WO2014098399A1 - 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치 - Google Patents

다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치 Download PDF

Info

Publication number
WO2014098399A1
WO2014098399A1 PCT/KR2013/011396 KR2013011396W WO2014098399A1 WO 2014098399 A1 WO2014098399 A1 WO 2014098399A1 KR 2013011396 W KR2013011396 W KR 2013011396W WO 2014098399 A1 WO2014098399 A1 WO 2014098399A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
pmi
codebook
antenna
value
matrix
Prior art date
Application number
PCT/KR2013/011396
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
김영태
김형태
박한준
김기준
박종현
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020157013930A priority Critical patent/KR20150100648A/ko
Priority to US14/649,144 priority patent/US9407345B2/en
Publication of WO2014098399A1 publication Critical patent/WO2014098399A1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/0478—Special codebook structures directed to feedback optimisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0417—Feedback systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H04B7/0456—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting
    • H04B7/046—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting taking physical layer constraints into account
    • H04B7/0469—Selection of precoding matrices or codebooks, e.g. using matrices antenna weighting taking physical layer constraints into account taking special antenna structures, e.g. cross polarized antennas into account
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0626—Channel coefficients, e.g. channel state information [CSI]
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0639—Using selective indices, e.g. of a codebook, e.g. pre-distortion matrix index [PMI] or for beam selection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0636—Feedback format
    • H04B7/0645—Variable feedback
    • H04B7/065—Variable contents, e.g. long-term or short-short
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0023—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the signalling
    • H04L1/0026—Transmission of channel quality indication
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/0001—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff
    • H04L1/0023—Systems modifying transmission characteristics according to link quality, e.g. power backoff characterised by the signalling
    • H04L1/0027—Scheduling of signalling, e.g. occurrence thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0014—Three-dimensional division
    • H04L5/0023—Time-frequency-space
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0053—Allocation of signaling, i.e. of overhead other than pilot signals
    • H04L5/0057—Physical resource allocation for CQI

Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to an efficient feedback transmission method and apparatus therefor in a multi-antenna wireless communication system.
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • the MIM0 technique may be referred to as a multiple antenna technique.
  • a precoding matrix that appropriately distributes transmission information to each antenna according to channel conditions may be applied.
  • the existing 3rd Generation Partnership Project (3GPP) Long Term Evolution (LTE) system supports up to 4 transmit antennas (4Tx) for downlink transmission and defines a precoding codebook accordingly.
  • a data transmission rate may be improved through beamforming between a transmitter and a receiver in a cell antenna communication system based on a multi-antenna system. Whether or not to apply the bumping method is operated based on the channel information. Basically, a method for quantizing a channel estimated by a reference signal, etc., at the receiving end with a codebook and feeding back to the transmitting end is used. do.
  • a spatial channel matrix also called a channel matrix
  • the space channel matrix (or channel matrix) can be expressed as follows.
  • H (i, k) is a spatial channel matrix
  • Nr is the number of receive antennas
  • Nt is the number of transmit antennas
  • r is the index of the receive antenna
  • t is the index of the transmit antenna
  • i is OFDM (or SC- The index of the FDMA) symbol, k, indicates the index of the subcarrier.
  • ⁇ J ⁇ is an element of the channel matrix H (i, k) and means the r th channel state and the t th antenna on the i th symbol and the k th subcarrier.
  • the spatial channel covariance matrix may be represented by the symbol R.
  • H is a spatial channel matrix and R is a spatial channel covariance matrix.
  • ⁇ means mean, i means symbol index, and k means frequency index.
  • Singular Value Decomposition is one of the important methods for decomposing rectangular matrices and is widely used in signal processing and statistics. Using spectral theory, we can decompose orthogonal square matrices into diagonal matrices based on eigenvalues. Assume the channel matrix H is an mXn matrix of real or complex set elements. In this case, the matrix H can be expressed as the product of three matrices as follows.
  • eigenvalues can be ⁇ , .., ⁇ ⁇ .
  • the singular value decomposition of HI shows the information of U and V representing the direction of the channel, and the information of V can be known through the decomposition of the special value of H "H.
  • MU-MIM0 Multi User- In ⁇
  • beamforming is performed in order to achieve higher data rates.
  • W is an existing codebook designed to reflect short-term channel information
  • R is a l on g-term covariance matrix of the channel matrix H
  • norn (A ) Denotes a matrix in which norm is normalized to 1 for each column ( co l umn ) of the matrix A
  • the final codebook transformed using the covariance matrices R and norm.
  • R which is a long-term covariance matrix of the channel matrix H, may be expressed as Equation 2 below.
  • R the long-term covariance matrix of the channel matrix H
  • V is Nt X Nt unitary ( unitary) matrix with V / as the i th column vector.
  • ⁇ is a diagonal matrix having ⁇ ' ⁇ as the i-th diagonal component, and V w is a hermitian matrix of V.
  • ⁇ '' ⁇ ' ' are the i th singular value and the i th singular column vector, respectively.
  • An object of the present invention is to provide an efficient feedback transmission method and apparatus therefor in a wireless communication system.
  • a method for feeding back channel state information for downlink transmission by a terminal includes: a first PMKPrecoding Matrix index) and a first method; And transmitting 2 PMIs for each subband, and a precoding matrix preferred by the UE is indicated by a combination of the first PMI and the second PMI, and a plurality of bits constituting the second PMI. Some of them are characterized in that the precoding codebook additionally used to configure the first PMI is applied.
  • a terminal for feeding back channel state information for downlink transmission in a wireless communication system supporting multiple antennas includes: a radio frequency unit; And a processor, wherein the processor is configured to transmit a first PMI ' (Precoding Matrix index) and a second PMI for each subband, and the ' B ' is a combination of the first PMI and the second PMI.
  • the precoding matrix preferred by the UE is indicated, and a part of the plurality of bits constituting the second PMI is applied to a precoding codebook additionally used to configure the first PMI.
  • an efficient feedback transmission method and apparatus therefor may be provided in a wireless communication system.
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100 according to the present invention.
  • 3 is a configuration diagram of a general multiple antenna (MIM0) communication system.
  • MIM0 general multiple antenna
  • 4 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • FIG. 5 is a diagram for describing periodic reporting of a channel state.
  • 6 shows examples of configuring 8 transmit antennas.
  • FIG. 7 is an example for explaining a cross-polarization antenna.
  • 8 to 9 are examples for applying the present invention to a cross-polarization antenna.
  • a terminal collectively refers to a mobile or fixed user terminal device such as a UE user equipment (MS), a mobile station (MS), an advanced mobile station (AMS), and the like.
  • the base station collectively refers to any node of the network side that communicates with the terminal such as a Node B, an eNode B, a Base Station, and an Access Point (AP).
  • MS UE user equipment
  • MS mobile station
  • AMS advanced mobile station
  • AP Access Point
  • a user equipment may receive information from a base station through downlink, and the user equipment may also use uplink.
  • Information can be transmitted via
  • the information transmitted or received by the terminal includes data and various control information, and various physical channels exist according to the type and purpose of the information transmitted or received by the terminal.
  • 3GPP LTE 3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution (LTE)
  • LTE-A' LTE-Advanced
  • FIG. 1 is a diagram schematically illustrating an E-UMTS network structure as an example of a mobile communication system.
  • E-UMTSC Evolved Universal Mobile Telecommunications System
  • LTE Long Term Evolution
  • an E-UMTS is located at an end of a user equipment (UE), a base station (eNode B; eNB), and a network (E-UTRAN) and is connected to an external network (Access Gateway). , AG).
  • the base station may transmit multiple data streams simultaneously for broadcast service, multicast service and / or unicast service.
  • the cell is set to one of bandwidths of 1.25, 2.5, 5, 10, 15, 20 MHz, etc. to provide downlink or uplink transmission service to multiple terminals. Different cells may be configured to provide different bandwidths.
  • the base station controls data transmission and reception for a plurality of terminals.
  • For downlink (DL) data the base station transmits downlink scheduling information and relates to a time / frequency domain, encoding, and data size hybrid automatic repeat and request (HARQ) request for data transmission to a corresponding UE. Give information, etc.
  • DL downlink
  • HARQ hybrid automatic repeat and request
  • the base station transmits the uplink scheduling information to the terminal for uplink (UL) data, the time / frequency domain that can be used by the terminal, Information about encoding, data size, hybrid automatic retransmission request, and the like.
  • An interface for transmitting user traffic or control traffic may be used between base stations.
  • the core network (Core Network, CN) may be composed of a network node for AG and UE user registration.
  • the AG manages the mobility of the UE in units of a TACTracking Area consisting of a plurality of cells.
  • Wireless communication technology has been developed to LTE based on Wideband Code Division Multiple Access (WCDMA), but the demands and expectations of users and operators are continuously increasing.
  • WCDMA Wideband Code Division Multiple Access
  • new technological evolution is required to be competitive in the future. Reduced cost per bit, increased service availability, flexible use of frequency bands, simple structure and open interface, and adequate power consumption of the terminal are required.
  • LTE-Advanced LTE-Advanced
  • LTE-A LTE-Advanced
  • the LTE-A system aims to support broadband of up to 100 MHz, and for this purpose, a carrier aggregation or bandwidth aggregation technique that uses a plurality of frequency blocks to achieve broadband is achieved.
  • a carrier aggregation or bandwidth aggregation technique that uses a plurality of frequency blocks to achieve broadband is achieved.
  • use multiple frequency blocks as one large logical frequency band.
  • the bandwidth of each frequency block may be defined based on the bandwidth of the system block used in the LTE system.
  • Each frequency block is transmitted using a component carrier.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the base station 105 and the terminal 110 in the wireless communication system 100 according to the present invention.
  • the base station 105 may include one or more base stations and / or one or more terminals.
  • the base station 105 includes a transmit (Tx) data processor 115, a symbol modulator 120, a transmitter 125, a transmit / receive antenna 130, a processor 180, and a memory 185. And a receiver 190, a symbol demodulator 195, and a receive data processor 197.
  • the terminal 110 includes a transmit (Tx) data processor 165, a symbol modulator 170, a transmitter 175, a transmit / receive antenna 135, a processor 155, a memory 160, a receiver 140, Symbol demodulator 155 and receive data processor 150.
  • the base station 105 and the terminal 110 are multiple antennas having a plurality of antennas. Accordingly, the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support a multiple input multiple output (MIMO) system.
  • MIMO multiple input multiple output
  • the base station 105 and the terminal 110 according to the present invention support both the SU-MIM0 (Single User-MIMO) and the MU-MIM0 (Mult i User-MIMO) schemes.
  • the transmit data processor 115 receives the traffic data, formats the received traffic data, codes it, interleaves and modulates (or symbol maps) the coded traffic data, and modulates it. Provide symbols ("data symbols").
  • a symbol modulator 120 receives and processes these data symbols and pilot symbols to provide a stream of symbols.
  • the symbol modulator 120 multiplexes the data and pilot symbols and transmits the same to the transmitter 125.
  • each transmission symbol may be a data symbol, a pilot symbol, or a signal value of zero.
  • pilot symbols may be sent continuously. Pilot symbols may be frequency division multiplexing (FDM), orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), time division multiplexing (TDM), or code division multiplexing (CDM) symbols.
  • FDM frequency division multiplexing
  • OFDM orthogonal frequency division multiplexing
  • TDM time division multiplexing
  • CDM code division multiplexing
  • the transmitter 125 receives the stream of symbols, converts it into one or more analog signals, and further modulates the analog signals (eg, amplify, filter, and frequency upconverting). Next, a downlink signal suitable for transmission over a wireless channel is generated, and then the downlink signal is transmitted to the terminal through the antenna 130.
  • the analog signals eg, amplify, filter, and frequency upconverting
  • the antenna 135 receives a downlink signal from the base station and provides the received signal to the receiver 140.
  • Receiver 140 adjusts (eg, filters, amplifies, and frequency downconverts) the received signal, and digitizes the adjusted signal to obtain samples.
  • Symbol demodulator 145 demodulates the received pilot symbols and provides them to processor 155 for channel estimation.
  • the symbol demodulator 145 also receives a frequency response estimate for the downlink from the processor 155 and performs data demodulation on the received data symbols to obtain data (which are estimates of the transmitted data symbols). Obtain symbol estimates and provide data symbol estimates to receive (Rx) data processor 150.
  • Receive data processor 150 demodulates (ie, symbol de-maps), deinterleaves, and decodes data symbol estimates to recover the transmitted traffic data.
  • the processing by the symbol demodulator 145 and the receive data processor 150 is complementary to the processing by the symbol modulator 120 and the transmit / receive data processor 115 at the base station 105, respectively.
  • the terminal 110 is on the uplink, the transmit data processor 165 processes the traffic data, and provides data symbols.
  • the heartbeat modulator 170 receives the data symbols, multiplexes them with the pilot symbols, performs modulation, and provides a stream of symbols to the transmitter 175.
  • Transmitter 175 receives and processes a stream of symbols to generate an uplink signal, which is transmitted via antenna 135 to base station 105.
  • an uplink signal from the terminal 110 is received through the antenna 130, and the receiver 190 processes the received uplink signal to obtain samples.
  • the symbol demodulator 195 then processes these samples to provide received pilot symbols and data symbol estimates for the uplink.
  • the received data processor 197 processes the data symbol estimates to recover the traffic data sent from the terminal 110.
  • the processors 155 and 180 of each of the terminal 110 and the base station 105 instruct (eg, control, coordinate, manage, etc.) operation at the terminal 110 and the base station 105, respectively.
  • Respective processors 155 and 180 may be connected to memory units 160 and 185 that store program codes and data.
  • the memory 160, 185 is coupled to the processor 180 to store the operating system, applications, and general files.
  • the processor 155 or 180 may also be referred to as a controller, a microcontroller, a microprocessor, a microcomputer, or the like.
  • processors (155, 180) are hardware It may be implemented by hardware or firmware, software, or a combination thereof.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • PLDs programmable logic devices
  • Field programmable gate arrays (FPGAs) may be provided in the processors 155 and 180.
  • firmware or software may be configured to include modules, procedures, or functions for performing the functions or operations of the present invention.
  • Firmware or software configured to be capable of doing so may be provided in the processors 155 and 180 or stored in the memory 160 and 185 to be driven by the processor 155 ⁇ 180.
  • the layers of the air interface protocol between the terminal and the base station between the wireless communication system (network) are based on the first three layers (L1), based on the lower three layers of the OSKopen system interworking model, which are well known in the communication system. Two layers (L2), and the third layer (L3).
  • the physical layer belongs to the first layer and provides an information transmission service through a physical channel.
  • RRC Radio Resource Control
  • Resource Control layer belongs to the third layer and provides control radio resources between the UE and the network.
  • the terminal and the base station exchange RRC messages through the wireless communication network and the RRC layer.
  • the term base station used in the present invention may be referred to as a cell or a sector when used in a regional concept.
  • the serving base station (or cell) may be regarded as a base station that provides existing main services to the terminal, and may transmit and receive control information on a coordinated multiple transmission point.
