WO2015152372A1 - ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機 - Google Patents

ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機 Download PDF

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WO2015152372A1
WO2015152372A1 PCT/JP2015/060469 JP2015060469W WO2015152372A1 WO 2015152372 A1 WO2015152372 A1 WO 2015152372A1 JP 2015060469 W JP2015060469 W JP 2015060469W WO 2015152372 A1 WO2015152372 A1 WO 2015152372A1
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stator
salient pole
rotor
phase
switched reluctance
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PCT/JP2015/060469
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成文 遠嶋
武弘 軸丸
典久 半田
興史 石本
厳 桑田
聡 大橋
俊幸 平尾
Original Assignee
株式会社Ihi
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Publication date
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Definitions

  • the present invention relates to a double stator switched reluctance rotating machine. This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2014-076059 for which it applied to Japan on April 2, 2014, and uses the content here.
  • the switched reluctance rotating machine does not have permanent magnets or windings in the rotor, and operates by a magnetic attractive force generated between the rotor and the stator.
  • switched reluctance rotating machines have problems such as vibration and noise, but they are simple and robust, can withstand high-speed rotation, and do not require expensive permanent magnets such as neodymium magnets. Inexpensive. Therefore, in recent years, research and development for practical use has been advanced as a rotating machine with low cost and excellent reliability.
  • Patent Documents 1 and 2 are known as such switched reluctance rotating machines.
  • Patent Documents 1 and 2 describe a switched reluctance rotating machine in which stator salient poles and rotor salient poles are formed in a special shape in order to reduce torque ripple that causes vibration and noise. .
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a double stator switched reluctance rotating machine that has a simple structure, is robust and can be easily manufactured, and can reduce torque ripple.
  • a first aspect of the present invention is a double stator switched reluctance rotating machine having a rotor, an outer stator disposed outside the rotor, and an inner stator disposed inside the rotor, the outer stator Has a first stator salient pole provided on the side facing the rotor, and the inner stator has second stator salient poles provided in the same number as the first stator salient pole on the side facing the rotor,
  • the rotor includes first rotor salient poles provided on the side facing the outer stator, and second rotor salient poles provided on the side facing the inner stator in the same number as the first rotor salient poles.
  • the phase of the salient pole in the rotational direction of the rotor is different in at least one of the set of the 1 stator salient pole and the second stator salient pole and the set of the first rotor salient pole and the second rotor salient pole. It is provided.
  • at least one of the phases of the salient poles of the outer stator and the inner stator and the phases of the salient poles on the outside and the inside of the rotor is shifted in the rotation direction of the rotor, and the outer stator side of the rotor
  • the peak of the torque waveform that acts and the peak of the torque waveform that acts on the inner stator side of the rotor are not matched, and the torque ripple due to their combined torque is reduced. For this reason, the structure of the salient pole is simply shifted without changing the shape of the salient pole, so that the structure is simple, robust, and easily manufactured.
  • the set of the first stator salient pole and the second stator salient pole is provided with different phases of salient poles in the rotation direction of the rotor.
  • the pair of the first rotor salient pole and the second rotor salient pole is provided with different phases of the salient poles in the rotation direction of the rotor.
  • the rotation of the rotor is performed in the first aspect described above.
  • the phases of the salient poles in the directions are different.
  • the amount of phase shift of the salient poles in the rotation direction of the rotor is obtained based on the number of phases of the stator and the number of poles of the rotor. It is set to half the stroke angle.
  • the phase shift amount of the salient poles in the rotation direction of the rotor is set based on the magnitude of the current flowing through the stator.
  • an outer stator having a first salient pole, an inner stator having a second salient pole that should face the first salient pole, and between the outer stator and the inner stator.
  • a rotor having a third salient pole that should face the first salient pole and a fourth salient pole that should face the second salient pole, and a double stator switched reluctance rotating machine.
  • the first salient pole and the second salient pole, or the third salient pole and the fourth salient pole have a phase difference in the rotation direction of the rotor.
  • the phase of the second salient pole is delayed with respect to the first salient pole.
  • the phase of the fourth salient pole is advanced with respect to the third salient pole.
  • the phase of the second salient pole is delayed with respect to the first salient pole, and the fourth salient pole is different from the third salient pole. The phase is advanced.
  • a double stator type switched reluctance rotating machine that has a simple structure, is robust and can be easily manufactured, and can reduce torque ripple can be obtained.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a double stator switched reluctance motor A according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of the double stator switched reluctance motor A in the embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a control logic of the double stator switched reluctance motor A in the embodiment of the present invention.
  • a double stator type switched reluctance motor A (hereinafter sometimes simply referred to as “switched reluctance motor A”) includes an annular rotor 10 and an outer stator 20 disposed outside the rotor 10. And an inner stator 30 disposed inside the rotor 10.
  • the switched reluctance motor A according to the present embodiment is a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase motor.
  • the stator (each of the outer stator 20 and the inner stator 30) has 12 poles and the rotor has a pole number. Eight three-phase 12 / 8-pole structures are provided.
  • the rotor 10 is configured by being fastened and fixed by a bolt member (not shown) inserted into the bolt fastening hole 14 in a state where a plurality of electromagnetic steel plates are laminated in the axial direction (perpendicular to the paper surface in FIG. 1).
  • the rotor 10 includes an annular yoke portion 11, a first rotor salient pole 12 (third salient pole) that protrudes outward from the yoke portion 11, a first rotor salient pole 12 that protrudes inward from the yoke portion 11, and And the same number of second rotor salient poles 13 (fourth salient poles).
  • the yoke part 11 is cylindrical and has a sufficient magnetic thickness.
  • first rotor salient poles 12 are provided on the outer periphery of the yoke portion 11 at 45 ° intervals.
  • eight second rotor salient poles 13 are provided on the inner circumference of the yoke portion 11 at 45 ° intervals in the same phase as the first rotor salient poles 12.
  • the outer stator 20 includes 12 first stator salient poles 21 (first salient poles) provided on the inner periphery at intervals of 30 °, and coils 22 wound around the first stator salient poles 21, respectively. It is an annular magnetic body. The coils 22 are arranged in the order of U phase ⁇ V phase ⁇ W phase ⁇ U phase ⁇ ... Along the circumferential direction.
  • the outer stator 20 is attached to a motor housing (not shown) at a predetermined mounting angle via a bolt member (not shown) inserted through a bolt fastening hole 23 penetrating in the axial direction.
  • the inner stator 30 is wound around each of the second stator salient poles 31 (second salient poles) and the second stator salient poles 31 provided on the outer periphery at the same number as the first stator salient poles 21 at 30 ° intervals.
  • An annular magnetic body having a rotated coil 32.
  • the coils 32 are arranged in the order of U phase ⁇ V phase ⁇ W phase ⁇ U phase ⁇ .
  • the inner stator 30 is attached to a motor housing (not shown) at a predetermined mounting angle via a bolt member (not shown) inserted through a bolt fastening hole 33 penetrating in the axial direction.
  • the switched reluctance motor A having the above configuration has an inverter circuit as shown in FIG.
  • reference numeral 41 indicates a DC power source
  • reference numeral 42 indicates a smoothing capacitor.
  • the outer stator 20 is provided with four coils 22 for each phase, only one coil 22 for each phase is shown as a representative for the sake of improved visibility, and the remaining illustrations are omitted. In this case, the four coils 22 of each phase in the outer stator 20 may be connected in series or in parallel.
