WO2016092683A1 - 電力変換器 - Google Patents

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power
carrier frequency
switching circuit
power converter
reactor
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景山　寛
歩 畑中
徹 増田
大地 川村
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株式会社日立製作所
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power converter.
  • Power converters that convert DC power and AC power are used in many power electronics fields.
  • a power converter converts DC power input from DC wiring into AC power and outputs it to AC wiring, or converts AC power input from AC wiring into DC power and converts DC power into DC power.
  • a switching circuit is used to output the signal. Power conversion is performed by switching the switching circuit with a pulse signal. The pulse signal is obtained by comparing the command value with a carrier signal having a specific carrier frequency. Such an operating frequency of the switching element is generally called a switching frequency.
  • an apparatus having an inductance such as a reactor or a transformer is provided on the AC side for filtering or the like.
  • the loss cannot be ignored with respect to the switching loss of the switching element, and in a general power converter, if the switching frequency is lowered, the loss of the entire power converter is reduced.
  • simply lowering the switching frequency due to the influence of the inductance does not necessarily reduce the overall loss.
  • the above prior art is used by switching from the highest one of the three different switching frequencies to the lower one as the output power of the power converter increases.
  • the loss includes switching elements.
  • the loss associated with the switching and the loss affected by the current flowing through the inductance affect each other in a complicated manner and cannot be determined uniquely.
  • devices with high switching speed such as silicon carbide (SiC) semiconductors in recent years, have appeared, and the influence of switching loss has also changed. It is impossible to reduce the loss of the power converter. That is, there is a problem that power conversion with little loss cannot be performed when the DC voltage or the AC current changes.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that can perform power conversion with little loss even when a DC voltage or an AC current changes.
  • a power converter for converting direct current power into alternating current power or alternating current power into direct current power, which is connected to a switching circuit and the alternating current power side of the switching circuit.
  • An AC reactor, and a pulse generation circuit that operates the switching circuit according to a carrier frequency based on a control command.
  • the carrier frequency is increased at least in a predetermined operating range when a voltage value of the DC power increases.
  • the AC power is controlled so as to decrease as the current value of the AC power increases.
  • the carrier frequency fc of the PWM signal is changed between the upper limit and the lower limit of the carrier frequency by the voltage value VDC of the DC power and the current value IAC of the AC power, and fc and VDC are changed in the XY graph.
  • the carrier is such that when the relationship is expressed as the Y axis and the X axis, respectively, the graph is convex upward, and when the relationship is expressed as the Y axis and the X axis respectively in the XY graph, the graph is downward convex.
  • the frequency fc is controlled.
  • the power converter according to the present invention has the carrier frequency fc of the PWM signal, the carrier frequency fc is proportional to the n / n + 1 power of the DC voltage between the upper limit and the lower limit of the carrier frequency, and ⁇ 1 / Control is performed in proportion to the (n + 1) th power, and n is greater than 0 and less than or equal to 1.
  • the carrier frequency is proportional to the 1/2 power of the DC voltage, and IAC ⁇ 1 It is controlled to be proportional to / square.
  • a temperature sensor is provided in the switching circuit, and the upper limit of the carrier frequency is defined by the inverter temperature measured by the temperature sensor.
  • the transistor and the free wheel diode included in the switching circuit are wide gap semiconductors.
  • the transistor and the free wheel diode included in the switching circuit are silicon carbide semiconductors.
  • the power converter of the present invention is a power converter that converts the DC power of the solar cell array into AC power.
  • the carrier frequency fc is changed between the upper limit and the lower limit of the carrier frequency according to the temperature of the solar cell array and the amount of solar radiation, and the voltage value of the DC power and the current value of the AC power are changed to the temperature of the solar cell array.
  • a voltage value and current value estimation circuit for estimating from the amount of solar radiation.
  • the power converter of the present invention can perform power conversion with little loss even when a DC voltage or an AC current changes.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of the power converter of the present invention.
  • the power converter of the present invention is an example used as a power converter that converts DC power generated by a solar cell into AC power.
  • the power converter 1 receives the DC power generated by the solar cell array 2 and converts it into AC power, boosts the voltage with the AC transformer 3, and supplies the power to the power system 4.
  • the power converter 1 converts the DC power input through the DC power wiring 14 into AC power by PWM control of the switching circuit 11, the AC reactor 12, and the filter capacitor 13 in the power converter. Output through the wiring 15.
  • the control device 16 For PWM control, the control device 16 generates a PWM pulse signal PLS having a carrier frequency fc and supplies it to the switching circuit 11.
  • a DC voltage sensor 17 is attached to the DC power wiring 14, and an AC current sensor 18 is attached to the AC power wiring 15.
  • the DC voltage value VDC and the AC current value IAC are supplied to the control device 16, respectively.
  • a temperature sensor 19 is attached inside the switching circuit 11 and supplies information on the internal temperature of the switching circuit 11 to the control device 16.
  • a plurality of similar sensors for observing the voltage, current, and temperature of each place are attached, and the information is sent to the control device 16 for various controls and protections that are not the subject of this specification. It is used for.
  • loss input power ⁇ output power. The smaller the loss, the more efficiently the input power is transmitted to the output power (high conversion efficiency), and less heat generation in the power converter.
  • the frequency of the pulse signal PLS generated by the PWM pulse generator 21 is called a carrier frequency, and the transistor in the switching circuit 11 is normally turned on / off as many times as the carrier frequency per second.
  • This carrier frequency is often set to an appropriate value in consideration of the amount of ripple current flowing in the AC reactor and the switching loss of the switching circuit 11.
  • the ripple current is an unnecessary high-frequency current (frequency is about kHz to MHz) generated by PWM control and superimposed on the AC current.
  • the switching loss is a loss generated in proportion to the carrier frequency and the amount of alternating current, and is suppressed by lowering the carrier frequency.
  • the loss in the AC reactor 12 includes a loss called copper loss caused by current flowing through the resistance of the coil, and a loss called iron loss caused by a change in magnetic flux density between the core and the gap.
  • the latter iron loss is proportional to the amount of ripple current, and the amount of ripple current depends on the DC voltage and the carrier frequency.
