｅ２の二倍におよそ等しい。さらにｘ，ｙ方向に同じピッチで配列されている。
　アンテナ４０は、それぞれがアレイ状に配置された複数のアンテナ素子１００及びアンテナ素子２００を備えることで、各周波数に対応したアレイアンテナを複数、導体反射板１０１を共有して同一平面上に構成することができる。
　また、図４４中アンテナ４０は、上述のように、アンテナ素子１００及び２００それぞれにおいて、第３の実施形態において述べた配置で、二偏波化されており、各周波数の各偏波ごとにアレイアンテナを備えている。よって、アンテナ４０は、マルチバンドかつ二偏波対応のアレイアンテナを同一平面上に構成でき、マルチバンドかつ二偏波対応のビームフォーミング動作が可能となる。また、第１の実施形態と同様、このアンテナ４０を用いて、無線通信装置を構成すれば、マルチバンドかつ二偏波に対応したビームフォーミングが可能な、無線通信装置を提供することができる。
　またここで、ビームフォーミングを行う際、アレイアンテナのアンテナ素子間の距離は、正方形アレイではおよそ使用周波数の電磁波の波長の半分程度が望ましい。このとき、長手方向サイズが波長の半分程度のサイズであるダイポールアンテナ等のアンテナ素子を用いて、二偏波に対応したアレイアンテナを構成した場合は、アンテナ素子間に隙間がほとんど残らない。また同一平面上にさらに他の周波数向けのアレイアンテナを構成した場合、異なる周波数向けのアンテナ素子同士が非常に近接し、相互干渉が大きくなってしまう。
　しかし、第１の実施形態で述べたように、アンテナ素子１００及びアンテナ素子２００は、長手方向サイズがそれぞれλ１の１／４、及びλ２の１／４程度と、良好な放射効率を有しつつ小型である。ゆえに、アンテナ４０においては、アンテナ素子１００がＤｉｓｔａｎｃｅ１＝λの略１／２程度の間隔でアレイ状に配置されていても、アンテナ素子１００間には、ある程度の隙間が生じる。よって、導体反射板への投影図において、アンテナ素子２００をアンテナ素子１００間の領域にアンテナ素子１００に重ならずに配置することができ、製作をより簡便にできる。また、アンテナ素子１００、２００がそれぞれ小型であることから、アンテナ素子１００、２００間の隙間が増え、相互干渉を小さくすることができる。
　また、図４４においては、Ｄｉｓｔａｎｃｅ１がＤｉｓｔａｎｃｅ２の二倍におよそ等しいことから、配置の繰り返しの周期がほぼ一致する。その結果Ｄｉｓｔａｎｃｅ２＝λ２／２程度を維持したまま、アンテナ素子２００がアンテナ素子１００に重ならいように配置できる。
　ただし、アンテナ素子１００間、２００間の距離は、必ずしも、λ１の１／２あるいはλ２の１／２に限定されず、またＤｉｓｔａｎｃｅ１は、必ずしもＤｉｓｔａｎｃｅ２の二倍に等しくなくともよい。また、必ずしも二偏波である必要はなく、用途に応じ一偏波のみでアンテナ素子１００及び２００がそれぞれアレイアンテナを構成していてもよい。また図４４中、アンテナ素子１００及び２００は、それぞれ、正方形アレイ状に配置されているが、長方形配置や三角配置などの他の並べ方によりアレイアンテナを構成していてもよい。また、１列アレイや２列アレイなど、一方の辺が他の辺より短いアレイであって、全体が細長い構成のアレイアンテナであってもよい。
　また、第１、第２及び第３の実施形態で述べたアンテナ素子１００及び２００の変形例は全て、本実施の形態のアンテナ素子１００及び２００においても適宜適用される。例えば第２の実施形態で述べた導体給電部１２３を、アンテナ素子１００および２００が備えていてもよい。
　さらに、第４の実施形態の種々の変形例について以下説明する。なお、以下に説明する種々の変形例について適宜組み合わせてもよい。
　例えば図４４中、アンテナ素子１００とアンテナ素子２００とは、導体反射板１０１への投影図において重ならないように配置されているが、λ１とλ２との関係によっては図４５のように導体反射板１０１への投影図において重なってもよい。加えて、例えば図４６に示すように、アンテナ素子１００及び２００のどちらか一方、ここではアンテナ素子２００の図中ｙ-軸方向のアンテナ素子間距離を変えてもよい。つまり導体反射板１０１への投影図において、アンテナ素子１００間の隙間にアンテナ素子２００を入れ、アンテナ素子１００と２００とが重ならないように配置してもよい。ただし、素子間距離を広げた方向を含む面（図４６中ｙ-ｚ-面）においてビームフォーミングを行う際、ビームの形成の仕方によってはサイドローブが大きくなるなど、注意をすることが望ましい。
　また、第３の実施形態で述べたアンテナ素子１００及び２００の二偏波化の方法、向きと、アンテナ４０におけるアレイの配置方向との組み合わせは、必ずしも図４４に示すとおりでなくともよい。例えば図４７に示すように、アンテナ素子１００及び２００が図４０、４１及び４２で述べた十字状の配置で二偏波化され、かつアレイの配置方向と十字の向きが同一であるような配置でもよい。
