WO2016125305A1 - アンテナ装置 - Google Patents

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WO2016125305A1
WO2016125305A1 PCT/JP2015/053399 JP2015053399W WO2016125305A1 WO 2016125305 A1 WO2016125305 A1 WO 2016125305A1 JP 2015053399 W JP2015053399 W JP 2015053399W WO 2016125305 A1 WO2016125305 A1 WO 2016125305A1
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unit
phase value
phase
signal
value sequence
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PCT/JP2015/053399
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侑 栗山
紀平　一成
大塚　昌孝
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三菱電機株式会社
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    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/30—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array
    • H01Q3/34—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means
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    • H01Q3/38—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture varying the relative phase between the radiating elements of an array by electrical means with variable phase-shifters the phase-shifters being digital
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    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/086—Weighted combining using weights depending on external parameters, e.g. direction of arrival [DOA], predetermined weights or beamforming
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    • H04B—TRANSMISSION
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    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/12—Frequency diversity

Definitions

  • the present invention relates to an antenna apparatus that performs digital beam forming (DBF) for forming a beam with a digital signal.
  • DBF digital beam forming
  • the DBF includes analog circuits such as filters, amplifiers, down converters, and AD converters (ADC: Analog to Digital Converter) for the number of element antennas (number of systems). Then, the digitized signal of the element antenna is multiplied by an excitation coefficient and then combined to form a beam.
  • ADC Analog to Digital Converter
  • the DBF has a problem that analog circuits are required for the number of systems.
  • the ADC has relatively high power consumption and high price compared to other analog circuits. Therefore, an antenna device using DBF has problems of high cost and high power consumption.
  • an adaptive array antenna device described in Patent Document 1.
  • a switch is provided for each element antenna, and the switch is switched so as to receive a reception signal of each element antenna in a time division manner.
  • the number of ADCs which are the main factors of cost and power consumption, can be reduced to one.
  • the present invention has been made in order to solve the above-described problems, and can realize a reduction in cost and power consumption with respect to the conventional configuration, can improve the deterioration of SNR, and an analog beam forming system. It is an object of the present invention to provide an antenna device capable of realizing DBF even with the phased array antenna configuration.
  • the antenna device is provided between a plurality of systems and an element antenna that receives a signal and a phase control unit that is provided for each system and controls the phase of a signal received by a corresponding element antenna.
  • a phase value sequence acquisition unit that obtains a phase value sequence that gives a time-varying phase value, and a phase value that sets a phase value in each phase control unit based on the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit
  • a frequency calculation unit for calculating the frequency shift amount for each system from the column, and a corresponding frequency shift amount calculated by the frequency calculation unit for a signal provided for each system and digitized by the AD conversion unit.
  • a frequency conversion unit that performs frequency conversion, a filtering unit that is provided for each system and performs low-pass filtering on a signal that is frequency-converted by the corresponding frequency conversion unit, and low-pass filtering is performed by each filtering unit And a beam forming unit that forms a beam signal using the signal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of an antenna apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • M is a natural number
  • the antenna device includes an element antenna 1 (1-1 to 1-K (K is a natural number)), a low noise amplifier (LNA) 2 (2-1 to 2-K), Phase control unit 3 (3-1 to 3-K), phase value sequence acquisition unit 4, phase value setting unit 5, synthesis unit 6, AD converter (ADC) 7, frequency calculation unit 8, frequency conversion unit (DDC: A digital down converter (9-1 to 9-K), a filtering unit (LPF: Low Pass Filter) 10 (10-1 to 10-K), and a beam forming unit 11 are provided.
  • K is a natural number
  • LNA low noise amplifier
  • Phase control unit 3 Phase value sequence acquisition unit 4
  • phase value setting unit 5 phase value setting unit 6
  • AD converter (ADC) 7 frequency calculation unit 8
  • frequency conversion unit DDC: A digital down converter (9-1 to 9-K)
  • LPF Low Pass Filter
  • the element antenna 1 is provided with a plurality of systems and receives radio waves (signals).
  • the LNA 2 is provided for each system and amplifies the signal received by the corresponding element antenna 1.
  • the phase control unit 3 is a phase shifter that is provided for each system and controls the phase of the signal amplified by the corresponding LNA 2.
  • the phase control unit 3 performs phase control with the phase value set by the phase value setting unit 5.
  • the phase value sequence acquisition unit 4 obtains a phase value sequence to which a phase value that varies between systems and changes with time is given. At this time, the phase value sequence acquisition unit 4 may generate the phase value sequence itself, or may read data indicating the phase value sequence stored in a memory or the like.
  • the phase value setting unit 5 sets the phase value in each phase control unit 3 based on the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4.
  • the phase value sequence acquisition unit 4, the phase value setting unit 5, and the frequency calculation unit 8 to be described later are executed by a program process using a CPU based on software.
  • the synthesizing unit 6 synthesizes the signals whose phases are controlled by the phase control units 3 to generate a synthesized signal.
  • the ADC 7 digitizes the combined signal generated by the combining unit 6.
  • the frequency calculation unit 8 calculates a frequency shift amount for each system from the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4.
  • the DDC 9 is provided for each system, and performs frequency conversion on the combined signal digitized by the ADC 7 using the corresponding frequency shift amount calculated by the frequency calculation unit 8. At this time, the DDC 9 performs frequency conversion by down-converting the frequency of the synthesized signal by digital signal processing using the corresponding frequency shift amount.
  • the LPF 10 is provided for each system, and performs low-pass filtering that allows a low-frequency to pass through the synthesized signal frequency-converted by the corresponding DDC 9. Thereby, the synthesized signal is separated into signals for each system.
  • the beam forming unit 11 forms a beam signal using a signal subjected to low-pass filtering by each LPF 10.
  • each element antenna 1 receives a radio wave (signal), and each LNA 2 amplifies this signal (step ST201).
  • the phase value sequence acquisition unit 4 obtains a phase value sequence that gives a phase value that varies between systems and changes with time, and the phase value setting unit 5 sets a phase value for each phase control unit 3 from this phase value sequence (Step ST202).
  • each phase control unit 3 performs phase control on the signal amplified by the corresponding LNA 2 using the phase value set by the phase value setting unit 5 (step ST203).
  • each phase control unit 3 shifts the frequency of each signal by increasing the phase value with time instead of performing phase adjustment to align the phase wavefront.
  • the phase value string acquisition unit 4 obtains a phase value string whose phase value increases with time.
  • phase value ⁇ degree at time t is expressed as (t, ⁇ ), for example, the phase values are (0, 0), ( ⁇ t, 11.25), (2 ⁇ t, 22.5), (3 ⁇ t, 33.75). ), ...
