WO2014200049A1 - 電源システム - Google Patents

Abstract

　電力変換器は、負荷と接続された電力線に対して、同一電力量の入出力に対する電圧変化量が異なる第１および第２の直流電源が直列に接続される状態を維持するように複数のスイッチング素子のオンオフを固定する直列直結モードと、複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって電力線上の出力電圧（ＶＨ）を電圧指令値（ＶＨ＊）へ制御する電圧制御モードとを有する。電圧制御モード中の時刻ｔｘ～ｔａ間において、第１および第２の直流電源の間での充放電を伴って出力電圧（ＶＨ）を制御することによって、第１および第２の直流電源の電圧の和（Ｖａ＋Ｖｂ）を電圧指令値（ＶＨ＊）と一致させる。時刻ｔａ以降では、直列直結（ＳＤ）モードが適用される。

Description

電源システム

　この発明は、電源システムに関し、より特定的には、複数の直流電源と電力線との間に接続された電力変換器を含んで構成された電源システムの制御に関する。

　複数の電源を組合せて負荷へ電源を供給する電力供給装置が、たとえば、特開２０１０－５７２８８号公報（特許文献１）に記載されている。特許文献１に記載された電力供給装置では、第１蓄電ユニットおよび第２蓄電ユニットの直列接続と並列接続とを切換えるスイッチが設けられる。

　特許文献１には、負荷の要求駆動電力と、並列接続状態および直列接続状態の各々における最大供給電力および総損失の差と、総損失とに基づいて、直列接続および並列接続を切換えるように電力供給装置を制御することが記載されている。これにより、負荷のあらゆる使用状態において、要求駆動電力を可能な限り実現するとともに総損失を低減して相互効率を向上させることが可能な電力供給装置が提供される。

　また、特開２０１２－７０５１４号公報（特許文献２）には、複数のスイッチング素子の制御によって、２つの直流電源を直列接続した状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（直列接続モード）と、２つの直流電源を並列に使用する状態でＤＣ／ＤＣ変換を行なう動作モード（並列接続モード）とを切換えることが可能な電力変換器の構成が記載されている。

特開２０１０－５７２８８号公報 特開２０１２－７０５１４号公報

　特許文献１に記載された電力供給装置では、２つの蓄電ユニットの並列接続状態および直列接続状態を切換えることができるものの、蓄電ユニットと負荷が接続された電力線の間の電圧制御機能（昇圧機能）がないため、電源電圧の低下時に、負荷に十分な電圧を供給できない可能性がある。このため、現実的には効率を追求して蓄電ユニットの接続形態を柔軟に切換えることは困難である。

　特許文献２には、複数の動作モードを有する電力変換器が記載されている。しかしながら、特許文献２には、これらの動作モードを選択するための具体的な処理については詳細に記載されていない。特許文献２に記載された電力変換器では、動作モードに応じて、電力変換器が出力できる電圧範囲が変化するため、この点を考慮して効率面で有利な動作モードを選択できるように電源システムを制御することが好ましい。

　この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、複数の直流電源と電力線との間に接続された電力変換器が複数の動作モードを有するように構成された電源システムにおいて、システム全体の効率を向上するように動作モードの選択を制御することである。

　この発明のある局面では、電源システムは、負荷と、負荷に接続された電力線と、複数の直流電源と、複数の直流電源および電力線の間に接続された電力変換器と、電力変換器の動作を制御するための制御装置とを含むように構成される。複数の直流電源は、同一量のエネルギの入出力に対して電圧変化量が異なる第１の直流電源および第２の直流電源を含む。電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、複数の直流電源と電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択的に適用されて動作することによって電力線上の出力電圧を制御するように構成される。複数の動作モードは、直列直結モードと、電圧制御モードとを含む。直列直結モードでは、電力変換器は、電力線に対して複数の直流電源が直列に接続された状態を維持するように複数のスイッチング素子のオンオフを固定するように動作する。電圧制御モードでは、電力変換器は、複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方と電力線との間での直流電圧変換によって出力電圧を電圧指令値に従って制御するように動作する。制御装置は、電圧調整制御部を含む。電圧調整制御部は、電圧制御モードにおいて、複数の直流電源の電圧の和と電圧指令値とを一致させる電圧調整制御を実行するように電力変換器による直流電圧変換を制御する。

　好ましくは、同一量のエネルギの入出力に対して、第２の直流電源の電圧変化量が第１の直流電源の電圧変化量よりも大きい場合に、電圧調整制御部は、複数の直流電源の電圧の和が出力電圧よりも低いときには、第１の直流電源が放電する一方で第２の直流電源が充電されるように電力変換器による直流電圧変換を制御することによって電圧調整制御を実行する。

　あるいは好ましくは、同一量のエネルギの入出力に対して、第２の直流電源の電圧変化量が第１の直流電源の電圧変化量よりも大きい場合に、電圧調整制御部は、複数の直流電源の電圧の和が出力電圧よりも高いときには、第２の直流電源が放電する一方で第１の直流電源が充電されるように電力変換器による直流電圧変換を制御することによって電圧調整制御を実行する。

　また好ましくは、同一量のエネルギの入出力に対して、第２の直流電源の電圧変化量が第１の直流電源の電圧変化量よりも大きい場合に、電圧調整制御部は、複数の直流電源の電圧の和が出力電圧よりも低い場合には、負荷から回生電力が供給されたときに、第２の直流電源の充電電力が第１の直流電源の充電電力よりも高くなるように電力変換器による直流電圧変換を制御することによって電圧調整制御を実行する。

　あるいは好ましくは、同一量のエネルギの入出力に対して、第２の直流電源の電圧変化量が第１の直流電源の電圧変化量よりも大きい場合に、電圧調整制御部は、複数の直流電源の電圧の和が出力電圧よりも高い場合には、負荷へ力行電力を供給するときに、第２の直流電源の放電電力が第１の直流電源の放電電力よりも高くなるように電力変換器による直流電圧変換を制御することによって電圧調整制御を実行する。

　好ましくは、制御装置は、モード選択部をさらに含む。モード選択部は、電圧制御モードにおいて複数の直流電源の電圧の和と出力電圧との差が判定値よりも小さくなると、動作モードを直列直結モードへ切換えるためのモード選択部をさらに含む。

　また好ましくは、電源システムは、電動車両に搭載され、負荷は、電動車両の車両駆動力を発生するための電動機を含む、電圧調整制御部は、電動車両の走行状況に応じて、電圧調整制御の実行および非実行を切換える。

　さらに好ましくは、電圧調整制御部は、電動車両の高速走行時に高速巡航の継続時間の予測に応じて、電圧調整制御の実行および非実行を切換える。

　あるいは、さらに好ましくは、電圧調整制御部は、複数の直流電源の電圧の和が出力電圧よりも高い場合には、電動車両の走行状況に関わらず電圧調整制御を実行する。

　好ましくは、複数のスイッチング素子は、第１から第４のスイッチング素子を有する。第１のスイッチング素子は、第１のノードおよび電力線の間に電気的に接続される。第２のスイッチング素子は、第２のノードおよび第１のノードの間に電気的に接続される。第３のスイッチング素子は、第２の直流電源の負極端子と電気的に接続された第３のノードおよび第２のノードの間に電気的に接続される。第４のスイッチング素子は、第１の直流電源の負極端子および第３のノードの間に電気的に接続される。電力変換器は、第１および第２のリアクトルをさらに有する。第１のリアクトルは、第２のノードおよび第１の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。第２のリアクトルは、第１のノードおよび第２の直流電源の正極端子の間に電気的に接続される。複数の動作モードは、第１から第３のモードを含む。第１のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源が電力線との間で並列に直流電圧変換を実行するように動作する。第２のモードでは、電力変換器は、第１から第４のスイッチング素子のオンオフ制御によって、第１および第２の直流電源の一方の直流電源と電力線との間で直流電圧変換を実行するように動作する。電力変換器は、第３のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が直列に接続された状態を維持するように動作する。直列直結モードは、第３のモードであり、電圧制御モードは、第１または第２のモードである。

　さらに好ましくは、複数の動作モードは、第４のモードをさらに含む。電力変換器は、第４のモードにおいて、第３のスイッチング素子をオン固定するとともに第１、第２および第４のスイッチング素子をオンオフ制御することによって、第１および第２の直流電源が直列接続された状態で電力線との間で直流電圧変換を実行するように動作する。第４のモードにおいて、電圧指令値は複数の直流電源の電圧の和よりも高い電圧に設定される。

　さらに好ましくは、複数の動作モードは、第５および第６のモードをさらに含む。電力変換器は、第５のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、第１および第２の直流電源の一方が電力線に電気的に接続される一方で、第１および第２の直流電源の他方が電力線から電気的に切り離された状態を維持するように動作する。電力変換器は、第６のモードでは、第１から第４のスイッチング素子のオンオフを固定して、電力線に対して第１および第２の直流電源が並列に接続された状態を維持するように動作する。

　この発明によれば、複数の直流電源と電力線との間に接続された電力変換器が複数の動作モードを有するように構成された電源システムにおいて、システム全体の効率を向上するように動作モードの選択を制御することができる。

本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。 図１に示した負荷の構成例を示す概略図である。 図１に示した電力変換器が有する複数の動作モードを説明するための図表である。 図１に示した２個の直流電源を異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。 ＰＢモードにおける第１の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の回路動作を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第１の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける第２の直流電源に対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＰＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＰＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 ＳＢモードにおける回路動作を説明する回路図である。 ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する回路図である。 ＳＢモードにおける電力変換器のスイッチング素子の制御動作例を示す波形図である。 ＳＢモードにおける各スイッチング素子の制御信号を設定するための論理演算式を説明するための図表である。 図３に示した各動作モードにおける直流電源間での電力分配比の制御可否および出力電圧の設定可能範囲を比較するための図表である。 負荷要求電圧の電圧範囲の定義を説明するための概念図である。 出力電圧の変化に対する電源システムの損失の特性を説明するための第１の概念図である。 直流電源の出力電圧の和を上昇させる電圧調整制御の例を示す概念的な動作波形図である。 出力電圧の変化に対する電源システムの損失の特性を説明するための第２の概念図である。 直流電源の出力電圧の和を低下させる電圧調整制御の例を示す概念的な動作波形図である。 本実施の形態１に従う電力変換器制御による電調整制御に関連した制御構成を説明するための機能ブロック図である。 図２１に示されたコンバータ指令生成部からの動作指令値に従う電力変換器の制御構成を説明するための機能ブロック図である。 電動車両の高速走行パターンの例を説明する概念図である。 本実施の形態２従う電力変換器制御による電調整制御に関連した制御構成を説明するための機能ブロック図である。 走行情報に基づく電圧調整許可フラグを反映した電圧調整制御の制御処理を説明するためのフローチャートである。 電圧調整制御における電圧調整手法の選択的な設定を説明するための図表である。 実施の形態３に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。 実施の形態３に従う電力変換器制御を説明するための第１の機能ブロック図である。 実施の形態３に従う電力変換器制御を説明するための第２の機能ブロック図である。 実施の形態３に従う電力変換器制御によるＰＢモードでの電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

　以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

　［実施の形態１］
　（電力変換器の回路構成）
　図１は、本発明の実施の形態１に従う電力変換器を含む電源システムの構成を示す回路図である。

　図１を参照して、電源システム５は、複数の直流電源１０ａおよび１０ｂと、負荷３０と、電力変換器５０とを備える。

　本実施の形態において、直流電源１０ａおよび１０ｂの各々は、リチウムイオン二次電池やニッケル水素電池のような二次電池、あるいは、電気二重層キャパシタやリチウムイオンキャパシタ等の出力特性に優れた直流電圧源要素により構成される。

　電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび１０ｂと、電力線２０との間に接続される。電力変換器５０は、負荷３０と接続された電力線２０上の直流電圧（以下、出力電圧ＶＨとも称する）を電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する。すなわち、電力線２０は、直流電源１０ａおよび１０ｂに対して共通に設けられる。

　負荷３０は、電力変換器５０の出力電圧ＶＨを受けて動作する。電圧指令値ＶＨ＊は、負荷３０の動作に適した電圧に設定される。さらに、負荷３０は、回生発電等によって、直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力を発生可能に構成されてもよい。

　電力変換器５０は、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４と、リアクトルＬ１，Ｌ２とを含む。本実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal　Oxide　Semiconductor）トランジスタあるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に対しては、逆並列ダイオードＤ１～Ｄ４が配置されている。また、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４にそれぞれ応答して、オンオフを制御することが可能である。すなわち、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４がハイレベル（以下、Ｈレベル）のときにオンする一方で、ローレベル（以下、Ｌレベル）のときにオフする。

　スイッチング素子Ｓ１は、電力線２０およびノードＮ１の間に電気的に接続される。リアクトルＬ２は、ノードＮ１と直流電源１０ｂの正極端子との間に接続される。スイッチング素子Ｓ２はノードＮ１およびＮ２の間に電気的に接続される。リアクトルＬ１はノードＮ２と直流電源１０ａの正極端子との間に接続される。

　スイッチング素子Ｓ３は、ノードＮ２およびＮ３の間に電気的に接続される。ノードＮ３は、直流電源１０ｂの負極端子と電気的に接続される。スイッチング素子Ｓ４は、ノードＮ３および接地配線２１の間に電気的に接続される。接地配線２１は、負荷３０および、直流電源１０ａの負極端子と電気的に接続される。

　図１から理解されるように、電力変換器５０は、直流電源１０ａおよび直流電源１０ｂの各々に対応して昇圧チョッパ回路を備えた構成となっている。すなわち、直流電源１０ａに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を下アーム素子とする電流双方向の第１の昇圧チョッパ回路が構成される。同様に、直流電源１０ｂに対しては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を上アーム素子とする一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を下アーム素子とする電流双方向の第２の昇圧チョッパ回路が構成される。

　そして、第１の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路と、第２の昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間に形成される電力変換経路との両方に、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が含まれる。

　制御装置４０は、たとえば、図示しないＣＰＵ（Central　Processing　Unit）およびメモリを内蔵した電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成されて、当該メモリに記憶されたマップおよびプログラムに基づいて、各センサによる検出値を用いた演算処理を行なうように構成される。あるいは、制御装置４０の少なくとも一部は、電子回路等のハードウェアにより所定の数値・論理演算処理を実行するように構成されてもよい。

　制御装置４０は、負荷３０への出力電圧ＶＨを制御するために、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。なお、図１では図示を省略しているが、直流電源１０ａの電圧（以下、Ｖａと表記する）および電流（以下、Ｉａと表記する）、直流電源１０ｂの電圧（以下、Ｖｂと表記する）および電流（以下、Ｉｂと表記する）、ならびに、出力電圧ＶＨの検出器（電圧センサ，電流センサ）が設けられている。さらに、直流電源１０ａおよび１０ｂの温度（以下、ＴａおよびＴｂと表記する）の検出器（温度センサ）についても配置することが好ましい。これらの検出器の出力は、制御装置４０へ与えられる。