  • the ratio of the switching loss of the switching circuit 11 and the iron loss of the AC reactor 12 changes according to the carrier frequency, and the switching frequency is changed by changing the carrier frequency according to the situation of the AC current and the DC voltage.
  • the total loss of the switching loss and the iron loss of the AC reactor 12 can be minimized. Therefore, the carrier frequency is changed according to the DC voltage value and the AC current value.
  • the control device 16 includes a PWM pulse generator 21, a voltage command generator 22, arithmetic circuits 23 and 24, a multiplier 25, a gain 26, and a limiter 27.
  • the PWM pulse generator 21 receives the voltage command value of the voltage command generator 22 and the carrier frequency command value FC, and generates a pulse signal PLS having a carrier frequency fc.
  • the voltage command generator 22 sets an appropriate voltage command value to cause the switching circuit 11 to perform power maximum point tracking (MPPT) control for taking out the power of the solar cell array 2 to the maximum, or power stability control of the system. Supply to PWM pulse generator.
  • MPPT power maximum point tracking
  • the arithmetic circuits 23 and 24 receive the DC voltage value VDC and the AC current value IAC, respectively, and calculate the n / (n + 1) th power value of VDC and the ⁇ n / (n + 1) th power value of IAC, respectively. Is done. These values are multiplied by a multiplier 25, and a value multiplied by a constant K by a gain 26 is input to a limiter 27.
  • the switching loss of the switching circuit is generally proportional to the carrier frequency fc, the AC current value IAC, and the DC voltage value VDC
  • the iron loss of the AC reactor is generally proportional to the ⁇ n power of the carrier frequency, It is proportional to the (n + 1) th power of VDC.
  • n is a value depending on the core material characteristics of the AC reactor, and can take a range of 0 ⁇ n ⁇ 1.
  • the loss component of the iron core is a value close to 1 when the hysteresis loss is main, and n is close to 0 when the eddy current loss is main.
  • the value of n needs to be acquired in advance from the iron loss characteristics of the AC reactor.
  • the total loss of the power converter 1 can be expressed by Eloss in Equation 1.
  • the coefficients A and B are proportional coefficients, the first term represents the switching loss of the switching circuit 11, and the second term represents the iron loss of the AC reactor 12.
  • C in the third term represents other loss of the switching circuit 11 and the AC reactor 12, and represents loss that does not depend on the carrier frequency fc. For example, it is a copper loss of the switching circuit 11 or the reactor 12.
  • Equation 1 The coefficient A and the coefficient B need to be obtained from individual switch circuit loss and individual AC reactor loss under a certain minimum condition.
  • the first term of Equation 1 increases with an increase in carrier frequency fc, while the second term decreases, so that the total loss is minimized at fc where the differential equation by fc of Equation 1 is zero.
  • Expression 2 is a differential expression by fc of Expression 1.
  • fc_OPT fc_OPT
  • the total loss ELoss is minimized.
  • the carrier frequency fc_OPT that minimizes the total loss may be a value obtained by multiplying the product of IAC to the ⁇ n / (n + 1) th power and the VDC to the n / (n + 1) th power by a constant K.
  • K is obtained from the above-described values of A, B, and n as shown in Expression 4.
  • the function of calculating the carrier frequency fc_OPT that minimizes the total loss described above and outputting it to the carrier frequency command value FC is achieved by the arithmetic circuits 23, 24, the multiplier 25, and the gain 26 of FIG. It has been realized.
  • a limiter is required for the carrier frequency command value FC due to factors other than loss.
  • the switching loss of the switching circuit 11 increases, and the temperature of the switching circuit 11 rises.
  • an increase in the carrier frequency is limited by providing an upper limit LimH to the carrier frequency command value FC.
  • the carrier frequency command value FC is provided with a lower limit LimL, and the limiter 27 limits the decrease in the carrier frequency so that the ripple current is within the specified range.
  • a temperature sensor 19 is provided inside the switching circuit 11 and the value of LimH is updated according to the temperature information. Yes.
  • the carrier frequency command value FC output from the limiter 27 is supplied to the PWM pulse generator 21.
  • the PWM pulse generator 21 generates a pulse signal PLS having a carrier frequency fc according to the carrier frequency command value FC.
  • FIG. 2A and 2B are graphs showing the relationship between the value of the carrier frequency fc of the pulse signal PLS, the DC voltage value VDC, and the AC current value IAC. Since the carrier frequency fc is a binary function of the DC voltage value VDC and the AC current value IAC, the relationship with respect to VDC is divided into FIG. 2A and the relationship with IAC is divided into FIG. 2B.
  • the carrier frequency fc becomes a characteristic of an upwardly convex curve between the limit values LimH and LimL with respect to the DC voltage value VDC.
  • FIG. 2B the carrier frequency fc has a downwardly convex curve characteristic between the limit values LimH and LimL with respect to the alternating current value IAC.
  • FIG. 3 shows another configuration example of the control device 16.
  • the control device includes a PWM pulse generator 31, a voltage command generator 32, a table 33, and a limiter 34.
  • the PWM pulse generator 21 receives the voltage command value of the voltage command generator 22 and the carrier frequency command value FC, and generates a pulse signal PLS having a carrier frequency fc.
  • the voltage command generator 23 and the limiter 34 have the same functions as the voltage command generator 22 and the limiter 27 shown in FIG.
  • the table 33 is a look-up table in which the values of fc_OPT for the DC voltage VDC and the AC current IAC are set in advance as a two-dimensional array based on Equation 3.
  • the table 33 reads and outputs the value of fc_OPT corresponding to the value of the input DC voltage VDC and AC current IAC.
  • the characteristic curve of FIG. 2 becomes stepped due to quantization error, but by making the table of FIG. 4 sufficiently large in size, the characteristic curve is smooth. It can be regarded as a continuous curve.
  • FIG. 5 shows the configuration of the PWM pulse generator 21.
  • the PWM pulse generator 21 includes three comparison blocks 51, 52 and 53 and an up / down counter 54. Using the internal clock ⁇ of the control device 16 as a synchronous clock, the up / down counter 54 generates a triangular wave signal of the carrier frequency fc according to the carrier frequency command value FC.