  • the serving base station (or sal) may be referred to as an anchor base station (or cell).
  • a neighbor base station may be referred to as a neighbor cell used in a regional concept.
  • MIM0 Multiple-Input Multiple-Output
  • MIM0 is a method of using a plurality of transmission antennas and a plurality of reception antennas, and this method can improve data transmission and reception efficiency.
  • MIM0 may be referred to as a 'multi-antenna'.
  • multi-antenna technology it does not rely on a single antenna path to receive one entire message. Instead, in multi-antenna technology, data fragments received from multiple antennas are gathered and merged to complete the data. Using multiple antenna technology, it is possible to improve the data transmission rate within a cell area of a specified size or to increase system coverage while guaranteeing a specific data transmission rate. This technology can also be widely used in mobile communication terminals and repeaters. According to the multi-antenna technology, it is possible to overcome the transmission limit in the second-class communication according to the prior art using a single antenna.
  • FIG. 3 is a block diagram of a general multi-antenna (MIM0) communication system.
  • Transmitter had a transmitting antenna is installed dog ⁇ ⁇ , the receiving end is provided a dog I N R receive antennas.
  • the increase in channel transmission capacity is proportional to the number of antennas. Therefore, the transmission rate is improved and the frequency efficiency is improved.
  • the maximum transmission rate in the case of using one antenna is R.
  • the transmission rate in the case of using a multiplex antenna is theoretically the maximum transmission as shown in Equation 3 below.
  • the rate Ro can be increased by multiplying the rate increase rate Ri. Where Ri is the lesser of N and ⁇ ⁇ R.
  • Equation 4 Equation 4
  • Equation 6 when S is represented using a diagonal matrix of transmission power, Equation 6 below is obtained.
  • a weight matrix ⁇ is applied to the information vector S whose transmission power is adjusted so that ⁇ ⁇ transmitted signals 1 , 2 , ..., which are actually transmitted.
  • the weight matrix plays a role of properly distributing transmission information to each antenna according to a transmission channel situation.
  • Such a transmission signal can be represented by Equation 7 below using a vector.
  • ⁇ is the weight between the z th transmission antenna and the th information.
  • ⁇ Is called Weight Matrix or Precoding Matrix.
  • the physical meaning of a tank in a channel matrix is the maximum number of different information that can be sent in a given channel. Therefore, the rank of a channel matrix is defined as the minimum number of independent rows or columns, so that the tanks of the matrix are less than the number of rows or columns. It cannot be big.
  • the tank (rank (H)) of the channel matrix H is limited as shown in Equation (8).
  • each of the different information sent using the multi-antenna technique will be defined as a 'stream' or simply 'stream'.
  • a 'stream' may be referred to as a 'layer'.
  • the number of transport streams can then, of course, not be larger than the tank of the channel, the maximum number that can send different information. Accordingly, the channel matrix H may be expressed as in Equation 9 below.
  • mapping one or more streams to several antennas There may be various ways of mapping one or more streams to several antennas. This method can be described as follows according to the type of multiple antenna technology. When one stream is transmitted through multiple antennas, it can be seen as a spatial diversity scheme, and when multiple streams are transmitted through multiple antennas, it can be regarded as a spatial multiplexing scheme. Of course, a hybrid form of spatial diversity and spatial multiplexing is also possible.
  • channel state information (CSI) reporting will be described.
  • CSI channel state information
  • each of the base station and the terminal may determine channel state to obtain the multiplexing gain of the MIM0 antenna. You can perform bump forming based on beams.
  • the base station instructs the terminal to feed back channel state information (CSI) for the downlink signal by assigning a physical uplink control channel (PUCCH) or a physical uplink shared channel (PUSCH) to the terminal to obtain channel state information from the terminal.
  • CSI channel state information
  • CSI is classified into three types of information: RI (Rank Indicator), PMK Precoding Matrix Index (CRI), and Channel Quality Indication (CQ I).
  • RI represents tank information of a channel as described above, and means the number of streams that a terminal can receive through the same frequency-time resource.
  • CQ I Channel Quality Indication
  • PMI is a value reflecting spatial characteristics of a channel and indicates a precoding matrix index of a base station preferred by a terminal based on a metric such as SINR.
  • CQI is a value representing the strength of the channel, which means the reception SINR that can be obtained when the base station uses PMI.
  • MU-MIMO multi-user MIM0
  • MU-MIMO0 multi-user MIM0
  • CSI may have a significant effect on interference of not only UEs reporting CSI but also other UEs multiplexed. Therefore, MU-MIM0 requires more accurate CSI reporting than SU-MIM0.
  • the final PMI is defined as Wl, which is a long term and / or wideband PMI, and W2, which is a short term and / or a subband (SB) PMI. It was decided to design in two.
  • a long-term covariance matrix of channels may be used as shown in Equation 10 below.
  • Equation 10 W2 is a short team PMI, which is a codeword of a codebook configured to reflect short-term channel state information, W is a codeword of a final codebook (in other words, a precoding matrix), and «or 4) The norm of each column of the matrix ⁇ 4 is normalized to 1.
  • Equation 11 The specific structure of the existing W1 and W2 is shown in Equation 11 below.
  • N T is the number of transmit antennas and M is the number of columns in the matrix Xi.
  • the matrix 3 ⁇ 4 indicates that there are a total of M candidate column vectors.
  • M is only 1st k-th, 1st and mth elements of M elements, and 0 is remaining.
  • the thermal vector it denotes the kth, 1st, mth heat vector of Xi.
  • j are both complex values with unit norm, indicating that phase rotation is applied to the column vectors when selecting the kth, 1st, mth column vectors of the matrix Xi, respectively.
  • i represents an PMI index indicating W1 as an integer greater than or equal to zero.
  • j represents an PMI index indicating W2 as an integer greater than or equal to zero.
  • the structure of a codeword is generated when a cross polarized antenna is used and the spacing between antennas is dense, for example, when the distance between adjacent antennas is less than half of the signal wavelength. It is a structure designed to reflect the correlation characteristics of channels.
  • antennas can be divided into horizontal antenna groups and vertical antenna groups. It has the characteristics of a uniform linear array (ULA) antenna, and the two antenna groups coexist (c located).
  • ULA uniform linear array
  • the correlation between the antennas of each group has the same linear phase increment characteristic, and the correlation between the antenna groups has the phase rotation characteristic.
  • the codebook is a quantized value of the channel, it is necessary to design the codebook to reflect the characteristics of the channel.
  • the Hank 1 codeword having the above-described structure may be illustrated as in Equation 12 below.
  • precoding that appropriately distributes transmission information to each antenna may be applied.
  • a set of precoding matrices are set in advance at a transmitting end and a receiving end, and a receiving end (e.g., a terminal) measures channel information from a transmitting end (e.g., a base station).
  • a receiving end e.g., a terminal
  • PMI precoding matrix index
  • 4 is a diagram for explaining a basic concept of codebook based precoding.
  • the transmitter and the receiver share codebook information including a predetermined number of precoding matrices according to a transmission tank, an antenna number, and the like.
  • a pre-coding based codebook scheme may be used.
  • the receiving end may measure the channel state through the received signal, and may feed back a finite number of preferred precoding matrix information (that is, an index of the corresponding precoding matrix) to the transmitting end based on the above-described codebook information.
  • the receiver may select an optimal precoding matrix by measuring the received signal in a MUMaximum Likelihood (MU) or Minimum Mean Square Error (SE) method.
  • MU MUMaximum Likelihood
  • SE Minimum Mean Square Error
  • the transmitter receiving feedback information from the receiver may select a specific precoding matrix from the codebook based on the received information.
  • the transmitter that has selected the precoding matrix performs precoding by multiplying the number of layer signals to the transmit hank by the selected precoding matrix, and transmits the precoded transmission signal to the receiver through the plurality of antennas.
  • the number of rows is equal to the number of antennas and the number of columns is equal to the tank value. Since the rank value is the same as the number of layers, the number of columns is the same as the number of layers. For example, when the number of transmit antennas is 4 and the number of transport layers is 2, the precoding matrix may be configured as a 4 ⁇ 2 matrix. Information transmitted through each layer may be mapped to each antenna through the precoding matrix.
  • the receiving end receiving the signal precoded and transmitted by the transmitting end may restore the received signal by performing reverse processing of the precoding performed by the transmitting end.
  • the inverse processing of the above-described precoding is a Hermit of the precoding matrix (P) used for the precoding of the transmitting end.
  • (Hermit) matrix (P H ) can be made by multiplying the received signal.
  • Table 1 below shows a codebook used for downlink transmission using ' 2 transmissions ' in 3GPP LTE Release -8/9
  • Table 2 shows 4 transmissions in 3GPP LTE Release -8/9. This is a codebook used for downlink transmission using an antenna.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system. In total, there are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding a closed-loop system. In addition, the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • the codebook as described above has common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook does not include '0' and is configured to have the same size.
  • the nested property means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of a specific column of the high tank precoding matrix.
  • the limited alphabetic character is the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook. Means the characteristics consisting of.
  • the codebook for two transmit antennas has a total of seven precoding vectors / matrices, where a single matrix is for an open-loop system. There are a total of six precoding vectors / matrixes for precoding loop systems.
  • the codebook for four transmission antennas as shown in Table 2 has a total of 64 precoding vectors / matrixes.
  • the codebook above has common characteristics such as constant modulus (CM) characteristics, nested properties, and constrained alphabet.
  • CM characteristic is a characteristic that each element of all precoding matrices in the codebook is configured to have the same size without including '0'.
  • the nested characteristic means that the low tank precoding matrix is designed to consist of a subset of a specific column of the high tank precoding matrix.
  • the limited alphabetic property is that the alphabet of each element of every precoding matrix in the codebook It means the characteristic to be composed.
  • the channel information fed back by the terminal is used for downlink transmission.
  • the UE may feed back downlink channel information through the PUCCH or downlink channel information through the PUSCH.
  • the channel information is fed back periodically.
  • the channel information is fed back aperiodic in response to a request of the base station.
  • the feedback of the channel information may feed back channel information for the allocated all frequency bands (ie, WideBand (WB)), and for a specific number of RBs (ie, SubBand (SB)). You can also feed back channel information.
  • WB WideBand
  • SB SubBand
  • FIG. 5 illustrates for periodic reporting of channel state information under discussion in the LTE-A system.
  • Mode 2-1 sets PTKPrecoder Type Indication parameter, which is a 1-bit indicator, and according to ⁇ value, it shows the periodic reporting mode divided into two types as shown.
  • W1 and W2 represent hierarchical codebooks described with reference to Equations 10-11. Both W1 and W2 must be determined to combine them to determine the complete precoding matrix W.
  • Report 1 reports RI and 1-bit PTI values.
  • N c represents a subframe interval between adjacent Report 2 or Report 3.
  • the first subframe set is composed of subframes having an odd index, where n f represents a system frame number (or radio frame index), and n s represents a slot index within a radio frame.
  • floorO represents the rounding function, and A mod B represents the remainder of A divided by B.
  • Report 1 shows that the subframe index is (10 * n f + f loor (n s / 2) -N offset, C Q ⁇ N offset, RI ) mod (MRI * (J * K + 1) * N c ) Is transmitted in a subframe satisfying 0 and M RI is determined by higher layer signaling.
  • N offset denotes a relative offset value for RI
  • the transmission time of Report 1 and Import 2 does not overlap each other.
  • the UE calculates RI, Wl, and W2 values, they are calculated in association with each other. For example, W1 and W2 are calculated depending on the RI value, and W2 is calculated depending on W1.
  • the base station can know the final W from W1 and W2.
  • Extended antenna configuration 6 shows examples of configuring 8 transmission antennas.
  • FIG. 6 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally referred to as a ULACUniform Linear Array.
  • N antennas form channels independent of each other without grouping
  • FIG. 6 (a) shows a case in which N antennas form channels independent of each other without grouping, and is generally referred to as a ULACUniform Linear Array.
  • FIG. 6 (b) shows an antenna configuration of a ULA scheme in which two antennas are paired.
  • the ULA antenna configuration such as 6 (a) and 6 (b) may not be suitable. Therefore, it may be considered to apply a dual-pole (or cross-pole) antenna configuration as shown in FIG. 6 (c).
  • the transmission antenna is configured in this way, even if the distance d between the antennas is relatively short, the antenna correlation is lowered to enable high yield data transmission.
  • the pre-defined codebook is shared between the transmitter and the receiver, the overhead for the receiver to feed back precoding information to be used for MIM0 transmission from the transmitter can be reduced, thereby effectively precoding. This may apply.
  • a precoder matrix may be configured using a DF Discrete Fourier Transform) matrix or a Walsh matrix.
  • various types of precoder may be configured by combining a phase shift matrix or a phase shift diversity matrix.
  • Equation 13 Equation 13
  • Equation 14 represents an exemplary rotated DFTn matrix.
  • G rotated DFTn matrices can be generated, and the generated matrices are DFT. Satisfies the characteristics of the matrix.
  • Householder-based codebook structure means a codebook consisting of a householder matrix.
  • the householder matrix is the matrix used for the householder transform, and the householder transform is one of the linear transformat ions and can be used to perform QR decomposition.
  • QR decomposition means decomposing a matrix into an orthogonal matrix (Q) and an upper triangular matrix (R).
  • the upper triangular matrix means a square matrix with zero components below the main diagonal component.
  • An example of a 4X4 householder matrix is shown in Equation 15 below.
  • a householder transformation may generate a 4 ⁇ 4 unitary matrix having CM characteristics.
  • an nXn precoding matrix is generated using a house header transform, and a column subset of the generated precoding matrix is used for tank transmission smaller than n. It can be configured to be used as a precoding matrix.
  • the feedback scheme used in the existing 3GPP LTE release -8/9 system can be extended and applied.
  • channel state information such as RI (Rank Indicator), PMK Precoding Matrix Index (CRI), and Channel Quality Information (CQI) may be fed back.
  • CSI channel state information
  • RI Rank Indicator
  • CRI PMK Precoding Matrix Index
  • CQI Channel Quality Information
  • the receiver can transmit a precoding matrix index (PMI) to the transmitter, in order to indicate the precoder to be used for the MIM0 transmission of the transmitter, which is a combination of two different PMIs. This can be indicated. That is, the receiving end feeds back two different PMIs (i.e., the first PMI and the second PMI) to the transmitting end, and the transmitting end determines the precoding matrix indicated by the combination of the first and second PMIs. Applicable to the transmission.
  • PMI precoding matrix index
  • a dual precoder based feedback codebook design comprising 8 transmit antennas MIM0 transmission, support for single user-MIMO (SU-MIM0) and multiple user-MIMO (MU-MIM0), The suitability for various antenna configurations, codebook design criteria codebook size, etc. can be considered.
  • a codebook for MIM0 transmission which supports only SU-MIM0 when larger than tank 2, optimized for both SU-MIM0 and MU-MIM0 below tank 2, and is suitable for various antenna configurations.