　図１の構成において、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４は、「第１のスイッチング素子」～「第４のスイッチング素子」にそれぞれ対応し、リアクトルＬ１およびＬ２は、「第１のリアクトル」および「第２のリアクトル」にそれぞれ対応する。

　図２は、負荷３０の構成例を示す概略図である。
　図２を参照して、負荷３０は、たとえば電動車両の走行用電動機を含むように構成される。負荷３０は、平滑コンデンサＣＨと、インバータ３２と、モータジェネレータ３５と、動力伝達ギヤ３６と、駆動輪３７とを含む。

　モータジェネレータ３５は、車両駆動力を発生するための走行用電動機であり、たとえば、複数相の永久磁石型同期電動機で構成される。モータジェネレータ３５の出力トルクは、減速機や動力分割機構によって構成される動力伝達ギヤ３６を経由して、駆動輪３７へ伝達される。駆動輪３７に伝達されたトルクにより電動車両が走行する。また、モータジェネレータ３５は、電動車両の回生制動時には、駆動輪３７の回転力によって発電する。この発電電力は、インバータ３２によってＡＣ／ＤＣ変換される。この直流電力は、電源システム５に含まれる直流電源１０ａ，１０ｂの充電電力として用いることができる。

　モータジェネレータの他にエンジン（図示せず）が搭載されたハイブリッド自動車では、このエンジンおよびモータジェネレータ３５を協調的に動作させることによって、電動車両に必要な車両駆動力が発生される。この際には、エンジンの回転による発電電力を用いて直流電源１０ａ，１０ｂを充電することも可能である。

　このように、電動車両は、走行用電動機を搭載する車両を包括的に示すものであり、エンジンおよび電動機により車両駆動力を発生するハイブリッド自動車と、エンジンを搭載しない電気自動車および燃料電池車との両方を含むものである。

　負荷３０（モータジェネレータ３５）の動作は、電動車両の走行状態（代表的には車速）およびドライバ操作（代表的には、アクセルペダルおよびブレーキペダルの操作）に応じて、必要な車両駆動力または車両制動力が得られるように制御される。すなわち、負荷３０の動作指令（たとえば、モータジェネレータ３５のトルク指令値）は、電動車両の走行制御によって設定される。当該走行制御は、制御装置４０（図１）とは別個の上位ＥＣＵによって実行されることが好ましい。

　（電力変換器の動作モード）
　電力変換器５０は、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間での直流電力変換の態様が異なる複数の動作モードを有する。

　図３には、電力変換器５０が有する複数の動作モードが示される。
　図３を参照して、動作モードは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の周期的なオンオフ制御に伴って直流電源１０ａおよび／または１０ｂの出力電圧を昇圧する「昇圧モード（Ｂ）」と、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを固定して直流電源１０ａおよび／または１０ｂを電力線２０と電気的に接続する「直結モード（Ｄ）」とに大別される。

　昇圧モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なう「パラレル昇圧モード（以下、ＰＢモード）」と、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「シリーズ昇圧モード（以下、ＳＢモード）」とが含まれる。ＰＢモードは、特許文献２での「パラレル接続モード」に対応し、ＳＢモードは、特許文献２での「シリーズ接続モード」に対応する。

　さらに、昇圧モードには、直流電源１０ａのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ａによる単独モード（以下、ａＢモード）」と、直流電源１０ｂのみを用いて電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう「直流電源１０ｂによる単独モード（以下、ｂＢモード）」とが含まれる。ａＢモードでは、直流電源１０ｂは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ｂの電圧Ｖｂよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。同様に、ｂＢモードでは、直流電源１０ａは、出力電圧ＶＨが直流電源１０ａの電圧Ｖａよりも高く制御されている限りにおいて、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。

　昇圧モードに含まれる、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御される。これらの各モードにおけるスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御については後述する。

　直結モードには、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続した状態を維持する「並列直結モード（以下、ＰＤモード）」と、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続した状態を維持する「シリーズ直結モード（以下、ＳＤモード）」とが含まれる。

　ＰＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４をオンに固定する一方で、スイッチング素子Ｓ３がオフに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂ（厳密にはＶａ，Ｖｂのうちの高い方の電圧）と同等となる。Ｖａ，Ｖｂ間の電圧差は直流電源１０ａ，１０ｂに短絡電流を生じさせるので、当該電圧差が小さいときに限定して、ＰＤモードを適用することができる。

　ＳＤモードでは、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３がオンに固定される。これにより、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電圧Ｖａ，Ｖｂの和に従って一意に決まる（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）。

　さらに、直結モードには、直流電源１０ａのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ａの直結モード（以下、ａＤモード）」と、直流電源１０ｂのみを電力線２０と電気的に接続する「直流電源１０ｂの直結モード（以下、ｂＤモード）」とが含まれる。

　ａＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフに固定される。これにより、直流電源１０ｂは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと同等となる（ＶＨ＝Ｖａ）。ａＤモードでは、直流電源１０ｂは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖｂ＞Ｖａの状態でａＤモードを適用すると、スイッチング素子Ｓ２を介して直流電源１０ｂから１０ａに短絡電流が生じる。このため、ａＤモードの適用には、Ｖａ＞Ｖｂが必要条件となる。

　同様に、ｂＤモードでは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンに固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオフに固定される。これにより、直流電源１０ａは電力線２０から切り離された状態となり、出力電圧ＶＨは、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと同等となる（ＶＨ＝Ｖｂ）。ｂＤモードでは、直流電源１０ａは、電力線２０と電気的に切り離された状態を維持されて不使用とされる。なお、Ｖａ＞Ｖｂの状態でｂＤモードを適用すると、ダイオードＤ２を介して直流電源１０ａから１０ｂに短絡電流が生じる。このため、ｂＤモードの適用には、Ｖｂ＞Ｖａが必要条件となる。

　直結モードに含まれる、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々では、電力線２０の出力電圧ＶＨは、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂに依存して決まるため、直接制御することができなくなる。このため、直結モードに含まれる各モードでは、出力電圧ＶＨが負荷３０の動作に適した電圧に設定できなくなることにより、負荷３０での電力損失が増加する可能性がある。

　一方で、直結モードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４がオンオフされないため、電力変換器５０の電力損失が大幅に抑制される。したがって、負荷３０の動作状態によっては、直結モードの適用によって、負荷３０の電力損失増加量よりも電力変換器５０での電力損失減少量が多くなることにより、電源システム５全体での電力損失が抑制できる可能性がある。

　図３において、ＳＤモードは、電力変換器５０における「直列直結モード」に相当し、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの各々は、電力変換器５０における「電圧制御モード」に相当する。また、ＳＤモードは「第１のモード」に対応し、ＰＢモードは「第２のモード」に対応し、ａＢモードおよびｂＢモードは「第３のモード」に対応する。さらに、ＳＢモードは「第４のモード」に対応し、ａＤモードおよびｂＤモードは「第５のモード」に対応し、ＰＤモードは「第６のモード」に対応する。

　図４は、直流電源１０ａ，１０ｂを異なる種類の電源で構成した場合における両直流電源の特性の一例を示す概念図である。図４には、横軸にエネルギ、縦軸に電力をプロットした、いわゆるラゴンプロットが示される。一般的に、直流電源の出力パワーおよび蓄積エネルギはトレードオフの関係にあるため、高容量型のバッテリでは高出力を得ることが難しく、高出力型のバッテリでは蓄積エネルギを高めることが難しい。

　したがって、直流電源１０ａ，１０ｂは、一方が、蓄積エネルギが高い、いわゆる高容量型の電源で構成されるのに対して、他方が、出力パワーが高い、いわゆる高出力型の電源で構成されることが好ましい。このようにすると、高容量型の電源に蓄積されたエネルギを平準的に長期間使用する一方で、高出力型の電源をバッファとして使用して、高容量型の電源による不足分を出力することができる。

　図４の例では、直流電源１０ａが高容量型の電源で構成される一方で、直流電源１０ｂは高出力型の電源で構成される。したがって、直流電源１０ａの動作領域１１０は、直流電源１０ｂの動作領域１２０と比較して、出力可能な電力範囲が狭い。一方で、動作領域１２０は、動作領域１１０と比較して、蓄積可能なエネルギ範囲が狭い。

　負荷３０の動作点１０１では、高パワーが短時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０１は、ユーザのアクセル操作による急加速時に対応する。これに対して、負荷３０の動作点１０２では、比較的低パワーが長時間要求される。たとえば、電動車両では、動作点１０２は、継続的な高速定常走行に対応する。

　動作点１０１に対しては、主に、高出力型の直流電源１０ｂからの出力によって対応することができる。一方で、動作点１０２に対しては、主に、高容量型の直流電源１０ａからの出力によって対応することができる。これにより、電動車両では、高容量型のバッテリに蓄積されたエネルギを長時間に亘って使用することによって、電気エネルギによる走行距離を延ばすことができるとともに、ユーザのアクセル操作に対応した加速性能を速やかに確保することができる。

　また、直流電源がバッテリによって構成される場合には、低温時に出力特性が低下する可能性や、高温時に劣化進行を抑制するために充放電が制限される可能性がある。特に、電動車両では、搭載位置の差異によって、直流電源１０ａ，１０ｂの間に温度差が発生するケースも生じる。したがって、電源システム５では、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（特に温度）に応じて、あるいは、上述したような負荷３０の要求に応じて、いずれか一方の直流電源のみを使用した方が、効率的であるケースが存在する。上述したような、直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを使用するモード（ａＢモード，ｂＢモード，ａＤモード，ｂＤモード）を設けることによって、これらのケースに対応することができる。

　すなわち、本実施の形態１に従う電力変換器５０では、直流電源１０ａ，１０ｂおよび／または負荷３０の動作状態に応じて、図３に示した、複数の動作モードのうちのいずれかの動作モードが選択される。動作モードを選択するための処理の詳細については、後程説明する。

　このように、種類および容量の異なる直流電源を組み合わせることにより、各直流電源の特性を活かして、システム全体で有効に蓄積エネルギを使用することができる。特に、本実施の形態では、直流電源１０ａおよび１０ｂは、同一エネルギ（電力量）の入出力に対する電圧変化量が異なるように構成されるものとする。

　たとえば、本実施の形態では、直流電源１０ａが二次電池で構成され、直流電源１０ｂが、当該二次電池よりも容量（満充電容量）が小さいキャパシタによって構成される例を説明する。したがって、同一電力量の充放電に対して、直流電源１０ｂの電圧変化量は、直流電源１０ａの電圧変化量よりも大きいものとして、以下の説明を進める。すなわち、直流電源１０ａは「第１の直流電源」に対応し、直流電源１０ｂは「第２の直流電源」に対応する。

　なお、直流電源１０ａおよび１０ｂは、同容量かつ同一種類の直流電源によって構成することも可能である。このような場合でも、単位ユニットの接続態様（直列／並列）を変えると、同一電力量の充放電に対する電圧変化量が異なるように、直流電源１０ａ，１０ｂを構成することができる。

　（各動作モードでの回路動作）
　次に、各動作モードにおける電力変換器５０の回路動作を説明する。まず、直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間で並列なＤＣ／ＤＣ変換を行なうＰＢモードでの回路動作について、図５～図８を用いて説明する。

　（ＰＢモードにおける回路動作）
　図５および図６に示されるように、スイッチング素子Ｓ４またはＳ２をオンすることによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して並列に接続することができる。ここで、並列接続モードでは、直流電源１０ａの電圧Ｖａと直流電源１０ｂの電圧Ｖｂとの高低に応じて等価回路が異なってくる。

　図５（ａ）に示されるように、Ｖｂ＞Ｖａのときは、スイッチング素子Ｓ４をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図５（ｂ）に示される。

　図５（ｂ）を参照して、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

　一方、図６（ａ）に示されるように、Ｖａ＞Ｖｂのときには、スイッチング素子Ｓ２をオンすることにより、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を介して、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に接続される。このときの等価回路が図６（ｂ）に示される。

　図６（ｂ）を参照して、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３のオンオフ制御によって、下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。同様に、直流電源１０ａおよび電力線２０の間では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。

　次に、図７および図８を用いて、電力変換器５０のＰＢモードにおける昇圧動作について詳細に説明する。

　図７には、ＰＢモードにおける直流電源１０ａに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

　図７（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオフすることによって、リアクトルＬ１にエネルギを蓄積するための電流経路３５０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図７（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアをオンすることによって、リアクトルＬ１の蓄積エネルギを直流電源１０ａのエネルギとともに出力するための電流経路３５１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図７（ａ）の電流経路３５０および図７（ｂ）の電流経路３５１が交互に形成される。

　この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ａに対して構成される。図７に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ｂへの電流流通経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

　このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ａの電圧Ｖａと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（１）式に示す関係が成立する。（１）式では、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４のペアがオンされる期間のデューティ比をＤａとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄａ）・Ｖａ　　　　…（１）
　図８には、ＰＢモードにおける直流電源１０ｂに対するＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）が示される。

　図８（ａ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオンし、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオフすることによって、リアクトルＬ２にエネルギを蓄積するための電流経路３６０が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図８（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアをオフするとともに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアをオンすることによって、リアクトルＬ２の蓄積エネルギを直流電源１０ｂのエネルギとともに出力するための電流経路３６１が形成される。これにより、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の少なくとも一方がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアがオンされる一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３の少なくとも一方がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図８（ａ）の電流経路３６０および図８（ｂ）の電流経路３６１が交互に形成される。

　この結果、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４のペアを等価的に上アーム素子とし、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアを等価的に下アーム素子とする昇圧チョッパ回路が、直流電源１０ｂに対して構成される。図８に示されるＤＣ／ＤＣ変換動作では、直流電源１０ａを含む電流経路がないため、直流電源１０ａおよび１０ｂは互いに非干渉である。すなわち、直流電源１０ａおよび１０ｂに対する電力の入出力を独立に制御することが可能である。

　このようなＤＣ／ＤＣ変換において、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂと、電力線２０の出力電圧ＶＨとの間には、下記（２）式に示す関係が成立する。（２）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３のペアがオンされる期間のデューティ比をＤｂとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄｂ）・Ｖｂ　　　　…（２）
　また、図７および図８から理解されるように、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４に、直流電源１０ａと電力線２０との間のＤＣ／ＤＣ変換による電流と、直流電源１０ｂおよび電力線２０の間でのＤＣ／ＤＣ変換による電流との両方が流れる。

　したがって、両者の電力変換によって流れる電流が、各スイッチング素子において逆方向である場合、たとえば、図７（ａ）における電流経路３５０と、図８（ｂ）における電流経路３６１とが同時に形成されている場合には、両電流経路の電流が打ち消し合うため、スイッチング素子Ｓ４の通過電流は小さくなる。このような現象により、ＰＢモードでは、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４における損失は、単独の直流電源を用いてＤＣ／ＤＣ変換を実行するａＢモードまたはｂＢモードと比較して小さくできる場合がある。