  • the comparison blocks 51 to 53 include comparators 55 and 56, and compare the U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values U *, V *, and W * supplied by the voltage command generator 22 with the triangular wave signal. As a result, a pulse signal PLS having a pulse width proportional to the voltage command value is generated.
  • the pulse signal PLS is a binary logic signal, and is a command to turn on the switch element when it is at the H level and to turn it off when it is at the L level.
  • the comparators 55 and 56 are switched to the H / L level at the same timing. In order to avoid the ON state from overlapping at that time, the outputs of both the comparators 55 and 56 are set to the L level for a certain time at the switching timing. Dead time generation circuits 57 and 58 are provided.
  • FIG. 6 shows the configuration of the switching circuit 11, the AC reactor 12, and the filter capacitor 13.
  • the switching circuit 11 includes transistors 61a to 61f, freewheeling diodes 62a to 62f, gate drivers 63a to 63f, and a DC capacitor 64.
  • the AC reactor 12 includes three reactors 65 for each of the U phase, V phase, and W phase, and the filter capacitor includes three interphase capacitors between the UV, VW, and WU phases. .
  • the gate drivers 63a to 63f receive the pulse signal PLS and perform ON / OFF control of the transistors 61a to 61f according to the logic state. PWM control is performed by changing the ON / OFF ratio of the transistors 61a to 61f. Then, the DC power supplied to the P and N wirings of the DC power wiring 14 is converted into AC power by the reactor 65 and the capacitor 66 and output as AC power to the U, V, and W wirings of the AC power wiring 15. .
  • wide gap semiconductors typified by silicon carbide (SiC) semiconductors can be used for the transistors 61a to 61f and the freewheeling diodes 62a to 62f.
  • SiC silicon carbide
  • the first embodiment of the present invention exemplifies a power converter that converts the DC power of the solar cell array into AC power. However, if the DC voltage changes, the DC power other than the solar cell array is used. It can be connected to the source.
  • the first embodiment of the present invention is an inverter in which DC power is input power and AC power is an output voltage. However, when the current direction is reversed, the AC power is input power and the DC power is Even a converter with an output voltage is applicable.
  • the carrier frequency is changed only by the DC voltage value VDC and the AC voltage value IAC.
  • the carrier frequency may be changed to some extent by other factors. For example, it is conceivable to control the carrier frequency so as to fluctuate randomly because of the spectral dispersion of the carrier frequency.
  • FIG. 7 shows a second embodiment of the power converter of the present invention.
  • the power converter 71 inputs DC power generated by the solar cell array 72 and converts it into AC power, boosts it with an AC transformer 73, and supplies the power to the power system 74.
  • the power converter 71 converts the DC power input through the DC power wiring 84 into AC power by the PWM control of the switching circuit 81, the AC reactor 82, and the filter capacitor 83 in the power converter, and the AC power Output through the wiring 85.
  • the control device 86 For PWM control, the control device 86 generates a PWM pulse signal PLS having a carrier frequency fc and supplies it to the switching circuit 81.
  • the power converter 71 includes a VDC / IAC estimation circuit 87 for estimating the DC voltage value VDC of the DC power wiring 84 and the AC current value IAC of the AC power wiring 85.
  • the VDC / IAC estimation circuit 87 is inputted with temperature information TEMP measured by a thermometer 88 attached to the solar cell array 71 and solar radiation information IRAD measured by a solar radiation meter 89 installed outdoors.
  • the VDC / IAC estimation circuit 87 estimates the input current IAC based on the temperature information TEMP and the solar radiation information IRAD and supplies it to the controller 86.
  • the control device 86 performs maximum power point tracking (MPPT) control of the solar cell array in the same manner as the control device 16 of the first embodiment, and calculates the total loss of the switching circuit 81 and the AC reactor 82 based on the VDC and IAC information.
  • the carrier frequency fc for minimizing is determined.
  • FIG. 8 is an example of a graph showing the relationship between the DC voltage value VDC of the solar cell array 72 and the DC current value IDC.
  • This example corresponds to a silicon crystal solar cell which is the most common solar cell.
  • FIG. 8A shows a change in the characteristic curve when the temperature of the solar cell array 72 changes. When the temperature changes, the operating point changes to Pmax1 at high temperature and Pmax2 at low temperature by MPPT control. At this time, since the DC voltage value VDC changes to VDC1 and VDC2, respectively, the DC voltage value VDC can be estimated from the temperature information TEMP.
  • FIG. 8B shows the change in the characteristic curve when the amount of solar radiation changes.
  • the operating point is changed to Pmax3 when the solar radiation is strong and to Pmax4 when the solar radiation is weak by MPPT control.
  • the direct current value IDC changes to IDC1 and IDC2, respectively, the direct current value IDC can be estimated from the solar radiation information IRAD.
  • the AC current value IAC IDC ⁇ ⁇ VDC / ( ⁇ 3 ⁇ VAC ⁇ cos ⁇ ) ⁇ can be obtained.
  • VAC is an AC voltage value
  • ⁇ is a power factor.
  • temperature sensor 88 and the solar radiation system 89 shown in FIG. 7 can be used in common for the plurality of power converters 71.
  • VDC DC voltage value, IAC ... AC current value, PLS ... pulse signal, FC ... carrier frequency command value, LimH ... carrier frequency upper limit value, LimL ... carrier frequency lower limit, 1 ... power converter, 2 ... solar cell array, 3 ... AC transformer, 4 ... system, 11 ... switching circuit, 12 ... AC reactor, 13 ... filter capacitor, 14 ... DC power wiring, 15 ... AC power wiring, 16 ... control device, 17 ... DC voltage sensor, 18 ... AC Current sensor, 19 ... temperature sensor, 21 ... PWM pulse generator, 22 ... voltage command generator, 23, 24 ... arithmetic circuit, 25 ... multiplier, 26 ... gain, 27 ... limiter, 28 ... limiter upper limit, 31 ...