　また、図４８のように、アンテナ素子１００及び２００が図３５、３６及び３７で述べたＴ字状の配置で二偏波化され、かつアレイの配置方向とＴ字の向きが同一であるような配置でもよい。また図４９および図５０のように、アンテナ素子１００及び２００が図３５、３６及び３７で述べたＴ字状の配置で二偏波化され、かつＴ字の向きがアレイの配置方向から略４５°傾いたような斜めＴ字状の配置でもよい。
　また、図５１に示すように、アンテナ素子１００が、素子の略中央部が導体反射板１０１と平行な正方形格子Ｌａｔｔｉｃｅ１の各格子点と一致するように位置し、かつ隣り合う頂点上のアンテナ素子同士が全て、長手方向が垂直となるような向きであるような配置であってもよい。言い換えれば、隣り合う格子点上のアンテナ素子１００は略垂直の関係にあり、一方のアンテナ素子１００の長手方向が、他方のアンテナ素子１００の長手方向の中央近傍を向いている。このような配置とすることで、アンテナ素子１００は、第２の実施形態で述べた効果により、垂直な関係にある周囲４つのアンテナ素子との間で、電磁気的な結合を抑えることができる。そしてアンテナ素子２００も、同様の配置をとることができ、その上で、図５１のように、導体反射板１０１への投影図において、アンテナ素子１００と２００とが重ならないように配置することもできる。なお、正方形格子Ｌａｔｔｉｃｅ１は必ずしも正方形でなくともよく、長方形格子であっても、アンテナ素子の周囲４つの異なる偏波間の結合を抑えることができる。
　さらに、周期性をもつ格子点上でなくともよく、複数のアンテナ素子が、導体反射板１０１と平行な面上で互いに垂直な二方向に、間隔を空けて配置されていれば、各素子が上述と同様の向きを取ることができ、そのとき、上述の効果を得ることができる。
　また、必ずしもすべてのアンテナ素子が、上述の向き及び配置でなくともよく、全アンテナ素子のうちの一部が、上述の向き及び配置でなくとも、アンテナ４０に要求される性能を満たしていればよい。
　さらに、図５２に示すように、図５１の配置関係を保ちつつ、アンテナ素子１００及び２００を、各偏波毎に、素子間距離がＤｉｓｔａｎｃｅ１及びＤｉｓｔａｎｃｅ２の正方形アレイ状に配置することもできる。このときＬａｔｔｉｃｅ１の格子点間距離ＬＤｉｓｔａｎｃｅ１は（１／２）√２×Ｄｉｓｔａｎｃｅ１であり、アンテナ素子２００もスケールを変えた上で同様の配置となる。
　また、アンテナ４０は、２周波数のみならず、３周波数あるいはそれ以上の周波数帯に対応して、３種類以上のアンテナ素子により、同一平面上に二偏波アレイアンテナが構成されていてもよい。図５３のように、例えば図４４の構成に加え、さらに第二の周波数帯よりも高い周波数帯である第三の周波数帯に共振周波数を持つアンテナ素子３００が正方形アレイ状に配置されていてもよい。アンテナ素子３００はアンテナ素子１００、２００と同様の構成であり、アンテナ素子１００及び２００と同様に二偏波化され、かつ素子間距離Ｄｉｓｔａｎｃｅ３で配置されている。ここで、例えば、アンテナ素子３００の長手方向のサイズはλ３の１／４程度である。また図５３においてはＤｉｓｔａｎｃｅ３＝λ３／２程度である。なお、λ３は、周波数が第三のアンテナ素子の共振周波数である電磁波が、領域を満たす物質中を進行する際の波長を示す。この場合においても、図５３に示すように、アンテナ素子１００、２００及び３００が、導体反射板１０１への投影図において、重ならないように配置することもできる。図５３においては、Ｄｉｓｔａｎｃｅ１＝２×Ｄｉｓｔａｎｃｅ２＝４×Ｄｉｓｔａｎｃｅ３程度である。さらに、図５４に示すように、図５２と同様の配置で、３周波数対応の二偏波アレイアンテナを構成してもよい。
　以上で述べたアンテナ４０における二偏波対応マルチバンドアンテナアレイは、アンテナ素子１００、１００と同様の構成で共振周波数が異なるアンテナ素子２００及び３００を複数アレイ状に並べたものである。そして上述の通り、アンテナ素子１００は放射効率を維持しつつサイズがλ１の１／４程度と小型である。その小型性により、一つの周波数におけるアレイアンテナの素子間の隙間を増加させ、異なる周波数に対応したアンテナ素子間の相互作用を抑えることができる。このアンテナ４０を用いて、無線通信装置を構成すれば、マルチバンドかつ二偏波に対応したビームフォーミングが可能でしかも異なる周波数のアンテナ素子の間の相互作用も抑制した無線通信装置を提供することができる。
　ここで、放射効率などのアンテナ性能劣化を無視すれば、既存のダイポールアンテナや、パッチアンテナなどにおいても、メアンダ化や高誘電率材料の使用により小型化は可能である。メアンダ化は主にダイポールアンテナ、パッチアンテナに適用でき、高誘電率材料の使用は主にパッチアンテナに適用できる。よって、そのような手法により小型化した既存のアンテナ素子においても、上述の配置により、一つの周波数におけるアレイアンテナの素子間の隙間を増加させ、異なる周波数に対応したアンテナ素子間の相互作用を抑えた、二偏波対応マルチバンドアンテナアレイの構成が可能となる。
