WO2014075116A2 - Konverter-modul für ein phasendimmen von leds - Google Patents

Konverter-modul für ein phasendimmen von leds Download PDF

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WO2014075116A2
WO2014075116A2 PCT/AT2013/000189 AT2013000189W WO2014075116A2 WO 2014075116 A2 WO2014075116 A2 WO 2014075116A2 AT 2013000189 W AT2013000189 W AT 2013000189W WO 2014075116 A2 WO2014075116 A2 WO 2014075116A2
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Philip JERMYN
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Tridonic Gmbh & Co. Kg
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    • H05B45/385—Switched mode power supply [SMPS] using flyback topology

Definitions

  • the invention relates to converter modules that enable a dimmable operation of LEDs, which are dimmable by a phase dimmer (Triac). Triacs are still widely used as an incandescent dimming infrastructure.
  • incandescent lamps convert the leading phase angle directly into a corresponding light power.
  • the operation of a dimmable converter module is different because the leading phase angle can not be directly converted to a corresponding variable light power in a vertical LED actuator.
  • the converter module can be used to operate at least one LED light bulb, e.g. LED retrofit lamp, which may have a limited dimming function.
  • the converter module may also be part of an LED incandescent lamp or LED retrofit lamp, for example as a module integrated in the incandescent lamp.
  • the converter module according to the invention has a control unit / a converter driver, which controls either a flyback converter with a galvanically isolated primary and secondary side, which is operated for example in the limit mode, or a buck converter.
  • a flyback converter with a galvanically isolated primary and secondary side which is operated for example in the limit mode, or a buck converter.
  • Other converter structures may also be used in the illustrated inventive concepts.
  • the on time (T on ) of a switch of the flyback converter may be maintained at a constant level during a half cycle / half period of the supply voltage supplied to the converter module.
  • the switch-off time (T off ) can then be determined from the current value of the supply current / the supply voltage or results from this. Normally, the supply current / supply voltage is on
  • Mains power / a mains voltage but it can also be another input voltage.
  • a change or variation in the supply voltage resulting, for example, from a phase gating dimming operation may result in a change or variation in the LED input voltage.
  • a switched mode power supply provides power factor correction and output voltage to a load via the control of a single switch without requiring feedback information associated with the load
  • a single switch can be driven without monitoring either the output voltage at the load or a current absorbed by the load, and without regulating either the output voltage at the load or the current absorbed by the load.
  • the rms value of an AC input voltage to the switched-mode power supply can be varied via a conventional AC dimmer to then control the output voltage.
  • the switching power comprises a flyback converter arrangement, a down converter arrangement or a
  • Upconverter assembly and the load may include an LED based light source.
  • Dimmable controllers are also known which provide various approaches to the problem of controlling triac behavior / phase control dimming and converting the phase angle into an LED current.
  • a disadvantage of these approaches is that they require a large amount of material placement (BOM) and require, for example, double-sided printed circuit boards (PCB).
  • the invention provides a converter module for dimming at least one LED, with a switched / clocked converter supplying power to the at least one LED, the converter being operated in a marginal mode, and wherein the converter is on its Input side has a passive, so-called bleed circuit connected to generate a holding current for a dimmer, and wherein the converter module is designed for control by a phase-locked / triac dimmer.
  • the invention provides a converter module for dimming at least one LED, with a switched / clocked converter supplying power to the at least one LED, the converter being operated in a limit mode, detecting means for detecting a current - / voltage input to the converter, in particular on its primary side, and a control unit which can change a switch-off threshold of the converter switch in dependence of / on the detection device detected current / voltage.
  • the passive bleed circuit may consist of a capacitor (CIO) and / or a series resistor (RIO). Attenuation resistors (R1, R9) may be conductively connected in input current / input voltage paths of the converter, e.g. a live wire or a neutral conductor.
  • the damping resistors and / or the bleed circuit can be designed such that a ringing of a radio interference choke of the dimmer is attenuated.
  • the converter can be a flyback converter.
  • the converter can be controlled by a control unit.
  • the converter switch may be on when the input current is at a predetermined threshold, e.g. 0 amps, reached.
  • a detection device may be provided to switch the converter switch in dependence on the input current / voltage of the converter.
  • the detection device may consist of an auxiliary winding, especially galvanically by a converter winding be arranged separately and in particular on the primary side of the converter.
  • the detection means may feedback a parameter indicative of the input current / voltage of the converter indirectly or directly.
  • the control unit may consist of a PFC (Power Factor Correction) fixed regulator and / or a PFC
  • the controller may include a DC bus capacitor and / or a correction circuit that may control an input current / input voltage from a mains voltage source during a half cycle.
  • a PFC in particular a passive PFC circuit, may be located in the control unit and / or in the converter module.
  • the control unit may comprise a switch of the flyback converter.
  • a feedback signal may be provided from the detector to the controller.
  • the detection device can be provided on the primary side of a flyback converter and preferably directly or indirectly couples back a parameter indicating the current / voltage through the primary side of the flyback converter to the control unit.
  • the detector may feedback a current / voltage to the control unit as a negative current / negative voltage depending on the input current / voltage to the module, the feedback one being feedback Current / voltage indicating the current / voltage by a shunt resistor, which is arranged in series with the flyback switch, for example, built into the control unit.
  • the control unit may generate current / voltage, wherein the control unit may be able to change the input current / voltage supplied to the converter, preferably on the primary side of the converter, preferably as a function of the current / voltage generated.
  • the control unit may influence the input current / voltage supplied to the converter as a function of a phase angle by varying the peak current, i. of the current / voltage changing upon turn-off of the flyback converter, and more particularly by varying the peak current / voltage such that the latter are substantially proportional to the instantaneous amplitude of the input current / voltage.
  • an energy storage which may be located in particular on the primary side of the flyback converter.
  • a storage capacitor may be provided which is dimensioned so 'that it a ripple on the converter module input current supplied / the
  • the turn-off threshold of the control unit and / or the inhibitor switch may be adaptive as a function of Input current / input voltage of the converter to simplify the PFC function.
  • a zener diode may be connected to clamp the negative current / negative voltage fed back to the control unit to a maximum value.
  • the terminals may additionally or alternatively be made in the control unit or by software of the control unit.
  • the converter can be a down converter.
  • the auxiliary winding may have only a few windings, e.g. 1 to 7, in particular at least two windings, which can reduce the current supplied to the control unit / the voltage and / or reduce the power loss at the control unit.
  • the control unit can be supplied with an input signal via a first resistor, which can be selectively connected by means of a selection circuit, which can take at least two states, in a first state of the selection circuit with a further resistor to a voltage divider.
  • the input signal can be supplied from the voltage divider to the control unit.
  • the input signal can reflect the course of the supply voltage.
  • the supply voltage may be the mains voltage or a voltage derived therefrom.
  • the selection circuit may assume the first or a second state depending on whether a predetermined Threshold is exceeded by a derived from the supply voltage greetings.
  • the derived from the supply voltage can be supplied to the selection circuit via a voltage divider.
  • the input signal can be a reference value.
  • the reference value may be reduced when the selection circuit is in the first state.
  • the control unit can be operated in an operating mode with higher power when 'the selection circuit in the ⁇ - is the first state and / or the reference value is reduced.
  • the control unit may be operated in a lower power mode when the selection circuit is in the second state and / or the reference value is not reduced.
  • a method of dimming at least one LED comprising the steps of powering a converter module with a phase locked / triac dimmer
  • a method of dimming at least one LED comprising the steps of providing a converter module an input current / input voltage controlled by a phase-locked / triac dimmer, powering the at least one LED through a switched / clocked converter, the converter being operated in a limit mode, and detecting by detecting means a current input to the converter a voltage, in particular on its primary side, wherein a switch-off threshold of the converter switch in dependence of / by the detection device detected current / voltage is changed via the control unit.
  • a system is provided with a phase locked / triac dimmer and a converter module as described above.
  • Fig. 1 shows an example dimmer driver based on a fixed output PFC controller
  • Fig. 2 is an exemplary input current waveform
  • FIG. 3 shows an exemplary power factor corrected buck converter
  • Fig. 4 is an existing PFC model
  • Fig. 5 shows an exemplary fixed output driver with PFC
  • Fig. 6 exemplifies primary peak currents of the converter without terminals
  • Fig. 7 shows by way of example primary peak currents of the converter with terminals
  • Fig. 8 shows by way of example input network currents of the converter without terminals
  • Fig. 9 shows by way of example input network currents of the converter with terminals.
  • FIG. 10 shows by way of example a modification of the circuit from FIG. 5 with an improved dimming behavior.
  • the invention is directed to providing a smooth and flicker-free dimming that can be achieved in conjunction with most dimmers, whereby the amount of parts and material lists can be reduced and which can function simultaneously with different ICs.
  • the circuit present in the converter module for controlling the at least one LED may provide a power factor correction (PFC) function, e.g. a "real" PFC circuit, a flyback converter with PFC function etc.
  • PFC power factor correction
  • the invention uses the high power factor of a PFC circuit.
  • the current / voltage on the secondary side of the flyback converter which drives the at least one LED, reflects the dimming performed via phase gating or phase cutting at the input of the primary side of the converter.
  • the invention solves the problem by using only passive components to fabricate the bleed circuits, and more particularly, an ohmic resistor RIO and a capacitor C10, as in the exemplary LED illustrated in FIG.
  • Fig. 1 shows an arrangement with additional passive components for attenuating a ringer Rl, R9 of the radio interference suppression (RFI) of the dimmer with switching capacity. This in turn ensures even, flicker-free dimming.
  • Fig. 1 shows a circuit for a converter module with a fixed output PFC control.
  • the circuit with PFC function is by the use of a circuit integrated in the control unit, eg the Flyback converter, realized with an integrated switch.
  • the components circled in Figure 1 represent the additional components for vaporizing the blade Rl, R9 and for making the passive bleeding RIO, CIO.
  • the circuit shows very little complexity of the converter even using the latest fixed output power controllers.
  • an auxiliary winding is provided, which is inductively coupled to the converter and in which current / voltage is generated as a function of the mains voltage of the LED actuator.