  • PWM Pulse generator 32 ... Voltage command generator, 33 ... Table, 34 ... Limiter, 51-53 ... Comparison block, 54 ... Up / down count 55, 56: Comparator, 57, 58: Dead time generation circuit, 61a to f ... Transistor, 62a to f ... Freewheeling diode, 63a to f ... Gate driver, 64 ... DC capacitor, 65 ... Reactor, 66 ... Interphase capacitor, DESCRIPTION OF SYMBOLS 71 ... Power converter, 72 ... Solar cell array, 73 ... AC transformer, 74 ... System
  • AC power wiring 86 DESCRIPTION OF SYMBOLS ... Control apparatus, 87 ... VDC / IAC estimation circuit, 88 ... Thermometer, 89 ... Solar radiation meter, 111 ... Switching circuit, 112 ... AC reactor, 113 ... Filter capacitor, 114 ... PWM pulse generator, 115 ... Pulse signal, 116 ... DC power wiring, 117 ... AC power wiring

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Abstract

より正確に損失が最小となるキャリア周波数でのＰＷＭ動作を可能にする。ＰＷＭ信号（ＰＬＳ）のキャリア周波数（ＦＣ）を、キャリア周波数上限（ＬｉｍＨ）および下限（ＬｉｍＬ）の間において、直流電力の電圧値（ＶＤＣ）と交流電力の電流値（ＩＡＣ）によって変化させる。Ｘ－Ｙグラフでキャリア周波数（ＦＣ）と直流電力の電圧値（ＶＤＣ）をそれぞれＹ軸、Ｘ軸として関係を表した時に上に凸のグラフとなり、Ｘ－Ｙグラフでキャリア周波数（ＦＣ）と交流電力の電流値（ＩＡＣ）をそれぞれＹ軸、Ｘ軸として関係を表した時に下に凸のグラフとなるように、キャリア周波数（ＦＣ）を制御する。

Description

電力変換器
　本発明は電力変換器に関するものである。
　直流電力と交流電力とを変換する電力変換器は多くのパワーエレクトロニクスの分野で使用されている。電力変換器は、一般的に、直流配線から入力される直流電力を交流電力に変換して交流配線に出力するため、または、交流配線から入力される交流電力を直流電力に変換して直流配線に出力するために、スイッチング回路を利用している。パルス信号によってスイッチング回路をスイッチング動作させることで電力変換を行う。パルス信号は、指令値と特定のキャリア周波数のキャリア信号を比較することで得られる。このようなスイッチング素子の動作周波数を一般的にスイッチング周波数と呼ばれる。
　一方、多くの電力変換器においては、交流側に例えばフィルタリング等のためにリアクトル又はトランスなどのインダクタンスを有する機器を設けている。このように、交流側に大きなインダクタンスが設けられていた場合、スイッチング素子のスイッチング損失に対して損失が無視できなくなり、一般の電力変換装置ではスイッチング周波数を低くすれば電力変換器全体の損失が低減されるのであるが、インダクタンスの影響を受けて単にスイッチング周波数を低くしても全体的な損失が低減されるとは限らない。
　そこで、例えば３つの異なるスイッチング周波数を用意しておき、電力変換装置の出力電力に基づいて、出力電力が高くなるにつれて、３つの異なるスイッチング周波数のうちの周波数の高いものから順に切替えて用いる技術が考えつかれた。このような技術は、例えば、ＷＯ２０１４／０４９７７９号公報に記載されている。
ＷＯ２０１４／０４９７７９号公報
　上記の従来技術は、電力変換装置の出力電力が高くなるにつれて３つの異なるスイッチング周波数のうちの周波数の高いものから低いものへ順に切替えて用いるのであるが、しかしながら、損失の中には、スイッチング素子のスイッチングに係る損失とインダクタンスを流れる電流に影響される損失等が複雑に影響し合って一義的には決められない。また、特に、近年の炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体を代表とするスイッチング速度の速いデバイスが登場しており、スイッチング損失の影響度合いも変化していることも加わって、上記の従来技術では、十分に電力変換装置の損失の低減を実現できない。すなわち、直流電圧や交流電流が変化した場合に損失が少ない電力変換を行えないという問題があった。
　本発明の目的は、直流電圧や交流電流が変化した場合でも損失が少ない電力変換を行うことができる電力変換装置を提供することにある。
　　上記目的を達成するために、本発明では、直流電力を交流電力にあるいは交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、スイッチング回路と、前記スイッチング回路の前記交流電力側に接続された交流リアクトルと、制御指令に基づいて前記スイッチング回路をキャリア周波数に応じて動作させるパルス発生回路とを有し、少なくとも所定の動作範囲で、前記キャリア周波数を、前記直流電力の電圧値が大きくなると大きくなり、前記交流電力の電流値が大きくなると小さくなるように制御するように構成した。
　具体的には、ＰＷＭ信号のキャリア周波数ｆｃを、キャリア周波数上限および下限の間において、前記直流電力の電圧値ＶＤＣと前記交流電力の電流値ＩＡＣによって変化させ、Ｘ－ＹグラフでｆｃとＶＤＣをそれぞれＹ軸、Ｘ軸として関係を表した時に上に凸のグラフとなり、Ｘ－ＹグラフでｆｃとＩＡＣをそれぞれＹ軸、Ｘ軸として関係を表した時に下に凸のグラフとなるようにキャリア周波数ｆｃを制御するものである。
