WO2015026148A1 - 무선 접속 시스템에서 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신방법 - Google Patents

무선 접속 시스템에서 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신방법 Download PDF

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WO2015026148A1
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김봉회
서동연
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless access system, and to a method for applying a polar coding (All Coding) wireless access system and an apparatus supporting the same. That is, the present invention relates to a method for transmitting and receiving data using a polar coding scheme and an apparatus supporting the same.
  • Wireless access systems are widely deployed to provide various kinds of communication services such as voice and data.
  • a wireless access system is a multiple access system capable of supporting communication with multiple users by sharing available system resources (bandwidth, transmission power, etc.).
  • multiple access systems include code division multiple access (CDMA) systems, frequency division multiple access (FDMA) systems, time division multiple access (TDMA) systems, orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) systems, and single carrier SC-FDMA frequency division multiple access) systems.
  • CDMA code division multiple access
  • FDMA frequency division multiple access
  • TDMA time division multiple access
  • OFDMA orthogonal frequency division multiple access
  • SC-FDMA frequency division multiple access single carrier SC-FDMA frequency division multiple access
  • An object of the present invention relates to methods for efficiently transmitting and receiving data.
  • Another object of the present invention is to provide methods for coding input data bits using a polar coding scheme for efficient data transmission and reception.
  • Another object of the present invention is to provide rate matching methods for coding bits coded by applying a polar coding scheme.
  • Another object of the present invention is to provide various methods of constructing generation matrices of a polar encoder for applying a polar coding scheme.
  • Another object of the present invention is to provide methods of applying HARQ when applying a polar coding scheme.
  • the present invention relates to a method of applying a polar coding scheme to a wireless access system and an apparatus supporting the same. That is, a method of transmitting and receiving data using a polar coding scheme and apparatuses for supporting the same are disclosed.
  • a method of transmitting data using polar coding in a wireless access system includes: deriving a Betteria parameter according to data bits inputted to find a noise free channel in an equivalent channel and finding a noise free channel.
  • the method may include allocating a data payload including cyclic redundancy check (CRC) bits and data bits, inputting a data payload to a polar encoder, and transmitting code bits output from the polar encoder.
  • CRC cyclic redundancy check
  • the CRC bit may be allocated to a better noise free channel than the data bit among the noise free channels indicated by the Betteria parameter.
  • the method may further include performing rate matching with respect to the data payload in consideration of the size of the data payload and the size of the code block of the polar encoder.
  • the generation matrix used in the polar encoder is popped up according to the size difference.
  • the method may further include generating by cheiling.
  • the specific column may be selected in consideration of the minimum distance set based on the index of the noise free channel to which data bits are allocated.
  • the specific column may be selected in consideration of the priority according to the column index.
  • the method may further include repeatedly generating a generation matrix used in a specific column of the mother generation matrix.
  • the specific column may be selected by the size difference from the column having the highest weight, and the weight may be set to the number of matrix elements of the mother generation matrix.
  • the method may further include transmitting size information indicating a size of a data payload and information on a coding rate of a code block of a polar encoder to a receiver.
  • data can be efficiently transmitted and received by introducing a polar coding scheme in a wireless access system.
  • rate matching may be performed according to the number of bits of the data payload by configuring the generation matrix in consideration of weights, minimum distances, and / or priorities.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining physical channels and a signal transmission method using the same.
  • FIG. 2 illustrates an example of a structure of a radio frame.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a resource grid for a downlink slot.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a structure of an uplink subframe.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a structure of a downlink subframe.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a carrier combination used in a component carrier (CC) and an LTE_A system used in embodiments of the present invention.
  • FIG. 7 illustrates a subframe structure of an LTE-A system according to cross carrier scheduling used in embodiments of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a physical mapping of a PUCCH format to PUCCH RBs.
  • FIG. 9 illustrates a PUCCH format 2 / 2a / 2b in the case of a general cyclic prefix.
  • 10 is a diagram illustrating a PUCCH format 2 / 2a / 2b in the case of an extended cyclic prefix.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a PUCCH format la / lb in the case of a general cyclic prefix.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a PUCCH format la / lb in the case of an extended cyclic prefix.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a state in which joint coding of HARQ ACK / NACK and CQI is performed for an extended CP.
  • 15 is a diagram illustrating one method of multiplexing an SR and an ACK / NACK signal.
  • FIG. 16 illustrates constellation mapping for ACK / NACK and SR for PUCCH format 1 / la / lb.
  • FIG. 17 is a diagram illustrating one method for matching control information to a physical resource region.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an example of a coding method using a dual RM scheme.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a method in which output code bits are interleaved when dual RM described in FIG. 18 is applied.
  • 20 is a diagram illustrating a first level channel combining procedure performed in polar coding.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an N-level channel combining procedure performed in polar coding.
  • the size N of the code block has a limit of 2n (n is a natural number).
  • the apparatus described with reference to FIG. 23 is means for implementing the methods described with reference to FIGS. 1 to 22.
  • Embodiments of the present invention have been described with reference to data transmission / reception relations between a base station and a mobile station.
  • the base station is meant as a terminal node of a network that directly communicates with a mobile station.
  • Certain operations described as performed by the base station in the spring document may be performed by an upper node of the base station in some cases.
  • FIG. 4 shows a structure of an uplink subframe that can be used in embodiments of the present invention.
  • the PCFICH is transmitted in the first OFDM symbol of a subframe and carries information about the number of OFDM symbols (ie, the size of a control region) used for transmission of control channels in the subframe.
  • the PHICH is a response channel for the uplink and carries an acknowledgment signal (eg, Acknowledgment (ACK) I Negative-Acknowledgement (ACK)) for a Hybrid Automatic Repeat Request (HARQ).
  • Control information transmitted through the PDCCH is called downlink control information (DCI).
  • the downlink control information includes uplink resource allocation information, downlink resource allocation information or an uplink transmission (Tx) power control command for a certain terminal group.
  • Tx uplink transmission
  • a plurality of multiplexed PDCCHs for a plurality of UEs may be transmitted in a control region.
  • PDCCH is composed of one or more consecutive CCE aggregation (CCE aggregation).
  • CCE refers to a unit that spans nine sets of REGs consisting of four resource elements. Each REG is mapped with four Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) symbols. Resource elements occupied by a reference signal (RS) are not included in the REG. That is, the total number of REGs in the OFDM symbol may vary depending on whether a specific reference signal exists.
  • the concept of REG that maps four resource elements to one group may be applied to another downlink control channel (eg, PCFICH or PHICH). If REG is not PCFICH or PHICH, the number of CCEs available in the system is / 9J, each CCE from 0
  • the base station determines the PDCCH format according to the DCI to be transmitted to the terminal and attaches a CRC (Cyclic Redundancy Check) to the control information.
  • the CRC is masked with a unique identifier (eg, Radio Network Temporary Identifier (RNTI)) according to the owner or purpose of the PDCCH.
  • RNTI Radio Network Temporary Identifier
  • a unique identifier eg, C-RNTI (Cell-RNTI)
  • Cell-RNTI Cell-RNTI
  • a paging indication identifier eg, P-RNTI (P-RNTI)
  • P-RNTI P-RNTI
  • a system information identifier eg, a System Information RNTI (SI-RNTI)
  • SI-RNTI System Information RNTI
  • RA-RNTI Random Access-RNTI
  • the base station performs channel coding on the control information added with the CRC to generate coded data.
  • channel coding may be performed at a code rate according to the MCS level.
  • the base station performs rate matching on the CCE aggregation level allocated to the PDCCH format and modulates the coded data to generate modulation symbols.
  • a modulation sequence according to the MCS level can be used.
  • Configure one PDCCH The modulation symbols may have one of 1, 2, 4, and 8 CCE aggregation levels.
  • the base station maps modulation symbols to physical resource elements (CCE to RE mapping).
  • a plurality of PDCCHs may be transmitted in one subframe. That is, the control region of one subframe includes a plurality of indexes having indexes 0 to N CCE and k ⁇ ⁇ ⁇ .
  • N ccE, k means the total number of CCEs in the control region of the k-th subframe.
  • the UE monitors a plurality of PDCCHs in every subframe. Here, the monitoring means that the UE attempts to decode each of the PDCCHs according to the monitored PDCCH format.
  • blind decoding refers to a method in which a UE de-masks its UE ID in a CRC portion and then checks the CRC error to determine whether the corresponding PDCCH is its control channel.
  • the UE In order to receive the PDCCH transmitted to the UE, the UE should perform blind decoding on all CCEs present in the control region of the non-DRX subframe. Since the UE does not know which PDCCH format is transmitted, it is necessary to decode all PDCCHs at the CCE aggregation level possible until blind decoding of the PDCCH is successful in every non-DRX subframe. Since the UE does not know how many CCEs the PDCCH uses, it should attempt detection at all possible CCE aggregation levels until the blind decoding of the PDCCH is successful. In the LTE system, a concept of search space (SS) is defined for blind decoding of a terminal.
  • SS search space
  • the UE does not simultaneously perform searches according to all defined DCI formats. Specifically, the terminal always performs a search for DCI formats 0 and 1A in the UE-specific search space. In this case, the DCI formats 0 and 1A have the same size, but the UE may distinguish the DCI format by using a flag used for distinguishing the DCI formats 0 and 1A included in the PDCCH (flag for format 0 / format 1A differentiation). In addition, DCI format 0 to the terminal And DCI formats other than DCI format 1A may be required, for example, DCI formats 1, 1B, and 2.
  • the UE may search for DCI formats 1A and 1C.
  • the UE may be configured to search for DCI format 3 or 3A, and DCI formats 3 and 3A may have the same size as DCI formats 0 and 1A, but the UE may receive a CRC scrambled by another identifier other than the UE specific identifier.
  • DCI format can be distinguished by using.
  • the search space Si ( "means a PDCCH candidate set according to a set level ⁇ 2 , 4 , 8 ).
  • CCE according to the PDCCH candidate set in the search space may be determined by Equation 1 below.
  • the UE monitors both the UE-specific search space and the common search space to decode the PDCCH.
  • Public search space
  • SCS supports PDCCHs having a aggregation level of ⁇ 4, 8 ⁇
  • USS UE specific search space
  • Table 5 shows PDCCH candidates monitored by the terminal.
  • the UE-specific search space for the aggregation level L is defined as in Equation 2.
  • CA Carrier Aggregation
  • LTE system 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution (Rel-8 or Rel-9) system
  • MCM Multi-Carrier Modulation
  • LTE-A system a method such as Carrier Aggregation (CA) may be used in which one or more component carriers are combined to support a wider system bandwidth than the LTE system.
  • CA Carrier Aggregation
  • Carrier aggregation can be replaced by the terms carrier aggregation, carrier matching, multi-component carrier environment (Multi-CC), or multicarrier environment.
  • the multi-carrier means a combination of carriers (or carrier aggregation), wherein the aggregation of carriers means not only merging between contiguous carriers but also merging between noncontiguous carriers.
  • the number of component carriers aggregated between downlink and uplink may be set differently.
  • the case where the number of downlink component carriers (hereinafter referred to as 'DL CC') and the number of uplink component carriers (hereinafter referred to as 'UL CC') is called symmetric merging, and when the number is different, asymmetric ( asymmetric) merge.
  • Such carrier coupling is carrier aggregation, It may be used interchangeably with terms such as bandwidth aggregation, spectrum aggregation, and the like.
  • Carrier coupling in which two or more component carriers are combined, aims to support up to 100 MHz bandwidth in an LTE-A system.
  • the bandwidth of the combining carrier may be limited to the bandwidth used by the existing system to maintain backward compatibility with the existing IMT system.
  • the existing 3GPP LTE system supports ⁇ 1.4, 3, 5, 10, 15, 20 ⁇ MHz bandwidth
  • the 3GPP LTE-advanced system ie, LTE-A
  • the carrier combining system used in the present invention may define a new bandwidth to support carrier combining regardless of the bandwidth used in the existing system. It may be.
  • inter-band CA It may be called an inter-band CA.
  • the terminal may use a plurality of radio frequency (RF) terminals to perform communication in a carrier coupling environment.
  • RF radio frequency
  • the LTE-A system uses the concept of a cell to manage radio resources.
  • the above-described carrier binding environment may be referred to as a multiple cell environment.
  • a cell is defined as a combination of a downlink resource (DL CC) and an uplink resource (UL CC). Uplink resources are not required. Therefore, the cell may be configured with only downlink resources, or with downlink resources and uplink resources.
  • a specific UE when a specific UE has only one configured serving cell, it may have one DL CC and one UL CC.
  • the number of DL CCs when a specific terminal has two or more configured serving cells, the number of DL CCs may be as many as the number of sals, and the number of UL CCs may be the same or smaller than that.
  • the DL CC and the UL CC may be configured on the contrary. That is, when a specific UE has a plurality of configured serving cells, a carrier combining environment having more UL CCs than the number of DL CCs may be supported.
  • carrier coupling may be understood as a merger of two or more cells, each having a different carrier frequency (center frequency of a cell).
  • the term 'cell' in carrier combining is described in terms of frequency, and should be distinguished from 'cell' as a geographic area covered by a commonly used base station.
  • intra-band multicell intra-band multicell
  • inter-band carrier coupling is referred to as inter-band multicell.
  • the cell to be included includes a primary cell (PCell: Primary Cell) and a secondary cell (SCell: Secondary Cell).
  • PCell Primary Cell
  • SCell Secondary Cell
  • P cell and S cell may be used as a serving cell.
  • the UE that is in the RRC_CONNECTED state but the carrier aggregation is not configured or does not support the carrier coupling, there is only one serving cell consisting of a P cell.
  • one or more serving cells may exist, and the entire serving cell includes a P cell and one or more S cells.
  • the serving cells may be set through an RRC parameter.
  • PhysCellld is the cell's physical layer identifier and has an integer value from 0 to 503.
  • SCelllndex is a short identifier used to identify an S cell and has an integer value from 1 to 7.
  • ServCelllndex is a short identifier used to identify a serving cell (P cell or S cell) and has an integer value from 0 to 7.
  • a value of 0 applies to P sal and SCelllndex It is given in advance to apply to the S cell. That is, a cell having the smallest cell ID (or cell index) in ServCelllndex becomes a P cell.
  • a P cell refers to a cell operating on a primary frequency (or primary CC).
  • the UE may be used to perform an initial connection establishment process or to perform a connection re-establishment process, and may also refer to a cell indicated in the handover process.
  • the P cell means a cell which is the center of serving cell increase control-related communication established in a carrier combining environment. That is, the UE may receive and transmit a PUCCH only in its own P cell, and may use only the P cell to acquire system information or change a monitoring procedure.
  • E-UTRAN Evolved Universal Terrestrial Radio Access
  • the S sal may refer to a cell operating on a secondary frequency (or, secondary CC). Only one Psal is allocated to a specific terminal, and one or more S cells may be allocated.
  • the SCell is configurable after the RRC connection is established and can be used to provide additional radio resources. PUCCH does not exist in the remaining cells excluding the P cell, that is, the S cell, among the serving cells configured in the carrier coupling environment.
  • the R-RC may provide all system information related to the operation of the related cell in the CONNECTED state through a dedicated signal. .
  • the change of the system information may be controlled by the release and addition of the related S cell, and at this time, an RRC connection reconfigutaion message of a higher layer may be used.
  • the E-UTRAN may perform dedicated signaling with different parameters for each terminal, rather than broadcasting in an associated S cell.
  • the E-UTRAN After the initial "security activation process is started, the E-UTRAN to configure a network comprising one or more S leak in addition to P leak that is configured initially in the process of connection
  • the P cell and the S cell can operate as respective component carriers.
  • the primary component carrier (PCC) may be used in the same sense as the P cell
  • the secondary component carrier (SCC) may be used in the same meaning as the S cell.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a carrier combination used in a component carrier (CC) and an LTE-A system used in embodiments of the present invention.
  • Component carriers include a DL CC and an UL CC.
  • One component carrier may have a frequency range of 20 MHz.
  • FIG. 6 (b) shows a carrier combining structure used in the LTE_A system.
  • three component carriers having a frequency size of 20 MHz are combined.
  • the number of DL CCs and UL CCs is not limited.
  • the UE may simultaneously monitor three CCs, receive downlink signals / data, and transmit uplink signals / data.
  • the network may allocate M (M ⁇ N) E> L CCs to the UE.
  • the UE may monitor only M limited DL CCs and receive a DL signal.
  • the network may assign L (L ⁇ M ⁇ N) DL CCs to allocate a primary DL CC to the UE. In this case, the UE must monitor the L DL CCs. This method can be equally applied to uplink transmission.
  • the linkage between the carrier frequency (or DL CC) of the downlink resource and the carrier frequency (or UL CC) of the uplink resource may be indicated by a higher layer message or system information such as an RRC message.
  • a combination of DL resources and UL resources may be configured by a linkage defined by SIB2 (System Information Block Type2).
  • SIB2 System Information Block Type2
  • the linkage is a DL on which a PDCCH carrying a UL grant is transmitted.
  • This may mean a mapping relationship between a CC and an UL CC using the UL grant, and may correspond to a DL CC (or UL CC) in which data for HARQ is transmitted and a UL CC (or DL CC) in which a HARQ ACK / NACK signal is transmitted. It may mean a mapping relationship. [167] 1.3.2 Cross Carrier Scheduling
  • Cross carrier scheduling may be referred to as Cross Component Carrier Scheduling or Cross Cell Scheduling.
  • a PDCCH (DL Grant) and a PDSCH are transmitted on the same DL CC, or : a UL CC in which a PUSCH transmitted according to a PDCCH (UL Grant) transmitted in a DL CC is linked to a DL CC that has received an UL Grant. Means to be transmitted through.
  • a DL Grant (PDCCH) and a PDSCH are transmitted to different DL CCs, or a PUSCH transmitted according to a PDCCH (UL Grant) transmitted on a DL CC is linked with a DL CC having received an UL grant. This means that it is transmitted through a UL CC other than the UL CC.
  • PDCCH Physical Downlink Control Channel
  • the cross carrier scheduling may be activated or deactivated UE-specifically and may be known for each UE semi-statically through higher layer signaling (eg, RRC signaling). .
  • higher layer signaling eg, RRC signaling
  • a carrier indicator field (CIF: Carrier Indicator Field) indicating a PDSCH / PUSCH indicated by the corresponding PDCCH is transmitted to the PDCCH.
  • the PDCCH may be allocated to one of a plurality of component carriers using CIF or PDSCH resource. That is, when the PDCCH on the DL CC allocates PDSCH or PUSCH resources to one of the multi-aggregated DL / UL CC, CIF is set.
  • LTE The DCI format of Release-8 can be extended according to CIF.
  • the configured CIF may be fixed as a 3 bit field or the position of the configured CIF may be fixed regardless of the DCI format size.
  • the PDCCH structure (same coding and resource mapping based on the same CCE) of LTE Release-8 may be reused.
  • CIF is not configured when the PDCCH on the DL CC allocates PDSCH resources on the same E> L CC or PUSCH resources on a single linked UL CC.
  • the same PDCCH structure (same coding and resource mapping based on the same CCE) and DCI format as in LTE Release-8 may be used.
  • the UE When cross carrier scheduling is possible, the UE needs to monitor PDCCHs for a plurality of DCIs in the control region of the monitoring CC according to a transmission mode and / or bandwidth for each CC. Therefore, it is necessary to configure the search space and PDCCH monitoring that can support this.
  • the terminal DL CC set represents a set of DL CCs scheduled for the terminal to receive a PDSCH
  • the terminal UL CC set represents a set of UL CCs scheduled for the UE to transmit a PUSCH.
  • the PDCCH monitoring set represents a set of at least one DL CC that performs PDCCH monitoring.
  • the PDCCH monitoring set may be the same as the terminal DL CC set or may be a subset of the terminal DL CC set.
  • the PDCCH monitoring set may include at least one of DL CCs in the terminal DL CC set. Alternatively, the PDCCH monitoring set may be defined separately regardless of the UE DL CC set.
  • the DL CC included in the PDCCH monitoring set may be configured to always enable self-scheduling for the linked UL CC.