  • the phase is changed by 11.25 degrees at intervals of ⁇ t seconds, 32 ⁇ t seconds are required to rotate the 360 degree phase, and the frequency can be shifted by ⁇ 1 / (32 ⁇ t) Hz.
  • the frequency is shifted by changing the phase value by a constant value at the control interval of the phase control unit 3. Assuming that the frequency of the signal before the frequency shift is f, the frequency of this signal is f ⁇ 1 / (32 ⁇ t) by the phase control unit 3.
  • Each signal can be shifted to a different frequency by changing the amount of change in the phase value between the element antennas 1 or changing the control interval.
  • phase control is performed with the above-described double phase change amount such as (0, 0), ( ⁇ t, 22.5), (2 ⁇ t, 45.0), (3 ⁇ t, 67.5),. .
  • the phase is controlled at the control interval twice as described above as (0, 0), ( ⁇ t, 0), (2 ⁇ t, 11.25), (3 ⁇ t, 11.25),. Since the former rotates the phase by 22.5 degrees at intervals of ⁇ t seconds, the frequency can be shifted by 1 / (16 ⁇ t) Hz. Since the latter rotates the phase by 11.25 degrees at intervals of 2 ⁇ t seconds, the frequency can be shifted by 1 / (64 ⁇ t) Hz. In this way, the amount of phase change of each element antenna 1 is set to a different value.
  • combining section 6 combines the signals whose phases are controlled by each phase control section 3 to generate a combined signal (frequency division multiplexed signal), and ADC 7 digitizes the combined signal (steps ST204 and 205). ). Thereby, a synthesized signal as shown in FIG. 4C can be obtained.
  • the frequency calculation unit 8 calculates the frequency shift amount fs (fs (1) to fs (K)) for each system from the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4 (step ST206).
  • Examples of the frequency shift amount fs (k) (1 ⁇ k ⁇ K) in the k-th (1 ⁇ k ⁇ K) system are 1 / (32 ⁇ t), 1 / (16 ⁇ t), 1 / (64 ⁇ t). ).
  • each DDC 9 performs frequency conversion on the synthesized signal digitized by the ADC 7 using the corresponding frequency shift amount calculated by the frequency calculation unit 8 (step ST207). At this time, the DDC 9 multiplies the composite signal by a complex sine wave having a frequency of f ⁇ fs (k) (1 ⁇ k ⁇ K) and performs frequency conversion.
  • each LPF 10 performs low-pass filtering for allowing the low-pass frequency to pass through the synthesized signal frequency-converted by the corresponding DDC 9 (step ST208).
  • filtering is performed so that signals of other systems are not included, and the synthesized signal is separated into signals for each system.
  • the beam forming unit 11 forms a beam signal using the low-pass filtered signal by each LPF 10 (step ST209). That is, DBF processing is performed using signals separated for each system, and M beam signals are formed.
  • each element antenna 1 can be controlled with high accuracy by digital signal processing to form a beam with a low side lobe.
  • each phase control unit 3 frequency-division-multiplexes the signals of each system, synthesizes them, digitizes them, and separates them into signals of each system by digital signal processing. Therefore, it is possible to improve the SNR degradation over the conventional configuration. Further, since one ADC 7 can be provided, it is possible to realize cost reduction and power consumption reduction compared to the conventional configuration. Further, since the phase value of each phase control unit 3 is changed with time to frequency-division-multiplex the signals of each system, digital signal processing is improved even with an analog beam forming phased array antenna configuration. Thus, DBF can be realized.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, the case where the synthesized signal is separated for each system using the DDC 9 and the LPF 10 after being digitized by the ADC 7 has been described.
  • each phase control unit 3 frequency-multiplexes the signals of each system by frequency shifting to frequencies having an orthogonal relationship, and performs discrete Fourier transform on the signals digitized by the ADC 7 to separate them. The case where it does is demonstrated.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of the configuration of the antenna device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the DDC 9 and the LPF 10 are removed from the antenna device according to the first embodiment shown in FIG. 1, and a memory 12, a discrete Fourier transform unit 13, and an extraction unit 14 are added.
  • the phase value sequence acquisition unit 4 is changed to a phase value sequence acquisition unit 4b.
  • Other configurations are the same, and only the different parts will be described with the same reference numerals.
  • the phase value sequence acquisition unit 4b obtains a phase value sequence that gives a phase value that varies between systems and changes with time so as to shift to a frequency having an orthogonal relationship between systems.
  • the phase value string acquisition unit 4b may generate the phase value string itself, or may be configured to read data indicating the phase value string stored in the memory or the like.
  • phase value in each phase control unit 3 is set based on the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquiring unit 4b. Further, the frequency calculation unit 8 in the second embodiment calculates the frequency shift amount for each system from the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4b.
  • the memory 12 records the synthesized signal digitized by the ADC 7 one by one.
  • the discrete Fourier transform unit 13 reads the composite signal digitized by the ADC 7 from the memory 12 and performs frequency conversion by subjecting the composite signal to discrete Fourier transform.
  • the extraction unit 14 extracts a signal corresponding to the frequency after the shift for each system based on each frequency shift amount calculated by the frequency calculation unit 8 from the signal frequency-converted by the discrete Fourier transform unit 13.
  • the discrete Fourier transform unit 13 and the extraction unit 14 are executed by program processing using a CPU based on software.
  • the beam forming unit 11 forms a beam signal using each signal extracted by the extracting unit 14.
  • each element antenna 1 receives a radio wave (signal), and each LNA 2 amplifies this signal (step ST601).
  • the phase value sequence acquisition unit 4b obtains a phase value sequence giving a phase value that varies between systems and changes with time so as to shift to a frequency having an orthogonal relationship between systems, and the phase value setting unit 5 A phase value for each phase control unit 3 is set from the column (step ST602). For example, assuming that the frequency resolution that can be observed by the discrete Fourier transform in the subsequent stage is fres, a phase value sequence in which the frequency f ⁇ fs (k) (1 ⁇ k ⁇ K) after phase control is an integral multiple of fres is obtained. .
  • each phase control unit 3 performs phase control on the signal amplified by the corresponding LNA 2 with the phase value set by the phase value setting unit 5 (step ST603).
  • the combining unit 6 combines the signals whose phases are controlled by the respective phase control units 3 to generate a combined signal (frequency division multiplexed signal), the ADC 7 digitizes the combined signal, and the memory 12 stores the digital signal.
  • the synthesized signals are recorded one by one (steps ST604 to ST606).
  • step ST607 the discrete Fourier transform unit 13 determines whether the phases in all the phase control units 3 are rotated by 360 degrees or more.
  • step ST607 when it is determined that the phases in all the phase control units 3 have not rotated 360 degrees or more, the sequence returns to step ST607 again and enters a standby state.