　例として、図４４及び図５２の配置に対応した、パッチアンテナによる二偏波対応マルチバンドアンテナアレイを、図５５及び図５６に示す。パッチアンテナ４００及び５００は、それぞれ第一の周波数帯、及び第二の周波数帯に共振周波数を持ち、高誘電率材料Ｐａｔｃｈｄｉｅｌｅにより小型化され、また正方形パッチ内に二か所の励振点を持つことで二偏波化がなされている。そしてパッチアンテナ６００及び７００は４００及び５００と同様にそれぞれ第一の周波数帯、及び第二の周波数帯に共振周波数を持ち、高誘電率材料Ｐａｔｃｈｄｉｅｌｅにより小型化され、かつ第３の実施形態で述べた配置と同様の配置で、二偏波化がなされている。高誘電率材料Ｐａｔｃｈｄｉｅｌｅとしては、例えばアルミナ基板、窒化アルミニウム基板などのセラミックス基板を用いる。
　前述の特許文献１（国際公開第２０１４／０５９９４６号）のアンテナアレイは、高帯域用と低帯域用のクロスダイポールアンテナ素子（crossed-dipole antenna elements）をアンテナリフレクタ上に交互に配列してアレイにしている。さらに、配列の間に中央導体フェンス(central conductive fences)1340を設けて相互カップリングを減らしている。しかしこの公報では、本実施形態で述べたアンテナ素子間の間隔及び隣り合うアンテナ素子同士の向きについては何ら記載されていない。
　また同じく前述の特許文献２（米国特許第６０２５８１２号明細書）には、Fig.2a,2b,2cに、単一周波数のアンテナアレイの個々のアンテナ素子(radiation element module 1)の間に分離用素子（decoupling structural element 17）が配置されている。しかしこの分離用素子はアンテナとしては用いられておらず、特許文献２のアレイはマルチバンドではない。
　図５７にパッチアンテナの代表的な断面図を示す。例えば、図５７に示すように、パッチアンテナ４００、５００、６００及び７００は、ＧＮＤ導体板Ｐａｔｃｈｇｎｄ、誘電体板Ｐａｔｃｈｄｉｅｌｅ、パッチ導体Ｐａｔｃｈ、導体ビアＰａｔｃｈｖｉａ及び給電点１０７を備えている。誘電体板ＰａｔｃｈｄｉｅｌｅはＧＮＤ導体板Ｐａｔｃｈｇｎｄ上に連結している。パッチ導体Ｐａｔｃｈは誘電体板ＰａｔｃｈｄｉｅｌｅのＧＮＤ導体板Ｐａｔｃｈｇｎｄとは反対側の面に連結している。導体ビアＰａｔｃｈｖｉａは誘電体板Ｐａｔｃｈｄｉｅｌｅを貫通して一端がパッチ導体Ｐａｔｃｈと電気的に接続し、もう一端がＧＮＤ導体板Ｐａｔｃｈｇｎｄ中に空けられたクリアランス部Ｐａｔｃｈｃｌｅａｒを通りＧＮＤ導体板Ｐａｔｃｈｇｎｄの誘電体板ｐａｔｃｈｄｉｅｌｅとは反対側の面まで達する。給電点１０７は導体ビアＰａｔｃｈｖｉａとＧＮＤ導体板Ｐａｔｃｈｇｎｄとの間を電気的に励振する。
　例えば、上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
　導体反射板と、第一アンテナ素子を備え前記導体反射板上に設けられた第一アンテナと、前記第一アンテナが備える前記第一アンテナ素子の電磁気的な共振周波数とは異なる周波数を電磁気的な共振周波数に持つ第二アンテナ素子を備え前記導体反射板上に設けられた第二アンテナと、を有し、前記第一、第二アンテナ素子は、環状の導体の一部が不連続となるようにスプリット部が形成された略Ｃ字形状の導体であるＣ字形状導体と、前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、前記Ｃ字形状導体への給電のための電路を構成する導体給電線と、を備えることを特徴とするマルチバンドアンテナ。
（付記２）
　前記第一、第二アンテナ素子が、
　前記Ｃ字形状導体への給電のための他の電路を構成する導体給電部
　をさらに有し、
　前記導体給電部は、一端が前記Ｃ字形状導体の外縁部分に連結し、他端が前記導体反射板に連結し、前記導体給電線と並んで配置されている
　付記１に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記３）
　前記第一、第二アンテナ素子が、
　前記導体給電部の一端が、前記Ｃ字形状導体の外縁部分のうち、前記スプリット部と対向する部分と連結する
　付記２に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記４）
　前記第一、第二アンテナ素子は、さらに、
　前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、他方の部分と対向する補助導体を少なくとも一つ備える
　付記１から３のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記５）