  • the UE DL CC set, the UE UL CC set, and the PDCCH monitoring set may be configured UE-specifically, UE group-specifically, or cell-specifically.
  • DL CC 'A' represents a case in which a PDCCH monitoring DL CC is configured.
  • each DL CC may transmit a PDCCH scheduling its PDSCH without CIF.
  • the CIF is used through higher tradeoff signaling, only one DL CC 'A' may transmit a PDCCH for scheduling its PDSCH or PDSCH of another CC using the CIF.
  • DL CCs' ⁇ 'and' C that are not configured as PDCCH monitoring DL CCs do not transmit the PDCCH.
  • the PUCCH is an uplink control channel used for transmitting uplink control information (UCI).
  • UCI transmitted on the PUCCH includes scheduling request (SR) information, HARQ ACK / NACK information, CQI information, and the like.
  • the amount of control information that the UE can transmit in the subframe is the number of SC-FDMA symbols available for transmission of the signal data in the subframe (in this case, used for coherent detection of PUCCH). (Except SC-FDMA symbols for transmission of reference signals).
  • the LTE / LTE-A system supports seven different PUCCH formats according to information to be signaled on the PUCCH.
  • the PUCCH may be configured in the following format to transmit uplink control information.
  • Format 1 Used for on-off keying (OOK) modulation or scheduling request (SR)
  • Format la and format lb used for ACK / NAC transmission or ACK / NACK alone transmission with SR
  • Table 6 shows the modulation scheme according to the PUCCH format and the number of bits per subframe.
  • Table 7 shows the number of reference signals per slot according to the PUCCH format.
  • Table 8
  • PUCCH formats 2a and 2b correspond to the case of general cyclic prefix.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a state in which a PUCCH format is physically mapped to PUCCH RBs.
  • Information on the number of PUCCH RBs used in the PUCCH format 2 / 2a / 2b is transmitted from the cell to the terminals by the broadcast signal. 8 illustrates an example in which a PUCCH format is allocated, and the PUCCH formats mapped to the actual PUCCH may be sequentially allocated in the above-described order.
  • FIG. 9 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in case of general cyclic prefix
  • FIG. 10 shows PUCCH format 2 / 2a / 2b in case of extended cyclic prefix.
  • Both periodicity and frequency resolution used by the terminal to report the CQI are controlled by the base station. In the time domain, periodic and aperiodic CQI reporting is supported. PUCCH format 2 is used only for periodic CQI reporting and PUSCH is used for aperiodic CQI reporting. At this time, the base station specifically instructs the terminal to aperiodic CQI report, the terminal transmits the CQI report to the resources scheduled for uplink data transmission.
  • the PUCCH CQI channel structure for one slot may refer to FIG. 9.
  • SC-FDMA symbols 1 and 5 are used to transmit a DM-RS (Demodulation Reference Signal).
  • the PUCCH CQI channel structure for one slot may refer to FIG. 10.
  • SC- FDMA symbol 3 is used to transmit the DM-RS.
  • the DM-RS may be referred to as a UL RS as a reference signal transmitted by the UE.
  • the 10-bit CQI information channel-coded at the 1/2 coding rate is punctured with a (20, k) Reed-Muller (RM) code to produce 20-bit coding bits.
  • the QPSK constellation is then scrambled (eg, can be scrambled in a similar manner as PUSCH data containing 31 length gold sequence) prior to matching.
  • One QPSK modulation symbol is transmitted in each of 10 SC-FDMA symbols in a subframe by cyclic time shift modulation of a length 12 base RS sequence prior to OFDM modulation. 12 equally spaced time cyclic shifts allow 12 different terminals to be orthogonally multiplexed on the same CQI PUCCH RB.
  • the DM-RS sequence is constructed similarly to the CQI signal sequence in the frequency domain but does not include CQI data modulation.
  • the UE is configured to periodically report different CQIs, PMIs, and RIs on the CQI PUCCH by receiving a higher layer signal including a PUCCH region and a PUCCH resource index « CCH indicating a time cyclic shift to use.
  • FIG. 1 shows the PUCCH format la / lb in the case of general cyclic prefix
  • FIG. 12 shows the PUCCH format la / lb in the case of extended cyclic prefix.
  • one BPSK / QPSK modulation symbol is transmitted on each SC-FDMA data symbol by modulating a time cyclic shift of a base RS sequence of length 12 prior to OFDM modulation (ie, frequency domain CDM). do.
  • spreading codes time-domain spread with the orthogonal spreading code (Walsh-Hadamard of DFT) are used for code-division-multiplex terminals. RSs for different terminals are multiplexed in the same way as data SC-FDMA symbols.
  • Simultaneous transmission of HARQ ACK / NACK and CQI in the LTE system is enabled by UE specific higher layer signaling.
  • the CQI report is dropped and only HARQ ACK / NACK is PUCCH. It is sent using the format la / lb.
  • CQI and 1 or 2 bits of ACK / NACK information need to be multiplexed on the same PUCCH RB while maintaining a low CM (Cubric Metric) single carrier property.
  • CM Cubric Metric
  • ACK / NACK bits may be BPSK or B as shown in FIG. 13. Is QPSK modulated to produce a single HARQ ACK / NACK modulation symbol (d HARQ ).
  • FIG. 13 is a diagram illustrating one constellation mapping state of HARQ ACK / NACK for a general CP.
  • the ACK signal is encoded in binary '1
  • the NACK signal is encoded in binary' 0 ,.
  • a single HARQ ACK / NACK modulation symbol (d HARQ ) is used to modulate a second RS symbol (SC-FDMA symbol 5 (ie RS signaled by ACK / NACK)) in each CQI slot. That is, ACK / NACK is signaled using the corresponding RS.
  • HARQ ACK / NACK are joint encoding with CQI, which is a result of a (20, kcqi- ⁇ k ⁇ ) read muller based block code code. do.
  • the 20 bit codeword is transmitted on the PUCCH using the CQI channel structure of FIG. Joint coding of ACK / NACK and CQI is performed as shown in FIG. 14.
  • 14 is a diagram illustrating a state in which joint coding of HARQ ACK NACK and CQI is performed for an extended CP.
  • the largest number of information bits supported by a code block is 13 bits. At this time, an example is 11 bits and kA / N is 2 bits.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating one method of multiplexing an SR and an ACK / NACK signal
  • FIG. 16 is a diagram illustrating constellation mapping of ACK / NACK and SR with respect to PUCCH format 1 / la / lb.
  • the UE transmits the ACK / NACK signal on the SR PUCCH resource allocated for the positive SR or in the case of a negative SR.
  • ACK / NACK is transmitted on the allocated ACK / NACK PUCCH resource. Constellation mapping for simultaneous transmission of ACK / NACK and SR is shown in FIG. 16. [215] 2.5 HARQ ACK / NACK Transmission in TDD System
  • the UE may receive PDSCHs for a plurality of subframes, the UE may feed back HARQ ACK / NACK for the multiple PDSCHs to the base station. That is, there are two types of HARQ ACK / NACK transmission schemes as follows.
  • ACK / NACK bundling In ACK / NACK bundling, ACK / NACK male answers for multiple data units are combined by a logical-AND operation. For example, if the receiving node (Rx node, or receiving end) successfully decodes all data units, the receiving node transmits an ACK using one ACK / NACK unit. If the receiving node fails to decode a data unit, the receiving node may transmit NACK using one ACK / NACK unit or transmit nothing for ACK / NACK.
  • the content of an ACK / NACK answer for multiple data units is identified by a combination of an ACK / NACK unit and QPSK modulation symbols used in the actual ACK / NACK transmission. For example, assuming that one ACK / NACK unit accepts 2 bits and two data units are transmitted at maximum, the ACK / NACK result that can be identified at the Tx node is shown in Table 9 below. Same as
  • HARQ-ACK (i) indicates an ACK / NACK result for data unit i (that is, at most two data units, that is, data units 0 and 1 exist).
  • DTX means that there is no transmission of the data unit for the HARQ-ACK (i) to be performed or the receiving node has not detected the existence of the data unit corresponding to the HARQ-ACK (i)-" CCH
  • x indicates the ACK / NACK unit used for actual ACK / NACK transmission when there are two ACK / NACK units, CCH 0 and " ⁇ .
  • 0 (0) and b (l) indicate two bits accompanying the selected ACK / NACK unit.
  • the modulation symbol sent on the ACK / NACK unit is determined according to the bits.
  • the receiving node transmits a two-bit (1, 1) by using the ACK / NACK unit " ⁇ CCH,,. If, If the receiving node receives two data units, the first data unit
  • the receiving node uses ⁇ to generate two bits ( 0, 0).
  • ACK / NACK using a single ACK / NACK unit for multiple data units by associating a combination of actual ACK / NACK contents with actual bit contents used for ACK / NACK unit selection and transmission of the ACK / NACK unit Transmission is possible.
  • the embodiment described in Table 9 may be extended to ACK / NACK transmission for two or more data units.
  • NACK and DTX are coupled as in NACK / DTX of Table 9. This is because the combination of the ACK / NACK unit and the QPSK symbol is insufficient to cover all the ACK / NACK hypotheses when NACK and DTX are decoupled.
  • a single constrained NACK case may contain only one HARQ-ACK (i). It is defined as the case of NACK decoupled with DTX.
  • an ACK / NACK unit connected to a data unit corresponding to a single limited NACK may be reserved for transmitting signals of multiple ACK / NACK.
  • a single ACK / NACK unit selection results in a relatively large amount of ACK that yields increased overhead of control channel resources needed to transmit a signal for multiple ACK / NACKs.
  • Equation 3 shows one proof method of generating encoded code bits.
  • the encoded code bits are mapped to code-time-frequency resources as shown in FIG. 17.
  • 17 is a diagram illustrating one method of matching control information to a physical resource region.
  • the first 10 code bits are mapped to specific code-time-frequency resources, and the remaining 10 code bits are mapped to other code-time-frequency resources.
  • the frequency interval between the first 10 code bits and the remaining 10 code bits is set to be large, thereby obtaining frequency diversity of the code bits.
  • PUCCH format 3 is introduced to transmit up to 21 bits of UCI (A / N and SR) bits.
  • the UE transmits 48-bit code bits to PUCCH format 3 Can be transmitted using. Therefore, when the number of UCI bits is 11 bits or less, (32, A) RM coding is used, but cyclic repetition of code bits is used to match the number of code bits required by PUCCH format 3. If the UCI bit exceeds 11 bits, the number of (32, A) RM code based sequences in Table 11 is insufficient. Therefore, as shown in FIG. 18, two (32, A) RM coding blocks are used to create two code bits (referred to as Dual RM), and the remaining bits are reduced to match the number of PUCCH format 3 code bits. Truncation, interleaving and transmission.
  • the transmitter when the number of UCI bits to be input is 21 bits, the transmitter generates the parts 1 and 2 by dividing the bits. Subsequently, (32, A) RM coding is applied to each of part 1 and part 2, but the transmitter cuts or cyclically repeats the code bits to fit the 48 bits transmittable in PUCCH format 3. Thereafter, the transmitting end is configured to be interleaved or concatenated with the output code bits to be transmitted through the PUCCH format 3.
  • bit configuration order for each UCI content will be described. If the use of PUCCH format 3 is configured in the SR transmission subframe, when SR and A / N are transmitted in PUCCH format 3 or PUSCH, A / N is preferentially placed and SR is placed after A / N so that UCI bits Is composed.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a method in which output code bits are interleaved when Dual RM described in FIG. 18 is applied.
  • data blocks i.e., UCI
  • the output code bits are rate matched to 24 bits, respectively, so that AO, A1, A23 and B0, B1,. ", B23.
  • Code bits A0, A1, A23 and B0, B1, B23 are input to the interleaver, and code bits output from the interleaver are output in sequence of two bits, AO, A1, B0, Bl, A2, A3, B2, B3, ... form a bit string of A22, A23, B22, B23.
  • the bitstream is QPSK modulated and in accordance with the PUCCH format 3 transmission format, where the first 24 bits (12 QPSK symbol) of the bitstream are mapped to the second slot and the last 24 bits (12 QPSK symbol) of the bitstream are transmitted. .
  • Polar Coding Polar code is known as a channel code that can obtain channel capacity in Binary-input Discrete Memory Less Channel (B-DMC). That is, the polar code is a channel code that can obtain an error-free channel capacity when the code block size N is infinitely large.
  • the encoder of the placode may perform a channel combining process and a channel splitting process.
  • the channel combining process is a process of determining the size of a code block by connecting B-DMCs in parallel.
  • G N may be calculated as in Equation 4 with respect to the generator matrix G N.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating a state of performing an N-level channel combining process performed in polar coding.
  • the size N of a code block has a limitation of 2 n (n is a natural number).
  • a process of defining an equivalent channel for a specific input may be defined as a channel separation process.
  • the channel separation process may be expressed as a channel transition probability as shown in Equation 5 below.
  • SC decoding method is to calculate the channel transition probability and calculate the LLR (Likelihood Ratio) for the input bit based on this.
  • the channel transition probability may be calculated in an iterative form by using a characteristic in which the channel combining process and the channel separation process have an iterative form.
  • the LLR value may be calculated in an iterative form.
  • the channel transition probability W ⁇ u- iizi for the input bit Ui) may be obtained by the following equations (6) and (7). In this case, may be defined as u, 0 , u ⁇ e by separating the odd index and even index.
  • L ( (0, which is the LLR of the input bit, can be obtained as shown in Equation 8 below).
  • the complexity of the polar encoder and the SC decoder depends on the length N of the code block, and has a complexity of 0 (NlogN).
  • the coding rate is K / N.
  • the row index of ⁇ corresponding to the payload bit is referred to as I, and the remaining NK bits
  • the row index of GN to be referred to is F.
  • the minimum distance of such a polar code is defined as in Equation 9 below.
  • Embodiments of the present invention propose methods for applying polar coding to a mobile communication system.
  • Z (W) is called a Batcharcharya parameter.
  • Z (W) transmits binary inputs 0 or 1, it means a value corresponding to an upper limit of error probability when performing MAP determination. Therefore, Z (W) values can be obtained and arranged in ascending order (small order) to select Z (W) values as much as the desired data payload, thereby transmitting data through the noise-free channel.
  • Equation 10 for the BEC (Binary Erasure Channel).
  • a transmitting end of a wireless access system adds a cyclic redundancy check (CRC) bit to a data payload to transmit an error of data to be transmitted. That is, unless otherwise described, the data payload may be used to mean data bits and CRC bits in the embodiments described below. Since the CRC can detect errors, if the performance of error detection through the CRC is relatively stable, the performance of error detection of the data block can be improved. To this end, when the derived Z (W) is arranged in ascending order (small order), error detection performance may be improved by arranging the CRC bit strings on the equivalent channels as long as the CRC length and then arranging the data bits later. .
  • CRC cyclic redundancy check
  • the 3-bit data payload and the 2-bit CRC are polar coded using a polar encoder having a length of 8 as shown in Equation 10.
  • Equation 10 a method of calculating a Z (W) value is established in a BEC channel. Therefore, in an AWGN channel, an equivalent channel to transmit a data payload can be found in another way. However, even in this case, the CRC By arranging Z (W) in ascending order (small order), the equivalent channel can be allocated to the CRC bit by the CRC length, and then the data payload can be placed on the remaining equivalent channel.
  • both the transmitting end and the receiving end know the equivalent channel to be allocated to the data payload, and the equivalent to be allocated to the data payload.
  • the channel is preferably calculated in advance at the transmitting end.
  • the receiver acquires information on the equivalent channel through which the data payload is transmitted and decodes the polar coded data signal. can do.
  • the bit string corresponding to N-K is a bit string allocated and transmitted to the noise channel.
  • the information on this bit string is preferably known to the receiver in advance. Therefore, the bit string is preferably a bit string predetermined at the transmitter and the receiver, and the bit string to be allocated to the noise channel is ⁇ 0, 0,-, 0 ⁇ or ⁇ 1, 1, '", 1 corresponding to the size NK. ⁇ Can set the bit string.
  • the size of the code block is limited to 2 ⁇ (n is a natural number). Accordingly, it is according to the system's transmission numerology (numerology transmission) requires puncturing (or cutting) operation of the rate matching "or iteration.
  • a rate matching process for coded bits will be described.
  • the size of a data payload (including CRC) generated in a higher layer satisfies a relationship of 2 n ⁇ N ⁇ 2 n + 1 .
  • the transmitter performs encoding with a mother polar encoder having a size of 2 n + 1.
  • the mother polar encoder refers to an encoder which is a reference for performing repetition or flattening according to the size of the data payload.
  • the transmitting end encodes the mother polar encoder having a size of 2 n and then repeats the code block through N-2 n bits. Generate an encoding bit string corresponding to size N. At this time, it is preferable to satisfy the relationship of the size K ⁇ 2 n of the data payload. At this time, THR1 and THR2 may be the same value or different values.
  • the number of "1" in each column of G N may be defined as the weight of each column.
  • the distance of the flattened codeword may be set to maximum.
  • the mother polar encoder is a mother Can be used in the same sense as the generation matrix.
  • the mother generation matrix may be defined as the first generation matrix, and the new generation matrix generated by iterating or puncturing from the mother generation matrix may be defined as the second generation matrix.
  • G 8 ( : , x) is a column vector representing the Xth column of G 8 .
  • Equation 12 is a new generation matrix (ie, a second generation matrix) generated by puncturing the eighth column and the fourth column in Equation (11).
  • Equation 13 shows a case where permutation is performed on the generation matrix of Equation 11 by column weights.
  • the transmitting end should puncture a column corresponding to 2 bits of the polar encoder from the mother generation matrix which is the first generation matrix. In this case, when puncturing a column having a small column additive value, it is preferable to puncture a column corresponding to 0 of the first row. If the second and fourth columns are punctured, the second generation matrix generating the 6-bit payload may be configured as in Equation 14 below.
  • column flattening is performed so that the column weights of the sub-matrix consisting of the rows of the generation matrices in which the payloads are subtracted are in the order of the columns.
  • a new generation matrix may be configured based on a priority of a column index of the mother generation matrix.
  • Equation 15 When the column indexes are punctured in ascending order, the sixth and eighth columns of Equation 11 are punctured to derive a generation matrix as shown in Equation 15 below.
  • the generation matrix may be constructed by flattening or repeating columns corresponding to the priorities.
  • 22 is a diagram illustrating an example of a process of transmitting data through polar coding at a transmitter.
  • the transmitting end may derive an equivalent channel by repeatedly performing channel combining and channel separating. That is, if the channel combining process and the channel separation process are performed, the equivalent channel is divided into a noise channel and a noise free channel (S2210).
  • the transmitter derives the vector parameter Z (W) described in Section 3.1 according to each input bit (S2220).
  • the transmitting end allocates a data payload consisting of CRC bits and data bits to the noise-free channel derived.
  • the reception performance of the receiver may be improved by allocating the CRC bit to a better noise free channel than the data bit (S2230).
  • the transmitter performs puncturing or truncation. If N ⁇ k, perform an iterative process to perform rate matching. For a detailed description thereof, see Section 3.2 (S2240).
  • the transmitter performs interleaving on the polar coded code bits (or code symbols) and transmits the result to the receiver (S2250).
  • size information (k) and a polarity indicating size of a data payload input to a polar encoder are used.
  • the transmitter may transmit size information on the size of the data payload and coding rate information of the polar encoder to the receiver (S2260).
  • the step S2260 may be performed when the transmitting end receives data from an upper layer, or may be performed after the data payload is input to the polar encoder.
  • the IR method is a retransmission method for obtaining a maximum coding gain by setting a redundancy version (RV) different from the initial transmission when retransmitting.
  • RV redundancy version
  • the polar coding gain is set to the maximum by setting the puncturing and repetition pattern of the polar encoder during retransmission.
  • the puncturing is performed by the number of bits to be punctured in the order of the columns of which the weight of the generation matrix is small.
  • the same puncturing pattern is performed again. In the case of columns having the same weight, priority may be determined.