  • a feedback codebook For the MU-MIMO, it is desirable for the terminals participating in the MJ-MIM0 to be separated in a correlation domain. Therefore, the codebook for MU-MIM0 needs to be designed to work correctly on channels with high correlation. Since DFT vectors provide good performance in channels with high correlation, we can consider including the DFT vector in the set of codebooks up to tank -2.
  • the SU-MIM0 operation may be more suitable as the MIM0 transmission method.
  • a codebook for a hank larger than tank -2 may be designed to have good performance in distinguishing multi-layers.
  • one precoder structure has good performance for various antenna configurations (low-correlation, high-correlation, cross-polarization, etc.).
  • a cross-polarization array having a 4 ⁇ antenna spacing is configured as a low-correlation antenna configuration
  • a ULA having a 0.5 ⁇ antenna spacing is configured as a high correlation antenna configuration
  • a cross-polarization antenna configuration may be configured.
  • the DFT based codebook structure can provide good performance for high-correlation antenna configurations.
  • block diagonal matrices may be more suitable for the cross-polarization antenna configuration. Therefore, when a diagonal matrix is introduced into the codebook for the eight transmit antennas, it is possible to construct a codebook that provides good performance for all antenna configurations.
  • the codebook design criterion is to satisfy a unitary codebook, a CM characteristic, a finite alphabet, an appropriate codebook size, a nested characteristic, and the like. This applies to the 3GPP LTE Release-8 / 9 codebook design, and the application of these codebook design criteria to 3GPP LTE Release-10 codebook designs that support extended antenna configuration may be considered.
  • the codebook size In relation to the codebook size, in order to fully support the advantage of using 8 transmit antennas, the codebook size must be increased. In an environment with low correlation In order to obtain a sufficient precoding gain from the transmit antenna, a large codebook (e.g., a codebook of more than 4 bits for rank 1 and tank 2) may be required. In a high correlation environment, a 4 bit codebook may be sufficient to obtain the precoding gain. However, in order to achieve the multiplexing gain of MU-MIM0, the codebook sizes for rank 1 and rank 2 may be increased.
  • a codebook e.g., a codebook of more than 4 bits for rank 1 and tank 2
  • a 4 bit codebook may be sufficient to obtain the precoding gain.
  • the codebook sizes for rank 1 and rank 2 may be increased.
  • the present invention provides a method of effectively grouping and feeding back a channel so that channels can be aligned in the same direction when using a transmit diversity system in a wireless communication system. Suggest.
  • the present invention is effective when a transmitter uses a mast antenna using an active antenna system (MS), and is a representative example of the downlink of a base station and a user terminal in a cellular network. It can be utilized for link communication.
  • MS active antenna system
  • the present invention proposes a codebook structure necessary for feeding back channel information or precoding information when a receiver feeds back information about a channel to a transmitter.
  • the legacy LTE system Release-10 or less
  • the channel information is defined as CSI
  • PMI precoding information of the CSI is selected from the codebook has a structure to feed back.
  • the legacy LTE system is defined as a wireless communication system of Release-10 or less.
  • a codebook for eight antenna ports is selected by two parameters, and each parameter may be individually selected as necessary.
  • the first parameter may be selected to represent a long term channel
  • the second parameter may be selected to represent a short term channel so that the final codeword may be generated
  • both parameters may be used to indicate a long term channel.
  • the first PMI parameter is selected from e ⁇ o, l,. '', / (T) — l ⁇ and the second PMI parameter / 2 is / 2 € ⁇ 0,1 , '", ( 1) 1 1 ⁇ .
  • Table 3 is a codebook for layer channel state information reporting (CSI rprint orting) using eight antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 4 is a codebook for two-layer channel state information reporting (CSI importing) using eight antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 5 is a codebook for 3-layer channel state information reporting (CSI reporting) using 8 antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 6 shows a codebook for 4-layer channel state information reporting using eight antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 7 shows a codebook for 5-layer channel state reporting using 8 antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 8 is a codebook for 6-layer channel state information reporting (CSI reporting) using eight antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 9 is a codebook for 7-layer channel state information reporting (CSI reporting) using eight antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • Table 10 is a codebook for 8-layer channel state information reporting (CSI reporting) using 8 antenna ports (ie, antenna ports 15 to 22).
  • phase adjustment between ports 1 ′ 2 and 4 and phase adjustment between ports 5, 6, 7 and 8 are adjusted by Equation 16 above.
  • the codeword for phase adjustment described above in the codebook for eight antenna ports is selected from a DF matrix with oversampling as 8 in a matrix having a dimension of four.
  • Z 'l is g ( ⁇ ) code words in the code book is designed as shown in Table 3 to Table 10 at the same time, it refers to the number of the code word, rather than one of the final code word, the current channel Contains only rough information about.
  • rank l
  • 16 points to 16 final codewords and 2 points to 1 of these 16 final codewords. Therefore, in the codebook using these two parameters, when ⁇ ⁇ is fed back, it is calculated based on a wideband, and when fed back 2 , it is calculated based on a subband. In this case, the feedback overhead may be significantly reduced than when the feedback amount for Z l calculated on the basis of broadband is calculated based on each subband.
  • the number of subbands for feedback is set for each system bandwidth, and accordingly, when a PMI is fed back to each subband (that is, a reporting mode in which the PMI feedback type is a subband PMKsubband PMI). ) In the subband Depending on the number, the feedback overhead changes. If the number of subbands is N , the overhead for PMI is B ⁇ + NB 2 7 ⁇ . Here's tax and B 2
  • the number of feedback bits required for feeding back two parameters Zl and ⁇ for PMI is determined based on the size of two .
  • the overall overhead is determined based on the size of two . In the current LTE system, up to 14 subbands
  • the present invention proposes a codebook for reducing feedback overhead according to the number of subbands.
  • Table 11 is a codebook for 1-layer channel state information reporting (CSI reporting) according to the present invention.
  • Table 12 is a codebook for 2-layer channel state information reporting (CSI reporting) according to the present invention.
  • Equation 17 the values of ⁇ and w depend on the number of antenna ports. Equation 17 will be followed.
  • the case like 19 is shown.
  • L means the size of ⁇ ⁇ in the codebook. Furthermore, even when the value of oversampling has a value other than 8,
  • the codebook may apply. Where is the value of aN t in Table 11 and Table 12.
  • the present invention proposes a codebook for reducing the feedback overhead increased by the number of subbands in the case of feeding back ⁇ for each subband in consideration of the value of 2 .
  • the codebook proposed in the present invention has a feature that is used by adding one bit of feedback of ⁇ which was used in co-phase to ⁇ .
  • FIG. 8 a codebook for reducing feedback overhead when feeding back the PMI of the subband according to the present invention will be described in detail.
  • the receiving end to select the value of the parameters for the co-phase for the cross-polarized antennas (cross polarization antenna) by 1 to 1 or -1, and the feed-back, to be fed back to select a value of 1 or by ⁇ j Can be.
  • the finally selected co-phase value indicates one of '1', T, -1 'and' -j '.
  • the final value '1' or 'j' is indicated (when the point, ⁇ , or '-' in FIG. 8 is the final value). Or '-j' (point 3 , ⁇ 4 in FIG. 8). Therefore, using, the receiver can feed back the value for the co-phase, and select and transmit a more accurate value by Z2 .
  • a codebook for reducing feedback overhead when feeding back PMI for each subband may be defined as shown in Table 14.
  • the seed value has two more bits than the codebook of Table 11, and in the case of 2 , one bit is less. That is, the codebook shown in Table 14 is
  • the feedback overhead for this is increased by one bit.
  • the increased bits can increase the range of values chosen for co-phase in wideband.
  • the receiver may select a value of 1. Then, depending on the channel change, the value of "can be selected as 1 or j. However, for the codebook proposed in Table 13, if the channel phase is between 90 and 180 degrees, select the value of"'. There may be a problem. In particular, if the channel is placed near 135 degrees (near diagonal line in Fig. 8), even if the value of 1 or -1 is selected, the channel is different from the selected area. It is highly likely to move to "the area with 2 and the area with 3 and 4 ).
  • the value of can be selected from _1 or- ⁇ as shown in Table 14.
  • the final phase value is 1 or j. If the value of '' is j, the final phase value is j or -1, the value of " ' If the value is -1, the final phase value is -1 or -j. If the value of '' is -j, the final phase value is -j or 1. Therefore, the phase value is near 135 degrees.
  • the present invention proposes a codebook as shown in Table 15 to reduce the feedback overhead when feeding back the PMI of the subband.
  • the codebook proposed in the present invention has an advantage of reducing feedback overhead when feeding back PMI for each subband. That is, assuming feedback of a value of 1 for wideband and feedback of a value of ? 2 for each subband, as described above, the overhead for PMI follows B 1 + NB 26. However, according to the present invention, the amount of feedback for wideband is increased by 1 bit, but the amount of feedback for subband is reduced by N bits. Therefore, the total feedback amount is the tank
  • the receiving end transmits a new feedback value regarding the co- phase value for each feedback without considering the feedback previously sent for each feedback.
  • a codebook defined to be able to transmit a feedback value modified based on a feedback value already transmitted during transmission of a feedback value which may be additionally applied to the present invention described above, will be described.
  • the codebook defined in the above-described codebook that is, the codebook defined in Tables 11 to 15
  • the two parameters may be configured. May be configured to include a co-phase parameter 1 , " 2 , etc.
  • the transmitter sends feedback through feedback. You can find information about 1 and 2 , which form part of the 1 ⁇ 2 parameter.
  • the above represents a step size and 2 represents a direction. Since both parameters are information about the phase value, ⁇ ⁇ € [0, 2 ], and " 2 represents directionality, eg" clockwise "or” counterclockwise ".
  • FIG. 9 an embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 9 as a reference point for a co-phase value.
  • the receiving end by a rear "about 2 feeds back a" counter-clockwise "document, the transmitter (e.g., base station) that is currently co-phase value half along" two-point fed back to the information on the 1 To judge.
  • the transmitter e.g., base station
  • the receiver feeds back "information about 1 to / 2 ,” and the information about “ 2 " to feed back clockwise.
  • the transmitting end for example, the base station
  • the transmitting end applies the currently received ⁇ ⁇ , 2 based on the previous point 2 . Therefore, the transmitter recognizes the current co-phase value as three points. If the receiver does not feed back the value of " 2 ", the transmitter determines that " 1 is the previous” 1 value and applies the new "clockwise" value of 2 to the current co-phase. Value is
  • the transmitter may inform the receiver through higher layer signaling (eg, RRC signaling).
  • the codebook of the present invention has described feedback in PUSCH mode which is aperiodic feedback in the current LTE system (ie, 3GPP LTE release-10 or less), the present invention provides periodic feedback. It may also be applied when feedback is performed in the PUCCH mode.
  • FIG. 10 illustrates the current LTE standard (i.e. Release 10) considering eight antennas.
  • Z 1 is positioned on some subframes in the subframe set and ⁇ is positioned on the remaining subframes. Specifically, is the subframe index
  • ⁇ is transmitted at intervals of H '* N pd , and one or more subframes between adjacent l i are transmitted 2 times.
  • [ Z ] is transmitted in a subframe in which the subframe index corresponds to () in a parameter in which the subframe index is increased by 1 bit compared to PUCCH feedback mode 2-1 on the current LTE standard, and M R1 is determined by higher layer signaling. All. N offset, RI is relative offset for RI
  • the UE calculates RI, Wl, and W2 values, they are calculated in association with each other. For example, depending on the RI value Wl and W2 are calculated, and W2 is calculated depending on W1.
  • the base station can know the final w from ⁇ and W2.
  • a codebook for eight antenna ports used in a legacy LTE system is a co-polar antenna and a cross-polarity. All can be applied to cross-polar izat ion antennas. That is, the value of V / "defined in Tables 3 to 15 has the characteristic of a co-polarization antenna in which the phases of elements in the vector increase linearly. In a cross-polarization antenna, it is defined as a term for representing a phase difference between vertical antennas and horizontal antennas.
  • codebooks defined in Tables 3 to 15 of the present invention may be modified to precisely match the characteristics of the co-polar izat ion antenna.
  • the final selected codeword in Table 13 has the form as shown in Equation 20.
  • the present invention further proposes a codebook that reduces the additional feedback overhead while maintaining the linear characteristics of the common-polar antenna.
  • the phase is increased by ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ and converted into a codebook suitable for a co-polarization antenna system.
  • the converted codebook converts to Equation 21.
  • Table 16 shows a codebook in which the codebook defined by Table 11 is increased in phase so as to be suitable for a common-polar antenna system.
  • Table 17 shows codebooks of which the phase is increased in order to fit the codebook defined by Table 12 to the ⁇ -polar antenna system.
  • Table 18 shows a codebook in which the codebook defined by Table 13 is increased in phase so as to be suitable for a common-polar antenna system.
  • Table 19 shows a codebook in which the codebook defined by Table 14 is increased to suit the common-polar antenna system.
  • Table 20 shows codebooks of which the phase is increased so that the codebook defined by Table 15 is suitable for the common-polar antenna system.
  • Codebooks defined as shown in Tables 16 to 20 more preferably reflect the characteristics of the co-polarization antenna and have no additional feedback. Also, added Has a merit that does not degrade the performance of the codebook for a conventional cross-polarization antenna. In the case of a cross-polar antenna, even if the phase difference between the horizontal antenna and the vertical antenna is represented by ⁇ "instead of ⁇ , it is not a big problem in the channel considering the long term. Is not set, and because it is distributed evenly, 3 ⁇ 4 ⁇ does not affect performance.
  • a specific operation described as performed by a base station in this document may be performed by an upper node in some cases. That is, it is apparent that various operations performed for communication with the terminal in a network including a plurality of network nodes including a base station may be performed by the base station or other network nodes other than the base station.
  • a base station may be replaced by terms such as a fixed station, a Node B, an eNodeB (eNB), an access point, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented by various means, for example, hardware, firmware, software, or a combination thereof.
  • an embodiment of the present invention may include one or more application specific integrated circuits (ASICs), digital signal processors (DSPs), digital signal processing devices (DSPDs), and progr ammab 1 e logic. devices), FPGAs (ield programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • ASICs application specific integrated circuits
  • DSPs digital signal processors
  • DSPDs digital signal processing devices
  • progr ammab 1 e logic. devices FPGAs (ield programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, and the like.
  • an embodiment of the present invention may be implemented in the form of modules, procedures, functions, etc. that perform the functions or operations described above.
  • Software code may be stored in a memory unit and driven by a processor.
  • the memory unit may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor by various known means.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명은 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말이 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 제 1 PMI(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI를 서브밴드 별로 전송하는 단계를 포함하며, 제 1 PMI 및 제 2 PMI의 조합에 의하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며, 제 2 PMI를 구성하는 다수의 비트 중 일부가 제 1 PMI를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 한다.

Description

【명세서】
【발명의명칭】
다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치
【기술분야】
[1] 본 발명은 무선 통신 시스템에서 관한 것으로서， 보다 상세하게는 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.