　前記第一、第二アンテナ素子は、さらに、
　前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分が向き合う方向における前記Ｃ字形状導体の端の外縁と電気的に接続する導体放射部を少なくとも一つ備える
　付記１から４のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記６）
　前記第一アンテナ及び第二アンテナがそれぞれ、２つの前記第一、第二アンテナ素子を備え、
　前記２つの第一、第二アンテナ素子は、前記導体反射板への投影図において、互いに略垂直の関係にある
　付記１から５のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記７）
　前記第一、第二アンテナ素子は前記導体反射板からそれぞれ所定の距離をおいて設けられている付記１から６のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記８）
　前記所定の距離は、前記第一、第二アンテナの共振周波数の電磁波の波長の略１／４である付記７に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記９）
　前記第一、第二アンテナ素子が前記導体反射板に対して垂直または平行に設けられている付記１から８のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１０）
　前記第一、第二アンテナが共通の誘電体基板上に設けられている付記１から９のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１１）
　前記Ｃ字形状導体の前記スプリット部と反対側の箇所に切り欠きを備え、前記導体給電線が前記切り欠きを通っている付記１から１０のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１２）
　前記導体給電線に接触せずに前記切り欠きを導通させる架橋導体を備えた付記１から１１のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１３）
　前記スプリット部を挟んで対向する前記Ｃ字形状導体の先端部が屈折している付記１から１２のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１４）
　前記Ｃ字形状導体が複数重ねて設けられ、前記複数のＣ字形状導体が互いに電気的に接続されている付記１から１３のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１５）
　前記導体放射部の辺がそれに接する前記Ｃ字形状導体の辺よりも長い付記５から１４のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１６）
　前記第一、第二アンテナ素子の長手方向に見た前記導体給電部の大きさは、前記第一、第二アンテナ素子の前記長手方向の大きさの１／２以下である付記２から１５のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１７）
　前記導体給電部は前記第一、第二アンテナ素子の中央を中心に前記第一、第二アンテナ素子の長手方向の大きさの１／２以内に位置する付記２から１６のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１８）
　前記導体給電線と前記導体給電部とでコプレーナ線路または同軸線路を構成している付記２から１７のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記１９）
　前記導体給電線が同軸ケーブルで構成されている付記１から１８のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２０）
　前記第一アンテナに含まれる前記第一アンテナ素子と前記第二アンテナに含まれる前記第二アンテナ素子の間で、前記導体反射板への投影図において、互いに略垂直の関係にある付記６から１９のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２１）
　前記第一、第二アンテナに含まれる前記複数の第一、第二アンテナ素子の間で、前記導体反射板への投影図において、前記スプリット部近傍で互いに交わっている付記６から２０のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２１－１）
　前記複数重ねて設けられたうちの少なくとも一つのＣ字形状導体の、前記スプリット部と空隙を挟んで向かい合う箇所の導体が取り除かれている付記１４から２１のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２１－２）