  • the column index order of the generation matrix may be set as a priority. Assume that the generation matrix of Equation 1 1 is the mother generation matrix. In this case, when the column indexes are smaller and the same weight, considering the column index, columns 8, 4, 6, 7, 2, 3, 5 and 1 Leveling is performed in order.
  • the transmitter transmits by puncturing a string corresponding to the 8th and 4th bits in Equation ⁇ .
  • the transmitter may puncture a string corresponding to 3 bits in Equation ⁇ and transmit the punctuation.
  • the transmitter may construct a generation matrix by puncturing columns corresponding to the 6th bit, the 7th bit, and the 2nd bit.
  • the transmitter may configure a generation matrix by flattening a column corresponding to 4 bits. For example, the transmitter may smooth the string corresponding to the third bit, the fifth bit, the first bit, and the eighth bit again.
  • the transmitter may perform puncturing in the reverse order of the column indices.
  • the repetition may be performed by the number of repetition bits in the order of the columns having the larger weight of the mother generation matrix. If a bit string corresponding to all columns is repeated, the same repeating pattern may be performed again.
  • the priority may be set, and the column index order of the generated matrix may be set as the priority.
  • a generation matrix of Equation 11 is assumed to be a mother generation matrix.
  • the column weights are the largest and the same weight, considering the column index, the first column, the second column, the third column, the fifth column, the fourth column, the sixth column, the seventh column, and the eighth column Iteration can be done in order.
  • a new generation matrix is formed by repeating a string corresponding to 2 bits.
  • the 3rd, 5th, and 4th bits are repeatedly transmitted.
  • the data payload is transmitted by constructing a generation matrix by repeating the columns corresponding to the 6th bit, the 7th bit, the 8th bit, and the 1st bit. .
  • the transmitting end may repeat the order of column indexes.
  • a description will be given of a case in which a generation matrix is configured through flattening and repetition techniques during initial transmission and retransmission.
  • the transmitting end may transmit the data payload independently by applying sections 4.1 and 4.2 according to the puncturing and repetition pattern of the previous transmission. For example, if the current transmission uses a repeating pattern, the method described in Section 4.2 is applied in consideration of the repeating pattern during the previous transmission.
  • the method described in Section 4.1 may be applied in consideration of the flattening pattern of the transmission corresponding to the flattening during the previous transmission.
  • the transmitter may iterate in order of column indexes and puncture in reverse order of column indices.
  • the apparatus described with reference to FIG. 23 is means for implementing the methods described with reference to FIGS. 1 to 22.
  • a UE may operate as a transmitting end in uplink and a receiving end in downlink.
  • an e-Node B eNB
  • eNB e-Node B
  • the terminal and the base station may include transmission modules (Tx module: 2340, 2350) and receiving modules (Rx module: 2350, 2370), respectively, to control transmission and reception of information, data, and / or messages.
  • Tx module: 2340, 2350 transmission modules
  • Rx module: 2350, 2370 receiving modules
  • the terminal and the base station each of the processor (processor 2320, 2330) for performing the above-described embodiments of the present invention and the memory (2380, 2390) that can temporarily or continuously store the processing of the processor Each may include.
  • the present invention and embodiments may be performed using the components and functions of the terminal and the base station apparatus described above.
  • the processor of the base station or the terminal may transmit data encoded by performing polar coding by combining the methods described in Sections 1 to 3 described above. See Sections 1 to 3 for details.
  • the transmission modules and the reception module included in the terminal and the base station include a packet modulation and demodulation function, a high speed packet channel coding function, and an orthogonal frequency division multiple access (OFDMA) packet scheduling and time division duplex for data transmission. (TDD: Time Division Duplex) may perform packet scheduling and / or channel multiplexing.
  • the terminal and the base station of FIG. 23 may further include low power radio frequency (RF) / intermediate frequency (IF) models.
  • RF radio frequency
  • IF intermediate frequency
  • the terminal is a personal digital assistant (PDA), a cell phone phone, a personal communication service (PCS) phone, a GSM (Global System for Mobile) phone, a WCDMA (Wideband CDMA). ) Used for phones, mobile broadband system (MBS) phones, hand-held PCs, notebook PCs, smart phones, or multi-mode multi-band (MM-MB) terminals Can be.
  • PDA personal digital assistant
  • PCS personal communication service
  • GSM Global System for Mobile
  • WCDMA Wideband CDMA
  • a smart phone is a terminal that combines the advantages of a mobile communication terminal and a personal portable terminal, and includes a terminal incorporating data communication functions such as schedule management, fax transmission and reception, which are functions of a personal portable terminal, in a mobile communication terminal.
  • a multi-mode multi-band terminal is a portable Internet system and other mobile communication systems (eg, CDMA (Code Division Multiple Access) 2000 system, WCDMA (Wideband CDMA) system, etc.) by embedding a multi-modem chip Refers to a terminal that can all work.
  • Embodiments of the present invention may be implemented through various means.
  • embodiments of the present invention may be implemented by hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • the method according to the embodiments of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), and PLDs (PLDs).
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs PLDs
  • FPGAs programmable logic devices
  • FPGAs field programmable gate arrays
  • processors controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • the method according to the embodiments of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, or functions that perform the functions or operations described above.
  • software code may be stored in the memory units 2380 and 2390 and driven by the processors 2320 and 2330.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.
  • the present invention can be embodied in other specific forms without departing from the spirit and essential features of the present invention. Accordingly, the above detailed description should not be construed as limiting in all aspects and should be considered as illustrative. The scope of the present invention should be determined by reasonable interpretation of the appended claims, and all changes within the equivalent scope of the present invention are included in the scope of the present invention.
  • the claims may be combined with claims that do not have an explicit citation relationship in the claims, or may be incorporated into new claims by amendment after filing.
  • Embodiments of the present invention can be applied to various wireless access systems.
  • various radio access systems include 3rd Generation Partnership Project (3GPP), 3GPP2 and / or IEEE 802.XX (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) systems.
  • 3GPP 3rd Generation Partnership Project
  • 3GPP2 3rd Generation Partnership Project2
  • IEEE 802.XX Institute of Electrical and Electronic Engineers 802
  • Embodiments of the present invention can be applied not only to the various radio access systems, but also to all technical fields that use the various radio access systems.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

본 발명은 폴라 코딩 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치들에 관한 것이다. 본 발명의 일 실시예로서 무선 접속 시스템에서 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신 방법은, 등가 채널에서 노이즈 프리 채널을 찾기 위해 입력되는 데이터 비트에 따라 베터차리아 파라미터를 도출하는 단계와 찾은 노이즈 프리 채널에 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트 및 데이터 비트를 포함하는 데이터 페이로드를 할당하는 단계와 데이터 페이로드를 폴라 인코더에 입력하는 단계와 폴라 인코더에서 출력된 코드 비트들을 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 이때, CRC 비트는 베터차리아 파라미터가 지시하는 노이즈 프리 채널 중 데이터 비트보다 더 좋은 노이즈 프리 채널에 할당될 수 있다.

Description

【명세서】
【발명의 명칭】
무선 접속 시스템에서 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신방법
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 접속 시스템에 관한 것으로, 폴라 코딩 (Polar Coding) 방식 올 무선 접속 시스템에 적용하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다. 즉, 폴라 코딩 방식을 이용하여 데이터를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] 무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비 스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원 (대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지 원할 수 있는 다중 접속 (multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템., FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.
【발명의 상세한 설명】
【기술적 과제】
[3] 본 발명의 목적은 효율적으로 데이터를 송수신하는 방법들에 관한 것이다.
[4] 본 발명의 다른 목적은 효율적 데이터 송수신을 위해 폴라 코딩 방식을 적 용하여 입력되는 데이터 비트를 코딩하는 방법들을 제공하는 것이다.
【51 본 발명의 또 다른 목적은 폴라 코딩 방식을 적용하여 코딩된 코딩 비트들 에 대한 레이트 매칭 방법들을 제공하는 것이다.
[6] 본 발명의 또 다른 목적은 폴라 코딩 방식을 적용하기 위한 폴라 인코더의 생성 행렬들을 구성하는 다양한 방법들을 제공하는 것아다.
[7] 본 발명의 또 다른 목적은 폴라 코딩 방식을 적용시 HARQ를 적용하는 방 법들을 제공하는 것이다.
[8] 본 발명의 또 다른 목적은 이러한 방법들을 지원하는 장치들을 제공하는 것이다. [9] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제 한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고 려될 수 있다.
【기술적 해결방법】
[10] 본 발명은 폴라 코딩 (Polar Coding) 방식을 무선 접속 시스템에 적용하는 방 법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다. 즉， 폴라 코딩 방식을 이용하여 데이터 를 송수신하는 방법 및 이를 지원하는 장치들이 개시된다.
[11] 본 발명의 일 양태로서 무선 접속 시스템에서 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신 방법은, 등가 채널에서 노이즈 프리 채널을 찾기 위해 입력되는 데이터 비트 에 따라 베터차리아 파라미터를 도출하는 단계와 찾은 노이즈 프리 채널에
CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트 및 데이터 비트를 포함하는 데이터 페이로드를 할당하는 단계와 데이터 페이로드를 폴라 인코더에 입력하는 단계와 폴라 인코더 에서 출력된 코드 비트들을 전송하는 단계를 포함할 수 있다. 이때, CRC 비트는 베터차리아 파라미터가 지시하는 노이즈 프리 채널 중 데이터 비트보다 더 좋은 노이즈 프리 채널에 할당될 수 있다.
[12] 상기 방법은 데이터 페이로드의 크기와 폴라 인코더의 코드 블록의 크기를 고려하여, 데이터 페이로드에 대한 레이트 매칭을 수행하는 단계를 더 포함할 수 있다.
【13] 이때， 레이트 매칭을 수행하는 단계에서, 폴라 인코더의 코드 블톡의 크기 가 데이터 페이로드의 크기보다 크면, 그 크기 차이만큼 폴라 인코더에서 사용되 는 생성행렬을 마더 생성행렬의 특정 열을 펑쳐링하여 생성하는 단계를 더 포함될 수 있다.
[14] 이 경우, 특정 열은 가중치가 가장 낮은 열부터 크기 차이만큼 선택되고, 가중치는 마더 생성 행렬의 행렬 요소 중 T 의 개수로 설정될 수 있다.
[15ᅵ 또는, 특정 열은 데이터 비트가 할당되는 노이즈 프리 채널의 인덱스를 기 반으로 설정된 최소 거리를 고려하여 선택될 수 있다.
[16] 또는, 특정 열은 열 인덱스에 따른 우선순위를 고려하여 선택될 수 있다.
[17] 상기 방법은 레이트 매칭을 수행하는 단계에서 플라 인코더의 코드 블록의 크기가 데이터 페이로드의 크기보다 작으면, 그 크기 차이만큼 상기 폴라 인코더 에서 사용되는 생성행렬을 마더 생성행렬의 특정 열올 반복하여 생성하는 단계를 더 포함할 수 있다.
[18] 이때, 특정 열은 가중치가 가장 높은 열부터 그 크기 차이만큼 선택되고, 가중치는 마더 생성 행렬의 행렬 요소 중 의 개수로 설정될 수 있다.
[19] 상기 방법은 데이터 페이로드의 크기를 나타내는 크기 정보 및 폴라 인코 더의 코드 블록의 코딩 레이트에 대한 정보를 수신단으로 전송하는 단계를 더 포 함할 수 있다.
[20] 상술한 본 발명의 양태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과 하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다. 【유리한 효과】
[21] 본 발명의 실시예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
[22] 첫째， 무선 접속 시스템에 폴라 코딩 방식을 도입함으로써 데이터를 효율 적으로 송수신할 수 있다.
[23] 둘째， 폴라 코딩 방식을 이용하는 경우에, 생성 행렬을 가중치, 최소 거리 및 /또는 우선 순위 등을 고려하여 구성함으로써 데이터 페이로드의 비트 수에 따 라 레이트 매칭을 수행할 수 있다.
[24] 셋째, 폴라 코딩 방식을 적용시 HARQ 를 수행하는 새로운 방법들을 제안 한다.
[25] 본 발명의 실시예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식올 가진 자에게 명확 하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과 들 역시 본 발명의 실시예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의 해 도출될 수 있다.
【도면의 간단한 설명】 [26] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되고, 첨부된 도면들은 본 발명에 대한 다양한 실시예들을 제공한다. 또한, 첨부된 도면들은 상 세한 설명과 함께 본 발명의 실시 형태들을 설명하기 위해 사용된다.
[27] 도 1 은 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[28] 도 2는 무선 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[29] 도 3는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[30] 도 4는 상향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[31] 도 5는 하향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
[32] 도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 컴포넌트 캐리어 (CC) 및 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 결합의 일례를 나타내는 도면이다.
[33] 도 7 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.
[34] 도 8은 PUCCH RB들에 PUCCH 포맷이 물리적으로 매핑되는 모습을 나타 내는 도면이다.
[35] 도 9는 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타내는 도면이 다.
[36] 도 10 는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b 를 나타내는 도면 이다.
[37] 도 1 1 은 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/lb 를 나타내는 도면이 다.
[38] 도 12 는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/lb 를 나타내는 도면이 다.
[39] 도 13 은 일반 CP 에 대한 HARQ ACK/NACK의 성상도 매핑 모습의 하나 를 나타내는 도면이다.
[40] 도 14는 확장 CP에 대한 HARQ ACK/NACK 및 CQI의 조인트 코딩을 수 행하는 모습을 나타내는 도면이다.
[41] 도 15 는 SR 및 ACK/NACK 신호를 다중화하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이다.
[42] 도 16 은 PUCCH 포맷 1/la/lb 에 대해 ACK/NACK 및 SR 에 대한 성상도 매핑을 나타내는 도면이다. [43] 도 17 은 물리 자원 영역에 제어 정보가 매칭되는 방법 증 하나를 나타내 는 도면이다.
[44] 도 18은 듀얼 RM 방식을 이용한 코딩 방법의 일례를 나타내는 도면이다.
[45] 도 19 는 도 18 에서 설명한 듀얼 RM 이 적용되었을 때 출력 코드 비트가 인터리빙되는 방법을 구체적으로 나타낸 도면이다.
[46] 도 20은 폴라 코딩에서 수행되는 제 1 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모 습을 나타내는 도면이다.
[47] 도 21 은 폴라 코딩에서 수행되는 제 N 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다. 이때, 코드 블록의 크기 N 은 2n (n 은 자연수)의 제한 을 갖는다.
[48] 도 22 는 송신단에서 폴라 코딩을 통해 데이터를 송신하는 과정의 일례를 나타내는 도면이다.
[49] 도 23에서 설명하는 장치는 도 1 내지 도 22에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
【발명의 실시를 위한 형태】
[50] 이하에서 상세히 설명하는 본 발명의 실시예들은 단말이 둘 이상의 스몰 셀들과 연결되는 다중 연결 모드를 지원하는 무선 접속 시스템에서 CSI를 송신하 는 방법들 및 이를 지원하는 장치들을 제공한다.
[51] 이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으 로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들 의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.
[52] 도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다. [53] 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함 (comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "…기 ", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며， 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일 (a또는 an)", "하나 (one)", "그 (the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서 (특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.
[54] 본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드 (terminal node)로서의 의미가 있다. 봄 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수도 있다.
[55] 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국 (fixed station), Node B, eNode B(eNB), 발전된 기지국 (ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[56] 또한, 본 발명의 실시예들에서 단말 (Terminal)은 사용자 기기 (UE: User Equipment), 이동국 (MS: Mobile Station), 가입자 단말 (SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말 (MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말 (Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말 (AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.
[57] 또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및 /또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및 /또는 이동 노드를 의미한다. 따라서 , 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.
[58] 본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.XX 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템 , 3GPP LTE 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.21 1 , 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213 및 3GPP TS 36.321 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.
[59] 이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며， 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.
[60] 또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정 (特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.
[61] 이하에서는 본 발명의 실시예들이 사용될 수 있는 무선 접속 시스템의 일례로 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 대해서 설명한다.
[62】 이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.
[63] CDMA 는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000 과 같은 무선 기술 (radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA 는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA 는 IEEE 802.1 1 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.
[64】 UTRA 는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.
[65] 1. 3GPP LTE/LTE_A시스템
[66] 무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크 (DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고， 상향링크 (UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고， 이들이 송수신 하는 정보의 종류 /용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[67] 1.1 시스템 일반
[68] 도 1 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
[69] 전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S1 1 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득한다. [70] 그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.
[71] 한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.
[72] 초기 샐 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.
[73] 이후， 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S 13 내지 단계 S16 과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고 (S 13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리엄블에 대한 웅답 메시지를 수신할 수 있다 (S14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송 (S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대웅하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신 (S16)과 같은 충돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.
[74] 상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상 /하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및 /또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신 (S17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및 /또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송 (S18)을 수행할 수 있다.
[75] 단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보 (UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI 는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative- ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.
[76] LTE 시스템에서 UCI 는 일반적으로 PUCCH 를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH 를 통해 전송될 수 있다. 또한， 네트워크의 요청 /지시에 의해 PUSCH 를 통해 UCI 를 비주기적으로 전송할 수 있다.
[77] 도 2는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
[78] 도 2(a)는 타입 1 프레임 구조 (frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중 (full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중 (half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다. ᅳ
[79] 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 = 3G72GG S = 10 ms의 길이를 가지고， rsi0t = 1 5360 · Τ5 = 0'5 ms의 균등한 길이를 가지며 0 부터 19 의 인덱스가 부여된 20 개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2 개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+l 에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임 (radio frame)은 10 개의 서브프레임 (subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 여기서, Ts 는 샘플링 시간을 나타내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552x l(T8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록 (Resource Block)을 포함한다.
[80] 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE 는 하향링크에서 OF IA 를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간 (symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록 (resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파 (subcarrier)를 포함한다. [81] 전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10 개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때， 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면, 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.
[82] 상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.
[83] 도 2(b)는 타입 2 프레임 구조 (frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임 (radio frame)은 ： Tf = 307200 . = 10 ms 의 길이를 가지며， 1«60이 7； = 5 tns 길이를 가지는 2 개의 하프프레임 (half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 3 20 ' 7 = 1 ms 의 길이를 가지는 5 개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 와 2i+1 에 해당하는 각 。1 = 1536으7；=으5 1^의 길이를 가지는 2 개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서， Ts 는 샘플링 시간을 나하내고, Ts=l/(15kHzx2048)=3.2552x l0-8(약 33ns)로 표시된다.
[84] 타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간 (GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3 가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS 는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS 는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.
[85] 다음 표 1는 특별 프레임의 구성 (DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.
[86] 【표 1】 Special subframe Norma I cyclic prefix i n downlink Exte nded cyclic prefix in downlink configuration DwPTS Up TS DwPTS Up PTS
Normal Extended Normal cyclic Extended cyclic cyclic prefix cyclic prefix prefix in uplink prefix in uplink in uplink in uplink
0 6592 s 7680-7；
1 :i9760-Ts 204:80»7
2560,^
¾ 21952-rs 2L92-T, •256Q-7 ' 23040· 7；,
3 24Γ44-Γ, 25600 -Js
4 26336-7 7680 s
5 65 2 S 20480-7 4384· 7； 5120-7；.
6 !9760· 7； 23D40 ,
4384-7 512Q-rs
7 21952-Γ, - - -
8 24144-Γ, - - -
[87] 도 3 은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드 (resource grid)를 예시한 도면이다.
[88] 도 3 을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고， 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12 개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나， 이에 한정되는 것은 아니다.
[89] 자원 그리드 상에서 각 요소 (element)를 자원 요소 (resource element)하고, 하나의 자원 블록: 8： 12 X 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블톡들의 수 NDL 은 하향링크 전송 대역폭 (bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.
[90] 도 4 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
[91] 도 4 를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH 이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH 이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH 와 PUSCH 을 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH 에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB 들은 2 개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH 에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계 (slot boundary)에서 주파수 도약 (frequency hopping)된다고 한다.
