WO2015052926A1 - 加速度センサ - Google Patents

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WO2015052926A1
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acceleration
movable electrode
value
acceleration sensor
conversion circuit
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岳志 森
黒田　啓介
吉田　仁
江田　和夫
巧 田浦
英喜 上田
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パナソニックＩｐマネジメント株式会社
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    • G01P2015/0825—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining out-of-plane movement of the mass for one single degree of freedom of movement of the mass
    • G01P2015/0831—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining out-of-plane movement of the mass for one single degree of freedom of movement of the mass the mass being of the paddle type having the pivot axis between the longitudinal ends of the mass, e.g. see-saw configuration

Definitions

  • the present invention relates to an acceleration sensor used for a vehicle, a navigation device, a portable terminal or the like.
  • FIG. 16 is a block diagram of the acceleration sensor 100. As shown in FIG.
  • the acceleration sensor 100 includes a detection element 102, a CV conversion circuit 104, a signal adjustment circuit 106, and an AD converter 110.
  • the detection element 102 has a movable electrode and a fixed electrode opposed to the movable electrode, and a capacitor is formed between the movable electrode and the fixed electrode. When external acceleration is applied, the capacitance of this capacitor changes.
  • the CV conversion circuit 104 converts the capacitance change of the capacitor into a voltage.
  • the signal adjustment circuit 106 corrects the converted voltage.
  • the AD converter 110 converts the corrected voltage into a digital value and outputs it.
  • Patent Document 1 is known as a document disclosing such a technique.
  • the present invention is, in an acceleration sensor equipped with an AD converter, an acceleration sensor in which a wide dynamic range and high resolution of output are compatible.
  • An acceleration sensor includes a movable electrode, a first and a second fixed electrode, a CV conversion circuit, an AD conversion circuit, and a first and a second register.
  • the movable electrode is displaced in response to a change in the applied acceleration.
  • the first and second fixed electrodes are each disposed to face the movable electrode.
  • the CV conversion circuit outputs a voltage according to a change in capacitance between the movable electrode and the first and second fixed electrodes.
  • the AD conversion circuit is connected to the CV conversion circuit, and has a first detection range and a second detection range different from the first detection range.
  • the first register is connected to the AD conversion circuit, and holds a first value which is information on the acceleration of the first detection range.
  • the second register is connected to the AD conversion circuit, and holds a second value which is information on the acceleration of the second detection range.
  • the first value and the second value are values that represent acceleration in the same direction.
  • the first register holds the first value, which is information on the acceleration of the first detection range, with high resolution
  • the second register relates to the acceleration of the second detection range related to the acceleration output in the same direction.
  • the second value, which is information is held at low resolution. Therefore, information on acceleration in an arbitrary detection range (range) can be detected with high resolution, and acceleration can be detected over a wide dynamic range.
  • FIG. 1 is a block diagram of an acceleration sensor according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic perspective view of the sensor unit shown in FIG.
  • FIG. 3 is a signal waveform diagram for explaining the operation at the time of detection of the detection circuit shown in FIG.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the DA converter in the detection circuit shown in FIG.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of an amplifier included in the signal conditioning circuit in the detection circuit shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing signal processing until an acceleration signal is output to a register in the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing the configuration of another detection circuit of the acceleration sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram of an acceleration sensor according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a schematic view showing the operation of the diagnostic process by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram showing a detection output of a diagnostic process by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing another detection output of diagnosis processing by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 12 is an exploded perspective view of a sensor unit according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram of an acceleration sensor including a signal processing circuit that processes a signal from the sensor unit shown in FIG.
  • FIG. 14A is a diagram showing an operation of diagnosis processing of the X detection unit by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG. FIG.
  • FIG. 14B is a diagram showing operation of diagnosis processing of the Y detection unit by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 14C is a diagram showing an operation of diagnosis processing of the Z detection unit by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 15A is a diagram showing a detection output of a diagnostic process of the X detection unit by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 15B is a diagram showing a detection output of a diagnostic process of the Y detection unit by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 15C is a diagram showing a detection output of a diagnosis process of the Z detection unit by the self-diagnosis unit of the acceleration sensor shown in FIG.
  • FIG. 16 is a block diagram of a conventional acceleration sensor.
  • the problem of the conventional acceleration sensor 100 shown in FIG. 16 will be briefly described.
  • the configuration of the acceleration sensor 100 in order to simultaneously achieve a wide dynamic range (range of detectable accelerations) and a high resolution of the output, it is necessary to increase the resolution of the AD converter 110.
  • AD converters having high resolution are susceptible to noise. Therefore, peripheral circuits are needed to reduce the influence of noise. As a result, the circuit area as a whole increases and the power consumption increases.
  • the sensor becomes large, cost increases, and power consumption increases.
  • FIG. 1 is a block diagram of an acceleration sensor 10A according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic perspective view of the sensor unit 1.
  • the acceleration sensor 10 ⁇ / b> A includes a sensor unit 1 and a detection circuit 20.
  • the detection circuit 20 includes a CV conversion circuit 21, an AD conversion circuit 23, a first register (hereinafter, register) 24B, and a second register (hereinafter, register) 24C.
  • the detection circuit 20 further includes a signal adjustment circuit 22 and a control circuit 24.
  • the sensor unit 1 includes an upper lid 3, a lower lid 4, and an acceleration sensor element 2 disposed between the upper lid 3 and the lower lid 4.
  • the acceleration sensor element 2 has beams 2A and 2B which are a pair of torsion beams, a movable electrode 2C, and a frame 2D.
  • a first fixed electrode (hereinafter referred to as fixed electrode) 3A and a second fixed electrode (hereinafter referred to as fixed electrode) 3B are fixed to the upper lid 3 at a position where it is paired with the movable electrode 2C.
  • the upper and lower surfaces of the acceleration sensor element 2 are sandwiched by the upper cover 3 and the lower cover 4.
  • the acceleration sensor element 2 is formed of a silicon substrate or the like, and the upper cover 3 and the lower cover 4 are formed of an insulator such as glass.
  • the movable electrode 2C when acceleration in the X-axis direction is applied so that the weight rotates about the axis, the movable electrode 2C performs seesaw operation with the beams 2A and 2B as the axis. The movable electrode 2C is displaced according to the change of the applied acceleration.
  • the fixed electrodes 3A and 3B are opposed to one side and the other side of the surface of the movable electrode 2C with a straight line connecting the beams 2A and 2B as a boundary line.
  • the fixed electrodes 3A and 3B are electrically drawn to the upper surface of the upper lid 3 by using, for example, through electrodes (not shown) formed on the upper lid 3 with silicon.
  • the acceleration in the X direction can be detected based on the change. That is, the movable electrode 2C, the fixed electrode 3A, the movable electrode 2C, and the fixed electrode 3B constitute a differential capacitance.
  • the movable electrode 2C receives an acceleration and is displaced, their capacities change according to the displacement of the movable electrode 2C.
  • the detection circuit 20 detects acceleration based on a change in capacitance between the movable electrode 2C and the fixed electrode 3A and between the movable electrode 2C and the fixed electrode 3B. Therefore, the control circuit 24 periodically applies the carrier signals P1 and P2 between the movable electrode 2C and the fixed electrode 3A, and between the movable electrode 2C and the fixed electrode 3B.
  • the CV conversion circuit 21 converts the change in capacitance generated in the sensor unit 1 into a voltage.
  • the CV conversion circuit 21 includes an amplifier 21A, a capacitor 21B, and a switch 21C.
  • the inverting input terminal of the amplifier 21A is connected to the movable electrode 2C, and a capacitor 21B and a switch 21C are connected in parallel with the amplifier 21A between the inverting input terminal and the output terminal. Further, the reference voltage V0 is input to the non-inversion input terminal of the amplifier 21A.
  • the signal adjustment circuit 22 includes a DA converter 22A and amplifiers 22B and 22C provided in parallel with each other.
  • the signal adjustment circuit 22 samples the output voltage of the CV conversion circuit 21 and adds an arbitrary offset voltage to the obtained output voltage by the DA converter 22A. Then, each of the amplifiers 22B and 22C further amplifies its output voltage to a predetermined sensitivity, and outputs it to the AD conversion circuit 23 as an acceleration detection signal.
  • the control circuit 24 generates and outputs carrier signals P1 and P2 to be applied to the fixed electrodes 3A and 3B and a switch signal S for opening and closing the switch 21C based on the reference clock.
  • the voltage level of carrier signal P1, P2 is, for example, 1.2V. However, the invention is not limited to this, and a voltage greater than 1.2 V may be generated if it is desired to increase the level of the signal to be handled.
  • the switch 21C is a semiconductor switch, and is closed when the switch signal from the control circuit 24 is at high level.
  • FIG. 3 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the detection circuit 20 at the time of detection.
  • the carrier wave signals P1, P2, and S1 output from the control circuit 24 have constant amplitudes that change between high level (Low) and low level (Low) between two periods (first period T1 and second period T2). It is a square wave signal.
  • the carrier signal P2 the voltage level is inverted with respect to the carrier signal P1.
  • the switch signal S is out of phase with the carrier wave signals P1 and P2.
  • the phase shift is 90 degrees. That is, High and Low level are switched at an intermediate time between the first period T1 and the second period T2.
  • the carrier signal P1 is High and the carrier signal P2 is Low, and the switch signal S switches from High to Low in the middle of the first period T1.
  • the voltage V0 is applied to the non-inversion input terminal of the amplifier 21A, the input voltage V is applied to the movable electrode 2C, and the charge of the capacitor 21B is discharged.
  • the input voltage is 0.6 (V) as an example.
  • the voltage levels of the carrier signal P1 and P2 are inverted, the carrier signal P1 is Low, the carrier signal P2 is High, and the switch 21C is opened.
  • the voltage obtained according to (C1-C2) as described above is output as an acceleration detection signal through the signal adjustment circuit.
  • the signal conditioning circuit 22 includes a DA converter 22A, an amplifier 22B, and an amplifier 22C.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of the DA converter 22A.
  • the DA converter 22A generates an arbitrary analog voltage based on the digital signal. Further, in the present embodiment, the DA converter 22A performs offset adjustment. As such a DA converter 22A, there is a ladder type DA converter.
  • the switches S1 to S3 are controlled by digital signals to open and close.
  • the first ends of the switches S1 to S3 are connected to the ground (GND) potential, and the second ends are connected to a reference potential (Vref) in the circuit.
  • the first end and the second end are selected by switching of the switches S1 to S3.
  • the third ends of the switches S1 to S3 are connected to the respective resistors R2.
  • a resistor R1 is connected between the other terminals of two adjacent resistors R2.
  • the resistor R2 connected to the third end of the switch S1 and the resistor R1 are connected at the connection N1, and the resistor R2 connected to the third end of the switch S2 and the two resistors R1 are connected N2
  • the resistor R2 connected to the third end of the switch S3 and the resistor R1 are connected at the connection portion N3.
  • the connection portion N1 is further connected to the GND potential via another resistor R2.
  • a negative feedback amplifier circuit including a feedback resistor R0 is further connected to the connection portion N3.
  • the analog voltage Va which is the output of the negative feedback amplification circuit in this case is expressed by the following equation, and the output potential can be controlled to an arbitrary voltage by opening and closing the switch.
  • Va Vref [(S1) / 4 + (S2) / 2 + (S3)] (S1) to (S3) are 1 when the third end and the second end are connected in the switches S1 to S3, and 0 when the third end and the first end are connected. .
  • the acceleration sensor 10A is connected to the AD conversion circuit 23 connected to the CV conversion circuit 21, the AD conversion circuit 23, a register 24B that holds the first value, and the AD conversion circuit 23. And a register 24C that holds the second value.
  • the first value is information indicating the acceleration of the first detection range
  • the second value is information regarding the acceleration of the second detection range.
  • the first value and the second value both represent acceleration in the same direction.
  • the first detection range is a certain acceleration range in the X-axis direction in FIG. 2, for example, ⁇ A (G) to + A (G), and the second detection range is The acceleration in the X-axis direction is a range of acceleration greater than -A (G) to + A (G).
  • the first value is the output value output from the AD conversion circuit 23 according to the acceleration in the first detection range, for example, CV conversion obtained with acceleration in the range of -A (G) to + A (G) It is a value obtained by AD-converting the voltage from the circuit 21 by the AD conversion circuit 23.
  • the second value is an output value output from the AD conversion circuit 23 according to the acceleration in the second detection range, for example, a CV obtained at an acceleration in the range of -B (G) to + B (G). It is a value obtained by AD-converting the voltage from the conversion circuit 21 by the AD conversion circuit 23.
  • B is a value larger than A.
  • the first register 24B holds a first value
  • the second register 24C holds a second value.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of the amplifier 22B.
  • the amplifier 22B amplifies a current signal obtained by offset-adjusting the output of the CV conversion circuit 21 by the DA converter 22A.
  • the amplifier 22B includes a resistor 32A, an operational amplifier 32B, a resistor 32C for adjusting a detection range, and a resistor 32D for adjusting an offset.