  • step ST607 when the discrete Fourier transform unit 13 determines that the phases of all the phase control units 3 have rotated by 360 degrees or more, the composite signal digitized by the ADC 7 is read from the memory 12, Frequency conversion is performed by performing discrete Fourier transform on the synthesized signal (step ST608).
  • the frequency calculation unit 8 calculates the frequency shift amount fs (fs (1) to fs (K)) for each system from the phase value sequence generated by the phase value sequence acquisition unit 4b (step ST609).
  • the extraction unit 14 extracts a signal corresponding to the frequency after the shift for each system based on each frequency shift amount calculated by the frequency calculation unit 8 from the signal frequency-converted by the discrete Fourier transform unit 13 (step) ST610). That is, since complex information (amplitude and phase) of orthogonal frequency components can be obtained by discrete Fourier transform, the extraction unit 14 outputs complex information of a frequency shifted by the frequency shift amount obtained by the frequency calculation unit 8. . Thereby, the synthesized signal can be separated into signals for each system.
  • the beam forming unit 11 forms a beam signal using each signal extracted by the extracting unit 14 (step ST611).
  • each phase control unit 3 frequency-division-multiplexes the signals of each system, synthesizes them, digitizes them, and separates them into signals of each system by digital signal processing. Therefore, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
  • each phase control unit 3 is configured to frequency-division-multiplex the signals of each system by shifting the frequency of each system to an orthogonal frequency, so that the signals of each system are separated from the frequency-division multiplexed signal. Discrete Fourier transform can be used for the processing to be performed, and the load of digital signal processing can be reduced compared to the first embodiment.
  • Embodiment 3 In the first and second embodiments, the case where the phase value in each phase control unit 3 is changed over time and the signal of each system is frequency-shifted has been described.
  • the phase value sequence acquisition unit 4c obtains a phase value sequence based on the orthogonal code, and uses the phase value sequence to control the phase of the signals of each system to be orthogonalized and synthesized. That is, the case where the signals of each system are code-division multiplexed and separated by digital signal processing is shown.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of the configuration of the antenna device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the antenna apparatus according to the third embodiment shown in FIG. 7 removes the DDC 9 and the LPF 10 from the antenna apparatus according to the first embodiment shown in FIG. 1 and adds a separation unit 15 to make the phase value sequence acquisition unit 4 a phase value.
  • the column acquisition unit 4c is changed.
  • Other configurations are the same, and only different parts will be described.
  • the phase value sequence acquisition unit 4c obtains a phase value sequence having an orthogonal relationship between systems and giving a time-varying phase value based on the orthogonal code.
  • the phase value string acquisition unit 4c may generate the phase value string itself, or may be configured to read data indicating the phase value string stored in the memory or the like.
  • the phase value in each phase control unit 3 is set based on the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4c.
  • the separation unit 15 includes a correlation processing unit 151 (151-1 to 151 -K) for each system, and the synthesized signal digitized by the ADC 7 and the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4 c By performing correlation processing, the signal is separated into signals for each system. At this time, the separation unit 15 performs the convolution operation in the time domain using the synthesized signal digitized by the ADC 7 and the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4c, thereby obtaining the correlation. Process. Alternatively, the separation unit 15 uses the signal digitized by the ADC 7 and the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4c to perform the inner product operation of the Fourier transform in the frequency domain, thereby performing the above correlation. Processing may be performed. The phase value sequence acquisition unit 4c and the separation unit 15 are executed by a program process using a CPU based on software.
  • the beam forming unit 11 forms a beam signal using each signal separated by the separating unit 15.
  • each element antenna 1 receives a radio wave (signal), and each LNA 2 amplifies this signal (step ST801).
  • the phase value sequence acquisition unit 4c obtains a phase value sequence having an orthogonal relationship between systems based on the orthogonal code and giving a phase value that changes with time, and the phase value setting unit 5 determines each phase from the phase value sequence.
  • a phase value for the control unit 3 is set (step ST802). That is, the phase value sequence acquisition unit 4c generates code pattern groups that are orthogonal to each other between the systems. At this time, the value that each code can take may be multi-value or binary.
  • each phase control unit 3 performs phase control on the signal amplified by the corresponding LNA 2 with the phase value set by the phase value setting unit 5 (step ST803).
  • the orthogonal code is binary, as shown in FIGS. 9A and 9B, the orthogonal code corresponding to the k (1 ⁇ k ⁇ K) -th element antenna 1-k is 1.
  • the phase value of the phase control unit 3-k is 0 degrees, and when the sign is -1, sets the phase value to 180 degrees ( ⁇ [rad]).
  • combining section 6 combines the signals whose phases are controlled by each phase control section 3 to generate a combined signal (code division multiplexed signal), and ADC 7 digitizes the combined signal (steps ST804 and 805). ). Thereby, a synthesized signal as shown in FIG. 9C can be obtained.
  • the separation unit 15 performs a correlation process between the combined signal digitized by the ADC 7 and the phase value sequence obtained by the phase value sequence acquisition unit 4c by each correlation processing unit 151, thereby obtaining a signal for each system. (Step ST806). At this time, as shown in FIG. 9, since the signals of each system are orthogonalized, it can be separated into signals of each system by this correlation processing.
  • beam forming section 11 forms a beam signal using each signal separated by separating section 15 (step ST807).
  • signals of each system are orthogonally encoded by each phase control unit 3 and code division multiplexed, combined, digitized, and separated into signals of each system by correlation processing. Since it did in this way, degradation of SNR can be improved with respect to a conventional structure. Further, since one ADC 7 can be provided, it is possible to realize cost reduction and power consumption reduction compared to the conventional configuration. In addition, since the signal of each system is code division multiplexed by changing the phase value of each phase control unit 3 over time, digital signal processing is improved even with an analog beam forming phased array antenna configuration. Thus, DBF can be realized. In the third embodiment, since the code division multiplexing is performed by each phase control unit 3, it is not necessary to expand the processing band of the ADC 7. Therefore, DBF can be realized without using an expensive ADC 7.
  • FIG. FIG. 10 is a block diagram showing an example of the configuration of the antenna device according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the antenna device according to Embodiment 4 shown in FIG. 10 uses Hadamard matrix acquisition unit 16 as phase value sequence acquisition unit 4c of the antenna device according to Embodiment 3 shown in FIG.
  • Other configurations are the same, and only the different parts are described with the same reference numerals.
  • the Hadamard matrix acquisition unit 16 obtains a Hadamard matrix having a dimension equal to or greater than the number of systems as a phase value sequence based on orthogonal codes. At this time, the Hadamard matrix acquisition unit 16 may generate the Hadamard matrix by itself or may read out data indicating the Hadamard matrix stored in the memory or the like.
  • each correlation processing unit 151 performs correlation processing between the combined signal digitized by the ADC 7 and the Hadamard matrix obtained by the Hadamard matrix acquisition unit 16, thereby generating a system Separate each signal.