【배경기술】
[2] MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 기술은 지금까지 한 개의 전송 안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피하여, 다중전송안테나와 다중수신안테나를 채택하여 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 말 한다. 즉, 무선통신시스템의 송신단 (transmitting end) 혹은 수신단 (receiving end)에서 다중안테나를 사용하여 용량을 증대시키거나 성능을 개선하는 기술이 다. MIM0기술을 다중 안테나 기술로 칭할 수도 있다.
[3] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 행렬을 적용할 수 있다. 기존의 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템에 서는 하향링크 전송에 대해 최대 4전송 안테나 (4Tx)를 지원하고， 이에 따른 프 리코딩 코드북 (codebook)을 정의하고 있다.
[4] 다중 안테나 시스템 기반의 셀를러 통신 환경에서 송수신단 간에 범포밍 (beamforming)을 통해 데이터 전송률을 향상시킬 수 있다. 범포밍 방식을 적용 할 지 여부는 채널 정보에 기초하여 운용되는데， 기본적으로 수신단에서 참조신 호 (Reference Signal) 등으로 추정된 채널을 코드북 (codebook)으로 적절히 양자 화하여 송신단으로 피드백 하는 방식이 이용된다.
[5] 이하에서 코드북 생성을 위해 이용될 수 있는 공간 채널 행렬 (spatial channel matrix) (혹은 채널 행렬로 불리기도 한다)에 대해 간략히 살펴본다. 공 간 채널 행렬 (혹은 채널 행렬)은 아래와 같이 표현할 수 있다.
Figure imgf000003_0001
[7] 여기서 H(i,k)는 공간 채널 행렬이며， Nr은 수신 안테나 개수, Nt는 송 신 안테나 개수， r 은 수신 안테나의 인덱스， t 는 송신 안테나의 인덱스, i 는 OFDM (또는 SC-FDMA) 심볼의 인덱스, k는 부반송파의 인텍스를 나타낸다. [8] ^J ^는 채널 행렬 H(i,k)의 요소 (element)로서, i 번째 심볼 및 k 번째 부반송파상에서의 r번째 채널 상태 및 t번째 안테나를 의미한다.
[9] 또한， 본 발명에서 사용될 수 있는 공간 채널 공분산 행렬 (spatial channel covariance matrix)에 대해 간략히 살펴본다. 공간 채널 공분산 행렬은 기호 R 로 나타낼 수 있다.
Figure imgf000003_0002
이고, 여기서 H 는 공간 채널 행렬을， R은 공간 채널 공분산 행렬을 의미한다. ΕΠ는 평균 (mean)을 의미하며， i는 심볼 인덱스， k는 주파수 인덱스를 의미한다.
[10] 특이값 분해 (SVD: Singular Value Decomposition)는 직사각행렬을 분해 하는 중요한 방법 중의 하나로서 신호처리와 통계학 분야에서 많이 사용되는 기 법이다ᅳ 특이값 분해는 행렬의 스펙트럼 이론을 임의의 직사각행렬에 대해 일반 화한 것으로， 스펙트럼 이론을 이용하면 직교 정사각행렬을 고유값을 기저로 하 여 대각행렬로 분해할 수 있다. 채널 행렬 H 를 실수 또는 복소수의 집합 원소 로 이루어진 mXn 행렬이라고 가정하자. 이때 행렬 H는 다음과 같이 세 행렬의 곱으로 나타낼 수 있다.
[11] H 二
x" u mxm y^mx v nHxn
[12] 여기서 U, V 는 유니터리 행렬 (unitary matrix)들을 나타내며， ∑는 음 이 아닌 특이값을 포함하는 mXn 대각행렬이다. 특이값은 이다 이와 같이 세 행렬의 곱으로 나타내는
Figure imgf000003_0003
것을 특이값 분해라고 한다. 특이값 분해는 직교 정사각행렬만을 분해할 수 있 는 고유값 분해보다 훨씬 일반적인 행렬을 다를 수 있다. 이러한 특이값 분해와 고유값 분해 서로 관련되어 있다.
[13] 행렬 H 가 양의 정부호인 에르미트 행렬일 때， H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수이다. 이때 , H 의 특이값과 특이백터는 H 의 모든 고유값은 음이 아닌 실수 이다. H의 특이값과 특이백터는 H의 고유값과 고유백터와 같아진다. 한편 고유값 분해 (EVD: Eigen Value Decomposit ion)는 다음과 같이 나타낼 수 있다 (여기서 고유값은 λΐ ， .. , λΓ 이 될 수 있다).
Figure imgf000004_0001
[14] Η^Η^ί Εν^Πιχεν^^ γιίΣν
[15] 여기서 고유값은 λΐ ， .. , λι· 이 될 수 있다. HI 의 특이값 분해를 통해 채널의 방향을 나타내는 U 와 V중 U 의 정보를 알 수 있으며， H"H의 특 이값 분해를 통해 V 의 정보를 알 수 있다. 일반적으로 MU-MIM0(Multi User- ΜΠίΟ)에서는 보다 높은 전송률을 달성하기 위해서 송，수신단 각각 빔포밍 (beamforming)을 수행하게 되는데， 수신단 빔과 송신단 빔은 각각 행렬 T 와 W 를 통해 나타내면， 범포밍 (beamforming)이 적용된 채널은 THW = TU(∑)VW로 표현된다. 따라서 높은 전송률을 달성하기 위해 수신 범은 U 를 기준으로 송신 빔은 V를 기준으로 생성하는 것이 바람직하다.
[16] 일반적으로 이러한 코드북을 설계하는 데 있어서의 관심은 가능한 적은 수의 비트를 이용하여 피드백 오버헤드를 줄이고， 층분한 범포밍 이득을 달성할 수 있도록 채널을 정확히 양자화하는 문제에 있었다. 이동통신 시스템의 일 예 인 3GPP LTE(3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution), LTE- Advanced, IEEE 16m 시스템 등의 최근 통신 표준에서 제안하거나 표준으로 채택 된 코드북 설계 방식 중 한 가지 방식은 다음 수학식 1 과 같이 채널의 통ᅳ텀 공분산 행렬 (long-term covariance matrix)를 이용하여 코드북을 변환 (trans form)하는 것이다.
[17] 【수학식 1】
W '二 <RW) [18] 여기서， W는 숏-팀 (short-term) 채널 정보를 반영하기 위해 만들어진 기존의 코드북이며， R은 채널 행렬 H의 통-텀 (long-term) 공분산 행렬이고, norn(A)은 행렬 A의 각 열 (column) 별로 norm이 1로 정규화 (normalization) 된 행렬을 의미하고, W'은 기존 코드북 ^¥를 채널 행렬 H, 채널 행렬 H 의 통ᅳ텀 (long-term) 공분산 행렬 R및 norm 함수를 이용하여 변환한 최종 코 드북이다.
[19] 또한, 채널 행렬 H의 통-텀 (long-term) 공분산 행렬인 R은 다음 수 학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[20] 【수학식 2】
Figure imgf000005_0001
[21] 여기서， 채널 행렬 H의 통-텀 (long-term) 공분산 행렬인 R은 특이값 분해 (singular value decomposition)에 의해 VAVH로 분해 (decomposition) 되 며， V는 Nt X Nt 유니터리 (unitary) 행렬이며 V/를 i 번째 열 백터로 가진다. Λ는 σ'·를 i 번째 대각 성분으로 가지는 대각 행렬, Vw는 V 의 허미션 (hermitian) 행렬이다. 그리고 σ''ν'' 는 각각 i 번째 특이값 (singular value) 과 그에 상웅하는 i 번째 특이 열 (singular column) 백터를 의미한다
^σ]≥σ2≥...≥σΝί )
【발명의상세한설명】
【기술적과제】
[22] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제는 무선 통신 시스템에서 효율적 인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공하는 테 있다.
[23] 본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 상기 기술적 과제로 제한되 지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명 이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다. 【기술적해결방법】
[24] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 일 양상인, 다중 안테나를 지 원하는 무선 통신 시스템에서 단말이 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 방법은， 제 1 PMKPrecoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴 드 별로 전송하는 단계를 포함하며 , 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여， 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며, 상기 제 2 PMI 를 구성하 는 다수의 비트 중 일부가, 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용 된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 한다.
[25] 상술한 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 다른 양상인, 다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백 하는 단말은， 무선 주파수 유닛 (Radio Frequency Unit); 및 프로세서 (Processor) 를 포함하며， 상기 프로세서는， 제 1 PMI'(Precoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송하도록 구성되며， 상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조 합에 의'하여, 단말이 선호하는 프리코딩 행렬이 지시되며， 상기 제 2 PMI 를 구 성하는 다수의 비트 중 일부가， 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 한다.
【유리한효과】
[26] 본 발명의 실시예에 따르면 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치를 제공할 수 있다.
[27] 본 발명에서 얻은 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며， 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
【도면의간단한설명】
[28] 본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는， 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고， 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술 적 사상을 설명한다.
[29] 도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시 한 도면 ,
[30] 도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다. [31] 도 3은 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도이다.
[32] 도 4은 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[33] 도 5는 채널 상태의 주기적 보고를 설명하기 위한 도면이다.
[34] 도 6는 8 전송 안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[35] 도 7 은 교차 편파 안테나 (Cross-polarization antenna)를 설명하기 위 한 예시이다.
[36] 도 8~9 는 교차 편파 안테나 (Cross-polarization antenna)에서 본 발명 을 적용하기 위한 예시이다.
[37] 도 10 은 채널 상태의 주기적 보고 모드에 본 발명을 적용하는 예시이다. 【발명의실시를위한형태】
[38] 이하， 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상 세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며， 본 발명이 실시될 수 있는 유일 한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다. 예를 들어, 이하의 상세한 설명은 이동통신 시스템이 3GPP LTE 시스템인 경우를 가정하여 구체적으로 설명하나, 3GPP LTE 의 특유한사항을 제외하고는 다른 임의의 이동 통신 시스템에도 적용 가능하다.
[39] 몇몇 경우， 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구 조 및 장치는 생략되거나， 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한， 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서 는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.
[40] 아울러， 이하의 설명에 있어서 단말은 UE User Equipment), MS (Mobile Station), AMS (Advanced Mobile Station) 등 이동 또는 고정형의 사용자단 기기 를 통칭하는 것을 가정한다. 또한， 기지국은 Node B, eNode B, Base Station, AP(Access Point) 등 단말과 통신하는 네트워크 단의 임의의 노드를 통칭하는 것을 가정한다.
[41] 이동 통신 시스템에서 단말 (User Equipment)은 기지국으로부터 하향링크 (Downlink)를 통해 정보를 수신할 수 있으며, 단말은 또한 상향링크 (Uplink)를 통해 정보를 전송할 수 있다. 단말이 전송 또는 수신하는 정보로는 데이터 및 다양한 제어 정보가 있으며, 단말이 전송 또는 수신하는 정보의 종류 용도에 따 라 다양한 물리 채널이 존재한다.
[42] 본 발명이 적용될 수 있는 이동통신 시스템의 일례로서 3GPP LTE (3rd Generation Partnership Project Long Term Evolution; 이하 "LTE"라 함)， LTE— Advanced (이하 'LTE-A' 라 함) 통신 시스템에 대해 개략적으로 설명한다.
[43] 도 1 은 이동통신 시스템의 일례로서 E-UMTS 망구조를 개략적으로 도시 한 도면이다.
[44] E-UMTSC Evolved Universal Mobile Telecommunications System) 시스템은 기존 UMTSCUniversal Mobile Telecommunications System)에서 진화한 시스템으 로서， 현재 3GPP 에서 기초적인 표준화 작업을 진행하고 있다. 일반적으로 E- UMTS 는 LTECLong Term Evolution) 시스템이라고 할 수도 있다. UMTS 및 E-UMTS 의 기술 규격 (technical sped fi cat ion)의 상세한 내용은 각각 "3rd Generation Partnership Project； Technical Specification Group Radio Access Network"의 Release 7과 Release 8을 참조할 수 있다.
[45] 도 1 을 참조하면, E-UMTS 는 단말 (User Equipment, UE)과 기지국 (eNode B; eNB), 네트워크 (E-UTRAN)의 종단에 위치하여 외부 네트워크와 연결되는 접속 게이트웨이 (Access Gateway, AG)를 포함한다. 기지국은 브로드캐스트 서비스， 멀티캐스트 서비스 및 /또는 유니캐스트 서비스를 위해 다중 데이터 스트림을 동 시에 전송할 수 있다.
[46] 한 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재한다. 셀은 1.25， 2.5, 5， 10， 15, 20MHz 등의 대역폭 중 하나로 설정돼 여러 단말에게 하향 또는 상향 전송 서비 스를 제공한다. 서로 다른 셀은 서로 다른 대역폭을 제공하도록 설정될 수 있다. 기지국은 다수의 단말에 대한 데이터 송수신을 제어한다. 하향링크 (Downlink, DL) 데이터에 대해 기지국은 하향링크 스케줄링 정보를 전송하여 해당 단말에게 데이터가 전송될 시간 /주파수 영역， 부호화, 데이터 크기 하이브리드 자동 재 전송 요청 (Hybrid Automatic Repeat and request , HARQ) 관련 정보 등을 알려준 다.
[47] 또한, 상향링크 (Uplink, UL) 데이터에 대해 기지국은 상향링크 스케줄링 정보를 해당 단말에게 전송하여 해당 단말이 사용할 수 있는 시간 /주파수 영역， 부호화， 데이터 크기, 하이브리드 자동 재전송 요청 관련 정보 등을 알려준다. 기지국간에는 사용자 트래픽 또는 제어 트래픽 전송을 위한 인터페이스가 사용 될 수 있다. 핵심망 (Core Network, CN)은 AG 와 단말의 사용자 등록 등을 위한 네트워크 노드 둥으로 구성될 수 있다. AG 는 복수의 셀들로 구성되는 TACTracking Area) 단위로 단말의 이동성을 관리한다.
[48] 무선 통신 기술은 광대역 코드분할 다중 접속 (Wideband Code Division Multiple Access, WCDMA)를 기반으로 LTE까지 개발되어 왔지만， 사용자와사업 자의 요구와 기대는 지속적으로 증가하고 있다. 또한, 다른 무선 접속 기술이 계속 개발되고 있으므로 향후 경쟁력을 가지기 위해서는 새로운 기술 진화가 요 구된다. 비트당 비용 감소， 서비스 가용성 증대, 융통성 있는 주파수 밴드의 사 용， 단순구조와 개방형 인터페이스， 단말의 적절한 파워 소모 등이 요구된다.