  • the first end of the resistor 32A is connected to the output terminal of the CV conversion circuit 21, and the second end is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 32B.
  • a resistor 32C is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 32B, and a reference potential is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 32B, whereby a negative feedback amplifier circuit is configured.
  • the resistor 32D is connected in parallel to the resistor 32A.
  • dynamic range refers to a detection range of acceleration that can be detected by the acceleration sensor
  • first detection range is AD converted by the first AD converter (hereinafter, AD converter) 23B. It will be described as referring to the range of voltage. That is, the “first detection range” is the detection range of the acceleration detected by the AD converter 23B.
  • second detection range is described as a range of a voltage AD-converted by the second AD converter (hereinafter, AD converter) 23C. That is, the "second detection range” is a detection range of the acceleration detected by the AD converter 23C.
  • the detection range of the acceleration detected by the AD converter 23B is set by the resistance values of the resistors 32A and 32C in the amplifier 22B. Further, by adjusting the amount of current flowing through the resistor 32D, the offset value of the output of the acceleration sensor 10A is set.
  • the amplifier 22C has the same configuration as the amplifier 22B, but the resistance value of the resistor 32C is set to be different from that of the amplifier 22B. Thereby, the accelerations in different ranges can be detected by the amplifier 22B and the amplifier 22C.
  • the outputs of the amplifiers 22B and 22C are output as analog outputs to the AD converter 23B and AD converter 23C, respectively.
  • the AD converter 23B converts an analog voltage signal input from the amplifier 22B into a digital signal, and outputs the digital signal to the register 24B.
  • the register 24B holds the output from the AD converter 23B. This output is a first value.
  • the AD converter 23C converts an analog voltage signal input from the amplifier 22C into a digital signal, and outputs the digital signal to the register 24C.
  • the register 24C holds the output from the AD converter 23C. This output is the "second value".
  • the resolution of the AD converter 23B is higher than the resolution of the AD converter 23C.
  • the resolution of the AD converter 23B is 16 bits
  • the resolution of the AD converter 23C is 12 bits. That is, the first value is a value obtained by digitizing the voltage from the CV conversion circuit 21 with a resolution higher than the second value.
  • FIG. 6 As an example, when an acceleration sensor 10A receives an input of 1 G as a low acceleration, signals are output to the registers 24B and 24C when an acceleration sensor 10A receives an input of 60 G as a high acceleration. Represents the signal processing up to Here, as an example, the case where the sensitivity of the acceleration sensor 10A is 10 fF / G will be described. Further, the high acceleration of 60 G and the low acceleration of 1 G are both accelerations in the same direction.
  • the output (capacitance change) of the sensor unit 1 is CV converted, and the CV converted output (voltage) is amplified by the amplifier 22B and the amplifier 22C in the process of signal adjustment.
  • the output of the amplifier 22B is digitized by the AD converter 23B and then stored in the register 24B as a first value.
  • the output of the amplifier 22C is digitized by the AD converter 23C and then stored in the register 24C as a second value.
  • the sensitivity of the sensor unit 1 is 10 fF / G, it is output from the 10 fF sensor unit 1 when a low acceleration is input. When high acceleration is input, a signal of 600 fF is output from the sensor unit 1.
  • the CV conversion circuit 21 converts the voltage signal from the sensor unit 1 at 1 mV / 1fF, the output from the sensor unit 1 is converted to a voltage signal of 0.01 V at low acceleration and 0.6 V at high acceleration. Ru.
  • the voltage signal acquired by this CV conversion is amplified by the amplifiers 22 B and 22 C in the signal adjustment circuit 22, and is input to the AD conversion circuit 23.
  • the amplifier 22B amplifies the signal at low acceleration input to 0.6 V and the signal at high acceleration input to 36 V, respectively.
  • the amplification factor of the amplifier 22C is 1 ⁇ , the amplifier 22C sets the signal at low acceleration input to 0.01 V and the signal at high acceleration input to 0.6 V.
  • the general input range of the AD converter is several volts, and the output range varies depending on the resolution.
  • the input range is about 1.2 V
  • the high resolution of the output range is 16 bits
  • the low resolution It has 12 bits.
  • the 16-bit high resolution AD converter 23B outputs 32767 to the register 24B as a first value based on the signal at low acceleration.
  • the signal at high acceleration saturates the input range of the AD converter 23B. That is, the signal at high acceleration exceeds the input range of the AD converter 23B. Therefore, 65535, which is a value indicating that the AD converter 23B is saturated, is output as the first value to the register 24B. Thus, the correct acceleration is not output.
  • the 12-bit low resolution AD converter 23C outputs 34 to the register 24C as a second value based on the signal at low acceleration.
  • the AD converter 23C outputs 2047 to the register 24C.
  • the correct acceleration is output in either case.
  • the output from the high resolution AD converter 23B is held in the first register 24B for a low acceleration output, and the output from the low resolution AD converter 23C is a second for a high acceleration output.
  • the register that holds the output is divided into two according to the range of acceleration, and the two registers each hold the output with different resolution. Therefore, the circuit area can be reduced and power consumption can be reduced, as compared with the case of using one AD converter that achieves a wide dynamic range and high resolution simultaneously.
  • failure of the acceleration sensor 10A can be diagnosed using the first value and the second value. More specifically, when the difference between the value obtained by multiplying the first value by the predetermined coefficient and the second value is equal to or larger than the predetermined threshold value, it can be determined that an abnormality has occurred.
  • the diagnostic method is described in detail below with reference to the example of FIG.
  • the difference between the first value and the second value is the difference in expression due to the difference in resolution of the AD converters 23B and 23C.
  • it is only different whether it is a low resolution expression or a high resolution expression.
  • the output of the sensor unit 1 is, for example, 14.8, it will be 14 when it is expressed by a low resolution calculator that can represent only the integer part, but let's express by a calculator capable of expressing up to the first decimal place Then, it can be expressed in 14.8.
  • the low resolution output result (second value) can be converted into a representation of a high resolution output result (first value), particularly by inversely calculating the gain adjustment result.
  • INTEGER first value ⁇ gain of amplifier 22C ⁇ resolution of AD converter 23C ⁇ gain of amplifier 22B ⁇ resolution of AD converter 23B
  • INTEGER second value
  • the acceleration sensor 10A is determined by judging that an abnormality has occurred in the AD conversion circuit 23. It is possible to diagnose the failure of In other words, when the difference between the value obtained by multiplying the first value by the predetermined coefficient and the second value is equal to or larger than the predetermined threshold, either one of the AD converter 23B or the AD converter 23C has an abnormality. It can be diagnosed as having occurred.
  • the acceleration sensor 10A can self-diagnose by the control circuit 24 performing the above-described calculation.
  • an abnormality indicator composed of a light emitting diode or the like may be provided, and the self-diagnosis result may be displayed by the output from the control circuit.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a detection circuit of the acceleration sensor 10B.
  • the difference from the detection circuit 20 shown in FIG. 1 is that the signal adjustment circuit 22 is configured by the DA converter 22A and the amplifier 22B, and the AD conversion circuit 23 is configured only by the AD converter 23B.
  • the other configuration is the same as that of the detection circuit 20.
  • the detection circuit 20A operates as follows while switching with respect to the time axis for signals of acceleration in the same direction. First, the amplifier 22B outputs an output obtained by AD conversion at a low first amplification factor to the register 24B. Subsequently, the amplifier 22B outputs the output obtained by AD conversion at the second amplification factor to the register 24C. The second amplification factor is greater than the first amplification factor.
  • the signal of the first detection range which is a wide detection range
  • the signal of the narrow second detection range is held from the register 24C with high resolution as the second value.
  • the detection circuit 20A has two registers 24B and 24C for holding the output according to the detection range (range) of acceleration, and holds outputs with different resolutions. Therefore, the circuit area can be reduced and power consumption can be reduced.
  • the “signal conditioning circuit” refers to a functional block that regulates a signal in an arbitrary form. That is, the “signal adjustment circuit” includes a sampling hold, an offset adjustment function, an amplifier, and a filter as necessary, and the order is not uniquely limited.
  • AD conversion circuit refers to a functional block that performs AD conversion. That is, the “AD conversion circuit” is accompanied by a filter as needed. For example, it is possible to use a low pass filter or an anti-aliasing filter as a filter. As described above, the “AD conversion circuit” is not limited to the combination of the filter and the AD converter, but broadly indicates a functional block that performs AD conversion.
  • to digitize the voltage from the CV conversion circuit refers to digitizing the voltage output from the CV conversion circuit after performing offset adjustment, amplification, and filtering.
  • the voltage itself output from the CV converter is not interpreted merely in the sense of digitizing without any processing.
  • the acceleration sensors 10A and 10B include the movable electrode 2C, the first fixed electrode 3A, the second fixed electrode 3B, the CV conversion circuit 21, the AD conversion circuit 23, and the first It has a register 24B and a second register 24C.
  • the movable electrode 2C is displaced according to the change of the applied acceleration.
  • the first fixed electrode 3A and the second fixed electrode 3B are disposed to face the movable electrode 2C.
  • the CV conversion circuit 21 outputs a voltage according to the change in capacitance between the movable electrode 2C and the first fixed electrode 3A and the second fixed electrode 3B.
  • the AD conversion circuit 23 is connected to the CV conversion circuit 21 and has a first detection range and a second detection range different from the first detection range.
  • the first register 24B is connected to the AD conversion circuit 23, and holds a first value which is information related to the acceleration of the first detection range.
  • the second register 24C is connected to the AD conversion circuit 23, and holds a second value which is information on the acceleration of the second detection range.
  • the first value and the second value are values that represent acceleration in the same direction. This configuration can achieve both a wide dynamic range and high resolution of the output.
  • FIG. 8 is a block diagram of the acceleration sensor 10C.
  • the acceleration sensor 10C includes the sensor unit 1 shown in FIG. 2 of the first embodiment and a signal processing circuit 50.
  • the signal processing circuit 50 processes the signal from the sensor unit 1.
  • the signal processing circuit 50 detects the relative displacement of the movable electrode 2C with respect to the fixed electrodes 3A, 3B, and self-diagnostics whether the movable electrode 2C is properly displaced with respect to the fixed electrodes 3A, 3B. And a self-diagnosis unit 52 for
  • the detection unit 51 includes electrostatic capacitance measurement units 61 and 62 and a capacitance difference calculation unit 63.
  • the capacitance measuring unit 61 measures the capacitance C1 of the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C
  • the capacitance measuring unit 62 measures the capacitance C2 of the fixed electrode 3B and the movable electrode 2C.
  • the capacitance measuring units 61 and 62 output a voltage based on the measured capacitance value to the capacitance difference calculating unit 63. That is, the capacitance measuring units 61 and 62 have a CV conversion function.
  • the capacitance difference calculation unit 63 calculates the difference between the voltage output from the capacitance measurement unit 61 and the voltage output from the capacitance measurement unit 62, and sets the difference as a detection voltage Vout as a detection output terminal of the signal processing circuit 50. 65 to an external device (not shown).
  • the electrostatic capacitance C1 and the electrostatic capacitance C2 change according to the relative displacement (rotation direction and rotation angle) of the movable electrode 2C with respect to the fixed electrodes 3A and 3B. Therefore, the difference between the electrostatic capacitance C1 and the electrostatic capacitance C2 corresponds to the relative displacement of the movable electrode 2C with respect to the fixed electrodes 3A and 3B.
  • the relative displacement of the movable electrode 2C with respect to the fixed electrodes 3A, 3B changes in accordance with the externally applied acceleration. Therefore, the difference in electrostatic capacitance corresponds to the acceleration when the movable electrode 2C performs an acceleration movement.
  • the output end of the detection unit 51 is connected to the self-diagnosis unit 52.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C, and between the fixed electrode 3B and the movable electrode 2C, whereby the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C, and the fixed electrode An electrostatic force is generated between the movable electrode 3C and the movable electrode 2C, and the movable electrode 2C is displaced by the electrostatic force.
  • the self-diagnosis unit 52 corresponds to the control circuit 24 in FIGS. 1 and 7.
  • FIG. 9 shows the operation of the diagnostic process by the self-diagnosis unit 52 of the acceleration sensor 10C.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage (hereinafter referred to as Phase 1) to apply a voltage between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C, and a phase (hereinafter referred to as Phase 2) applies a voltage between the fixed electrode 3B and the movable electrode 2C.
  • Phase 1 a voltage between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C
  • Phase 2 applies a voltage between the fixed electrode 3B and the movable electrode 2C.
  • the movable electrode 2C While the voltage is applied between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C (Phase 1), the movable electrode 2C is, as shown in FIG. 9, generated by the electrostatic force generated between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C. As the fixed electrode 3A is approached, the movable electrode 2C is displaced to move away from the fixed electrode 3B. Thereby, the electrostatic capacitance C1 between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C becomes larger than the electrostatic capacitance C2 between the fixed electrode 3B and the movable electrode 2C.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of detection output of the diagnostic process.