  • This generated voltage is supplied to the control unit as a negative current / voltage.
  • the generated voltage also indicates the current / voltage through a shunt resistor connected in series with a switch built into the control unit.
  • the turn-off threshold is adaptively changed by the control unit, i. depending on the current state of the mains voltage, resulting in the PFC function.
  • a feedback signal is fed back from a detection device, for example an auxiliary winding AUX of the converter, to the control unit.
  • a detection device for example an auxiliary winding AUX of the converter
  • the current through the detection means is measured to determine the current in the converter, preferably the current through the primary side of a flyback converter.
  • the control unit directly or indirectly determines the current / voltage, for example through the primary side of the flyback converter. This particular current / voltage represents the signal fed back to the control unit.
  • the control unit may be an IC, ASIC or a microcontroller.
  • the circuit of the converter module can provide an energy store (capacitor) on the secondary side of the converter, the flyback converter providing an inductive separation between components arranged on its primary side and components arranged on its secondary side.
  • the auxiliary winding as shown for example in Fig. 5 can also be located on the secondary side.
  • a flyback converter with constant on-time (T on ) could realize the PFC function even without a feedback supplied to the driver IC from the auxiliary winding. However, the power factor would not be so good.
  • An example of a control unit used is the HVLED805 from ST Microelectronics.
  • a single stage, power factor corrected controller may also include a small DC bus capacitor in the range of about 100nF. Therefore, a flyback converter receives as its input non-smoothed, rectified mains half-cycles that can drop to 0V.
  • IC integrated driver circuit
  • leading or trailing edge dimmers are very small.
  • the circuit usually fits on a single-sided circuit board and, since the process is almost any fixed PFC control works, the designs can be easily adapted to applications that use the latest, cost-effective IC. While in Fig. 1, a possible output ripple is controlled only by an output capacitor, the simple structure of the circuits also leaves room for a large capacitor, with which the ripple can be kept below 40% to 60%, in particular 50%.
  • the control unit As a control factor, the control unit generates current / voltage which is used to change the current of the flyback converter on its primary input side.
  • a dimming operation depends on the phase gating when the peak current, namely the current at the flyback switch off is changed, and the peak current is controlled so that it is in principle proportional to the amplitude of the present input voltage.
  • the converter module circuit can also be used with other converters, such as buck converter structures.
  • the control unit may have a power factor correction (PFC), but this is not mandatory.
  • PFC power factor correction
  • improvement of the power factor of the converter module circuit is desirable, and therefore, a method of applying power factor correction in any control unit will be described below described, in particular for control units with an external peak current measuring resistor.
  • control unit is used only with source input (e.g., NXP SSL21083, which has only one source input to HVLED815, for example) to determine a current / voltage on the shunt resistor
  • source input e.g., NXP SSL21083, which has only one source input to HVLED815, for example
  • a different approach may be used.
  • a control unit is shown in a configuration with a buck converter.
  • a relatively low impedance of eg about 1 to 5 ⁇ , preferably 2.7 ⁇ , connected. If a relatively high negative current / negative voltage were detected by the detector at this input, the power loss would be unduly high. Thus, the power loss is limited by significantly reducing the voltage at the detector. This is achieved by reducing the turns of, for example, the auxiliary winding to only a few turns, for example 1 to 5 turns, in particular approximately two turns. As a result, the current / voltage at the detector can be reduced, and even at a lower impedance, the power loss can be reduced.
  • control unit includes a control system having a current sense resistor for measuring a peak inductor current in the time when the main switch is turned on.
  • the switch In a device without PFC, the switch is generally turned off when the voltage drop across the voltage measuring resistor reaches a predetermined value.
  • the peak current flowing through the inductor represents a known amount of energy, and this, in conjunction with a known switching frequency, forms the basis for power output control or current control.
  • the power factor associated with such a model tends to be poor, even when a mass storage capacitor is small. This is because the on-time can be relatively long when the mains voltage is low ⁇ during mains current values). The reason for this is that the inductor current takes longer to reach the required peak value. Consequently, the average input current is high during these times and low during the mains voltage spikes. This is exactly the opposite of the current waveform required for a high power factor.
  • the detector may be added to the throttle. This is to provide a negative current / voltage while the main switch is turned on. This current / voltage is then applied to the CS input of the current sensor of the control unit via a second resistor.
  • Fig. 3 an example is shown in which the method has been applied to a cost-effective buck converter.
  • Figure 3 shows a power factor corrected buck converter.
  • the negative current / voltage provided by the auxiliary winding varies depending on the current mains voltage.
  • a current flows through the resistor R3, and due to the changing negative current / voltage, the current / voltage is increased when the input current / input voltage has reached its peak and becomes mains voltage troughs greatly reduced.
  • the currents through resistor R3 conduct current away from sense resistor R4, thus increasing the final) peak current by an amount that depends on the input voltage at that time.
  • the result is an input current that is largely constant over most of each half cycle of the line voltage, thus providing a greatly improved power factor.
  • the resulting typical current waveform is shown in FIG. 2, in this case a typical power factor correction input current waveform.
  • FIG. 4 is a typical example of an existing PFC model.
  • the measuring resistor R5 is not directly connected to the CS input of the current measurement of the control unit. Instead, the wire resistor R7 is connected.
  • the impedance is sufficiently increased that the method can operate using the normal auxiliary winding present in a typical flyback converter.
  • the method is generalized to work with any driver IC that has an external current sense resistor.
  • This solution is particularly suitable for down converter applications because the auxiliary winding's bends can be easily wrapped around a normal drum inductor.
  • the design illustrated in FIG. 3 shows a very inexpensive and widely applicable power factor correction method that provides power factors of 80% to 90%, more specifically, about 85%, and a total harmonic distortion (THD) of about 25-45%, especially 30% to 40%.
  • TDD total harmonic distortion
  • FIG. 5 shows a schematic diagram of a modified PFC model. While power factor correction can be achieved in several ways, a common technique is to provide the peak current detection circuit of the control unit with feedback from a sense device via an external resistor, as indicated above.
  • the output from the detector is negative and proportional to the mains input voltage at that time.
  • the supply from the detector causes the peak current reached by the primary winding to be increased by an amount proportional to the instantaneous line voltage. The contribution to the peak current actually dominates with the result that the current absorbed by the converter becomes approximately sinusoidal and provides a high power factor.
  • the wiring to the control unit is changed to compensate for changes or variations in the line voltage that result in changes in the light output emitted by the at least one LED.
  • a zener diode shown in Fig. 5 is provided to connect the negative feedback to the control unit.
  • Rt to clamp current / voltage to a maximum negative and / or predetermined We ⁇ . Above this value, the voltage remains disconnected and thus constant and changes or fluctuations outside the clamping range are disregarded.
  • the clamping can also be simplified by built-in devices of the control unit and / or the software of the control unit.
  • a disadvantage of the method described can be seen in the fact that the converter output is dependent on the mains voltage.
  • the output control is poor in terms of the variations in the input voltage.
  • this can be improved by a control with only a minimal degradation of the power factor as set forth below.
  • the original PFC was achieved by the resistor R8 connected directly between the auxiliary winding and the current measuring input of the control unit and the high voltage side of the resistor R7.
  • Fig. 5 now shows some additional components in the illustrated box.
  • a shunt reference U2 of the control unit eg, 2.5V
  • the power factor correction is still present, but the maximum amount is limited by the claimed voltage. Thus, increases in the mains voltage can not further increase the maximum peak current.
  • Figures 6 and 7 show envelope waveforms of the peak currents with and without change.
  • the positive envelope shows the peak current variation.
  • Figure 6 shows the peak current envelope without terminals, while in Figure 7 the peak current envelope bay is shown with terminals.
  • the output control is improved in input voltage by a factor of about 3, while the power factor decreases slightly by about 1% to 4%, for example, from 88% to, for example, 84%.
  • Figures 8 and 9 show input current waveforms with and without change. As can be seen from Figures 8 and 9, there is only a very small Difference in the network input currents of the converter.
  • Fig. 8 shows by way of example the mains input currents of the converter without terminals and a power factor of, for example, 88%
  • Fig. 9 shows by way of example mains currents of the converter with terminals and a power factor of for example 84%.
  • control is improved to more than about +/- 5% in the mains voltage range, while the method can be easily adapted to different control units.
  • the modified circuit configuration is shown in Fig. 10, the most important changes being indicated by a frame.
  • the modified circuit construction is based on the circuit shown in Fig. 5. In particular, a selection circuit is shown in the frame.
  • the aim of the change is to vary an input value of the control unit so that small dimming value changes lead to an increased dimming effect at the light source.
  • This change in the input value also makes it possible to further improve the phase-angle dimming method described above.
  • the change is also advantageous because it is often desirable to be able to operate a variable load on the converter module, in particular an LED driver module, for example, to connect different LED types can, but also to compensate for forward voltage tolerances can.
  • LED retrofit driver modules such as driver modules for MR16 LED retrofit lamps.
  • LED retrofit driver modules such as driver modules for MR16 LED retrofit lamps.
  • These lamps can have different power ratings. Since the lamps can be freely removed by the user from their sockets or inserted into the sockets / it is important that even with a changing load the remaining lamps can continue to operate normally. This means that in particular the dimming behavior of the other lamps does not change for the user.
  • variable load is a problem in many dimming applications, especially for low dimming dimming solutions with the above described phase gating dimming.
  • This problem results from the fact that known dimming techniques reduce the primary-side peak current in order to achieve dimming of the light source, ie to reduce the light output emitted by the light source.
  • the resulting effect is that the power output from the converter module is reduced instead of the current when dimming down. Therefore, if the load is less than the maximum load, the load is always operated at a reduced power because the forward voltage is lower. Thus, the dimmer itself must first be dimmed by a certain degree before the output of the converter module actually falls so far that a dimming of the non-maximum load takes place.
  • the minimum dimming value to be achieved is above that which could be achieved when the maximum load is applied. This means that at reduced load can not be dimmed down as far as it would be possible under maximum load. This results in an undesired reduced dimming range, since the lower limit for the adjustable dimming value is raised.