　図９には、ＰＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。図９には、直流電源１０ａのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷａと、直流電源１０ｂのＰＷＭ制御に用いられるキャリア波ＣＷｂとは、同一周波数かつ同一位相であるときの例が示される。

　図９を参照して、たとえば、ＰＢモードでは、特許文献２に記載されるように、直流電源１０ａおよび１０ｂの一方の出力を、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するように制御（電圧制御）するとともに、直流電源１０ａおよび１０ｂの他方の出力を、電流Ｉａ，Ｉｂの電流偏差を補償するように制御（電流制御）することができる。この際に、電流制御の指令値（Ｉａ＊またはＩｂ＊）は、当該電源の出力電力を制御するように設定することができる。

　一例として、直流電源１０ｂの出力を電圧制御する一方で、直流電源１０ａの出力を電流制御するようにすると、デューティ比Ｄａは電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊－Ｉａ）に基づいて演算される一方で、デューティ比Ｄｂは、電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）に基づいて演算される。

　直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａと、キャリア波ＣＷａとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤａが生成される。同様に、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂと、キャリア波ＣＷｂとの比較に基づいて制御パルス信号ＳＤｂが生成される。制御パルス信号／ＳＤａ，／ＳＤｂは、制御パルス信号ＳＤａ，ＳＤｂの反転信号である。

　図１０に示されるように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）の論理演算に基づいて設定される。

　スイッチング素子Ｓ１は、図７および図８の昇圧チョッパ回路の各々で上アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ１のオンオフを制御する制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。この結果、スイッチング素子Ｓ１は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路では上アーム素子を形成し、図８の昇圧チョッパ回路では下アーム素子を形成する。したがって、スイッチング素子Ｓ２のオンオフを制御する制御信号ＳＧ２は、制御パルス信号／ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ２は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の上アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　同様にして、スイッチング素子Ｓ３の制御信号ＳＧ３は、制御パルス信号ＳＤａおよびＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ３は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の下アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。また、スイッチング素子Ｓ４の制御信号ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤａおよび／ＳＤｂの論理和によって生成される。これにより、スイッチング素子Ｓ４は、図７の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ａ）の下アーム素子および、図８の昇圧チョッパ回路（直流電源１０ｂ）の上アーム素子の両方の機能を実現するように、オンオフ制御される。

　ＰＢモードでは、制御信号ＳＧ２およびＳＧ４が相補のレベルに設定されているので、スイッチング素子Ｓ２およびＳ４は相補的にオンオフされる。これにより、図５に示したＶｂ＞Ｖａのときの動作と、図６に示したＶａ＞Ｖｂの動作とが、自然に切替えられる。さらに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３が相補にオンオフされることにより、直流電源１０ａ，１０ｂについて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂに従った直流電力変換が実行できる。

　再び図９を参照して、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、図１０に示された論理演算式に従って、制御パルス信号ＳＤａ（／ＳＤａ）およびＳＤｂ（／ＳＤｂ）に基づいて生成される。制御信号ＳＧ１～ＳＧ４に従ってスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４をオンオフすることにより、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉ（Ｌ１）およびリアクトルＬ２を流れる電流Ｉ（Ｌ２）が制御される。電流Ｉ（Ｌ１）は直流電源１０ａの電流Ｉａに相当し、電流Ｉ（Ｌ２）は直流電源１０ｂの電流Ｉｂに相当する。

　このように、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂと電力線２０との間で並列に直流電力を入出力するＤＣ／ＤＣ変換を実行した上で、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。さらに、電流制御の対象となる直流電源の電流指令値に応じて、当該直流電源の入出力電力を制御することができる。

　ＰＢモードでは、負荷３０の入出力電力（以下、負荷電力ＰＬとも称する）に対する、電流制御される直流電源からの入出力電力による不足分が、電圧制御される直流電源から入出力されることになる。このため、電流制御での電流指令値の設定によって、直流電源間での電力配分を間接的に制御することが可能となる。この結果、ＰＢモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂ全体が電力線２０に対して入出力する総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａおよび１０ｂの電力配分比を制御することができる。また、電流指令値の設定によって、一方の直流電源からの出力電力によって、他方の直流電源を充電する動作（以下、電力循環とも称する）を行なうことも可能である。したがって、ＰＢモードでは、総電力ＰＨの入出力を伴う出力電圧ＶＨの電圧制御とともに、直流電源１０ａ，１０ｂの充電レベルを別個に制御することによって電圧Ｖａ，Ｖｂを調整可能である。

　なお、以下では、出力電力Ｐａ，Ｐｂ、総電力ＰＨおよび負荷電力ＰＬは、各直流電源１０ａ，１０ｂの放電時および負荷３０の力行動作時の電力値を正値で表し、各直流電源１０ａ，１０ｂの充電時および負荷３０の回生動作時の電力値を負値で表すこととする。

　（ａＢモードおよびｂＢモードにおける回路動作）
　直流電源１０ａ，１０ｂの一方のみを用いる昇圧モード（ａＢモード，ｂＢモード）における回路動作は、図７および図８における回路動作と共通する。

　ａＢモードにおいては、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。

　具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

　同様に、ｂＢモードにおいては、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。

　具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

　ａＢモードおよびｂＢモードの各々においても、使用する一方の直流電源１０ａまたは１０ｂの電圧を電力変換器５０の制御によって調整することができる。

　（直結モードにおける回路動作）
　直結モードでは、図３に従ってスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のオンオフを固定することによって、ＰＤモード、ＳＤモード、ａＤモードおよびｂＤモードの各々を実現できることが理解される。

　（ＳＢモードにおける回路動作）
　次に、ＳＢモードでの回路動作を、図１１および図１２を用いて説明する。

　図１１（ａ）に示されるように、スイッチング素子Ｓ３をオン固定することによって、直流電源１０ａおよび１０ｂを電力線２０に対して直列に接続することができる。このときの等価回路が図１１（ｂ）に示される。

　図１１（ｂ）を参照して、ＳＢモードでは、直列接続された直流電源１０ａおよび１０ｂと電力線２０との間では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４を共通にオンオフ制御することによって、昇圧チョッパ回路の下アーム素子のオン期間およびオフ期間を交互に形成できる。なお、スイッチング素子Ｓ１は、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のオフ期間にオンされることによって、負荷３０からの回生を制御するスイッチとして動作する。また、オン固定されたスイッチング素子Ｓ３により、リアクトルＬ１をスイッチング素子Ｓ４と接続する配線１５が等価的に形成される。

　次に、図１２を用いて、ＳＢモードにおけるＤＣ／ＤＣ変換（昇圧動作）を説明する。
　図１２（ａ）を参照して、直流電源１０ａおよび１０ｂを直列接続するためにスイッチング素子Ｓ３がオン固定される一方で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンし、スイッチング素子Ｓ１がオフされる。これにより、リアクトルＬ１，Ｌ２にエネルギを蓄積するための電流経路３７０，３７１が形成される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の下アーム素子をオンした状態が形成される。

　これに対して、図１２（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｓ３をオン固定したままで、図１２（ａ）とは反対に、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオフし、スイッチング素子Ｓ１がオンされる。これにより、電流経路３７２が形成される。電流経路３７２により、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂからのエネルギと、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄積されたエネルギとの和が電力線２０へ出力される。この結果、直列接続された直流電源１０ａ，１０ｂに対して、昇圧チョッパ回路の上アーム素子をオンした状態が形成される。

　スイッチング素子Ｓ３がオン固定された下で、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる一方でスイッチング素子Ｓ１がオフされている第１の期間と、スイッチング素子Ｓ１がオンされる一方でスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４がオフされている第２の期間とを交互に繰返すことにより、図１２（ａ）の電流経路３７０，３７１および図１２（ｂ）の電流経路３７２が交互に形成される。

　ＳＢモードのＤＣ／ＤＣ変換では、直流電源１０ａの電圧Ｖａ、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂ、および、電力線２０の出力電圧ＶＨの間には、下記（３）式に示す関係が成立する。（３）式では、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる第１の期間のデューティ比をＤｃとする。

　ＶＨ＝１／（１－Ｄｃ）・（Ｖａ＋Ｖｂ）　　　　…（３）
　ただし、ＶａおよびＶｂが異なるときや、リアクトルＬ１，Ｌ２のインダクタンスが異なるときには、図１２（ａ）の動作終了時におけるリアクトルＬ１，Ｌ２の電流値がそれぞれ異なる。したがって、図１２（ｂ）の動作への移行直後には、リアクトルＬ１の電流の方が大きいときには電流経路３７３を介して差分の電流が流れる。一方、リアクトルＬ２の電流の方が大きいときには電流経路３７４を介して、差分の電流が流れる。

　図１３には、ＳＢモードにおけるスイッチング素子の制御動作例を説明するための波形図が示される。

　ＳＢモードでは、特許文献２に記載されるように、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を補償するように、（３）式のデューティ比Ｄｃが演算される。そして、キャリア波ＣＷとデューティ比Ｄｃとの電圧比較に基づいて、制御パルス信号ＳＤｃが生成される。制御パルス信号／ＳＤｃは、制御パルス信号ＳＤｃの反転信号である。ＳＢモードでは、直流電圧（Ｖａ＋Ｖｂ）と、出力電圧ＶＨとの間のＤＣ／ＤＣ変換が、図１０に示された昇圧チョッパ回路によって実行される。

　図１４に示されるように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４は、制御パルス信号ＳＤｃ（／ＳＤｃ）の論理演算に基づいて設定することができる。

　制御パルス信号ＳＤｃは、昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアの制御信号ＳＧ２，ＳＧ４とされる。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１の制御信号ＳＧ１は、制御パルス信号／ＳＤｃによって得られる。この結果、下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２，Ｓ４のペアがオンされる期間と、上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１がオンされる期間とが相補的に設けられる。

　ＳＢモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列接続された状態で、電力線２０（負荷３０）との間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、直流電源１０ａの出力電力Ｐａおよび直流電源１０ｂの出力電力Ｐｂを直接制御することができない。すなわち、直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂの比は、電圧Ｖａ，Ｖｂの比によって、下記（４）式に従って自動的に決まる。

　Ｐａ：Ｐｂ＝Ｖａ：Ｖｂ　　　　…（４）
　なお、直流電源１０ａ，１０ｂからの出力電力の和（Ｐａ＋Ｐｂ）によって負荷３０へ入出力される供給されることは、ＰＢモードと同様である。

　（動作モードの選択と電圧調整制御）
　以下に、本実施の形態に従う電力変換器制御における動作モードの選択処理について詳細に説明する。

　図１５には、図３に示した各動作モードにおける、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分の制御可否および出力電圧ＶＨの設定可能範囲が示される。

　図１５を参照して、ＰＢモードでは、電流制御対象となる直流電源での電流指令値の設定により、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力分配比ｋを制御することができる。なお、電力分配比ｋは、総電力ＰＨ（ＰＨ＝Ｐａ＋Ｐｂ）に対する直流電源１０ａの出力電力Ｐａの比で定義される（ｋ＝Ｐａ／ＰＨ）。すなわち、ＰＢモードでは、０～１．０の範囲内で任意の値に、電力分配比ｋを設定することができる。なお、ＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、電圧ＶａおよびＶｂの最大値であるｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から、出力電圧ＶＨの制御上限値である上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）≦ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。なお、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）について、Ｖａ＞Ｖｂのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖａであり、Ｖｂ＞Ｖａのときはｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＝Ｖｂである。また、上限電圧ＶＨｍａｘは、部品の耐圧等を考慮して定められる上限値である。

　ＳＢモードでは、電力分配比ｋは、（４）式に示したように、電圧Ｖａ，Ｖｂによって自動的に決まるため、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。また、出力電圧ＶＨは（Ｖａ＋Ｖｂ）よりも低く設定することができない。ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

　ａＢモードでは、直流電源１０ａのみが使用されるので電力分配比ｋ＝１．０に固定される。そして、式（１）のデューティ比Ｄａに基づいて図８に示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）から上限電圧ＶＨｍａｘまでの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

　ｂＢモードでは、直流電源１０ｂのみが使用されるため、電力分配比ｋ＝０に固定される。そして、式（２）のデューティ比Ｄｂに基づいて図８に示した昇圧チョッパ回路を制御することにより、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）からＶＨｍａｘの範囲内で制御することができる（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨ≦ＶＨｍａｘ）。

　ＰＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが並列に電力線２０に対して接続される。このため、電力分配比ｋは、直流電源１０ａおよび１０ｂの内部抵抗に依存して一意に決まるので、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力電力Ｐａ，Ｐｂを独立に制御することはできない。具体的には、直流電源１０ａの内部抵抗Ｒａおよび直流電源１０ｂの内部抵抗Ｒｂを用いると、ｋ＝Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）となる。また、ＶＨ＝Ｖａ（ＶＨ＝Ｖｂ）に固定されるため、電圧指令値ＶＨ＊に応じて出力電圧ＶＨを制御することはできない。なお、上述のように、ＰＤモードは、電圧ＶａおよびＶｂの電圧差が小さいときに限定して適用することができる。

　ＳＤモードでは、直流電源１０ａおよび１０ｂが直列に電力線２０に対して電気的に接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂに固定される。すなわち、電圧指令値ＶＨ＊に応じて出力電圧ＶＨを制御することはできない。また、電力分配比ｋは、ＳＢモードと同様に、電圧ＶａおよびＶｂに従って自動的に決まるため、任意には制御できない。

　ａＤモードの適用時には、上述のようにＶａ＞Ｖｂが条件であるため、直流電源１０ｂが電力線２０から切り離される一方で、直流電源１０ａが電力線２０に対して接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖａに固定される。また、電力供給は直流電源１０ａからのみ実行されるので、電力分配比ｋ＝１．０に固定される。

　同様に、ｂＤモードの適用時には、上述のようにＶｂ＞Ｖａが条件であるため、直流電源１０ａが電力線２０から切り離される一方で、直流電源１０ｂが電力線２０に対して接続される。このため、出力電圧ＶＨ＝Ｖｂに固定される。また、電力供給は直流電源１０ｂからのみ実行されるので、電力分配比ｋ＝０に固定される。

　図１５から理解されるように、各動作モードにおいて、電力変換器５０が出力可能な出力電圧ＶＨの範囲が異なる。また、上述のように、ＰＢモードでは直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力配分が制御可能であるため、出力電圧ＶＨの制御と同時に電圧Ｖａ，Ｖｂを調整することができる。一方で、その他のＳＢモード、ＳＤモード、ａＢモード、ｂＢモード、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードでは、直流電源１０ａ，１０ｂの間での電力配分が任意には制御できない。