  • the inner stator 30 four coils 32 are provided for each phase, but only one coil 32 for each phase is shown as a representative for the sake of improved visibility, and the remaining illustrations are omitted. . In this case, the four coils 32 of each phase in the inner stator 30 may be connected in series or in parallel.
  • the outer stator 20 and the inner stator 30 are connected in parallel.
  • the inverter circuit of the outer stator 20 and the inverter circuit of the inner stator 30 are connected in parallel.
  • the inverter circuit has an asymmetric half-bridge circuit 45 including two switching elements 43a and 43b and two diodes 44a and 44b, respectively.
  • the asymmetric half bridge circuit 45 is connected to each of the coil 22 of the outer stator 20 and the coil 32 of the inner stator 30, and the coils 22 and 32 can be individually driven (energized) by each asymmetric half bridge circuit 45.
  • ammeters 16 a that control the current flowing in each coil 22 of the outer stator 20 and a plurality of ammeters 16 b that measure the current flowing in each coil 32 of the inner stator 30.
  • the ammeters 16a and 16b measure the current flowing through the coils 22 and 32, and independently control the current between the outer stator 20 and the inner stator 30.
  • 3A shows the control logic for the current control of the outer stator 20
  • FIG. 3B shows the control logic for the current control of the inner stator 30.
  • PI control is performed so that there is no deviation, and an outer voltage command value is obtained.
  • This outer voltage command value is actually common to all four U-phase coils 22, four V-phase coils 22, and four W-phase coils 22.
  • the outer current command value is converted into PWM (pulse width modulation), and the gate signal generated corresponding to the command value is sent to the switching elements 43a and 43b (see FIG. 2) made of a power semiconductor. .
  • each switching element corresponding to all the switching elements corresponding to the four U-phase coils 22 is provided. Are simultaneously turned on.
  • the switching elements are simultaneously applied to all the switching elements corresponding to the four V-phase coils 22.
  • a gate signal to turn on is sent.
  • all the switching elements corresponding to the four W-phase coils 22 are simultaneously turned on. A gate signal is sent.
  • the gate signal when the rotor angle ⁇ fb (feedback value) measured by an encoder (not shown) is between the outer command values ⁇ ono and ⁇ offo, “1” is output and the pulse is turned “ON”. In this case, “0” is output and the pulse is generated to be “OFF”.
  • different values are set for the outer command values ⁇ ono, ⁇ offo for each of the U phase, the V phase, and the W phase. That is, an outer command value ( ⁇ ono, ⁇ offo) that defines a period for energizing (for example, applying a pulse current) simultaneously to the four U-phase coils 22 and energizing (for example, supplying a pulse current) to the four V-phase coils 22 simultaneously.
  • outer command values ( ⁇ ono, ⁇ offo) that define periods in which the four W-phase coils 22 are energized simultaneously (flowing pulse current) are set. These three outer command values ( ⁇ ono, ⁇ offo) are different values. By setting in this way, each of the U-phase, V-phase, and W-phase coils is energized at different timings, and the rotor can be rotated by the magnetic attractive force.
  • the outer command values ⁇ ono and ⁇ offo for the U phase, V phase, and W phase are set based on the table data of the rotational speed and torque of the rotor 10 stored in advance together with the outer current command value Irefo.
  • This table data is stored in advance in a control device (not shown) through experiments, analysis, and the like, and the optimum outer current command value Irefo and outer command values ⁇ ono and ⁇ offo are determined from the rotation speed and torque of the rotor 10.
  • the current control of the inner stator 30 includes a current value (inner current feedback value) flowing through the coil 32 measured by the ammeter 16b and an inner current command value Irefi (target value) input by a host controller (not shown). PI control is performed so that there is no deviation from the above, and the inner voltage command value is obtained.
  • This inner voltage command value is actually common to all four U-phase coils 32, four V-phase coils 32, and four W-phase coils 32.
  • the outer current command value is converted into PWM, and a gate signal generated corresponding to the command value is sent to the switching elements 43a and 43b made of a power semiconductor.
  • the gate signal is “1” when the rotor angle ⁇ fb (feedback value) measured by an encoder (not shown) is between the inner command values ⁇ oni and ⁇ offi, and the pulse is turned “ON”. In other cases, “0” is output and the pulse is generated to be “OFF”.
  • different values are set for the inner command values ( ⁇ oni, ⁇ offi) for each of the U phase, the V phase, and the W phase. That is, the inner command value ( ⁇ oni, ⁇ offi) that defines the period in which the four U-phase coils 32 are simultaneously energized (for example, a pulse current is passed) and the V-phase four coils 32 are simultaneously energized (for example, the pulse current is allowed to flow).
  • the inner command values ( ⁇ oni, ⁇ offi) that define the periods in which the four W-phase coils 32 are energized simultaneously are set.
  • These three inner command values ( ⁇ oni, ⁇ offi) are different values.
  • each of the U-phase, V-phase, and W-phase coils is energized at different timings, and the rotor can be rotated by the magnetic attractive force.
  • the inner current command value Irefi and the inner command values ⁇ oni and ⁇ offi for each of the U phase, V phase, and W phase are determined based on the table data stored in advance by the above-described method.
  • the outer stator 20 and the inner stator 30 are stored separately, and the outer stator 20 and the inner stator 30 are independently controlled in current.
  • the outer current command value Irefo and the inner current command value Irefi are set independently, and the values are different.
  • the three outer command values ( ⁇ ono, ⁇ offo) for each of the U phase, V phase, and W phase and the three inner commands for each of the U phase, V phase, and W phase are described. Values are set independently of the values ( ⁇ oni, ⁇ offi).
  • the outer command values ( ⁇ ono, ⁇ offo ) And the inner command value ( ⁇ oni, ⁇ offi) are set to different values depending on the phase of the salient pole. This is because the outer stator 20 and the inner stator 30 have different salient pole phases, so that an appropriate rotor angle ⁇ fb at which a current should flow through the coil is different.
  • the outer stator 20 and the inner stator 30 are connected in parallel, and the magnetomotive forces of the outer stator 20 and the inner stator 30 are different.
  • the magnetomotive force of the inner stator 30 is set smaller than the magnetic force.
  • the magnetomotive force is determined by the product of the number of coil turns and the current flowing therethrough. In the double stator structure, as shown in FIG. 1, it is structurally difficult to secure a sufficient winding space in the inner stator 30.
  • the winding cross section is reduced to increase the number of windings, or the second stator salient pole 31 of the inner stator 30 is lengthened (deeper) to wind the winding.
  • a method for securing the space can be considered.
  • the current density becomes high, and there arises a problem that the motor efficiency decreases due to an increase in copper loss and the temperature of the winding increases.
  • the second stator salient pole 31 is made long (deep) and the shaft diameter that supports the weight of the entire motor is a trade-off, if the shaft diameter becomes thin, the mechanical increase with respect to the weight increases. There is a possibility that sufficient strength cannot be ensured.
  • the magnetomotive force of the inner stator 30 by setting the magnetomotive force of the inner stator 30 to be smaller than that of the outer stator 20, sufficient mechanical strength is ensured as well as reduction in motor efficiency and suppression of coil temperature rise. is doing.
  • the magnetomotive force of the outer stator 20 and the inner stator 30 is different, there is a concern that the magnetic flux generated from one side will flow backward to the other and the motor performance will be reduced.
  • the effect of improving the motor performance becomes higher than when the outer stator 20 and the inner stator 30 are connected in series. This is because, in series connection, the inductance increases, the current decreases, and the magnetomotive force of the outer stator 20 driven by the main decreases greatly.