[92] 도 5 는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다. [93] 도 5 를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 이¾^1 심블 인덱스 0 부터 최대 3 개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역 (control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH 이 할당되는 데이터 영역 (data region)이다. 3GPP LTE 에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid- ARQ Indicator Channel) 등이 있다.
[94] PCFICH 는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수 (즉， 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH 는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ (Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 확인 응답 신호 (예를 들어, ACK (Acknowledgement) I NACK (Negative- Acknowledgement))를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보 (DCI: Downlink Control Information)라고 한 다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 (Tx) 파워 제어 명령을 포함한다. [95] 1.2 PDCCH(PhysicaI Downlink Control Channel)
[96] 1.2.1 PDCCH 일반
(97] PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷 (즉, 하향링크 그랜트 (DL-Grant)), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보 (즉, 상향링크 그랜트 (UL-Grant)), PCH(Paging Channel)에서의 페이징 (paging) 정보， DL- SCH 에서의 시스템 정보, PDSCH 에서 전송되는 랜덤 액세스 웅답 (random access response)과 같은 상위 레이어 (upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당， 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 여부에 관한 정보 등을 나를 수 있다. [98] 복수의 PDCCH 가 제어영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH 를 모니터링할 수 있다. PDCCH 는 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합 (aggregation)으로 구성된다. 하나 또는 몇몇 연속적인 CCE 의 집합으로 구성된 PDCCH 는 서브블록 인터리빙 (subblock interleaving)을 거친 후 에 제어 영역을 통해 전송될 수 있다. CCE는 무선채널의 상태에 따른 부호화율을 PDCCH 에게 제공하기 위해 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE 는 복수의 자원 요소 그룹 (REG: resource element group)에 대웅된다. CCE의 수와 CCE들에 의해 제 공되는 부호화율의 연관 관계에 따라 PDCCH 의 포떳 및 가능한 PDCCH 의 비트 수가 결정된다
[99] 1.2.2 PDCCH 구조
[100] 복수의 단말에 대한 다중화된 복수의 PDCCH 가 제어영역 내에서 전송될 수 있다. PDCCH는 하나 또는 2 이상의 연속적인 CCE의 집합 (CCE aggregation)으 로 구성된다. CCE는 4 개의 자원 요소로 구성된 REG의 9 개의 세트에 대웅하는 단위를 말한다. 각 REG에는 4개의 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 심볼이 매 핑 된다. 참조 신호 (RS: Reference Signal)에 의하여 점유된 자원 요소들은 REG 에 포함되지 않는다. 즉, OFDM 심볼 내에서 REG 의 총 개수는 샐 특정 참조 신호가 존재하는지 여부에 따라 달라질 수 있다. 4 개의 자원 요소를 하나의 그룹에 매핑 하는 REG 의 개념은 다른 하향링크 제어 채널 (예를 들어， PCFICH 또는 PHICH)에 도 적용될 수 있다. PCFICH 또는 PHICH 않는 REG 를 라 하면 시스템에서 이용 가능한 CCE의 개수는
Figure imgf000016_0001
/9J이며, 각 CCE는 0부터
^CCE - 1까지 인덱스를 가진다.
[101] 단말의 디코딩 프로세스를 단순화하기 위해서, n 개의 CCE 를 포함하는 PDCCH 포맷은 n 의 배수와 동일한 인텍스를 가지는 CCE 부터 시작될 수 있다. 즉, CCE 인덱스가 i인 경우 z' mod" = 0을 만족하는 CCE부터 시작될 수 있다.
[102] 기지국은 하나의 PDCCH신호를 구성하기 위해 { 1, 2, 4, 8} 개의 CCE들을 사용할 수 있으며, 이때의 { 1, 2, 4, 8}은 CCE 집합 레벨 (aggregation level)이라고 부 른다. 특정 PDCCH 의 전송을 위해 사용되는 CCE 의 개수는 채널 상태에서 따라 기지국에 의하여 결정된다. 예를 들어, 양호한 하향링크 채널 상태 (기지국에 가까 운 경우)를 가지는 단말을 위한 PDCCH는 하나의 CCE만으로 층분할 수 있다. 반 면, 좋지 않은 채널 상태 (셀 경계에 있는 경우)를 가지는 단말의 경우는 8 개의 CCE 들이 층분한 강인함 (robustness)을 위하여 요구될 수 있다. 게다가, PDCCH 의 파워 레벨도 채널 상태에 매칭되어 조절될 수 있다.
[103] 다음 표 2 는 PDCCH 포맷을 나타내며, CCE 집합 레벨에 따라 표 2 과 같 이 4가지의 PDCCH포맷이 지원된다.
[104] 【표 2】
PDCCH format Number of CCEs (/t) Number of REGs Number of PDCCH bits
0 1 9 72
1 2 18 144
■ 2 4 36 288
3 8 72 576
[105] 단말마다 CCE 집합 레벨이 다른 이유는 PDCCH 에 실리는 제어정보의 포 맷 또는 MCS(ModuIation and Coding Scheme) 레벨이 다르기 때문이다. MCS 레벨은 데이터 코딩에 사용되는 코드 레이트 (code rate)와 변조 서열 (modulation order)을 의 미한다. 적웅적인 MCS 레벨은 링크 적응 (link adaptation)을 위해 사용된다. 일반적 으로 제어정보를 전송하는 제어채널에서는 3~4 개 정도의 MCS 레벨을 고려할 수 있다.
[106] 제어정보의 포맷을 설명하면， PDCCH 를 통해 전송되는 제어정보를 하향링 크 제어정보 (DCI)라고 한다. DCI 포떳에 따라 PDCCH 페이로드 (payload)에 실리는 정보의 구성이 달라질 수 있다. PDCCH 페이로드는 정보 비트 (information bit)를 의 미한다. 다음 표 3은 DCI 포맷에 따른 DCI를 나타낸다.
[107] 【표 3】
Figure imgf000017_0001
[108] 표 3을 참조하면, DCI 포맷으로는 PUSCH 스케줄링을 위한 포맷 0, 하나의 PDSCH 코드워드의 스케줄링을 위한 포맷 1 , 하나의 PDSCH 코드워드의 간단한 (compact) 스케줄링을 위한 포맷 1A, DL-SCH 의 매우 간단한 스케줄링을 위한 포 맷 1 C, 폐루프 (Closed-loop) 공간 다중화 (spatial multiplexing) 모드에서 PDSCH 스케 줄링을 위한 포맷 2， 개루프 (Openloop) 공간 다중화 모드에서 PDSCH 스케줄링을 위한 포맷 2A, 상향링크 채널을 위한 TPC(Transmission Power Control) 명령의 전송 을 위한 포맷 3 및 3A 가 있다. DCI 포맷 1A 는 단말에 어떤 전송 모드가 설정되 어도 PDSCH 스케줄링을 위해 사용될 수 있다.
[109] DCI 포맷에 따라 PDCCH 페이로드 길이가 달라질 수 있다. 또， PDCCH 페 이로드의 종류와 그에 따른 길이는 간단한 (compact) 스케줄링인지 여부 또는 단말 에 설정된 전송 모드 (transmission mode) 둥에 의해 달라질 수 있다.
[110] 전송 모드는 단말이 PDSCH 를 통한 하향링크 데이터를 수신하기 위해 설 정 (configuration)될 수 있다. 예를 들어, PDSCH 를 통한 하향링크 데이터는 단말에 대한 스케줄된 데이터 (scheduled data), 페이징, 랜덤 액세스 웅답 또는 BCCH를 통 한 브로드캐스트 정보 등이 있다. PDSCH 를 통한 하향링크 데이터는 PDCCH 를 통해 시그널되는 DCI 포맷과 관계가 있다. 전송 모드는 상위 계층 시그널링 (예를 들어, RRC(Radio Resource Control) 시그널링)을 통해 단말에 반정적으로 (semi- statically) 설정될 수 있다. 전송 모드는 성글 안테나 전송 (Single antenna transmission) 또는 멀티 안테나 (Multi-antenna) 전송으로 구분할 수 있다.
[111] 단말은 상위 계층 시그널링을 통해 반정적 (semi-static)으로 전송 모드가 설 정된다. 예를 들어, 멀티 안테나 전송에는 전송 다이버시티 (Transmit diversity), 개루 프 (Open-loop) 또는 폐루프 (Closed-loop) 공간 다중화 (Spatial multiplexing), MU- MIMO(Multi-user-Multiple Input Multiple Output) 또는 범 형성 (Beamforming) 등이 있 다. 전송 다이버시티는 다중 송신 안테나에서 동일한 데이터를 전송하여 전송 신 뢰도를 높이는 기술이다. 공간 다중화는 다중 송신 안테나에서 서로 다른 데이터 를 동시에 전송하여 시스템의 대역폭을 증가시키지 않고 고속의 데이터를 전송할 수 있는 기술이다. 빔 형성은 다중 안테나에서 채널 상태에 따른 가중치를 가하여 신호의 SINR(Signal to Interference plus Noise Ratio)을 증가시키는 기술이다.
[112] DCI 포맷은 단말에 설정된 전송 모드에 종속된다 (depend on). 단말은 자신 에게 설정된 전송 모드에 따라 모니터링하는 참조 (Reference) DCI 포맷이 있다. 단 말에 설정되는 전송 모드는 다음과 같이 10개의 전송 모드를 가질 수 있다.
[113] (1) 전송모드 1 : 단일 안테나 포트; 포트 0
[114] (2) 전송모드 2: 전송 다이버시티 (Transmit Diversity) [115] (3) 전송모드 3 개루프 공간 다중화 (Open-loop Spatial Multiplexing)
[116] (4) 전송모드 4 폐루프 공간 다증화 (Closed-loop Spatial Multiplexing)
[117] (5) 전송모드 5 다중 사용자 MIMO
[118] (6) 전송모드 6 폐루프 탱크 = 1 프리코딩
[119] (7) 전송모드 7 ： 코드북에 기반하지 않는, 단일 레이어 전송올 지원하는 리코딩
[120] (8) 전송모드 8 ： 코드북에 기반하지 않는, 두 개까지 레이어를 지원하는 리코딩
[121] (9) 전송모드 9: 코드북에 기반하지 않는, 여덟 개까지 레이어를 지원하는 프리코딩
[122] (10) 전송모드 1 ()： 코드북에 기반하지 않는, CoMP 를 위해 사용되는， 여덟 개까지 레이어를 지원하는 프리코딩
[123] 1.2.3 PDCCH 전송
[124] 기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다 . CRC에는 PDCCH의 소유자 (owner) 나 용도에 따라 고유한 식별자 (예를 들어， RNTI(Radio Network Temporary Identifier)) 가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자 (예를 들어, C-RNTI(Cell-RNTI))가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH 라면 페이징 지시 식별자 (예를 들어, P-RNTI(Paging-RNTI))가 CRC 에 마스 킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록 (SIB: System Information Block)를 위한 PDCCH 라면 시스템 정보 식별자 (예를 들어, SI- RNTI(System Information RNTI))가 CRC 에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 웅답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여 RA- RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.
[125] 이어, 기지국은 CRC가 부가된 제어정보를 채널 코딩을 수행하여 부호화된 데이터 (coded data)를 생성한다. 이때, MCS 레벨에 따른 코드 레이트로 채널 코딩을 수행할 수 있다. 기지국은 PDCCH 포맷에 할당된 CCE 집합 레벨에 따른 전송를 매칭 (rate matching)을 수행하고, 부호화된 데이터를 변조하여 변조 심벌들을 생성한 다. 이때, MCS 레벨에 따른 변조 서열을 사용할 수 있다. 하나의 PDCCH 를 구성 하는 변조 심벌들은 CCE 집합 레벨이 1, 2, 4, 8 중 하나일 수 있다. 이후, 기지국은 변조심벌들을 물리적인 자원요소에 맵핑 (CCE to RE mapping)한다.
[126] 1.2.4 블라인드 디코딩 (BS: Blind Decoding)
[127] 하나의 서브프레임 내에서 복수의 PDCCH 가 전송될 수 있다. 즉, 하나의 서브프레임의 제어영역은 인덱스 0 ~ NCCE,k - \ ^ 가지는 복수의 로 구성된다. 여기서, NccE,k는 k번째 서브프레임의 제어 영역 내에 총 CCE의 개수를 의미한다. 단말은 매 서브프레임마다 복수의 PDCCH 들을 모니터링한다. 여기서， 모니터링이 란 단말이 모니터링되는 PDCCH 포맷에 따라 PDCCH 들의 각각의 디코딩올 시도 하는 것을 말한다.
[128] 서브프레임 내에서 할당된 제어영역에서 기지국은 단말에게 해당하는 PDCCH가 어디에 있는지에 관한 정보를 제공하지 않는다. 단말은 기지국으로부터 전송된 제어채널을 수신하기 위해서 자신의 PDCCH 가 어느 위치에서 어떤 CCE 집합 레벨이나 DCI 포맷으로 전송되는지 알 수 없으므로, 단말은 서브프레임 내에 서 PDCCH 후보 (candidate)들의 집합을 모니터링하여 자신의 PDCCH 를 찾는다. 이 를 블라인드 디코딩 (BD)이라 한다. 블라인드 디코딩은 단말이 CRC 부분에 자신의 단말 식별자 (UE ID)를 디 마스킹 (De-Masking) 시킨 후, CRC 오류를 검토하여 해당 PDCCH가 자신의 제어채널인지 여부를 확인하는 방법을 말한다.
[129] 활성 모드 (active mode)에서 단말은 자신에게 전송되는 데이터를 수신하기 위해 매 서브프레임의 PDCCH를 모니터링한다. DRX 모드에서 단말은 매 DRX주 기의 모니터링 구간에서 깨어나 (wake up) 모니터링 구간에 해당하는 서브프레임에 서 PDCCH 를 모니터링한다. PDCCH 의 모니터링이 수행되는 서브프레임을 non- DRX서브프레임이라 한다.
[130] 단말은 자신에게 전송되는 PDCCH 를 수신하기 위해서는 non-DRX 서브프 레임의 제어영역에 존재하는 모든 CCE에 대해 블라인드 디코딩을 수행해야 한다. 단말은 어떤 PDCCH 포맷이 전송될지 모르므로, 매 non-DRX 서브프레임 내에서 PDCCH 의 블라인드 디코딩이 성공할 때까지 가능한 CCE 집단 레벨로 PDCCH 를 모두 디코딩해야 한다. 단말은 자신을 위한 PDCCH 가 몇 개의 CCE 를 사용하는 지 모르기 때문에 PDCCH 의 블라인드 디코딩이 성공할 때까지 가능한 모든 CCE 집단 레벨로 검출을 시도해야 한다. [131] LTE 시스템에서는 단말의 블라인드 디코딩을 위해서 서치 스페이스 (SS: Search Space) 개념을 정의한다. 서치 스페이스는 단말이 모니터링하기 위한 PDCCH 후보 세트를 의미하며, 각 PDCCH 포맷에 따라 상이한 크기를 가질 수 있 다. 서치 스페이스는 공용 서치 스페이스 (CSS: Common Search Space)와 단말 특정 서치 스페이스 (USS: UE-specific/Dedicated Search Space)로 구성될 수 있다.
[132] 공용 서치 스페이스의 경우, 모든 단말이 공용 서치 스페이스의 크기에 대 하여 알 수 있으나， 단말 특정 서치 스페이스는 각 단말마다 개별적으로 설정될 수 있다. 따라서， 단말은 PDCCH 를 디코딩하기 위해 단말 특정 서치 스페이스 및 공용 서치 스페이스를 모두 모니터링해야 하며， 따라서 하나의 서브프레임에서 최 대 44 번의 블라인드 디코딩 (BD)을 수행하게 된다. 여기에는 상이한 CRC 값 (예를 들어, C-RNTI, P-RNTI, SI-RNTI, RA-RNTI)에 따라 수행하는 블라인드 디코딩은 포함 되지 않는다ᅳ
[133] 서치 스페이스의 제약으로 인하여, 기지국은 주어진 서브프레임 내에서 PDCCH를 전송하고자 하는 단말들 모두에게 PDCCH를 전송하기 위한 CCE 자원 이 확보될 수 없는 경우가 발생할 수 있다. 왜냐하면, CCE 위치가 할당되고 남은 자원들은 특정 단말의 서치 스페이스 내에 포함되지 않을 수 있기 때문이다. 다음 서브프레임에도 계속될 수 있는 이러한 장벽을 최소화하기 위하여 단말 특정 도약 (hopping) 시퀀스가 단말 특정 서치 스페이스의 시작 지점에 적용될 수 있다.
[134] 표 4 는 공용 서치 스페이스와 단말 특정 서치 스페이스의 크기를 나타낸 다.
[135] 【표 4】
Number of CCEs Number of candidates Number of candidates
PDCCH format («) in common search space in dedicated search space
0 1 — 6
1 2 ― 6
2 4 4 2
3 8 2 2
[136] 블라인드 디코딩을 시도하는 횟수에 따른 단말의 부하를 경감하기 위해, 단말은 정의된 모든 DCI 포맷에 따른 서치를 동시에 수행하지 않는다. 구체적으로, 단말은 단말 특정 서치 스페이스에서 항상 DCI 포맷 0 과 1A 에 대한 서치를 수 행한다. 이때, DCI 포맷 0과 1A는 동일한 크기를 가지나, 단말은 PDCCH에 포함 된 DCI 포맷 0 과 1A 를 구분하는데 사용되는 플래그 (flag for format 0/format 1A differentiation)를 이용하여 DCI 포맷을 구분할 수 있다. 또한, 단말에 DCI 포맷 0 과 DCI 포맷 1A 외에 다른 DCI 포맷이 요구될 수 있는테, 그 일례로 DCI 포맷 1, 1B, 2가 있다.
[137] 공용 서치 스페이스에서 단말은 DCI 포맷 1A와 1C를 서치할 수 있다. 또 한 단말은 DCI 포맷 3 또는 3A 를 서치하도록 설정될 수 있으며, DCI 포맷 3 과 3A는 DCI 포맷 0과 1A와 동일한 크기를 가지나, 단말은 단말 특정 식별자가 아 닌 다른 식별자에 의하여 스크램블된 CRC 를 이용하여 DCI 포맷을 구별할 수 있 다.
[138] 서치 스페이스 Si( "는 집합 레벨 ^ 2，4，8)에 따른 PDCCH 후보 세트를 의미한다ᅳ 서치 스페이스의 PDCCH 후보 세트 에 따른 CCE 는 다음과 같은 수 학식 1에 의해 결정될 수 있다.
[139] 【수학식 1】
L - {(Yk + m) mod + 1
[140] 여기서, M( "은 서치 스페이스에서 모니터하기 위한 CCE 집합 레벨 L 에 따른 PDCCH 후보들의 개수를 나타내며, = 0，ᅳᅳᅳ， ^(0 -1이다. i는 PDCCH 에서 각 PDCCH 후보에서 개별 CCE 를 지정하는 인텍스로서 ^ = 0，· · ·쓰 1 이다 = L"S/2J이며, ".,는 무선 프레임 내에서 슬롯 인덱스를 나타낸다.
[141] 상술한 바와 같이, 단말은 PDCCH 를 디코딩하기 위해 단말 특정 서치 스 페이스 및 공용 서치 스페이스를 모두 모니터링한다. 여기서， 공용 서치 스페이스
(CSS)는 {4, 8}의 집합 레벨을 갖는 PDCCH들을 지원하고, 단말 특정 서치 스페이 스 (USS)는 {1， 2, 4, 8}의 집합 레벨을 갖는 PDCCH들을 지원한다. 표 5는 단말에 의하여 모니터링되는 PDCCH후보를 나타낸다.
[142] 【표 5】
Figure imgf000022_0001
[143] 수학식 1 을 참조하면, 공용 서치 스페이스의 경우 2 개의 집합 레벨, L=4 및 =8에 대해 는 0으로 설정된다. 반면, 집합 레벨 L에 대해 단말 특정 서치 스페이스의 경우 는 수학식 2와 같이 정의된다.