  • a simple method is described based on the modified circuit of Fig. 10, which gradually changes between a plurality of operating modes, for example, between two operating modes, i. a higher power operating mode and a lower power operating mode while reducing the dimming value using pulse width control.
  • the circuit in FIG. 10 again includes a control unit, for example an LED driver HV LED 815 from ST Microelectronics as a control IC which is designed as a dimmable driver for LED retrofit lamps.
  • the selection of the operating mode is effected by the selection circuit. outlined in Fig. 10 is shown.
  • the selection circuit has a first voltage divider, which is formed by a first resistor R3 and a second resistor R9.
  • This first voltage divider serves to generate a replica of the supply voltage / current waveform at a lower voltage.
  • This replicated waveform is then input to a controller U2 (eg, a variable zener shunt regulator such as the LM431 of Texas Instruments) supplied.
  • the input signal to the controller 172 may be a voltage / current reference signal.
  • the regulator U2 switches based on whether the input value is above or below a certain threshold, for example, 2.5 volts, on or off, ie a path via another voltage divider consisting of the resistors R4 and R5 becomes conductive or not.
  • the transistor Q2 is further turned on or off, the base of which is connected to a midpoint of the further voltage divider.
  • a gate of a FET transistor Q3 e.g., a MOSFET
  • the path between drain and. Source of the FET transistor Q3 switched conductive or non-conductive.
  • a current path is switched via a third resistor RIO, which is then connected to a fourth resistor RH
  • a voltage divider forms a voltage divider with a center point of the voltage divider connected to an input of the control unit, via which input the input signal is fed to the control unit, in particular the third resistor R10 and the fourth resistor RH are connected to a current sense input of the control unit.
  • the control unit detects the input signal unaltered, eg, the full current sense voltage, as the input through the fourth resistor RH. This causes the control unit to operate in the lower power mode of operation.
  • the illustrated circuitry may also be modified to supply the non-reduced input signal to the control unit in the first state of the FET transistor Q3 while supplying the reduced or attenuated input signal to the control unit.
  • the FET transistor Q3 when the FET transistor Q3 is in the second state.
  • the dimming value at the dimmer is reduced and the phase angle is reduced, the FET transistor Q3 switches to the second state during each half cycle of the supply voltage / the supply current for an ever longer time. This causes the control unit to be in the higher power operating mode at low power for a longer time. Dimming values works. When the dimming value is changed in the direction of the minimum dimming value, the FET transistor Q3 is mostly or always in the second state.
  • the illustrated solution makes it possible to assure that at a maximum dimming value, ie at 100% light output, the control unit is operated in the higher power operating mode.
  • the edition of the Converter module is therefore at or near the maximum output power.
  • Each load is operated between its minimum and maximum power.
  • the control unit switches to the lower power operating mode. This allows any load to diminish as much as possible.
  • the control unit gradually changes between the at least two modes.
  • the illustrated solution enables improved dimming at a low cost.
  • the solution shown can of course also be used with other control units.
  • the illustrated solution also avoids the risk of choosing the wrong borderline load mode of operation, especially if a large supply voltage range is to be covered for the load.
  • the solution chooses a high power operating mode for a load at a dimming value of 100% and a lower power operating mode for a load when the dimming value is close to the minimum.
  • the illustrated circuit thus allows automatic selection between the two operating modes (high power, lower power) to increase the range in which the load can be operated.
  • Pulse width control based on a reference value (eg voltage / current reference value).
  • the Pulse width control signal is used to switch between the higher power operating mode and the lower power operating mode during each half cycle of the supply voltage / supply current.
  • the temporal distribution depends on the dimming value.
  • the invention thus allows the converter module to operate a variable number of lamps, in particular etrofit lamps, the full dimming range being available in every configuration. Therefore, when using the solution, the number of required converter module variants can be reduced because a larger power range can be covered with the converter module according to the invention.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die Erfindung stellt ein Konverter-Modul zum Dimmen von mindestens einer LED bereit, mit einem geschalteten/getakteten Konverter, der der mindestens einen LED Energie zuführt, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird, wobei der Konverter auf seiner Eingangsseite eine passive Bleed-Schaltung angeschlossen hat, um einen Haltestrom für einen Dimmer zu erzeugen, und wobei das Konverter-Modul so ausgeführt ist, dass es von einem phasengeregelten/Triac Dimmer gesteuert wird.

Description

Konverter-Modul für «in Phasendlmman von LEDs
Die Erfindung betrifft Konverter-Module, die einen dimmbare Betrieb von LEDs ermöglichen, welche durch einen Phasendimmer (Triac) dimmbar sind. Triacs werden nach wie vor weithin als Infrastruktur zum Dimmen von Glühlampen verwendet .
Es ist bekannt, dass Glühlampen den voreilenden Phasenwinkel direkt in eine entsprechende Lichtkraft umwandeln. Der Betrieb eines dimmbaren Konverter-Moduls ist anders, da der voreilende Phasenwinkel nicht direkt in eine entsprechende variable Lichtkraft in einer hörmalen LED Betätigungsvorrichtung umgewandelt werden kann.
Das Konverter-Modul kann zum Betrieb von mindestens einer LED Glühlampe, z.B. einer LED Nachrüstlampe, ausgeführt sein, die eine begrenzte Dimmfunktion aufweisen kann. Alternativ oder zusätzlich kann das Konverter-Modul auch Teil einer LED Glühlampe oder LED Nachrüstlampe sein, beispielsweise als ein in die Glühlampe/Lampe integriertes Modul.
Das erfindungsgemäße Konverter-Modul weist eine Steuereinheit/einen Konvertertreiber auf, der entweder, einen Sperrwandler mit einer galvanisch getrennten Primär- und Sekundärseite, die beispielsweise im Grenzbetrieb betätigt wird, oder einen Abwärtswandler steuert. Es können auch andere Konverterstrukturen in. den dargestellten Erfindungskonzepten verwendet werden. Die Einschaltzeit (Ton) eines Schalters des Sperrwandlers kann während eines Halbzyklus/einer Halbperiode der dem Konverter-Modul zugeführten VersorgungsSpannung auf einem konstanten Niveau gehalten werden. Die Abschaltzeit (Toff) kann daraufhin aus dem aktuellen Wert des Versorgungsstroms/der Versorgungsspannung bestimmt werden oder resultiert aus diesem. Normalerweise ist der Versorgungsstrom/die Versorgungsspannung ein
Netzstrom/eine Netzspannung, es kann aber auch eine andere EingangsSpannung sein.
Im Betrieb kann eine Änderung oder Schwankung der Versorgungsstromspannung, die beispielsweise aus einem Phasenanschnittsdimmvorgang resultiert, zu einer Änderung oder Schwankung der LED Eingangsspannung fuhren.
Stromsteuerungsverfahren und -Vorrichtungen, bei welchen ein Schaltnetzteil eine Leistungsfaktorkorrektur und eine Ausgangsspannung zu einer Last über die Steuerung eines einzigen Schalters bereitstellt, ohne dass eine der Last zugeordnete Rückkopplungsinformation erforderlich ist, sind aus der WO200/8137460 A2 bekannt. In dieser Schrift kann ein einziger Schalter angesteuert werden, ohne entweder die Ausgangsspannung an der Last oder einen von der Last aufgenommenen Strom zu überwachen und ohne entweder die Ausgangsspannung an der Last oder den von der Last aufgenommenen Strom zu regeln. Der Effektivwert einer Eingangswechselspannung zu dem Schaltnetzteil kann Über einen herkömmlichen Wechselstrom-Dimmer verändert werden, um daraufhin die Ausgangsspannung zu steuern. Die Schaltleistung umfasst eine Sperrwandleranordnung, eine Abwärtswandleranordnung oder eine
Aufwärtswandleranordnung, und die Last kann eine Lichtquelle auf LED Basis umfassen. Es sind auch dimmbare Steuereinheiten bekannt, die verschiedene Lösungsansätze für das Problem der Steuerung des Triac-Verhaltens/Phasenregelungsdimmens und der Umwandlung des Phasenwinkels in einen LED Strom darstellen. Ein Nachteil dieser Ansätze liegt darin, dass sie eine große MaterialaufStellung (BOM) benötigen und beispielsweise doppelseitige, gedruckte Schaltungen (PCB) benötigen.
Daher liegt ein Ziel der Erfindung darin, eine LED Betätigungsvorrichtung bereitzustellen, die das Dimmen von mit dieser verbundenen LED ermöglicht, welche durch Phasenregelungs-/ Phasenanschnitts-Vorderflanken-/Triac- Dimmer dimmbar sind, wobei die Zusatzkosten so gering wie möglich gehalten werden.
Dieses Problem wird mit einer Vorrichtung, einem Verfahren und einem System gemäß den unabhängigen Ansprüchen gelöst. Weitere Aspekte der Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen behandelt.
Unter einem ersten Aspekt stellt die Erfindung ein Konverter-Modul zum Dimmen von mindestens einer LED bereit, mit einem geschalteten/getakteten Konverter, der die mindestens eine LED mit Strom versorgt, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird, und wobei der Konverter auf seiner Eingangsseite eine passive, so genannte Bleed-Schaltung angeschlossen hat, um einen Haltestrom für einen Dimmer zu erzeugen, und wobei das Konverter-Modul zur Steuerung durch einen phasengeregelten/Triac Dimmer ausgeführt ist. Unter einem weiteren Aspekt stellt die Erfindung ein Konverter-Modul zum Dimmen von mindestens einer LED bereit, mit einem geschalteten/getakteten Konverter, der die mindestens eine LED mit Strom versorgt, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird, einer Erfassungseinrichtung zum Erfassen eines Strom- /Spannungseingangs in den Konverter, insbesondere auf dessen Primärseite, und einer Steuereinheit, die eine Abschaltschwelle des Konverterschalters in Abhängigkeit des/der an der Erfassungseinrichtung erfassten Stroms/Spannung verändern kann.