  • the voltages Va and Vb are detection voltages based on the capacitance difference resulting from the Phase 1 and Phase 2, respectively.
  • the solid line shows the change of the detection voltage Vout at normal temperature, and the broken line shows the change of the detection voltage Vout at high temperature (or low temperature).
  • the detection voltage Vout of the self-diagnosis increases or decreases due to the temperature change. This is caused by, for example, the sensitivity or offset of the sensor element or the fluctuation of the state of the element in the attached IC (the threshold voltage or the amount of current of the transistor, the capacitor capacity, the wiring resistance, etc.) due to temperature.
  • the magnitude (the voltage Va, Vb or the voltage Va ', Vb' in FIG. 10) at the time of self-diagnosis is made larger than the threshold value.
  • the threshold value By determining, it is diagnosed whether the movement of the movable electrode is normal.
  • the lower limit threshold is at least lower than the voltage Va
  • the upper limit threshold needs to be at least higher than the voltage Va ′. For this reason, it is difficult to perform highly accurate diagnosis with the conventional diagnostic method.
  • the detection unit 51 when a voltage is applied between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C, the detection unit 51 outputs the first output voltage Va or Va '. On the other hand, when a voltage is applied between the fixed electrode 3B and the movable electrode 2C, the detection unit 51 outputs the second output voltage Vb or Vb '.
  • the self-diagnosis unit 52 performs a diagnosis process based on the difference between the absolute value of the first output voltage and the absolute value of the second output voltage.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining a diagnosis process of the acceleration sensor 10C.
  • the solid line shows the change of the detection voltage Vout at normal temperature
  • the broken line shows the change of the detection voltage Vout at high temperature (or low temperature).
  • Possible causes of abnormality in the output of self-diagnosis include, for example, positional displacement of the movable electrode 2C due to deformation of the sensor unit 1 or generation of parasitic resistance in a portion where the sensor unit 1 is mounted or wiring. Be Due to such a factor, the balance of displacement of the movable electrode 2C is broken, which causes fluctuation in diagnostic output.
  • the difference between the absolute value of the first output voltage Va and the absolute value of the second output voltage Vb is approximately zero.
  • the difference ⁇ V between the absolute value of the first output voltage Va 'and the absolute value of the second output voltage Vb' becomes large. Diagnosis of the sensor unit 1 is possible by determining whether the difference ⁇ V is within a predetermined range.
  • the difference ⁇ V is the difference between the absolute value of the detection voltage of Phase 1 and the absolute value of the detection voltage of Phase 2.
  • the present invention is not limited to this. For example, it may be determined whether or not the midpoint potential Vab between the first output voltage Va 'and the second output voltage Vb' is within a predetermined range. This method also achieves the same effect as the above-described method in which self-diagnosis is performed based on the difference between the absolute value of the first output voltage Va 'and the absolute value of the second output voltage Vb'.
  • the voltage applied between the fixed electrode 3A and the movable electrode 2C may be applied from the fixed electrode 3A or from the movable electrode 2C. Also good.
  • the lower lid 4 may be provided with two fixed electrodes.
  • the upper lid 3 may be provided with one fixed electrode, and two electrode pads may be provided as movable electrodes. More specifically, a first output voltage is obtained by applying a voltage between one fixed electrode and the first electrode pad of the movable electrode. On the other hand, a second output voltage is obtained by applying a voltage between one fixed electrode and the second electrode pad of the movable electrode. And a diagnostic process can be performed based on the difference of the absolute value of these output voltages. In the case of providing two electrode pads on the movable electrode, it is possible to arrange an electrode pad of a desired shape as the movable electrode by, for example, a sputtering method.
  • FIG. 12 is an exploded perspective view of a sensor unit 1A according to a third embodiment of the present invention.
  • weights for detecting acceleration in the directions of three axes of X, Y, and Z are separately provided, and such weights (each sensor) are disposed in one sensor unit 1.
  • the acceleration in the planar direction (X, Y directions) can be detected by seesawing the weight about a beam as a pair of torsion beams.
  • the acceleration in the vertical direction (Z direction) can be detected by translating the weight held by the pair or more of beams in the vertical direction.
  • the portion detecting acceleration in the X direction is the X detecting portion 70
  • the portion detecting the acceleration in the Y direction is the Y detecting portion 80
  • the portion detecting the acceleration in the Z direction is the Z detecting portion 90 write.
  • the X direction is one of the planar directions.
  • the Y direction is one of planar directions and is a direction orthogonal to the X direction.
  • the Z direction is the vertical direction.
  • the X detection unit 70 includes a pair of beams 72A and 72B, a first movable electrode 71 swingable about the beams 72A and 72B, and fixed electrodes 73A and 73B.
  • the beams 72A, 72B and the first movable electrode 71 are formed in the acceleration sensor element 2.
  • the fixed electrodes 73A and 73B are formed on the surface of the upper lid 3 facing the acceleration sensor element 2.
  • the fixed electrode 73A faces one side of the surface of the first movable electrode 71, and the fixed electrode 73B faces the other side, with a straight line connecting the beams 72A and 72B as a boundary line.
  • a pair of through electrodes (not shown) is formed of silicon, for example, in the upper lid 3 and the fixed electrodes 73A and 73B are electrically connected to the upper surface of the upper lid 3 using these through electrodes. It has been pulled out. With this configuration, acceleration in the X direction can be detected based on a change in capacitance between the first movable electrode 71 and the fixed electrodes 73A and 73B.
  • the Y detection unit 80 includes a pair of beams 82A and 82B, a second movable electrode 81 swingable about the beams 82A and 82B, and fixed electrodes 83A and 83B.
  • the beams 82A and 82B and the second movable electrode 81 are formed in the acceleration sensor element 2.
  • the fixed electrodes 83A and 83B are formed on the surface of the upper lid 3 facing the acceleration sensor element 2.
  • the fixed electrode 83A faces one side of the surface of the second movable electrode 81, and the fixed electrode 83B faces the other side, with the straight line connecting the beams 82A and 82B as a boundary line.
  • a pair of through electrodes (not shown) is formed on the upper lid 3 by silicon, for example, and the fixed electrodes 83A and 83B are electrically drawn to the upper surface of the upper lid 3 using these through electrodes.
  • the Z detection unit 90 has two pairs of beams 92A, 92B, 92C, 92D, a third movable electrode 91 held by these beams, and fixed electrodes 93A, 93B.
  • the beams 92A, 92B, 92C, 92D and the third movable electrode 91 are formed in the acceleration sensor element 2.
  • the fixed electrode 93 ⁇ / b> A is formed on the surface of the upper lid 3 facing the acceleration sensor element 2.
  • the fixed electrode 93 B is formed on the surface of the lower cover 4 facing the acceleration sensor element 2.
  • the third movable electrode 91 is vertically translatable by beams 92A, 92B, 92C, 92D.
  • the fixed electrodes 93A and 93B are opposed to the front and back surfaces of the third movable electrode 91.
  • a through electrode (not shown) is formed on the upper lid 3 with silicon, for example, and the fixed electrode 93A is electrically pulled out to the upper surface of the upper lid 3 using this through electrode.
  • a through electrode (not shown) is formed of, for example, silicon on the lower lid 4, and the fixed electrode 93 B is electrically pulled out to the lower surface of the lower lid 4 using the through electrode.
  • FIG. 13 is a block diagram of an acceleration sensor 10D including a sensor unit 1A and a signal processing circuit 50A processing a signal from the sensor unit 1A.
  • FIGS. 14A to 14C are diagrams showing operations of diagnostic processing by the self-diagnosis unit 52 of the X detection unit 70, the Y detection unit 80, and the Z detection unit 90, respectively.
  • the signal processing circuit 50A includes a first detection unit 51A, a second detection unit 51B, a third detection unit 51C, and a self-diagnosis unit 52.
  • the first detection unit 51A detects the relative displacement of the first movable electrode 71 with respect to the fixed electrodes 73A and 73B.
  • the second detection unit 51B detects the relative displacement of the second movable electrode 81 with respect to the fixed electrodes 83A, 83B.
  • the third detection unit 51C detects the relative displacement of the third movable electrode 91 with respect to the fixed electrodes 93A and 93B.
  • the self-diagnosis unit 52 self-diagnoses whether or not the movable electrodes 71, 81, 91 are properly displaced with respect to the corresponding fixed electrodes.
  • the configurations of the first detection unit 51A, the second detection unit 51B, and the third detection unit 51C are the same as those of the detection unit 51 shown in FIG.
  • the first detection unit 51A measures the electrostatic capacitance C1 of the fixed electrode 73A and the first movable electrode 71, and the electrostatic capacitance C2 of the fixed electrode 73B and the first movable electrode 71, and measures the electrostatic capacitance C1 and the electrostatic capacitance C1.
  • the detection voltage Vout1 based on the difference from the capacitance C2 is output from the detection output terminal 65A to an external device (not shown).
  • the electrostatic capacitance C1 and the electrostatic capacitance C2 change according to the relative displacement (rotation direction and rotation angle) of the first movable electrode 71 with respect to the fixed electrodes 73A and 73B. Therefore, the difference between the electrostatic capacitance C1 and the electrostatic capacitance C2 corresponds to the relative displacement of the first movable electrode 71 with respect to the fixed electrodes 73A and 73B.
  • the relative displacement of the first movable electrode 71 with respect to the fixed electrodes 73A and 73B changes in accordance with the externally applied acceleration. Therefore, the difference in electrostatic capacitance corresponds to the acceleration when the frame 2D or the first movable electrode 71 performs an acceleration motion.
  • the second detection unit 51B detects the relative displacement of the second movable electrode 81 with respect to the fixed electrodes 83A and 83B
  • the third detection unit detects the relative displacement of the third movable electrode 91 with respect to the fixed electrodes 93A and 93B. Since 51 C is also the same composition, explanation is omitted. That is, the second detection unit 51B outputs the detection voltage Vout2 based on the difference between the electrostatic capacitance C3 and the electrostatic capacitance C4 from the detection output terminal 65B to an external device (not shown).
  • the third detection unit 51C outputs a detection voltage Vout3 based on the difference between the electrostatic capacitance C5 and the electrostatic capacitance C6 from the detection output terminal 65C to an external device (not shown).
  • the output ends of the first detection unit 51A, the second detection unit 51B, and the third detection unit 51C are connected to the self-diagnosis unit 52, and output detection voltages Vout1, Vout2, and Vout3 to the self-diagnosis unit 52.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 73A and the first movable electrode 71 and between the fixed electrode 73B and the first movable electrode 71, thereby the fixed electrode 73A and the first movable electrode 71 Electrostatic force is generated between the fixed electrode 73B and the first movable electrode 71, and the first movable electrode 71 is displaced by the electrostatic force.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 83A and the second movable electrode 81 and between the fixed electrode 83B and the second movable electrode 81, thereby the fixed electrode 83A and the second movable An electrostatic force is generated between the electrode 81 and the fixed electrode 83 B and the second movable electrode 81, and the second movable electrode 81 is displaced by the electrostatic force.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 93A and the third movable electrode 91 and between the fixed electrode 93B and the third movable electrode 91, whereby the fixed electrode 93A and the third movable electrode An electrostatic force is generated between the fixed electrode 93 and the fixed electrode 93 B and the third movable electrode 91, and the third movable electrode 91 is displaced by the electrostatic force.
  • FIG. 14A, FIG. 14B, and FIG. 14C respectively show operation
  • 14A shows an operation of diagnosing the X detection unit 70
  • FIG. 14B shows an operation of diagnosing the Y detection unit 80
  • FIG. 14C shows an operation of diagnosing the Z detection unit 90.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 73A and the first movable electrode 71 (hereinafter, Phase 1), and between the fixed electrode 73B and the first movable electrode 71. And a plurality of phases (hereinafter referred to as Phase 2) of applying a voltage to the
  • the electrostatic force generated between the fixed electrode 73B and the first movable electrode 71 causes the first movable electrode 71 to move. Move away from the fixed electrode 73A and move in the direction in which the first movable electrode 71 approaches the fixed electrode 73B. Thereby, the capacitance C1 between the fixed electrode 73A and the first movable electrode 71 is smaller than the capacitance C2 between the fixed electrode 73B and the first movable electrode 71.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 83A and the second movable electrode 81 (hereinafter, Phase 3), and between the fixed electrode 83B and the second movable electrode 81. And a plurality of phases (hereinafter referred to as Phase 4) of applying a voltage to the
  • the second movable electrode 81 While a voltage is applied between the fixed electrode 83A and the second movable electrode 81 (Phase 3), the second movable electrode 81 is fixed by the electrostatic force generated between the fixed electrode 83A and the second movable electrode 81 As the electrode 83A is approached, the second movable electrode 81 is displaced in the direction away from the fixed electrode 83B. Thereby, the capacitance C3 between the fixed electrode 83A and the second movable electrode 81 becomes larger than the capacitance C4 between the fixed electrode 83B and the second movable electrode 81.