  • the parallel connection the magnetomotive force of the outer stator 20 can be secured, and in addition, the output of the inner stator 30 can be taken out. Therefore, the output is a simple sum of the outer stator 20 and the inner stator 30, and the motor performance is easy. improves.
  • the motor performance is improved, but the torque ripple is also increased as the output is increased.
  • the rotation of the rotor 10 is performed between the first stator salient pole 21 of the outer stator 20 and the second stator salient pole 31 of the inner stator 30.
  • the phases of the salient poles in the directions are different.
  • symbol D shown in FIG. 1 shows the rotation direction (counterclockwise) of the rotor 10.
  • the set of the first stator salient pole 21 of the outer stator 20 and the second stator salient pole 31 of the inner stator 30 is arranged so that the phase in the rotational direction of the rotor 10 is the shift amount ⁇ .
  • the shift amount ⁇ means the sum of shift amounts ⁇ 1 and ⁇ 2 described below (see also FIG. 8 described later).
  • ⁇ 1 is an outer stator in the rotor 10 among the salient poles on the outer stator 20 side of the rotor 10 (first rotor salient poles 12) and the salient pole on the inner stator 30 side in the rotor 10 (second rotor salient poles 13).
  • ⁇ 2 is one salient pole (first stator salient pole) of the outer stator 20 among the salient pole (first stator salient pole 21) of the outer stator 20 and the salient pole (second stator salient pole 31) of the inner stator 30.
  • the relative phase difference is the vertical second of the upper side of one salient pole (first rotor salient pole 12) on the outer stator side of the rotor 10 in the sectional view of the motor as shown in FIG. Based on the segment and the perpendicular bisector of the upper side of one salient pole (second rotor salient pole 13) on the inner stator side that should face this one salient pole (first rotor salient pole 12) It is the difference in relative rotation angle.
  • the relative phase difference means the vertical bisector of the upper side of one salient pole (first stator salient pole 21) of the outer stator and the one salient pole (first stator salient pole).
  • ⁇ 1 and ⁇ 2 are 0 degrees, a conventional switched reluctance motor is formed, and the salient poles of the outer stator 20 and the inner stator 30 face each other, and the above-described two perpendicular bisectors overlap.
  • the outer stator side salient pole (first rotor salient pole 12) and the inner stator side salient pole (second rotor salient pole 13) of the rotor 10 face each other, and the above-described two perpendicular bisectors overlap.
  • the shift amount ⁇ of the present embodiment is set to half the stroke angle of the switched reluctance motor A.
  • the stator has m phase numbers m of U phase, V phase, and W phase, and the rotor pole number Nr is eight of the first rotor salient pole 12 (second rotor salient pole 13). It is. Then, the stroke angle S ⁇ is obtained as 15 [deg] from the equation (1).
  • the shift amount ⁇ is half of the stroke angle S ⁇ , and is 7.5 [deg] in this embodiment. This deviation amount ⁇ is theoretically obtained, and the torque ripple of the switched reluctance motor A can be approximately minimized as shown in FIG.
  • FIG. 4 is a graph for explaining the torque ripple reduction effect of the double stator switched reluctance motor A in the embodiment of the present invention.
  • 4A shows a torque waveform of the switched reluctance motor A in which the deviation amount ⁇ is set to 7.5 [deg]
  • FIG. 4B shows a deviation amount ⁇ of 0 as a comparative example.
  • the torque waveform of the switched reluctance motor A set to [deg] is shown.
  • the vertical axis represents the torque [p. u.
  • the horizontal axis indicates the rotor rotation angle [deg].
  • the outer command values ( ⁇ ono, ⁇ offo) are based on the fact that different values are set according to the salient pole phase. That is, in the present embodiment, the outer command value ( ⁇ ono, ⁇ offo) and the inner command value ( ⁇ oni, ⁇ offi) are set to different values depending on the phase of the salient pole.
  • the timing for supplying current to the coil 22 and each coil 32 of the inner stator 30 is different, and as a result, the peak timing of the outer torque and the inner torque is shifted. Therefore, the fluctuation range W1 of the combined torque (indicated by the solid line) of the outer torque and the inner torque becomes smaller than the fluctuation range W2, and the torque ripple is reduced.
  • the deviation amount ⁇ is set to 7.5 [deg] which is half of the stroke angle, the upper and lower peaks of the outer torque and the inner torque are inverted and combined as shown in FIG. Torque ripple can be minimized.
  • the second stator salient pole 31 of the inner stator 30 is delayed in the rotational direction with respect to the first stator salient pole 21 of the outer stator 20, but as described above. If the yoke portion 11 is sufficiently thick and does not cause magnetic interference, the same torque ripple reduction effect can be obtained, for example, even as the lead phase.
  • the phases of the first stator salient pole 21 of the outer stator 20 and the second stator salient pole 31 of the inner stator 30 are shifted in the rotation direction of the rotor 10, and the outer stator 20 side of the rotor 10 is shifted.
  • the peak of the outer torque that acts and the inner torque that acts on the inner stator 30 side of the rotor 10 are not matched. Therefore, torque ripple due to the combined torque is reduced.
  • the phase of the salient pole is merely shifted without changing the shape of the salient pole, the structure is simple, robust, and can be easily manufactured.
  • the rotor in the set of the first stator salient pole 21 of the outer stator 20 and the second stator salient pole 31 of the inner stator 30, which are structurally separate from each other in the switched reluctance motor A, the rotor The phases of the salient poles in the 10 rotation directions are made different. According to this configuration, torque ripple can be easily reduced by simply changing the mounting angle of the outer stator 20 and the inner stator 30 with respect to a motor housing (not shown) without changing the structure of the rotor 10.
  • a switched reluctance motor A including the rotor 10, the outer stator 20 disposed outside the rotor 10, and the inner stator 30 disposed inside the rotor 10 is disclosed.
  • the outer stator 20 has a first stator salient pole 21 provided on the side facing the rotor 10
  • the inner stator 30 is located on the side facing the rotor 10 on the first stator salient pole.
  • the rotor 10 has the same number of second stator salient poles 31 as the poles 21, and the rotor 10 has first rotor salient poles 12 provided on the side facing the outer stator 20 and first rotor salient poles 12 on the side facing the inner stator 30.
  • the second rotor salient poles 13 are provided in the same number as the one rotor salient poles 12. Therefore, the structure of the first stator salient pole 21 and the second stator salient pole 31 having different phases of the salient poles in the rotation direction of the rotor 10 makes the structure simple, robust, and easy to manufacture. A switched reluctance motor A that can reduce ripples is obtained.
  • the present invention may also employ the following modifications.
  • the same or equivalent components as those in the above-described embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is simplified or omitted.
  • FIG. 5 is a graph showing the relationship between the amount of phase shift of the salient pole of the switched reluctance motor A and the resultant torque in a modification of the embodiment of the present invention.
  • the waveform is shown.
  • the vertical axis represents torque [p. u.
  • the horizontal axis indicates the rotor rotation angle [deg].
  • FIG. 6 is a graph showing the relationship between the amount of phase shift of the salient pole of the switched reluctance motor A and the resultant torque in a modification of the embodiment of the present invention.
  • the current (motor current) flowing to the stator side as compared with FIG. 5 is increased to increase the output (torque), and the phase of the second stator salient pole 31 of the inner stator 30 is set to the rotation of the rotor 10.