　ここで、負荷３０へ供給される出力電圧ＶＨは、負荷３０の動作状態に応じて、一定電圧以上に設定することが必要となる。図２に例示するように、負荷３０が、モータジェネレータ３５を含んで構成される場合には、インバータ３２の直流リンク側電圧に相当する出力電圧ＶＨが、モータジェネレータ３５のコイル巻線（図示せず）に生じる誘起電圧以上であることが必要である。

　また、モータジェネレータ３５が出力可能なトルク範囲は、出力電圧ＶＨに応じて変化する。具体的には、出力電圧ＶＨを高くすると出力可能なトルクも大きくなる。したがって、たとえば、出力電圧ＶＨは、電動車両の走行制御によって定められたトルク指令値に相当するトルクをモータジェネレータ３５が出力可能な電圧範囲とすることが必要である。

　これらの観点から、負荷３０の動作状態（図２の構成例では、モータジェネレータ３５のトルクおよび回転数）に応じて、負荷３０を動作させるための出力電圧ＶＨの最小値に相当する負荷最低電圧ＶＨｍｉｎを予め定めることができる。したがって、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、負荷最低電圧ＶＨｍｉｎに対応させて定めることができる。

　さらに、モータジェネレータ３５のトルク制御において、同一トルクを出力する際の電流位相は、インバータ３２の直流リンク電圧（出力電圧ＶＨ）によって変化する。また、モータジェネレータ３５での電流振幅に対する出力トルクの比、すなわち、モータ効率は、電流位相に応じて変化する。したがって、モータジェネレータ３５のトルク指令値が設定されると、当該トルク指令値に対応させて、モータジェネレータ３５での効率が最大、すなわち、モータジェネレータ３５での電力損失が最小となる最適な電流位相、および、この最適な電流位相を実現するための出力電圧ＶＨを定めることができる。本実施の形態では、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、負荷３０での効率をさらに考慮して定めることが好ましい。

　これらの要素を考慮して、負荷３０の動作状態（たとえば、トルクおよび回転数）に対応させて、出力電圧ＶＨに関する負荷要求電圧ＶＨｒｑを予め設定することができる。そして、電力変換器５０によって、少なくともＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲に出力電圧ＶＨを制御することが必要である。さらに、ＶＨ＝ＶＨｒｑとすれば、負荷３０での損失を抑制することができるものとする。

　このように、負荷３０の動作状態に応じて設定された負荷要求電圧ＶＨｒｑの範囲に依存して、ＶＨ≧ＶＨｒｑを実現できる、すなわち、適用可能な動作モードが異なることが理解される。

　図１６には、負荷要求電圧ＶＨｒｑの電圧範囲ＶＲ１～ＶＲ３の定義が示される。図１７には、各電圧範囲における動作モードの選択を説明するための図表が示される。

　図１６を参照して、負荷要求電圧ＶＨｒｑは、電圧範囲ＶＲ１（ＶＨｒｑ≦ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）、ＶＲ２（ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）＜ＶＨｒｑ≦Ｖａ＋Ｖｂ）およびＶＲ３（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨｒｑ≦ＶＨｍａｘ）のいずれかに設定される。

　電力変換器５０は、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）よりも低い電圧を出力することができないため、負荷要求電圧ＶＨｒｑが電圧範囲ＶＲ１内であるときには、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることができない。したがって、電圧範囲ＶＲ１では、ＶＨ≧ＶＨｒｑの範囲でなるべくＶＨをＶＨｒｑに近付けるため、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードのいずれかを選択することが好ましい。

　なお、上述のように、電圧Ｖａ，Ｖｂの関係に応じて、適用可能な動作モードも異なる。すなわち、Ｖａ＞Ｖｂのときには、ａＤモードのみが適用可能である一方で、ｂＤモードおよびＰＤモードを適用することができない。同様に、Ｖｂ＞Ｖａのときには、ｂＤモードのみが適用可能である一方で、ａＤモードおよびＰＤモードを適用することができない。これに対して、ＶａおよびＶｂの電圧差が小さく、Ｖａ＝Ｖｂとみなせる場合には、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードを適用することが可能である。

　昇圧モードに属するａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードでは、出力電圧ＶＨは、ｍａｘ（Ｖａ，Ｖｂ）～ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。一方で、ＳＢモードでは、出力電圧ＶＨを（Ｖａ＋Ｖｂ）より低く制御することができない。すなわち、出力電圧ＶＨは、（Ｖａ＋Ｖｂ）～ＶＨｍａｘの範囲内であれば、電圧指令値ＶＨ＊に従って制御することができる。

　電圧範囲ＶＲ２では、上述した各動作モードでの出力電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードを選択することができる。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることが可能である。一方で、ａＤモード、ｂＤモードおよびＰＤモードは、適用することができない。

　さらに、ＳＤモードは、ＶＨ≧ＶＨｒｑの条件を満たすため、電圧範囲ＶＲ２において適用可能である。ＳＤモードでは、出力電圧ＶＨ（ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂ）を負荷要求電圧ＶＨｒｑに一致させることはできないが、電力変換器５０での損失が大幅に抑制される。このため、電源システム５全体の損失については、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードの適用時よりも抑制できる可能性がある。したがって、ＳＤモードについても、電圧範囲ＶＲ２での適用可能な動作モード群に含めることができる。

　電圧範囲ＶＲ３では、上述した各動作モードでの出力電圧ＶＨの制御可能範囲に照らして、ＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモード、ｂＢモードおよびＰＢモードが、適用可能な動作モード群として選択される。これらの動作モードの適用時には、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑとすることにより、出力電圧ＶＨを負荷要求電圧ＶＨｒｑと一致させることが可能である。一方で、各直結モード（ａＤモード、ｂＤモード、ＰＤモードおよびＳＤモード）は、適用することができない。

　このように、負荷要求電圧ＶＨｒｑに関連する出力電圧ＶＨ（ＶＨ≧ＶＨｒｑ）と、電圧Ｖａ，Ｖｂとの間の関係に応じて、選択可能な動作モードが異なってくる。その中で、動作モードは、電源システム５全体の損失を抑制するように選択することが好ましい。

　図１７には、出力電圧ＶＨの変化に対する電源システムの損失の特性を説明するための第１の概念図が示される。

　図１７の横軸には、電力変換器５０の出力電圧ＶＨが示され、縦軸には電源システムの損失が示される。図１７には、負荷３０の動作点（モータジェネレータ３５の回転数およびトルク）、すなわち、負荷電力ＰＬが同一である下での出力電圧ＶＨの変化に対する電源システムの損失の特性が示される。

　図１７を参照して、電力変換器５０の電力損失（以下、コンバータ損失Ｐｃｖとも称する）は、ＶＨ≦ＶａまたはＶＨ≦Ｖｂの電圧範囲では、ａＤモード、ｂＤモードまたはＰＤモードの適用により抑制される。ＶＨ＞Ｖａ，Ｖｂの電圧範囲では、出力電圧ＶＨの上昇に応じて昇圧比が大きくなるため、コンバータ損失Ｐｃｖが増大する。

　ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂのときには、ＳＤモードの適用により、コンバータ損失Ｐｃｖは特異的に減少する。ＶＨ＞（Ｖａ＋Ｖｂ）の電圧範囲では、ＳＢモードを適用することができるが、出力電圧ＶＨの上昇に応じてコンバータ損失Ｐｃｖが増大する。上述のように、ＳＢモードでは、電力変換器５０での昇圧比が小さくなるため、ＰＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードの適用時と比較して、コンバータ損失Ｐｃｖを抑制することができる。ただし、ＳＢモードにおけるコンバータ損失Ｐｃｖは、ＳＤモード使用時のコンバータ損失Ｐｃｖよりは大きい。

　上述のように、負荷３０での損失を考慮して負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定することにより、ＶＨ＝ＶＨｒｑのときに、負荷３０での電力損失（以下、単に負荷損失Ｐｌｄとも称する）は最小となる。負荷損失Ｐｌｄは、図２の構成例では、インバータ３２およびモータジェネレータ３５の電力損失の和に対応する。したがって、電圧指令値ＶＨ＊＝ＶＨｒｑと設定することにより、負荷損失Ｐｌｄを抑制しつつ、負荷３０の動作を確保するように、出力電圧ＶＨを制御することができる。

　しかしながら、ＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂのときにコンバータ損失Ｐｃｖを大幅に減少できるため、ＶＨ＝ＶＨｒｑに制御しても、電源システム５のトータル損失Ｐｔｌは最小にならない可能性がある。ここで、トータル損失Ｐｔｌは、コンバータ損失Ｐｃｖおよび負荷損失Ｐｌｄの和に対応する。

　したがって、本実施の形態では、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に従って制御する出力電圧制御と、電圧Ｖａ＋Ｖｂを電圧指令値ＶＨ＊に一致させるための電圧調整制御を組み合わせて、電力変換器５０でのＤＣ／ＤＣ電力変換を制御する。図１７の例のように、ＶＨ＊（ＶＨｒｑ）＞Ｖａ＋Ｖｂの場合には、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊へ向けて上昇させるように電圧調整制御が実行される。

　図１８には、Ｖａ＋Ｖｂを上昇させる電圧調整制御の動作波形例が示される。
　図１８を参照して、時刻ｔｘ以前において、Ｖａ＋Ｖｂは、ＶＨ＊に従って制御される出力電圧ＶＨよりも低い。したがって、効率面で有利なＳＤモードを適用するために、時刻ｔｘから電圧調整制御が開始される。

　上述のように、直流電源１０ａ，１０ｂを比較すると、同一電力量の入出力に対して、直流電源１０ｂの方が電圧変化が大きい。したがって、電圧調整制御は、電圧Ｖｂの上昇または低下によって、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ（ＶＨ＊）に一致させるように実行される。図１７の例では、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊へ向けて上昇させるために、直流電源１０ｂの充電によって電圧Ｖｂが上昇するように、電圧調整制御が実行される。

　図１８の例では、主に直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力循環により、すなわち、直流電源１０ａの出力電力により直流電源１０ｂを充電することによって、電圧調整制御が実行される。直流電源１０ａの放電による電圧Ｖａの低下量よりも、直流電源１０ｂの充電による電圧Ｖｂの上昇量の方が大きいため、電圧Ｖａ＋Ｖｂは、電圧調整制御の実行前よりも上昇する。

　そして、時刻ｔａにおいて、（Ｖａ＋Ｖｂ）とＶＨ（ＶＨ＊＝ＶＨｒｑ）との電圧差が所定の基準値よりも小さくなると、Ｖａ＋ＶｂとＶＨとが同等になったと判定して、電圧調整制御が終了される。時刻ｔａ以降では、ＳＤモードが適用される。なお、電力循環を行なうためには、直流電源１０ａ，１０ｂ間の電力配分を制御可能であるＰＢモードの適用が必要であるので、図１８では、時刻ｔａにおいて、動作モードは、ＰＢモードからＳＤモードへ切り換えられる。

　ＶＨ＊＝ＶＨｒｑに従って制御される出力電圧ＶＨと、Ｖａ＋Ｖｂとが同等となった状態でＳＤモードを適用すると、コンバータ損失Ｐｃｖおよび負荷損失Ｐｌｄの両方が低減されるので、電源システム５の全体効率を大幅に上昇させることができる。

　なお、図１８には、電力循環制御を主とする電圧調整制御の動作例を示したが、負荷３０の回生動作時（すなわち、ＰＨ＜０，ＰＬ＜０）には、電力循環を伴うことなく、直流電源１０ｂを重点的に充電することによって、Ｖａ＋Ｖｂを上昇させるための電圧調整制御を実行することも可能である。この場合には、ＰＢモードの選択下で、直流電源１０ｂを重点的に充電するように電力分配比ｋを設定することにより（たとえば、ｋ＝０）、電力調整制御を実行できる。あるいは、ＰＢモードでは、直流電源１０ａからの出力電力と、負荷からの回生電力との両方で直流電源１０ｂとの両方で直流電源１０ｂを充電するように、電圧調整制御を実行することも可能である。

　あるいは、ｂＢモードの選択により、直流電源１０ｂのみを負荷３０からの回生電力の充電対象とすることで、電圧調整制御を実行することも可能である。

　図１９には、出力電圧ＶＨの変化に対する電源システムの損失の特性を説明するための第２の概念図が示される。図１９においても、図１７と同様に、負荷３０の動作点（モータジェネレータ３５の回転数およびトルク）、すなわち、負荷電力ＰＬが同一である下での出力電圧ＶＨの変化に対する電源システムの損失の特性が示される。

　図１９を参照して、負荷損失Ｐｌｄは、ＶＨ＝ＶＨｒｑのときに最小となる。しかしながら、ＳＤモードの適用により、コンバータ損失Ｐｃｖが最小となるＶＨ＝Ｖａ＋ＶｂはＶＨｒｑよりも高い。

　したがって、図１９の例のようにＶＨ＊（ＶＨｒｑ）＜Ｖａ＋Ｖｂの場合には、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊へ向けて低下させるように電圧調整制御が実行される。

　図２０には、Ｖａ＋Ｖｂを低下させる電圧調整制御の動作波形例が示される。
　図２０を参照して、時刻ｔｘ以前において、Ｖａ＋Ｖｂは、ＶＨ＊に従って制御される出力電圧ＶＨより高い。したがって、効率面で有利なＳＤモードを適用するために、時刻ｔｘから電圧調整制御が開始される。図２０の例では、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊へ向けて低下させるために、直流電源１０ｂを放電することによって電圧Ｖｂが低下するように、電圧調整制御が実行される。

　図２０の例では、図１８と同様に、主に直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力循環により、具体的には、直流電源１０ｂの出力電力により直流電源１０ａを充電することによって、電圧調整制御が実行される。電圧変化が小さい直流電源１０ａの充電による電圧Ｖａの上昇量よりも、電圧変化が大きい直流電源１０ｂの放電による電圧Ｖｂの低下量の方が大きいため、電圧Ｖａ＋Ｖｂは、電圧調整制御の実行前よりも低下する。

　図１８と同様に、時刻ｔｂにおいて、（Ｖａ＋Ｖｂ）とＶＨ（ＶＨ＊＝ＶＨｒｑ）との電圧差が所定の基準値よりも小さくなると、電圧調整制御が終了される。時刻ｔａ以降では、ＳＤモードが適用される。図２０でも、時刻ｔａにおいて、動作モードはＰＢモードからＳＤモードへ切り換えられる。これにより、ＶＨ＊＝ＶＨｒｑに従って制御される出力電圧ＶＨと、Ｖａ＋Ｖｂとが同等となった状態で、ＳＤモードを適用することができる。これにより、コンバータ損失Ｐｃｖおよび負荷損失Ｐｌｄの両方を低減させることによって、電源システム５の全体効率を向上することができる。