  • the operation of the antenna device according to the fourth embodiment is the same except that the operation of the phase value sequence acquisition unit 4c of the operation of the antenna device according to the third embodiment is replaced with the operation of the Hadamard matrix acquisition unit 16. The description is omitted.
  • This Hadamard matrix is a square matrix, and the element value of the matrix is either +1 or -1. Any two arbitrary row vectors are orthogonal to each other.
  • This Hadamard matrix can be calculated by the following equation (1).
  • each row vector is an orthogonal code sequence of each system. Then, the case where the element value is 1 corresponds to a phase value of 0 degrees, and the case where the element value is ⁇ 1 corresponds to a phase value of 180 degrees. In this case, for example, the phase value of the received signal of the second system is controlled as (0 degree, 180 degree, 0 degree, 180 degree).
  • an orthogonal code can be formed with two kinds of phase values of 0 degrees and 180 degrees, and this code is applied regardless of the number of bits of the phase shifter used in each phase control unit 3. Can do.
  • the order of the Hadamard matrix is an even number. Therefore, when the system number K is an odd number, an even-order Hadamard matrix exceeding the system number K is generated, and K row vectors among them are used as orthogonal codes of each system.
  • the fourth embodiment even if a Hadamard matrix is used as the phase value sequence, the same effect as in the third embodiment can be obtained.
  • the phase since the phase is controlled by a binary phase value sequence, the number of bits of each phase control unit 3 can be reduced, and DBF can be realized at low cost.
  • the antenna device improves the SNR degradation, can realize lower cost and lower power consumption than the conventional configuration, can improve the SNR degradation, and is an analog beam forming phased array antenna Since the configuration can also realize DBF, it is suitable for use in an antenna device or the like that performs DBF that forms a beam with a digital signal.

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Abstract

　信号を受信する素子アンテナ（１）と、素子アンテナ（１）により受信された信号の位相を制御する位相制御部（３）と、系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得る位相値列取得部（４）と、位相値列に基づき位相制御部（３）での位相値を設定する位相値設定部（５）と、位相が制御された信号を合成する合成部（６）と、合成された信号をデジタル化するＡＤＣ（７）と、位相値列から周波数シフト量を算出する周波数計算部（８）と、デジタル化された信号に対し、周波数シフト量を用いて周波数変換を行うＤＤＣ（９）と、周波数変換された信号に対して低域フィルタリングを行うＬＰＦ（１０）と、低域フィルタリングが行われた信号を用いて、ビーム信号を形成するビーム形成部（１１）とを備えた。

Description

アンテナ装置
　この発明は、デジタル信号でビームを形成するデジタルビームフォーミング（ＤＢＦ：Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｂｅａｍ　Ｆｏｒｍｉｎｇ）を行うアンテナ装置に関するものである。
　近年、衛星通信及びレーダ等において、マルチビーム形成、及びアンテナパターンの低サイドローブ化の要求が高まっている。これらを実現するビーム形成方式として、デジタル信号処理でビームを形成するＤＢＦがある。ＤＢＦは、フィルタ、増幅器、ダウンコンバータ、ＡＤ変換器（ＡＤＣ：Ａｎａｌｏｇ　ｔｏ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）等のアナログ回路を素子アンテナ数（系統数）分備えている。そして、デジタル化された素子アンテナの信号に励振係数を乗積した後に合成してビームを形成する。このＤＢＦでは、デジタル信号処理でビームを形成するため、マルチビーム形成及びアンテナパターンの高精度な制御を容易に行うことができる。
　しかしながら、上記ＤＢＦでは、アナログ回路が系統数分必要となるという課題がある。特に、ＡＤＣは、他のアナログ回路と比較して消費電力が相対的に高く、また、価格も高い。そのため、ＤＢＦを用いるアンテナ装置は、高コスト及び高消費電力という課題がある。
　ＤＢＦを低コスト且つ低消費電力で実現する方法として、例えば特許文献１記載のアダプティブアレーアンテナ装置がある。このアダプティブアレーアンテナ装置は、各素子アンテナにスイッチを設け、時分割で各素子アンテナの受信信号を受信するようスイッチを切替える。このアダプティブアレーアンテナ装置では、アナログ回路を１系統のみ持てばよいため、コスト及び消費電力の主要因であるＡＤＣの個数を１つに減らすことができる。
特開２０１３-５１６４６号公報