  • the second movable electrode 81 is generated by the electrostatic force generated between the fixed electrode 83 B and the second movable electrode 81. Move away from the fixed electrode 83A and move in the direction in which the second movable electrode 81 approaches the fixed electrode 83B. Thereby, the capacitance C3 between the fixed electrode 83A and the second movable electrode 81 is smaller than the capacitance C4 between the fixed electrode 83B and the second movable electrode 81.
  • the self-diagnosis unit 52 applies a voltage between the fixed electrode 93A and the third movable electrode 91 (hereinafter, Phase 5), and between the fixed electrode 93B and the third movable electrode 91. And a plurality of phases (hereinafter referred to as Phase 6) of applying a voltage to the
  • the third movable electrode 91 is generated by the electrostatic force generated between the fixed electrode 93 B and the third movable electrode 91. Move away from the fixed electrode 93A and move in the direction in which the third movable electrode 91 approaches the fixed electrode 93B.
  • the capacitance C5 between the fixed electrode 93A and the third movable electrode 91 is smaller than the capacitance C6 between the fixed electrode 93B and the third movable electrode 91.
  • FIG. 15A to 15C are diagrams showing an example of the detection output of the diagnostic process.
  • FIG. 15A shows a detection output by the diagnosis processing of the X detection unit 70
  • FIG. 15B shows a detection output by the diagnosis processing of the Y detection unit 80
  • FIG. 15C shows a detection output by the diagnosis processing of the Z detection unit 90. Note that these outputs are premised that the sensor unit 1 is placed horizontally, and the Z detection unit 90 is provided with 1 G equal to the gravitational acceleration.
  • voltages Va and Vb are detection voltages based on the capacitance difference resulting from Phase 1 and Phase 2, respectively.
  • voltages Vc and Vd are detection voltages based on the capacitance difference resulting from Phase 3 and Phase 4, respectively.
  • voltages Ve and Vf are detection voltages based on the capacitance difference generated as a result of Phase 5 and Phase 6, respectively.
  • each of the X detection unit 70, the Y detection unit 80, and the Z detection unit 90 is input to the self diagnosis unit 52, and each of the X detection unit 70, the Y detection unit 80, and the Z detection unit 90 On the other hand, diagnose the presence or absence of abnormality.
  • the diagnostic processing for the X detection unit 70 and the Y detection unit 80 is the same as the contents described in the second embodiment, so the description will be omitted, and the diagnostic processing for the Z detection unit 90 will be described below.
  • the third detection unit 51C outputs the first output voltage Ve.
  • the third detection unit 51C outputs the second output voltage Vf.
  • the gravitational acceleration (-1 G) is applied to the third movable electrode 91 at the start of the diagnosis. Therefore, the zero point of the diagnostic output (voltage V0 in FIG. 15C: minus value) is offset by 1 G. That is, the self-diagnosis unit 52 performs a diagnosis process based on the difference between the absolute value of the absolute value + V0 of the first output voltage Ve and the absolute value of the absolute value -V0 of the second output voltage Vf.
  • the third movable electrode 91 is pushed down by the gravitational acceleration. Therefore, electrostatic force for self-diagnosis works more strongly between the third movable electrode 91 and the fixed electrode 93B. For this reason, the capacitance C6 between the third movable electrode 91 and the fixed electrode 93B fluctuates to a larger value at the time of diagnosis. Therefore, as shown in FIG. 15C, the difference ⁇ V0 does not become zero.
  • the threshold value is set for the difference ⁇ V0 of the absolute values of the values obtained by offsetting the first output voltage Ve and the second output voltage Vf. If it is judged, there is a possibility of an erroneous judgment. Therefore, it is preferable to store the difference ⁇ V0 in, for example, a memory (not shown) and determine whether the difference between Ve and Vf is within a predetermined range with reference to V0. In this way, highly accurate diagnosis can be performed even when there is displacement of the movable electrode due to gravitational acceleration at the time of diagnosis start.
  • the difference between the absolute value of Va and the absolute value of Vb, the difference between the absolute value of Vc and the absolute value of Vd, and the difference between the absolute values of Ve and Vf, respectively, are the differences. It may be determined that an abnormality has occurred in the sensor unit 1A when exceeding a predetermined range provided corresponding to.
  • the sensor unit 1A includes the X detection unit 70, the Y detection unit 80, and the Z detection unit 90. However, the sensor unit 1A includes any two of them. Of the detection unit 51A to the third detection unit 51C, two detection units corresponding to the two may be included. The X detection unit 70, the Y detection unit 80, and the Z detection unit 90 detect accelerations in directions of three axes orthogonal to each other, but the axial directions may not be orthogonal to each other as needed. That is, it is sufficient that the sensor unit 1A can detect the acceleration in the first, second, and third directions.
  • the self-diagnosis unit 52 outputs an abnormality detection signal notifying that an abnormality has occurred when it is determined that an abnormality has occurred in the sensor units 1 and 1A. It may be configured.
  • the sensor unit 1A in the third embodiment may be used instead of the sensor unit 1 and a detection circuit corresponding to acceleration detection in the Y-axis and Z-axis directions may be provided.
  • the acceleration sensor of the present invention is useful as an acceleration sensor for vehicle control and the like.

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Abstract

　加速度センサは、ＣＶ変換回路と、ＡＤ変換回路と、第１、第２レジスタとを有する。ＣＶ変換回路は、可動電極に対向して配置される第１、第２固定電極と、可動電極とこれらの固定電極との間の容量の変化に応じた電圧を出力する。ＡＤ変換回路はＣＶ変換回路に接続され、第１検出レンジと第２検出レンジとを有する。第１レジスタは、ＡＤ変換回路に接続され、第１の値を保持する。第２レジスタはＡＤ変換回路に接続され、第２の値を保持する。第１の値は、第１検出レンジの加速度に関する情報であり、第２の値は、第２検出レンジの加速度に関する情報であり、第１の値と第２の値とはともに同じ方向の加速度を表す。