[49] 최근 3GPP는 LTE 에 대한 후속 기술에 대한 표준화 작업을 진행하고 있 다. 본 명세서에서는 상기 기술을 "LTE-Advanced" 또는 "LTE-A"라고 지칭한다. LTE 시스템과 LTE-A 시스템의 주요 차이점 중 하나는 시스템 대역폭의 차이다. LTE-A시스템은 최대 100 MHz 의 광대역을 지원할 것을 목표로 하고 있으며, 이 를 위해 복수의 주파수 블록을 사용하여 광대역을 달성하는 캐리어 어그리게이 션 또는 대역폭 어그리게이션 (carrier aggregation또는 bandwidth aggregation) 기술을 사용하도록 하고 있다. 캐리어 어그리게이션 보다 넓은 주파수 대역을 사용하기 위하여 복수의 주파수 블록을 하나의 커다란 논리 주파수 대역으로 사 용하도록 한다. 각 주파수 블록의 대역폭은 LTE시스템에서 사용되는 시스템 블 록의 대역폭에 기초하여 정의될 수 있다. 각각의 주파수 블록은 컴포넌트 캐리 어 (component carrier)를 이용하여 전송된다.
[50] 도 2 는 본 발명에 따른 무선 통신 시스템 (100)에서의 기지국 (105) 및 단말 (110)의 구성을 도시한 블록도이다.
[51] 무선 통신 시스템 (100)을 간략화하여 나타내기 위해 하나의 기지국 (105) 과 하나의 단말 (110)을 도시하였지만, 하나 이상의 기지국 및 /또는 하나 이상의 단말기를 포함할 수 있다.
[52] 도 2 를 참조하면， 기지국 (105)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (115)， 심볼 변조기 (120), 송신기 (125)， 송수신 안테나 (130), 프로세서 (180), 메모리 (185), 수신기 (190), 심볼 복조기 (195)， 수신 데이터 프로세서 (197)를 포함할 수 있다. 그리고, 단말 (110)은 송신 (Tx) 데이터 프로세서 (165)， 심볼 변조기 (170)， 송신 기 (175), 송수신 안테나 (135)， 프로세서 (155), 메모리 (160)， 수신기 (140)， 심볼 복조기 (155)， 수신 데이터 프로세서 (150)를 포함할 수 있다. 안테나 (130， 135) 가 각각 기지국 (105) 및 단말 (110)에서 하나로 도시되어 있지만， 기지국 (105) 및 단말 (110)은 복수 개의 안테나를 구비한 다중 안테나이다. 따라서, 본 발명 에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 MIM0(Multiple Input Multiple Output) 시 스템을 지원한다. 본 발명에 따른 기지국 (105) 및 단말 (110)은 SU-MIM0(Single User-MIMO) MU-MIM0(Mult i User-MIMO) 방식 모두를 지원한다.
[53] 하향링크 상에서， 송신 데이터 프로세서 (115)는 트래픽 데이터를 수신하 고, 수신한 트래픽 데이터를 포떳하여, 코딩하고, 코딩된 트래픽 데이터를 인터 리빙하고 변조하여 (또는 심볼 매핑하여)， 변조 심볼들 ("데이터 심볼들 )을 제공 한다. 심볼 변조기 (120)는 이 데이터 심볼들과 파일럿 심볼들을 수신 및 처리하 여, 심볼들의 스트림을 제공한다.
[54] 심볼 변조기 (120)는, 데이터 및 파일럿 심볼들을 다중화하여 이를 송신 기 (125)로 전송한다. 이때, 각각의 송신 심볼은 데이터 심볼, 파일럿 심볼， 또 는 제로의 신호 값일 수도 있다. 각각의 심볼 주기에서， 파일럿 심볼들이 연속 적으로 송신될 수도 있다. 파일럿 심볼들은 주파수 분할 다중화 (FDM), 직교 주 파수 분할 다중화 (OFDM), 시분할 다중화 (TDM), 또는 코드 분할 다증화 (CDM) 심 볼일 수 있다.
[55] 송신기 (125)는 심볼들의 스트림을 수신하여 이를 하나 이상의 아날로그 신호들로 변환하고, 또한， 이 아날로그 신호들을 추가적으로 조절하여 (예를 들 어, 증폭， 필터링， 및 주파수 업 컨버팅 (upconver ting) 하여， 무선 채널을 통한 송신에 적합한 하향링크 신호를 발생시킨다. 이어서， 하향링크 신호는 안테나 (130)를 통해 단말로 전송된다.
[56] 단말 (110)에서， 안테나 (135)는 기지국으로부터의 하향링크 신호를 수신 하여 수신된 신호를 수신기 (140)로 제공한다. 수신기 (140)는 수신된 신호를 조 정 하여 (예를 들어， 필터링 , 증폭， 및 주파수 다운컨버팅 (downconverting))하고, 조정된 신호를 디지털화하여 샘플들을 획득한다. 심볼 복조기 (145) 는 수신된 파일럿 심볼들을 복조하여 채널 추정을 위해 이를 프로세서 (155)로 제공한다， [57] 또한, 심볼 복조기 (145)는 프로세서 (155)로부터 하향링크에 대한 주파수 응답 추정치를 수신하고， 수신된 데이터 심볼들에 대해 데이터 복조를 수행하여ᅳ (송신된 데이터 심볼들의 추정치들인) 데이터 심볼 추정치를 획득하고 데이터 심볼 추정치들을 수신 (Rx) 데이터 프로세서 (150)로 제공한다. 수신 데이터 프로 세서 (150)는 데이터 심볼 추정치들을 복조 (즉， 심볼 디 -매핑 (demapping)) 하고， 디인터리빙 (deinterleaving)하고， 디코딩하여， 전송된 트래픽 데이터를 복구한 다.
[58] 심볼 복조기 (145) 및 수신 데이터 프로세서 (150)에 의한 처리는 각각 기지국 (105)에서의 심볼 변조기 (120) 및 송^ 데이터 프로세서 (115)에 의한 처 리에 대해 상보적이다.
[59] 단말 (110)은 상향링크 상에서, 송신 데이터 프로세서 (165)는 트래픽 데 이터를 처리하여， 데이터 심볼들을 제공한다. 심불 변조기 (170)는 데이터 심볼 들을 수신하여 파일럿 심볼들과 함께 다중화하여， 변조를 수행하여, 심볼들의 스트림을 송신기 (175)로 제공한다. 송신기 (175)는 심볼들의 스트림을 수신 및 처리하여, 상향링크 신호를 발생시키고， 이러한 상향링크 신호는 안테나 (135)를 통해 기지국 (105)으로 전송된다.
[60] 기지국 (105)에서, 단말 (110)로부터 상향링크 신호가 안테나 (130)를 통해 를 수신되고, 수신기 (190)는 수신한상향링크 신호를 처리되어 샘플들을 획득한 다. 이어서, 심볼 복조기 (195)는 이 샘플들을 처리하여， 상향링크에 대해 수신 된 파일럿 심볼들 및 데이터 심볼 추정치를 제공한다. 수신 데이터 프로세서 (197)는 데이터 심볼 추정치를 처리하여， 단말기 (110)로부터 전송된 트래픽 데 이터를 복구한다.
[61] 단말 (110) 및 기지국 (105) 각각의 프로세서 (155, 180)는 각각 단말 (110) 및 기지국 (105)에서의 동작을 지시 (예를 들어, 제어， 조정， 관리 등)한다. 각각 의 프로세서들 (155， 180)은 프로그램 코드들 및 데이터를 저장하는 메모리 유닛 (160, 185)들과 연결될 수 있다. 메모리 (160, 185)는 프로세서 (180)에 연결되어 오퍼레이팅 시스템, 어플리케이션， 및 일반 파일 (general files)들을 저장한다.
[62] 프로세서 (155， 180)는 컨트를러 (controller), 마이크로 컨트를러 (microcontroller), 마이크로 프로세서 (microprocessor)， 마이크로 컴퓨터 (microcomputer) 등으로도 호칭될 수 있다. 한편， 프로세서 (155, 180)는 하드웨 어 (hardware) 또는 펌웨어 (firmware) , 소프트웨어, 또는 이들의 결합에 의해 구 현될 수 있다. 하드웨어를 이용하여 본 발명의 실시예를 구현하는 경우에는, 본 발명을 수행하도록 구성된 ASICs(application specific integrated circuits) 또는 DSPs(digital signal processors) , DSPDs (digital signal processing devices) , PLDs( programmable logic devices) , FPGAs( field programmable gate arrays) 등이 프로세서 (155， 180)에 구비될 수 있다. 한편， 펌웨어나 소프트웨 어를 이용하여 본 발명의 실시예들을 구현하는 경우에는 본 발명의 기능 또는 동작들을 수행하는 모들， 절차또는 함수 등을 포함하도록 펌웨어나 소프트웨어 가 구성될 수 있으며, 본 발명을 수행할 수 있도록 구성된 펌웨어 또는 소프트 웨어는 프로세서 (155， 180) 내에 구비되거나 메모리 (160, 185)에 저장되어 프로 세서 (155ᅳ 180)에 의해 구동될 수 있다.
[63] 단말과 기지국이 무선 통신 시스템 (네트워크) 사이의 무선 인터페이스 프로토콜의 레이어들은， 통신 시스템에서 잘 알려진 OSKopen system interco皿 ection) 모델의 하위 3 개 레이어를 기초로 제 1 레이어 (L1), 제 2 레 이어 (L2), 및 제 3 레이어 (L3)로 분류될 수 있다. 물리 레이어는 상기 제 1 레 이어에 속하며， 물리 채널을 통해 정보 전송 서비스를 제공한다. RRC(Radio
Resource Control) 레이어는 상기 제 3 레이어에 속하며 UE와 네트워크 사이의 제어 무선 자원들을 제공한다. 단말， 기지국은 무선 통신 네트워크와 RRC 레이 어를 통해 RRC메시지들을 교환한다.
[64] 본 발명에서 사용되는 기지국이라는 용어는 지역적인 개념으로 사용되는 경우 셀 또는 섹터로 호칭될 수 있다. 서빙 기지국 (또는 셀)은 단말에게 기존의 주요 서비스를 제공하는 기지국으로 볼 수 있고， 협력 다중 전송 포인트 (coordinated multiple transmission point) 상에서의 제어 정보의 송수신을 수 행할 수 있다. 이러한 의미에서 서빙 기지국 (또는 샐)은 앵커 기지국 (또는 셀) (anchor cell)이라 칭할 수 있다. 마찬가지로 인접 기지국은 지역적인 개념 으로사용되는 인접 셀로 호칭될 수도 있다.
[65] 다중 안테나 시스템
[66] 이하 MIM0 시스템에 대하여 설명한다. MIM0(Multiple-Input Multiple- Output)는 복수개의 송신안테나와 복수개의 수신안테나를 사용하는 방법으로서, 이 방법에 의해 데이터의 송수신 효율을 향상시킬 수 있다. 즉， 무선 통신 시 스템의 송신단 혹은 수신단에서 복수개의 안테나를 사용함으로써 용량을 증대시 키고 성능을 향상 시킬 수 있다. 이하 본 문헌에서 MIM0 를 '다중 안테나 '라 지칭할 수 있다.
[67] 다중 안테나 기술에서는 하나의 전체 메시지를 수신하기 위해 단일 안 테나 경로에 의존하지 않는다. 그 대신 다중 안테나 기술에서는 여러 안테나에 서 수신된 데이터 조각 (fragment)을 한데 모아 병합함으로써 데이터를 완성한다. 다증 안테나 기술을 사용하면， 특정된 크기의 셀 영역 내에서 데이터 전송 속도 를 향상시키거나， 또는 특정 데이터 전송 속도를 보장하면서 시스템 커버리지 (coverage)를 증가시킬 수 있다. 또한 이 기술은 이동통신 단말과 중계기 등 에 폭넓게 사용할 수 있다. 다중 안테나 기술에 의하면, 단일 안테나를 사용하 던 종래 기술에 의한 이등 통신에서의 전송량 한계를 극복할 수 있다.
[68] 일반적인 다중 안테나 (MIM0) 통신 시스템의 구성도가 도 3 에 도시되어 있다. 송신단에는 송신 안테나가 Ντ개 설치되어 있고， 수신단에서는 수신 안테 나가 NR개가 설치되어 있다. 이렇게 송신단 및 수신단에서 모두 복수개의 안테 나를 사용하는 경우에는， 송신단 또는 수신단 중 어느 하나에만 복수개의 안테 나를 사용하는 경우보다 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 채널 전송 용량 의 증가는 안테나의 수에 비례한다. 따라서 , 전송 레이트가 향상되고, 주파수 효율이 향상된다 하나의 안테나를 이용하는 경우의 최대 전송 레이트를 R。라고 한다면， 다증 안테나를 사용할 때의 전송 레이트는, 이론적으로, 아래 수학식 3 과 같이 최대 전송 레이트 Ro에 레이트 증가율 Ri를 곱한 만큼 증가할 수 있다. 여기서 Ri는 Ντ와 NR 중 작은 값이다.
[69] 【수학식 3】
^ 二
[70] min(A^ )
[71] 예를 들어 4 개의 송신 안테나와 4 개의 수신 안테나를 이용하는 MIM0 통신 시스템에서는， 단일 안테나 시스 에 비해 이론상 4 배의 전송 레이트를 획득할 수 있다. 이와 같은 다중 안테나 시스템의 이론적 용량 증가가 90 년대 중반에 증명된 이후， 실질적으로 데이터 전송률을 향상시키기 위한 다양한 기술 들이 현재까지 활발히 연구되고 있으며， 이들 중 몇몇 기술들은 이미 3 세대 이 동 통신과 차세대 무선랜 등의 다양한 무선 통신의 표준에 반영되고 있다. [72] 현재까지의 다중안테나 관련 연구 동향을 살펴보면 다양한 채널 환경 및 다중접속 환경에서의 다중안테나 통신 용량 계산 등과 관련된 정보 이론 측면 연구, 다증안테나 시스템의 무선 채널 측정 및 모형 도출 연구, 그리고 전송 신 뢰도 향상 및 전송률 향상을 위한 시공간 신호 처리 기술 연구 등 다양한 관점 에서 활발한 연구가 진행되고 있다.
[73] 다중 안테나 시스템에 있어서의 통신 방법을 보다 구체적인 방법으로 설 명하기 위해 이를 수학적으로 모델링 하는 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다. 도 3 에 도시된 바와 같이 Ντ개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재하 는 것을 가정한다. 먼저， 송신 신호에 대해 살펴보면, Ντ개의 송신 안테나가 있는 경우 최대 전송 가능한 정보는 Ντ개이므로， 전송 정보를 하기의 수학식 4 와 같은 백터로 나타낼 수 있다.
[74] 【수학식 4】
Figure imgf000014_0001
[76] 한편， 각각의 전송 정보
Figure imgf000014_0002
있어 전송 전력을 p p … p
다르게 할 수 있으며， 이때 각각의 전송 전력을 2 ' ' i ^ 라 하면 전송 전력이 조정된 전송 정보를 백터로 나타내면 하기의 수학식 5와 같다.
[77] 【수학식 5】
[78]
Figure imgf000014_0003
[79] 또한， S를 전송 전력의 대각행렬 를 이용하여 나타내면 하기의 수학식 6과 같다 .
[80] 【수학식 6】
[81]
Figure imgf000015_0001
[83] 한편， 전송전력이 조정된 정보 백터 S에 가중치 행렬 ^가 적용되어 실제 전송되는 Ντ 개의 송신신호 (transmitted signal) 1 , 2 , ... ,
Τ7\ 구성되는 경우를 고려해 보자. 여기서, 가중치 행렬은 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 수행한다.