　なお、図２０には、電力循環制御を主とする電圧調整制御の動作例を示したが、負荷３０の力行動作時（すなわち、ＰＨ＞０，ＰＬ＞０）には、電力循環を伴うことなく、直流電源１０ｂを重点的に放電することによって、Ｖａ＋Ｖｂを低下させるための電圧調整制御を実行することも可能である。この場合には、ＰＢモードの選択下で、直流電源１０ｂを重点的に放電するように電力分配比ｋを設定することにより（たとえば、ｋ＝０）、電力調整制御を実行できる。あるいは、ＰＢモードでは、直流電源１０ｂからの出力電力を負荷電力ＰＬよりも大きくすることにより（Ｐｂ＞ＰＬ）、直流電源１０ａを充電する電力循環を伴って負荷電力ＰＬを供給するように、電圧調整制御を実行することも可能である。また、ｂＢモードの選択により、直流電源１０ｂのみによって負荷電力ＰＬを供給することによって、電圧調整制御を実行することも可能である。

　図２１は、本実施の形態１に従う電力変換器制御による電調整制御に関連した制御構成を説明するための機能ブロック図である。なお図２１を始めとする各機能ブロック図に記載された各機能ブロックは、制御装置４０によるハードウェアおよび／またはソフトウェア処理によって実現されるものとする。

　図２１を参照して、ＶＨｒｑ設定部６１０は、負荷３０の動作状態に応じて、負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定する。図２の構成例のように、負荷３０がモータジェネレータ３５を含む場合には、モータジェネレータ３５の回転数およびトルクに基づいて、負荷要求電圧ＶＨｒｑを決定することができる。あるいは、負荷３０の動作状態として、モータジェネレータ３５が搭載された電動車両の動作状態（車速、アクセル開度等）を用いて負荷要求電圧ＶＨｒｑを設定することも可能である。

　動作モード選択部６００は、負荷の３０の動作状態に応じて求められた負荷要求電圧ＶＨｒｑおよび負荷電力指令値ＰＬ＊と、直流電源１０ａ，１０ｂの動作状態（電源状態）とに基づいて動作モードを選択する。動作モード選択部６００は、動作モードの選択結果を示すモード選択信号ＭＤを生成する。なお、負荷電力指令値ＰＬ＊は、負荷３０が動作指令に従って動作した場合の負荷電力ＰＬに相当する。たとえば、負荷電力指令値ＰＬ＊は、モータジェネレータ３５の回転数およびトルク指令値から求めることができる。

　コンバータ指令生成部７００は、モード選択信号ＭＤおよび負荷要求電圧ＶＨｒｑに基づいて、電圧指令値ＶＨ＊を生成する。コンバータ指令生成部７００は、さらに、負荷電力指令値ＰＬ＊と、モード選択信号ＭＤと、循環電力値Ｐｒと、電圧調整フラグＦｖｂと、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘと、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎとに基づいて、電流制御される直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を設定する。

　電圧調整制御部７１０は、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧Ｖａ，Ｖｂおよび電圧指令値ＶＨ＊に基づいて、電圧調整制御の実行要否を示す電圧調整フラグＦｖｂを生成する。電圧調整フラグＦｖｂは、電圧調整制御の実行時にはオンされる一方で、電圧調整制御の非実行時にはオフされる。さらに、電圧調整制御部７１０は、電圧調整制御の実行および非実行に応じて、電力循環のための循環電力値Ｐｒを設定する。

　循環電力値Ｐｒは、直流電源１０ａおよび１０ｂ間での電力バランスをシフトする、または、電力循環を生じさせることによって、電圧が変化し易い直流電源１０ｂの電圧を調整するために設定される。循環電力値Ｐｒが正値に設定されると、直流電源１０ａの電力Ｐａは正方向（放電方向）にシフトされる一方で、直流電源１０ｂの電力Ｐｂは負方向（充電方向）にシフトされる。したがって、直流電源１０ｂの電圧を上昇させる場合には、Ｐｒ＞０の正値に設定される。反対に、循環電力値Ｐｒが負値に設定されると、電力Ｐａは負方向にシフトされる一方で、電力Ｐｂは正方向にシフトされる。したがって、直流電源１０ｂの電圧を低下させる場合には、Ｐｒ＜０の負値に設定される。また、直流電源１０ｂの電圧を調整する必要が無い場合には、Ｐｒ＝０に設定される。

　電力上限値設定部７２０は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づいて、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘを設定する。各電力上限値は、放電電力の上限値を示しており、０または正に設定される。電力上限値＝０に設定されたときは、直流電源からの放電が禁止されることを意味する。たとえば、電力上限値Ｐａｍａｘは、直流電源１０ａのＳＯＣａおよび温度Ｔａに基づいて設定することができる。電力上限値Ｐｂｍａｘについても、Ｐａｍａｘと同様に、直流電源１０ｂの状態（ＳＯＣｂ、Ｔｂ，Ｉｂ，Ｖｂ）に基づいて設定することができる。

　電力下限値設定部７３０は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態に基づいて、電力下限値Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎを設定する。各電力下限値は、充電電力の上限値を示しており、０または負に設定される。電力下限値＝０に設定されたときは、直流電源の充電が禁止されることを意味する。たとえば、電力下限値Ｐａｍｉｎは、直流電源１０ａのＳＯＣａおよび温度Ｔａに基づいて設定される。電力下限値Ｐｂｍｉｎについても、Ｐａｍｉｎと同様に、直流電源１０ｂの状態（ＳＯＣｂ、Ｔｂ，Ｉｂ，Ｖｂ）に基づいて設定することができる。

　なお、電力上限値Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘに従って、直流電源１０ａ，１０ｂ全体の総電力ＰＨの電力上限値ＰＨｍａｘ（ＰＨｍａｘ＝Ｐａｍａｘ＋Ｐｂｍａｘ）および電力下限値ＰＨｍｉｎ（ＰＨｍｉｎ＝Ｐａｍｉｎ＋Ｐｂｍｉｎ）を設定することができる。負荷３０の動作指令は、負荷電力指令値ＰＬ＊がＰＨｍｉｎ≦ＰＬ＊≦ＰＨｍａｘの範囲内となるように制限される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂの過充電および過放電をさせることなく、負荷３０を動作させることができる。

　図２２は、コンバータ指令生成部７００からの動作指令値に従う電力変換器５０の制御構成を説明するための機能ブロック図である。

　図２２を参照して、デューティ比演算部３００は、コンバータ指令生成部７００によって設定された電力指令値Ｐａ＊、電圧指令値ＶＨ＊に従って、直流電源１０ａの電力Ｐａ（電圧Ｖａ，電流Ｉａ）および出力電圧ＶＨのフィードバック制御により、式（１），（２）のデューティ比Ｄａ，Ｄｂを演算する。

　上述のように、ＰＢモードでは、電流制御される直流電源（ここでは直流電源１０ａ）の電流指令値Ｉａ＊を、Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａと設定することにより、電流Ｉａのフィードバック制御によるデューティ比Ｄａの演算によって、電力Ｐａを電力指令値Ｐａ＊に制御することができる。

　一方で、電圧制御される直流電源（ここでは直流電源１０ｂ）については、出力電圧ＶＨのフィードバック制御によるデューティ比Ｄｂの演算によって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。

　ＰＷＭ制御部４００は、デューティ比演算部３００によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１～ＳＧ４の生成は、図９および図１０で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。

　これにより、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊にフィードバック制御するとともに、直流電源１０ａの電力Ｐａを電力指令値Ｐａ＊にフィードバック制御することができる。また、直流電源１０ｂの電力Ｐｂについても、電圧指令値Ｐａ＊に従った直流電源１０ａの出力制御と、電圧指令値ＶＨに従った直流電源１０ｂの出力制御との結果、Ｐｂ＝ＰＬ＊－Ｐａ＊に制御することができる。

　なお、ａＢモードおよびｂＢモードでは、電圧指令値ＶＨ＊に従う電圧制御のみが実行される。すなわち、出力電圧ＶＨおよび電圧指令値ＶＨ＊に基づいて、デューティ比Ｄａ，Ｄｂの一方のみが演算されるとともに、キャリア波ＣＷａまたはＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、図７または図８に示した昇圧チョッパ回路を制御するように、制御信号ＳＧ１～ＳＧ４が生成される。したがって、使用される直流電源１０ａまたは１０ｂの電圧ＶａまたはＶｂは、電圧制御に伴う総電力ＰＨに応じて、上昇ないし低下する。

　再び図２１を参照して、動作モード選択部６００は、基本的には、負荷３０の状態（ＶＨｒｅｑ，ＰＬ＊）および直流電源１０ａ，１０ｂの状態に応じて、動作モードを選択する。

　コンバータ指令生成部７００は、動作モードに応じて電圧指令値ＶＨ＊を設定する。基本的には、スイッチング制御による出力電圧制御が実行されるＰＢモード、ＳＢモード、ａＢモードおよびｂＢモードでは、電圧指令値ＶＨ＊は、負荷要求電圧ＶＨｒｑに従って設定される。一方、ＳＤモード、ＰＤモード、ａＤモードおよびｂＢモードでは、図３に示されるように、出力電圧ＶＨは、電圧Ｖａおよび／またはＶｂによって一意的に決まる。したがって、これらの直結モードでは、電圧指令値ＶＨ＊は、各モードでの電圧Ｖａおよび／またはＶｂに従った電圧値に設定することができる。

　さらに、コンバータ指令生成部７００は、ＰＢモードでは、電力指令値Ｐａ＊を適切に設定することによって、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配比を制御することができる。たとえば、電力分配比は、直流電源１０ａ，１０ｂの状態および負荷電力（ＰＬ＊）に応じて、電力変換器５０および直流電源１０ａ，１０ｂの電力損失が低くなるように設定することが好ましい。

　電圧調整制御部７１０は、電圧Ｖａ＋Ｖｂと電圧指令値ＶＨ＊との比較に基づいて、電圧調整フラグＦｖｂのオンオフを制御する。たとえば、Ｖａ＋ＶｂとＶＨ＊との電圧差（｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜）が所定の判定値Ｖｔより大きいときには電圧調整フラグＦｖｂがオンされる一方で、｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜≦Ｖｔのときには、電圧調整フラグＦｖｂはオフされる。判定値Ｖｔは、Ｖａ＋ＶｂとＶＨ＊とが略一致したことを検出できるように設定される。

　なお、電圧調整フラグＦｖｂは、複数ビットで構成することにより、Ｖａ＋ＶｂとＶＨ＊との高低に関する情報をさらに含むように生成される。すなわち、電圧調整フラグＦｖｂによって、Ｖａ＋Ｖｂを上昇させる電圧調整制御（Ｖａ＋Ｖｂ＜ＶＨ＊のとき）、および、Ｖａ＋Ｖｂを低下させる電圧調整制御（Ｖａ＋Ｖｂ＞ＶＨ＊のとき）のいずれを実行するかを指示することができるものとする。

　なお、電圧調整制御の実行および非実行は、Ｖａ＋ＶｂおよびＶＨ＊の電圧差に加えて、負荷３０ないし直流電源１０ａ，１０ｂの状態をさらに組み合わせて制御することも可能である。たとえば、所定条件の成立時に限って電圧調整制御の実行を許可することにより、当該所定条件の非成立時には、電圧差にかかわらず電圧調整制御を非実行とすることができる。当該所定条件は任意に設定することができるが、たとえば、負荷３０が電動車両のモータジェネレータ３５を含む場合には、電動車両の走行状態に応じて、電圧調整制御の実行を許可することが好ましい。また、Ｖａ＋ＶｂおよびＶＨ＊の電圧差が大き過ぎる場合にも、電圧調整制御は非実行とすることが好ましい。

　電圧調整制御の非実行時、すなわち、電圧調整フラグＦｖｂのオフ時には、動作モード選択部６００およびコンバータ指令生成部７００は、上記の基本的な制御に従って、モード選択信号ＭＤ、電圧指令値ＶＨ＊および電力指令値Ｐａ＊（ＰＢモード）を生成する。また、電圧調整フラグＦｖｂのオフ時には、循環電力値が零（Ｐｒ＝０）に設定される。

　電圧調整制御の実行時、すなわち、電圧調整フラグＦｖｂのオン時には、動作モード選択部６００およびコンバータ指令生成部７００の動作は、以下のように修正される。

　動作モード選択部６００は、電圧調整制御の実行時（電圧調整フラグのオン時）には、基本的には、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力分配を制御するためにＰＢモードを選択する。

　コンバータ指令生成部７００は、ＰＢモードにおいて、Ｖａ＋Ｖｂを上昇させる電圧調整制御を実行するときには、直流電源１０ｂの充電を促進するように、電力指令値Ｐａ＊を設定する。この場合には、Ｐｒ＞０に設定されているため、電力指令値Ｐａ＊は、電圧調整制御の非実行時よりも放電側にシフトして設定される。ただし、電力指令値Ｐａ＊は、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの範囲内で設定される。

　負荷３０の力行動作時（ＰＬ＊＞０）には、循環電力値Ｐｒに従ってＰａ＊＞ＰＬ＊とすることにより、電力循環を伴って、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂを速やかに上昇させることができる。

　一方で、負荷３０の回生動作時（ＰＬ＊＜０）には、ＰＬ＊に対するＰａ＊の比率を下げるように電力指令値Ｐａ＊を設定することによって、直流電源１０ｂを重点的に充電することにより電圧Ｖｂ＋Ｖｂを上昇することができる。さらに、循環電力値Ｐｒに従ってＰａ＊＞０とすることにより、電力循環を伴って、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂを速やかに上昇させることができる。

　コンバータ指令生成部７００は、ＰＢモードにおいて、Ｖａ＋Ｖｂを低下させる電圧調整制御を実行するときには、直流電源１０ｂの放電を促進するように、電力指令値Ｐａ＊を設定する。この場合には、Ｐｒ＜０に設定されているため、電力指令値Ｐａ＊は、電圧調整制御の非実行時よりも充電側にシフトして設定される。常に、電力指令値Ｐａ＊は、Ｐａｍｉｎ≦Ｐａ＊≦Ｐａｍａｘの範囲内で設定される。

　負荷３０の力行動作時（ＰＬ＊＞０）には、ＰＬ＊に対するＰａ＊の比率を下げるように電力指令値Ｐａ＊を設定することによって、直流電源１０ｂを重点的に放電することにより電圧Ｖｂ＋Ｖｂを低下させることができる。さらに、循環電力値Ｐｒに従ってＰａ＊＜０とすることにより、電力循環を伴って、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂを速やかに低下させることができる。

　一方で、負荷３０の回生動作時（ＰＬ＊＜０）には、循環電力値Ｐｒに従ってＰａ＊＜ＰＬ＊とすることにより、電力循環を伴って、直流電源１０ｂの電圧Ｖｂを速やかに低下させることができる。