Description

加速度センサ
　本発明は、車両やナビゲーション装置、携帯端末等に用いられる加速度センサに関する。
　従来の加速度センサ１００について図１６を参照しながら説明する。図１６は加速度センサ１００のブロック図である。加速度センサ１００は、検出素子１０２と、ＣＶ変換回路１０４と、信号調整回路１０６と、ＡＤ変換器１１０とを有する。
　検出素子１０２は、可動電極と、可動電極に対向する固定電極とを有し、可動電極と固定電極との間にコンデンサが形成されている。外部から加速度が与えられるとこのコンデンサの容量が変化する。ＣＶ変換回路１０４は、このコンデンサの容量変化を電圧に変換する。信号調整回路１０６は変換された電圧を補正する。ＡＤ変換器１１０は補正された電圧をデジタル値に変換して出力する。
　このような技術を開示した文献として、例えば、特許文献１が知られている。
特開２００９－０６３４７１号公報
　本発明は、ＡＤ変換器を搭載した加速度センサにおいて、広いダイナミックレンジと出力の高分解能を両立した加速度センサである。
　本発明の加速度センサは、可動電極と、第１、第２固定電極と、ＣＶ変換回路と、ＡＤ変換回路と、第１、第２レジスタとを有する。可動電極は、印加された加速度の変化に応じて変位する。第１、第２固定電極はそれぞれ、可動電極に対向して配置されている。ＣＶ変換回路は、可動電極と第１、第２固定電極との間の容量の変化に応じた電圧を出力する。ＡＤ変換回路は、ＣＶ変換回路に接続され、第１検出レンジと、第１検出レンジとは異なる第２検出レンジとを有する。第１レジスタは、ＡＤ変換回路に接続され、第１検出レンジの加速度に関する情報である第１の値を保持する。第２レジスタは、ＡＤ変換回路に接続され、第２検出レンジの加速度に関する情報である第２の値を保持する。第１の値と第２の値とはともに同じ方向の加速度を表す値である。
　この構成において、第１レジスタは、第１検出レンジの加速度に関する情報である第１の値を高分解能で保持し、第２レジスタは、同じ方向の加速度出力に関連した第２検出レンジの加速度に関する情報である第２の値を低分解能で保持する。そのため、任意の検出レンジ（範囲）の加速度に関する情報を高分解能で検出し、かつ、広いダイナミックレンジに渡って加速度を検出することができる。
図１は本発明の実施の形態１における加速度センサの構成図である。 図２は図１に示すセンサ部の概略斜視図である。 図３は図１に示す検出回路の検出時の動作を説明する信号波形図である。 図４は図１に示す検出回路におけるＤＡコンバータの回路図である。 図５は図１に示す検出回路における信号調整回路が有する増幅器の回路図である。 図６は図１に示す加速度センサにおいて、加速度信号がレジスタへ出力されるまでの信号処理を表す図である。 図７は本発明の実施の形態１における加速度センサの別の検出回路の構成を示す図である。 図８は本発明の実施の形態２による加速度センサのブロック図である。 図９は図８に示す加速度センサの自己診断部による診断処理の動作を表す模式図である。 図１０は図８に示す加速度センサの自己診断部による診断処理の検出出力を示す図である。 図１１は図８に示す加速度センサの自己診断部による診断処理の別の検出出力を示す図である。 図１２は本発明の実施の形態３によるセンサ部の分解斜視図である。 図１３は図１２に示すセンサ部からの信号を処理する信号処理回路を含む加速度センサのブロック図である。 図１４Ａは図１３に示す加速度センサの自己診断部によるＸ検出部の診断処理の動作を示す図である。 図１４Ｂは図１３に示す加速度センサの自己診断部によるＹ検出部の診断処理の動作を示す図である。 図１４Ｃは図１３に示す加速度センサの自己診断部によるＺ検出部の診断処理の動作を示す図である。 図１５Ａは図１３に示す加速度センサの自己診断部によるＸ検出部の診断処理の検出出力を示す図である。 図１５Ｂは図１３に示す加速度センサの自己診断部によるＹ検出部の診断処理の検出出力を示す図である。 図１５Ｃは図１３に示す加速度センサの自己診断部によるＺ検出部の診断処理の検出出力を示す図である。 図１６は従来の加速度センサのブロック図である。
　本発明の実施の形態の説明に先立ち、図１６に示す従来の加速度センサ１００の課題を簡単に説明する。加速度センサ１００の構成では、広いダイナミックレンジ（検出可能な加速度の範囲）と出力の高分解能とを同時に達成しようとすると、ＡＤ変換器１１０の分解能を増大させる必要がある。しかしながら、高い分解能を有するＡＤ変換器はノイズの影響を受けやすい。そのため、ノイズの影響を低減する周辺回路を必要とする。その結果、全体として回路面積が大きくなったり、消費電力が大きくなったりする。このように、高分解能を有するＡＤ変換器でダイナミックレンジを拡大しようとすると、センサが大型化し、コストが上がり、消費電力が増大する。
　以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、各実施の形態において先行する実施の形態と同様の構成要素には同じ符号を付与するとともに、重複する説明を省略する場合がある。
　（実施の形態１）
　図１は本発明の実施の形態１における加速度センサ１０Ａの構成図である。図２はセンサ部１の概略斜視図である。
　図１に示すように、加速度センサ１０Ａは、センサ部１と、検出回路２０とを有する。検出回路２０は、ＣＶ変換回路２１と、ＡＤ変換回路２３と、第１レジスタ（以下、レジスタ）２４Ｂと、第２レジスタ（以下、レジスタ）２４Ｃとを含む。検出回路２０は、信号調整回路２２と制御回路２４とをさらに含む。
　図２に示すように、センサ部１は、上蓋３と、下蓋４と、上蓋３と下蓋４との間に配置された加速度センサ素子２とを有する。加速度センサ素子２は、一対のねじりビームである梁２Ａ、２Ｂと、可動電極２Ｃと、枠部２Ｄとを有する。上蓋３における可動電極２Ｃと対合する位置には、第１固定電極（以下、固定電極）３Ａと第２固定電極（以下、固定電極）３Ｂとが固定されている。加速度センサ素子２の上下面は上蓋３と下蓋４により挟持されている。加速度センサ素子２は、シリコン基板等により形成され、上蓋３と下蓋４は、ガラス等の絶縁体により形成されている。
　センサ部１では、重りを軸の周りに回動する様に、Ｘ軸方向の加速度が印加されると、可動電極２Ｃは梁２Ａ、２Ｂを軸にしてシーソー動作する。可動電極２Ｃは印加された加速度の変化に応じて変位する。
　固定電極３Ａ、３Ｂは梁２Ａ、２Ｂを結ぶ直線を境界線として可動電極２Ｃの表面の一方側及び他方側に対向している。固定電極３Ａ、３Ｂは、例えばシリコンにより上蓋３に形成された貫通電極（図示しない）を用いて上蓋３の上面に電気的に引き出されている。
　この構成において、可動電極２Ｃと固定電極３Ａ、３Ｂとの間の静電容量の変化を計測することにより、その変化に基づいてＸ方向の加速度を検出することができる。すなわち、可動電極２Ｃと固定電極３Ａおよび可動電極２Ｃと固定電極３Ｂとは差動の容量を構成している。可動電極２Ｃが加速度を受けて変位すると、可動電極２Ｃの変位に応じてそれらの容量が変化する。検出回路２０は、可動電極２Ｃと固定電極３Ａとの間、及び可動電極２Ｃと固定電極３Ｂとの間の容量の変化に基づいて加速度を検出する。そのため、制御回路２４は、可動電極２Ｃと固定電極３Ａ、可動電極２Ｃと固定電極３Ｂの間に周期的に搬送波信号Ｐ１、Ｐ２を印加する。
　ＣＶ変換回路２１はセンサ部１で生じた容量の変化を電圧に変換する。ＣＶ変換回路２１は、増幅器２１Ａ、コンデンサ２１Ｂ、およびスイッチ２１Ｃから構成されている。増幅器２１Ａの反転入力端子は、可動電極２Ｃに接続されており、反転入力端子と出力端子との間には、コンデンサ２１Ｂとスイッチ２１Ｃとが、増幅器２１Ａと並列に接続されている。また、増幅器２１Ａの非反転入力端子には、基準電圧Ｖ０が入力される。
　信号調整回路２２は、ＤＡコンバータ２２Ａと、互いに並列に設けられた増幅器２２Ｂ、２２Ｃを有する。信号調整回路２２はＣＶ変換回路２１の出力電圧をサンプリングし、得られた出力電圧に任意のオフセット電圧をＤＡコンバータ２２Ａで付加する。そして、増幅器２２Ｂ、２２Ｃはそれぞれ、その出力電圧をさらに所定の感度まで増幅し、加速度検出信号としてＡＤ変換回路２３へ出力する。
　制御回路２４は、基準クロックに基づいて、固定電極３Ａ、３Ｂに印加する搬送波信号Ｐ１、Ｐ２、およびスイッチ２１Ｃを開閉させるスイッチ信号Ｓをそれぞれ生成して出力する。搬送波信号Ｐ１、Ｐ２の電圧レベルは、一例として、１．２Ｖとする。ただしこれに限定されず、取り扱う信号のレベルを大きくしたければ１．２Ｖより大きな電圧を生成してもよい。また、スイッチ２１Ｃは、半導体スイッチで構成されており、制御回路２４からのスイッチ信号がハイレベルのとき閉の状態になる。
　上記の構成の加速度センサ１０Ａの動作を、図３を参照して説明する。図３は検出回路２０の検出時の動作を説明する信号波形図である。
　制御回路２４から出力される搬送波信号Ｐ１、Ｐ２、Ｓ１は、２つの期間（第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２）の間でハイレベル（Ｈｉｇｈ）とローレベル（Ｌｏｗ）が変化する一定振幅の矩形波信号である。搬送波信号Ｐ２では、搬送波信号Ｐ１に対して電圧レベルが反転している。スイッチ信号Ｓでは、搬送波信号Ｐ１、Ｐ２に対して位相がずれている。本実施の形態では、その位相ずれを９０度としている。すなわち、第１期間Ｔ１、第２期間Ｔ２の中間時点でＨｉｇｈとローレベルＬｏｗとが切り替わる。
　第１期間Ｔ１では、搬送波信号Ｐ１はＨｉｇｈ、搬送波信号Ｐ２はＬｏｗになっており、スイッチ信号Ｓは第１期間Ｔ１の途中でＨｉｇｈからＬｏｗに切り替わる。このことにより、増幅器２１Ａの非反転入力端子にＶ０の電圧が印加され、可動電極２Ｃに入力電圧Ｖが印加されるとともに、コンデンサ２１Ｂの電荷が放電される。なお、以下の説明では一例として、入力電圧を０．６（Ｖ）とする。
　この状態において、可動電極２Ｃと固定電極３Ａの間には、Ｑ１＝－Ｃ１×０．６の量の電荷がたまる。－の符号は可動電極２Ｃにおける固定電極３Ａに対向する表面に負の電荷がたまることを意味している。また、可動電極２Ｃと固定電極３Ｂの間には、Ｑ２＝Ｃ２×０．６の量の電荷がたまる。
　第２期間Ｔ２の前半においては、搬送波信号Ｐ１、Ｐ２の電圧レベルが反転して、搬送波信号Ｐ１がＬｏｗ、搬送波信号Ｐ２がＨｉｇｈになり、スイッチ２１Ｃが開く。
　このとき、可動電極２Ｃと固定電極３Ａとの間にはＱ１’＝Ｃ１×０．６の量の電荷がたまり、可動電極２Ｃと固定電極３Ｂとの間にはＱ２’＝－Ｃ２×０．６の量の電荷がたまる。第１期間Ｔ１のときに可動電極２Ｃにたまる電荷（Ｑ１＋Ｑ２）と第２期間Ｔ２のときに可動電極２Ｃにたまる電荷（Ｑ１’＋Ｑ２’）の差ΔＱは、ΔＱ＝（Ｑ１＋Ｑ２）－（Ｑ１’＋Ｑ２’）＝－（Ｃ１－Ｃ２）×１．２となる。
　差動容量Ｃ１、Ｃ２が異なっていると、差ΔＱに基づく電荷が可動電極２Ｃに生じるが、増幅器２１Ａの作用によって可動電極２Ｃの電圧はＶ０に保持される。そのため、ΔＱの電荷は、コンデンサ２１Ｂの可動電極２Ｃに接続された電極にたまる。一方、コンデンサ２１Ｂの反対側の電極には、逆の極性の電荷ΔＱ’＝（Ｃ１－Ｃ２）×１．２がたまる。その結果、増幅器２１Ａの出力端子にΔＱ’／Ｃｆ＋０．６（Ｖ）＝（Ｃ１－Ｃ２）×１．２／Ｃｆ＋０．６（Ｖ）の電圧が生じ、容量の差（Ｃ１－Ｃ２）に応じた電圧が出力される。なおＣｆはコンデンサ２１Ｂの静電容量である。
　第２期間Ｔ２の後半においては、スイッチ２１Ｃが閉じて、コンデンサ２１Ｂの電荷は再び放電される。
　上述のように（Ｃ１－Ｃ２）に応じて得られた電圧は、信号調整回路を介して加速度検出信号として出力される。
　信号調整回路２２は、ＤＡコンバータ２２Ａと増幅器２２Ｂ、増幅器２２Ｃを含む。
　図４はＤＡコンバータ２２Ａの回路図である。ＤＡコンバータ２２Ａはデジタル信号に基づき任意のアナログ電圧を生成する。また、本実施の形態では、ＤＡコンバータ２２Ａはオフセット調整を行う。このようなＤＡコンバータ２２Ａとして、はしご型のＤＡコンバータがある。
　スイッチＳ１～Ｓ３はデジタル信号によって制御され開閉する。スイッチＳ１～Ｓ３の第１端はグランド（ＧＮＤ）電位に接続され、第２端は回路内の基準電位（Ｖｒｅｆ）に接続されている。第１端と第２端とはスイッチＳ１～Ｓ３の切替により選択される。スイッチＳ１～Ｓ３の第３端はそれぞれの抵抗体Ｒ２に接続されている。隣接する２つの抵抗体Ｒ２のもう一方の端子の間には抵抗体Ｒ１が接続されている。スイッチＳ１の第３端に接続された抵抗体Ｒ２と抵抗体Ｒ１とは接続部Ｎ１で接続され、スイッチＳ２の第３端に接続された抵抗体Ｒ２と２つの抵抗体Ｒ１とは接続部Ｎ２で接続され、スイッチＳ３の第３端に接続された抵抗体Ｒ２と抵抗体Ｒ１とは接続部Ｎ３で接続されている。接続部Ｎ１はさらに、もう１つの抵抗体Ｒ２を介してＧＮＤ電位に接続されている。また接続部Ｎ３にはさらに、帰還抵抗Ｒ０を含む負帰還増幅回路が接続されている。
　この場合の負帰還増幅回路の出力であるアナログ電圧Ｖａは以下の式で表され、スイッチの開閉によって出力電位を任意の電圧に制御することができる。
　Ｖａ＝Ｖｒｅｆ［（Ｓ１）／４＋（Ｓ２）／２＋（Ｓ３）］
（Ｓ１）～（Ｓ３）はそれぞれ、スイッチＳ１～Ｓ３において第３端と第２端とが接続されている場合に１、第３端と第１端とが接続されている場合に０になる。
　ところで、一つのＡＤ変換器で、検出可能な加速度の範囲であるダイナミックレンジ（単位：（Ｇ））を広げるとともに、出力の分解能を高めるには、ＡＤ変換器の分解能を高める必要がある。このような高い分解能を有するＡＤ変換器の回路面積は大きく、消費電力が大きい。したがって、高分解能を有するＡＤ変換器でダイナミックレンジを拡大しようとすると、加速度センサが大型化し、コストがアップし、消費電力が増大する。
　これに対し、加速度センサ１０Ａは、ＣＶ変換回路２１に接続されたＡＤ変換回路２３と、ＡＤ変換回路２３に接続され、第１の値を保持するレジスタ２４Ｂと、ＡＤ変換回路２３に接続され、第２の値を保持するレジスタ２４Ｃとを有する。ここで、第１の値は、第１検出レンジの加速度を示す情報であり、第２の値は、第２検出レンジの加速度に関する情報である。ここで、第１の値と第２の値とはともに同じ方向の加速度を表す。
　より詳細には、第１検出レンジとは、図２中のＸ軸方向の、ある加速度の範囲、例えば、－Ａ（Ｇ）～＋Ａ（Ｇ）のことであり、第２検出レンジとは、Ｘ軸方向の加速度で、―Ａ（Ｇ）～＋Ａ（Ｇ）よりも大きな加速度のレンジ（範囲）のことである。