　前記スプリット部と空隙を挟んで向かい合う箇所の導体が取り除かれているＣ字形状導体を、前記導体が取り除かれていないＣ字形状導体で挟んだ付記１４から２１－１のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２１－３）
　前記導体反射板として、メタマテリアル反射板を用いた付記１から２１、２１－１から２１－２のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２１－４）
　前記スプリット部と空隙を挟んで向かい合う箇所の導体が取り除かれているＣ字形状導体を挟む前記導体が取り除かれていないＣ字形状導体に導体給電部を設けた付記２１－２に記載のマルチバンドアンテナ。
（付記２２）
　付記１から２１及び付記（２１－１）から（２１－４）のいずれかに記載の第一アンテナ及び第二アンテナを、それぞれ複数備えるマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２３）
　前記第一アンテナが、第一アンテナの備える前記第一アンテナ素子の共振周波数の電磁波の波長の略１／２の略等間隔で、前記導体反射板に略平行な面に沿って格子状に複数配置され、前記第二アンテナが、第二アンテナの備える前記第二アンテナ素子の共振周波数の電磁波の波長の略１／２の略等間隔で、前記導体反射板に略平行な面に沿って格子状に複数配置されている、付記２２に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２４）
　前記複数の第一アンテナが備える前記複数の第一アンテナ素子が、前記導体反射板と平行な面への投影図において、縦方向及び横方向の両方に間隔を空けて整列するように配置されており、隣り合う前記第一アンテナ素子同士は略垂直の関係にあり、どちらか一方の長手方向が、他方の長手方向中央近傍を向いており、
　前記複数の第二アンテナが備える前記複数の第二アンテナ素子が、前記導体反射板と平行な面への投影図において、縦方向及び横方向の両方に間隔を空けて整列するように配置されており、隣り合う前記第二アンテナ素子同士は略垂直の関係にあり、どちらか一方の長手方向が、他方の長手方向中央近傍を向いている、付記２２または２３に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２５）
　前記格子は正方形または長方形である付記２２から２４のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２６）
　前記複数の第一アンテナ及び複数の第二アンテナの前記第一、第二アンテナ素子は、十字状または斜めに配置されている付記２２から２５のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２７）
　前記複数の第一アンテナの前記第一アンテナ素子が前記複数の第二アンテナの前記第二アンテナ素子に対してＴ字状または斜めＴ字状に配置されている付記２２から２６のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２８）前記第一アンテナ及び第二アンテナとして、前記Ｃ字形状導体を備えた前記第一、第二アンテナ素子に代えてダイポールアンテナまたはパッチアンテナを用いた付記２２から２７のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記２９）
　前記ダイポールアンテナまたはパッチアンテナは、メアンダ化されているかまたは高誘電率材料を用いている付記２２から２８のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
（付記３０）
　付記１から２１のいずれかに記載のマルチバンドアンテナ又は付記２２から２９のいずれかに記載のマルチバンドアンテナアレイを搭載した無線通信装置。
　以上、上述した実施形態を模範的な例として本発明を説明した。しかしながら、本発明は、上述した実施形態には限定されない。即ち、本発明は、本発明のスコープ内において、当業者が理解し得る様々な態様を適用することができる。
　この出願は、２０１５年２月１６日に出願された日本出願特願２０１５－０２７３７２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
　１０　　アンテナ
　１１　　無線通信装置
　２０　　アンテナ
　１００、２００　　アンテナ素子
　１０１　　導体反射板
　１０４　　Ｃ字形状導体
　１０５　　導体給電線
　１０６　　導体ビア
　１０７　　給電点
　１０８　　誘電体層
　１０９　　スプリット部
　１１０、１１１　　導体部分