　また、ＰＢモードでは、負荷電力指令値ＰＬ＊＝０のときであっても、循環電力値Ｐｒを設定することにより、電圧調整制御を実行することができる。具体的には、Ｐｒ＞０に設定することにより、ＰＬ＊＝０であっても直流電源１０ａおよび１０ｂ間での充放電によって、Ｖａ＋Ｖｂを上昇させる電圧調整制御を実行することができる。同様に、Ｐｒ＜０に設定するとＶａ＋Ｖｂを低下させる電圧調整制御を実行することができる。

　また、コンバータ指令生成部７００は、直流電源１０ａを不使用として電圧調整制御を実行する場合には、ｂＢモードを選択することができる。ただし、ｂＢモードの選択時には、電力循環ができないため、Ｖａ＋Ｖｂの変化方向（上昇／低下）は、負荷電力指令値ＰＬ＊および電圧指令値ＶＨ＊によって決まる。このため、ｂＢモードでは、Ｖａ＋Ｖｂを上昇させる電圧調整制御は、負荷３０の回生動作時（ＰＬ＊＜０）または、出力電圧ＶＨの低下時（ＶＨ＞ＶＨ＊）に限定して実行できる。同様に、Ｖａ＋Ｖｂを低下させる電圧調整制御は、負荷３０の力行動作時（ＰＬ＊＞０）または、出力電圧ＶＨの上昇時（ＶＨ＜ＶＨ＊）に限定して実行できる。

　なお、原理的には、ａＢモードの選択によって電圧Ｖａを上昇または低下させることによっても、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊へ向かって変化させる電圧調整制御を実行することができる。たとえば、直流電源１０ｂのＳＯＣまたは温度等の制約によって、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊へ一致させる方向に電圧Ｖｂを変化させることが困難である場合には、ａＢモードを選択して直流電源１０ａの電圧Ｖａを変化させることによって、電圧調整制御を実行してもよい。ただし、同一電力量の充放電による電圧変化量は、電圧Ｖｂの方が電圧Ｖａよりも大きいので、通常時には、優先的に電圧Ｖｂを変化させることによって、電圧調整制御を効率的に実行することできる。

　以上説明したように、本実施の形態１による電力変換器制御によれば、負荷状態に応じて設定される電圧指令値ＶＨ＊に従って出力電圧ＶＨを制御する出力電圧制御と、直流電源１０ａ，１０ｂの電圧の和（Ｖａ＋Ｖｂ）を電圧指令値ＶＨ＊に一致させるための電圧調整制御とを組み合わせるように、電力変換器５０を制御することができる。特に、電圧変化が大きい直流電源１０ｂの電圧を電圧指令値ＶＨ＊に一致させる方向に変化させることによって、電圧調整制御を効率的に実行できる。

　電圧調整制御の結果、負荷状態に対応した出力電圧ＶＨにおいて、電力変換器５０の損失が抑制されるＳＤモード（直列直結モード）を適用できるようになる。これにより、電源システム全体の効率を向上するように動作モードの選択を制御することができる。

　さらに、ＰＢモード時には、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力循環を組み合わせることにより、Ｖａ＋Ｖｂを速やかに電圧指令値ＶＨ＊へ一致させることができる。特に、電力循環を用いると、負荷電力ＰＬの正負（力行／回生）を問わず、任意の方向にＶａ＋Ｖｂを変化させるように電圧調整制御を実行することが可能となる。

　また、ａＢモードまたはｂＢモードを適用することにより、直流電源１０ａ，１０ｂの一方において電圧調整制御のための電圧変化を生じさせることが困難である場合にも、電圧Ｖａ，Ｖｂの一方のみを変化させるように電圧調整制御を実行することが可能である。

　［実施の形態２］
　実施の形態１で説明した電圧調整制御によって、ＶＨ＞Ｖａ＋Ｖｂの状態からＶＨ＝Ｖａ＋Ｖｂの状態とすると、電圧Ｖｂが上昇することにより、負荷３０からの回生電力の回収能力が低下することが懸念される。特に、図２に例示したように、電源システム５が電動車両に搭載される場合には、車両走行時におけるモータジェネレータ３５からの回生電力の回収が、電動車両のエネルギ効率に大きく影響する。すなわち、電動車両への適用を考慮すると、一律に電圧調整制御を実行してしまうと、回生エネルギの回収量が低下することで、却ってエネルギ効率を低下させることが懸念される。

　実施の形態２では、実施の形態１に従う電源システム５が電動車両に搭載されているケースにおける、走行状況に応じた電圧調整制御について説明する。以下では、一例として、高速走行時における電圧調整制御について説明する。

　図２３は、電動車両の高速走行パターンの例を説明する概念図である。
　図２３を参照して、電動車両は、時刻ｔ１から走行を開始して、時刻ｔ２からは、略一定の車速での高速走行を継続される高速巡航状態となる。

　図２３に実線で示された走行パターンＰＴ１では、時刻ｔ３以降においても時刻ｔ２～ｔ３と同等の速度での走行が継続する。すなわち、走行パターンＰＴ１では、高速巡航が長時間継続される。たとえば、走行パターンＰＴ１は、高速道路を長時間走行するときに表われる。

　一方で、図２３に実線で示された走行パターンＰＴ２では、時刻ｔ３において高速巡航は終了されて、加減速を伴った走行が行なわれる。このため、走行パターンＰＴ２は、高速走行の開始後、高速巡航が比較的短時間で終了する走行状況を示している。

　このように、電動車両の高速走行は、高速巡航の継続時間の長短によって、走行パターンＰＴ１およびＰＴ２のいずれかに分類される。

　ここで、直流電源１０ｂがキャパシタで構成されている場合には、ＳＯＣｂは下記（５）式によって示される。

　ＳＯＣｂ＝（１／２）×Ｃ×Ｖｂ2　　　…（５）
　したがって、電圧Ｖｂが上昇してＳＯＣｂが高くなると、直流電源１０ｂの充電によって回収できる回生エネルギが減少する。反対に、電圧Ｖｂが低下してＳＯＣｂが低くなると、直流電源１０ｂの充電によって回収できる回生エネルギが増加する。

　したがって、走行パターンＰＴ２のような車両減速が生じた場合には、電圧Ｖｂが低い方が回生エネルギの回収面からは有利である。特に、高速走行時には、車両の運動エネルギが大きいため、回生制動によって得られる回生エネルギも大きくなる。

　一方で、高速走行時には、モータジェネレータ３５の回転数も高くなることにより、負荷損失Ｐｌｄが大きくなる傾向にある。このため、高速走行が長時間継続する高速巡航時には、ＶＨ＝ＶＨｒｑの状態でＳＤモードを適用することで、電動車両のエネルギ効率を高めることが望ましい。

　しかしながら、高速走行時には、モータジェネレータ３５の回転数上昇に伴って負荷要求電圧ＶＨｒｑも上昇する。したがって、電圧調整制御によって、Ｖａ＋ＶｂをＶＨ＊（ＶＨ＊＝ＶＨｒｑ）へ一致させると、電圧Ｖｂが上昇することによって減速時の回生エネルギの回収量が低下することが懸念される。

　このため、高速巡航が長時間継続される走行パターンＰＴ１では、高速巡航におけるエネルギ効率を高めることが重要となる。すなわち、電圧調整制御の適用によって高速巡航におけるエネルギ効率を高めるメリットが、電圧調整制御によってＶｂが上昇することで回生エネルギの回収量が低下するデメリットを上回る。

　これに対して、高速走行状態が比較的短時間（時刻ｔ２～ｔ３）で終了する走行パターンＰＴ２では、電圧調整制御の適用による高速巡航の高効率化のメリットが小さいので、電圧調整制御を非実行として電圧Ｖｂを上昇させないことにより、減速時の回生エネルギの回収量を確保する方がメリットは大きい。

　このように、電圧調整制御は、高速巡航が長時間継続することが予測されるときに実行することが好ましい。したがって、実施の形態２では、長時間高速巡航が継続するか否かについての走行パターンの予測に基づいて、実施の形態１で説明した電圧調整制御の要否を判断する。

　図２４は、本実施の形態２従う電力変換器制御による電調整制御に関連した制御構成を説明するための機能ブロック図である。

　図２４を図１９と比較して、実施の形態２に従う制御構成では、走行パターン予測部７５０がさらに設けられる。走行パターン予測部７５０は、ナビゲーションシステムにおける地図情報や渋滞情報、あるいは、蓄積された過去の走行履歴に基づく学習等によって、走行パターンを予測するための走行情報を取得する。

　走行パターン予測部７５０は、取得された走行情報に基づいて、電圧調整許可フラグＦｐｔを生成する。電圧調整許可フラグＦｐｔは、電圧調整制御を適用すべき走行状況である場合にオンされる一方で、電圧調整制御を適用すべき走行状況ではない場合にオフされる。

　一例として、図２３で説明したように、高速道路への進入前（時刻ｔ２以前）に、ナビゲーションシステムによって取得される走行情報（地図情報、目的地設定および経路探索結果等）に基づいて、高速走行が走行パターンＰＴ１およびＰＴ２のいずれとなるかが、走行パターン予測部７５０によって予測される。走行パターン予測部７５０は、走行パターンＰＴ１が予測されるときには電圧調整許可フラグＦｐｔはオンする一方で、走行パターンＰＴ２が予測されるときには電圧調整許可フラグＦｐｔをオフする。

　電圧調整制御部７１０は、走行パターン予測部７５０からの電圧調整許可フラグＦｐｔに基づいて、電圧調整フラグＦｖｂを生成する。具体的には、電圧調整制御部７１０は、電圧調整許可フラグＦｐｔがオンである場合には、実施の形態１と同様に、Ｖａ＋ＶｂとＶＨ＊との電圧差（｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜）と判定値Ｖｔとの比較に応じて電圧調整フラグＦｖｂをオンする。すなわち、｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜≦Ｖｔのときには電圧調整フラグＦｖｂはオフされる。これに対して、電圧調整制御部７１０は、電圧調整許可フラグＦｐｔのオフ時には、電圧調整フラグＦｖｂをオフする。

　さらに、実施の形態２では、電圧調整フラグＦｖｂのオン時、すなわち、電圧調整制御の実行時には、電力循環を伴う電圧調整制御を指示するフラグＦｃｒと、電力循環を伴わずに走行負荷（すなわち、力行または回生に伴う負荷電力）を用いる電圧調整制御を指示するフラグＦｐｌとを選択的にオンする。フラグＦｃｒおよびＦｐｌは、動作モード選択部６００における動作モード選択、および、コンバータ指令生成部７００による電力指令値Ｐａ＊の設定に反映される。

　図２４に示されるその他の部分の構成および機能は、図２１に示したのと同様であるので、説明は繰り返さない。

　図２５は、走行状況に応じた電圧調整許可フラグＦｐｔを反映した電圧調整制御の制御処理を説明するためのフローチャートである。図２５に示す制御処理は、制御装置４０が予め格納されたプログラムを実行することによって実現される。

　図２５を参照して、制御装置４０は、ステップＳ１００により、電圧調整許可フラグＦｐｔがオンであるか否かを判定する。電圧調整許可フラグＦｐｔのオン時には（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、処理がステップＳ１２０に進められる。

　制御装置４０は、ステップＳ１２０では、Ｖａ＋ＶｂとＶＨ＊との電圧差に応じて、電圧調整制御をオンする。すなわち、｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜＞Ｖｔのときに、電圧調整フラグＦｖｂがオンされる。一方で、｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜≦Ｖｔのときには、電圧調整フラグＦｖｂがオフされて、電圧調整制御は非実行とされる。

　制御装置４０は、電圧調整制御の実行時には、ステップＳ１３０により、走行状態および電圧関係に応じて、電圧調整手法を選択的に設定する。

　図２６には、電圧調整制御における電圧調整手法の選択的な設定を説明するための図表が示される。

　図２６を参照して、電圧調整手法は、電圧Ｖａ＋Ｖｂと電圧指令値ＶＨ＊との関係、および、電動車両が加速中および減速中のいずれであるかに応じて選択される。

　電動車両の加速中には、負荷電力（ＰＬ＞０）の供給によって直流電源１０ｂを放電することができる。すなわち、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂのときには、走行負荷を利用した直流電源１０ｂの放電によって、電圧Ｖｂを効率的に低下させることができる。したがって、電動車両の加速中で、かつ、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂのときには、走行負荷を利用した電圧調整制御を実行するためにフラグＦｐｌがオンされる。このとき、動作モードは、ＰＢモードまたはｂＢモードのいずれかを適用することができる。

　反対に、ＶＨ＞Ｖａ＋Ｖｂのときには、走行負荷を利用して電圧Ｖｂを上昇させることができないため、電圧調整制御のためには電力循環が必要となる。この場合には、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊＞ＰＬとすることで、直流電源１０ｂを充電するための電力循環を生じさせることができる。したがって、電動車両の加速中で、かつ、ＶＨ＞Ｖａ＋Ｖｂのときには、電力循環を伴う電圧調整制御を実行するためにフラグＦｃｒがオンされる。このとき、動作モードはＰＢモードとする必要がある。ただし、電力循環時には、負荷電力ＰＬの供給とは別に電力変換器５０内で電力損失が生じるため、効率が低下することが懸念される。

　電動車両の減速中には、負荷電力（ＰＬ＜０）によって直流電源１０ｂを充電することができる。すなわち、ＶＨ＞Ｖａ＋Ｖｂのときには、走行負荷を利用した直流電源１０ｂの充電によって、電圧Ｖｂを効率的に上昇させることができる。したがって、電動車両の減速中で、かつ、ＶＨ＞Ｖａ＋Ｖｂのときには、走行負荷を利用した電圧調整制御を実行するためにフラグＦｐｌがオンされる。このとき、動作モードは、ＰＢモードまたはｂＢモードのいずれかを適用することができる。また、Ｐｒ＞０に設定される。

　反対に、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂのときには、走行負荷を利用して電圧Ｖｂを低下させることができないため、電圧調整制御のためには電力循環が必要となる。この場合には、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊＜ＰＬとすることにより、直流電源１０ｂを放電するための電力循環を生じさせることができる。したがって、電動車両の減速中で、かつ、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂのときには、電力循環を伴う電圧調整制御を実行するためにフラグＦｃｒがオンされる。このとき、動作モードはＰＢモードとする必要がある。また、Ｐｒ＜０に設定される。

　図２６に示された電力調整手法の選択に従えば、走行負荷を積極的に利用して電圧Ｖｂを上昇または低下させることにより、電力調整制御における電力循環の頻度を抑制することが可能となる。これにより、電圧調整制御に伴う電力変換器５０での電力損失を抑制することができるので、電源システム５および電動車両全体のエネルギ効率を高めることが可能となる。

　再び図２５を参照して、制御装置４０は、電圧調整制御の実行時には、ステップＳ１３０により選択された電圧調整手法に従って、動作モードを選択するとともに（動作モード選択部６００）および電力変換器５０の動作指令を生成する（コンバータ指令生成部７００）。