X JV
이와 같은 전송신호 는 백터 를 이용하여 하기 의 수학식 7 과 같이 나타낼 수 있다. 여기서 는 z 번째 송신안테나 와 번째 정보 간의 가중치를 의미한다. ^ 는 가중치 행렬 (Weight Matrix) 또는 프리코딩 행렬 (Precoding Matrix)이라고 불린다.
[84] 【수학식 7】
二 Ws二 WPs
Figure imgf000015_0003
Figure imgf000015_0002
[86] 일반적으로， 채널 행렬의 탱크의 물리적인 의미는， 주어진 채널에서 서 로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다. 따라서 채널 행렬의 탱 크 (rank)는 서로 독립인 (independent) 행 (row) 또는 열 (column)의 개수 중에서 최소 개수로 정의되므로， 행렬의 탱크는 행 (row) 또는 열 (column)의 개수보다 클 수 없게 된다. 수식적으로 예를 들면， 채널 행렬 H의 탱크 (rank(H))는 수학 식 8과 같이 제한된다.
[87] 【수학식 8】
[g8] rank(H ) < min (NT , NR )
[89] 또한, 다중 안테나 기술을 사용해서 보내는 서로 다른 정보 각각을 '전 송 스트림 (Stream)' 또는 간단하게 '스트림' 으로 정의하기로 하자. 이와 같은 '스트림' 은 '레이어 (Layer)' 로 지칭될 수 있다. 그러면 전송 스트림의 개수 는 당연히 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수인 채널의 탱크 보다는 클 수 없게 된다. 따라서， 채널 행렬이 H는 아래 수학식 9과 같이 나타낼 수 있다.
[90] 【수학식 9】 [91] # of streams < rank^R)≤ mm{NT, NR )
[92] 여기서 "# of streams"는 스트림의 수를 나타낸다. 한편, 여기서 한 개 의 스트림은 한 개 이상의 안테나를 통해서 전송될 수 있음에 주의해야 한다.
[93] 한 개 이상의 스트림을 여러 개의 안테나에 대응시키는 여러 가지 방법 이 존재할 수 있다. 이 방법을 다중 안테나 기술의 종류에 따라 다음과 같이 설명할 수 있다. 한 개의 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 다이버시티 방식으로 볼 수 있고, 여러 스트림이 여러 안테나를 거쳐 전송되는 경우는 공간 멀티플렉싱 방식으로 볼 수 있다. 물론 그 중간인 공간 다이버시티 와 공간 멀티플렉싱의 흔합 (Hybrid)된 형태도 가능하다.
[94] 이하， 채널 상태 정보 (channel state information, CSI) 보고에 관하여 설명한다. 현재 LTE 표준에서는 채널 상태 정보 없이 운용되는 개루프 (open- loop) MIMO 와 채널 상태 정보에 기반하여 운용되는 폐루프 (closed-loop) MIMO 두 가지 송신 방식이 존재한다. 특히， 폐루프 MIM0 에서는 MIM0 안테나의 다중 화 이득 (multiplexing gain)을 얻기 위해 기지국 및 단말 각각은 채널 상태 정 보를 바탕으로 범포밍을 수행할 수 있다. 기지국은 채널 상태 정보를 단말로부 터 얻기 위해， 단말에게 PUCCH(Physical Uplink Control CHannel) 또는 PUSCH(Physical Uplink Shared CHannel)를 할당하여 하향링크 신호에 대한채널 상태 정보 (CSI)를 피드백 하도록 명령한다.
[95] CSI 는 RI (Rank Indicator), PMKPrecoding Matrix Index) , CQ I (Channel Quality Indication) 세가지 정보로 크게 분류된다. 우선， RI 는 상술한 바와 같이 채널의 탱크 정보를 나타내며， 단말이 동일 주파수 -시간 자원을 통해 수신 할 수 있는 스트림의 개수를 의미한다. 또한, RI 는 채널의 통텀 페이딩 (long term fading)에 의해 결정되므로 PMI , CQI 값 보다 통상 더 긴 주기로 기지국으 로 피드백 된다.
[96] 두 번째로， PMI 는 채널의 공간 특성을 반영한 값으로 SINR등의 메트릭 (metric)을 기준으로 단말이 선호하는 기지국의 프리코딩 행렬 인덱스를 나타낸 다. 마지막으로， CQI 는 채널의 세기를 나타내는 값으로 통상 기지국이 PMI 를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR을 의미한다.
[97] LTE-A 표준과 같은 보다 진보된 통신 시스템에서는 MU-MIMO (multi-user MIM0)를 이용한 추가적인 다중 사용자 다이버시티 (mult i -user diversity)를 얻 는 것이 추가되었다. MU-MIM0 에서는 안테나 도메인에서 다중화되는 단말들 간 의 간섭이 존재하기 때문에， CSI의 정확성 여부는 CSI를 보고한 단말뿐만 아니 라， 다중화되는 다른 단말의 간섭에도 큰 영향을 미칠 수 있다. 따라서， MU- MIM0에서는 SU-MIM0에 비하여 보다 정확한 CSI 보고가 요구된다.
[98] 이에， LTE-A표준에서는 최종 PMI를 통텀 (long term) 및 /또는 광대역 ¾， wideband) PMI 인 Wl 와 숏팀 (short term) 및 /또는 서브밴드 (SB, sub-band) PMI 인 W2둘로 나누어 설계하는 것으로 결정되었다.
[99] 상기 W1 및 W2 정보로부터 하나의 최종 PMI 를 구성하는 구조적 코드북 변환 (hierarchical codebook transformation) 방식의 예시로 아래 수학식 10 과 같이 채널의 통텀 공분산 행렬 (long-term covariance matrix)를 이용할 수 있다.
[100] 【수학식 10】
Figure imgf000017_0001
[102] 수학식 10 에서 W2 는 숏팀 PMI 로서 , 숏텀 채널 상태 정보를 반영하기 위해 구성된 코드북의 코드워드이고， W 은 최종 코드북의 코드워드 (다른 말로， 프리코딩 행렬)이며, «or 4)은 행렬 ^ 4 의 각 열의 노름 (norm)이 1로 정규화 (normalization)된 행렬을 의미한다.
[103] 기존 W1과 W2의 구체적인 구조는 다음 수학식 11과 같다 .
[104] 【수학식 11】 Nt2 by M matrix.
(if rank = r) , where l≤ k,l,m≤M and k, 1, m are integer.
Figure imgf000018_0001
[105] 여기서， NT는 송신 안테나의 개수를 나타내고, M은 행렬 Xi의 열의 개
k I 수로서 행렬 ¾ 에는 총 M 개의 후보 열백터가 있음을 나타낸다. M는 M 개의 원소 중 각각 k 번째， 1 번째, m 번째 원소만 1 이고 나머지는 0
Figure imgf000018_0002
인 열백터로서 Xi 의 k 번째， 1 번째, m 번째 열백터를 나타낸다. 및 j는 모두 단위 노름 (unit norm)을 갖는 복소 값으로서, 각각 행렬 Xi의 k 번째， 1 번째， m 번째 열백터를 골라낼 때 이 열백터에 위상 희전 (phase rotation)을 적용함을 나타낸다. i는 0 이상의 정수로서 W1을 지시하는 PMI 인 텍스를 나타낸다. j 는 0 이상의 정수로서 W2 를 지시하는 PMI 인텍스를 나타낸 다.
[106] 수학식 11 에서 코드워드의 구조는 교차 편파 안테나 (cross polarized antenna)를 사용하고 안테나 간 간격이 조밀한 경우， 예를 들어， 통상 인접 안 테나 간 거리가 신호 파장의 반 이하인 경우， 발생하는 채널의 상관관계 (correlation) 특성을 반영하여 설계한 구조이다. 교차 편파 안테나의 경우 안 테나를 수평 안테나 그룹 (horizontal antenna group)과 수직 안테나 그룹 (vertical antenna group)으로 구분 할 수 있는데, 각 안테나 그룹은 ULA( uniform linear array) 안테나의 특성을 가지며， 두 안테나 그룹은 공존 (c으 located)한다.
[107] 따라서 각 그룹의 안테나 간 상관관계는 동일한 선형 위상 증가 (linear phase increment) 특성을 가지며, 안테나 그룹 간 상관관계는 위상 회전 (phase rotation)된 특성을 갖는다. 결국， 코드북은 채널을 양자화 (quant izat ion)한 값 이기 때문에 채널의 특성을 그대로 반영하여 코드북올 설계하는 것이 필요하다. 설명의 편의를 위해 상기 상술한 구조로 만든 행크 1 코드워드를 아래 수학식 12와 같이 예시할 수 있다.
[108] 【수학식 12】
Figure imgf000019_0001
[110] 위 수학식 코드워드는
(송신안테나의개수) X 1
백터로 표현되고 상위 백터
Figure imgf000019_0002
로 구조화 되어있으며 , 각각은 수평 안 테나 그룹과 수직 안테나 그룹의 상관관계 특성을 보여준다.
Figure imgf000019_0003
안테나 그룹의 안테나 간 상관관계 특성을 반영하여 선형 위상 증가 특성을 갖 는 백터로 표현하는 것이 유리하며， 대표적인 예로 DFT 행렬을 이용할 수 있다.
[111] 코드북 기반 프리코딩 기법
[112] 다중 안테나 전송을 지원하기 위하여 전송 정보를 각각의 안테나에 채널 상황 등에 따라 적절하게 분배해주는 프리코딩 (precoding)을 적용할 수 있다. 코드북 (Codebook) 기반의 프리코딩 기법은， 송신단과 수신단에서 프리코딩 행렬 의 집합을 미리 정하여 두고, 수신단 (예를 들어， 단말)이 송신단 (예를 들에 기 지국)으로부터의 채널정보를 측정하여 가장 알맞은 프리코딩 행렬이 무엇인지 (즉， 프리코딩 행렬 인덱스 (Precoding Matrix Index; PMI)를 송신단에게 피드백 하여 주고， 송신단은 PMI 에 기초하여 적절한 프리코딩을 신호 전송에 적용하는 기법을 말한다. KR2013/011396
[113] 미리 정해둔 프리코딩 행렬 집합 중에서 적절한 프리코딩 행렬을 선택하 는 방식이므로， 항상 최적의 프리코딩이 적용되는 것은 아니지만, 실제 채널 정 보에 최적의 프리코 -딩、정보를 명시적으로 (explicitly) 피드백하는 것에 비하여 피드백 오버헤드를 줄일 수 있는 장점이 있다.
[114] 도 4는 코드북 기반 프리코딩의 기본 개념을 설명하기 위한 도면이다.
[115] 코드북 기반 프리코딩 방식에 따를 경우, 송신단과 수신단은 전송 탱크, 안테나 개수 등에 따라 미리 정해진 소정 개수의 프리코딩 행렬들을 포함하는 코드북 정보를 공유하게 된다. 즉， 피드백 정보가 유한한 (finite) 경우에 프리 코딩 기반 코드북 방식이 사용될 수 있다. 수신단은 수신 신호를 통해 채널 상 태를 측정하여 , 상술한 코드북 정보를 기반으로 유한한 개수의 선호하는 프리코 딩 행렬 정보 (즉， 해당 프리코딩 행렬의 인덱스)를 송신단에 피드백할 수 있다. 예를 들어, 수신단에서는 MUMaximum Likelihood) 또는 讓 SE(Minimum Mean Square Error) 방식으로 수신 신호를 측정하여 최적의 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 도 4 에서는 수신단이 송신단에 프리코딩 행렬 정보를 코드워드 별로 전송하는 것을 도시하고 있으나, 이에 한정될 필요는 없다.
[116] 수신단으로부터 피드백 정보를 수신한 송신단은 수신된 정보에 기반하여 코드북으로부터 특정 프리코딩 행렬을 선택할 수 있다. 프리코딩 행렬을 선택한 송신단은 전송 행크에 대웅하는 개수의 레이어 신호에 선택된 프리코딩 행렬을 곱하는 방식으로 프리코딩을 수행하며， 프리코딩이 수행된 전송 신호를 복수의 안테나를 통해 수신단으로 전송할 수 있다. 프리코딩 행렬에서 행 (row)의 개수 는 안테나의 개수와 동일하며， 열 (column)의 개수는 탱크 값과 동일하다. 랭크 값은 레이어의 개수와 동일하므로， 열 (column)의 개수는 레이어 개수와 동일하 다. 예를 들어， 전송 안테나의 개수가 4 이고 전송 레이어의 개수가 2 인 경우 에는 프리코딩 행렬이 4X2 행렬로 구성될 수 있다. 프리코딩 행렬을 통하여 각 각의 레이어를 통해 전송되는 정보가 각각의 안테나에 매핑될 수 있다.
[117] 송신단에서 프리코딩되어 전송된 신호를 수신한 수신단은 송신단에서 이 루어진 프리코딩의 역처리를 수행하여 수신 신호를 복원할 수 있다. 일반적으로 프리코딩 행렬은 U*UH = I 와 같은 유니터리 행렬 (U) 조건을 만족하는바， 상술 한 프리코딩의 역처리는 송신단의 프리코딩에 이용된 프리코딩 행렬 (P)의 에르 미트 (Hermit) 행렬 (PH)을 수신 신호에 곱하는 방식으로 이루어질 수 있다. [118] 예를 들에 다음의 표 1 은 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 2 전송 '안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이고， 표 2 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 4 전송 안테나를 사용한 하향링크 전송에 사용되는 코드북을 나타내는 것이다.
[119] 【표 1]
Figure imgf000021_0001
[120] 【표 2】
Figure imgf000021_0002
[121] 상기 표 2 에서 , ^ 는 ^" = /ᅳ 2" 7" "와 같이 표현되는 수학식으 로부터 구성되는 세트 W로 얻어진다. 이 때， /는 4X4단일행렬을 나타내고 Μ "는 표 2에서 주어지는 값이다.
[122] 상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코 Η북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있으며 여기서, 단일 행렬은 개 -루프 (open-loop) 시스템을 위한 것이므로, 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다.
[123] 위와 같은 코드북은 상수 모듈러스 (Constant modulus; CM) 특성, 네스티 드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으며， 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은， 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은， 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알 파벳이
Figure imgf000022_0001
으로 구성되는 특성을 의미한다.
[124] 상기 표 2 에서 , 는 =/""2"""" " "와 같이 표현되는 수학식으 로부터 구성되는 세트 아로 얻어진다. 이 때, /는 4X4 단일행렬을 나타내고 ""는 표 2 에서 주어지는 값이다.