  • the vertical axis represents torque [p. u.
  • the horizontal axis indicates the rotor rotation angle [deg].
  • the torque ripple rate is minimized when the shift amount ⁇ is set in the vicinity of 8.5 [deg].
  • the optimum value of the phase shift amount ⁇ of the salient pole in the rotation direction of the rotor 10 depends on the magnitude of the current flowing through the stator. That is, the optimum value of the salient pole phase shift amount ⁇ in the rotation direction of the rotor 10 depends on the energization period of the current flowing through the stator. Therefore, in the above embodiment, the phase shift amount ⁇ of the salient pole in the rotation direction of the rotor 10 is theoretically set to half of the stroke angle, but data as shown in FIGS. 5 and 6 is acquired in advance. In addition, the torque ripple can be made closer to the minimum by setting the deviation amount ⁇ based on the magnitude of the current (motor current) flowing through the stator.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view of a double stator switched reluctance motor A in a modification of the embodiment of the present invention.
  • the phases of the salient poles in the rotation direction of the rotor 10 are different in the set of the first rotor salient pole 12 and the second rotor salient pole 13. According to this configuration, it is necessary to change the structure of the rotor 10, but it is not necessary to change the mounting angle between the outer stator 20 and the inner stator 30, and therefore, for example, the mounting angle between the outer stator 20 and the inner stator 30 can be changed. In a difficult case, specifically, when the switch reluctance motor A is large and heavy, torque ripple can be reduced relatively easily.
  • FIG. 8 is a cross-sectional view of a double stator switched reluctance motor A in a modification of the embodiment of the present invention.
  • a three-phase motor has been described as an example, but the present invention is not limited to this configuration, and can be applied to a two-phase motor, a four-phase motor, a five-phase motor, and the like.
  • a 12 / 8-pole structure has been described as an example in a three-phase motor, the present invention is not limited to this number of poles, and may be, for example, a 6 / 4-pole structure or an 18 / 12-pole structure.
  • mold switched reluctance rotary machine of this invention was illustrated about the structure applied to the motor, this invention is not limited to this structure, marine propulsion apparatus and generator It can also be applied to. Moreover, in a generator, it can apply suitably for a large sized wind generator.
  • a double stator type switched reluctance rotating machine that has a simple structure, is robust and can be easily manufactured, and can reduce torque ripple can be obtained.
  • Double stator type switched reluctance motor Double stator type switched reluctance rotating machine 10 rotor 12 first rotor salient pole 13 second rotor salient pole 20 outer stator 21 first stator salient pole 30 inner stator 31 second stator salient pole

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Abstract

環状のロータ（１０）と、ロータ（１０）の外側に配置されたアウターステータ（２０）と、ロータ（１０）の内側に配置されたインナーステータ（３０）と、を有するダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータ（Ａ）であって、第１ステータ突極（２１）と第２ステータ突極（３１）の組、及び、第１ロータ突極（１２）と第２ロータ突極（１３）の組の少なくともいずれか一方において、ロータ（１０）の回転方向における突極の位相が異なって設けられている。

Description

ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機
本発明は、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機に関する。
本願は、２０１４年４月２日に日本国に出願された特願２０１４－０７６０５９号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　スイッチトリラクタンス回転機は、ロータに永久磁石や巻線がなく、ロータとステータとの間に生じる磁気吸引力によって動作する。スイッチトリラクタンス回転機は、原理的に振動、騒音等の課題があるが、構造が簡単で堅牢、高速回転にも耐えることができ、また、ネオジム磁石等の高価な永久磁石が不要であるため安価である。そのため、近年、低コストで信頼性に優れた回転機として、実用化に向けての研究開発が進められている。
　このようなスイッチトリラクタンス回転機として、例えば、特許文献１及び２が知られている。特許文献１及び２には、振動、騒音の原因となるトルクリップルを低減するために、ステータの突極やロータの突極を、特殊な形状に形成したスイッチトリラクタンス回転機が記載されている。
日本国特開平５－３３６７１５号公報 日本国特開２００１－１８６６９３号公報
　近年、実用化の一環として、スイッチトリラクタンス回転機の性能向上を図るべく、ダブルステータ構造にすることが提案されている。このようなダブルステータ構造を採用する場合、振動、騒音がさらに大きくなることが想定される。
　この振動、騒音を低減するために、上記従来技術のように、ステータの突極やロータの突極を、特殊な形状に形成することが考えられる。しかしながら、ステータの突極やロータの突極を、特殊な形状に形成すると、突極の形状に細く脆い部分が生じて堅牢性が低下し、また、製造に手間がかかり高コストになる可能性がある。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされ、構造が簡単で堅牢且つ容易に製造でき、トルクリップルを低減できるダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機の提供を目的とする。