　制御装置４０は、電圧調整許可フラグＦｐｔのオフ時（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、基本的には、ステップＳ１４０に処理を進めて、電圧調整制御を非実行とする。すなわち、｜Ｖａ＋Ｖｂ－ＶＨ＊｜＞Ｖｔであっても、電圧調整フラグＦｖｂはオフされる。

　ただし、回生エネルギの回収に着目すると、電圧Ｖｂはなるべく低下させることが得策である。したがって、制御装置４０は、電圧調整許可フラグＦｐｔのオフ時（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ１１０により、電圧Ｖａ＋Ｖｂと電圧指令値ＶＨ＊とを比較することが好ましい。そして、制御装置４０は、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂのとき（Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、電圧調整許可フラグＦｐｔがオフされていても、ステップＳ１２０に処理を進める。これにより、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂの場合には、Ｖｂを低下させる電圧調整制御を積極的に実行することができるので、車両走行中における回生エネルギの回収量を高めることが期待できる。

　図２５に示す制御処理に従えば、高速走行に際して、図２３に示した走行パターンＰＴ１が予測される場合には、電圧調整制御を実行することにより、負荷状態に対応した出力電圧ＶＨにおいてＳＤモード（直列直結モード）が適用された状態で、高速巡航することができる。これにより、比較的長時間継続する高速巡航での電源システム５の損失が低下することにより、電動車両のエネルギ効率を高めることができる。

　一方で、図２３に示した走行パターンＰＴ２が予測される場合には、電圧Ｖｂを上昇するための電圧調整制御は非実行とされる。これにより、高速巡航が比較的短時間で終了することに対応して、高速巡航時の損失低減よりも減速時の回生エネルギ回収量を高めることを重視することによって、電動車両のエネルギ効率を高めることができる。

　なお、実施の形態２では、高速走行時における電圧調整制御の実行・非実行を制御することを説明したが、高速走行時に限定されることなく、その他の場面での走行状況に基づいて同様の制御を行なうことも可能である。すなわち、走行情報に基づく電圧調整許可フラグＦｐｔのオンオフの設定については、任意に設定することが可能である。

　このように、実施の形態２による電力変換器制御によれば、電源システムが電動車両に適用された場合に対応させて、走行状況に応じて電圧調整制御の実行および非実行を適切に制御することができる。すなわち、電圧調整制御の結果、回生エネルギの回収量が低下することで、走行を通じたトータルのエネルギ効率が低下しないように、電力変換器５０を制御することができる。

　なお、ＶＨ＜Ｖａ＋Ｖｂの状況では、積極的に電圧調整制御を実行することによって、ＳＤモードの適用頻度増大と回生エネルギの回収量増大との両方からエネルギ効率を高めることができる。

　［実施の形態３］
　実施の形態３では、実施の形態１および２で説明した電力調整制御が適用される、直流電源１０ａ，１０ｂの出力を制御するための電力変換器制御の好ましい変形例について説明する。特に、電力循環が適用できるＰＢモードにおける制御について説明する。

　図２７は、本実施の形態３に従う電力変換器制御の基本的な概念を説明する図である。
　図２７を参照して、出力電圧ＶＨは、総電力ＰＨが負荷電力ＰＬよりも大きい状態（ＰＨ＞ＰＬ）では上昇する一方で、ＰＨ＜ＰＬの状態では低下する。したがって、本実施の形態３に従う電力変換器制御では、出力電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ＊に対する電圧偏差ΔＶＨに応じて総電力ＰＨの指令値を設定する。さらに、総電力ＰＨを電力ＰａおよびＰｂの間で分配することにより、各直流電源１０ａ，１０ｂの両方の出力を電力制御（電流制御）する。

　（ＰＢモードの制御動作）
　まず、電圧調整制御時に主に使用される、電力配分制御が可能であるＰＢモードにおける電力変換器制御について説明する。

　図２８および図２９は、実施の形態３に従う電力変換器制御を説明するためのブロック図である。図２８には、各直流電源の電力指令値を設定する制御演算のための構成が示されるとともに、図２９には、設定された電力指令値に従って各直流電源の出力を制御する制御演算のための構成が示される。

　図２８を参照して、電圧制御部２００は、出力電圧ＶＨの電圧偏差に基づいて、直流電源１０ａ，１０ｂの電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊を設定する。電圧制御部２００は、偏差演算部２１０と、制御演算部２２０と、リミッタ２３０と、電力分配部２４０と、循環電力加算部２５０と、リミッタ２６０と、減算部２７０とを有する。

　偏差演算部２１０は、電圧指令値ＶＨ＊および出力電圧ＶＨの検出値の差に従って電圧偏差ΔＶＨ（ΔＶＨ＝ＶＨ＊－ＶＨ）を算出する。制御演算部２２０は、電圧偏差ΔＶＨに基づいて、電圧制御のために要求される総電力ＰＨｒを算出する。たとえば、制御演算部２２０は、ＰＩ演算によって、下記（６）式に従ってＰＨｒを設定する。

　ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）　　　　　…（６）
　式（６）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインには、平滑コンデンサＣＨの容量値も反映される。式（６）に従って総電力ＰＨｒを設定することにより、電圧偏差ΔＶＨを低減するためのフィードバック制御を実現できる。あるいは、負荷３０の動作状態および動作指令値に従って予測された負荷電力指令値ＰＬ＊を反映して、式（７）に従って要求される総電力ＰＨｒを設定することも可能である。このようにすると、負荷３０での電力消費をフィードフォワードする形で出力電圧ＶＨを制御することができる。

　ＰＨｒ＝Ｋｐ・ΔＶＨ＋Σ（Ｋｉ・ΔＶＨ）＋ＰＬ＊　　　　　…（７）
　リミッタ２３０は、ＰＨｍａｘ～ＰＨｍｉｎの範囲内となるように、電力指令値ＰＨ＊を制限する。もし、ＰＨｒ＞ＰＨｍａｘのときには、リミッタ２３０によりＰＨ＊＝ＰＨｍａｘに設定される。同様に、ＰＨｒ＜ＰＨｍｉｍのときには、リミッタ２３０は、ＰＨ＊＝ＰＨｍｉｎに設定する。また、ＰＨｍａｘ≧ＰＨｒ≧ＰＨｍｉｎのときには、そのままＰＨ＊＝ＰＨｒに設定される。これにより、総電力指令値ＰＨ＊が確定する。

　電力分配部２４０は、総電力指令値ＰＨ＊と、電力分配比ｋとに基づいて、直流電源１０ａが分担すべき電力ｋ・ＰＨ＊を算出する。電力分配比ｋは、負荷電力指令値ＰＬ＊に応じて、電力変換器５０および直流電源１０ａ，１０ｂの電力損失が低くなるように設定することができる。たとえば、負荷電力指令値ＰＬ＊に応じて電力分配比ｋを一意に決定するためのアップが予め作成される。

　循環電力加算部２５０は、電力分配部２４０によって算出されたｋ・Ｐａ＊と、電圧調整制御部７１０によって設定された循環電力値Ｐｒとを加算することによって、直流電源１０ａが要求される電力Ｐａｒを算出する（Ｐａｒ＝ｋ・Ｐａ＊＋Ｐｒ）。

　リミッタ２６０は、電力上限値設定部７２０および電力下限値設定部７３０によって設定されたＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内となるように、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊を制限する。もし、Ｐａｒ＞Ｐａｍａｘのときには、リミッタ２６０によりＰａ＊＝Ｐａｍａｘに修正される。同様に、Ｐａｒ＜Ｐａｍｉｍのときには、リミッタ２６０は、Ｐａ＊＝Ｐａｍｉｎに修正する。また、Ｐａｍａｘ≧Ｐａｒ≧Ｐａｍｉｎのときには、そのままＰａ＊＝Ｐａｒとされる。これにより、直流電源１０ａの電力指令値Ｐａ＊が確定する。

　減算部２７０は、総電力指令値ＰＨ＊から電力指令値Ｐａ＊を減算することによって、直流電源１０ｂの電力指令値Ｐｂ＊を設定する（Ｐｂ＊＝ＰＨ＊－Ｐａ＊）。

　図３０は、図２８に従って設定された電力指令値による電源システム内のパワーフローを説明するための概念図である。

　図３０を参照して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するために必要な総電力指令値ＰＨ＊は、電力分配比ｋに従って電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に分配される。すなわち、基本的には、Ｐａ＊＝ｋ・ＰＨ、Ｐｂ＊＝（１－ｋ）・ＰＨ＊に設定される。これにより、直流電源１０ａ，１０ｂ間での電力配分を制御した上で、出力電圧ＶＨを制御するための総電力指令値ＰＨ＊に従った電力を、電力線２０へ入出力することができる。

　さらに、循環電力値Ｐｒを設定することにより、直流電源１０ａからの出力電力によって直流電源１０ｂを充電（Ｐｒ＞０）、あるいは、直流電源１０ｂからの出力電力によって直流電源１０ａを充電（Ｐｒ＜０）することで、電力循環による電圧調整制御を実現することができる。

　また、電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０によってＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限されるので、直流電源１０ａを過電力から保護できる。すなわち、直流電源１０ａの過充電および過放電を防止できる。また、上述のように、負荷電力ＰＬがＰＨｍｉｎ～ＰＨｍａｘの範囲内となるように制限することによって、直流電源１０ｂについても過電力からの間接的な保護を図ることができる。

　再び図２９を参照して、制御装置４０は、電力指令値Ｐａ＊，Ｐｂ＊に従って直流電源１０ａ，１０ｂからの出力を制御するための、デューティ比演算部３００、ＰＷＭ制御部４００、およびキャリア波発生部４１０を含む。デューティ比演算部３００は、電流制御によって直流電源１０ａの出力を制御するための電流制御部３０１および、電流制御によって直流電源１０ｂの出力を制御する電流制御部３１０を含む。

　電流制御部３０１は、電流指令生成部３０２と、偏差演算部３０４と、制御演算部３０６と、ＦＦ加算部３０８とを有する。

　電流指令生成部３０２は、電力指令値Ｐａ＊と、電圧Ｖａの検出値とに基づいて、直流電源１０ａの電流指令値Ｉａ＊を設定する（Ｉａ＊＝Ｐａ＊／Ｖａ）。偏差演算部３０４は、電流指令値Ｉａ＊および電流Ｉａの検出値の差に従って電流偏差ΔＩａ（ΔＩａ＝Ｉａ＊－Ｉａ）を算出する。制御演算部３０６は、電流偏差ΔＩａに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂａを算出する。たとえば、制御演算部３０６は、ＰＩ演算によって、下記（８）式に従って制御量Ｄｆｂａを算出する。

　Ｄｆｂａ＝Ｋｐ・ΔＩａ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩａ）　　　　　…（８）
　式（８）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（６）とは別個に設定される。

　一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆａは、式（１）をＤａについて解くことで得られるＤａ＝（ＶＨ－Ｖａ）／ＶＨに沿って、式（９）に従って設定される。

　Ｄｆｆａ＝（ＶＨ＊－Ｖａ）／ＶＨ＊　　　…（９）
　ＦＦ加算部３０８は、ＦＢ制御量ＤｆｂａおよびＦＦ制御量Ｄｆｆａを加算することによって、直流電源１０ａの出力制御に関するデューティ比Ｄａを算出する。デューティ比Ｄａは、式（１）と同様に、直流電源１０ａの電圧Ｖａと出力電圧ＶＨとの間でＤＣ／ＤＣ変換を行なう際の、昇圧チョッパ回路（図７）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

　同様に、直流電源１０ｂに対応する電流制御部３１０は、電流指令生成部３１２と、偏差演算部３１４と、制御演算部３１６と、ＦＦ加算部３１８とを有する。

　電流指令生成部３１２は、電力指令値Ｐｂ＊と、電圧Ｖｂの検出値とに基づいて、直流電源１０ｂの電流指令値Ｉｂ＊を設定する（Ｉｂ＊＝Ｐｂ＊／Ｖｂ）。偏差演算部３１４は、電流指令値Ｉｂ＊および電流Ｉｂの検出値の差に従って電流偏差ΔＩｂ（ΔＩｂ＝Ｉｂ＊－Ｉｂ）を算出する。制御演算部３１６は、電流偏差ΔＩｂに基づいて、電流フィードバック制御の制御量Ｄｆｂｂを算出する。たとえば、制御演算部３１６は、ＰＩ演算によって、下記（１０）式に従って制御量Ｄｆｂｂを算出する。

　Ｄｆｂｂ＝Ｋｐ・ΔＩｂ＋Σ（Ｋｉ・ΔＩｂ）　　　　　…（１０）
　式（１４）中のＫｐは比例制御ゲインであり、Ｋｉは積分制御ゲインである。これらの制御ゲインは、式（６）および式（８）とは別個に設定される。

　一方で、電圧フィードフォワード制御のＦＦ制御量Ｄｆｆｂは、式（２）をＤｂについて解くことで得られるＤｂ＝（ＶＨ－Ｖｂ）／ＶＨに沿って、式（１１）に従って設定される。なお、式（１１）中において、電圧指令値ＶＨ＊は出力電圧ＶＨの検出値としてもよい。

　Ｄｆｆｂ＝（ＶＨ＊－Ｖｂ）／ＶＨ＊　　　…（１１）
　ＦＦ加算部３１８は、ＦＢ制御量ＤｆｂｂおよびＦＦ制御量Ｄｆｆｂを加算することによって、直流電源１０ｂの出力制御に関するデューティ比Ｄｂを算出する。デューティ比Ｄｂは、式（２）と同様に、昇圧チョッパ回路（図８）の下アーム素子（スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３）がオンされる期間のデューティ比に相当する。

　ＰＷＭ制御部４００は、電流制御部３０１，３１０によって設定されたデューティ比Ｄａ，Ｄｂ、ならびに、キャリア波発生部４１０からのキャリア波ＣＷａ，ＣＷｂに基づくパルス幅変調制御によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４の制御信号ＳＧ１～ＳＧ４を生成する。ＰＷＭ制御部４００によるパルス幅変調制御および制御信号ＳＧ１～ＳＧ４の生成は、図９および図１０で説明したのと同様に実行されるので、詳細な説明は繰り返さない。

　このように、実施の形態３に従う電力変換器制御によれば、ＰＢモードでのＤＣ／ＤＣ変換において、出力電圧ＶＨの電圧偏差を電力指令値に変換して、各直流電源１０ａ，１０ｂの出力を電流制御することによって、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御することができる。特に、実施の形態３に従う電力変換器制御は、電圧調整制御のための循環電力値Ｐｒを反映して、直流電源１０ａ，１０ｂの充放電電力を直接制御できるので、実施の形態１および２で説明した電力調整制御との組み合わせに適している。