Die passive Bleed-Schaltung kann aus einem Kondensator (CIO) und/oder einem in Reihe geschalteten Widerstand (RIO) bestehen. Dämpfungswiderstände (Rl, R9) können leitend in Eingangsstrom-/Eingangsspannungspfaden des Konverters angeschlossen sein, z.B. einem stromführenden Draht bzw. einem Null-Leiter. Die Dämpfungswiderstände und/oder die Bleed-Schaltung können derart ausgeführt sein, dass ein Klingeln einer Funkentstörungsdrossel des Dimmers gedämpft wird.
Der Konverter kann ein Sperrwandler sein. Der Konverter kann von einer Steuereinheit gesteuert werden. Im Grenzbetrieb kann der Konverterschalter eingeschaltet sein, wenn der Eingangsstrom einen vorgegebenen Schwellenwert, z.B. 0 Ampere, erreicht.
Es kann eine Erfassungseinrichtung vorgesehen sein, um den Konverterschalter in Abhängigkeit des Eingangsstroms/der EingangsSpannung des Konverters zu schalten.
Die Erfassungseinrichtung kann aus einer Hilfswicklung bestehen, besonders galvanisch von einer Konverterwicklung getrennt und insbesondere auf der Primärseite des Konverters angeordnet sein. Die Erfassungseinrichtung kann einen den Eingangsstrom/die Eingangsspannung des Konverters indirekt oder direkt angebenden Parameter rückkoppeln.
Die Steuereinheit kann aus einem PFC (Power Factor Correction) Festregier und/oder einem PFC
Festausgangsregler bestehen.
Die Steuereinheit kann einen Gleichstromsammelschienen- Kondensator und/oder eine Korrekturschaltung aufweisen, der/die eine(n) Eingangsstrom/Eingangsspannung von einer Netzspannungsquelle während eines Halbzyklus steuern kann.
Eine PFC, insbesondere eine passive PFC Schaltung, kann sich in der Steuereinheit und/oder in dem Konverter-Modul befinden. Die Steuereinheit kann einen Schalter des Sperrwandlers aufweisen.
Es kann ein Rückkopplungssignal von der Erfassungseinrichtung an die Steuereinheit geliefert werden. Die Erfassungseinrichtung kann auf der Primärseite eines Sperrwandlers vorgesehen sein und koppelt vorzugsweise direkt oder indirekt einen den Strom/die Spannung durch die Primärseite des Sperrwandlers angebenden Parameter an die Steuereinheit zurück.
Die Erfassungseinrichtung kann eine (n) Strom/Spannung in Abhängigkeit des/der Eingangsstroms/Eingangsspannung an das Modul als negativen Strom/negative Spannung an die Steuereinheit rückkoppeln, wobei der/die rückgekoppelte Strom/Spannung den/die Strom/Spannung durch einen Nebenschlusswiderstand angibt, der in Reihe mit dem Sperrwandlerschalter, beispielsweise in die Steuereinheit eingebaut, angeordnet ist.
Die Steuereinheit kann Strom/Spannung erzeugen, wobei die Steuereinheit in der Lage sein kann, den dem Konverter zugeführten Eingangsstrom/die EingangsSpannung insbesondere auf der Primärseite des Konverters vorzugsweise als Funktion des/der erzeugten Stroms/Spannung zu verändern.
Die Steuereinheit kann den dem Konverter zugeführten Eingangsstrom/die EingangsSpannung als Funktion eines Phasenanschnitts durch Verändern des Spitzenstroms beeinflussen, d.h. des sich bei Abschalten des Sperrwandlers ändernden Stroms/der Spannung, und insbesondere durch Verändern des Spitzenstroms/der Spitzenspannung, so dass Letztere im Wesentlichen proportional zu der momentan anliegenden Amplitude des Eingangsstroms/der EingangsSpannung sind.
Es ist ein Energiespeicher vorgesehen, der sich insbesondere auf der Primärseite des Sperrwandlers befinden kann.
Insbesondere auf der Sekundärseite des Sperrwandlers kann ein Speicherkondensator vorgesehen sein, der so dimensioniert ist,' dass er eine Welligkeit auf dem dem Konverter-Modul zugeführten Eingangsstrom/der
EingangsSpannung kompensiert.
Die Abschaltschwelle der Steuereinheit und/oder des Sperrschalters kann adaptiv als Funktion des Eingangstroms/der Eingangsspannung des Konverters eingestellt werden, um die PFC Funktion zu vereinfachen.
In dem Rückkopplungsweg von der Erfassungseinrichtung zur Steuereinheit kann eine Zener Diode angeschlossen sein, um den zur Steuereinheit rückgekoppelten negativen Strom/die negative Spannung auf einen Höchstwert zu klemmen. Das Klemmen kann zusätzlich oder alternativ in der Steuereinheit oder durch eine Software der Steuereinheit erfolgen.
Der Konverter kann ein Abwärtskonverter sein. Die Hilfswicklung kann nur ein paar Wicklungen aufweisen, z.B. 1 bis 7, insbesondere mindestens zwei Wicklungen, die den der Steuereinheit zugeführten Strom/die Spannung reduzieren und/oder den Leistungsverlust an der Steuereinheit verringern können.
Der Steuereinheit kann ein Eingangssignal über einen ersten Widerstand zugeführt werden, der mittels einer Selektionsschaltung, die wenigstens zwei Zustände einnehmen kann, in einem ersten Zustand der Selektionsschaltung selektiv mit einem weiteren Widerstand zu einem Spannungsteiler verschaltet werden kann. Das Eingangssignal kann von dem Spannungsteiler der Steuereinheit zugeführt werden.
Das Eingangssignal kann den Verlauf der Versorgungsspannung widergeben. Die Versorgungsspannung kann dabei die Netzspannung sein oder eine davon abgeleitete Spannung.
Die Selektionsschaltung kann abhängig davon den ersten oder einen zweiten Zustand einnehmen, ob ein vorbestimmter Schwellenwert durch eine von der Versorgungspannung abgeleitete Grüße über-/unterschritten wird.
Die von der Versorgungspannung abgeleitete Größe kann der Selektionsschaltung über einen Spannungsteiler zugeführt sein.
Das Eingangssignal kann ein Referenzwert sein. Der Referenzwert kann reduziert sein, wenn sich die Selektionsschaltung in dem ersten Zustand befindet.
Die Steuereinheit kann in einem Betriebsmodus mit höherer Leistung betrieben werden, wenn sich ·' die Selektionsschaltung in dem - ersten Zustand befindet und/oder der Referenzwert reduziert ist.
Die Steuereinheit kann in einem Modus mit geringerer Leistung betrieben werden, wenn sich die Selektionsschaltung in dem zweiten Zustand befindet und/oder der Referenzwert nicht reduziert ist.
Unter einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren zum Dimmen von mindestens einer LED bereitgestellt, mit den Schritten des Versorgens eines Konverter-Moduls mit einem von einem phasengeregelten/Triac Dimmer gesteuerten
Eingangsstrom/einer EingangsSpannung, des Versorgens der mindestens eine LED mit Strom durch einen geschalteten/getakteten Konverter, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird/ und des Erzeugens eines Haltestroms für den phasengeregelten/Triac Dimmer durch eine passive Bleed-Schaltung.
Unter wiederum einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren zum Dimmen von mindestens einer LED bereitgestellt, mit den Schritten des Versorgens eines Konverter-Moduls mit einem von einem phasengeregelten/Triac Dimmer gesteuerten Eingangsstrom/einer Eingangsspannung, des Versorgens der mindestens eine LED mit Strom durch einen geschalteten/getakteten Konverter, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird, und des Erfassens durch eine Erfassungseinrichtung eines in den Konverter eingegebenen Stroms/einer Spannung, insbesondere auf dessen Primärseite, wobei eine Abschaltschwelle des Konverterschalters in Abhängigkeit des/der von der Erfassungseinrichtung erfassten Stroms/Spannung über die Steuereinheit verändert wird.
Unter wiederum einem weiteren Aspekt ist ein System mit einem phasengeregelten/Triac Dimmer sowie einem Konverter- Modul wie vorstehend beschrieben vorgesehen.
Weitere Aspekte der Erfindung werden nachfolgend mit Bezug auf die Zeichnungen erläutert. Diese zeigen insbesondere in:
Fig. 1 einen beispielhaften Dimmertreiber auf der Grundlage einer PFC Steuerung mit fester Ausgangsleistung; Fig. 2 eine beispielhafte Eingangsstromwellenform;
Fig. 3 einen beispielhaften Leistungsfaktor korrigierten Abwärtswandler;
Fig. 4 ein bestehendes PFC Modell;
Fig. 5 zeigt einen beispielhaften Treiber mit fester Ausgangsleistung mit PFC;
Fig. 6 zeigt beispielhaft primäre Spitzenströme des Konverters ohne Klemmen;
Fig. 7 zeigt beispielhaft primäre Spitzenströme des Konverters mit Klemmen;
Fig. 8 zeigt beispielhaft Eingangsnetzströme des Konverters ohne Klemmen; Fig. 9 zeigt beispielhaft Eingangsnetzströme des Konverters mit Klemmen.
Fig. 10 zeigt beispielhaft eine Abwandlung der Schaltung aus Fig. 5 mit einem verbesserten Dimmverhalten.
Einstufige Sperrtreiber-Steuereinheiten (IC) mit fester Ausgangsleistung mit eingebauter Leistungsfaktorkorrektur sind bekannt, es zeigt sich allerdings, dass diese Art von Steuereinheit für eine einfache und elegante Dimmerlösung mit sehr guter Leistung eingesetzt werden kann, wie nachstehend beschrieben.