[144] 【수학식 2】
Yk ^ {A - Yk_x ) mod D
[145ᅵ 여기서, y-i = NTi≠0이며， "腦 RNTI 값을 나타낸다. 또한, = 39827이고， /) = 65537이다
[146] 1.3 캐리어 결합 (CA: Carrier Aggregation) 환경
[147] 1.3.1 CA 일반
[148] 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; Rel-8 또는 Rel-9) 시스템 (이하, LTE 시스템)은 단일 컴포넌트 캐리어 (CC: Component Carrier)를 여러 대역으로 분할하여 사용하는 다중 반송파 변조 (MCM: Multi-Carrier Modulation) 방식을 사용한다. 그러나, 3GPP LTE-Advanced 시스템 (이하， LTE-A 시스템) 에서는 LTE 시스템보다 광대역의 시스템 대역폭을 지원하기 위해서 하나 이상의 컴포넌트 캐리어를 결합하여 사용하는 캐리어 결합 (CA: Carrier Aggregation)과 같은 방법을 사용할 수 있다. 캐리어 결합은 반송파 집성， 반송파 정합, 멀티 컴포넌트 캐리어 환경 (Multi-CC) 또는 멀티캐리어 환경이라는 말로 대체될 수 있다ᅳ
[149] 본 발명에서 멀티 캐리어는 캐리어의 결합 (또는， 반송파 집성)을 의미하며, 이때 캐리어의 병합은 인접한 (contiguous) 캐리어 간의 병합뿐 아니라 비 인접한 (noncontiguous) 캐리어 간의 병합을 모두 의미한다. 또한, 하향링크와 상향링크 간에 집성되는 컴포넌트 캐리어들의 수는 다르게 설정될 수 있다. 하향링크 컴포넌트 캐리어 (이하, 'DL CC라 한다) 수와 상향링크 컴포넌트 캐리어 (이하, 'UL CC'라 한다) 수가 동일한 경우를 대칭적 (symmetric) 병합이라고 하고， 그 수가 다른 경우를 비대칭적 (asymmetric) 병합이라고 한다. 이와 같은 캐리어 결합은 반송파 집성, 대역폭 집성 (bandwidth aggregation), 스펙트럼 집성 (spectrum aggregation) 등과 같은 용어와 흔용되어 사용될 수 있다.
[150] 두 개 이상의 컴포넌트 캐리어가 결합되어 구성되는 캐리어 결합은 LTE-A 시스템에서는 100MHz 대역폭까지 지원하는 것을 목표로 한다. 목표 대역보다 작은 대역폭을 가지는 1 개 이상의 캐리어를 결합할 때, 결합하는 캐리어의 대역폭은 기존 IMT 시스템과의 호환성 (backward compatibility) 유지를 위해서 기존 시스템에서 사용하는 대역폭으로 제한할 수 있다.
[151] 예를 들어서 기존의 3GPP LTE 시스템에서는 { 1.4, 3, 5, 10, 15, 20}MHz 대역폭을 지원하며, 3GPP LTE-advanced 시스템 (즉， LTE-A)에서는 기존 시스템과의 호환을 위해 상기의 대역폭들만을 이용하여 20MHz보다 큰 대역폭을 지원하도록 할 수 있다ᅳ 또한， 본 발명에서 사용되는 캐리어 결합 시스템은 기존 시스템에서 사용하는 대역폭과 상관없이 새로운 대역폭을 정의하여 캐리어 결합을 지원하도록 할 수도 있다.
[152] 또한， 위와 같은 캐리어 결합은 인트라 -밴드 CA(Intra-band CA) 및 인터 -밴드 CA(Inter-band CA)로 구분될 수 있다. 인트라 -밴드 캐리어 결합이란, 다수의 DL CC 및 /또는 UL CC 들이 주파수상에서 인접하거나 근접하여 위치하는 것을 의미한다. 다시 말해, DL CC 및 /또는 UL CC들의 캐리어 주파수가 동일한 밴드 내에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 반면, 주파수 영역에서 멀리 떨어져 있는 환경을 인터 -밴드
CA(Inter-Band CA)라고 부를 수 있다. 다시 말해, 다수의 DL CC 및 /또는 UL CC들의 캐리어 주파수가 서로 다른 밴드들에 위치하는 것을 의미할 수 있다. 이와 같은 경우, 단말은 캐리어 결합 환경에서의 통신을 수행하기 위해서 복수의 RF(radio frequency)단을 사용할 수도 있다.
[153] LTE-A 시스템은 무선 자원을 관리하기 위해 셀 (cell)의 개념을 사용한다. 상술한 캐리어 결합 환경은 다증 셀 (multiple cells) 환경으로 일컬을 수 있다. 셀은 하향링크 자원 (DL CC)과 상향링크 자원 (UL CC) 한 쌍의 조합으로 정의되나, 상향링크 자원은 필수 요소는 아니다. 따라서， 셀은 하향링크 자원 단독， 또는 하향링크 자원과 상향링크 자원으로 구성될 수 있다.
[154] 예를 들어, 특정 단말이 단 하나의 설정된 서빙 셀 (configured serving cell)을 가지는 경우 1 개의 DL CC와 1 개의 UL CC를 가질 수 있다. 그러나, 특정 단말이 2개 이상의 설정된 서빙 샐을 가지는 경우에는 샐의 수만큼의 DL CC를 가지며 UL CC의 수는 그와 같거나 그보다 작을 수 있다. 또는, 그 반대로 DL CC와 UL CC가 구성될 수도 있다. 즉, 특정 단말이 다수의 설정된 서빙 셀을 가지는 경우 DL CC의 수보다 UL CC가 더 많은 캐리어 결합 환경도 지원될 수 있다.
[155] 또한， 캐리어 결합 (CA)은 각각 캐리어 주파수 (셀의 중심 주파수)가 서로 다른 둘 이상의 샐들의 병합으로 이해될 수 있다. 캐리어 결합에서 말하는 '셀 (Cell)'은 주파수 관점에서 설명되는 것으로, 일반적으로 사용되는 기지국이 커버하는 지리적 영역으로서의 '셀'과는 구분되어야 한다. 이하, 상술한 인트라 -밴드 캐리어 결합을 인트라 -밴드 다중 셀이라고 지칭하며, 인터 -밴드 캐리어 결합을 인터 -밴드 다중 셀이라고 지칭한다.
[156] LTE-A 시스템에서 사용.되는 셀은 프라이머리 셀 (PCell: Primary Cell) 및 세컨더리 셀 (SCell: Secondary Cell)을 포함한다. P셀과 S샐은 서빙 샐 (Serving Cell)로 사용될 수 있다. RRC_CONNECTED 상태에 있지만 캐리어 결합이 설정되지 않았거나 캐리어 결합을 지원하지 않는 단말의 경우, P 셀로만 구성된 서빙 셀이 단 하나 존재한다. 반면, RRC_CONNECTED 상태에 있고 캐리어 결합이 설정된 단말의 경우 하나 이상의 서빙 셀이 존재할 수 있으며, 전체 서빙 셀에는 P 셀과 하나 이상의 S셀이 포함된다.
[157] 서빙 샐 (P 샐과 S 셀)은 RRC 파라미터를 통해 설정될 수 있다. PhysCellld 는 셀의 물리 계층 식별자로 0 부터 503 까지의 정수값을 가진다. SCelllndex 는 S 셀을 식별하기 위하여 사용되는 간략한 (short) 식별자로 1 부터 7 까지의 정수값을 가진다. ServCelllndex 는 서빙 셀 (P 셀 또는 S 셀)을 식별하기 위하여 사용되는 간략한 (short) 식별자로 0 부터 7 까지의 정수값을 가진다. 0 값은 P 샐에 적용되며, SCelllndex 는 S셀에 적용하기 위하여 미리 부여된다. 즉， ServCelllndex에서 가장 작은 셀 ID (또는 셀 인덱스)을 가지는 샐이 P샐이 된다.
[158] P셀은 프라이머리 주파수 (또는, primary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미한다. 단말이 초기 연결 설정 (initial connection establishment) 과정을 수행하거나 연결 재- 설정 과정을 수행하는데 사용될 수 있으며, 핸드오버 과정에서 지시된 샐을 지칭할 수도 있다. 또한, P 셀은 캐리어 결합 환경에서 설정된 서빙 셀 증 제어관련 통신의 중심이 되는 셀을 의미한다. 즉, 단말은 자신의 P 셀에서만 PUCCH 를 할당 받아 전송할 수 있으며， 시스템 정보를 획득하거나 모니터링 절차를 변경하는데 P 셀만을 이용할 수 있다. E-UTRAN(Evolved Universal Terrestrial Radio Access)은 캐리어 결합 환경을 지원하는 단말에게 이동성 제어 정보 (mobilityControlInfo)를 포함하는 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용하여 핸드오버 절차를 위해 P샐만을 변경할 수도 있다.
[159] S샐은 세컨더리 주파수 (또는， Secondary CC) 상에서 동작하는 셀을 의미할 수 있다. 특정 단말에 P샐은 하나만 할당되며, S셀은 하나 이상 할당될 수 있다. S셀은 RRC 연결이 설정이 이루어진 이후에 구성 가능하고 추가적인 무선 자원을 제공하는데 사용될 수 있다. 캐리어 결합 환경에서 설정된 서빙 셀 중에서 P 샐을 제외한 나머지 셀들， 즉 S셀에는 PUCCH가 존재하지 않는다.
[160] E-UTRAN 은 S 샐을 캐리어 결합 환경을 지원하는 단말에게 추가할 때, RRC— CONNECTED 상태에 있는 관련된 셀의 동작과 관련된 모든 시스템 정보를 특정 시그널 (dedicated signal)을 통해 제공할 수 있다. 시스템 정보의 변경은 관련된 S 셀의 해제 및 추가에 의하여 제어될 수 있으며， 이 때 상위 계층의 RRC 연결 재설정 (RRCConnectionReconfigutaion) 메시지를 이용할 수 있다. E-UTRAN은 관련된 S 셀 안에서 브로드캐스트하기 보다는 단말 별로 상이한 파라미터를 가지는 특정 시그널링 (dedicated signaling) 할 수 있다.
[161] 초기 '보안 활성화 과정이 시작된 이후에, E-UTRAN 은 연결 설정 과정에서 초기에 구성되는 P 샐에 부가하여 하나 이상의 S 샐을 포함하는 네트워크를 구성할 수 있다ᅳ 캐리어 결합 환경에서 P 셀 및 S 셀은 각각의 컴포넌트 캐리어로서 동작할 수 있다. 이하의 실시예에서는 프라이머리 컴포넌트 캐리어 (PCC)는 P 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있으며， 세컨더리 컴포넌트 캐리어 (SCC)는 S 셀과 동일한 의미로 사용될 수 있다.
[162] 도 6 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 컴포넌트 캐리어 (CC) 및 LTE— A 시스템에서 사용되는 캐리어 결합의 일례를 나타내는 도면이다.
[163] 도 6(a)는 LTE 시스템에서 사용되는 단일 캐리어 구조를 나타낸다. 컴포넌트 캐리어에는 DL CC 와 UL CC가 있다. 하나의 컴포년트 캐리어는 20MHz의 주파수 범위를 가질 수 있다.
[164] 도 6(b)는 LTE_A 시스템에서 사용되는 캐리어 결합 구조를 나타낸다. 도 6(b)를 참조하면 20MHz 의 주파수 크기를 갖는 3 개의 컴포넌트 캐리어가 결합된 경우를 확인할 수 있다. DL CC와 UL CC가 각각 3 개씩 있으나, DL CC와 UL CC의 개수에 제한이 있는 것은 아니다. 캐리어 결합의 경우 단말은 3 개의 CC 를 동시에 모니터링할 수 있고, 하향링크 신호 /데이터를 수신할 수 있고 상향링크 신호 /데이터를 송신할 수 있다.
[165] 만약, 특정 셀에서 N 개의 DL CC 가 관리되는 경우에는, 네트워크는 단말에 M (M≤N)개의 E>L CC 를 할당할 수 있다. 이때, 단말은 M 개의 제한된 DL CC 만을 모니터링하고 DL 신호를 수신할 수 있다. 또한, 네트워크는 L (L≤M≤N)개의 DL CC 에 우선순위를 주어 주된 DL CC 를 단말에 할당할 수 있으며, 이러한 경우 UE 는 L 개의 DL CC 는 반드시 모니터링해야 한다. 이러한 방식은 상향링크 전송에도 똑같이 적용될 수 있다.
[166] 하향링크 자원의 반송파 주파수 (또는 DL CC)와 상향링크 자원의 반송파 주파수 (또는, UL CC) 사이의 링키지 (linkage)는 RRC 메시지와 같은 상위계층 메시지나 시스템 정보에 의해 지시될 수 있다. 예를 들어， SIB2(System Information Block Type2)에 의해서 정의되는 링키지에 의해서 DL 자원과 UL 자원의 조합이 구성될 수 있다. 구체적으로, 링키지는 UL 그랜트를 나르는 PDCCH 가 전송되는 DL CC 와 상기 UL 그랜트를 사용하는 UL CC 간의 맵핑 관계를 의미할 수 있으며， HARQ를 위한 데이터가 전송되는 DL CC (또는 UL CC)와 HARQ ACK/NACK 신호가 전송되는 UL CC (또는 DL CC)간의 맵핑 관계를 의미할 수도 있다. [167] 1.3.2 크로스 캐리어 스케줄링 (Cross Carrier Scheduling)
[168] 캐리어 결합 시스템에서는 캐리어 (또는 반송파) 또는 서빙 셀 (Serving Cell)에 대한 스케줄링 관점에서 자가 스케줄링 (Self-Scheduling) 방법 및 크로스 캐리어 스케줄링 (Cross Carrier Scheduling) 방법의 두 가지가 있다. 크로스 캐리어 스케줄링은 크로스 컴포넌트 캐리어 스케줄링 (Cross Component Carrier Scheduling) 또는 크로스 셀 스케줄링 (Cross Cell Scheduling)으로 일컬을 수 있다.
[169] 자가 스케줄링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH가 동일한 DL CC로 전송되거나: DL CC 에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH 가 UL Grant 를 수신한 DL CC와 링크되어 있는 UL CC를 통해 전송되는 것을 의미한다.
[170] 크로스 캐리어 스케즐링은 PDCCH(DL Grant)와 PDSCH 가 각각 다른 DL CC로 전송되거나， DL CC에서 전송된 PDCCH(UL Grant)에 따라 전송되는 PUSCH가 UL 그랜트를 수신한 DL CC와 링크되어 있는 UL CC가 아닌 다른 UL CC를 통해 전송되는 것을 의미한다.
[171] 크로스 캐리어 스케줄링 여부는 단말 특정 (UE-specific)하게 활성화 또는 비활성화될 수 있으며, 상위계층 시그널링 (예를 들어， RRC 시그널링)을 통해서 반정적 (semi-static)으로 각 단말 별로 알려질 수 있다.
[172] 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우, PDCCH 에 해당 PDCCH 가 지시하는 PDSCH/PUSCH 가 어느 DI JL CC 를 통해서 전송되는지를 알려주는 캐리어 지시자 필드 (CIF: Carrier Indicator Field)가 필요하다. 예를 들어, PDCCH 는 PDSCH 자원 또는 PUSCH 자원올 CIF 를 이용하여 다수의 컴포넌트 캐리어들 중 하나에 할당할 수 있다. 즉， DL CC 상에서의 PDCCH 가 다중 집성된 DL/UL CC 중 하나에 PDSCH 또는 PUSCH 자원을 할당하는 경우 CIF 가 설정된다. 이 경우, LTE Release-8 의 DCI 포맷은 CIF 에 따라 확장될 수 있다. 이때 설정된 CIF 는 3bit 필드로 고정되거나, 설정된 CIF 의 위치는 DCI 포맷 크기와 무관하게 고정될 수 있다. 또한, LTE Release-8 의 PDCCH 구조 (동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)를 재사용할 수도 있다.
[173] 반면， DL CC 상에서의 PDCCH 가 동일한 E>L CC 상에서의 PDSCH 자원을 할당하거나 단일 링크된 UL CC 상에서의 PUSCH 자원을 할당하는 경우에는 CIF 가 설정되지 않는다. 이 경우, LTE Release-8 과 동일한 PDCCH 구조 (동일 코딩 및 동일한 CCE 기반의 자원 매핑)와 DCI 포맷이 사용될 수 있다.
[174] 크로스 캐리어 스케줄링이 가능할 때, 단말은 CC 별 전송 모드 및 /또는 대역폭에 따라 모니터링 CC 의 제어영역에서 복수의 DCI 에 대한 PDCCH 를 모니터링하는 것이 필요하다. 따라서, 이를 지원할 수 있는 검색 공간의 구성과 PDCCH 모니터링이 필요하다.
[175] 캐리어 결합 시스템에서, 단말 DL CC 집합은 단말이 PDSCH 를 수신하도록 스케줄링된 DL CC 의 집합을 나타내고, 단말 UL CC 집합은 단말이 PUSCH 를 전송하도록 스케줄링된 UL CC 의 집합을 나타낸다. 또한, PDCCH 모니터링 집합 (monitoring set)은 PDCCH모니터링을 수행하는 적어도 하나의 DL CC의 집합을 나타낸다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합과 같거나, 단말 DL CC 집합의 부집합 (subset)일 수 있다. PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합내의 DL CC들 중 적어도 어느 하나를 포함할 수 있다. 또는 PDCCH 모니터링 집합은 단말 DL CC 집합에 상관없이 별개로 정의될 수 있다. PDCCH 모니터링 집합에 포함되는 DL CC 는 링크된 UL CC 에 대한 자기-스케줄링 (self-scheduling)은 항상 가능하도록 설정될 수 있다. 이러한, 단말 DL CC 집합, 단말 UL CC 집합 및 PDCCH 모니터링 집합은 단말 특정 (UE-specific), 단말 그룹 특정 (UE group-specific) 또는 셀 특정 (Cell- specific)하게 설정될 수 있다.
[176] 크로스 캐리어 스케줄링이 비활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 항상 단말 DL CC 집합과 동일하다는 것을 의미하며, 이러한 경우에는 PDCCH 모니터링 집합에 대한 별도의 시그널링과 같은 지시가 필요하지 않다. 그러나， 크로스 캐리어 스케줄링이 활성화된 경우에는 PDCCH 모니터링 집합이 단말 DL CC 집합 내에서 정의되는 것이 바람직하다. 즉, 단말에 대하여 PDSCH 또는 PUSCH 를 스케줄링하기 위하여 기지국은 PDCCH 모니터링 집합만을 통해 PDCCH를 송한다. [177] 도 7 은 본 발명의 실시예들에서 사용되는 크로스 캐리어 스케줄링에 따른 LTE-A 시스템의 서브 프레임 구조를 나타낸다.
[178] 도 7 을 참조하면, LTE-A 단말을 위한 DL 서브프레임은 3 개의 하향링크 컴포넌트 캐리어 (DL CC)가 결합되어 있으며, DL CC 'A'는 PDCCH 모니터링 DL CC로 설정된 경우를 나타낸다. CIF가사용되지 않는 경우, 각 DL CC는 CIF 없이 자신의 PDSCH 를 스케줄링하는 PDCCH 를 전송할 수 있다. 반면， CIF 가 상위 계충 시그널링을 통해 사용되는 경우， 단 하나의 DL CC 'A'만이 CIF 를 이용하여 자신의 PDSCH 또는 다른 CC 의 PDSCH를 스케줄링하는 PDCCH를 전송할 수 있다. 이때， PDCCH 모니터링 DL CC로 설정되지 않은 DL CC 'Β' 와 'C는 PDCCH를 전송하지 않는다.
[179] 2. PUCCH(Physkal Uplink Control Channel)를 통한 제어신호 전송
[180] PUCCH는 상향링크 제어 정보 (UCI: Uplink Control Information)을 전송하기 위 해 사용되는 상향링크 제어채널이다. PUCCH 상에서 전송되는 UCI는 스케줄링 요청 (SR) 정보, HARQ ACK/NACK 정보, CQI 정보 등을 포함한다.