　しかしながら、特許文献１に開示されたアダプティブアレーアンテナ装置では、とある時刻においてスイッチがＯＮになる素子アンテナは１つのみなので、スイッチを切替えるタイミングでは信号を受信できず、信号電力対雑音電力比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ）が劣化するという課題があった。また、このアダプティブアレーアンテナ装置はスイッチを用いる構成であるため、移相器を使用したアナログビーム形成方式の既存のフェーズドアレーアンテナのリプレイス等の場合には、アナログ回路の大きな変更が必要となるという課題があった。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、従来構成に対して、低コスト化及び低消費電力化を実現でき、且つ、ＳＮＲの劣化を改善でき、アナログビーム形成方式のフェーズドアレーアンテナ構成でもＤＢＦを実現できるアンテナ装置を提供することを目的としている。
　この発明に係るアンテナ装置は、複数系統設けられ、信号を受信する素子アンテナと、系統毎に設けられ、対応する素子アンテナにより受信された信号の位相を制御する位相制御部と、系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得る位相値列取得部と、位相値列取得部により得られた位相値列に基づき、各々の位相制御部での位相値を設定する位相値設定部と、各々の位相制御部により位相が制御された信号を合成する合成部と、合成部により合成された信号をデジタル化するＡＤ変換部と、位相値列取得部により得られた位相値列から系統毎の周波数シフト量を算出する周波数計算部と、系統毎に設けられ、ＡＤ変換部によりデジタル化された信号に対し、周波数計算部により算出された対応する周波数シフト量を用いて周波数変換を行う周波数変換部と、系統毎に設けられ、対応する周波数変換部により周波数変換された信号に対して低域フィルタリングを行うフィルタリング部と、各々のフィルタリング部により低域フィルタリングが行われた信号を用いて、ビーム信号を形成するビーム形成部とを備えたものである。
　この発明によれば、上記のように構成したので、従来構成に対して、低コスト化及び低消費電力化を実現でき、且つ、ＳＮＲの劣化を改善でき、アナログビーム形成方式のフェーズドアレーアンテナ構成でもＤＢＦを実現できる。
この発明の実施の形態１に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１に係るアンテナ装置の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係るアンテナ装置の動作を説明する図である。 この発明の実施の形態１に係るアンテナ装置の動作を説明する図であり、（ａ）各素子アンテナから出力された信号を示す図であり、（ｂ）各位相制御部から出力された周波数シフト後の信号を示す図であり、（ｃ）合成部から出力された信号を示す図である。 この発明の実施の形態２に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態２に係るアンテナ装置の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３に係るアンテナ装置の動作を示すフローチャートである。 この発明の実施の形態３に係るアンテナ装置の動作を説明する図であり、（ａ）各素子アンテナから出力された信号を示す図であり、（ｂ）各位相制御部から出力された位相変調後の信号を示す図であり、（ｃ）合成部から出力された信号を示す図である。 この発明の実施の形態４に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。
　以下、この発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１はこの発明の実施の形態１のアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。以下では、アンテナ装置がＭ（Ｍは自然数）本のビームを形成する場合を例に説明を行う。
　アンテナ装置は、図１に示すように、素子アンテナ１（１－１～１－Ｋ（Ｋは自然数））、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ　Ｎｏｉｓｅ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２（２－１～２－Ｋ）、位相制御部３（３－１～３－Ｋ）、位相値列取得部４、位相値設定部５、合成部６、ＡＤ変換器（ＡＤＣ）７、周波数計算部８、周波数変換部（ＤＤＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｄｏｗｎ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）９（９－１～９－Ｋ）、フィルタリング部（ＬＰＦ：Ｌｏｗ　Ｐａｓｓ　Ｆｉｌｔｅｒ）１０（１０－１～１０－Ｋ）及びビーム形成部１１を備えている。
　素子アンテナ１は、複数系統設けられ、電波（信号）を受信するものである。
　ＬＮＡ２は、系統毎に設けられ、対応する素子アンテナ１により受信された信号を増幅するものである。
　位相制御部３は、系統毎に設けられ、対応するＬＮＡ２により増幅された信号の位相を制御する移相器である。この位相制御部３は、位相値設定部５により設定された位相値で位相制御を行う。
　位相値列取得部４は、系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得るものである。この際、位相値列取得部４は、自ら位相値列を生成してもよいし、メモリ等に記憶された位相値列を示すデータを読出す構成としてもよい。
　位相値設定部５は、位相値列取得部４により得られた位相値列に基づき、各位相制御部３での位相値を設定するものである。
　なお、位相値列取得部４、位相値設定部５及び後述する周波数計算部８は、ソフトウェアに基づくＣＰＵを用いたプログラム処理によって実行される。
　合成部６は、各位相制御部３により位相が制御された信号を合成して、合成信号を生成するものである。
　ＡＤＣ７は、合成部６により生成された合成信号をデジタル化するものである。
　周波数計算部８は、位相値列取得部４により得られた位相値列から系統毎の周波数シフト量を算出するものである。
　ＤＤＣ９は、系統毎に設けられ、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号に対し、周波数計算部８により算出された対応する周波数シフト量を用いて周波数変換を行うものである。この際、ＤＤＣ９は、対応する周波数シフト量を用いて、合成信号の周波数をデジタル信号処理でダウンコンバートすることで周波数変換を行う。
　ＬＰＦ１０は、系統毎に設けられ、対応するＤＤＣ９により周波数変換された合成信号に対して低域周波数を通過させる低域フィルタリングを行うものである。これにより、合成信号を系統毎の信号に分離する。
　ビーム形成部１１は、各ＬＰＦ１０により低域フィルタリングが行われた信号を用いて、ビーム信号を形成するものである。
　次に、上記のように構成されたアンテナ装置の動作について、図２～４を参照しながら説明する。
　実施の形態１に係るアンテナ装置の動作では、図２に示すように、まず、各素子アンテナ１は電波（信号）を受信し、各ＬＮＡ２はこの信号を増幅する（ステップＳＴ２０１）。
　一方、位相値列取得部４は系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得て、位相値設定部５はこの位相値列から各位相制御部３に対する位相値を設定する（ステップＳＴ２０２）。
　次いで、各位相制御部３は、対応するＬＮＡ２により増幅された信号に対し、位相値設定部５により設定された位相値で位相制御を行う（ステップＳＴ２０３）。
　ここで、一般的なアナログビーム形成方式のフェーズドアレーアンテナの場合、各位相制御部により、ビーム指向方向で信号の位相波面が揃うように位相が制御される。それに対し、実施の形態１のアンテナ装置では、各位相制御部３が、位相波面を揃える位相調整ではなく、位相値を時間とともに増加させることで、それぞれの信号を周波数シフトする。これを実現するため、位相値列取得部４では、時間とともに位相値が増加する位相値列を得る。