　さらに、本発明の電力変換器は、ＰＷＭ信号のキャリア周波数ｆｃを、キャリア周波数ｆｃは、キャリア周波数上限と下限の間において、直流電圧のｎ／ｎ＋１乗に比例し、かつ交流電流の－１／ｎ＋１乗に比例するように制御し、ｎは０より大きく１以下であることとするものである。
　さらに、本発明の電力変換器は、交流リアクトルの鉄損はヒステリシス損失が支配的である交流リアクトルである場合には、キャリア周波数を直流電圧の１／２乗に比例し、かつＩＡＣの－１／２乗に比例するように制御するものである。
　さらに、スイッチング回路内部に温度センサを具備しており、前記キャリア周波数上限は前記温度センサが計測するインバータ温度で規定されているものである。
　さらに、本発明の電力変換器は、スイッチング回路が具備するトランジスタおよび還流ダイオードがワイドギャップ半導体であるものである。
　さらに、本発明の電力変換器は、前記スイッチング回路が具備するトランジスタおよび還流ダイオードが炭化ケイ素半導体であるものである。
　さらに、本発明の電力変換器は、太陽電池アレイの直流電力を交流電力に変換する電力変換器であるものである。
　さらに、キャリア周波数ｆｃは、キャリア周波数上限および下限の間において、前記太陽電池アレイの温度と日射量のよって変化され、直流電力の電圧値と交流電力の電流値の値を、太陽電池アレイの温度と日射量から推定するための電圧値および電流値推定回路を具備するものである。
　本発明の電力変換器は、直流電圧や交流電流が変化した場合でも損失が少ない電力変換を行うことができる。
本発明の第一の実施例の構成を表した図である。 本発明の電力変換器のキャリア周波数、ＶＤＣおよびＩＡＣとの関係を表したグラフである。 本発明が具備する制御装置のもう一つの構成図である。 本発明が具備するルックアップテーブルを表した図である。 本発明が具備するパルス信号発生器の構成図である。 本発明が具備するスイッチング回路、交流リアクトル、フィルタコンデンサの構成図である。 本発明の第二の実施例の構成を表した図である。 太陽電池アレイの電流－電圧特性のグラフである。 概念的な電力変換器の構成を表した図である。
　図１に本発明の電力変換器の第一の実施例を示す。この実施例では、本発明の電力変換器は太陽電池が発生した直流電力を交流電力に変換する電力変換器として使用されている例である。電力変換器１は太陽電池アレイ２が発生する直流電力を入力して交流電力に変換し、交流変圧器３で昇圧して電力系統４へ電力供給している。
　電力変換器１は、電力変換器内部にあるスイッチング回路１１と交流リアクトル１２、フィルタコンデンサ１３がＰＷＭ制御されることによって、直流電力配線１４を通して入力される直流電力を交流電力に変換し、交流電力配線１５を通して出力する。ＰＷＭ制御のために、制御装置１６はキャリア周波数ｆｃを持ったＰＷＭパルス信号ＰＬＳを発生してスイッチング回路１１に供給している。
　制御装置１６には各種センサの情報が入力されている。直流電力配線１４には直流電圧センサ１７が、交流電力配線１５には交流電流センサ１８が取り付けられており、それぞれ直流電圧値ＶＤＣと交流電流値ＩＡＣを制御装置１６へ供給する。また、スイッチング回路１１の内部には、温度センサ１９が取り付けられており、スイッチング回路１１の内部温度の情報を制御装置１６へ供給する。なお、不図示ではあるが、各所の電圧、電流および温度を観測する同様のセンサが複数取り付けられており、その情報は制御装置１６へ送られて、本明細書で主題としない各種制御や保護に用いられている。
　ここで、本実施例の考え方を図９の概念図を用いて説明する。電力変換器の性能のひとつに損失がある。損失は損失＝入力電力－出力電力で定義され、損失が少ないほど無駄なく入力電力を出力電力に伝えており（高い変換効率）、また、電力変換器での発熱が少なく済んでいる。
　ＰＷＭパルス発生器２１が発生するパルス信号ＰＬＳの周波数はキャリア周波数と呼ばれ、通常、１秒当たりキャリア周波数と同じ回数だけスイッチング回路１１内のトランジスタがＯＮ／ＯＦＦされる。このキャリア周波数は、交流リアクトルに流れるリプル電流量と、スイッチング回路１１のスイッチング損失を考慮して適当な値に設定されている場合が多い。リプル電流は、ＰＷＭ制御によって発生し、交流電流に重畳される不必要な高周波電流（周波数はｋＨｚ～ＭＨｚ程度）電流であり、キャリア周波数を高くすることで、交流リアクトルとフィルタコンデンサによってその電流量が抑制される。一方、スイッチング損失はキャリア周波数と交流電流量に比例して発生する損失であり、キャリア周波数を下げることで抑制される。
　近年、炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体を代表とする新型スイッチングデバイスの登場により、前述のスイッチング損失が少なくなり、電力変換器の高効率化が進んできている。すると、以前はあまり問題とならなかったスイッチング回路１１以外での損失が顕在化してきており、その代表が交流リアクトル１２での損失である。交流リアクトル１２での損失には、コイルの抵抗に電流が流れることで発生する銅損とよばれる損失や、コアとそのギャップの磁束密度の変化で発生する鉄損とよばれる損失などがある。後者の鉄損は、リプル電流量に比例し、リプル電流量は直流電圧とキャリア周波数に依存する。
　すると、キャリア周波数によって、スイッチング回路１１のスイッチング損失と、交流リアクトル１２の鉄損の割合が変化することになり、交流電流と直流電圧の状況に応じてキャリア周波数を変更することで、スイッチング回路１１のスイッチング損失と交流リアクトル１２の鉄損のトータルの損失を最小にすることができる。そのため、キャリア周波数を直流電圧値と交流電流値に従って変更する。
　ここで、直流電圧と交流電流に対して、損失が最小になるキャリア周波数を探すためには、損失＝入力電力－出力電力の定義に従い、直流側電力と交流側電力をそれぞれ測定してその差分から求める必要がある。しかしながら、例えば９８％以上の高い変換効率になってくると、差分は１００％－９８％＝２％程度しかなくなるために、大きな測定誤差を含みやすく、正確に損失を最小とするキャリア周波数を求めることが難しくなる。