[181] 서브프레임에서 단말이 전송할 수 있는 제어 정보의 양은 서브프레임에서 제 서 신호 데이터의 전송을 위해 가능한 SC-FDMA 심볼들의 개수 (이때, PUCCH 의 코 히어런트 검출 (coherent detection)을 위해 사용되는 참조 신호들의 전송을 위한 SC- FDMA 심볼들을 제외함)에 따라 결정된다. LTE/LTE-A 시스템은 PUCCH 상에서 시 그널될 정보에 따라 7개의 서로 다른 PUCCH 포맷을 지원한다.
[182] PUCCH는 상향링크 제어 정보를 전송하기 위하여 다음의 포맷으로 구성될 수 있다.
[183] (1) 포맷 1 : 온 -오프 키잉 (OOK: On-Off keying) 변조 또는 스케줄링 요청 (SR: Scheduling Request)에 사용 [184] (2) 포맷 la와 포맷 lb: SR과 함께 ACK/NAC 전송 또는 ACK/NACK 단독 전송에 사용
[185] 1) 포맷 la: 1개의 코드워드에 대한 BPSK ACK/NACK
[186] 2) 포떳 lb: 2개의 코드워드에 대한 QPSK ACK/NACK
[187] (3) 포맷 2: 코딩된 20비트의 CQI 전송에 사용
[188] (4) 포맷 2a와 포맷 2b: CQI와 ACK/NACK동시 전송에 사용
[189] (5) 포맷 3: CA 환경에서 다수 개 ACK/NACK 전송을 위해 사용
[190] 표 6은 PUCCH 포맷에 따른 변조 방식과 서브프레임 당 비트 수를 나타낸 다. 표 7 은 PUCCH 포맷에 따른 슬롯 당 참조 신호의 개수를 나타낸다. 표 8 은
PUCCH 포맷에 따른 참조 신호의 SC-FDMA 심볼 위치를 나타낸 표이다. 표 6 에 서 PUCCH 포맷 2a와 2b는 일반 순환 전치의 경우에 해당한다.
[191] 【표 6】
Figure imgf000031_0001
[192] 【표 7】
Figure imgf000031_0002
[193] 【표 8】
Figure imgf000031_0003
[194] 도 8 은 PUCCH RB 들에 PUCCH 포맷이 물리적으로 매핑되는 모습을 나타내는 도면이다.
[195] 도 8 을 참조하면， PUCCH 포맷 2/2a/2b 는 PUCCH 대역의 가장자리 RB들에 매핑되고 할당되고 (예를 들어， PUCCH 영역 m=0, 1), 이어서 PUCCH 포맷 2/2a/2b 및 PUCCH 포맷 1/la/lb 가 결합된 PUCCH RB 가 할당되고 (예를 들어, PUCCH 영역 m-2), 다음으로 PUCCH 포맷 1/la/lb가 PUCCH RB들에 할당된다 (예를 들어， PUCCH 영역 m=3, 4, 5). PUCCH 포맷 2/2a/2b에 사용되는 PUCCH RB들의 개수 에 대한 정보는 방송 신호에 의해 셀에서 단말들에게 전달된다. 도 8 은 PUCCH 포맷이 할당되는 일례이며， 실제 PUCCH 상에 매핑되는 PUCCH 포맷들은 상술한 순서에 따라 순차적으로 할당될 수 있다.
[196] 2.1 PUCCH 포맷 2를 통한 CQI 전송
[197] 도 9는 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타내고, 도 10는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 2/2a/2b를 나타낸다.
[198] CQI 를 보고하기 위해 단말에 의해 사용되는 주기성 및 주파수 해상도는 모두 기지국에 의해 제어된다. 시간 도메인에서, 주기적 및 비주기적 CQI 보고가 지원된다. PUCCH 포맷 2 는 주기적 CQI 보고에만 사용되고， PUSCH 는 비주기적 CQI 보고에 사용된다. 이때, 기지국은 특별히 단말에 비주기적 CQI 보고를 지시하 고， 단말은 상향링크 데이터 전송이 스케줄링된 자원에 CQI 보고를 함께 전송한다.
[199] 일반 CP 의 경우에 하나의 슬롯에 대한 PUCCH CQI 채널 구조는 도 9 를 참조할 수 있다. 이때, SC-FDMA 심볼 1 및 5(즉， 두 번째 및 여섯 번째 심볼)는 DM-RS(Demodulation Reference Signal)를 전송하기 위해 사용된다. 확장 CP의 경우 하나의 슬롯에 대한 PUCCH CQI 채널 구조는 도 10을 참조할 수 있다. 이때, SC- FDMA 심볼 3이 DM-RS를 전송하기 위해 사용된다. DM-RS는 단말아 상향링크로 전송하는 참조신호로 UL RS로 불릴 수 있다.
[200] 1/2 코딩 레이트로 채널 코딩된 10비트의 CQI 정보는 (20， k) 리드물러 (RM: Reed-Muller) 코드로 펑쳐링되어 20비트의 코딩 비트로 산출된다. 이후 QPSK성상 도 매칭 이전에 스크렘블링 (예를 들어， 31 길이 골드 시뭔스를 포함하는 PUSCH 데이터와 유사한 방식으로 스크램블링될 수 있음)된다. 하나의 QPSK 변조 심볼은 OFDM 변조되기 이전에 길이 12 의 기저 RS 시퀀스를 시간 순환 천이 (cyclic time shift) 변조함으로써 서브프레임에서 10 SC-FDMA 심볼들 각각에 전송된다. 12개의 동일한 간격의 시간 순환 천이는 동일한 CQI PUCCH RB상에서 12개의 서로 다른 단말들이 직교적으로 다중화될 수 있도록 한다. DM-RS 시퀀스는 주파수 도메인에 서 CQI 신호 시뭔스와 유사하게 구성되지만， CQI 데이터 변조를 포함하지 않는다. [201] 단말은 사용할 PUCCH 영역 및 시간 순환 천이를 지시하는 PUCCH 자원 인덱스 « CCH를 포함하는 상위 계층 신호를 수신함으로써 주기적으로 서로 다른 CQI, PMI 및 RI를 CQI PUCCH 상에서 보고하도록 구성된다.
[202] 2.2 PUCCH 포맷 1을 통한 HARQ ACK/NACK 전송
[203] 도 1 1 은 일반 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/lb를 나타내고， 도 12는 확장 순환 전치인 경우의 PUCCH 포맷 la/lb를 나타낸다.
[204] 도 1 1 및 도 12 를 참조하면, 일반 CP 의 경우 가운데 세 개의 SC-FDMA 심볼들이 UL-RS를 위해 사용되고， 확장 CP의 경우 가운데 두 개의 SC-FDMA 심 볼들이 UL-RS 를 위해 사용된다. 이때, 1 비트 및 2 비트 ACK/NACK 들은 각각 BPSK 및 QPSK 변조 방식으로 변조된다.
[205] CQI 전송의 경우에, 하나의 BPSK/QPSK 변조 심볼은 OFDM 변조 이전에 길이 12 의 기저 RS 시뭔스의 시간 순환 천이를 변조함으로써 (즉, 주파수 도메인 CDM) 각 SC-FDMA 데이터 심볼 상에서 전송된다. 또한, 직교 스프레딩 코드 (DFT 의 왈쉬 하다마드 (Walsh-Hadamard of DFT))로 시간 도메인 스프레딩된 스프레딩 코 드들은 코드 분할 다중 (code-division-multiplex) 단말들에 사용된다. 서로 다른 단말 들에 대한 RS들은 데이터 SC-FDMA 심볼들과 같은 방식으로 다중화된다.
[206] 2.3 CQI 및 ACK/NACK다중화
[207] LTE 시스템에서 HARQ ACK/NACK 및 CQI의 동시 전송은 단말 특정 상위 계층 시그널링에 의해 가능해진다.
[208] 만약， 동시 전송이 가능하지 않은 경우, 단말이 HARQ ACK/NACK 전송이 필요한 동일 서브프레임의 PUCCH 상에서 CQI 를 보고하도톡 구성되는 경우에， CQI 보고는 드롭되고 오직 HARQ ACK/NACK 만이 PUCCH 포맷 la/lb 를 이용하 여 전송된다.
[209] 만약， 동시 전송이 가능한 경우에는， CQI 및 1 비트 또는 2 비트의 ACK/NACK 정보는 낮은 CM(Cubric Metric) 단일 캐리어 성질을 유지하면서 동일 한 PUCCH RB 상에 다중화될 필요가 있다. 이를 달성하기 위한 방법들은 일반 CP 와 확장 CP의 경우에 서로 다르다.
[210] 일반 CP의 경우에, CQI와 함께 1 비트 또는 2 비트 HARQ ACK/NACK을 전송하기 위해, ACK/NACK 비트들 (스크램블되지 않음)은 도 13 과 같이 BPSK 또 는 QPSK 변조되어, 단일 HARQ ACK/NACK 변조 심볼 (dHARQ)로 산출된다. 도 13 은 일반 CP 에 대한 HARQ ACK/NACK 의 성상도 매핑 모습의 하나를 나타내는 도면이다. 이때， ACK신호는 이진수 ' 1，로 인코딩되고, NACK신호는 이진수 '0，으 로 인코딩된다. 단일 HARQ ACK/NACK 변조 심볼 (dHARQ)은 각 CQI 슬롯에서 두 번째 RS 심볼 (SC-FDMA 심볼 5(즉， ACK/NACK이 시그널되는 RS))을 변조하기 위 해 사용된다. 즉, ACK/NACK은 해당 RS를 이용하여 시그널링된다.
[211] 술롯 당 하나의 RS 심볼을 갖는 확장 CP 의 경우에, 1 비트 또는 2 비트의 HARQ ACK/NACK은 (20， kcqi-十 k^) 리드 뮬러 기반의 블톡 코드의 결과인 CQI 와 조인트 인코딩된다. 20 비트 코드워드는 도 9 의 CQI 채널 구조를 사용하는 PUCCH 상에서 전송된다. ACK/NACK 및 CQI 의 조인트 코딩은 도 14 와 같이 수 행된다. 도 14는 확장 CP에 대한 HARQ ACK NACK 및 CQI의 조인트 코딩을 수 행하는 모습을 나타내는 도면이다. 코드블록에 의해 지원되는 정보 비트의 가장 큰 수는 13비트이다. 이때, 예는 11 비트이고, kA/N은 2 비트이다. [212] 2.4 SR 및 ACK/NACK의 다중화
[213] 도 15 는 SR 및 ACK/NACK 신호를 다중화하는 방법 중 하나를 나타내는 도면이고, 도 16 은 PUCCH 포맷 1/la/lb 에 대해 ACK/NACK 및 SR에 대한 성상 도 매핑을 나타내는 도면이다ᅳ
[214] 도 15 를 참조하면， SR 신호 및 ACK/NACK 신호가 동일 서브프레임에서 동시에 전송되면, 단말은 포지티브 SR 을 위해 할당된 SR PUCCH 자원 상에서 ACK/NACK 신호를 전송하거나, 네가티브 SR 의 경우에는 할당된 ACK/NACK PUCCH 자원 상에서 ACK/NACK 을 전송한다. ACK/NACK 및 SR 의 동시 전송을 위한 성상도 매핑은 도 16에 도시되어 있다. [215] 2.5 TDD 시스템에서 HARQ ACK/NACK 전송
[216] LTE TDD(Time Division Duplexing)인 경우에, 단말은 복수의 서브프레임 동 안 PDSCH들을 수신할 수 있으므로 다중 PDSCH들에 대한 HARQ ACK/NACK을 기지국에 피드백할 수 있다. 즉, 다음과 같은 두 가지 타입의 HARQ ACK/NACK 전송 방식들이 있다.
[217] (1) ACK/NACK 번들링 [218] ACK/NACK 번들링에서, 다중 데이터 유닛들에 대한 ACK/NACK 웅답은 논리 -AND 연산에 의해 결합된다. 예를 들어， 만약 수신 노드 (Rx node, 또는 수신단) 가 모든 데이터 유닛들을 성공적으로 복호하는 경우에, 수신 노드는 하나의 ACK/NACK유닛을 이용하여 ACK을 전송한다. 만약 수신 노드가 어느 데이터 유 닛의 디코딩에 실패하면， 수신 노드는 하나의 ACK/NACK 유닛을 이용하여 NACK 을 전송하거나 ACK/NACK을 위해 아무것도 전송하지 않을 수 있다.
[219] (2) ACK/NACK 다중화
[220] ACK/NACK 다중화에서， 실제 ACK/NACK 전송에서 사용되는 ACK/NACK 유닛 및 QPSK 변조 심볼들 중 하나의 조합에 의해 다중 데이터 유닛들에 대한 ACK/NACK 웅답의 내용이 식별된다. 예를 들어, 만약 하나의 ACK/NACK 유닛이 2 비트들을 수빈하고 두 개의 데이터 유닛들이 최대로 전송되는 경우를 가정하면, 송신 노드 (Tx node)에서 식별할 수 있는 ACK/NACK 결과는 다음 표 9와 같다.
[221] 【표 9】
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[222] 표 9 에서 HARQ-ACK(i)는 데이터 유닛 i (즉, 최대 2 개의 데이터 유닛들, 즉 데이터 유닛 0 및 1 이 존재한다)에 대한 ACK/NACK 결과를 지시한다. 표 9에 서 DTX 는 대웅되는 HARQ-ACK(i)에 대한 데이터 유닛의 전송이 없거나 수신 노 드가 HARQ-ACK(i)에 대응되는 데이터 유닛의 존재를 검출하지 못한 것을 의미한 다- " CCH,x은 두 개의 ACK/NACK 유닛들인 CCH 0 및 "^ 이 있는 경우 실제 ACK/NACK 전송에 사용되는 ACK/NACK유닛을 지시한다.
[223] 0(0),b(l)은 선택된 ACK/NACK 유닛에 수반되는 두 비트들을 지시한다. ACK/NACK 유닛을 통해 전송되는 변조 심볼은 비트들에 따라 결정된다. 예를 들 어, 만약 수신 노드가 두 개의 데이터 유닛들을 성공적으로 수신 및 디코딩하면， 수신 노드는 ACK/NACK유닛 "^CCH,,을 이용하여 두 비트 (1， 1)를 전송한다. 만약， 수신 노드가 두 개의 데이터 유닛을 수신하는 경우에, 첫 번째 데이터 유닛
(HARQ-ACK(O)에 대웅되는)의 디코딩에 실패하고 두 번째 데이터 유닛 ((HARQ- ACK(l)에 대응되는)의 디코딩에 성공하면, 수신 노드는 ^^을 이용하여 두 비 트 (0, 0)을 전송한다.
[224] 실제 ACK/NACK 내용들과 ACK/NACK 유닛 선택 및 ACK/NACK 유닛의 전송에 사용되는 실제 비트 내용의 조합을 연계함으로써， 다중 데이터 유닛에 대 한 단일 ACK/NACK 유닛을 이용한 ACK/NACK 전송이 가능하다. 표 9 에서 설명 한 실시예는 2 이상의 데이터 유닛에 대한 ACK/NACK 전송에 확장될 수 있다.
[225] ACK/NACK 다중화 방법에 있어서, 모든 데이터 유닛들에 대해 적어도 하 나의 ACK 이 존재하면， NACK 및 DTX 는 표 9 의 NACK/DTX 와 같이 커플 (coupled)된다. 왜냐하면， ACK/NACK 유닛 및 QPSK 심볼의 조합은 NACK 및 DTX 가 디커블되는 경우에 모든 ACK/NACK 가설들을 커버하기에 부족하기 때문이다. 반면에, 모든 데이터 유닛들에 대한 ACK이 존재하지 않는 경우에는 (즉, NACK 또 는 DTX 만이 모든 데이터 유닛들에 대해 존재하는 경우), 단일 한정 NACK 케이 스가 오직 하나의 HARQ-ACK(i)가 DTX 와 디커플된 NACK 인 경우로 정의된다. 이 경우， 단일 한정 NACK 에 대응되는 데이터 유닛에 연결된 ACK/NACK 유닛은 다중 ACK/NACK의 신호를 전송하기 위해 유보될 수 있다.
[226] 주어진 물리 자원에 전송 가능한 데이터 유닛의 최대 개수가 커지면， ACK/NACK 다중화를 위한 요구되는 ACK/NACK 가설들은 급격히 증가할 수 있다. 데이터 유닛들의 최대 개수 및 ACK/NACK 유닛들에 대웅되는 개수를 N 및 NA로 나타내면, DTX 경우가 불가능한 경우에도 ACK/NACK 다중화를 위해 2N ACK/NACK 가정들이 요구된다. 반면에, 상술한 바와 같이 단일 ACK/NACK 유닛 선택 방식을 적용하면, 최대 4NA ACK/NACK 가설들로 ACK/NACK 다중화를 지원 할 수 있다.
[227] 즉, 데이터 유닛들의 개수가 증가함에 따라, 단일 ACK/NACK 유닛 선택은 다중 ACK/NACK 에 대한 신호를 전송하기 위해 필요한 제어 채널 자원들의 증가 되는 오버헤드를 산출하는 상대적으로 큰 양의 ACK/NACK 유닛들을 필요로 한다. 예를 들어, 만약 5 데이터 유닛들 (N=5)이 전송에 사용되면， ACK/NACK 다중화를 위해 필요한 ACK/NACK 가설들의 개수는 2N=32(=4NA)개이므로 8 ACK/NACK 유 닛들 (NA=8)이 ACK/NACK 전송을 위해 가능하다. [228] 2.6 PUCCH 포맷 2에 대한 상향링크 채널 코딩
[229] LTE 상향링크 전송에서， 특정 제어 채널들은 표 10 과 같은 선형 블록 코 딩을 이용하여 인코딩된다.
[230] 【표 10】
Figure imgf000037_0002
[231] 만약 선형 블록 코드에 입력되는 입력 비트들은 αο,αι , ,..., 과 같이 나타 내지고, 인코딩된 이후의 코드 비트들은 ^ Λ,..·， (이때, Β=20)와 같이 나타내진 다. 다음 수학식 3 은 인코딩된 코드 비트들을 생성하는 방법 증 하나를 나타내낸 다.
[232] 【수학식 3】 mod 2 , where i = 0, 1, 2, B- l
Figure imgf000037_0001
[233] 인코딩된 코드 비트들은 도 17 과 같이 코드-시간-주파수 자원에 매핑된다. 도 17 은 물리 자원 영역에 제어 정보가 매칭되는 방법 중 하나를 나타내는 도면 이다. 첫 번째 10 코드 비트들은 특정 코드-시간-주파수 자원에 매핑되고, 나머지 10 코드 비트들은 다른 코드-시간-주파수 자원에 매핑된다. 이때， 첫 번째 10 코드 비트들과 나머지 10 코드 비트들의 주파수 간격은 크게 설정됨으로써, 코드 비트 들에 대한 주파수 다이버시티를 얻을 수 있다. [234] 2.7 LTE-A 시스템에서 상향링크 채널 코딩
[235】 상술한 바와 같이 LTE 시스템 (즉, Rel-8)에서는 UCI 가 PUCCH 포맷 2 로 전송될 경우 최대 13비트의 CSI를 표 10의 (20, A) RM 코딩이 수행된다. 그러나, UCI가 PUSCH로 전송될 경우 최대 11 비트의 CQI를 다음 표 11 의 (32， A) RM 코딩을 수행하며, PUSCH로 전송될 코드 레이트를 맞추기 위해 절단 (truncation) 또 는 순환 반복을 수행한다.
[236] 【표 11】
Figure imgf000038_0001
[237】 LTE-A 시스템에서는 최대 21 비트의 UCI (A/N 및 SR) 비트를 전송하기 위 해서 PUCCH 포맷 3 이 도입되었고， 일반 CP 인 상황에서는 단말은 48 비트의 코 드 비트를 PUCCH 포맷 3 을 이용하여 전송할 수 있다. 따라서, UCI 비트 수가 11 비트 이하 일 때는 (32,A) RM 코딩을 사용하되, PUCCH 포맷 3 에서 요구하는 코 드 비트 수에 맞도록 코드 비트들의 순환 반복을 사용한다. 만약, UCI비트가 11비 트를 초과할 경우는 표 11 의 (32,A) RM 코드 기반 시퀀스의 개수가 부족하기 때 문에， 이를 도 18과 같이 두 개의 (32,A) RM coding 블톡을 사용하여 두 개의 코드 비트들을 만들고 (이를, Dual RM으로 칭한다), 이들을 PUCCH 포맷 3 코드 비트 수 에 맞춰 줄이기 위해서 나머지 비트들을 절단 (truncation)하고 인터리빙하여 전송한 다.