　例として、位相制御部３として５ビットのデジタル移相器を用い、図３に示すように、Δｔ秒間隔で位相値を制御することを考える。時刻ｔにおける位相値θ度を（ｔ，θ）と表現すると、例えば位相値を、（０，０），（Δｔ，１１．２５），（２Δｔ，２２．５），（３Δｔ，３３．７５），・・・のように変化させる。この場合、Δｔ秒間隔で１１．２５度位相を変化させるので、３６０度位相を回転させるのに３２Δｔ秒必要となり、－１／（３２Δｔ）Ｈｚだけ周波数をシフトすることができる。図４（ａ），（ｂ）に示すように、位相制御部３の制御間隔で位相値を一定値ずつ変化させることにより周波数をシフトさせる。周波数シフト前の信号の周波数をｆとすると、この信号の周波数は上記位相制御部３によりｆ－１／（３２Δｔ）となる。
　そして、各素子アンテナ１間で位相値の変化量を変えたり、制御間隔を変えたりすることにより、各信号を異なる周波数にシフトできる。例えば、（０，０），（Δｔ，２２．５），（２Δｔ，４５．０），（３Δｔ，６７．５），・・・のように上記の２倍の位相変化量で位相制御する。また、（０，０），（Δｔ，０），（２Δｔ，１１．２５），（３Δｔ，１１．２５），・・・のように上記の２倍の制御間隔で位相を制御する。前者はΔｔ秒間隔で２２．５度位相を回転させるので、１／（１６Δｔ）Ｈｚだけ周波数シフトできる。後者は２Δｔ秒間隔で１１．２５度位相を回転させるので、１／（６４Δｔ）Ｈｚだけ周波数シフトできる。このようにして、各素子アンテナ１の位相変化量を異なる値にする。
　次いで、合成部６は各位相制御部３により位相が制御された信号を合成して合成信号（周波数分割多重された信号）を生成し、ＡＤＣ７はこの合成信号をデジタル化する（ステップＳＴ２０４，２０５）。これにより、図４（ｃ）に示すような合成信号を得ることができる。
　一方、周波数計算部８は、位相値列取得部４により得られた位相値列から系統毎の周波数シフト量ｆｓ（ｆｓ（１）～ｆｓ（Ｋ））を算出する（ステップＳＴ２０６）。ｋ番目（１≦ｋ≦Ｋ）の系統での周波数シフト量ｆｓ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）の一例としては、前述の１／（３２Δｔ），１／（１６Δｔ），１／（６４Δｔ）が挙げられる。
　次いで、各ＤＤＣ９は、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号に対し、周波数計算部８により算出された対応する周波数シフト量を用いて周波数変換を行う（ステップＳＴ２０７）。この際、ＤＤＣ９は、合成信号に対して、ｆ－ｆｓ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）の周波数の複素正弦波を乗積して周波数変換する。
　次いで、各ＬＰＦ１０は、対応するＤＤＣ９により周波数変換された合成信号に対して低域周波数を通過させる低域フィルタリングを行う（ステップＳＴ２０８）。この低域フィルタリングにより、他系統の信号が含まれないようにフィルタリングを行い、合成信号を系統毎の信号に分離する。
　次いで、ビーム形成部１１は、各ＬＰＦ１０により低域フィルタリングされた信号を用いて、ビーム信号を形成する（ステップＳＴ２０９）。すなわち、各系統に分離された信号を用いてＤＢＦ処理を行い、Ｍ本のビーム信号を形成する。
　なお上記では、デジタル信号処理によりＭ本のビーム形成を行う例を示した。しかしながら、これに限るものではなく、デジタル信号処理で各素子アンテナ１の振幅位相を高精度に制御し低サイドローブ化したビームを形成することもできる。
　以上のように、この実施の形態１によれば、各位相制御部３により各系統の信号を周波数分割多重し、合成した後にデジタル化し、デジタル信号処理で各系統の信号に分離するようにしたので、従来構成に対してＳＮＲの劣化を改善できる。また、ＡＤＣ７を１つとすることができるため、従来構成に対して低コスト化及び低消費電力化を実現できる。また、各位相制御部３の位相値を時間変化させて各系統の信号を周波数分割多重するようにしたので、アナログビーム形成方式のフェーズドアレーアンテナ構成であっても、デジタル信号処理の改良を行うことでＤＢＦを実現できる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、ＡＤＣ７でデジタル化した後に、ＤＤＣ９及びＬＰＦ１０を用いて合成信号を系統毎に分離する場合について示した。それに対し、実施の形態２では、各位相制御部３において、直交関係を有する周波数に各系統の信号を周波数シフトさせて周波数多重し、ＡＤＣ７でデジタル化した信号に対し離散フーリエ変換を施して分離する場合について説明する。
　図５はこの発明の実施の形態２に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。この図５に示す実施の形態２に係るアンテナ装置は、図１に示す実施の形態１に係るアンテナ装置からＤＤＣ９及びＬＰＦ１０を取除いてメモリ１２、離散フーリエ変換部１３及び抽出部１４を追加し、位相値列取得部４を位相値列取得部４ｂに変更したものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付して異なる部分についてのみ説明する。
　位相値列取得部４ｂは、系統間で直交関係を有する周波数にシフトするよう、系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得るものである。この際、位相値列取得部４ｂは、自ら位相値列を生成してもよいし、メモリ等に記憶された位相値列を示すデータを読出す構成としてもよい。
　なお、実施の形態２における位相値設定部５では、位相値列取得部４ｂにより得られた位相値列に基づき、各位相制御部３での位相値を設定する。また、実施の形態２における周波数計算部８では、位相値列取得部４ｂにより得られた位相値列から系統毎の周波数シフト量を算出する。
　メモリ１２は、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号を逐一記録するものである。
　離散フーリエ変換部１３は、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号をメモリ１２から読出し、この合成信号を離散フーリエ変換することで周波数変換するものである。
　抽出部１４は、離散フーリエ変換部１３により周波数変換された信号から、周波数計算部８により計算された各周波数シフト量に基づく系統毎のシフト後の周波数に対応する信号を抽出するものである。
　なお、離散フーリエ変換部１３及び抽出部１４は、ソフトウェアに基づくＣＰＵを用いたプログラム処理によって実行される。
　また、実施の形態２におけるビーム形成部１１では、抽出部１４により抽出された各信号を用いて、ビーム信号を形成する。
　次に、実施の形態２に係るアンテナ装置の動作について、図６を参照しながら説明する。
　実施の形態２に係るアンテナ装置の動作では、図６に示すように、まず、各素子アンテナ１は電波（信号）を受信し、各ＬＮＡ２はこの信号を増幅する（ステップＳＴ６０１）。
　一方、位相値列取得部４ｂは系統間で直交関係を有する周波数にシフトするよう系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得て、位相値設定部５はこの位相値列から各位相制御部３に対する位相値を設定する（ステップＳＴ６０２）。例えば、後段の離散フーリエ変換で観測できる周波数の分解能をｆｒｅｓとすると、位相制御後の周波数ｆ－ｆｓ（ｋ）（１≦ｋ≦Ｋ）がｆｒｅｓの整数倍となるような位相値列を得る。
　次いで、各位相制御部３は、対応するＬＮＡ２により増幅された信号に対し、位相値設定部５により設定された位相値で位相制御を行う（ステップＳＴ６０３）。
　次いで、合成部６は各位相制御部３により位相が制御された信号を合成して合成信号（周波数分割多重された信号）を生成し、ＡＤＣ７はこの合成信号をデジタル化し、メモリ１２はこのデジタル化された合成信号を逐一記録する（ステップＳＴ６０４～６０６）。
　次いで、離散フーリエ変換部１３は、全ての位相制御部３での位相が３６０度以上回転したかを判断する（ステップＳＴ６０７）。このステップＳＴ６０７において、全ての位相制御部３での位相が３６０度以上回転していないと判断した場合には、シーケンスはステップＳＴ６０７に再び戻り、待機状態となる。
　一方、ステップＳＴ６０７において、離散フーリエ変換部１３は、全ての位相制御部３での位相が３６０度以上回転したと判断した場合には、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号をメモリ１２から読出し、この合成信号を離散フーリエ変換することで周波数変換する（ステップＳＴ６０８）。