　したがって、第１の値とは、第１検出レンジの加速度に応じてＡＤ変換回路２３から出力される出力値、例えば、－Ａ（Ｇ）～＋Ａ（Ｇ）の範囲の加速度で得られるＣＶ変換回路２１からの電圧をＡＤ変換回路２３でＡＤ変換した値である。同様に、第２の値とは、第２検出レンジの加速度に応じてＡＤ変換回路２３から出力される出力値、例えば、－Ｂ（Ｇ）～＋Ｂ（Ｇ）の範囲の加速度で得られるＣＶ変換回路２１からの電圧をＡＤ変換回路２３でＡＤ変換した値である。ここで、ＢはＡよりも大きい値である。第１レジスタ２４Ｂは第１の値を保持し、同様に、第２レジスタ２４Ｃは第２の値を保持する。
　図５は、増幅器２２Ｂの回路図である。増幅器２２Ｂは、ＣＶ変換回路２１の出力をＤＡコンバータ２２Ａでオフセット調整した電流信号を増幅する。増幅器２２Ｂは、抵抗３２Ａ、オペアンプ３２Ｂ、検出レンジ調整用の抵抗３２Ｃ、オフセット調整用の抵抗３２Ｄと、を有する。抵抗３２Ａの第１端はＣＶ変換回路２１の出力端子に接続され、第２端はオペアンプ３２Ｂの反転入力端子に接続されている。また、オペアンプ３２Ｂの反転入力端子と出力端子との間に抵抗３２Ｃが接続され、オペアンプ３２Ｂの非反転入力端子に基準電位が接続されることで負帰還増幅回路が構成されている。抵抗３２Ｄは抵抗３２Ａに並列に接続されている。
　なお、「ダイナミックレンジ」とは加速度センサが検出可能な加速度の検出範囲を指すのに対し、「第１検出レンジ」とは、第１ＡＤ変換器（以下、ＡＤ変換器）２３ＢでＡＤ変換される電圧の範囲を指すものとして説明する。すなわち、「第１検出レンジ」とは、ＡＤ変換器２３Ｂで検出される加速度の検出範囲である。同様に、「第２検出レンジ」とは、第２ＡＤ変換器（以下、ＡＤ変換器）２３ＣでＡＤ変換される電圧の範囲を指すものとして説明する。すなわち、「第２検出レンジ」とは、ＡＤ変換器２３Ｃで検出される加速度の検出範囲である。
　このような増幅器２２Ｂにおける抵抗３２Ａおよび抵抗３２Ｃの抵抗値によってＡＤ変換器２３Ｂで検出される加速度の検出レンジが設定される。また、抵抗３２Ｄによって流れる電流量を調整することで、加速度センサ１０Ａの出力のオフセット値が設定される。
　一方、増幅器２２Ｃは、増幅器２２Ｂと同様の構成であるが、抵抗３２Ｃの抵抗値が増幅器２２Ｂとは異なるように設定されている。これにより、増幅器２２Ｂと増幅器２２Ｃとでは異なるレンジ（範囲）の加速度を検出することができる。増幅器２２Ｂ、増幅器２２Ｃの出力は、アナログ出力として、それぞれ、ＡＤ変換器２３Ｂ、ＡＤ変換器２３Ｃに出力される。
　ＡＤ変換器２３Ｂは、増幅器２２Ｂから入力されるアナログの電圧信号をデジタル信号に変換し、レジスタ２４Ｂに出力する。レジスタ２４ＢはＡＤ変換器２３Ｂからの出力を保持する。この出力が第１の値である。同様に、ＡＤ変換器２３Ｃは、増幅器２２Ｃから入力されるアナログの電圧信号をデジタル信号に変換し、レジスタ２４Ｃに出力する。レジスタ２４ＣはＡＤ変換器２３Ｃからの出力を保持する。この出力が「第２の値」である。
　ここで、ＡＤ変換器２３Ｂの分解能はＡＤ変換器２３Ｃの分解能よりも高い。例えば、ＡＤ変換器２３Ｂの分解能は１６ｂｉｔ、ＡＤ変換器２３Ｃの分解能は１２ｂｉｔである。すなわち、第１の値は、第２の値よりも高い分解能でＣＶ変換回路２１からの電圧をデジタル化した値になる。
　次に、図６を参照しながら加速度信号がレジスタへ出力されるまでの信号処理について例示する。図６では、一例として、低加速度として１Ｇの入力を加速度センサ１０Ａに与えた場合、高加速度として６０Ｇの入力を加速度センサ１０Ａに与えた場合のそれぞれについて、レジスタ２４Ｂ、２４Ｃへ信号が出力されるまでの信号処理を表している。なお、ここで一例として、加速度センサ１０Ａの感度を１０ｆＦ／Ｇとした場合について説明する。また、６０Ｇの高加速度、１Ｇの低加速度はいずれも同じ方向の加速度である。
　センサ部１の出力（容量変化）は、ＣＶ変換され、ＣＶ変換された出力（電圧）は、信号調整の過程で、増幅器２２Ｂ、増幅器２２Ｃによって、それぞれ増幅される。増幅器２２Ｂの出力はＡＤ変換器２３Ｂによってデジタル化された後、レジスタ２４Ｂに第１の値として格納される。また、増幅器２２Ｃの出力はＡＤ変換器２３Ｃによってデジタル化された後、レジスタ２４Ｃに第２の値として格納される。
　まず、センサ部１の感度が１０ｆＦ／Ｇであるので、低加速度の入力時には１０ｆＦセンサ部１から出力される。高加速度の入力時には６００ｆＦの信号がセンサ部１から出力される。
　ＣＶ変換回路２１が、センサ部１からの電圧信号を１ｍＶ／１ｆＦで変換する場合、センサ部１からの出力は、低加速度時には０．０１Ｖ、高加速度時には０．６Ｖの電圧信号にそれぞれ変換される。このＣＶ変換によって取得された電圧信号は、信号調整回路２２の中の増幅器２２Ｂ、２２Ｃによって増幅されて、ＡＤ変換回路２３に入力される。例えば、増幅器２２Ｂの増幅率が６０倍である場合、増幅器２２Ｂは低加速度入力時の信号を０．６Ｖ、高加速度入力時の信号を３６Ｖにそれぞれ増幅する。同様に、増幅器２２Ｃの増幅率が１倍である場合、増幅器２２Ｃは低加速度入力時の信号を０．０１Ｖ、高加速度入力時の信号を０．６Ｖにする。
　ＡＤ変換器の一般的な入力レンジは数Ｖであり、その出力レンジは分解能によって様々であるが、一例として、入力レンジを１．２Ｖ程度とし、出力レンジの高分解能を１６ビット、低分解能を１２ビットとしている。
　その場合、１６ビットの高分解能ＡＤ変換器２３Ｂは、低加速度時の信号に基づく第１の値として、レジスタ２４Ｂに３２７６７を出力する。一方、高加速度時の信号はＡＤ変換器２３Ｂの入力レンジを飽和している。すなわち、高加速度時の信号はＡＤ変換器２３Ｂの入力レンジを超えている。そのため、レジスタ２４Ｂには第１の値として、ＡＤ変換器２３Ｂが飽和した状態を示す値である６５５３５が出力される。このように、正しい加速度が出力されない。
　一方、１２ビットの低分解能ＡＤ変換器２３Ｃは、低加速度時の信号に基づく第２の値として、レジスタ２４Ｃに３４を出力する。一方、高加速度時の信号に基づく第２の値として、ＡＤ変換器２３Ｃはレジスタ２４Ｃに２０４７を出力する。このようにいずれの場合にも正しい加速度が出力される。
　したがって、低加速度の出力に対しては高分解能なＡＤ変換器２３Ｂからの出力を第１レジスタ２４Ｂに保持し、高加速度の出力に対しては低分解能なＡＤ変換器２３Ｃからの出力を第２レジスタ２４Ｃに保持することで、広いダイナミックレンジと高分解能を同時に達成することができる。
　このように、加速度センサ１０Ａでは、加速度の範囲に応じて出力を保持するレジスタを２つに分け、２つのレジスタそれぞれに分解能の異なる出力を保持するように構成している。そのため、広いダイナミックレンジと高分解能を同時に達成するような一つのＡＤ変換器を用いる場合に比較して、回路面積を小さくし、消費電力を低減することができる。
　ところで、第１の値と第２の値とを用いて、加速度センサ１０Ａの故障を診断することができる。より詳細には、第１の値に所定の係数を乗じた値と第２の値との差分が所定の閾値以上となる場合に異常が発生したと判断することができる。図６の例を参照しながら、以下にその診断方法を詳細に説明する。
　まず、ＡＤ変換器２３Ｂ、２３Ｃが飽和しない限り、レジスタ２４Ｂ、２４Ｃに保持される値は同じ大きさの加速度を示す信号である。したがって、第１の値と第２の値との違いは、ＡＤ変換器２３Ｂ、２３Ｃの分解能の差に起因する表現の違いである。言い換えると、低分解能な表現であるのか、高分解能な表現であるのかが異なるだけである。例えば、センサ部１の出力が、例えば１４．８であった場合、整数部分しか表現できない低分解能の演算器で表現しようとすると１４となるが、小数第１位まで表現できる演算器で表現しようとすると、１４．８で表現できる。ここで、低分解能の出力結果（第２の値）は、特にゲインの調整結果を逆算することで、高分解能の出力結果（第１の値）の表現に変換することができる。
　すなわち、正常に機能している場合では、ＩＮＴＥＧＥＲ（第１の値×増幅器２２Ｃのゲイン×ＡＤ変換器２３Ｃの分解能÷増幅器２２Ｂのゲイン÷ＡＤ変換器２３Ｂの分解能）＝ＩＮＴＥＧＥＲ（第２の値）という関係が成立していると考えることができる。図６の例で計算すると、ＩＮＴＥＧＥＲ（第１の値×増幅器２２Ｃのゲイン×ＡＤ変換器２３Ｃの分解能÷増幅器２２Ｂのゲイン÷ＡＤ変換器２３Ｂの分解能）は、ＩＮＴＥＧＥＲ（３２７６７×１×２１２÷６０÷２１６）となり、これを計算すると３４となる。一方、ＩＮＴＥＧＥＲ（第２の値）は、ＩＮＴＥＧＥＲ（３４．１３２２９…）を計算して、３４となり両者は一致する。しかしながら、一方のＡＤ変換器が故障して、第１の値または第２の値が、異常な値を示した場合、上で説明したような等式が成り立たなくなる。
　したがって、第１の値に所定の係数を乗じた値と、第２の値の差分が所定の閾値以上となる場合に、ＡＤ変換回路２３に異常が発生したと判断することで、加速度センサ１０Ａの故障を診断することができる。言い換えると、第１の値に所定の係数を乗じた値と、第２の値の差分が所定の閾値以上となる場合に、ＡＤ変換器２３Ｂ、またはＡＤ変換器２３Ｃのいずれか一方に異常が発生していると診断することができる。制御回路２４が上述のような演算を実行することで、加速度センサ１０Ａは自己診断することができる。なお、発光ダイオード等で構成された異常表示器を設け、制御回路からの出力により自己診断結果を表示してもよい。
　次に、本実施の形態による他の検出回路２０Ａについて、図７を参照しながら説明する。図７は、加速度センサ１０Ｂの検出回路の構成を示す図である。図１で示した検出回路２０との違いは、信号調整回路２２がＤＡコンバータ２２Ａと、増幅器２２Ｂとで構成され、ＡＤ変換回路２３が、ＡＤ変換器２３Ｂのみで構成される点である。それ以外の構成は検出回路２０と同様である。
　検出回路２０Ａでは、同じ方向の加速度の信号に対して、時間軸に対して切り替えながら以下のように動作する。まず、増幅器２２Ｂは低い第１の増幅率でＡＤ変換した出力をレジスタ２４Ｂに出力する。続いて、増幅器２２Ｂは第２増幅率でＡＤ変換した出力をレジスタ２４Ｃに出力する。第２増幅率は第１の増幅率よりも大きい。
　このような動作により、レジスタ２４Ｂからは広い検出レンジである第１検出レンジの信号が第１の値として低分解能で保持される。その後、レジスタ２４Ｃからは狭い第２検出レンジの信号が第２の値として高分解能で保持される。このように、検出回路２０Ａでは、加速度の検出レンジ（範囲）に応じて出力を保持する２つのレジスタを２４Ｂ、２４Ｃを有し、それぞれに分解能の異なる出力を保持する。そのため、回路面積を小さくし、消費電力を低減することができる。
　なお、「信号調整回路」とは、任意の形に信号を調整する機能ブロックを指す。すなわち、「信号調整回路」には、サンプリングホールド、オフセット調整機能、増幅器、必要に応じて、フィルタが含まれており、その順番は一義的に限定されるものではない。
　また、「ＡＤ変換回路」とは、ＡＤ変換を行う機能ブロックを指す。すなわち、「ＡＤ変換回路」は、必要に応じてフィルタを伴う。例えば、フィルタとして、ローパスフィルタやアンチエイリアスフィルタを用いることが可能である。このように、「ＡＤ変換回路」は、フィルタ、ＡＤ変換器の組み合わせのみに限定されるものでなく、広くＡＤ変換を行う機能ブロックを指す。
　なお、「ＣＶ変換回路からの電圧をデジタル化する」とは、ＣＶ変換回路から出力された電圧をオフセット調整、増幅、フィルタ処理した上でデジタル化することを指す。ＣＶ変換器から出力される電圧そのものに何らの処理を加えずにデジタル化するという意味のみに解釈されるものではない。
　以上のように、本実施の形態による加速度センサ１０Ａ、１０Ｂは、可動電極２Ｃと、第１固定電極３Ａと、第２固定電極３Ｂと、ＣＶ変換回路２１と、ＡＤ変換回路２３と、第１レジスタ２４Ｂ、第２レジスタ２４Ｃとを有する。可動電極２Ｃは、印加された加速度の変化に応じて変位する。第１固定電極３Ａと第２固定電極３Ｂとはそれぞれ、可動電極２Ｃに対向して配置されている。ＣＶ変換回路２１は、可動電極２Ｃと第１固定電極３Ａ、第２固定電極３Ｂとの間の容量の変化に応じた電圧を出力する。ＡＤ変換回路２３は、ＣＶ変換回路２１に接続され、第１検出レンジと、第１検出レンジとは異なる第２検出レンジとを有する。第１レジスタ２４Ｂは、ＡＤ変換回路２３に接続され、第１検出レンジの加速度に関する情報である第１の値を保持する。第２レジスタ２４Ｃは、ＡＤ変換回路２３に接続され、第２検出レンジの加速度に関する情報である第２の値を保持する。第１の値と第２の値とはともに同じ方向の加速度を表す値である。この構成により広いダイナミックレンジと出力の高分解能を両立できる。
　（実施の形態２）
　以下、図８～図１１を参照しながら、本発明の実施の形態２による加速度センサ１０Ｃについて説明する。本実施の形態では、センサ部１の異常の有無を判定する自己診断機能に特化して説明する。図８は、加速度センサ１０Ｃのブロック図である。加速度センサ１０Ｃは、実施の形態１の図２に示したセンサ部１と、信号処理回路５０とを有する。信号処理回路５０はセンサ部１からの信号を処理する。
　信号処理回路５０は、固定電極３Ａ、３Ｂに対する可動電極２Ｃの相対的な変位を検出する検出部５１と、可動電極２Ｃが固定電極３Ａ、３Ｂに対して正常に変位するか否かを自己診断するための自己診断部５２とを有する。
　検出部５１は、静電容量測定部６１、６２と、容量差算出部６３とを有している。静電容量測定部６１は、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの静電容量Ｃ１を測定し、静電容量測定部６２は、固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの静電容量Ｃ２を測定する。静電容量測定部６１、６２は測定した静電容量値に基づく電圧を容量差算出部６３に出力する。すなわち、静電容量測定部６１、６２はＣＶ変換機能を有する。
　容量差算出部６３は、静電容量測定部６１から出力された電圧と静電容量測定部６２から出力された電圧との差を算出して検出電圧Ｖｏｕｔとして、信号処理回路５０の検出出力端子６５から外部機器（図示せず）に出力する。