[125] 상기 표 1 에서 나타내는 바와 같이， 2 개의 송신안테나에 대한 코드북 의 경우 총 7 개의 프리코딩 벡터 /행렬을 가지고 있으며 여기서， 단일 행렬은 개 -루프 (open- loop) 시스템을 위한 것이므로， 폐 -루프 (loop) 시스템의 프리코딩 을 위한 프리코딩 백터 /행렬은 총 6개가 된다. 또한， 상기 표 2 와 같은 4개의 송신안테나에 대한 코드북의 경우 총 64 개의 프리코딩 백터 /행렬을 가지고 있 다. [126] 위와 같은 코드북은 상수 모들러스 (Constant modulus; CM) 특성, 네스티 드 특성 (Nested property), 제한된 알파벳 (Constrained alphabet) 등의 공통적 인 특성을 가진다. CM 특성은 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)는 '0' 을 포함하지 않으몌 같은 크기를 가지도록 구성되는 특성이 다. 네스티드 특성은, 낮은 탱크의 프리코딩 행렬이 높은 탱크의 프리코딩 행렬 의 특정 열의 서브셋 (subset) 으로 구성되도록 설계된 것을 의미한다. 제한된 알파벳 특성은, 코드북 내의 모든 프리코딩 행렬의 각각의 요소 (element)의 알 파벳이
Figure imgf000023_0001
구성되는 특성을 의미한다.
[127] 피드백 채널 구조
[128] 기본적으로, FDE Frequency Division Du lex) 시스템에서 하향링크 채널 에 대한 정보를 기지국이 알 수 없으므로, 단말이 피드백하는 채널정보를 하향 링크 전송에 이용한다. 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템의 경우， 단말이 PUCCH를 통하여 하향링크 채널 정보를 피드백하거나 또는 PUSCH를 통하여 하향 링크 채널정보를 피드백 할 수 있다. PUCCH의 경우 주기적 (periodic)으로 채널 정보를 피드백 하고， PUSCH 의 경우 기지국의 요청에 따라서 비주기적 (aperiodic)으로 채널 정보를 피드백한다. 또한, 채널정보의 피드백은 할당받은 전체 주파수 대역 (즉, 광대역 (WideBand; WB))에 대한 채널 정보를 피드백 할 수 도 있고, 특정 개수의 RB (즉， 서브대역 (SubBand; SB))에 대하여 채널 정보를 피드백 할 수도 있다.
[129] 도 5 는 LTE-A 시스템에서 논의 중인 채널 상태 정보의 주기적 보고에 대해 예시한다. 기지국이 8 개의 전송 안테나를 갖을 때 Mode 2-1 의 경우 1-비 트 지시자인 PTKPrecoder Type Indication) 파라미터를 설정하며， ΡΠ 값에 따 라, 도시한 바와 같이 두 가지 형태로 세분화된 주기적 보고 모드를 고려하고 있다. 도면에서 , W1과 W2는 수학식 10~11을 참조하여 설명한 계층적 코드북을 나타낸다. W1 과 W2 가 모두 정해져야 이들을 결합하여 완성된 형태의 프리코딩 행렬 W가 결정된다.
[130] 도 5 를 참조하면, 주기적 보고의 경우， Report 1， Report 2, Report 3 에 해당하는 서로 다른 내용의 보고가 서로 다른 반복 주기에 따라 보고된다. Report 1 은 RI 와 1-비트 PTI 값을 보고한다. Report 2 는 WB(WideBand) W1 (PTI=0일 때) 또는 WB 및 WB CQI (ΡΤΙ=1일 때)를 보고한다. Report 3은 WB W2 및 WB CQI (PTI=0일 때) 또는 SB(Subband) W2 및 SB CQI (PTI=1일 때)를 보 고한다.
[131] Report 2 와 Report 3 은 서브프레임 인텍스가 (10*nf+f loor(ns/2)-N 오프 셋, CQ1) mod (Nc)=0를 만족하는 서브프레임 (편의상, 제 1 서브프레임 세트로 지칭 ) 에서 전송된다. N오프셋, (； 는 PMI/CQI 전송을 위한 오프셋 값에 해당한다. 또한, Nc는 인접한 Report 2 또는 Report 3간의 서브프레임 간격을 나타낸다. 도 5는 N오프셋 ,CQI=1 및 Nc=2인 경우를 예시하며 , 제 1 서브프레임 세트는 홀수 인덱스를 갖는 서브프레임들로 구성된다. nf는 시스템 프레임 번호 (또는 무선 프레임 인 텍스)를 나타내고, ns는 무선 프레임 내에서 슬롯 인덱스를 나타낸다. floorO 는 내림 함수를 나타내고, A mod B는 A를 B로 나눈 나머지를 나타낸다.
[132] 제 1 서브프레임 세트 내의 일부 서브프레임 상에 Report 2가 위치하고, 나머지 서브프레임 상에 Report 3가 위치한다. 구체적으로, Report 2는 서브프 레임 인덱스가 (10*nf+floor(ns/2)-N 오프셋, CQI) mod (H*Nc)=0 를 만족하는 서브프 레임 상에 위치한다. 따라서 , H*NC의 간격마다 Report 2 가 전송되고, 인접한 Report 2 사이에 있는 하나 이상의 제 1 서브프레임들은 Report 3 전송으로 채 워진다. PTI=0일 경우 Η=Μ이고， Μ은 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. 도 5는 Μ=2인 경우를 예시한다. ΡΠ=1일 경우 H=J*K+1이고， K는 상위 계층 시그 널링에 의해 정해지며, J 는 BP(bandwidth part)의 개수이다. 도 5 는 J=3 및 K=l인 경우를 예시한다..
[133] Report 1은 서브프레임 인덱스가 (10*nf+f loor(ns/2)-N오프셋, CQ厂 N오프셋, RI) mod (MRI*(J*K+1)*Nc)=0 을 만족하는 서브프레임에서 전송되며 MRI는 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. N오프셋, 는 RI를 위한 상대 오프셋 값을 나타내며， 도 5는 MRI=2 및 N오프셋, RI=-1인 경우를 예시한다. N오프셋, 1에 의해， Report 1 과 Import 2 의' 전송 시점이 서로 겹치지 않게 된다. 단말이 RI, Wl, W2 값을 계산 시， 이들은 서로 연관되어 계산된다. 예를 들어， RI 값에 의존하여 W1 과 W2가 계산되며， 또한 W1에 의존하여 W2가 계산된다. Report 1에 이어 Report 2 및 Report 3 이 모두 보고된 시점에， 기지국은 W1 및 W2 로부터 최종 W 를 알 수 있게 된다.
[134] 확장된 안테나 구성 (Antenna configuration) [135] 도 6는 8 전송안테나를 구성하는 예시들을 나타낸 것이다.
[136] 도 6(a) 는 N 개의 안테나가 그룹화 없이 서로 독립적인 채널을 구성하 는 경우를 도시한 것이며， 일반적으로 ULACUniform Linear Array) 라고 한다. 이와 같이 다수개의 안테나를 서로 공간적으로 떨어뜨려 배치함으로써 서로 독 립적인 채널을 구성하기에는 송신기 및 /또는 수신기의 공간이 부족할 수 있다.
[137] 도 6(b)에서는 2 개의 안테나가 쌍을 이루는 ULA 방식의 안테나 구성 (Paired ULA)을 나타낸다. 이러한 경우 쌍을 이루는 2 개의 안테나사이에는 연 관된 채널을 가지고， 다른 쌍의 안테나와는 독립적인 채널을 가질 수 있다.
[138] 한편， 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 에서 하향링크에서 4 개 전송 안테나 를 사용하는 것과 달리， 3GPP LTE 릴리즈 -10시스템에서는 하향링크에서 8 전송 안테나를 사용할 수 있다. 이러한 확장된 안테나 구성을 적용하기 위해서는， 부 족한 공간에 여러 개의 송신안테나를 설치해야 하므로, 도 6(a) 및 도 6(b) 와 같은 ULA 안테나 구성은 적합하지 않을 수 있다. 따라서, 도 6(c) 와 같이 이중 一극성 (dual-pole) (또는 크로스 -극성 (cross-pole)) 안테나 구성을 적용하는 것 을 고려할 수 있다. 이와 같이 전송 안테나를 구성하는 경우에는, 안테나간의 거리 d가 상대적으로 짧더라도 안테나 상관도를 낮춰 높은 수율의 데이터 전송 이 가능해진다.
[139] 코드북 구조 (codebook structures)
[140] 전술한 바와 같이, 미리 정해진 (pre-defined) 코드북을 송신단과 수신단 에서 공유함으로써 송신단으로부터의 MIM0 전송에 이용될 프리코딩 정보를 수 신단이 피드백하기 위한 오버헤드를 낮출 수 있으므로 효율적인 프리코딩이 적 용될 수 있다.
[141] 미리 정해진 코드북을 구성하는 하나의 예시로서, DF Discrete Fourier Transform) 행렬 또는 월시 (Walsh) 행렬을 이용하여 프리코더 행렬을 구성할 수 있다. 또는， 위상 시프트 (phase shift) 행렬 또는 위상 시프트 다이버시티 (phase shift diversity) 행렬 등과 결합하여 여러 가지 형태의 프리코더를 구 성할 수도 있다.
[142] Co-polarization 안테나 계열의 경우 DFT 계열의 코드북 들이 성능이 좋 다， 여기서 DFT행렬 기반의 코드북을 구성함에 있어서, n X n DFT 행렬은 아래 의 수학식 13과 같이 정의 될 수 있다. [143] 【수학식 13】
DFT«: , Λ, = 0,1,...,«-1
Figure imgf000026_0001
[144] 상기 수학식 13 의 DFT 행렬은 특정 크기 n 에 대하여 하나의 행렬만이 존재한다. 따라서， 다양한 프리코딩 행렬을 정의하여 상황에 따라 적절히 사용 하기 위해서는 DFTn 행렬의 회전 형태 (rotated version)를 추가적으로 구성하여 사용하는 것을 고려할 수 있다. 아래의 수학식 14 는 예시적인 회전 (rotated) DFTn 행렬을 나타낸다
[145] 【수학식 14】 rotatedDFT«： D 'g) (k, i = ~ ex (- jln k(i + g/G)/ n), k,i = 0,\,...,n-\, g = 0,l,...,G. [146] 상기 수학식 14 와 같이 DFT 행렬을 구성하는 경우， G 개의 회전 (rotated) DFTn 행렬을 생성할 수 있으며， 생성된 행렬들은 DFT 행렬의 특성을 만족한다.
[147] 다음으로， 하우스홀더 -기반 (Householder-based) 코드북 구조에 대해서 설명한다. 하우스홀더 -기반 코드북 구조란， 하우스홀더 행렬로 구성되는 코드북 을 의미한다. 하우스홀더 행렬은 하우스홀더 변환 (Householder Transform)에 사 용되는 행렬이고 하우스홀더 변환은， 선형 변환 (linear transformat ion)의 일 종이며 QR분해 (QR decomposition)를 수행하는 데에 이용될 수 있다. QR분해는 어떤 행렬을 직교 (orthogonal) 행렬 (Q)과 상삼각행렬 (upper triangular matrix) (R) 로 분해하는 것을 의미한다. 상삼각행렬은 주대각선성분 아래의 성분이 모 두 0 인 정사각행렬을 의미한다. 4X4 하우스홀더 행렬의 예는 아래의 수학식 15과 같다 .
[148] 【수학식 15】
Figure imgf000026_0002
Figure imgf000027_0001
[149] 하우스홀더 변환에 의해 CM 특성을 갖는 4X4 유니터리 행렬을 생성할 수 있다. 상기 표 2 와 같은 4 전송 안테나를 위한 코드북과 같이, 하우스흘더 변환을 이용하여 nXn 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬의 열 서브셋 (column subset)을 이용하여 n 보다 작은 탱크 전송을 위한 프리코딩 행 렬로 사용하도록 구성 할 수 있다.
[150] 8 전송 안테나를 위한 코드북
[151] 확장된 안테나 구성 (예를 들어， 8 전송 안테나)을 가지는 3GPP LTE 릴리 즈 -10시스템에서 , 기존의 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 시스템에서 사용된 피드백 방식 을 확장하여 적용할 수 있다. 예를 들어， RI(Rank Indicator), PMKPrecoding Matrix Index) , CQI (Channel Quality Information) 등의 채널상태정보 (Channel State Information; CSI)를 피드백 할 수 있다. 이하에서는, 확장된 안테나 구 성을 지원하는 시스템에서 사용될 수 있는 이중 프리코더 (dual precoder) 기반 피드백 코드북을 설계하는 방안에 대하여 설명한다. 이중 프리코더 기반 피드백 코드북에서, 송신단의 MIM0전송에 사용될 프리코더를 지시하기 위해서, 수신단 은 프리코딩 행렬 인덱스 (PMI)를 송신단으로 전송할 수 있는데， 2 개의 서로 다 른 PMI 의 조합에 의해서 프리코딩 행렬이 지시될 수 있다. 즉, 수신단은 송신 단으로 2 개의 서로 다른 PMI (즉, 제 1 PMI 및 제 2 PMI)를 송신단으로 피드백 하고, 송신단은 제 1 및 제 2 PMI 의 조합에 의해 지시되는 프리코딩 행렬을 결 정하여 MIM0 전송에 적용할 수 있다.
[152] 이중 프리코더 기반 피드백 코드북 설계에 있어서, 8 전송 안테나 MIM0 전송, 단일사용자 -MIM0 (Single User-MIMO; SU-MIM0) 및 다중사용자 -MIM0 (Multiple User-MIMO; MU-MIM0) 지원, 다양한 안테나 구성에 대한 적합성， 코드 북 설계 기준 코드북 크기 등을 고려할 수 있다.
[153] 8 전송 안테나 MIM0 전송에 적용되는 코드북으로서, 탱크 2 보다 큰 경 우에는 SU-MIM0 만을 지원하고, 탱크 2 이하에서는 SU-MIM0 및 MU-MIM0 모두에 최적화되고， 다양한 안테나 구성에 대해 적합하도록 피드백 코드북을 설계하는 것을 고려할 수 있다. [154] MU-MIMO 에 대해서， MJ-MIM0 에 참여하는 단말들이 상관 영역 (correlation domain)에서 구별되도록 (separated) 하는 것이 바람직하다. 따라 서, MU-MIM0를 위한 코드북은 높은 상관을 가지는 채널에서 올바르게 동작하도 록 설계될 필요가 있다. DFT 백터들은 높은 상관을 가지는 채널에서 양호한 성 능을 제공하므로， 탱크 -2 까지의 코드북 집합에 DFT 벡터를 포함시키는 것을 고 려할 수 있다. 또한， 많은 공간 채널을 생성할 수 있는 높은 산란 전파 (scattering propagation) 환경 (예를 들어， 반사파가 많은 옥내 (indoor) 환경 등)에서는， MIM0 전송 방식으로 SU-MIM0동작이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 탱크 -2 보다 큰 행크를 위한 코드북은， 다중 -레이어들을 구별하는 성능이 양호 하도록 설계하는 것을 고려할 수 있다.