Im Allgemeinen ist die Erfindung darauf ausgerichtet, ein glattes und flackerfreies Dimmen vorzusehen, das in Verbindung mit den meisten Dimmern erzielt werden kann, wobei die Menge an Teilen und Materiallisten verringert werden kann, und das gleichzeitig mit unterschiedlichen IC funktionieren kann. Außerdem muss kein Hochspannungs- Elektrolytkondensator vorliegen. Hierzu kann die in dem Konverter-Modul zur Steuerung der mindestens einen LED vorliegende Schaltung eine Leistungsfaktorkorrektur (PFC) Funktion vorsehen, z.B. eine „echte* PFC Schaltung, einen Sperrwandler mit PFC Funktion etc. Insbesondere nutzt die Erfindung den hohen Leistungsfaktor einer PFC Schaltung. Wenn ein Sperrwandler eingesetzt wird spiegelt der Strom/die Spannung auf der Sekundärseite des Sperrwandlers, der die mindestens eine LED antreibt, das über Phasenanschnitt oder Phasenabschnitt am Eingang der Primärseite des Konverters durchgeführte Dimmen wider.
Dabei besteht das Problem, dass die PFC Schaltung bisweilen nicht genügend Strom aufnimmt, den der zum Phasenanschnitts- oder Phasenabschnittsdimmen eingesetzte (Triac) Dimmer als Haltestrom benötigt. Es sind Bleed- Schaltungen bekannt/ um dieses Symptom zu beheben und den erforderlichen Haltestrom durch deren Leistungsverlust sicherzustellen. Normalerweise sind diese Bleed- Schaltungen als Leiterbahnen ausgebildet, die wahlweise betätigt oder unterbrochen werden können.
Die Erfindung löst das Problem jedoch dadurch, dass nur passive Bauteile zur Herstellung der Bleed-Schaltungen verwendet werden, und insbesondere ein Ohmscher Widerstand RIO sowie ein Kondensator C10, wie in der in Fig. 1 dargestellten, beispielhaften LED
Betätigungsvorrichtungsschaltung gezeigt.
Weiterhin sind zwei zusätzliche Ohmsche Widerstände R1, R9 an die Eingangsleitungen der Schaltung angeschlossen, die als stromführender/Phasendraht und Null-Leitung in Fig. 1 bezeichnet sind, was zur Dämpfung des Klingeins von Vorteil ist, das am Eingang der Schaltung durch eine Wechselwirkung des Phasenregelungs-/Triac Dimmers mit induktiver Kennung und einer PFC Schaltung mit kapazitivem Schalter erzeugt wird. Fig. 1 zeigt eine Anordnung mit zusätzlichen passiven Bauteilen zum Dämpfen eines Klingeins Rl, R9 der Funkentstörungsdrossel (RFI) des Dimmers mit Schaltkapazität. Dies sorgt wiederum für gleichmäßiges, flackerfreies Dimmen. Somit zeigt die Fig. 1 eine Schaltung für ein Konverter-Modul mit einer PFC Steuerung it fester Ausgangsleistung. Die Schaltung mit PFC Funktion wird durch die Verwendung einer in die Steuereinheit integrierten Schaltung, z.B. den Sperrwandlertreiber, mit einem integrierten Schalter realisiert.
Die in Fig. 1 eingekreisten Bauteile stellen die Zusatzbauteile zum Dampfen des Klingeins Rl, R9 sowie zur Herstellung des passiven Bleeding RIO, CIO dar. Die Schaltung zeigt jedoch eine sehr geringe Komplexität des Konverters selbst unter Verwendung der neuesten Steuereinheiten mit fester Ausgangsleistung.
Weiterhin ist eine Hilfswicklung vorgesehen, welche induktiv mit dem Konverter gekoppelt ist und in welcher Strom/Spannung in Abhängigkeit der Netzspannung der LED Betätigungsvorrichtung erzeugt wird. Diese erzeugte Spannung wird der Steuereinheit als negative (r) Strom/Spannung zugeführt. Die erzeugte Spannung zeigt außerdem den Strom/die Spannung durch einen Nebenschlusswiderstand an, der in Reihe mit einem in die Steuereinheit eingebauten Schalter geschaltet ist. Die Abschaltschwelle wird von der Steuereinheit adaptiv geändert, d.h. je nach aktuellem Zustand der Netzspannung, wodurch sich die PFC Funktion ergibt.
Zur Vereinfachung von Dimmerbetätigungen in Abhängigkeit eines voreilenden Phasenwinkels der Netzspannung wird ein Rückkopplungssignal von einer Erfassungseinrichtung, beispielsweise einer Hilfswicklung AUX des Konverters, an die Steuereinheit rückgekoppelt. Insbesondere wird der Strom durch die Erfassungseinrichtung gemessen, um den Strom im Konverter zu bestimmen, vorzugsweise den Strom durch die Primärseite eines Sperrwandlers. Hierdurch bestimmt die Steuereinheit direkt oder indirekt den Strom/die Spannung beispielsweise durch die Primärseite des Sperrwandlers. Diese (r) bestimmte Strom/Spannung stellt das an die Steuereinheit rückgekoppelte Signal dar. Die Steuereinheit kann ein IC, ASIC oder ein MikroController sein. Wenn der Konverter beispielsweise als Sperrwandler ausgeführt ist, kann die Schaltung des Konverter-Moduls einen Energiespeicher (Kondensator) auf der Sekundärseite des Konverters vorsehen, wobei der Sperrwandler eine induktive Trennung zwischen auf dessen Primärseite angeordneten Bauteilen und auf dessen Sekundärseite angeordneten Bauteilen vorsieht. Die Hilfswicklung wie beispielsweise in Fig. 5 dargestellt kann sich auch auf der Sekundärseite befinden. Ein Sperrwandler mit konstanter Einschaltzeit (Ton) könnte die PFC Funktion auch ohne eine dem Treiber-IC von der Hilfswicklung zugeführte Rückkopplung verwirklichen. Allerdings wäre der Leistungsfaktor nicht so gut. Ein Beispiel für eine verwendete Steuereinheit stellt die HVLED805 von ST Microelectronics dar.
Eine einstufige, Leistungsfaktor korrigierte Steuereinheit kann außerdem einen kleinen Gleichstromsammelschienen- Kondensator im Bereich von ca. 100nF aufweisen. Daher empfängt ein Sperrwandler als dessen Eingang nicht geglättete, gleichgerichtete Netz-Halbzyklen, die bis auf 0V abfallen können.
Die Anwendung einer derartigen integrierten Treiberschaltung (IC) ermöglicht eine ausgezeichnete Dimmleistung mit den meisten, so genannten leading oder trailing edge (ansteigenden oder abfallenden) Dimmern. Die Schaltung passt normalerweise auf eine einseitige Leiterplatte und, da das Verfahren mit nahezu jeder festen PFC Steuerung funktioniert, können die Ausführungen einfach an Anwendungen angepasst werden, welche die neuesten, kostengünstigen IC verwenden. Während in Fig. 1 eine mögliche Ausgangswelligkeit nur durch einen Ausgangskondensator gesteuert wird, lässt der einfache Aufbau der Schaltkreise auch Raum für einen großen Kondensator, mit welchem die Welligkeit unter 40% bis 60%, insbesondere 50%, gehalten werden kann.
Als Steuerfaktor erzeugt die Steuereinheit Strom/Spannung, der/die zur Änderung des Stroms des Sperrwandlers auf dessen primärer Eingangsseite verwendet wird. Insbesondere hängt eine Dimmbetätigung von dem Phasenanschnitt ab, wenn der Spitzenstrom, nämlich der Strom an der Sperrwandlerabschaltung geändert wird, und der Spitzenstrom wird so gesteuert, dass er prinzipiell proportional zur Amplitude der momentan vorliegenden Eingangsspannung ist.
Folglich könnte je . nach Phasenanschnitt eine Stromkennlinie erzeugt werden, wie sie beispielhaft in Fig. 2 dargestellt ist. Es ist festzustellen, dass die Konverter-Modulschaltung auch mit anderen Konvertern eingesetzt werden kann, wie z.B. Abwärtswandler-Strukturen. Außerdem kann die Steuereinheit eine Leistungsfaktorkorrektur (PFC) aufweisen, dies ist jedoch nicht zwingend notwendig. Eine Verbesserung des Leistungsfaktors der Konverter- ModulSchaltung ist jedoch wünschenswert und daher wird nachfolgend ein Verfahren zur Anbringung einer Leistungsfaktorkorrektur in jeder beliebigen Steuereinheit beschrieben, insbesondere für Steuereinheiten mit einem externen Spitzenstrom-Messwiderstand.
Insbesondere, wenn eine Steuereinheit nur mit Quelleneingang verwendet wird (z.B. NXP SSL21083, die gegenüber beispielsweise der HVLED815 nur einen Quelleneingang aufweist) , um einen Strom/eine Spannung an dem Nebenschlusswiderstand zu bestimmen, kann ein anderer Ansatz verwendet werden. In Fig. 3 wird eine derartige Steuereinheit in einem Aufbau mit einem Abwärtswandler dargestellt.
An den Quelleneingang der in Fig. 3 dargestellten Steuereinheit ist eine relativ niedrige Impedanz von z.B. ca. 1 bis 5 Ω, vorzugsweise 2,7 Ω, angeschlossen. Falls an diesem Eingang ein relativ hoher negativer Strom/negative Spannung von der Erfassungseinrichtung erfasst würde, wäre der Leistungsverlust unangemessen hoch. Somit wird der Leistungsverlust dadurch begrenzt, dass die Spannung an der Erfassungseinrichtung deutlich verringert wird. Dies erreicht man, indem die Windungen beispielsweise der Hilfswicklung auf nur ein paar Windungen, beispielsweise 1 bis 5 Windungen, insbesondere ca. zwei Windungen, verringert werden. In der Folge kann der Strom/die Spannung an der Erfassungseinrichtung verringert werden und auch bei einer geringeren Impedanz kann der Leistungsverlust reduziert werden. Im Einzelnen enthält die Steuereinheit ein Steuersystem, das zur Messung einer Spitzendrosselstroms in der Zeit, wenn der Hauptschalter eingeschaltet ist, einen Strommesswiderstand aufweist. In einer Vorrichtung ohne PFC wird der Schalter im Allgemeinen abgeschaltet, wenn der Spannungsabfall an dem Spannungsmesswiderstand einen vorgegebenen Wert erreicht. Der durch die Drossel fließende Spitzenstrom stellt eine bekannte Energiemenge dar, und dies bildet in Verbindung mit einer bekannten Schaltfreguenz die Grundlage für die Steuerung der Leistungsabgabe oder die Stromsteuerung.