　本発明の第１の態様は、ロータと、ロータの外側に配置されたアウターステータと、ロータの内側に配置されたインナーステータと、を有するダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機であって、アウターステータは、ロータと対向する側に設けられた第１ステータ突極を有し、インナーステータは、ロータと対向する側に第１ステータ突極と同数で設けられた第２ステータ突極を有し、ロータは、アウターステータと対向する側に設けられた第１ロータ突極と、インナーステータと対向する側に第１ロータ突極と同数で設けられた第２ロータ突極と、を有し、第１ステータ突極と第２ステータ突極の組、及び、第１ロータ突極と第２ロータ突極の組の少なくともいずれか一方において、ロータの回転方向における突極の位相が異なって設けられている。
　本発明の第１の態様では、アウターステータとインナーステータの突極の位相及びロータの外側と内側の突極の位相の少なくともいずれか一方を、ロータの回転方向にずらし、ロータのアウターステータ側で作用するトルク波形とロータのインナーステータ側で作用するトルク波形のピークを一致させないようにし、それらの合成トルクによるトルクリップルを低減する。そのため、突極の形状を変更することなく、突極の位相をずらすだけなので、構造が簡単で堅牢、且つ、容易に製造できる。
　本発明の第２の態様は、上記第１の態様において、第１ステータ突極と第２ステータ突極の組において、ロータの回転方向における突極の位相が異なって設けられている。
　本発明の第３の態様は、上記第１の態様において、第１ロータ突極と第２ロータ突極の組において、ロータの回転方向における突極の位相が異なって設けられている。
　本発明の第４の態様は、上記第１の態様において、第１ステータ突極と第２ステータ突極の組、及び、第１ロータ突極と第２ロータ突極の組において、ロータの回転方向における突極の位相が異なって設けられている。
　本発明の第５の態様は、上記第１～第４のいずれかの態様において、ロータの回転方向における突極の位相のずれ量が、ステータの相数とロータの極数に基づいて求められるストローク角度の半分に設定されている。
　本発明の第６の態様は、上記第１～第４のいずれかの態様において、ロータの回転方向における突極の位相のずれ量が、ステータに流す電流の大きさに基づいて設定されている。
　本発明の第７の態様は、第１の突極を備えるアウターステータと、前記第１の突極と向かい合うべき第２の突極を備えるインナーステータと、前記アウターステータと前記インナーステータとの間に設けられ、前記第１の突極と向かい合うべき第３の突極及び前記第２の突極と向かい合うべき第４の突極を備えるロータと、を備えるダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機であって、前記第１の突極と前記第２の突極、または、前記第３の突極と前記第４の突極は、前記ロータの回転方向について位相差を有する。
　本発明の第８の態様は、上記第７の態様において、第１の突極に対し、第２の突極は位相が遅れている。
　本発明の第９の態様は、上記第７の態様において、第３の突極に対し、第４の突極は位相が進んでいる。
　本発明の第１０の態様は、上記第７の態様において、第１の突極に対し、第２の突極は位相が遅れており、第３の突極に対し、第４の突極は位相が進んでいる。
　本発明によれば、構造が簡単で堅牢且つ容易に製造でき、トルクリップルを低減できるダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機が得られる。
本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの断面図である。 本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの回路図である。 本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの制御ロジックを示す図である。 本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータのトルクリップルの低減効果を説明するためのグラフである。 本発明の実施形態の一変形例におけるスイッチトリラクタンスモータの突極の位相のずれ量と合成トルクとの関係を示すグラフである。 本発明の実施形態の一変形例におけるスイッチトリラクタンスモータの突極の位相のずれ量と合成トルクとの関係を示すグラフである。 本発明の実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの断面図である。 本発明の実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータの断面図である。
　以下、本発明の実施形態の一例について図面を参照して説明する。
　図１は、本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの断面図である。図２は、本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの回路図である。図３は、本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの制御ロジックを示す図である。
　ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡ（以下、単にスイッチトリラクタンスモータＡと称する場合がある）は、図１に示すように、環状のロータ１０と、ロータ１０の外側に配置されたアウターステータ２０と、ロータ１０の内側に配置されたインナーステータ３０と、を有する。本実施形態のスイッチトリラクタンスモータＡは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相モータであり、ステータ（アウターステータ２０、インナーステータ３０それぞれの）の極数が１２個、ロータの極数が８個の３相１２／８極構造となっている。
　ロータ１０は、電磁鋼板が軸方向（図１において紙面垂直方向）に複数積層された状態でボルト締結用穴１４に挿通した不図示のボルト部材によって締結して固定されて構成される。ロータ１０は、環状のヨーク部１１と、ヨーク部１１から外側に突出する第１ロータ突極１２（第３の突極）と、ヨーク部１１から内側に突出すると共に第１ロータ突極１２と同数で設けられた第２ロータ突極１３（第４の突極）と、を有している。ヨーク部１１は、円筒状とされ、磁気的に十分な厚みを有している。ヨーク部１１の外周には、４５°間隔で８個の第１ロータ突極１２が設けられている。また、ヨーク部１１の内周には、第１ロータ突極１２と同位相の４５°間隔で８個の第２ロータ突極１３が設けられている。
　アウターステータ２０は、内周に３０°間隔で１２個設けられた第１ステータ突極２１（第１の突極）と、第１ステータ突極２１のそれぞれに巻回されたコイル２２と、を有する環状の磁性体である。コイル２２は、周方向に沿ってＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相→…の順に相分けされて配置されている。このアウターステータ２０は、軸方向に貫通するボルト締結用穴２３に挿通した不図示のボルト部材を介して、不図示のモータハウジングに所定の取付角度で取り付けられている。
　インナーステータ３０は、外周に第１ステータ突極２１と同数で３０°間隔で１２個設けられた第２ステータ突極３１（第２の突極）と、第２ステータ突極３１のそれぞれに巻回されたコイル３２と、を有する環状の磁性体である。コイル３２は、コイル２２と同様に周方向に沿ってＵ相→Ｖ相→Ｗ相→Ｕ相→…の順に相分けされて配置されている。このインナーステータ３０は、軸方向に貫通するボルト締結用穴３３に挿通した不図示のボルト部材を介して、不図示のモータハウジングに所定の取付角度で取り付けられている。
　上記構成のスイッチトリラクタンスモータＡは、図２に示すようなインバータ回路を有する。なお、図２において、符号４１は直流電源を示し、符号４２は平滑コンデンサを示す。また、アウターステータ２０には各相４つのコイル２２が設けられているが視認性の向上のため各相１つのコイル２２のみを代表して図示して残りの図示を省略している。この場合、アウターステータ２０における各相の４つのコイル２２同士は、直列接続されていても、並列接続されていてもよい。また、インナーステータ３０においても同様に、各相４つのコイル３２が設けられているが視認性の向上のため各相１つのコイル３２のみを代表して図示して残りの図示を省略している。この場合、インナーステータ３０における各相の４つのコイル３２同士は、直列接続されていても、並列接続されていてもよい。
　図２に示すように、アウターステータ２０とインナーステータ３０は、並列接続されている。本実施形態では、アウターステータ２０のインバータ回路とインナーステータ３０のインバータ回路とが、並列接続されている。インバータ回路は、それぞれ２つのスイッチング素子４３ａ，４３ｂと、２つのダイオード４４ａ，４４ｂと、からなる非対称ハーフブリッジ回路４５を有する。非対称ハーフブリッジ回路４５は、アウターステータ２０のコイル２２及びインナーステータ３０のコイル３２のそれぞれに接続され、各非対称ハーフブリッジ回路４５により個別にコイル２２，３２が駆動（通電）可能である。
　本実施形態では、アウターステータ２０の各々のコイル２２に流れる電流を制御する複数の電流計１６ａ及びインナーステータ３０の各々のコイル３２に流れる電流を計測する複数の電流計１６ｂを有する。電流計１６ａ，１６ｂは、コイル２２，３２に流れる電流を計測し、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを独立して電流制御する。