[238] 이러한 최대 21비트의 UCI가 PUSCH로 전송될 경우, UCI 비트수가 1 1 이 하 일 때는 기존 Rel-8과 같이 (32,A) RM 코딩을 사용하여 PUSCH에 전송될 코드 레이트를 맞추기 위해서 절단 또는 순환 반복을 수행하며， 1 1 비트를 초과할 경우 Dual RM 을 사용하여 두 개의 coded 비트를 만들고, 이들을 PUSCH 에 전송될 코 드 레이트를 맞추기 위해서 절단 또는 순환 반복을 수행한다.
[239] 도 18 을 참조하면， 입력되는 UCI 비트 수가 21 비트인 경우, 송신단은 이 를 분할하여 부분 1 및 부분 2 를 생성한다. 이후 부분 1 및 부분 2 각각에 (32,A) RM 코딩을 적용하되 송신단은 PUCCH 포맷 3 에서 전송 가능한 48 비트에 맞도 록 코드 비트들을 절단 또는 순환 반복한다. 이후, 송신단은 출력되는 코드 비트들 을 인터리빙 또는 연접하여 PUCCH 포맷 3을 통해 전송 가능하도록 구성한다.
[240] 보다 구체적으로 UCI 내용별로 비트 구성 순서에 대해서 설명한다. SR 전 송 서브프레임에서 PUCCH 포맷 3 의 사용이 구성된 경우, PUCCH 포맷 3 이나 PUSCH로 SR 및 A/N이 전송될 때, A/N이 우선적으로 배치되고 SR이 A/N 다음 으로 배치되어 UCI 비트가 구성된다.
[241] 도 19 는 도 18 에서 설명한 Dual RM 이 적용되었을 때 출력 코드 비트가 인터리빙되는 방법을 구체적으로 나타낸 도면이다. 도 19 를 참조하면, 길이 A, B 인 데이터 블록 (즉， UCI)이 각각 (32, A), (32， B) RM 인코더에 입력될 때， 출력 코드 비트는 각각 24 비트로 레이트 매칭되어 AO, Α1,· · ·, A23과 B0, B l, . ", B23이 된다.
[242] 코드 비트들 A0, Α1,·· ·, A23과 B0, B1, · ··, B23은 인터리버에 입력되고, 인 터리버에서 출력되는 코드 비트들은 각각 두 비트 씩 차례대로 출력되어 AO, A1, B0, Bl, A2, A3, B2, B3, · · ·, A22, A23, B22, B23의 비트열을 이룬다. 비트열은 QPSK 변조되고 PUCCH 포맷 3 전송 형식에 맞추어서, 비트열의 첫 24 비트 (12 QPSK symbol)은 첫 번째 슬롯에， 비트열의 나중 24 비트 (12 QPSK symbol)는 두 번째 슬 롯에 매핑되어 전송된다.
[243] 3. 폴라 코딩 [244] 폴라 코드 (Polar code)는 B-DMC(Binary-input Discrete Memory less Channel) 에 서 채널 용량 (channel capacity)를 얻을 수 있는 채널 코드로 알려져 있다. 즉， 폴라 코드는 코드 블톡 (code block)의 크기 N 을 무한히 크게 하면 오류가 없는 채널 용 량을 얻을 수 있는 채널 코드이다. 플라 코드의 인코더 (encoder)는 채널 결합 (channel combining) 과정과 채널 분리 (channel splitting) 과정을 수행할 수 있다.
[245] 채널 결합 과정은 B-DMC 을 평행하게 연접하는 과정으로 코드 블록의 크 기를 결정하는 과정이다. 도 20 은 폴라 코딩에서 수행되는 제 1 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습을 나타내는 도면이다. 즉， 도 20은 B-DMC 인 2 개의 W를 결합하는 것을 나타내고 있다. [246] 이때, u u2는 이진 입력 소스 비트 (binary-input source bit)이며 y!, y2는 출력 코드 비트 (output coded bit)이다. 이때, 전체 등가 채널 (equivalent channel)을 W2로 가정한다ᅳ 만약， N개의 B-DMC를 채널 결합할 때， 결합되는 각각의 채널들은 반복적인 형태로 표현될 수 있다. 즉, X^ U^ GN이고, ^^ ." , )^ }, ux N =
{uy ' UN }인 경우에, 생성 행렬 (generator matrix) GN에 대해서, GN을 다음 수학식 4와 같이 계산할 수 있다.
[247] 【수학식 4】
GN = BNF®N, N = 2N, F = J] , F®N = F(8)F®(N-", F®0 = 1, BN = RN (I2 (¾
[248】 수학식 4에서 RN은 비트 리버설 인터리버 (bit-reversal interleaver)를 나타내고, 압력 비트 Sl N 에 대해서 출력 비트 = (^ Sy ^N^ Sy ^N) 가 되도록 매핑하는 동작을 수행한다. 이와 같은 관계를 도 21에 도시하였다. 도 21은 폴라 코딩에서 수행되는 제 N 레벨 채널 결합 과정을 수행하는 모습올 나타내는 도면이다ᅳ 이때, 코드 블록의 크기 N은 2n (n은 자연수)의 제한을 갖는다.
[249] N 개의 B-DMC 을 채널 결합한 이후， 특정 입력에 대한 등가 채널을 정의 하는 과정을 채널 분리 과정으로 정의할 수 있다. 채널 분리 과정은 다음 수학식 5와 같은 채널 전이 확률 (channel transition probability)로 표현할 수 있다.
[250] 【수학식 5】
Figure imgf000040_0001
[251】 상술한 채널 결합 과정 및 채널 분리 과정을 거친 후， 다음 표 12와 같은 이론을 도출할 수 있다.
[252] 【표 12】
Theorem: For any B-DMC W, the channels [w^j polarize in the sense that, for any fixed δ G (0, 1), as N goes to infinity through powers of two, the fraction of indices i e {1, ··· , N} for which l(몌€ (1 - δ, 1] goes to I(W) and the fraction for which
Ι( \^)) G [0, δ) goes to 1- I(W) . Hence, as N→∞, channels polarize, either completely noisy or noise free and we know these channels exactly at the transmitter.
So, we fix bad channels and transmit uncoded bits over good ones.
[253] 표 12 에서 도출된 이론은 다음과 같다. 코드 블록의 크기 N 이 무한대로 커지면, 특정 입력 비트에 대한 등가 채널이 오류가 존재하는 노이즈 채널 (noisy channel)과 오류가 없는 노이즈 프리 채널 (noise free channel)로 구분된다. 이는 특정 입력 비트에 대한 등가 채널의 용량이 0 또는 I(W)로 구분되는 것과 같은 의미이 다.
[254] 이와 같은 폴라 코드에 대한 디코딩 방식 중의 한 가지 방법은 연속 제거 (SC: Successive Cancellation) 디코딩 방식이다. SC 디코딩 방식은 채널 전이 확률을 구하고， 이를 기반으로 입력 비트에 대한 LLR(Likelihood Ratio)을 계산하는 방식이 다. 이때， 채널 전이 확률은 채널 결합 과정과 채널 분리 과정이 반복적인 형태로 이루어진 특성을 이용하면 반복적인 형태로 계산할 수 있다.
[255] 따라서, 최종적으로 LLR 값도 반복적인 형태로 계산될 수 있다. 우선 입력 비트 Ui에 대한 채널 전이 확률인 W^ ^^ u -ilui)는 다음 수학식 6 및 7 을 통해 구할 수 있다. 이때, 는 홀수 인덱스와 짝수 인덱스로 분리하여 u ,0, u^e와 같이 정의할 수 있다.
【256】 【수학식 6】
=∑ - fcr 2N(yi 2N|u?N)
Figure imgf000041_0001
= ∑u2i ∑u-+1,e ^ wN ( NN +i|u¾) ■ ∑u-+1,0 ^ wN ( iN iNo ® ui,e) - ∑u2i W®(yi N, -2 Θ u¾"2 0 u2i) · W»(y , Ul 2:e-2 |u2i) using the definition of ^^과기^) = ：쒜 ^^ )
[257] 【수학식 7】
Figure imgf000042_0001
-
Figure imgf000042_0002
— 2 θ u — 2 Θ u2i) . W«(y¾N +1, u — 2 |u2i)
[258] 이때， 입력비트에 대한 LLR 인 L( (0 은 다음 수학식 8 과 같 o 구할 수 있다.
[259] 【수학식 8】
Figure imgf000042_0003
[260] 본 발명의 실시예들에서 설명된 모든 수학식들에서 사용되는 수학 연산 기 호들은 일반적인 수학 연산 기호와 동일한 의미로 이용되므로, 그에 대한 구체적 인 설명은 생략하되, 해당 수학식들을 해석하는 경우에는 일반적인 수학 연산 기 호와 동일한 정의로써 해석될 수 있다.
[261] 폴라 인코더 및 SC 디코더의 복잡도는 코드블록의 길이 N에 따라 달라지 며, 0(NlogN)의 복잡도를 갖는다. 길이 N의 폴라 코드에서 K 비트의 입력 비트를 가정할 때, 코딩 레이트 (coding rate)는 K/N이 된다. 이때, 데이터 페이로드 크기 N 의 폴라 인코더의 생성 행렬을 GN이라 정의하면， 인코딩 비트는 x1 N = uϊlGN과 같 이 표현 할 수 있으며, 중 K 개의 비트는 페이로드 비트에 해당되며， 페이로드 비트에 대응하는 (^의 행 인덱스 (row index)를 I라 하고, 나머지 N-K 개의 비트에 대웅하는 GN의 행 인덱스를 F라고 가정한다. 이와 같은 폴라 코드의 최소 거리 (minimum distance)는 다음 수학식 9와 같이 정의된다.
[262] 【수학식 9】 dmin( ) = min 2-^^
6/
[263] 수학식 9에서 wt(i)는 i(i=0, 1, N-1)의 이진 확장시 ' Γ의 개수를 의미한 다. 즉, wi:(0는 실제 정보가 전송되는 채널의 인덱스 (즉, GN의 행 인덱스 I)를 이 진수로 나타낼 때 1의 개수를 의미한다.
[264] 3.1등가채널도출
[265] 본 발명의 실시예들에서는 폴라 코딩을 이동 통신 시스템에 적용하는 방법들을 제안한다.
[266] 앞서 기술하였듯이 채널 결합 과정과 채널 분리 과정을 수행하면 등가 채널이 노이즈 채널 및 노이즈 프리 채널로 구분된다. 이때, 데이터 페이로드는 노아즈 프리 채널로 전송이 되어야 한다. 즉, 노이즈 프리한 등가 채널에 데이터 페이로드를 전송하여야 좋은 성능을 얻을 수 있다. [267] 이때， 노이즈 프리한 등가 채널을 찾는 방법은 각 입력 비트에 대해서 등가 채널의 Z(W) = ∑VW(y|0)W(y|l) 값을 구하여 정할 수 있다. 이때, Z(W)는 베터차리야 파라미터 (Battacharyya parameter)라고 불린다. Z(W)는 이진 입력 0 또는 1을 전송하였을 경우, MAP 결정을 수행할 때 오류 확률의 상한계 (upper-bound)에 해당하는 값을 의미한다. 따라서 , Z(W) 값들을 구하여 오름차순 (작은 순서)으로 배치하여 원하는 데이터 페이로드만큼 Z(W)값을 선택함으로써， 노이즈 프리 채널을 통해 데이터를 전송할 수 있다.
[268] Z(W)는 BEC(Binary Erasure Channel)에 대해서는 다음 수학식 10과 같이 구할 수 있다.
[269] 【수학식 10】
z(w«) = z(w(bl,b2,..,bk_i }) [270] 수학식 10을 이용하여 BEC 채널의 소거 (erasure) 확률이 0.5인 경우의 코드 블록의 크기가 8일 때 Z(W) 값을 계산하면 다음과 같다. Z(W) = { 1.00, 0.68, 0.81, 0.12, 0.88, 0.19， 0.32, 0.0아이다. 따라서, 데이터 페이로드의 크기가 2인 경우는 등가 채널 8 (Z(W) = 0.00)과 등가 채널 4 (Z(W) = 0.12)를 통해 데이터 페이로드를 전송하면 된다.
[271】 3.1.1 CRC 부가방법
[272] 무선 접속 시스템의 송신단은 전송하는 데이터의 오류 검출을 위하여 데이터 페이로드에 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트를 첨가하여 전송한다. 즉, 별다른 설명이 없는 경우에는, 이하에서 설명하는 실시예들에서 데이터 페이로드는 데이터 비트와 CRC 비트를 포함하는 의미로 사용될 수 있다. CRC는 오류를 검출할 수 있기 때문에, CRC를 통한 오류 검출의 성능이 상대적으로 안정하다면, 데이터 블록의 오류 검출의 성능이 향상될 수 있다. 이를 위해서, 도출한 Z(W)를 오름차순 (작은 순서)으로 나열하였을 때， CRC 길이만큼의 등가 채널들에 CRC 비트열을 배치한 후 데이터 비트들를 이후에 배치하게 되면 오류 검출 성능이 높아질 수 있다.
[273] 예를 들면， 수학식 10과 같이 길이 8인 폴라 인코더를 이용하여 3 비트 데이터 페이로드 및 2 비트 CRC를 폴라 코딩한다고 가정한다. 이때， CRC 2 비트를 등가 채널들 중 가장 성능이 좋은 노이즈 프리 채널들인 등가 채널 8(즉, Z(W)=0.00인 채널)과 등가 채널 4(즉, Z(W)=0.12인 채널)에 배치한 후， 다음으로 성능이 좋은 노이즈 프리 채널들인 등가 채널 6(즉, Z(W)=0.19인 채널), 등가 채널 7(즉， Z(W)=0.32인 채널)， 등가 채널 2(즉， Z(W)=0.68인 채널)를 통해 데이터 페이로드를 전송할 수 있다.
[274] 수학식 10과 같이 Z(W) 값을 계산하는 방법은 BEC 채널에서 성립한다. 따라서, AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널에서는 데이터 페이로드를 전송할 등가 채널을 다른 방식으로 찾을 수 있다. 다만, 이 경우에도 CRC는 도출한 Z(W)를 오름차순 (작은 순서)으로 배치하여, CRC 길이만큼 등가 채널을 CRC 비트에 할당한 후， 나머지 등가 채널에 데이터 페이로드를 배치할 수 있다.
[275] 또, 다른 방법으로 수신단에서 SC 디코딩을 가정하지 않는 경우에는, CRC 비트와 데이터 페이로드의 신뢰성이 동등하게 중시된다. 따라서, z(w)를 오름차순 (작은 순서)으로 배치했을 때, 데이터 페이로드를 먼저 성능이 좋은 등가 채널에 할당하고, 이후 CRC 비트를 다음 등가 채널들에 할당할 수 있다.
[276] CRC 비트를 포함하는 데이터 페이로드의 크기 및 코딩 레이트 (coding rate)에 따라서, 데이터 페이로드에 할당될 등가 채널은 송신단 및 수신단이 모두 알고 있는 것이 바람직하며， 데이터 페이로드에 할당될 등가 채널은 송신단에 미리 계산되어 있는 것이 바람직하다.
[277] 따라서， 송신단은 수신기에 데이터 페이로드 크기와 코딩 레이트에 대한 정보를 전송하게 되면, 수신기는 데이터 페이로드가 전송되는 등가 채널에 대한 정보를 획득하여 폴라 코딩된 데이터 신호에 대한 디코딩을 수행할 수 있다.
[278] 또한， 코딩 레이트 r=K/N인 폴라 인코더의 코드 블록 크기는 N이고 페이로드 크기는 K이다. 이 경우, N-K에 해당하는 비트열은 노이즈 채널에 할당 및 전송되는 비트 열이다. 이러한 비트열에 대한 정보는 수신기에게 미리 알려져 있는 것이 바람직하다. 따라서, 비트열은 송신단 및 수신단에서 미리 정한 비트열이 바람직하며， 노이즈 채널에 할당될 비트열은 그 크기 N-K에 해당하는 {0, 0, -, 0} 또는 { 1, 1, '", 1 }로 비트열을 정할 수 있다.
[279] 3.2 인코딩 비트에 대한 레이트 매칭
[280] 폴라 인코더는 특성 상 코드 블록의 크기가 2Π (n은 자연수)으로 제한되어 있다. 따라서, 시스템의 전송 수비학 (transmission numerology)에 따라서 펑쳐링 (또는， 절단) ' 또는 반복의 레이트 매칭 동작이 필요하게 된다. 이하에서는 코딩된 비트들에 대한 레이트 매칭 과정에 대해서 설명한다. [281] 본 발명의 실시예들에서, 상위 계층에서 생성되는 데이터 페이로드 (CRC 포함)의 크기는 2n < N < 2n+ 1의 관계를 만족한다고 가정한다. 이때, 코드워드 크기의 제 1임계값 (THR1)이 존재하여, 코드 비트의 크기가 게 1임계값 보다 큰 경우， 송신단은 2n+1 크기의 마더 폴라 인코더 (mother polar encoder)로 인코딩을 수행한 후, 2n+ 1 -N 비트만큼 펑쳐링을 수행하여 코드워드 크기 N의 인코딩 비트열을 생성한다. 이때, 데이터 페이로드의 크기 K > 2n의 관계를 만족하는 것이 바람직하다. 이때, 마더 폴라 인코더는 데이터 페이로드의 크기에 따라 반복 또는 평쳐링을 수행하기 위한 기준이 되는 인코더를 의미한다.
[282] 한편， 데이터 페이로드의 크기가 제 2임계값 (THR2)보다 작게 되는 경우, 송신단은 2n 크기의 마더 폴라 인코더로 인코딩을 수행한 후, N- 2n 비트만큼 반복올 통하여 코드 블록 크기 N께 해당하는 인코딩 비트열을 생성한다. 이때， 데이터 페이로드의 크기 K < 2n의 관계를 만족하는 것이 바람직하다. 이때， THR1과 THR2는 서로 동일한 값 또는 서로 다른 값일 수 있다.
[283] 이하에서는 가중치, 최소 거리 및 /또는 우선 순위를 고려하여 코드워드 비트를 펑쳐링 또는 반복함으로써 레이트 매칭을 수행하기 위한 생성 행렬올 구성하는 방법들에 대해서 설명한다.
[284] 3.2.1 가중치를 이용한 생성행렬 구성
[285] 입력되는 데이터 페이로드에 대한 크기 N의 폴라 인코더의 생성 행렬을 GN이라 하면, 인코딩된 비트열은 x1 N = uϊίGN로 표현할 수 있다. 이때， GN의 각 열 (column)에 있는 " 1 "의 수를 각 열의 가중치 (weight)라 정의할 수 있다. GN올 마더 폴라 인코더로 하여 반복을 수행하는 경우, 가중치가 큰 열 순으로 반복을 수행하면, 반복한 코드워드의 거리가 최대로 설정될 수 있다.
[286] 마찬가지 방법으로, 송신단이 GN 마더 폴라 인코더로 펑쳐링을 수행하는 경우， 가중치가 작은 열 순으로 펑쳐링을 수행하게 되면, 평쳐링한 코드워드의 거리가 최대로 설정될 수 있다ᅳ 본 발명의 실시예들에서 마더 폴라 인코더는 마더 생성행렬과 동일한 의미로 사용될 수 있다. 또한, 마더 생성행렬은 제 1생성행렬로 정의될 수 있고, 마더 생성 행렬로부터 반복 또는 펑쳐링되어 생성되는 새로운 생성 행렬은 거] 2생성행렬로 정의될 수 있다.
[287] 다음 수학식 1 1은 코드 블록의 크기 N = 8인 폴라 인코더의 생성 행렬 GN 의 일례이다.