　一方、周波数計算部８は、位相値列取得部４ｂにより生成された位相値列から系統毎の周波数シフト量ｆｓ（ｆｓ（１）～ｆｓ（Ｋ））を計算する（ステップＳＴ６０９）。
　次いで、抽出部１４は、離散フーリエ変換部１３により周波数変換された信号から、周波数計算部８により計算された各周波数シフト量に基づく系統毎のシフト後の周波数に対応する信号を抽出する（ステップＳＴ６１０）。すなわち、離散フーリエ変換によって直交周波数成分の複素情報（振幅及び位相）を得ることができるので、抽出部１４は、周波数計算部８により得られた周波数シフト量だけシフトした周波数の複素情報を出力する。これにより、合成信号を系統毎の信号に分離することができる。
　次いで、ビーム形成部１１は、抽出部１４により抽出された各信号を用いて、ビーム信号を形成する（ステップＳＴ６１１）。
　以上のように、この実施の形態２によれば、各位相制御部３により各系統の信号を周波数分割多重し、合成した後にデジタル化し、デジタル信号処理で各系統の信号に分離するようにしたので、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。
　また、実施の形態２では、各位相制御部３により、各系統の信号を直交周波数に周波数シフトして周波数分割多重するように構成したので、周波数分割多重された信号から各系統の信号を分離する処理に離散フーリエ変換を用いることができ、実施の形態１に対して、デジタル信号処理の負荷を低減することができる。
実施の形態３．
　実施の形態１，２では、各位相制御部３での位相値を時間変化させ、各系統の信号を周波数シフトさせる場合について示した。それに対し、実施の形態３では、位相値列取得部４ｃで直交符号に基づく位相値列を得て、この位相値列を用いて各系統の信号の位相を制御して直交化し合成する。すなわち、各系統の信号を符号分割多重しデジタル信号処理で分離する場合について示す。
　図７はこの発明の実施の形態３に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。図７に示す実施の形態３に係るアンテナ装置は、図１に示す実施の形態１に係るアンテナ装置からＤＤＣ９及びＬＰＦ１０を取除いて分離部１５を追加し、位相値列取得部４を位相値列取得部４ｃに変更したものである。その他の構成は同様であり、異なる部分についてのみ説明を行う。
　位相値列取得部４ｃは、直交符号に基づき、系統間で直交関係を有し且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得るものである。この際、位相値列取得部４ｃは、自ら位相値列を生成してもよいし、メモリ等に記憶された位相値列を示すデータを読出す構成としてもよい。
　なお、実施の形態３における位相値設定部５では、位相値列取得部４ｃにより得られた位相値列に基づき、各位相制御部３での位相値を設定する。
　分離部１５は、系統毎に相関処理部１５１（１５１－１～１５１－Ｋ）を有し、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号と、位相値列取得部４ｃにより得られた位相値列との相関処理を行うことで、系統毎の信号に分離するものである。
　この際、分離部１５は、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号と、位相値列取得部４ｃにより得られた位相値列とを用いて、時間領域での畳込み演算を行うことで、上記相関処理を行う。又は、分離部１５は、ＡＤＣ７によりデジタル化された信号と、位相値列取得部４ｃにより得られた位相値列とを用いて、周波数領域でのフーリエ変換の内積演算を行うことで、上記相関処理を行ってもよい。
　なお、位相値列取得部４ｃ及び分離部１５は、ソフトウェアに基づくＣＰＵを用いたプログラム処理によって実行される。
　また、実施の形態３におけるビーム形成部１１では、分離部１５により分離された各信号を用いて、ビーム信号を形成する。
　次に、実施の形態３に係るアンテナ装置の動作について、図８，９を参照しながら説明する。
　実施の形態３に係るアンテナ装置の動作では、図８に示すように、まず、各素子アンテナ１は電波（信号）を受信し、各ＬＮＡ２はこの信号を増幅する（ステップＳＴ８０１）。
　一方、位相値列取得部４ｃは直交符号に基づき系統間で直交関係を有し且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得て、位相値設定部５はこの位相値列から各位相制御部３に対する位相値を設定する（ステップＳＴ８０２）。すなわち、位相値列取得部４ｃにて、系統間で互いに直交する符号パターン群を生成する。このとき、各符号の取りうる値は多値であってもよいし、２値であってもよい。
　次いで、各位相制御部３は、対応するＬＮＡ２により増幅された信号に対し、位相値設定部５により設定された位相値で位相制御を行う（ステップＳＴ８０３）。このように、直交符号に基づく位相制御を行うことで、一種の位相変調を施し、各系統の信号に対して直交化処理を行うことができる。例えば、直交符号が２値である場合、図９（ａ），（ｂ）に示すように、ｋ（１≦ｋ≦Ｋ）番目の素子アンテナ１－ｋに対応した直交符号が１の場合には位相制御部３－ｋの位相値を０度に、符号が－１の場合には位相値を１８０度（π［ｒａｄ］）に設定する。
　次いで、合成部６は各位相制御部３により位相が制御された信号を合成して合成信号（符号分割多重された信号）を生成し、ＡＤＣ７はこの合成信号をデジタル化する（ステップＳＴ８０４，８０５）。これにより、図９（ｃ）に示すような合成信号を得ることができる。
　次いで、分離部１５は、各相関処理部１５１により、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号と、位相値列取得部４ｃにより得られた位相値列との相関処理を行うことで、系統毎の信号に分離する（ステップＳＴ８０６）。この際、図９に示すように、各系統の信号は直交化されているため、本相関処理により各系統の信号に分離することができる。
　次いで、ビーム形成部１１は、分離部１５により分離された各信号を用いて、ビーム信号を形成する（ステップＳＴ８０７）。
　以上のように、この実施の形態３によれば、各位相制御部３により各系統の信号を直交符号化して符号分割多重し、合成した後にデジタル化し、相関処理で各系統の信号に分離するようにしたので、従来構成に対してＳＮＲの劣化を改善できる。また、ＡＤＣ７を１つとすることができるため、従来構成に対して低コスト化及び低消費電力化を実現できる。また、各位相制御部３の位相値を時間変化させて各系統の信号を符号分割多重するようにしたので、アナログビーム形成方式のフェーズドアレーアンテナ構成であっても、デジタル信号処理の改良を行うことでＤＢＦを実現できる。
　また、実施の形態３では、各位相制御部３により符号分割多重するのでＡＤＣ７の処理帯域を拡大する必要はない。そのため、高価なＡＤＣ７を使用せずにＤＢＦを実現できる。
実施の形態４．
　図１０はこの発明の実施の形態４に係るアンテナ装置の構成の一例を示すブロック図である。図１０に示す実施の形態４に係るアンテナ装置は、図７に示す実施の形態３に係るアンテナ装置の位相値列取得部４ｃとしてアダマール行列取得部１６を用いたものである。その他の構成は同様であり、同一の符号を付して異なる部分についてのみ説明を行う。
　アダマール行列取得部１６は、直交符号に基づく位相値列として、系統数以上の次元のアダマール行列を得るものである。この際、アダマール行列取得部１６は、自らアダマール行列を生成してもよいし、メモリ等に記憶されたアダマール行列を示すデータを読出す構成としてもよい。
　なお、実施の形態４における位相値設定部５では、アダマール行列取得部１６により得られたアダマール行列に基づき、各位相制御部３での位相値を設定する。また、実施の形態４における分離部１５では、各相関処理部１５１により、ＡＤＣ７によりデジタル化された合成信号と、アダマール行列取得部１６により得られたアダマール行列との相関処理を行うことで、系統毎の信号に分離する。