Der einem derartigen Modell zugeordnete Leistungsfaktor ist tendenziell schlecht, auch wenn ein Massenspeicherkondensator klein ist. Dies liegt daran, dass die Einschaltzeit relativ lang sein kann, wenn die Netzspannung niedrig ist {während der Netzstromwerte) . Der Grund hierfür ist, dass der Induktorstrom länger braucht, um den erforderlichen Spitzenwert zu erreichen. Folglich ist der durchschnittliche Eingangsstrom während dieser Zeiten hoch und während der Netzspannungsspitzen niedrig. Dies ist genau umgekehrt zu der für - einen hohen Leistungsfaktor benötigten Stromwellenform.
Um dies zu korrigieren, kann die Erfässungseinrichtung zu der Drossel hinzugefügt werden. Damit soll ein negativer Strom/eine negative Spannung bereitgestellt werden, während der Hauptschalter eingeschaltet ist. Diese (r) Strom/Spannung wird dann an den CS Eingang des Stromfühlers der Steuereinheit über einen zweiten Widerstand angelegt. In Fig. 3 ist ein Beispiel dargestellt, in dem das Verfahren auf einen kostengünstigen Abwärtswandler angewandt worden ist. Somit zeigt Fig. 3 einen Leistungsfaktor korrigierten Abwärtswandler.
Der von der Hilfswicklung bereitgestellte, negative Strom/die negative Spannung variiert in Abhängigkeit von der momentanen Netzspannung. Wenn der Hauptschalter eingeschaltet ist, fließt ein Strom durch den Widerstand R3 und aufgrund des sich ändernden, negativen Stroms/der negativen Spannung, wird der Strom/die Spannung erhöht, wenn der Eingangsstrom/die Eingangsspannung seine/ihre Spitze erreicht hat und wird in Netzspannungstälern stark reduziert. Die Ströme durch den Widerstand R3 leiten den Strom weg von dem Messwiderstand R4 und erhöhen somit den endgültigen) Spitzenstrom um einen Betrag, der von der Eingangsspannung zu diesem Zeitpunkt abhängt. Die Folge ist ein Eingangsstrom, der ist über den Großteil jedes Halbzyklus der Netzspannung weitgehend konstant ist und somit einen stark verbesserten Leistungsfaktor liefert. Wiederum ist die resultierende typische Stromwellenform in Fig. 2 dargestellt, in diesem Fall eine typische Eingangsstromwellenform mit Leistungsfaktorkorrektur.
Bestehende Anwendungen erfordern jedoch, dass der Strommesseingang der Steuereinheit von dem den tatsächlichen Strom tragenden Anschluss getrennt ist, wie in Fig. 4 dargestellt, welche ein typisches Beispiel für ein bestehendes PFC Modell darstellt. In Fig. 1 ist der Messwiderstand R5 nicht direkt mit dem CS Eingang der Strommessung der Steuereinheit verbunden. Stattdessen ist der Drahtwiderstand R7 angeschlossen. Damit wird die Impedanz ausreichend erhöht, so dass das Verfahren unter Verwendung der normalen Hilfswicklung arbeiten kann, die in einem typischen Sperrwandler vorliegt.
Durch das Vorsehen einer separaten Wicklung, wie in Fig. 3 dargestellt, mit einer kleinen Anzahl an Windungen kann das Verfahren so verallgemeinert werden, dass es mit jedem beliebigen Treiber IC funktioniert, der einen externen Strommesswiderstand aufweist. Diese Lösung ist besonders geeignet für Anwendungen mit Abwärtswandlern, da die Hindungen der Hilfswicklung einfach um einen normalen Trommelinduktor gewickelt werden können. Zusammenfassend zeigt der in Fig. 3 dargestellte Aufbau ein sehr kostengünstiges und in großem Umfang anwendbares Verfahren zur Leistungsfaktorkorrektur, das Leistungsfaktoren von 80% bis 90%, insbesondere ca. 85%, liefert, sowie eine Gesamt-Oberschwingungsverzerrung (Total Harmonic Distortion THD) von ca. 25-45%, insbesondere 30% bis 40%. Dieser Aufbau kann auch problemlos an Steuereinheiten angepasst werden und kann ebenfalls mit dem Aufbau aus Fig. 1 kombiniert werden.
Ein weiteres Beispiel für eine erfinderische Schaltung ist in Fig. 5 dargestellt, welche ein Schaltbild für ein abgewandeltes PFC Modell zeigt. Während eine Leistungsfaktorkorrektur auf mehrere Arten erzielt werden kann, besteht ein gemeinsames Verfahren darin, der Spitzenstromerfassungsschaltung der - Steuereinheit einen Beitrag von einer Erfassungseinrichtung über einen externen Widerstand zuzuführen, wie vorstehend aufgezeigt.
Während der Schalttransistor des Konverters eingeschaltet ist, ist der Ausgang aus der Erfassungseinrichtung negativ und proportional zu der Netzeingangsspannung zu diesem Zeitpunkt. Die Zufuhr von der Erfassungseinrichtung bewirkt, dass der durch die Primärwicklung erreichte Spitzenstrom um einen Betrag proportional zu der momentanen Netzspannung erhöht wird. Der Beitrag zu dem Spitzenstrom dominiert tatsächlich mit der Folge, dass der von dem Konverter aufgenommene Strom annähernd sinusförmig wird und einen hohen Leistungsfaktor liefert.
Zusammenfassend wird die Verdrahtung zur Steuereinheit verändert, um Veränderungen oder Schwankungen in der Netzspannung auszugleichen, die zu Veränderungen der von der mindestens einen LED emittierten Lichtausgabe führen.
Aus diesem Grund wird in dem Rückkopplungsweg von der Erfassungseinrichtung an dem Konverter zur Steuereinheit eine in Fig. 5 dargestellte Zener Diode vorgesehen, um den zur Steuereinheit rückgekoppelten, negativen. Strom/die negative Spannung auf einen maximalen und/oder vorgegebenen We^rt zu klemmen. Über diesem Wert bleibt die Spannung abgeklemmt und somit konstant und Änderungen oder Schwankungen außerhalb des Klemmbereichs bleiben unberücksichtigt. Anstatt einer Zener Diode kann das Klemmen auch durch eingebaute Einrichtungen der Steuereinheit und/oder der Software der Steuereinheit vereinfacht werden.
Dies verbessert die Regelungseigenschaften in Bezug auf Stabilität des Ausgangsstroms/der Ausgangsspannung des Konverters, wobei ein leichter Abfall des Leistungsfaktors wie nachstehend beschrieben in Betracht gezogen wird.
Ein Nachteil des beschriebenen Verfahrens kann darin gesehen werden, dass der Konverterausgang von der Netzstromspannung abhängig wird. Die Ausgangsregelung ist in Bezug auf die Schwankungen der Eingangsspannung schlecht. Dies kann jedoch durch eine Regelung mit nur minimaler Verschlechterung des Leistungsfaktors wie nachstehend dargelegt verbessert werden. Wie in Fig. 5 dargestellt wurde der ursprüngliche PFC durch den Widerstand R8 erzielt, der direkt zwischen der Hilfswicklung und dem Strommesseingang der Steuereinheit und der Hochspannungsseite des Widerstands R7 angeschlossen wurde. Fig. 5 zeigt nun einige zusätzliche Bauteile in dem dargestellten Kästchen. Insbesondere klemmt eine Nebenschlussreferenz U2 der Steuereinheit (z.B. 2,5 V) die Spannung auf der Niederspannungsseite des Widerstandes R8 auf eine maximale Größe einer negativen Spannung, z.B. 1 bis 5 V, insbesondere 2,5 V negativ. Diese Spannung wird dann an den Strommesseingang des Treiber-lCs über den Widerstand R27 angelegt.
Die Leistungsfaktorkorrektur liegt noch vor, aber der Höchstbetrag ist durch die beanspruchte Spannung begrenzt. Somit können Erhöhungen der Netzspannung den maximalen Spitzenstrom nicht weiter erhöhen.
Die Figuren 6 und 7 zeigen Hüllkurven-Wellenformen der Spitzenströme mit und ohne Veränderung. Die positive Hüllkurve zeigt die Spitzenstromvariation. Insbesondere zeigt Fig. 6 die Spitzenstrom-Hüllkurve ohne Klemmen, während in Fig. 7 die Spitzenstrom-Hüllkurvenbucht mit Klemmen dargestellt ist.
In diesem Beispiel ist die Ausgangsregelung hinsichtlich der Eingangsspannung durch einen Faktor von ca. 3 verbessert, während der Leistungsfaktor leicht um ca. 1% bis 4% abnimmt, beispielsweise von 88% auf beispielsweise 84%.
Weiterhin zeigen die Figuren 8 und 9 Eingangsstrom- Wellenformen mit und ohne Veränderung. Wie aus den Figuren 8 und 9 ersichtlich, gibt es nur einen sehr geringen Unterschied in den Netzeingangsströmen des Konverters. Insbesondere zeigt Fig. 8 beispielhaft die Netzeingangsströme des Konverters ohne Klemmen und einen Leistungsfaktor von beispielsweise 88%, wahrend Fig. 9 beispielhaft Netzströme des Konverters mit Klemmen und einen Leistungsfaktor von beispielsweise 84% zeigt.
Somit wird die Regelung auf mehr als ca. +/- 5% in dem Netzspannungsbereich verbessert, während das Verfahren einfach an unterschiedliche Steuereinheiten angepasst werden kann.
Weiter kann das Verfahren und System, wie es oben beschrieben ist, durch eine im foldenden geschilderte Modifikation des Schaltungsaufbaus verbessert werden. Der geänderte Schaltungsaufbau ist in Fig. 10 gezeigt, wobei die wichtigsten Änderungen durch einen Rahmen gekennzeichnet sind. Der geänderte Schaltungsaufbau geht dabei von der in Fig. 5 gezeigten Schaltung aus. Insbesondere ist in dem Rahmen eine Selektionsschaltung gezeigt.