　なお、図３の（ａ）は、アウターステータ２０の電流制御の制御ロジックを示し、図３の（ｂ）は、インナーステータ３０の電流制御の制御ロジックを示す。
　アウターステータ２０の電流制御では、電流計１６ａにより計測されるコイル２２に流れる電流値（アウター電流フィードバック値）と、不図示の上位制御装置により入力されるアウター電流指令値Ｉｒｅｆｏ（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、アウター電圧指令値が求められる。このアウター電圧指令値は、実際には４つのＵ相コイル２２、４つのＶ相コイル２２、４つのＷ相コイル２２の全てに対して共通である。また、このアウター電流指令値は、ＰＷＭ（pulse width modulation）に変換され、上記指令値に対応して生成されたゲート信号が、パワー半導体からなるスイッチング素子４３ａ，４３ｂ（図２参照）に送られる。具体的には、Ｕ相の４つのコイル２２に通電（例えばパルス電流を流す）する場合には、Ｕ相の４つのコイル２２に対応した各々のスイッチング素子の全てに対して、各々のスイッチング素子を同時にオン状態とするゲート信号が送られる。同様に、Ｖ相の４つのコイル２２に通電（例えばパルス電流を流す）する場合には、Ｖ相の４つのコイル２２に対応した各々のスイッチング素子の全てに対して、各々のスイッチング素子を同時にオン状態とするゲート信号が送られる。またＷ相の４つのコイル２２に通電（例えばパルス電流を流す）する場合には、Ｗ相の４つのコイル２２に対応した各々のスイッチング素子の全てに対して、各々のスイッチング素子を同時にオン状態とするゲート信号が送られる。
　ゲート信号は、不図示のエンコーダ等により計測されるロータ角度θｆｂ（フィードバック値）がアウター指令値θｏｎｏ，θｏｆｆｏとの間にある場合に「１」が出力されパルスが「ＯＮ」となり、それ以外の場合に「０」が出力されパルスが「ＯＦＦ」となるように生成される。具体的には、アウター指令値θｏｎｏ，θｏｆｆｏは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、異なる値が設定されている。すなわち、Ｕ相の４つのコイル２２に同時に通電（例えばパルス電流を流す）する期間を定義するアウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、Ｖ相の４つのコイル２２に同時に通電（例えばパルス電流を流す）する期間を定義するアウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、Ｗ相の４つのコイル２２に同時に通電（パルス電流を流す）する期間を定義するアウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、が設定されており、これらの３つのアウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）は、それぞれが異なる値である。このように設定することで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルのそれぞれに、異なるタイミングで通電され、磁気吸引力によってロータを回転させることが可能となる。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとのアウター指令値θｏｎｏ，θｏｆｆｏは、アウター電流指令値Ｉｒｅｆｏと共に、予め記憶しているロータ１０の回転数とトルクとのテーブルデータに基づいて設定される。
　このテーブルデータは、実験、解析等により予め不図示の制御装置に記憶されており、ロータ１０の回転数とトルクから、最適なアウター電流指令値Ｉｒｅｆｏとアウター指令値θｏｎｏ，θｏｆｆｏが決定される。
　一方、インナーステータ３０の電流制御は、電流計１６ｂにより計測されるコイル３２に流れる電流値（インナー電流フィードバック値）と、不図示の上位制御装置により入力されるインナー電流指令値Ｉｒｅｆｉ（目標値）との偏差がなくなるようにＰＩ制御が行われ、インナー電圧指令値が求められる。このインナー電圧指令値は、実際には４つのＵ相コイル３２、４つのＶ相コイル３２、４つのＷ相コイル３２の全てに対して共通である。
　また、このアウター電流指令値は、ＰＷＭに変換され、上記指令値に対応して生成されたゲート信号が、パワー半導体からなるスイッチング素子４３ａ，４３ｂに送られる。
　また、ゲート信号は、不図示のエンコーダ等により計測されるロータ角度θｆｂ（フィードバック値）がインナー指令値θｏｎｉ，θｏｆｆｉとの間にある場合に「１」が出力されパルスが「ＯＮ」となり、それ以外の場合に「０」が出力されパルスが「ＯＦＦ」となるように生成される。具体的には、インナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとに、異なる値が設定されている。すなわち、Ｕ相の４つのコイル３２に同時に通電（例えばパルス電流を流す）する期間を定義するインナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）と、Ｖ相の４つのコイル３２に同時に通電（例えばパルス電流を流す）する期間を定義するインナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）と、Ｗ相の４つのコイル３２に同時に通電（例えばパルス電流を流す）する期間を定義するインナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）と、が設定されており、これら３つのインナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）は、それぞれ異なる値である。このように設定することで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルのそれぞれに、異なるタイミングで通電され、磁気吸引力によってロータを回転させることが可能となる。
　なお、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相ごとのインナー電流指令値Ｉｒｅｆｉとインナー指令値θｏｎｉ，θｏｆｆｉは、上述した手法によって予め記憶されたテーブルデータに基づいて決定されるが、このテーブルデータはアウターステータ２０用とインナーステータ３０用で個別に記憶されており、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを独立して電流制御している。具体的には、アウター電流指令値Ｉｒｅｆｏと、インナー電流指令値Ｉｒｅｆｉとは独立に設定され、値は異なる。
　また、本実施の形態では、上述したＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対する３つのアウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに対する各々の３つのインナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）と、は独立に値が設定される。さらに本実施の形態では、後述するように、アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１のロータ回転方向における位相が異なるため、アウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、インナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）とは、突極の位相に応じて異なる値が設定されている。これはアウターステータ２０とインナーステータ３０とで、突極の位相が異なるため、コイルに電流を流すべき適切なロータ角度θfbが異なるからである。
　また、図２に示すように、本実施形態では、アウターステータ２０とインナーステータ３０とが並列接続されると共に、アウターステータ２０とインナーステータ３０との起磁力が異なっており、アウターステータ２０の起磁力よりもインナーステータ３０の起磁力が小さく設定されている。起磁力は、コイル巻き回数と、そこに流れる電流の積によって求まる。ダブルステータ構造では、図１に示すように、構造的にインナーステータ３０に十分な巻線スペースを確保することが難しい。
　スイッチトリラクタンスモータＡにおいて起磁力を同一にする場合は、巻線の断面積を小さくして巻線数を増やすか、インナーステータ３０の第２ステータ突極３１を長く（深く）して巻線スペースを確保する方法が考えられる。しかしながら、前者の方法では電流密度が高くなり、銅損の増大によるモータ効率低下と、巻線の温度上昇の問題が生じる。
　また、後者の方法では、第２ステータ突極３１を長く（深く）することと、モータ全体の重量を支えるシャフト径とがトレードオフになるため、シャフト径が細くなると重量増加に対して機械的な強度を十分に確保することができなくなる可能性が生じる。
　そこで、本実施形態では、アウターステータ２０の起磁力よりもインナーステータ３０の起磁力を小さく設定することで、モータ効率の低下及び巻線の温度上昇の抑制と共に、機械的な強度を十分に確保している。なお、アウターステータ２０とインナーステータ３０の起磁力が異なる場合においては、一方から出た磁束が他方に逆流してしまい、モータ性能が低下することが懸念される。しかしながら、本実施形態のように、ロータ１０のヨーク部１１のロータ軸に垂直な方向の厚みを磁気特性に基づいて十分に確保しておくことで悪影響を及ぼさないことが電磁解析試験から確認されている。