　１１２　　誘電体レドーム
　１１３　　伝送線
　１１４　　無線通信回路部
　１１６　　架橋導体
　１１７　　導体放射部
　１１８　　補助導体パターン
　１１９　　導体ビア
　１２０　　Ｃ字形状導体
　１２１　　導体ビア
　１２２　　スプリット部
　１２３　　導体給電部
　１２４　　導体給電部
　１２５　　導体ビア
　１２６　　クリアランス
　１２７　　コネクタ
　１２８　　芯線
　１２９　　外部導体
　１５１　　導体給電線
　１５２　　導体給電線
　１５４　　導体給電線
　１６０　　同軸ケーブル
　１６１　　芯線
　１６２　　外部導体
　１６５　　スリット部
　１７０　　ベースバンド処理部

Claims (10)

  1. 　導体反射板と、第一アンテナ素子を備え前記導体反射板上に設けられた第一アンテナと、前記第一アンテナが備える前記第一アンテナ素子の電磁気的な共振周波数とは異なる周波数を電磁気的な共振周波数に持つ第二アンテナ素子を備え前記導体反射板上に設けられた第二アンテナと、を有し、前記第一、第二アンテナ素子は、環状の導体の一部が不連続となるようにスプリット部が形成された略Ｃ字形状の導体であるＣ字形状導体と、前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、前記Ｃ字形状導体への給電のための電路を構成する導体給電線と、を備えることを特徴とするマルチバンドアンテナ。
  2. 　前記第一、第二アンテナ素子が、前記Ｃ字形状導体への給電のための他の電路を構成する導体給電部をさらに有し、前記導体給電部は、一端が前記Ｃ字形状導体の外縁部分に連結し、他端が前記導体反射板に連結し、前記導体給電線と並んで配置されている請求項１に記載のマルチバンドアンテナ。
  3. 　前記第一、第二アンテナ素子が、前記導体給電部の一端が、前記Ｃ字形状導体の外縁部分のうち、前記スプリット部と対向する部分と連結する請求項２に記載のマルチバンドアンテナ。
  4. 　前記第一、第二アンテナ素子は、さらに、前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分のうち一方の部分と電気的に接続し、他方の部分と対向する補助導体を少なくとも一つ備える請求項１から３のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
  5. 　前記第一、第二アンテナ素子は、さらに、前記スプリット部を介して向き合う前記Ｃ字形状導体の両部分が向き合う方向における前記Ｃ字形状導体の端の外縁と電気的に接続する導体放射部を少なくとも一つ備える請求項１から４のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
  6. 　前記第一アンテナ及び第二アンテナがそれぞれ、２つの前記第一、第二アンテナ素子を備え、前記２つの第一、第二アンテナ素子は、前記導体反射板への投影図において、互いに略垂直の関係にある請求項１から５のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナ。
  7. 　請求項１から６のいずれかに記載の第一アンテナ及び第二アンテナを、それぞれ複数備えるマルチバンドアンテナアレイ。
  8. 　前記第一アンテナが、第一アンテナの備える前記第一アンテナ素子の共振周波数の電磁波の波長の略１／２の略等間隔で、前記導体反射板に略平行な面に沿って格子状に複数配置され、前記第二アンテナが、第二アンテナの備える前記第二アンテナ素子の共振周波数の電磁波の波長の略１／２の略等間隔で、前記導体反射板に略平行な面に沿って格子状に複数配置されている、請求項７に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
  9. 　前記複数の第一アンテナが備える前記複数の第一アンテナ素子が、前記導体反射板と平行な面への投影図において、縦方向及び横方向の両方に間隔を空けて整列するように配置されており、隣り合う前記第一アンテナ素子同士は略垂直の関係にあり、どちらか一方の長手方向が、他方の長手方向中央近傍を向いており、
    　前記複数の第二アンテナが備える前記複数の第二アンテナ素子が、前記導体反射板と平行な面への投影図において、縦方向及び横方向の両方に間隔を空けて整列するように配置されており、隣り合う前記第二アンテナ素子同士は略垂直の関係にあり、どちらか一方の長手方向が、他方の長手方向中央近傍を向いている、
    　請求項７及び８のいずれか一項に記載のマルチバンドアンテナアレイ。
  10. 　請求項１から６のいずれかに記載のマルチバンドアンテナ又は請求項７から９のいずれかに記載のマルチバンドアンテナアレイを搭載した無線通信装置。
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