Ziel der Änderung ist es, einen Eingangswert der Steuereinheit so zu variieren, dass geringe Dimmwertänderungen zu einem erhöhten Dimmeffekt an der Lichtquelle führen. Durch diese Änderung des Eingangswertes kann auch das oben beschriebene Phasenanschnitts-Dimmverfahren weiter verbessert werden. Die Änderung ist auch deshalb vorteilhaft, da es oft wünschenswert ist, eine variable Last an dem Konverter- Modul, insbesondere einem LED-Treibermodul, betreiben zu können, bspw. verschiedene LED-Typen anschließen zu können, aber auch, um Vorwärtsspannungstoleranzen ausgleichen zu können.
Dies ist insbesondere für LED-Retrofit-Treibermodule wichtig, wie bspw. Treibermodule für MR16 LED-Retrofit- Lampen. Bspw. kann es durch einen Nutzer gewünscht sein, eine variable Anzahl von LED-Lampen mit dem Konverter- Modul zu betreiben, wobei durch den Benutzer Lampen hinzugefügt oder entfernt werden können. Diese Lampen können dabei verschiedene Nennleistungen aufweisen. Da die Lampen durch den Benutzer frei aus ihren Sockeln entfernt bzw. in die Sockel eingebracht werden können/ ist es wichtig, dass selbst bei einer sich verändernden Last die übrigen Lampen normal weiterbetrieben werden können. D.h., dass sich insbesondere das Dimmverhalten der übrigen Lampen für den Benutzer nicht ändert.
Jedoch stellt eine variable Last in vielen Dimmanwendungen ein Problem dar, insbesondere für günstige Dimmlösungen mit der oben beschriebenen Phasenanschnittdimmung. Dieses Problem resultiert daraus, dass bekannte Dimmtechniken den primärseitigen Spitzenstrom reduzieren, um ein Dimmen der Leuchtquelle zu erreichen, also die von der Lichtquelle abgegebene Lichtleistung zu reduzieren.
Der resultierende Effekt ist jedoch, dass die von dem Konverter-Modul ausgegebene Leistung anstelle des Stromes reduziert wird, wenn herunter gedimmt wird. Ist daher die Last geringer als die maximale Last, wird die Last in jedem Fall mit reduzierter Leistung betrieben, da die VorwärtsSpannung geringer ist. So muss am Dimmer selbst zunächst ein Dimmvorgang um einen bestimmten Grad erfolgen, bevor die Ausgabe des Konverter-Moduls tatsächlich soweit abfällt, dass ein Dimmen der nicht maximalen Last erfolgt.
Andererseits liegt der zu erreichende minimale Dimmwert über dem, der bei Anliegen der maximalen Last erreicht werden könnte. Das heißt, dass bei reduzierter Last nicht soweit herunter gedimmt werden kann, wie es bei maximaler Last, möglich wäre. Hieraus ergibt sich dann ein unerwünschter reduzierter Dimmbereich, da die untere Grenze für den einstellbaren Dimmwert angehoben wird..
Im Folgenden wird daher anhand der geänderten Schaltung aus Fig. 10 eine einfache Methode beschrieben, die graduell zwischen mehreren Betriebsmodi wechselt, bspw. zwischen zwei Betriebsmodi, d.h. einem Betriebsmodus mit höherer Leistung und einem Betriebsmodus mit geringerer Leistung während einer Reduzierung des Dimmwerts unter Verwendung einer pulsweiten Steuerung. Die Schaltung in Fig. 10 beinhaltet wiederum eine Steuereinheit, bspw. einen LED-Treiber HV LED 815 von ST Microelectronics als Steuer IC, der als dimmbarer Treiber für LED-Retrofit-Lampen ausgelegt ist- Die Wahl des Betriebsmodus erfolgt dabei durch die Selektionsschaltung, die in Fig. 10 umrandet dargestellt ist.
Zu diesem Zweck weist die Selektionsschaltung einen ersten Spannungsteiler auf, der durch einen ersten Widerstand R3 und einen zweiten Widerstand R9 gebildet ist. Dieser erste Spannungsteiler dient dazu, eine Replik des Versorgungsspännungs-/-stromverlaufs bei geringerer Spannung zu erzeugen. Dieser replizierte Verlauf wird dann als Eingabesignal einem Regler U2 (bspw. einem veränderbaren Zener-Shunt-Regler wie dem LM431 von Texas Instruments) zugeführt. Insbesondere kann das Eingabesignal an den Regler 172 ein Spannungs- /Stromreferenzsignal sein. Der Regler U2 schaltet basierend darauf, ob der Eingabewert über oder unter einem bestimmten Schwellenwert liegt, bspw. 2,5 Volt, ein oder aus, d.h. ein Pfad über einen weiteren Spannungsteiler bestehend aus den Widerstanden R4 und R5 wird leitend oder nicht.
Durch das Schalten des Reglers U2 wird weiter der Transistor Q2 an- oder ausgeschaltet, dessen Basis mit einem Mittenpunkt des weiteren Spannungsteilers verbunden ist. Beim schalten des Transistors Q2 wird wiederum ein mit dem Kollektor des Transistors Q2 verbundenes Gate eines FET-Transistors Q3 (z.B. ein MOSFET) angesteuert. Somit wird abhängig vom Schalten des Transistors Q2 der Weg zwischen Drain und . Source des FET-Transistors Q3 leitend oder nicht-leitend geschaltet.
Wenn der FET-Transistor Q3 sich in einem ersten Zustand, beispielsweise einem „An"-Zustand befindet (d.h. wenn der FET-Transistor beispielsweise leitend gesohaltet ist) , wird ein Strompfad über einen dritten Widerstand RIO geschaltet, der dann mit einem vierten Widerstand RH einen Spannungsteiler bildet, wobei ein Mittenpunkt des Spannungsteilers mit einem Eingang der Steuereinheit verbunden ist. Uber diesen Eingang wird das Eingangssignal der Steuereinheit zugeführt. Insbesondere ist der dritte Widerstand R10 und der vierte Widerstand RH mit einem Strommesseingang (current sense input) der Steuereinheit verbunden. Dadurch wird ein durch die Steuereinheit als Eingangssignal erfasster Wert, z.B. eine Strommess- Spannung (current sense voltage) reduziert, was dazu führt, dass die Steuereinheit in den Betriebsmodus mit höherer Leistung wechselt.
Wenn der FET-Transistor Q3 sich in einem zweiten Zustand, beispielsweise einem „Aus"-Zustand befindet (d.h. wenn der Transistor nicht-leitend ist), erfasst die Steuereinheit das Eingangesignal unverändert, z.B. also die volle Strommess-Spannung, als Eingangssignal über den vierten Widerstand RH. Das führt dazu, dass die Steuereinheit in dem Betriebsmodus mit geringerer Leistung arbeitet.
Es ist dabei zu verstehen, dass die dargestellte Schaltung auch so modifiziert werden kann, dass das nicht-reduzierte Eingangssignal in dem ersten Zustand des FET-Transistors Q3 der Steuereinheit zugeführt wird, während das reduzierte, bzw. gedämpfte, Eingangssignal der Steuereinheit zugeführt wird, wenn sich der FET-Transistor Q3 in dem zweiten Zustand befindet. Wenn nun der Dimmwert an dem Dimmer reduziert wird und sich der Phasenwinkel reduziert schaltet der FET- Transistor Q3 während jeder Halbwelle der Versorgungsspannung/des Verrsorgungsstroms für immer längere Zeit in den zweiten Zustand. Dies führt dazu, dass die Steuereinheit für eine längere Zeit in dem Betriebsmodus mit höherer Leistung bei geringen . Dimmwerten arbeitet. Wird der Dimmwert in Richtung des minimalen Dimmwertes verändert, ist der FET-Transistor Q3 meistens oder immer in dem zweiten Zustand.
Zusammenfassend ermöglicht es die dargestellte Lösung zuzusichern, dass bei einem maximalen Dimmwert, d.h. bei 100% Lichtleistung, die Steuereinheit in dem Betriebsmodus mit höherer Leistung betrieben wird. Die Ausgabe des Konverter-Moduls ist daher an oder nahe der maximalen Ausgabeleistung. Jede Last wird zwischen ihrer Minimal- und ihrer Maximalleistung betrieben. Bei niedrigen Dimmwerten, wenn beispielsweise die Last mit minimaler Helligkeit betrieben werden soll, schaltet die Steuereinheit in den Betriebsmodus mit geringerer Leistung. Dies erlaubt es jede Last soweit herunterzudimmen wie möglich. Zwischen dem maximalen Dimmwert und dem minimalen Dimmwert wechselt die Steuereinheit graduell zwischen den wenigstens zwei Modi.
Daher ermöglicht die dargestellte Lösung ein verbessertes Dimmen zu niedrigen Kosten. Die dargestellte Lösung kann selbstverständlich auch mit anderen Steuereinheiten verwendet werden.
Die dargestellte Lösung vermeidet auch das Risiko, den falschen Betriebsmodus für eine Last im Grenzbereich (borderline loads) zu wählen, insbesondere wenn ein großer Versorgungsspannungsbereich für die Last abgedeckt werden soll. Die Lösung wählt einen Betriebsmodus mit hoher Leistung für eine Last bei einem Dimmwert von 100% und einen Betriebsmodus mit geringerer Leistung für eine Last, wenn der Dimmwert nahe dem Minimum liegt. Die dargestellte Schaltung erlaubt es also automatisch zwischen den zwei Betriebsmodi (hohe Leistung, geringere Leistung) zu wählen, um den Bereich zu vergrößern in dem die Last betrieben werden kann.
Dabei macht die Lösung sich den Verlauf der Spannung des Fhasenanschnittsdimmers zu Nutze, um eine
Pulsweitensteuerung auf Basis eines Referenzwertes (z.B. Spannungs-/Stromreferenzwert) bereitzustellen. Das Pulsweitensteuersignal wird dazu verwendet, zwischen dem Betriebsmodus mit höherer Leistung und dem Betriebsmodus mit geringerer Leistung während jeder Halbwelle der Versorgungsspannung/des Versogungsstroms zu wechseln. Die zeitliche Aufteilung hängt dabei von dem Dimmwert ab.