[288] 【수학식 1 1】
Figure imgf000047_0001
[289] 수학식 11과 같은 생성 행렬을 갖는 폴라 인코더에서 각 열의 가중치는 {8: 4， 4， 2, 4, 2, 2, 1 }이 된다. 따라서， 코드워드 길이 C = 10인 코드워드를 전송할 때는 생성 행렬의 각 열의 가중치 순서서로 가장 큰 제 1열 및 다음으로 가중치가 큰 제 2， 3, 5열 중 하나를 선택하여 반복하여 전송한다. 즉, 코드워드 C=8 까지는 생성행렬을 이용하여 인코딩하고， 나머지 두 개의 코드워드는 제 1열 및 제 2， 3， 5 열 중 하나를 선택하여 반복하여 인코딩한 후 전송할 수 있다. 예를 들어， 송신단이 제 1열 및 제 2열을 선택하였을 때 새로운 생성 행렬인 = [G8 Gr], Gr = [G8(: ,1) G8(: ,2) ]이다. 여기서, G8(: , x)는 G8의 제 X열을 나타내는 컬럼 백터 (column vector)이다.
[290] 마찬가지로, 코드워드 길이 C=6인 코드워드를 전송할 때는 가중치가 가장 작은 제 8열 및 제 4, 6, 7열 중 하나를 펑쳐링하여 인코딩 할 수 있다. 이때, 송신단이 제 8열 및 제 4열을 선택하였을 경우의 생성 행렬 (}6은 다음 수학식 12와 같다.
[291] 【수학식 12】
Figure imgf000048_0001
[292] 수학식 12는 수학식 11에서 제 8열 및 제 4열이 펑쳐링되어 생성된 새로운 생성행렬 (즉, 제 2생성행렬)이다.
[293] 폴라 인코더의 생성 행렬의 열을 가중치가 큰 순서 또는 작은 순서로 컬럼 퍼뮤테이션을 (column-permutation) 수행한다면, 평쳐링과 반복을 쉽게 구현할 수 있다. 즉, 제 1생성 행렬을 열 가중치를 큰 순서로 재배치하였을 경우， 열 인덱스 순으로 반복을 수행하면 되고， 열 인텍스의 역순으로 평쳐링을 수행하면 수학식 9에서 설명한 코드워드의 최소 거리를 최대로 설정할 수 있다.
[294] 다음 수학식 13은 수학식 1 1의 생성 행렬을 열 가중치 순으로 퍼뮤테이션을 수행하였을 경우를 나타낸다.
[295] 【수학식 13】
Figure imgf000048_0002
[296] 3.2.2 최소 거리를 이용한생성행렬 구성
[297】 이하에서는, 폴라 인코더의 최소 거리 (minimum distance)를 고려하여 생성행렬을 구성하는 방법들에 대해서 설명한다. 수학식 11과 같은 생성 행렬에서 페이로드의 크기가 2인 경우, 수학식 1 1의 제 8행 및 제 4행 (row 8, row 4)에 해당하는 등가 채널을 통해서 페이로드가 전송된다. 즉，
[ ？ 1 ϊ ί ϊ]과 같은 행렬이 2 비트 페이 드"에 대웅하는 생성 서브행렬이 될 수 있다. [298] 만약, 6 비트의 출력 코드워드를 생성한다고 가정하면, 송신단은 폴라 인코더의 2 비트에 해당하는 열을 제 1생성행렬인 마더 생성행렬로부터 펑쳐링해야 한다. 이때, 열 가증치가 작은 열을 펑쳐링하면, 첫 번째 행의 0에 해당하는 열을 펑쳐링하는 것이 바람직하다. 만약, 두 번째 및 네 번째 열을 펑쳐링한다면, 6 비트의 페이로드를 생성하는 제 2생성 행렬은 다음 수학식 14와 같이 구성될 수 있다.
[299] 【수학식 14】
Figure imgf000049_0001
[300] 즉， 페이로드가 대웅되는 생성 행렬의 행으로 이루어진 서브 매트릭스의 페이로드가 대웅되는 생성 행렬의 행으로 이루어진 서브 매트릭스의 열 가중치가 작은 열의 순서가 되도록 컬럼 평쳐링올 수행한다.
[301] 3.2.3 우선순위를 이용한 생성행렬 구성
[302] 본 발명의 다른 측면으로, 마더 생성행렬의 열 인덱스에 대한 우선순위를 기반으로 새로운 생성행렬을 구성할 수 있다. [303] 마더 생성행렬의 열 들 중 열 가중치가 동일한 경우에는 열 인덱스 (column index)가 작은 순서로 우선순위 (priority)를 부여하여 펑쳐링을 수행하거나， 열 인덱스가 큰 순서로 우선순위를 부여하여 펑쳐링을 수행할 수 있다.
[304] 열 인텍스가 큰 순서로 펑쳐링을 수행하는 경우에는, 수학식 1 1의 제 6열과 제 8열이 펑쳐링되어 다음 수학식 15와 같은 생성 행렬이 도출된다.
[305] 【수학식 I5】
Figure imgf000050_0001
[306] 상술한 바와 같이， 펑쳐링 및 반복을 수행하는 경우, 새롭게 생성된 생성 행렬은 행 또는 열 중에 같은 요소로 구성된 동일 열이나 행이 발생하는 경우, 성 능이 열화될 수 있다. 따라서, 우선 순위에 해당하는 열을 평쳐링 또는 반복하여 생성 행렬을 구성할 수 있다.
[307] 3.3 폴라코딩을 이용한 데이터 송수신 방법
[308] 이하에서는, 상술한 본 발명의 실시예들을 기반으로 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신 방법에 대해서 설명한다.
o
[309] 도 22 는 송신단에서 폴라 코딩을 통해 데이터를 송신하는 과정의 일례를 나타내는 도면이다.
[310] 송신단은 채널결합 및 채널분리 과정을 반복 수행하여 등가 채널을 도출할 수 있다. 즉， 채널결합 과정 및 채널분리 과정올 수행하면 등가 채널이 노이즈 채 널 및 노이즈 프리 채널로 구분된다 (S2210).
[311] 송신단은 구분된 등가채널에서 노이즈 프리 채널올 찾기 위해 3.1 절에서 설명한 베터차리아 파라미터 Z(W)를 각 입력 비트에 따라 도출한다 (S2220).
[312] 송신단은 CRC 비트 및 데이터 비트로 구성되는 데이터 페이로드를 도출한 노이즈 프리 채널에 할당한다. 이때, CRC 비트를 데이터 비트보다 더 좋은 노이즈 프리 채널에 할당함으로써 수신단의 수신 성능을 향상시킬 수 있다 (S2230).
[313] 또한， 폴라 코딩을 수행하기 위해 데이터 페이로드가 입력되는 폴라 인코 더의 크기를 N이라 가정하고 데이터 페이로드의 크기를 k라 가정할 때, N>k이면 송신단은 펑쳐링 또는 절단 과정을 수행하고, N<k 이면 반복 과정을 수행하여 레 이트 매칭을 수행한다. 이에 대한 상세한 설명은 3.2절을 참조한다 (S2240).
[314] 송신단은 폴라 코딩된 코드 비트들 (또는, 코드 심볼들)에 대해서 인터리빙 을 수행하여 수신단으로 전송한다 (S2250).
[315] 다만, 수신단에서 폴라 코딩된 코드 비트들을 검출 및 디코딩하기 위해, 폴 라 인코더에 입력되는 데이터 페이로드의 크기를 나타내는 크기 정보 (k) 및 폴라 인코더의 코딩 레이트 (k/N)를 알고 있어야 한다. 따라서, 송신단은 데이터 페이로 드의 크기에 대한 크기 정보 및 폴라 인코더의 코딩 레이트 정보를 수신단으로 전 송할 수 있다 (S2260).
[316] S2260 단계는 송신단이 상위 계층으로부터 데이터를 전달받은 경우에 수행 되거나, 데이터 페이로드가 폴라 인코더에 입력되는 단계 이후에 수행될 수 있다.
[317] 4. 플라 코드를 이용한 HARQ 수행 방법
[318] 폴라 코딩올 사용하는 경우 HARQ 이득을 얻기 위해서 IR(Incremental Redundancy)-HARQ 방식을 구현하는 것이 바람직하다. IR 방식은 재전송시 리던던 시 버전 (RV: Redundancy Version)을 초기 전송시와 다르게 설정하여 코딩 이득을 최 대로 얻기 위한 재전송 방식이다.
[319] 예를 들어, 데이터 페이로브 크기 N 은 재전송 시 바뀌지 않는다고 가정하 고， 재전송 시 폴라 인코더의 펑쳐링 및 반복 패턴을 설정하여 폴라 코딩 이득을 최대로 설정하는 것이 바람직하다. 이하에서는 폴라 코드 이용시 HARQ 수행 방 법에 대해서 설명한다.
[320] 4.1 평쳐링 기반의 생성 행렬 구성
[321] 이하에서는, 최초 전송을 포함하여 재전송시에 데이터 페이로드의 전송이 펑쳐링을 통해 수행된 경우에 대해서 설명한다.
[322] 펑쳐링은 생성 행렬의 가중치가 작은 열의 순서로 펑쳐링할 비트의 수만큼 수행된다. 모든 열에 해당하는 비트열을 펑쳐링한 경우에는 동일한 펑쳐링 패턴을 다시 수행한다. 만약， 동일한 가중치를 갖는 열들의 경우에는 우선순위를 정할 수 있다.
[323] 예를 들면, 생성 행렬의 열 인덱스 순을 우선순위로 설정할 수 있다. 수학 식 1 1 의 생성행렬을 마더 생성행렬로 가정한다. 이때, 열의 가중치가 작은 순서 및 동일한 가중치일 경우에 열 인덱스를 고려하는 경우 제 8 열， 제 4 열, 제 6 열， 제 7열, 제 2열, 제 3열， 제 5열 및 제 1열의 순서로 평쳐링을 수행한다.
[324] 즉, 첫 번째 전송에서 6비트의 코드워드를 전송하기 위해 2 비트가 펑쳐링 되는 경우， 송신단은 수학식 Π 에서 8 번째 비트와 4 번째 비트에 해당하는 열을 펑쳐링하여 전송한다. 또한， 두 번째 전송에서 5비트의 코드워드가 전송되는 경우, 송신단은 수학식 Π 에서 3 비트에 해당하는 열을 펑쳐링하여 전송할 수 있다. 예 를 들어, 송신단은 6번째 비트, 7번째 비트 및 2번째 비트에 해당하는 열을 펑쳐 링하여 생성 행렬을 구성할 수 있다. 또한, 세 번째 재전송이 필요하고 4 비트의 코드워드가 재전송되는 경우， 송신단은 4비트에 해당하는 열을 평쳐링하여 생성행 렬을 구성할 수 있다. 예를 들어, 송신단은 3 번째 비트， 5 번째 비트， 1 번째 비트, 다시 8번째 비트에 해당하는 열을 평쳐링할 수 있다.
[325] 만약, 송신단이 생성 행렬의 열을 열 가중치 순으로 퍼뮤테이션 한 경우, 송신단은 열 인덱스의 역순으로 펑쳐링을 수행할 수 있다.
[326] 4.2 반복 기반의 생성 행렬 구성
[327] 이하에서는 최초 전송을 포함하여 재전송시에 해당 데이터 페이로드의 전 송이 반복에 의해서 수행되는 경우에 대해서 설명한다.
[328] 반복을 통해 생성 행렬을 구성하는 경우에는, 마더 생성 행렬의 가중치가 큰 열의 순서로 반복 비트의 수만큼 반복이 수행될 수 있다. 만약， 모든 열에 해 당하는 비트 열을 반복한 경우에는 동일한 반복 패턴을 다시 수행할 수 있다. 또 한, 동일한 가중치를 갖는 열의 경우에는 우선 순위를 설정할 수 있는데, 생성 행 렬의 열 인텍스 순을 우선 순위로 설정할 수 있다.
[329] 수학식 11 의 생성 행렬을 마더 생성 행렬로 가정하여 설명한다. 이때, 열 가중치가 큰 순서 및 동일 가중치인 경우 열 인덱스를 고려하는 경우, 제 1 열, 제 2열, 제 3열, 제 5열, 제 4열, 제 6열, 제 7열, 제 8열의 순서로 반복을 수행할 수 있다.
[330] 이때, 송신단이 첫 번째 전송에서 10 비트의 코드워드를 전송하는 경우， 2 비트에 해당하는 열을 반복하여 새로운 생성행렬을 구성한다. 두 번째 전송에서 3 비트가 반복되어 전송되는 경우에는 3 번째 비트， 5 번째 비트, 4 번째 비트를 반복 하여 전송한다. 그리고， 세 번째 전송에서 4 비트가 반복되어 재전송되는 경우에는, 6번째 비트， 7번째 비트， 8번째 비트 및 1번째 비트에 해당하는 열을 반복하여 생 성 행렬을 구성하여 데이터 페이로드를 전송한다.
【331】 만약, 생성 행렬을 열'가중치 순으로 퍼뮤테이션한 경우, 송신단은 열 인덱 스의 순서로 반복을 수행할 수 있다. [332] 4.3 펑쳐링 및 반복 기반의 생성 행렬 구성 [333] 이하에서는, 최초 전송 및 재전송시 생성행렬이 평쳐링 및 반복 기법을 통 해 구성된 경우에 대해서 설명한다.
[334] 송신단은 이전 전송의 펑쳐링 및 반복 패턴에 따라 4.1 절 및 4.2절을 독립 적으로 적용하여 데이터 페이로드를 전송할 수 있다. 예를 들어， 현재 전송이 반복 패턴을 이용하는 경우, 이전 전송 중 반복 패턴을 고려하여 4.2 절에서 설명한 방 식을 적용한다.
[335] 또한, 현재 전송이 펑쳐링인 경우, 이전 전송 중 평쳐링에 해당하는 전송의 평쳐링 패턴을 고려하여 4.1절에서 설명한 방식을 적용할 수 있다.
[336] 만약, 생성 행렬의 열을 열 가중치 순으로 퍼뮤테이션 한 경우, 송신단은 열 인덱스 순으로 반복을 수행하고 컬럼 인덱스의 역순으로 펑쳐링을 수행할 수 있다.
[337] 4. 구현 장치
[338] 도 23에서 설명하는 장치는 도 1 내지 도 22에서 설명한 방법들이 구현될 수 있는 수단이다.
[339] 단말 (UE: User Equipment)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크 에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한, 기지국 (eNB: e-Node B)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.
[340] 즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및 /또는 메시지의 전송 및 수신을 제어 하기 위해 각각 송신모들 (Tx module: 2340, 2350) 및 수신모듈 (Rx module: 2350, 2370) 을 포함할 수 있으며， 정보， 데이터 및 /또는 메시지를 송수신하기 위한 안테나
(2300, 2310) 등을 포함할 수 있다.
[341] 또한, 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시예들을 수행하기 위한 프로세서 (Processor: 2320, 2330)와프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적 으로 저장할 수 있는 메모리 (2380, 2390)를 각각 포함할 수 있다.
[342] 상술한 단말 및 기지국 장치의 구성성분 및 기능들을 이용하여 본원 발명 와실시예들이 수행될 수 있다. 예를 들어, 기지국 또는 단말의 프로세서는 상술한 1 절 내지 3 절에서 설명한 방법들을 조합하여, 폴라 코딩을 수행하여 인코딩된 데 이터를 송신할 수 있다. 이에 대한 상세한 내용은 제 1절 내지 제 3절을 참조하도 록 한다. [343] 단말 및 기지국에 포함된 송신모들 및 수신모듈은 데이터 전송을 위한 패 킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다중접속 (OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링， 시분할듀플렉스 (TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및 /또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 23 의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 모들을 더 포함할 수 있다.
[344] 한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기 (PDA: Personal Digital Assistant), 셀 를러폰， 개인통신서비스 (PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰, WCDMA(Wideband CDMA) 폰, MBS(Mobile Broadband System) 폰, 핸 드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트 (Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드 (MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.
[345] 여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 흔 합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수신 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다ᅳ 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템 (예를 들어， CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.
[346] 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등 에 의해 구현될 수 있다.
[347] 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또 는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트를러, 마이크로 콘트를러, 마이 크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[348] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방 법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드는 메모리 유닛 (2380, 2390)에 저장되어 프로세서 (2320， 2330)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다. [349] 본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한 적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위 는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적 인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.
【산업상 이용가능성】
[350] 본 발명의 실시예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용될 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project), 3GPP2 및 /또 는 IEEE 802.XX (Institute of Electrical and Electronic Engineers 802) 시스템 등이 있다. 본 발명의 실시예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선 접속 시스템을 웅용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다.

Claims

【청구의 범위】
【청구항 1】
무선 접속 시스템에서 폴라 코딩을 이용한 데이터 송신 방법에 있어서， 등가 채널에서 노이즈 프리 채널을 찾기 위해 입력되는 데이터 비트에 따 라 베터차리아 파라미터를 도출하는 단계;
상기 찾은 노이즈 프리 채널에 CRC(Cyclic Redundancy Check) 비트 및 데이 터 비트를 포함하는 데이터 페이로드를 할당하는 단계;
상기 데이터 페이로드를 폴라 인코더에 입력하는 단계; 및
상기 폴라 인코더에서 출력된 코드 비트들을 전송하는 단계를 포함하되, 상기 CRC 비트는 상기 베터차리아 파라미터가 지시하는 상기 노이즈 프 리 채널 증 상기 데이터 비트보다 더 좋은 노이즈 프리 채널에 할당되는, 데이터 송신 방법.
【청구항 2]
제 1항에 있어서，
상기 데이터 페이로드의 크기와 상기 폴라 인코더의 코드 블록의 크기를 고려하여, 상기 데이터 페이로드에 대한 레이트 매칭을 수행하는 단계를 더 포 함하는, 데이터 송신 방법.
【청구항 3】
제 2항에 있어서，
상기 레이트 매칭을 수행하는 단계에서，
상기 폴라 인코더의 코드 블록의 크기가 상기 데이터 페이로드의 크기보 다 크면, 그 크기 차이만큼 상기 폴라 인코더에서 사용되는 생성행렬을 마더 생성 행렬의 특정 열을 펑쳐링하여 생성하는 단계를 더 포함하는, 데이터 송신 방법. 【청구항 4】
제 3항에 있어서, .
상기 특정 열은 가증치가 가장 낮은 열부터 상기 크기 차이만큼 선택되고, 상기 가중치는 상기 마더 생성 행렬의 행렬 요소 중 '1，의 개수로 설정되 는， 데이터 송신 방법.
【청구항 5]
제 3항에 있어서, 상기 특정 열은 상기 데이터 비트가 할당되는 노이즈 프리 채널의 인덱스 를 기반으로 설정된 최소 거리를 고려하여 선택되는， 데이터 송신 방법.
【청구항 6】
제 3항에 있어서,
상기 특정 열은 열 인덱스에 따른 우선순위를 고려하여 선택되는, 데이터 송신 방법.
【청구항 7]
제 2항에 있어서，
상기 레이트 매칭을 수행하는 단계에서,
상기 폴라 인코더의 코드 블록의 크기가 상기 데이터 페이로드의 크기보 다 작으면, 그 크기 차이만큼 상기 폴라 인코더에서 사용되는 생성행렬을 마더 생 성행렬의 특정 열을 반복하여 생성하는 단계를 더 포함하는, 데이터 송신방법. 【청구항 81
제 7항에 있어서，
상기 특정 열은 가중치가 가장 높은 열부터 상기 크기 차이만큼 선택되고，
■ 상기 가중치는 상기 마더 생성 행렬의 행렬 요소 중 ' Γ의 개수로 설정되 는, 데이터 송신 방법.
【청구항 9]
제 1항에 있어서，
상기 데이터 페이로드의 크기를 나타내는 크기 정보 및 상기 폴라 인코더 의 코드 블록의 코딩 레이트에 대한 정보를 수신단으로 전송하는 단계를 더 포함 하는, 데이터 송신 방법.
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