　また、実施の形態４に係るアンテナ装置の動作は、実施の形態３に係るアンテナ装置の動作の位相値列取得部４ｃの動作をアダマール行列取得部１６の動作に置き換えた点以外は同様であり、その説明を省略する。
　このアダマール行列は、正方行列であり、行列の要素値は＋１か－１のいずれかの値である。また、任意の２つの行ベクトルはすべて直交する性質を有する。このアダマール行列は次式（１）で算出できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　ここで、４系統（Ｋ＝４）の場合を例に説明する。この場合、アダマール行列取得部１６にて得られるアダマール行列は次式（２）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　このアダマール行列において、各行のベクトルが各系統の直交符号系列である。そして、要素値が１の場合を位相値０度に対応させ、要素値が－１の場合を位相値１８０度に対応させる。この場合、例えば、第２系統の受信信号は、（０度、１８０度、０度、１８０度）のように位相値が制御される。
　このアダマール行列を用いることで、０度及び１８０度の２種類の位相値で直交符号を形成でき、各位相制御部３で用いられる移相器のビット数によらず、本符号を適用することができる。
　なお上記の通り、アダマール行列の次数は偶数となる。そのため、系統数Ｋが奇数の場合は、系統数Ｋを超える偶数次数のアダマール行列を生成し、そのうちのＫ個の行ベクトルを各系統の直交符号とする。
　以上のように、この実施の形態４によれば、位相値列としてアダマール行列を用いても、実施の形態３と同様の効果を得ることができる。
　また、実施の形態４では、２値の位相値列で位相を制御するため、各位相制御部３のビット数を小さくでき、低コストでＤＢＦを実現できる。
　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。
　この発明に係るアンテナ装置は、ＳＮＲの劣化を改善し、従来構成に対して、低コスト化及び低消費電力化を実現でき、且つ、ＳＮＲの劣化を改善でき、アナログビーム形成方式のフェーズドアレーアンテナ構成でもＤＢＦを実現できるため、デジタル信号でビームを形成するＤＢＦを行うアンテナ装置等に用いるのに適している。
　１　素子アンテナ、２　低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３　位相制御部、４，４ｂ，４ｃ　位相値列取得部、５　位相値設定部、６　合成部、７　ＡＤ変換器（ＡＤＣ）、８　周波数計算部、９　周波数変換部（ＤＤＣ）、１０　フィルタリング部（ＬＰＦ）、１１　ビーム形成部、１２　メモリ、１３　離散フーリエ変換部、１４　抽出部、１５　分離部、１６　アダマール行列取得部、１５１　相関処理部。

Claims (10)

  1. 　複数系統設けられ、信号を受信する素子アンテナと、
    　前記系統毎に設けられ、対応する前記素子アンテナにより受信された信号の位相を制御する位相制御部と、
    　前記系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得る位相値列取得部と、
    　前記位相値列取得部により得られた位相値列に基づき、各々の前記位相制御部での位相値を設定する位相値設定部と、
    　各々の前記位相制御部により位相が制御された信号を合成する合成部と、
    　前記合成部により合成された信号をデジタル化するＡＤ変換部と、
    　前記位相値列取得部により得られた位相値列から前記系統毎の周波数シフト量を算出する周波数計算部と、
    　前記系統毎に設けられ、前記ＡＤ変換部によりデジタル化された信号に対し、前記周波数計算部により算出された対応する周波数シフト量を用いて周波数変換を行う周波数変換部と、
    　前記系統毎に設けられ、対応する前記周波数変換部により周波数変換された信号に対して低域フィルタリングを行うフィルタリング部と、
    　各々の前記フィルタリング部により低域フィルタリングが行われた信号を用いて、ビーム信号を形成するビーム形成部と
    　を備えたアンテナ装置。
  2. 　前記位相制御部は移相器である
    　ことを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
  3. 　複数系統設けられ、信号を受信する素子アンテナと、
    　前記系統毎に設けられ、対応する前記素子アンテナにより受信された信号の位相を制御する位相制御部と、
    　前記系統間で直交関係を有する周波数にシフトするよう、当該系統間で異なり且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得る位相値列取得部と、
    　前記位相値列取得部により得られた位相値列に基づき、各々の前記位相制御部での位相値を設定する位相値設定部と、
    　各々の前記位相制御部により位相が制御された信号を合成する合成部と、
    　前記合成部により合成された信号をデジタル化するＡＤ変換部と、
    　前記ＡＤ変換部によりデジタル化された信号を周波数変換する離散フーリエ変換部と、
    　前記位相値列取得部により得られた位相値列から前記系統毎の周波数シフト量を算出する周波数計算部と、
    　前記離散フーリエ変換部により周波数変換された信号から、前記周波数計算部により計算された各周波数シフト量に基づく前記系統毎のシフト後の周波数に対応する信号を抽出する抽出部と、
    　前記抽出部により抽出された各信号を用いて、ビーム信号を形成するビーム形成部と
    　を備えたアンテナ装置。
  4. 　前記位相制御部は移相器である
    　ことを特徴とする請求項３記載のアンテナ装置。
  5. 　複数系統設けられ、信号を受信する素子アンテナと、
    　前記系統毎に設けられ、対応する前記素子アンテナにより受信された信号の位相を制御する位相制御部と、
    　直交符号に基づき、前記系統間で直交関係を有し且つ時間変化する位相値を与えた位相値列を得る位相値列取得部と、
    　前記位相値列取得部により得られた位相値列に基づき、各々の前記位相制御部での位相値を設定する位相値設定部と、
    　各々の前記位相制御部により位相が制御された信号を合成する合成部と、
    　前記合成部により合成された信号をデジタル化するＡＤ変換部と、
    　前記ＡＤ変換部によりデジタル化された信号と、前記位相値列取得部により得られた位相値列との相関処理を行うことで、前記系統毎の信号に分離する分離部と、
    　前記分離部により分離された各信号を用いて、ビーム信号を形成するビーム形成部と
    　を備えたアンテナ装置。
  6. 　前記位相制御部は移相器である
    　ことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
  7. 　前記位相値列取得部は、２値の前記直交符号に基づき、１８０度異なる位相値を割り当てた前記位相値列を得る
    　ことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
  8. 　前記位相値列取得部は、前記位相値列として前記系統数以上の次元のアダマール行列を得るアダマール行列取得部である
    　ことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
  9. 　前記分離部は、前記ＡＤ変換部によりデジタル化された信号と、前記位相値列取得部により得られた位相値列とを用いて、時間領域での畳込み演算を行うことで、前記相関処理を行う
    　ことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
  10. 　前記分離部は、前記ＡＤ変換部によりデジタル化された信号と、前記位相値列取得部により得られた位相値列とを用いて、周波数領域でのフーリエ変換の内積演算を行うことで、前記相関処理を行う
    　ことを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
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