Die Erfindung erlaubt es also durch das Konverter-Modul eine variable Anzähl von Lampen, insbesondere etrofit- Lampen, zu betreiben, wobei der volle Dimmbereich in jeder Konfiguration zur Verfügung steht. Daher kann bei Einsatz der Lösung die Anzahl der benötigten Konverter- Modulvarianten reduziert werden, da mit dem erfindungsgemäßen Konvertermodul ein größerer Leistungsbereich abgedeckt werden kann.

Claims

Ansprüche
Konverter-Modul, das für einendimmbarten Betrieb von mindestens einer LED ausgelegt ist, mit
- Einem durch eine Steuerschaltung primärseitig getakteten Konverter, von dessen Sekundärseite aus die mindestens eine LED mit Strom versorgbar ist, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betrieben wird,
- Wobei der Konverter auf seiner Eingangsseite eine passive Bleed-Schaltung angeschlossen hat, um einen Haltestrom für einen Dimmer zu erzeugen, und wobei
- Das Konverter-Modul so ausgeführt ist, dass es von einem phasengeregelten/Triac Dimmer gesteuert wird.
Konverter-Modul zum Dimmen von mindestens einer LED, mit
- einem geschalteten/getakteten Konverter, der die mindestens eine LED mit Strom versorgt, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird,
- einer Erfassungseinrichtung zur Erfassung einer Strom-/Spannungseingabe in den Konverter, insbesondere auf dessen Primärseite, sowie
- . einer Steuereinheit, die zur Änderung einer
Abschaltschwelle des Konverter-Schalters in Abhängigkeit des Stroms/der Spannung geeignet ist, der/die an der Erfassungseinrichtung erfasst wird. Konverter-Modul gemäß Anspruch 1, wobei die passive Bleed-Schaltung aus einem Kondensator (C1O) und/oder einem in Reihe geschalteten Widerstand (R10) besteht, und wobei Dämpfungswiderstände (Rl, R9) leitend in Eingangsstrom-/-spannungspfaden des Konverters angeschlossen sind, z.B. ein stromführender Draht bzw. eine Null-Leitung, wobei die
Dämpfungswiderstände und/oder die Bleed-Schaltung so ausgeführt sind, dass sie ein Klingeln einer Funkentstörungsdrossel des Dimmers dämpfen. Konverter-Modul gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei der Konverter ein Sperrwandler ist. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Konverter von einer Steuereinheit gesteuert wird. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei im Grenzbetrieb der Konverterschalter eingeschaltet wird, wenn der Eingangsstrom ein vorgegebenes Schwellenniveau, z.B. 0 Ampere erreicht. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden ' Ansprüche, wobei eine Erfassungseinrichtung vorgesehen ist, um den Konverterschalter in Abhängigkeit des EingabeStroms/der Eingabespannung des Konverters zu schalten. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Erfassungseinrichtung eine Hilfswicklung darstellt, die insbesondere galvanisch von einer Konverterwicklung getrennt ist, insbesondere auf der Primärseite des Konverters angeordnet ist, und wobe die Erfassungseinrichtung einen den Eingangsstrom/die EingangsSpannung des Konverters indirekt oder direkt angebenden Parameter rückkoppelt .
9. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit ein PFC Festregier und/oder ein PFC Festausgangsregler ist. 10. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit einen Gleichstromsammelschienen-Kondensator und/oder eine Korrekturschaltung umfasst, die zur Regelung eines aus einer Netzspannungsquelle während eines Halbzyklus aufgenommenen Eingangsstroms/einer EingangsSpannung geeignet ist. 11. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine PFC, insbesondere eine passive
PFC Schaltung, in der Steuereinheit aufgenommen ist und wobei die Steuereinheit einen Schalter des Sperrwandlers umfasst. 12. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Rückkopplungssignal von der Erfassungseinrichtung an die Steuereinheit geliefert wird. 13. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Erfassungseinrichtung auf der Primärseite eines Sperrwandlers vorgesehen ist und vorzugsweise direkt oder indirekt einen Parameter an die Steuereinheit rückkoppelt, der den Strom/die Spannung durch die Primärseite des Sperrwandlers angibt . 14. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Erfassungseinrichtung einen Strom/eine Spannung in Abhängigkeit von dem Netzstrom-/-spannungseingang an das Modul als einen negative Strom/eine negative Spannung zu der Steuereinheit rückkoppelt, wobei der zugeführte Rückstrom/die Rückspannung den Strom/die Spannung durch einen Nebenschlusswiderstand angibt, der in Reihe mit dem Sperrwandlerschalter angeordnet ist, z.B. in die Steuereinheit eingebaut ist. 15. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit einen Strom/eine Spannung erzeugt, und wobei die Steuereinheit den dem Konverter zugeführten Eingangsstrom/die EingangsSpannung ändern kann, insbesondere auf der Primärseite des Konverters, vorzugsweise als Funktion des erzeugten Stroms/der erzeugten Spannung. 16. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit den dem Konverter zugeführten Eingangsstrom/die EingangsSpannung als Funktion eines Phasenanschnittes durch Änderung des Spitzenstroms beeinflusst, d.h. des Stroms/der Spannung, die sich bei Abschalten des Sperrwandlers verändert, und insbesondere durch Änderung des Spitzenstroms/der Spitzenspannung, so dass diese (r) im Wesentlichen proportional zu der derzeit angelegten Amplitude des Eingangsstroms/der Eingangsspannung ist.
17. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Energiespeicher vorgesehen ist, insbesondere auf der Primärseite des Sperrwandlers. 18. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei insbesondere auf der Sekundärseite des Sperrwandlers ein Speicherkondensator vorgesehen ist, der derart bemessen ist, dass er eine Welligkeit auf dem dem Konverter-Modul zugeführten Eingangsstrom/der Eingangs pannung ausgleicht. 19. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Abschaltschwelle der Steuereinheit und/oder des Sperrschalters adaptiv als eine Funktion des Eingangsstroms/der EingangsSpannung eingestellt wird, um die PFC Funktion zu vereinfachen. 20. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei in dem Rückkopplungsweg von der Erfassungseinrichtung zur Steuereinheit eine Zener Diode angeschlossen ist, um den an die Steuereinheit rückgekoppelten negativen Strom/die negative Spannung auf einen Höchstwert zu klemmen und/oder wobei das Klemmen innerhalb der Steuereinheit und/oder durch Software der Steuereinheit erfolgt. 21. Konverter-Modul gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Konverter ein Abwärtswandler ist und wobei die Hilfswicklung nur wenige Wicklungen aufweist, z.B. 1 bis 7, insbesondere mindestens zwei Wicklungen, die zur Reduzierung des der Steuereinheit zugeführten Stroms/der Spannung und/oder zur Reduzierung des Leistungsverlustes an der Steuereinheit geeignet sind. 22. Konverter-Modul nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei der Steuereinheit ein Eingangssignal über einen ersten Widerstand zugeführt ist, der mittels einer Selektionsschaltung, die wenigstens zwei Zustände einnehmen kann, in einem ersten Zustand der Selektionsschaltung selektiv mit einem weiteren Widerstand zu einem Spannungsteiler verschaltet ist und das Eingangssignal von dem Spannungsteiler der Steuereinheit zugeführt ist. 23. Konverter-Modul nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei das Eingangssignal den Verlauf der Versorgungsspannung widergibt. 24. Konverter-Modul nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei die Selektionsschaltung abhängig davon den ersten oder einen zweiten Zustand einnimmt, ob ein vorbestimmter Schwellenwert durch eine von der Versorgungspannung abgeleitete Größe über- /unterschritten wird. 25. Konverter-Modul nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei die von der Versorgungspannung abgeleitete Größe der SelektionsSchaltung über einen Spannungsteiler zugeführt wird. 26. Konverter-Modul nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei das Eingangssignal ein Referenzwert ist, und wobei der der Referenzwert reduziert ist, wenn sich die Selektionsschaltung in dem ersten Zustand befindet.
. Konverter-Modul nach einem äer vorgehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit in einem Betriebsmodus mit höherer Leistung betrieben wird, wenn sich die Selektionsschaltung in dem ersten Zustand befindet und/oder der Referenzwert reduziert ist. . Konverter-Modul nach einem der vorgehenden Ansprüche, wobei die Steuereinheit in einem Modus mit reduzierter Leistung geringerer wird, wenn sich die Selektionsschaltung in dem zweiten Zustand befindet und/oder der Referenzwert nicht reduziert ist. . Verfahren zum Dimmen von mindestens einer LED, mit den folgenden Schritten:
- Bereitstellen eines Konverter-Moduls gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche mit einem von einem phasengeregelten/Triac Dimmer gesteuerten Eingangsstrom/einer EingangsSpannung,
- Zuführen von Energie zu der mindestens einen LED durch einen geschalteten/getakteten Konverter, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird, und
- Erzeugen eines Haltestroms für den phasengeregelten/Triac Dimmer durch eine passive Bleed-Schaltung. . Verfahren zum Dimmen von mindestens einer LED, mit den folgenden Schritten:
- Bereitstellen eines Konverter-Moduls gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche mit einer von einem phasengeregelten/Triac Dimmer gesteuerten Eingangsstrom/einer Eingangsspannung, - Zuführen von Energie zu mindestens einer LED durch einen geschalteten/getakteten Konverter, wobei der Konverter in einem Grenzbetrieb betätigt wird,
- durch eine Erfassungseinrichtung Erfassen eines Strom-/Spannungseingangs an den Konverter, insbesondere auf dessen Primärseite,
- Ändern einer Abschaltschwelle des Konverterschalters in Abhängigkeit des von einer Erfassungseinrichtung durch die Steuereinheit erfassten Stroms/der Spannung. System mit einem phasengeregelten/Triac Dimmer und einem Konverter-Modul gemäß einem der Ansprüche 1 bis 28.
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