　そこで、スイッチング回路のスイッチング損失特性と、交流リアクトルの鉄損特性とを反映したキャリア周波数を決定することにより、より正確に損失が最小となるキャリア周波数でのＰＷＭ動作を可能にしている
　図１において、制御装置１６は、ＰＷＭパルス発生器２１、電圧指令発生器２２、演算回路２３、２４、乗算器２５、ゲイン２６、リミッタ２７を備えている。ＰＷＭパルス発生器２１は電圧指令発生器２２の電圧指令値と、キャリア周波数指令値ＦＣを入力し、キャリア周波数ｆｃのパルス信号ＰＬＳを発生する。電圧指令発生器２２は、太陽電池アレイ２の電力を最大に取り出すための電力最大点追従（ＭＰＰＴ）制御や、系統の電力安定制御をスイッチング回路１１に行わせるために、適切な電圧指令値をＰＷＭパルス発生器に供給する。
　演算回路２３、２４には、それぞれ直流電圧値ＶＤＣと交流電流値ＩＡＣが入力され、それぞれ、ＶＤＣのｎ／（ｎ＋１）乗の値が、ＩＡＣの－ｎ／（ｎ＋１）乗の値がそれぞれ計算される。それらの値を乗算器２５で掛け算し、ゲイン２６によって定数ＫでＫ倍した値がリミッタ２７に入力される。
　ところで、スイッチング回路のスイッチング損失は、一般にキャリア周波数ｆｃ、交流電流値ＩＡＣ、直流電圧値ＶＤＣに比例し、一方、交流リアクトルの鉄損は、一般にキャリア周波数の－ｎ乗に比例し、直流電圧値ＶＤＣの（ｎ＋１）乗に比例する。ここでｎは交流リアクトルの鉄心材料特性に依存する値であり、０＜ｎ≦１の範囲を取り得る。例えば鉄心の損失成分はヒステリシス損失が主である場合にはｎは１に近い値であり、渦電流損失が主な場合にはｎは０に近い値となる。ｎの値はあらかじめ交流リアクトルの鉄損特性から取得しておく必要がある。
　電力変換器１のトータルの損失は式１のＥＬｏｓｓで表すことができる。係数Ａ、Ｂは比例係数であり、第一項はスイッチング回路１１のスイッチング損失、第二項は交流リアクトル１２の鉄損を表している。第三項のＣはスイッチング回路１１と交流リアクトル１２のその他の損失であって、キャリア周波数ｆｃに依存しない損失を表している。例えば、スイッチング回路１１やリアクトル１２の銅通損失などである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
　係数Ａおよび係数Ｂは、最低ある一条件での個別のスイッチ回路の損失と、個別の交流リアクトル損失から、取得しておく必要がある。式１において、キャリア周波数ｆｃの増加に対して式１の第一項は増加、一方、第二項は減少することから、式１のｆｃによる微分式が０となるｆｃでトータル損失が最小になることになる。式２は式１のｆｃによる微分式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
　式２＝０となるキャリア周波数ｆｃ＝ｆｃ＿ＯＰＴとするとｆｃ＿ＯＰＴは式３で表され、ｆｃ＝ｆｃ＿ＯＰＴとなるときにトータル損失ＥＬｏｓｓが最小となる。式３より、トータル損失を最小とするキャリア周波数ｆｃ＿ＯＰＴは、ＩＡＣの－ｎ／（ｎ＋１）乗と、ＶＤＣのｎ／（ｎ＋１）乗の積に、定数Ｋを掛けた値にすればよいことが分かる。ここで、Ｋは式４で示すとおり前述のＡ、Ｂ、ｎの値より求まる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-I000003
　図１の電力変換器においては、前述のトータル損失を最小にするキャリア周波数ｆｃ＿ＯＰＴを算出し、キャリア周波数指令値ＦＣに出力する機能が図１の演算回路２３、２４、乗算器２５、ゲイン２６により実現されている。
　一方、損失の以外の要因のためにキャリア周波数指令値ＦＣにはリミッタが必要である。キャリア周波数を増加させることによってスイッチング回路１１のスイッチング損失が増大し、スイッチング回路１１の温度が上昇する。スイッチング回路１１の温度が限界を超えないようにするため、キャリア周波数指令値ＦＣに上限ＬｉｍＨを設けてキャリア周波数の増加を制限する。また、キャリア周波数を低下させることによってリプル電流が増加するため、キャリア周波数指令値ＦＣに下限ＬｉｍＬを設けてリミッタ２７によってリプル電流が規定内に収まるようにキャリア周波数の低下を制限する。
　また、スイッチング回路１１の温度は、キャリア周波数だけでなく、外気温度など別の要因でも変化するため、スイッチング回路１１の内部に温度センサ１９設け、その温度情報に応じてＬｉｍＨの値を更新している。
　リミッタ２７から出力されたキャリア周波数指令値ＦＣは、ＰＷＭパルス発生器２１に供給され、ＰＷＭパルス発生器２１はキャリア周波数指令値ＦＣに従って、キャリア周波数ｆｃを持ったパルス信号ＰＬＳを発生する。
　パルス信号ＰＬＳのキャリア周波数ｆｃの値と、直流電圧値ＶＤＣおよび交流電流値ＩＡＣとの関係を表したグラフを図２（ａ）および（ｂ）に示す。キャリア周波数ｆｃは直流電圧値ＶＤＣと交流電流値ＩＡＣの２元の関数であるため、ＶＤＣに対する関係を図２（ａ）に、　ＩＡＣに対する関係を図２（ｂ）に分けて表している。図２（ａ）において、キャリア周波数ｆｃは直流電圧値ＶＤＣに対して、リミット値ＬｉｍＨとＬｉｍＬの間において、上に凸のカーブの特性となる。一方、図２（ｂ）において、キャリア周波数ｆｃは交流電流値ＩＡＣに対して、リミット値ＬｉｍＨとＬｉｍＬの間において、下に凸のカーブの特性となる。これは０＜ｎ≦１である交流リアクトルにおいて実現される。例えば、ｎ＝１の条件では、図２（ａ）の特性カーブは、ｆｃ＝ＶＤＣ＾（１／２）となるため、上に凸のカーブとなり、図２（ｂ）の特性カーブは、ｆｃ＝ＶＤＣ＾（－１／２）となるため、下に凸のカーブとなる。図２（ａ）および（ｂ）の特性カーブに従って、パルス信号ＰＬＳのキャリア周波数ｆｃを変えたＰＷＭ制御を行うことで、式１に示したトータル損失が最小となる電力変換を行うことができる。