　静電容量Ｃ１及び静電容量Ｃ２は、固定電極３Ａ、３Ｂに対する可動電極２Ｃの相対的な変位（回動方向及び回動角度）に応じて変化する。そのため、静電容量Ｃ１と静電容量Ｃ２との差は、固定電極３Ａ、３Ｂに対する可動電極２Ｃの相対的な変位に対応する。固定電極３Ａ、３Ｂに対する可動電極２Ｃの相対的な変位は、外部から与えられる加速度に応じて変化する。したがって、上記静電容量の差は、可動電極２Ｃが加速度運動をしたときの加速度に対応する。
　また、検出部５１の出力端は自己診断部５２に接続されている。自己診断部５２は、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間、及び固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間に電圧を印加することにより、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間、及び固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間に静電気力を発生させて、その静電気力によって可動電極２Ｃを変位させる。このように、自己診断部５２は図１、図７における制御回路２４に相当する。
　図９は、加速度センサ１０Ｃの自己診断部５２による診断処理の動作を示す。自己診断部５２は、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ１）、及び固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ２）の複数のフェーズを有している。
　固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ１）、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間に発生する静電気力によって、図９に示すように、可動電極２Ｃが固定電極３Ａに近づくと共に可動電極２Ｃが固定電極３Ｂから遠ざかるように変位する。これにより、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間の静電容量Ｃ１が固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間の静電容量Ｃ２よりも大きくなる。
　また、固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ２）、固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間に発生する静電気力によって、可動電極２Ｃが固定電極３Ａから遠ざかると共に可動電極２Ｃが固定電極３Ｂに近づくように変位する。これにより、静電容量Ｃ１が静電容量Ｃ２よりも小さくなる。
　図１０は、診断処理の検出出力の一例を示す図である。電圧Ｖａ、Ｖｂはそれぞれ、Ｐｈａｓｅ１、Ｐｈａｓｅ２の結果生じる容量差に基づく検出電圧である。なお、実線は常温における検出電圧Ｖｏｕｔの変化を示し、破線は高温（もしくは低温）における検出電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。
　このように、自己診断の検出電圧Ｖｏｕｔは、温度変化に起因して増減する。これは、温度によってセンサ素子の感度やオフセット、もしくは、付属するＩＣ内の素子の状態（トランジスタの閾値電圧や電流量、キャパシタ容量、配線抵抗など）が変動すること等に起因する。
　ところで、特開平５－２２３８４４号公報に記載される様な従来の診断方法によれば、自己診断時の出力（図１０中の電圧Ｖａ、Ｖｂあるいは電圧Ｖａ´、Ｖｂ´）を閾値に対する大小を判定することで、可動電極の動きが正常か否かを診断している。ところが、このような方法において、温度変化に起因する検出出力の変動（出力Ｖａから出力Ｖａ´への変動）による誤診断を防ぐためには、判定の為の閾値に十分なマージンをとる必要がある。すなわち、下限の閾値は少なくとも電圧Ｖａより低く、上限の閾値は少なくとも電圧Ｖａ´よりも大きくする必要がある。このため、従来の診断方法では、高精度な診断を行うことが困難である。
　これに対し、加速度センサ１０Ｃでは、固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間に電圧が印加されると、検出部５１は第１の出力電圧Ｖａ、あるいはＶａ´を出力する。一方、固定電極３Ｂと可動電極２Ｃとの間に電圧が印加されると、検出部５１は第２の出力電圧Ｖｂ、あるいはＶｂ´を出力する。自己診断部５２は、この第１の出力電圧の絶対値と第２の出力電圧の絶対値との差分に基づいて診断処理を行う。
　したがって、温度変化による診断出力の変動があっても、その変動は第１の出力電圧の絶対値と第２の出力電圧の絶対値との差分を取ることで相殺できる。この差分を判定に用いることで、温度変化に関わらず高精度な自己診断が実現できる。
　図１１は、加速度センサ１０Ｃの診断処理を説明する図である。実線は常温における検出電圧Ｖｏｕｔの変化を示し、破線は高温（もしくは低温）における検出電圧Ｖｏｕｔの変化を示している。自己診断の出力に異常をもたらす要因としては、例えば、センサ部１の変形等に起因する可動電極２Ｃの位置ずれ、あるいは、センサ部１が実装された部分や配線における寄生抵抗の発生などが考えられる。このような要因により、可動電極２Ｃの変位のバランスが崩れることにより、診断出力に変動が生じる。
　正常な状態において、第１の出力電圧Ｖａの絶対値と第２の出力電圧Ｖｂの絶対値との差分は略０である。一方、異常発生後においては、第１の出力電圧Ｖａ´の絶対値と第２の出力電圧Ｖｂ´の絶対値との差分ΔＶが大きくなる。差分ΔＶが所定の範囲内にあるか否かを判定することで、センサ部１の診断が可能である。差分ΔＶとは、Ｐｈａｓｅ１の検出電圧の絶対値とＰｈａｓｅ２の検出電圧の絶対値との差分である。
　なお、第１の出力電圧Ｖａ´の絶対値と第２の出力電圧Ｖｂ´の絶対値との差分に基づいて自己診断を行う構成について説明したが、これに限らない。例えば、第１の出力電圧Ｖａ´と第２の出力電圧Ｖｂ´との中点電位Ｖａｂが所定の範囲内にあるか否かを判定しても良い。この方法でも、第１の出力電圧Ｖａ´の絶対値と第２の出力電圧Ｖｂ´の絶対値との差分に基づいて自己診断を行う上述の方法と同等の効果を奏する。
　なお、Ｐｈａｓｅ１において固定電極３Ａと可動電極２Ｃとの間に電圧を印加すると説明をしたが、この間において印加される電圧は、固定電極３Ａから印加されても良いし、可動電極２Ｃから印加されても良い。
　なお、上述の説明では、上蓋３に固定電極３Ａ、固定電極３Ｂが設けられる場合について説明したが、これに限らない。例えば、下蓋４に２つの固定電極を設けても良い。あるいは、上蓋３に１つの固定電極を設け、可動電極として２つの電極パッドを設けてもよい。より詳細には、１つの固定電極と可動電極の第１電極パッドとの間に電圧を印加することで第１の出力電圧を得る。一方、１つの固定電極と可動電極の第２電極パッドとの間に電圧を印加することで第２の出力電圧を得る。そしてこれらの出力電圧の絶対値の差分に基づいて診断処理を行うことができる。可動電極に２つの電極パッドを設ける場合、例えば、スパッタ法などにより所望の形状の電極パッドを可動電極として配置することが可能である。
　（実施の形態３）
　図１２は、本発明の実施の形態３によるセンサ部１Ａの分解斜視図である。センサ部１Ａでは、Ｘ、Ｙ、Ｚの３軸方向の加速度を検出する重りが個別に設けられ、このような重り（各センサ）が１つのセンサ部１の中に配置されている。平面方向（Ｘ、Ｙ方向）の加速度は、一対のねじりビームである梁を軸にして重りをシーソー動作させることにより検出できる。垂直方向（Ｚ方向）の加速度は、一対以上の梁により保持された重りを垂直方向に平行移動させることにより検出できる。
　以下、センサ部１Ａのうち、Ｘ方向の加速度を検出する部分をＸ検出部７０、Ｙ方向の加速度を検出する部分をＹ検出部８０、Ｚ方向の加速度を検出する部分をＺ検出部９０と表記する。Ｘ方向は、平面方向のうちの一方向である。Ｙ方向は、平面方向のうちの一方向であってＸ方向と直交する方向である。Ｚ方向は、垂直方向である。
　Ｘ検出部７０は、一対の梁７２Ａ、７２Ｂと、梁７２Ａ、７２Ｂを軸にして揺動可能な第１可動電極７１と、固定電極７３Ａ、７３Ｂとを有する。梁７２Ａ、７２Ｂと第１可動電極７１とは加速度センサ素子２に形成されている。固定電極７３Ａ、７３Ｂは上蓋３における加速度センサ素子２に対向する面に形成されている。そして、梁７２Ａ、７２Ｂを結ぶ直線を境界線として、固定電極７３Ａは、第１可動電極７１の表面の一方側に対向し、固定電極７３Ｂは他方側に対向している。
　上蓋３には、実施の形態１と同様に、例えばシリコンで一対の貫通電極（図示せず）が形成され、固定電極７３Ａ、７３Ｂは、これらの貫通電極を用いて上蓋３の上面に電気的に引き出されている。この構成により、第１可動電極７１と固定電極７３Ａ、７３Ｂとの間の静電容量の変化に基づいてＸ方向の加速度を検出することができる。
　Ｙ検出部８０は、一対の梁８２Ａ、８２Ｂと、梁８２Ａ、８２Ｂを軸にして揺動可能な第２可動電極８１と、固定電極８３Ａ、８３Ｂとを有する。梁８２Ａ、８２Ｂと第２可動電極８１とは加速度センサ素子２に形成されている。固定電極８３Ａ、８３Ｂは上蓋３における加速度センサ素子２に対向する面に形成されている。そして、梁８２Ａ、８２Ｂを結ぶ直線を境界線として、固定電極８３Ａは、第２可動電極８１の表面の一方側に対向し、固定電極８３Ｂは他方側に対向している。
　上蓋３にはさらに一対の貫通電極（図示せず）が例えばシリコンで形成され、固定電極８３Ａ、８３Ｂは、これらの貫通電極を用いて上蓋３の上面に電気的に引き出されている。この構成により、第２可動電極８１と固定電極８３Ａ、８３Ｂとの間の静電容量の変化に基づいてＹ方向の加速度を検出することができる。
　Ｚ検出部９０は、二対の梁９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ、９２Ｄ、これらの梁により保持された第３可動電極９１と、固定電極９３Ａ、９３Ｂとを有する。梁９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ、９２Ｄと第３可動電極９１とは加速度センサ素子２に形成されている。固定電極９３Ａは上蓋３における加速度センサ素子２に対向する面に形成されている。固定電極９３Ｂは下蓋４における加速度センサ素子２に対向する面に形成されている。第３可動電極９１は梁９２Ａ、９２Ｂ、９２Ｃ、９２Ｄによって垂直方向に平行移動可能である。固定電極９３Ａ、９３Ｂは第３可動電極９１の表面及び裏面に対向している。
　上蓋３にはさらに貫通電極（図示せず）が例えばシリコンで形成され、固定電極９３Ａは、この貫通電極を用いて上蓋３の上面に電気的に引き出されている。下蓋４には貫通電極（図示せず）が例えばシリコンで形成され、固定電極９３Ｂは、この貫通電極を用いて下蓋４の下面に電気的に引き出されている。この構成により、第３可動電極９１と固定電極９３Ａ、９３Ｂとの間の静電容量の変化に基づいてＺ方向の加速度を検出することができる。
　図１３はセンサ部１Ａと、センサ部１Ａからの信号を処理する信号処理回路５０Ａとを含む加速度センサ１０Ｄのブロック図である。図１４Ａ～図１４Ｃはそれぞれ、Ｘ検出部７０、Ｙ検出部８０、Ｚ検出部９０の、自己診断部５２による診断処理の動作を示す図である。
　信号処理回路５０Ａは、第１検出部５１Ａと、第２検出部５１Ｂと、第３検出部５１Ｃと、自己診断部５２とを有する。第１検出部５１Ａは固定電極７３Ａ、７３Ｂに対する第１可動電極７１の相対的な変位を検出する。第２検出部５１Ｂは固定電極８３Ａ、８３Ｂに対する第２可動電極８１の相対的な変位を検出する。第３検出部５１Ｃは固定電極９３Ａ、９３Ｂに対する第３可動電極９１の相対的な変位を検出する。自己診断部５２は可動電極７１、８１、９１がそれぞれに対応する固定電極に対して正常に変位するか否かを自己診断する。第１検出部５１Ａ、第２検出部５１Ｂ、第３検出部５１Ｃの構成は図８に示す検出部５１と同様である。
　すなわち、第１検出部５１Ａは、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との静電容量Ｃ１、固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との静電容量Ｃ２を測定し、静電容量Ｃ１と静電容量Ｃ２との差に基づく検出電圧Ｖｏｕｔ１を検出出力端子６５Ａから外部機器（図示せず）に出力する。
　静電容量Ｃ１及び静電容量Ｃ２は、固定電極７３Ａ、７３Ｂに対する第１可動電極７１の相対的な変位（回動方向及び回動角度）に応じて変化する。そのため、静電容量Ｃ１と静電容量Ｃ２との差は、固定電極７３Ａ、７３Ｂに対する第１可動電極７１の相対的な変位に対応する。固定電極７３Ａ、７３Ｂに対する第１可動電極７１の相対的な変位は、外部から与えられる加速度に応じて変化する。したがって、上記静電容量の差は、枠部２Ｄや第１可動電極７１が加速度運動をしたときの加速度に対応する。
　なお、固定電極８３Ａ、８３Ｂに対する第２可動電極８１の相対的な変位を検出する第２検出部５１Ｂ、固定電極９３Ａ、９３Ｂに対する第３可動電極９１の相対的な変位を検出する第３検出部５１Ｃも同様の構成であるので、説明を省略する。すなわち、第２検出部５１Ｂは、静電容量Ｃ３と静電容量Ｃ４との差に基づく検出電圧Ｖｏｕｔ２を検出出力端子６５Ｂから外部機器（図示せず）に出力する。第３検出部５１Ｃは、静電容量Ｃ５と静電容量Ｃ６との差に基づく検出電圧Ｖｏｕｔ３を検出出力端子６５Ｃから外部機器（図示せず）に出力する。
　なお、第１検出部５１Ａ、第２検出部５１Ｂ、第３検出部５１Ｃのそれぞれの出力端は、自己診断部５２に接続され、検出電圧Ｖｏｕｔ１、Ｖｏｕｔ２、Ｖｏｕｔ３を自己診断部５２に出力する。
　自己診断部５２は、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間、及び固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間に電圧を印加することにより、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間、及び固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間に静電気力を発生させて、その静電気力によって第１可動電極７１を変位させる。