　アウターステータ２０とインナーステータ３０とを並列接続することで、アウターステータ２０とインナーステータ３０とを直列接続した場合よりもモータ性能の向上効果が高くなる。これは、直列接続では、インダクタンスが増加するので電流が減少し、メインで駆動するアウターステータ２０の起磁力が大きく低下するためである。
　一方、並列接続では、アウターステータ２０の起磁力を確保でき、加えてインナーステータ３０の出力を取り出すことができるため、出力がアウターステータ２０とインナーステータ３０の単純な和となり、モータ性能が容易に向上する。
　このように、ダブルステータ構造では、モータ性能が向上するが、出力が大きくなる分、トルクリップルも大きくなる。このため、本実施形態のスイッチトリラクタンスモータＡでは、図１に示すように、アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１の組において、ロータ１０の回転方向における突極の位相が異なって設けられている。なお、図１に示す符号Ｄは、ロータ１０の回転方向（反時計回り）を示す。
　アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１の組は、ロータ１０の回転方向の位相が、ずれ量θとなるように配置されている。ここで、ずれ量θとは以下に説明するずれ量θ１とθ２との合計を意味する（後述の図８も参照）。θ１は、ロータ１０におけるアウターステータ２０側の突極（第１ロータ突極１２）と、ロータ１０におけるインナーステータ３０側の突極（第２ロータ突極１３）の内で、ロータ１０におけるアウターステータ２０側の一の突極（第１ロータ突極１２）と向かい合うべきインナーステータ３０側の一の突極（第２ロータ突極１３）と、のロータ１０の回転方向における相対的な位相差を意味する。θ２は、アウターステータ２０の突極（第１ステータ突極２１）と、インナーステータ３０の突極（第２ステータ突極３１）のうちで、アウターステータ２０の一の突極（第１ステータ突極２１）と向かい合うべきインナーステータ３０の一の突極（第２ステータ突極３１）と、のロータ１０の回転方向における相対的な位相差を意味する。また、相対的な位相差とは、θ１の場合、図１のようなモータの断面図において、ロータ１０におけるアウターステータ側の一の突極（第１ロータ突極１２）の上辺の垂直二等分線と、この一の突極（第１ロータ突極１２）と向かい合うべきインナーステータ側の一の突極（第２ロータ突極１３）の上辺の垂直二等分線と、を基準とした相対的な回転角度の差である。またθ２の場合、相対的な位相差とは、アウターステータが備える一の突極（第１ステータ突極２１）の上辺の垂直二等分線と、この一の突極（第１ステータ突極２１）と向かい合うべきであってインナーステータが備える一の突極（第２ステータ突極３１）の垂直二等分線と、を基準とした相対的な回転角度の差である。本実施形態のずれ量θは、θ１が０度であり、θ＝θ２となる。また、θ１もθ２も０度の場合は、従来のスイッチトリラクタンスモータとなり、アウターステータ２０とインナーステータ３０の突極は向かい合って上述の２つの垂直二等分線は重なり合う。また、ロータ１０におけるアウターステータ側の突極（第１ロータ突極１２）とインナーステータ側の突極（第２ロータ突極１３）は向かい合い、上述の２つの垂直二等分線は重なり合う。ここで本実施形態のずれ量θは、スイッチトリラクタンスモータＡのストローク角度の半分に設定されている。ストローク角度Ｓθは、ステータの相数ｍとロータの極数Ｎｒに基づいて下式（１）から求められる。
　Ｓθ　＝　３６０°／（ｍ×Ｎｒ）　…（１）
　本実施形態では、ステータの相数ｍが、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３つであり、ロータの極数Ｎｒが、第１ロータ突極１２（第２ロータ突極１３）の８つである。そうすると、ストローク角度Ｓθは、式（１）から１５［ｄｅｇ］と求まる。ずれ量θは、このストローク角度Ｓθの半分であり、本実施形態では７．５［ｄｅｇ］となる。このずれ量θは、理論的に求められ、図４に示すように、スイッチトリラクタンスモータＡのトルクリップルをおおよそ最小にすることができる。
　図４は、本発明の実施形態におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡのトルクリップルの低減効果を説明するためのグラフである。なお、図４の（ａ）は、ずれ量θを７．５［ｄｅｇ］に設定したスイッチトリラクタンスモータＡのトルク波形を示し、図４の（ｂ）は、比較例としてずれ量θを０［ｄｅｇ］に設定したスイッチトリラクタンスモータＡのトルク波形を示す。また、図４において、縦軸はトルク［ｐ．ｕ．］を示し、横軸はロータ回転角度［ｄｅｇ］を示す。
　図４の（ｂ）に示すように、ずれ量θを０［ｄｅｇ］に設定した場合（第１ステータ突極２１と第２ステータ突極３１が同位相の場合）、ロータ１０のアウターステータ２０側で作用するアウタートルク（点線で示す）とロータ１０のインナーステータ３０側で作用するインナートルク（一点鎖線で示す）の波形の上下のピークがほぼ一致する。したがって、アウタートルクとインナートルクの合成トルク（実線で示す）の変動幅Ｗ２が大きくなり、トルクリップルが増加する。
　一方、図４の（ａ）に示すように、ずれ量θを７．５［ｄｅｇ］に設定した場合（第１ステータ突極２１と第２ステータ突極３１の位相が異なる場合）、ロータ１０のアウターステータ２０側で作用するアウタートルク（点線で示す）とロータ１０のインナーステータ３０側で作用するインナートルク（一点鎖線で示す）の波形の上下のピークがほぼ半位相分ずれており、一致しない。これは、上述したように、アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１のロータ回転方向における位相が異なるため、アウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、インナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）とは、突極の位相に応じて異なる値が設定されていることに基づいている。すなわち、本実施の形態では、アウター指令値（θｏｎｏ，θｏｆｆｏ）と、インナー指令値（θｏｎｉ，θｏｆｆｉ）とが、突極の位相に応じて異なる値が設定されているため、アウターステータ２０の各コイル２２と、インナーステータ３０の各コイル３２に対して電流を流すタイミングが異なり、結果として、アウタートルクとインナートルクのピークのタイミングがずれる。したがって、アウタートルクとインナートルクの合成トルク（実線で示す）の変動幅Ｗ１が変動幅Ｗ２よりも小さくなり、トルクリップルが低減する。
　また、ずれ量θをストローク角度の半分である７．５［ｄｅｇ］に設定した場合、図４（ａ）に示すように、アウタートルクとインナートルクの上下のピークが反転して合成されるため、トルクリップルをおおよそ最小にすることができる。
　なお、本実施形態では、図１に示すように、インナーステータ３０の第２ステータ突極３１をアウターステータ２０の第１ステータ突極２１に対し、回転方向において遅れ位相としたが、上述したようにヨーク部１１の厚みが十分厚く磁気干渉させない構造であれば、例えば進み位相としても同等のトルクリップル低減効果が得られる。
　このように、本実施形態では、アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１の位相を、ロータ１０の回転方向にずらし、ロータ１０のアウターステータ２０側で作用するアウタートルクとロータ１０のインナーステータ３０側で作用するインナートルクのピークを一致させない。そのため、それらの合成トルクによるトルクリップルを低減する。この構成によれば、突極の形状を変更することなく、突極の位相をずらすだけなので、構造が簡単で堅牢、且つ、容易に製造できる。
　また、本実施形態においては、スイッチトリラクタンスモータＡにおいて元々構造的には別体であるアウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１との組において、ロータ１０の回転方向における突極の位相を異ならせている。この構成によれば、ロータ１０の構造を変更することなく、不図示のモータハウジングに対するアウターステータ２０とインナーステータ３０の取付角度を変更するだけで、簡単にトルクリップルを低減できる。
　したがって、上述の本実施形態によれば、ロータ１０と、ロータ１０の外側に配置されたアウターステータ２０と、ロータ１０の内側に配置されたインナーステータ３０と、を有するスイッチトリラクタンスモータＡが開示されている。このスイッチとリラクタンスモータＡにおいては、アウターステータ２０は、ロータ１０と対向する側に設けられた第１ステータ突極２１を有し、インナーステータ３０は、ロータ１０と対向する側に第１ステータ突極２１と同数で設けられた第２ステータ突極３１を有し、ロータ１０は、アウターステータ２０と対向する側に設けられた第１ロータ突極１２と、インナーステータ３０と対向する側に第１ロータ突極１２と同数で設けられた第２ロータ突極１３と、を有する。そのため、第１ステータ突極２１と第２ステータ突極３１の組において、ロータ１０の回転方向における突極の位相が異なっている、という構成によって、構造が簡単で堅牢且つ容易に製造でき、トルクリップルを低減できるスイッチトリラクタンスモータＡが得られる。
　また、本発明は、以下の変形例も採用してもよい。
　なお、以下の説明において、上述の実施形態と同一又は同等の構成部分については同一の符号を付し、その説明を簡略若しくは省略する。
　図５は、本発明の実施形態の一変形例におけるスイッチトリラクタンスモータＡの突極の位相のずれ量と合成トルクとの関係を示すグラフである。なお、図５においては、インナーステータ３０の第２ステータ突極３１の位相を、ロータ１０の回転方向において徐々に遅らせた（ずれ量θ＝０～１２．５［ｄｅｇ］）場合の合成トルクの波形を示している。なお、図５において、縦軸はトルク［ｐ．ｕ．］を示し、横軸はロータ回転角度［ｄｅｇ］を示す。