　実施の形態３に従う電力変換制御は、電力調整制御で選択される可能性があるａＢモードおよびｂＢモードへも適用可能である。

　ａＢモードでは、図７（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ｂを不使用とする一方で、直流電源１０ａおよび電力線２０（負荷３０）の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ａＢモードでは、直流電源１０ａの出力を制御するためのデューティ比Ｄａに基づく制御パルス信号ＳＤａに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。具体的には、図７（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ３およびＳ４は、制御パルス信号ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、制御パルス信号／ＳＤａに従って共通にオンオフ制御される。

　再び図２８を参照して、ａＢモードにおいても、ＰＢモードと同様に、偏差演算部２１０、制御演算部２２０および、リミッタ２３０によって、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。なお、直流電源１０ｂは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ａの電力上限値Ｐａｍａｘおよび電力下限値Ｐａｍｉｎと同等に設定することができる。これに対応して、ａＢモードでは、負荷３０の動作指令値は、Ｐａｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐａｍａｘとなる範囲内に制限して生成される。

　ａＢモードでは、直流電源１０ｂが非使用とされるので、Ｐｒ＝０に固定される。さらに、電力分配比ｋ＝１．０に固定することにより、電力指令値Ｐａ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐｂ＊＝０に設定される。この際に、リミッタ２６０によっても、電力指令値Ｐａ＊がＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲から外れないように、すなわち、直流電源１０ａに過電力が生じないように保護することができる。したがって、ａＢモードにおいては、リミッタ２３０および２６０の一方を非作動とすることも可能である。

　さらに、図２９の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ａに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３０１は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐａ＊に従って設定された電流指令値Ｉａ＊と電流Ｉａの検出値との電流偏差に基づく式（６）に示されたフィードバック制御と、式（７）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄａを算出する（Ｄａ＝Ｄｆｂａ＋Ｄｆｂａ）。

　これに対して、ａＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤｂは不要であるので、電流制御部３１０の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄｂの演算は停止される。

　ａＢモードにおいても、負荷電力ＰＬおよび電力指令値Ｐａ＊がリミッタ２６０および／または２９０によってＰａｍａｘ～Ｐａｍｉｎの範囲内に確実に制限される。このため、単独使用する直流電源１０ａを過電力から保護できる。また、ａＢモードにおいて、直流電源１０ａの電流Ｉａのフィードバック制御によってデューティ比Ｄａを演算することにより、出力電圧ＶＨのフィードバック制御のみによってデューティ比Ｄａを演算する制御と比較して、電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　（ｂＢモードの制御動作）
　ｂＢモードでは、図８（ａ），（ｂ）に示すスイッチング動作によって、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が形成する昇圧チョッパ回路によって、直流電源１０ａを不使用とする一方で、直流電源１０ｂおよび負荷３０の間で双方向のＤＣ／ＤＣ変換が実行される。したがって、ｂＢモードでは、直流電源１０ｂの出力を制御するためのデューティ比Ｄｂに基づく制御パルス信号ＳＤｂに従って、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ４が制御される。具体的には、図８（ａ），（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の下アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ２およびＳ３は、制御パルス信号ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。同様に、昇圧チョッパ回路の上アーム素子を構成するスイッチング素子Ｓ１およびＳ４は、制御パルス信号／ＳＤｂに従って共通にオンオフ制御される。

　再び図２８を参照して、ｂＢモードにおいても、ＰＢモードおよびａＢモードと同様に、出力電圧ＶＨの電圧偏差ΔＶＨに基づいて総電力指令値ＰＨ＊が設定される。ｂＢモードでは直流電源１０ａは不使用とされるので、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎは、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定される。同様に、Ｐｒ＝０に固定される。

　さらに、電力分配比ｋ＝０に固定することにより、電力指令値Ｐｂ＊＝ＰＨ＊に設定される一方で、電力指令値Ｐａ＊＝０に設定される。この際には、リミッタ２６０による制限は不要である。すなわち、ｂＢモードにおいては、リミッタ２３０によって、直接直流電源１０ｂを過電力から保護することができる。

　さらに、図２９の構成において、電流フィードバック制御は、直流電源１０ｂに対してのみ実行される。すなわち、電流制御部３１０は、ＰＢモードと同様に、電力指令値Ｐｂ＊に従って設定された電流指令値Ｉｂ＊と電流Ｉｂの検出値との電流偏差に基づく式（８）に示されたフィードバック制御と、式（９）に示された電圧比に基づくフィードフォワード制御とによって、デューティ比Ｄｂを算出する（Ｄｂ＝Ｄｆｂｂ＋Ｄｆｂｂ）。

　これに対して、ｂＢモードでは、上述のように制御パルス信号ＳＤａは不要であるので、電流制御部３０１の動作は停止することができる。すなわち、デューティ比Ｄａの演算は停止される。

　ｂＢモードにおいても、リミッタ２３０に与えられる電力上限値ＰＨｍａｘおよび電力下限値ＰＨｍｉｎを、直流電源１０ｂの電力上限値Ｐｂｍａｘおよび電力下限値Ｐｂｍｉｎと同等に設定することができる。これにより、電力指令値Ｐｂ＊がＰｂｍａｘ～Ｐｂｍｉｎの範囲内に確実に制限される。また、ｂＢモードでは、負荷３０の動作指令値は、Ｐｂｍｉｎ≦ＰＬ≦Ｐｂｍａｘとなる範囲内に制限して生成されることになる。この結果、単独使用する直流電源１０ｂを過電力から保護できる。また、ｂＢモードにおいて、直流電源１０ｂの電流Ｉｂをフィードバック制御することにより、直流電圧ＶＨを直接フィードバック制御によって解消する制御と比較して、発生した電圧偏差ΔＶＨを速やかに解消することができる。

　このように実施の形態３による電力変換制御によれば、電圧調整制御の実行時にａＢモードおよびｂＢモードが選択されても、ＰＢモードと共通の制御ロジックを適用して、出力電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ＊に制御するとともに、直流電源１０ａまたは１０ｂの電力を電流フィードバックにより制御できる。特に、直流電源１０ａまたは１０ｂの出力を電流制御することにより、出力電圧ＶＨの制御応答性についても改善することができる。

　なお、本実施の形態では、２個の直流電源１０ａ，１０ｂと、共通の電力線２０との間でＤＣ／ＤＣ変換を実行する電力変換器５０を例示したが、本発明の適用は、このような場合に限定されるものではない。たとえば、３個以上の直流電源と電力線との間に電力変換器が配置された電源システムの構成に対しても、３以上の複数個の直流電源のうちの、同一電力量の入出力に対して電圧変化が異なる直流電源の間での充放電によって、同様の電圧調整制御を適用することが可能である。

　電圧変換器の構成についても、ＳＤモードと同様に、複数の直列電源が電力線に対して直列に接続される状態が維持される動作モードを有するとともに、当該動作モード以外において複数の直流電源の充放電を個別に制御可能であれば、電力変換器５０とは異なる回路構成を適用することも可能である。

　さらに、実施の形態１については、走行パターン予測を伴わないため、負荷３０は、直流電圧ＶＨによって動作する機器であれば、任意の機器によって構成できる点について確認的に記載する。すなわち、本明細書では、電動車両の走行用電動機を含むように負荷３０が構成される例を説明したが、実施の形態１に従う電圧調整制御の適用はこのような負荷を有する電源システムに限定されるものではない。また、電動車両に搭載される際の負荷として例示された、電動車両の駆動系の構成についても図２の例に限定されるものではない。電力線との間での電力の授受を伴って車両駆動力および制動力を発生するものであれば、モータジェネレータの個数および接続構成を限定することなく、本発明の適用が可能である点についても確認的に記載する。

　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　５　電源システム、１０ａ，１０ｂ　直流電源、１５　配線、２０　電力線、２１　接地配線、３０　負荷、３２　インバータ、３５　モータジェネレータ、３６　動力伝達ギヤ、３７　駆動輪、４０　制御装置、５０　電力変換器、１０１，１０２　動作点、１１０，１２０　動作領域、２００　電圧制御部、２１０，３０４，３１４　偏差演算部、２２０，３０６，３１６　制御演算部、２３０，２６０　リミッタ、２４０　電力分配部、２５０　循環電力加算部、２７０　減算部、３００　デューティ比演算部、３０１，３１０　電流制御部、３０２，３１２　電流指令生成部、３０８，３１８　加算部、３５０，３５１，３６０，３６１，３７０，３７１，３７２，３７３，３７４　電流経路、４００　ＰＷＭ制御部、４１０　キャリア波発生部、６００　動作モード選択部、６１０　ＶＨｒｑ設定部、７００　コンバータ指令生成部、７１０　電圧調整制御部、７２０　電力上限値設定部、７３０　電力下限値設定部、７５０　走行パターン予測部、ＣＨ　平滑コンデンサ、ＣＷ，ＣＷａ，ＣＷｂ　キャリア波、Ｄ１～Ｄ４　逆並列ダイオード、Ｄａ，Ｄｂ，Ｄｃ　デューティ比、Ｄｆｂａ，Ｄｆｂｂ　ＦＢ制御量、Ｄｆｆａ，Ｄｆｆｂ　ＦＦ制御量、Ｆｃｒ，Ｆｐｌ　フラグ、Ｆｖｂ　電圧調整フラグ、Ｉａ，Ｉｂ　電流（直流電源）、Ｉａ＊，Ｉｂ＊　電流指令値、Ｌ１，Ｌ２　リアクトル、ＭＤ　モード選択信号、Ｎ１～Ｎ３　ノード、ＰＴ１，ＰＴ２　走行パターン、ＰＨ　総電力、Ｐａ＊，Ｐｂ＊　電力指令値、ＰＨ＊　総電力指令値、ＰＨｍａｘ，Ｐａｍａｘ，Ｐｂｍａｘ　電力上限値、ＰＨｍｉｎ，Ｐａｍｉｎ，Ｐｂｍｉｎ　電力下限値、ＰＬ　負荷電力、Ｐａ，Ｐｂ　電力（直流電源）、Ｐｃｖ　コンバータ損失、Ｐｌｄ　負荷損失、Ｐｒ　循環電力値、Ｐｔｌ　トータル損失、Ｓ１～Ｓ４　スイッチング素子、ＳＤａ，ＳＤｂ，ＳＤｃ　制御パルス信号、ＳＧ１～ＳＧ４　制御信号、Ｔａ，Ｔｂ　温度（直流電源）、ＶＨ　出力電圧、ＶＨ＊電圧指令値、ＶＨｍａｘ　上限電圧、ＶＨｒｑ　負荷要求電圧、ＶＲ１～ＶＲ３　電圧範囲、Ｖａ，Ｖｂ　電圧（直流電源）、ｋ　電力分配比。

Claims (9)

1. 　負荷と、
   　前記負荷に接続された電力線と、
   　同一量のエネルギの入出力に対して電圧変化量が異なる第１の直流電源および第２の直流電源とを含む複数の直流電源と、
   　前記複数の直流電源および前記電力線の間に接続された電力変換器と、
   　前記電力変換器の動作を制御するための制御装置とを備え、
   　前記電力変換器は、複数のスイッチング素子を含み、かつ、前記複数の直流電源と前記電力線との間での電力変換の態様が異なる複数の動作モードのうちの１つの動作モードを選択的に適用されて動作することによって前記電力線上の出力電圧を制御するように構成され、
   　前記複数の動作モードは、
   　前記電力線に対して前記複数の直流電源が直列に接続された状態を維持するように前記複数のスイッチング素子のオンオフが固定される直列直結モードと、
   　前記複数のスイッチング素子のオンオフ制御によって、前記第１および第２の直流電源のうちの少なくとも一方と前記電力線との間での直流電圧変換によって前記出力電圧を電圧指令値に従って制御する電圧制御モードとを含み、
   　前記制御装置は、
   　前記電圧制御モードにおいて、前記複数の直流電源の電圧の和と前記電圧指令値とを一致させる電圧調整制御を実行するように前記電力変換器による前記直流電圧変換を制御するための電圧調整制御部を含む、電源システム。
2. 　同一量のエネルギの入出力に対して、前記第２の直流電源の電圧変化量は、前記第１の直流電源の電圧変化量よりも大きく、
   　前記電圧調整制御部は、前記複数の直流電源の電圧の和が前記出力電圧よりも低い場合に、前記第１の直流電源が放電する一方で前記第２の直流電源が充電されるように前記電力変換器による前記直流電圧変換を制御することによって前記電圧調整制御を実行する、請求項１記載の電源システム。
3. 　同一量のエネルギの入出力に対して、前記第２の直流電源の電圧変化量は、前記第１の直流電源の電圧変化量よりも大きく、
   　前記電圧調整制御部は、前記複数の直流電源の電圧の和が前記出力電圧よりも高い場合に、前記第２の直流電源が放電する一方で前記第１の直流電源が充電されるように前記電力変換器による前記直流電圧変換を制御することによって前記電圧調整制御を実行する、請求項１記載の電源システム。
4. 　同一量のエネルギの入出力に対して、前記第２の直流電源の電圧変化量は、前記第１の直流電源の電圧変化量よりも大きく、
   　前記電圧調整制御部は、前記複数の直流電源の電圧の和が前記出力電圧よりも低い場合に、前記負荷から回生電力が供給されたときに、前記第２の直流電源の充電電力が前記第１の直流電源の充電電力よりも高くなるように前記電力変換器による前記直流電圧変換を制御することによって前記電圧調整制御を実行する、請求項１記載の電源システム。
5. 　同一量のエネルギの入出力に対して、前記第２の直流電源の電圧変化量は、前記第１の直流電源の電圧変化量よりも大きく、
   　前記電圧調整制御部は、前記複数の直流電源の電圧の和が前記出力電圧よりも高い場合に、前記負荷へ力行電力を供給するときに、前記第２の直流電源の放電電力が前記第１の直流電源の放電電力よりも高くなるように前記電力変換器による前記直流電圧変換を制御することによって前記電圧調整制御を実行する、請求項１記載の電源システム。
6. 　前記制御装置は、
   　前記電圧制御モードにおいて前記複数の直流電源の電圧の和と前記出力電圧との差が判定値よりも小さくなると、前記動作モードを前記直列直結モードへ切換えるためのモード選択部をさらに含む、請求項１記載の電源システム。
7. 　前記電源システムは、電動車両に搭載され、
   　前記負荷は、前記電動車両の車両駆動力を発生するための電動機を含み、
   　前記電圧調整制御部は、前記電動車両の走行状況に応じて、前記電圧調整制御の実行および非実行を切換える、請求項１～６のいずれか１項に記載の電源システム。
8. 　前記電圧調整制御部は、前記複数の直流電源の電圧の和が前記出力電圧よりも高い場合には、前記電動車両の走行状況に関わらず前記電圧調整制御を実行する、請求項７記載の電源システム。
9. 　前記制御装置は、
   　前記電圧制御モードにおいて前記複数の直流電源の電圧の和と前記出力電圧との差が判定値よりも小さくなると、前記動作モードを前記直列直結モードへ切換えるためのモード選択部をさらに含む、請求項２～５のいずれか１項に記載の電源システム。

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