　同様に、自己診断部５２は、固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間、及び固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間に電圧を印加することにより、固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間、及び固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間に静電気力を発生させて、その静電気力によって第２可動電極８１を変位させる。
　また、自己診断部５２は、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間、及び固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間に電圧を印加することにより、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間、及び固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間に静電気力を発生させて、その静電気力によって第３可動電極９１を変位させる。
　図１４Ａ、図１４Ｂ、図１４Ｃはそれぞれ、加速度センサ１０Ｄの自己診断部５２による診断処理の動作を示す。図１４ＡはＸ検出部７０を診断する動作、図１４ＢはＹ検出部８０を診断する動作、図１４ＣはＺ検出部９０を診断する動作、をそれぞれ現している。
　図１４Ａに示すように、自己診断部５２は、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ１）、及び固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ２）の複数のフェーズを有している。
　固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ１）、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間に発生する静電気力によって、第１可動電極７１が固定電極７３Ａに近づくと共に第１可動電極７１が固定電極７３Ｂから遠ざかる方向に変位する。これにより、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間の容量Ｃ１が固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間の容量Ｃ２よりも大きくなる。
　また、固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ２）、固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間に発生する静電気力によって、第１可動電極７１が固定電極７３Ａから遠ざかると共に第１可動電極７１が固定電極７３Ｂに近づく方向に変位する。これにより、固定電極７３Ａと第１可動電極７１との間の容量Ｃ１が固定電極７３Ｂと第１可動電極７１との間の容量Ｃ２よりも小さくなる。
　図１４Ｂに示すように、自己診断部５２は、固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ３）、及び固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ４）の複数のフェーズを有している。
　固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ３）、固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間に発生する静電気力によって、第２可動電極８１が固定電極８３Ａに近づくと共に第２可動電極８１が固定電極８３Ｂから遠ざかる方向に変位する。これにより、固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間の容量Ｃ３が固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間の容量Ｃ４よりも大きくなる。
　また、固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ４）、固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間に発生する静電気力によって、第２可動電極８１が固定電極８３Ａから遠ざかると共に第２可動電極８１が固定電極８３Ｂに近づく方向に変位する。これにより、固定電極８３Ａと第２可動電極８１との間の容量Ｃ３が固定電極８３Ｂと第２可動電極８１との間の容量Ｃ４よりも小さくなる。
　図１４Ｃに示すように、自己診断部５２は、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ５）、及び固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間に電圧を印加するフェーズ（以下、Ｐｈａｓｅ６）の複数のフェーズを有している。
　固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ５）、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間に発生する静電気力によって、第３可動電極９１が固定電極９３Ａに近づくと共に第３可動電極９１が固定電極９３Ｂから遠ざかる方向に変位する。これにより、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間の容量Ｃ５が固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間の容量Ｃ６よりも大きくなる。
　また、固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間に電圧を印加している間（Ｐｈａｓｅ６）、固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間に発生する静電気力によって、第３可動電極９１が固定電極９３Ａから遠ざかると共に第３可動電極９１が固定電極９３Ｂに近づく方向に変位する。これにより、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間の容量Ｃ５が固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間の容量Ｃ６よりも小さくなる。
　図１５Ａ～図１５Ｃは、診断処理の検出出力の一例を示す図である。図１５ＡはＸ検出部７０の診断処理による検出出力、図１５ＢはＹ検出部８０の診断処理による検出出力、図１５ＣはＺ検出部９０の診断処理による検出出力を示している。なおこれらの出力は、センサ部１が水平に置かれ、Ｚ検出部９０に重力加速度に等しい１Ｇが与えられていることを前提としている。
　図１５Ａにおいて、電圧Ｖａ、Ｖｂはそれぞれ、Ｐｈａｓｅ１、Ｐｈａｓｅ２の結果生じる容量差に基づく検出電圧である。図１５Ｂにおいて、電圧Ｖｃ、Ｖｄはそれぞれ、Ｐｈａｓｅ３、Ｐｈａｓｅ４の結果生じる容量差に基づく検出電圧である。図１５Ｃにおいて、電圧Ｖｅ、Ｖｆはそれぞれ、Ｐｈａｓｅ５、Ｐｈａｓｅ６の結果生じる容量差に基づく検出電圧である。
　自己診断部５２には、Ｘ検出部７０、Ｙ検出部８０、及びＺ検出部９０のそれぞれからの診断出力が入力され、Ｘ検出部７０、Ｙ検出部８０、及びＺ検出部９０のそれぞれに対して異常の有無を診断する。
　なお、Ｘ検出部７０及び、Ｙ検出部８０に対する診断処理は、実施の形態２で説明した内容と同じであるので説明を省略し、以下、Ｚ検出部９０に対する診断処理について説明する。
　図１５Ｃに示すように、Ｚ検出部９０においては、固定電極９３Ａと第３可動電極９１との間に電圧が印加されると、第３検出部５１Ｃは第１の出力電圧Ｖｅを出力する。一方、固定電極９３Ｂと第３可動電極９１との間に電圧が印加されると、第３検出部５１Ｃは第２の出力電圧Ｖｆを出力する。なお、Ｚ検出部９０においては、診断を開始する時点で第３可動電極９１に重力加速度（－１Ｇ）が与えられている状態である。そのため、診断出力の０点（図１５Ｃ中の電圧Ｖ０：マイナス値）は１Ｇの分だけオフセットされる。すなわち、自己診断部５２は、第１の出力電圧Ｖｅの絶対値＋Ｖ０の絶対値と、第２の出力電圧Ｖｆの絶対値－Ｖ０の絶対値との差分に基づいて診断処理を行う。
　診断開始の時点では、重力加速度によって第３可動電極９１が押し下げられている。そのため、自己診断のための静電力が第３可動電極９１と固定電極９３Ｂとの間でより強く働く。このために、第３可動電極９１と固定電極９３Ｂとの間の容量Ｃ６が診断の際により大きな値にまで変動してしまう。そのため、図１５Ｃに示すように差分ΔＶ０が０にはならない。
　このように、診断開始の時点で診断出力が０でない値を示す場合には、第１の出力電圧Ｖｅと第２の出力電圧Ｖｆとをそれぞれオフセットした値の絶対値の差分ΔＶ０を対象に閾値判定をすると誤判定の虞がある。そのため、この差分ΔＶ０を例えばメモリ（図示せず）などに蓄積しておき、Ｖ０を基準にして、ＶｅとＶｆとの差分が所定の範囲内にあるか閾値判定することが好ましい。このようにすれば、診断開始の時点で重力加速度による可動電極の変位がある場合でも高精度な診断を行うことが出来る。
　なお、Ｖａの絶対値とＶｂの絶対値との差分、Ｖｃの絶対値とＶｄの絶対値との差分、ＶｅとＶｆとをそれぞれオフセットした値の絶対値の差分のいずれかが、それぞれの差分に対応して設けられる所定の範囲を越えた場合にセンサ部１Ａに異常が発生していると判断するようにしてもよい。
　なお以上の説明において、センサ部１ＡはＸ検出部７０、Ｙ検出部８０、Ｚ検出部９０を有しているが、このうちのいずれか２つを有し、信号処理回路５０Ａが、第１検出部５１Ａ～第３検出部５１Ｃのうち、その２つに対応する２つの検出部を有していてもよい。またＸ検出部７０、Ｙ検出部８０、Ｚ検出部９０は互いに直交する３軸方向の加速度を検出するが、必要に応じて軸方向は互いに直交していなくてもよい。すなわち、センサ部１Ａは第１、第２、第３の方向の加速度を検出できればよい。
　なお、実施の形態２、３において、自己診断部５２は、センサ部１、１Ａに異常が発生していると判断した時に、異常が生じている事を通知する異常検知信号を出力するように構成してもよい。
　また、実施の形態１において、センサ部１に代えて実施の形態３におけるセンサ部１Ａを用い、Ｙ軸およびＺ軸方向の加速度検出に対応する検出回路を設けてもよい。
　本発明の加速度センサは、車両制御用等の加速度センサとして有用である。
１，１Ａ　　センサ部
２　　加速度センサ素子
２Ａ，２Ｂ　　梁
２Ｃ　　可動電極
２Ｄ　　枠部
３　　上蓋
３Ａ　　第１固定電極（固定電極）
３Ｂ　　第２固定電極（固定電極）
４　　下蓋
１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ　　加速度センサ
２０，２０Ａ　　検出回路
２１　　ＣＶ変換回路
２１Ａ　　増幅器
２１Ｂ　　コンデンサ
２１Ｃ　　スイッチ
２２　　信号調整回路
２２Ａ　　ＤＡコンバータ
２２Ｂ，２２Ｃ　　増幅器
２３　　ＡＤ変換回路
２３Ｂ　　第１ＡＤ変換器（ＡＤ変換器）
２３Ｃ　　第２ＡＤ変換器（ＡＤ変換器）
２４Ｂ　　第１レジスタ（レジスタ）
２４Ｃ　　第２レジスタ（レジスタ）
２４　　制御回路
３２Ａ，３２Ｃ，３２Ｄ　　抵抗
３２Ｂ　　オペアンプ
５０，５０Ａ　　信号処理回路
５１　　検出部
５１Ａ　　第１検出部
５１Ｂ　　第２検出部
５１Ｃ　　第３検出部
５２　　自己診断部
６１，６２　静電容量測定部
６３　容量差算出部
６５，６５Ａ，６５Ｂ，６５Ｃ　検出出力端子
７０　Ｘ検出部
７１　第１可動電極
７２Ａ，７２Ｂ　梁
７３Ａ，７３Ｂ　固定電極
８０　Ｙ検出部
８１　第２可動電極
８２Ａ，８２Ｂ　梁
８３Ａ，８３Ｂ　固定電極
９０　Ｚ検出部
９１　第３可動電極
９２Ａ，９２Ｂ，９２Ｃ，９２Ｄ　梁
９３Ａ，９３Ｂ　固定電極

Claims (10)

  1. 印加された加速度の変化に応じて変位する可動電極と、
    前記可動電極に対向して配置された第１、第２固定電極と、
    前記可動電極と前記第１、第２固定電極との間の容量の変化に応じた電圧を出力するＣＶ変換回路と、
    前記ＣＶ変換回路に接続され、第１検出レンジと、前記第１検出レンジとは異なる第２検出レンジとを有するＡＤ変換回路と、
    前記ＡＤ変換回路に接続され、前記第１検出レンジの加速度に関する情報である第１の値を保持する第１レジスタと、
    前記ＡＤ変換回路に接続され、前記第２検出レンジの加速度に関する情報である第２の値を保持する第２レジスタと、を備え、
    前記第１の値と前記第２の値とはともに同じ方向の加速度を表す値である、
    加速度センサ。
  2. 前記第１の値は、前記第２の値よりも高い分解能で前記加速度をデジタル化した値である、
    請求項１に記載の加速度センサ。
  3. 前記第１検出レンジは、前記第２検出レンジよりも低い加速度に対応する検出レンジである、
    請求項２に記載の加速度センサ。
  4. 前記第１の値と前記第２の値とを比較して前記加速度センサを自己診断する制御回路をさらに備えた、
    請求項３に記載の加速度センサ。
  5. 前記制御回路は、
    前記第１の値に所定の係数を乗じた値と前記第２の値との差分が閾値以上となる場合に、前記加速度センサに異常が発生したと判断する、
    請求項４に記載の加速度センサ。
  6. 前記異常は、前記ＡＤ変換回路に発生した異常である、
    請求項５に記載の加速度センサ。
  7. 前記ＡＤ変換回路は、前記第１レジスタに接続された第１ＡＤ変換器と、前記第２レジスタに接続された第２ＡＤ変換器と、を有する、
    請求項１に記載の加速度センサ。
  8. 前記異常は、前記第１ＡＤ変換器と前記第２ＡＤ変換器とのいずれか一方に発生した異常である、
    請求項７に記載の加速度センサ。
  9. 前記第１ＡＤ変換器は前記第２ＡＤ変換器よりも高い分解能を有する、
    請求項７に記載の加速度センサ。
  10. 前記ＣＶ変換回路と前記ＡＤ変換回路との間に、前記ＣＶ変換回路と前記ＡＤ変換回路と直列に接続された信号調整回路をさらに備えた、
    請求項１に記載の加速度センサ。
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