　図５に示すように、アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１の位相を徐々にずらした場合、合成トルクの波形が徐々に変化することが分かる。これら合成トルクの平均トルク［ｐ．ｕ．］とトルクリップル率［％］との関係をまとめると下表１のように示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000001
　表１に示すように、平均トルクを一定に設定した場合、図５の変形例では、ずれ量θを１０．５［ｄｅｇ］付近に設定したときにトルクリップル率が最小になることが分かる。
　なお、トルクリップル率Ｒは、最大トルクＴｍａｘと最小トルクＴｍｉｎと平均トルクＴａｖに基づいて下式（２）から求められる。
　Ｒ　＝　（Ｔｍａｘ－Ｔｍｉｎ）／Ｔａｖ×１００　…（２）
　図６は、本発明の実施形態の一変形例におけるスイッチトリラクタンスモータＡの突極の位相のずれ量と合成トルクとの関係を示すグラフである。なお、図６においては、図５よりもステータ側に流す電流（モータ電流）を増やして出力（トルク）を増加させると共に、インナーステータ３０の第２ステータ突極３１の位相を、ロータ１０の回転方向において徐々に遅らせた（ずれ量θ＝０～１０．５［ｄｅｇ］）場合の合成トルクの波形を示している。なお、図６において、縦軸はトルク［ｐ．ｕ．］を示し、横軸はロータ回転角度［ｄｅｇ］を示す。
　図６に示すように、アウターステータ２０の第１ステータ突極２１とインナーステータ３０の第２ステータ突極３１の位相を徐々にずらした場合、図５とは異なる傾向で合成トルクの波形が徐々に変化することが分かる。これら合成トルクの平均トルク［ｐ．ｕ．］とトルクリップル率［％］との関係をまとめると下表２のように示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　表２に示すように、図６の変形例では、ずれ量θを８．５［ｄｅｇ］付近に設定したときにトルクリップル率が最小になることが分かる。このように、ロータ１０の回転方向における突極の位相のずれ量θの最適値は、ステータに流す電流の大きさに依存していることが分かる。すなわち、ロータ１０の回転方向における突極の位相のずれ量θの最適値は、ステータに流す電流の通電期間に依存している。
　したがって、上述の実施形態ではロータ１０の回転方向における突極の位相のずれ量θを、理論的にストローク角度の半分に設定していたが、図５及び図６に示すようなデータを予め取得しておき、ずれ量θを、ステータに流す電流（モータ電流）の大きさに基づいて設定することで、トルクリップルをより最小に近づけることが可能となる。
　また、本発明は、図７に示す変形例も採用し得る。
　図７は、本発明の実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの断面図である。
　図７に示す変形例では、第１ロータ突極１２と第２ロータ突極１３の組において、ロータ１０の回転方向における突極の位相が異なって設けられている。この構成によれば、ロータ１０の構造を変更する必要があるが、アウターステータ２０とインナーステータ３０の取付角度を変更する必要がないため、例えばアウターステータ２０とインナーステータ３０の取付角度の変更が難しい場合、具体的には大型で重量があるスイッチトリラクタンスモータＡである場合には、比較的簡単にトルクリップルを低減できる。
　また、本発明は、図８に示す変形例も採用し得る。
　図８は、本発明の実施形態の一変形例におけるダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータＡの断面図である。
　図８に示す変形例では、第１ステータ突極２１と第２ステータ突極３１の組、及び、第１ロータ突極１２と第２ロータ突極１３の組において、ロータ１０の回転方向における突極の位相が異なって設けられている。この構成によれば、ロータ１０の構造とアウターステータ２０とインナーステータ３０の取付角度をそれぞれ変更する必要があるが、突極の位相のずれ量θをロータのずれ量θ１とステータのずれ量θ２とで分担できるため、設計変更の自由度が高く、比較的簡単にトルクリップルを低減できる。
　以上、図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されない。上述した実施形態において示した各構成部材の諸形状や組み合わせ等は一例であって、本発明の主旨から逸脱しない範囲において設計要求等に基づき種々変更可能である。
　例えば、上記実施形態では、３相モータを例示して説明したが、本発明はこの構成に限定されることなく、２相モータ、４相モータ、５相モータ等にも適用することができる。
　また、３相モータにおいて１２／８極構造を例示して説明したが、本発明はこの極数に限定されず、例えば６／４極構造や１８／１２極構造等であっても良い。
　また、例えば、上記実施形態では、本発明のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機を、モータに適用した構成について例示したが、本発明はこの構成に限定されることなく、舶用推進機器や発電機にも適用することができる。また、発電機においては、大型の風力発電機に好適に適用することができる。
　本発明によれば、構造が簡単で堅牢且つ容易に製造でき、トルクリップルを低減できるダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機が得られる。
　Ａ　ダブルステータ型スイッチトリラクタンスモータ（ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機）
１０　ロータ
１２　第１ロータ突極
１３　第２ロータ突極
２０　アウターステータ
２１　第１ステータ突極
３０　インナーステータ
３１　第２ステータ突極

Claims (10)

  1. 　ロータと、前記ロータの外側に配置されたアウターステータと、前記ロータの内側に配置されたインナーステータと、を有するダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機であって、
    　前記アウターステータは、前記ロータと対向する側に設けられた第１ステータ突極を有し、
    　前記インナーステータは、前記ロータと対向する側に前記第１ステータ突極と同数で設けられた第２ステータ突極を有し、
    　前記ロータは、前記アウターステータと対向する側に設けられた第１ロータ突極と、前記インナーステータと対向する側に前記第１ロータ突極と同数で設けられた第２ロータ突極と、を有し、
    　前記第１ステータ突極と前記第２ステータ突極の組、及び、前記第１ロータ突極と前記第２ロータ突極の組の少なくともいずれか一方において、前記ロータの回転方向における突極の位相が異なっている、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  2. 　前記第１ステータ突極と前記第２ステータ突極の組において、前記ロータの回転方向における突極の位相が異なっている、請求項１に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  3. 　前記第１ロータ突極と前記第２ロータ突極の組において、前記ロータの回転方向における突極の位相が異なっている、請求項１に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  4. 　前記第１ステータ突極と前記第２ステータ突極の組、及び、前記第１ロータ突極と前記第２ロータ突極の組において、前記ロータの回転方向における突極の位相が異なっている、請求項１に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  5. 　前記ロータの回転方向における突極の位相のずれ量が、ステータの相数とロータの極数に基づいて求められるストローク角度の半分に設定されている、請求項１～４のいずれか一項に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  6. 　前記ロータの回転方向における突極の位相のずれ量が、ステータに流す電流の大きさに基づいて設定されている、請求項１～４のいずれか一項に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  7. 　第１の突極を備えるアウターステータと、
    　前記第１の突極と向かい合うべき第２の突極を備えるインナーステータと、
    　前記アウターステータと前記インナーステータとの間に設けられ、前記第１の突極と向かい合うべき第３の突極及び前記第２の突極と向かい合うべき第４の突極を備えるロータと、を有し、
    　前記第１の突極と前記第２の突極、または、前記第３の突極と前記第４の突極は、前記ロータの回転方向について位相差を有する、ダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  8. 　前記第１の突極に対し、前記第２の突極は位相が遅れている、請求項７に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  9. 　前記第３の突極に対し、前記第４の突極は位相が進んでいる、請求項７に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
  10. 　前記第１の突極に対し、前記第２の突極は位相が遅れており、前記第３の突極に対し、前記第４の突極は位相が進んでいる、請求項７に記載のダブルステータ型スイッチトリラクタンス回転機。
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