　図３に制御装置１６の別の構成例を示す。制御装置はＰＷＭパルス発生器３１、電圧指令発生器３２、テーブル３３、リミッタ３４を備えている。ＰＷＭパルス発生器２１は電圧指令発生器２２の電圧指令値と、キャリア周波数指令値ＦＣを入力し、キャリア周波数ｆｃのパルス信号ＰＬＳを発生する。電圧指令発生器２３およびリミッタ３４は、図１に示した電圧指令発生器２２とリミッタ２７とそれぞれ同じ機能を持っている。
　テーブル３３は、図４に示すように、あらかじめ式３に基づいて、直流電圧ＶＤＣと交流電流ＩＡＣに対するｆｃ＿ＯＰＴの値が２次元配列として設定されているルックアップテーブルである。テーブル３３は入力された直流電圧ＶＤＣと交流電流ＩＡＣの値に対応するｆｃ＿ＯＰＴの値を読み出して出力する。図３のように制御装置１６にテーブルを使用することで、図２の特性カーブは量子化誤差によって階段状になるが、図４のテーブルを十分大きなサイズとすることで、特性カーブはなめらかなで連続的なカーブととみなすことができる。
　図５にＰＷＭパルス発生器２１の構成を示す。ＰＷＭパルス発生器２１は３つの比較ブロック５１、５２、５３と、アップダウンカウンタ５４を備えている。制御装置１６の内部クロックφを同期クロックとして、キャリア周波数指令値ＦＣに従って、アップダウンカウンタ５４はキャリア周波数ｆｃの三角波信号を発生させる。比較ブロック５１～５３はコンパレータ５５、５６を備えており、電圧指令発生器２２が供給するＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令値Ｕ＊、Ｖ＊、Ｗ＊と三角波信号を比較する。その結果、電圧指令値に比例したパルス幅をもつパルス信号ＰＬＳが生成される。パルス信号ＰＬＳは２値の論理信号であり、Ｈレベルの時にスイッチ素子をＯＮにし、Ｌレベルの時にＯＦＦするという指令である。また、コンパレータ５５と５６は同タイミングでＨ／Ｌレベル切り替わるが、その際にＯＮ状態がオーバーラップすることを回避するために、切り替わりタイミングで一定時間、コンパレータ５５と５６の両方の出力をＬレベルとするためのデッドタイム生成回路５７、５８が設けられている。
　図６にスイッチング回路１１、交流リアクトル１２、フィルタコンデンサ１３の構成を示す。スイッチング回路１１は、トランジスタ６１ａ～ｆ、還流ダイオード６２ａ～ｆ、ゲートドライバ６３ａ～ｆ、ＤＣコンデンサ６４を備えている。また、交流リアクトル１２はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に３つのリアクトル６５を、フィルタコンデンサはＵ－Ｖ相、Ｖ－Ｗ相、Ｗ－Ｕ相間に３つの相間コンデンサを備えている。ゲートドライバ６３ａ～ｆは、パルス信号ＰＬＳを入力して、その論理状態に従ってトランジスタ６１ａ～ｆのＯＮ／ＯＦＦ制御を行う。トランジスタ６１ａ～ｆのＯＮ／ＯＦＦ比率を変えることでＰＷＭ制御を行う。すると、直流電力配線１４のＰ、Ｎ配線に供給される直流電力は、リアクトル６５、コンデンサ６６によって、交流電力に変換され、交流電力配線１５のＵ、Ｖ、Ｗ配線に交流電力として出力される。
　トランジスタ６１ａ～ｆと、還流ダイオード６２ａ～ｆにはシリコン半導体の他に、炭化ケイ素（ＳｉＣ）半導体を代表とするワイドギャップ半導体を使用することができる。ワイドギャップ半導体を用いることで、スイッチング損失および導通損失を低減することが可能となり、スイッチング回路１１の損失を低減し、電力変換器１の変換効率を向上する。
　本発明の第一の実施例は、太陽電池アレイの直流電力を交流電力に変換する電力変換器を例としているが、直流電圧が変化する場合の用途で有れば太陽電池アレイ以外の直流電力源に接続してもかまわない。
　また、本発明の第一の実施例は、直流電力が入力電力、交流電力が出力電圧としたインバータを例としているが、電流方向を逆向きにすることで交流電力が入力電力、直流電力が出力電圧としたコンバータであっても適用可能である。
　また、本発明の第一の実施例では、直流電圧値ＶＤＣおよび交流電圧値ＩＡＣによってのみキャリア周波数を変更しているが、それ以外の要素によってキャリア周波数を有る程度変更してもかまわない。例えば、キャリア周波数のスペクトル分散のために、ランダムにキャリア周波数を揺らぐように制御することが考えられる。
　図７に本発明の電力変換器の第二の実施例を示す。電力変換器７１は太陽電池アレイ７２が発生する直流電力を入力して交流電力に変換し、交流変圧器７３で昇圧して電力系統７４へ電力供給している。
　電力変換器７１は、電力変換器内部にあるスイッチング回路８１と交流リアクトル８２、フィルタコンデンサ８３がＰＷＭ制御されることによって、直流電力配線８４を通して入力される直流電力を交流電力に変換し、交流電力配線８５を通して出力する。ＰＷＭ制御のために、制御装置８６はキャリア周波数ｆｃを持ったＰＷＭパルス信号ＰＬＳを発生してスイッチング回路８１に供給している。
　電力変換器７１は直流電力配線８４の直流電圧値ＶＤＣと、交流電力配線８５の交流電流値ＩＡＣを推定するためのＶＤＣ・ＩＡＣ推定回路８７が備えられている。ＶＤＣ・ＩＡＣ推定回路８７には、太陽電池アレイ７１に取り付けられた温度計８８が測定した温度情報ＴＥＭＰと、屋外に設置された日射計８９が測定した日射情報ＩＲＡＤが入力されている。ＶＤＣ・ＩＡＣ推定回路８７は温度情報ＴＥＭＰと日射情報ＩＲＡＤを基に入力電流ＩＡＣを推定して制御装置８６に供給する。制御装置８６は、実施例１の制御装置１６と同様に太陽電池アレイの最大電力点追従（ＭＰＰＴ）制御を行うとともに、ＶＤＣ、ＩＡＣ情報に基づいて、スイッチング回路８１と交流リアクトル８２のトータル損失を最小にするためのキャリア周波数ｆｃの決定を行っている。
　図８は太陽電池アレイ７２の直流電圧値ＶＤＣと直流電流値ＩＤＣの関係を表したグラフの例である。この例は最も一般的な太陽電池であるシリコン結晶型太陽電池に該当する例である。図８（ａ）は太陽電池アレイ７２の温度が変化した場合の特性カーブの変化を表している。温度が変化すると、ＭＰＰＴ制御によって動作点は高温時にはＰｍａｘ１、低温時にはＰｍａｘ２へと変化する。このとき、直流電圧値ＶＤＣがそれぞれＶＤＣ１、ＶＤＣ２と変化するため、温度情報ＴＥＭＰから直流電圧値ＶＤＣを推定することができる。また、図８（ｂ）は日射量が変化した場合の特性カーブの変化を表している。日射量が変化すると、ＭＰＰＴ制御によって動作点は日射が強い時にはＰｍａｘ３、日射が弱い時にはＰｍａｘ４へと変化する。このとき、直流電流値ＩＤＣがそれぞれＩＤＣ１、ＩＤＣ２と変化するため、日射情報ＩＲＡＤから直流電流値ＩＤＣを推定することができる。電力変換器７１の変換効率が高い場合、直流電力≒交流電力となるため、交流電流値ＩＡＣ＝ＩＤＣ×｛ＶＤＣ／（√３×ＶＡＣ×ｃｏｓθ）｝で求めることができる。ここでＶＡＣは交流電圧値、θは力率である。
　以上の推定された直流電圧値ＶＤＣおよび交流電流値ＩＡＣに従ってパルス信号ＰＬＳのキャリア周波数ｆｃを変えたＰＷＭ制御を行うことで、式１に示したトータル損失が最小となる電力変換を行うことができる。
　また、図７に示した温度センサ８８および日射系８９は複数の電力変換器７１に対して共通に使用することができる。
ＶＤＣ…直流電圧値、ＩＡＣ…交流電流値、ＰＬＳ…パルス信号、ＦＣ…キャリア周波数指令値、ＬｉｍＨ…キャリア周波数上限値、ＬｉｍＬ…キャリア周波数下限、１…電力変換器、２…太陽電池アレイ、３…交流変圧器、４…系統、１１…スイッチング回路、１２…交流リアクトル、１３…フィルタコンデンサ、１４…直流電力配線、１５…交流電力配線、１６…制御装置、１７…直流電圧センサ、１８…交流電流センサ、１９…温度センサ、２１…ＰＷＭパルス発生器、２２…電圧指令発生器、２３、２４…演算回路、２５…乗算器、２６…ゲイン、２７…リミッタ、２８…リミッタ上限、３１…ＰＷＭパルス発生器、３２…電圧指令発生器、３３…テーブル、３４…リミッタ、５１～５３…比較ブロック、５４…アップダウンカウンタ、５５、５６…コンパレータ、５７、５８…デッドタイム生成回路、６１ａ～ｆ…トランジスタ、６２ａ～ｆ…還流ダイオード、６３ａ～ｆ…ゲートドライバ、６４…直流コンデンサ、６５…リアクトル、６６…相間コンデンサ、７１…電力変換器、７２…太陽電池アレイ、７３…交流変圧器、７４…系統、８１…スイッチング回路、８２…交流リアクトル、８３…フィルタコンデンサ、８４…直流電力配線、８５…交流電力配線、８６…制御装置、８７…ＶＤＣ・ＩＡＣ推定回路、８８…温度計、８９…日射計、１１１…スイッチング回路、１１２…交流リアクトル、１１３…フィルタコンデンサ、１１４…ＰＷＭパルス発生器、１１５…パルス信号、１１６…直流電力配線、１１７…交流電力配線

Claims (11)

  1. 　直流電力を交流電力にあるいは交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、スイッチング回路と、前記スイッチング回路の前記交流電力側に接続された交流リアクトルと、制御指令に基づいて前記スイッチング回路をキャリア周波数に応じて動作させるパルス発生回路とを有し、少なくとも所定の動作範囲で、前記キャリア周波数を、前記直流電力の電圧値が大きくなると大きくなり、前記交流電力の電流値が大きくなると小さくなるように制御することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１において、キャリア周波数上限および下限の間において動作することを特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１において、Ｘ－Ｙグラフで前記キャリア周波数と前記直流電力の電圧値をそれぞれＹ軸、Ｘ軸として関係を表した時に上に凸のグラフとなり、Ｘ－Ｙグラフで前記キャリア周波数と前記交流電力の電流値をそれぞれＹ軸、Ｘ軸として関係を表した時に下に凸のグラフとなるようにキャリア周波数を制御することを特徴とする電力変換器。
  4. 　請求項１において、前記キャリア周波数は、前記直流電力の電圧値のｎ／ｎ＋１乗に比例し、かつ、前記交流電力の電流値の－１／ｎ＋１乗に比例するように制御され、ｎは０より大きく１以下であることを特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１において、前記交流リアクトルの鉄損はヒステリシス損失が支配的である交流リアクトルであって、前記キャリア周波数は、前記直流電力の電圧値の１／２乗に比例し、かつ、前記交流電力の電流値の－１／２乗に比例するように制御されることを特徴とする電力変換装置
  6. 　請求項２において、前記スイッチング回路内部に温度センサを具備しており、前記キャリア周波数上限は前記温度センサが計測する温度情報で規定されていることを特徴とする電力変換装置
  7. 　請求項１において、前記スイッチング回路が具備するトランジスタおよび還流ダイオードがワイドギャップ半導体であることを特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項２において、前記スイッチング回路が具備するトランジスタおよび還流ダイオードが炭化ケイ素半導体であることを特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項１において、太陽電池アレイの直流電力を交流電力に変換する電力変換器であることを特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項１において、前記直流電力の電圧値ＶＤＣと前記交流電力の電流値ＩＡＣの値を、太陽電池アレイの温度と日射量から推定するための電圧値および電流値推定回路を具備することを特徴とする電力変換装置。
  11. 　前記スイッチング回路の交流電力側に交流リアクトルが接続された電力変換装置の制御方法であって、少なくとも所定の動作範囲でキャリア周波数を、前記電力変換装置の直流電力の電圧値が大きくなると大きくなり、前記電力変換装置の交流電力の電流値が大きくなると小さくなるように制御し、前記キャリア周波数に応じて制御指令に基づいてスイッチング回路を動作させ、直流電力を交流電力にあるいは交流電力を直流電力に変換する電力変換装置の制御方法。
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