[155] MIM0 전송을 위한 프리코더 설계에 있어서, 하나의 프리코더 구조가 다 양한 안테나 구성 (낮은-상관, 높은—상관, Cross-polarization등의 안테나 구성) 에 대해서 양호한 성능을 가지도록 하는 것이 바람직하다. 8 개의 전송 안테나 의 배치에 있어서， 낮은 -상관 안테나 구성으로서 4λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성되거나， 높은ᅳ상관 안테나 구성으로서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 ULA가 구성되거나, Cross-polarization 안테나 구성으로 서 0.5λ 안테나 간격을 가지는 Cross-polarization 어레이가 구성될 수 있다. DFT 기반 코드북 구조는 높은 -상관 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공할 수 있다.
[156] 한편， Cross-polarization 안테나 구성에 대해서는 블록대각행렬 (block diagonal matrix)들이 보다 적합할 수 있다. 따라서， 8 전송 안테나를 위한 코 드북에 대각행렬이 도입되는 경우에， 모든 안테나 구성에 대해서 양호한 성능을 제공하는 코드북을 구성할 수 있다.
[157] 코드북 설계 기준은， 전술한 바와 같이 유니터리 코드북, CM특성， 유한 알파벳, 적절한 코드북 크기， 네스티드 특성 등을 만족하도록 하는 것이다. 이 는 3GPP LTE 릴리즈 -8/9 코드북 설계에 대해 적용된 것이며， 확장된 안테나 구 성을 지원하는 3GPP LTE 릴리즈 -10코드북 설계에 대해서도 이러한 코드북 설계 기준을 적용하는 것을 고려할 수 있다.
[158] 코드북 크기와 관련하여, 8 전송 안테나를 이용하는 장점을 층분하게 지 원하기 위해서는 코드북 크기가 증가되어야만 한다. 낮은 상관을 가지는 환경에 서 8 전송 안테나로부터 층분한 프리코딩 이득을 얻기 위해서는， 큰 크기의 코 드북 (예를 들어， 랭크 1 및 탱크 2 에 대해서 4 비트가 넘는 크기의 코드북)이 요구될 수 있다. 높은 상관을 가지는 환경에서는 프리코딩 이득을 얻기 위해서 4 비트 크기의 코드북이 충분할 수 있다. 그러나， MU-MIM0 의 다중화 이득을 달 성하기 위해서는, 랭크 1 및 랭크 2 를 위한 코드북 크기를 증가시킬 수 있다.
[159] 전술한 내용을 바탕으로， 본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 전송 다 이버시티 (transmit diversity) 시스템을 사용할 때， 채널이 같은 방향으로 정렬 (align)될 수 있게 효과적으로 그룹을 지어 피드백하는 방법을 제안한다. 본 발 명은 톡히 송신기가 능동 안테나 시스템 (active antenna system: 이하 MS)을 활용한 매시브 안테나 (massive antenna)를 이용할 때 효과적이며, 대표적인 실 시 예로서 셀를러 (cellular) 망에서 기지국과 사용자 단말의 하향 링크 통신에 활용될 수 있다.
[160] 본 발명에서는 수신단이 채널에 관한 정보를 송신단으로 피드백할 때， 채널 정보 또는 프리코딩 정보를 피드백하기 위하여 필요한 코드북 구조를 제안 한다. 레거시 LTE 시스템 (Release-10 이하)을 예로 들면 채널 정보는 CSI 로 정의되어 있고， CSI 중 프리코딩 정보인 PMI 가 코드북에서 선택되어 피드백하 는 구조를 가진다. 이하에서는， 설명의 편의를 위하여 레거시 LTE 시스템은 Release-10 이하의 무선 통신 시스템으로 정의한다.
[161] 레거시 LTE 시스템에서 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북은 두 개의 파 라미터에 의해 코드워드를 선택하게 되어 있으며 , 각각의 파라미터는 필요에 따 라 개별적으로 선택될 수 있다. 예를 들어, 첫 번째 파라미터는 통-텀 (long term) 채널을 나타내기 위해 선택되고, 두 번째 파라미터는 숏-팀 (short term) 채널을 나타내기 위해 선택되여 최종 코드워드가 생성될 수 있으며, 또는, 두 파라미터를 모두 통-텀 (long term) 채널을 나타내기 위해 사용될 수도 있다.
[162] 3GPP LTE 표준 Release-10상에는, LTE시스템에서 이용되는 8개의 안테 나 포트를 위한 코드북의 PMI가 아래의 표 3 내지 표 10과 같이 정의되어 있다. 표 3 내지 표 10 에서 과 의 값은 수학식 16과 같이 주어진다.
[163] 【수학식 16】
Figure imgf000030_0001
[164] 여기서, 첫 번째 PMI 파라미터 은 e{o,l,.'',/(t )— l}에서 선 택되몌 두 번째 PMI 파라미터 /2는 /2€ {0，1，'"， (1 )一1}에서 선택된다.
RKRank Indicator)가 ^인 경우, PMI 를ᅳ위한 파라미터들인 ^ , ^가 지칭 (indices)하는 코드워드 (PMI)는 표 3 내지 표 10 가운데 ^ 에 대응하는 표에 나타나 있다. 각각의 탱크 (rank)에 따라 C ^^ G fe ( 1116 "，116 "，44수44^+， 4111 /와 g( )e {16,16,1658,U,U}^값이 정의된다.
[165] 표 3은 8 개의 안테나 포트 (즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI r印 orting)를 위한 코드북이다.
[166] 【표 3】
Figure imgf000030_0002
[167] 표 4는 8 개의 안테나 포트 (즉， 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 2- 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI importing)를 위한 코드북이다.
[168] 【표 4】
Figure imgf000031_0001
[169] 표 5는 8 개의 안테나 포트 (즉， 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 3- 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting)를 위한 코드북이다.
[170] 【표 5】
Figure imgf000032_0001
[171] 표 6은 8 개의 안테나포트 (즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 4- 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting)를 위한코드북이다.
[172] 【표 6】
Figure imgf000032_0002
[173] 표 7은 8 개의 안테나포트 (즉, 안테나포트 15내지 22)를 이용하는 5- 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting)를 위한코드북이다.
[174] 【표 7】 - 81
Figure imgf000033_0001
[175] 표 8은 8 개의 안테나 포트 (즉， 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 6- 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting)를 위한 코드북이다.
[176] 【표 8】
Figure imgf000033_0002
[177] 표 9는 8 개의 안테나 포트 (즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 7- 레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting)를 위한 코드북이다.
[178] 【표 9】
Figure imgf000033_0003
[179] 표 10 은 8 개의 안테나 포트 (즉, 안테나 포트 15 내지 22)를 이용하는 8-레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting)를 위한 코드북이다.
[180] 【표 10】
0
v2, v2 , v2,+8 v2/,+8 v2,+!6 ν2ι',+16 v2t+24 v2/,+24
0
v2(, ~ v2, v2,+8 ~ v2i, +8 ν2,:,+16 _v2,+16 v2/, +24 -v2,+24
[181] 상술한 8 개의 안테나 포트 (AP)를 위한 코드북에서, 수학식 16의 은 교차 편파 (cross polarization) 안테나를 위해서 위상 (phase)을 조절하는 역할 을 하게 된다. 즉, 도 7 을 참조하여 교차 편파 안테나에 대하여 설명하면ᅳ 안 테나 포트를 1, 2, 3, 4， 5, 6， 7, 8 이라고 하고， 도 7과 같이 1 번 포트와 5 번 포트가 교차 (cross)되어 있고, 2번 포트와 6번 포트가 교차되어 있고, 3번 포트와 7 번 포트가 교차되어 있고 4 번 포트와 8 번 포트가 교차되어 있다고 가정한다. 이러한 경우, 1， 2, 3， 4 번 포트들과 5, 6， 7, 8 번 포트들 사이에 위상 조정은 "에 따라 이루어진다.
[182] 또한, 도 7 에서 1ᅳ 2， 4 번 포트들 사이의 위상 조절 및 5, 6， 7, 8 번 포트들 사이의 위상에 대한 조절은 상기 수학식 16 에서 에 의하여 조절 된다. 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북에서 상술한 위상 조절을 위한 코드워 드는 차원 (Dimension)이 4 인 행렬 (matrix)에서 오버 샘플링 (oversampling)을 8 로 택한 DF 행렬에서 선택된다.
[183] 따라서， 표 3 내지 표 10 과 같이 설계된 코드북에서 Z'l은 g(^)개의 코드워드들을 동시에 지칭하게 되고， 한 개의 최종 코드워드가 아닌 다수의 코 드워드를 지칭함으로써， 현재 채널에 대한 개략적인 정보만을 포함한다. 예를 들어， 랭크 (rank)=l인 경우 표 3에 나와 있듯이 은 16개의 최종 코드워드 들을 가리키게 되고， 2는 이러한 16 개 중 1 개의 최종 코드워드를 가리키게 된다. 따라서, 이러한 두 개의 파라미터에 의한 코드북에서는 ζι 을 피드백을 할 때， 광대역 (wideband)를 기준으로 계산되고, 2를 피드백할 때는 서브밴드 (subband)를 기준으로 계산될 수 있다. 이러한 경우， 광대역을 기준으로 계산한 Zl에 대한 피드백량이 각각의 서브밴드를 기준으로 을 계산하는 경우보다， 피드백 오버헤드가 현저히 감소될 수 있다.
[184] 각 시스템 대역폭마다 각각 피드백을 위한 서브밴드의 개수가 설정되어 있으며， 이에 따라 PMI 를 서브밴드마다 피드백해주는 경우 (즉, PMI 피드백 타 입이 서브밴드 PMKsubband PMI)인 보고 모드 (reporting mode))에는 서브밴드의 개수에 따라 피드백 오버헤드가 변하게 된다. 만약， 서브밴드의 개수를 N이 라 하면, PMI 에 대한 오버헤드는 B\ + NB2 7\ 된다. 여기세 과 B2는
PMI 를 위한 두 파라미터 Zl과 ^를 피드백할 때 필요한 각각의 피드백 비트 (bits) 수를 의미한다. [185] 즉， 서브밴드의 개수가 늘어나면， 전체적인 오버헤드는 2의 크기에 대웅하여 결정된다. 현재 LTE시스템에서는 최대 14 개의 서브밴드를 가지게 되
D
는데 , 이를 감안하면 , 2의 비트수에 따라 많은 양의 피드백 오버헤드를 갖게 됨을 알 수 있다.
[186] 따라서， 본 발명에서는 서브밴드의 개수에 따른 피드백 오버헤드를 감소 시키기 위한 코드북을 제안한다.
[187] 먼저， 레거시 LTE 시스템 (3GPP LTE Release-10 이하의 무선 통신 시스템) 에서 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북을 일반적인 안테나 포트를 가진 코드북 으로 확장 적용시키는 방안을 고려할 수 있다. 즉, 표 3 내지 표 10 에서 나타 나듯이 탱크 (rank)=3 이상인 경우에는， 랭크 (rank)=l 과 탱크 (rank)=2 일 때에 비해 피드백 양이 적다.
[188] 그러므로， 본 발명에서는 상대적으로 피드백 양이 많은 랭크 (rank)=l 과 탱크 (rank)=2 일 때 적용되는 경우를 살핀다. 먼저， 8 개 안테나 포트를 고려한 코드북에서 탱크 (rank)=l과 탱크 (rank)=2일 때의 코드북을 안테나 포트 개수에 따라 일반적으로 확장 적용하면， 각각 표 11 및 표 12와 같이 정의될 수 있다.
[189] 표 11 은 본 발명에 따른 1-레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting) 를 위한 코드북이다.
[190] 【표 11】
Figure imgf000036_0002
[191] 표 12 는 본 발명에 따른 2-레이어 채널 상태 정보 보고 (CSI reporting) 를 위한 코드북이다.
[192] 【표 12】
Figure imgf000036_0003
[193] 표 11 및 표 12에서 ^과 w의 값은 안테나 포트의 개수에 따라
Figure imgf000036_0001
수학식 17에 따르게 된다.
[194] 【수학식 17】
Figure imgf000037_0001
， )와 오버 샘플링 (oversampling)의 값 (즉, a )에 따라 수학식 18과 같이 주어진다.
[196] 【수학식 18】
Figure imgf000037_0002
[197] 표 11 및 표 12에서는 a의 값은 8로 고정되어 있고
Figure imgf000037_0003
19와 같은 경우를 나타낸다.
19】
Figure imgf000037_0004
[199] 표 11 및 표 12 에서 L은 코드북에서 ζι의 사이즈를 의미한다. 나아가 오버샘플링의 값이 8 이 아닌 다른 a 의 값을 가지는 경우에도， 본 발명에서 제
]：하는 코드북이 적용될 수 있다. 여기서， 의 값은 (표 11과 표 12에서 나 aNt
log2
타나듯이) 4 비트 (bit)로 설정 된다.
[200] 따라서
Figure imgf000037_0005
값은 안테나 포트의 개수의 log 값에 선형적으로 증가되
B.
나, 2의 값은 안테나 포트의 개수에 관계없이 4 비트 (bit)의 값으로 설정된 다. 따라서, 랭크 (rank)=l 인 경우， 2의 2 비트 (bit)는 상술한 교차 편파 (cross polarization) 안테나의 위상을 조절하기 위해 사용되고, 나머지 2 비트 (bit)는 DFT 코드워드 4 개에서 1 개를 선택하기 위하여 사용하게 된다. 탱크 (rank)=2 인 경우， 2의 1 비트 (bit)는 교차 편파 (cross polarization) 안테 나의 위상을 조절하기 위해 사용되고， 나머지 3 비트 (bit)는 DFT코드워드 8 개 에서 1개를 선택하기 위하여 사용된다.
[201] 또한， 본 발명에서는 2의 값을 고려하여 , 서브밴드 별로 ΡΜΙ 를 피드 백하는 경우， 서브밴드 개수에 의해 증가되는 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 낮추는 코드북을 제안한다.
[202] 표 13 은 본 발명에서 제안하는 탱크 (rank)=l 인 경우 2의 값을 고려 하여， 서브밴드 별로 PMI 를 피드백시 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 감소시키는 코드북을 나타낸다.
[203] 【표 13】
Figure imgf000038_0001
[204] 즉， 표 13을 참조하면 ^의 값은 표 11의 코드북에 비해 1 비트가 많 고, 의 경우에는 반대로 1 비트가 적다. 따라서， 본 발명에서 제안하는 코드 북은 co-phase 에 사용되었던 ^의 피드백 1 비트를 ^에 추가시켜 사용되는 특징을 가진다. [205] 도 8 을 참조하여, 본 발명에 따른 서브밴드의 PMI 를 피드백 하는 경우 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 감소시키는 코드북에 대하여 구체적으로 설명한다. 수신단은 1 에 의해 교차 편파 안테나 (cross polarization antenna) 를 위한 co-phase 를 위한 파라미터인 의 값을 1 또는 -1 로 선택하여 피드 백하고， ^에 의해 의 값을 1 또는 j 로 선택하여 피드백할 수 있다. 따라 서， 최종적으로 선택된 co-phase 값은 '1' ， T ， -1' , '-j' 의 값 중 1 개의 값을 지시하게 된다. 구체적으로， Zl 에 의해 선택된 값이 '1' 인 경우 에는 최종 값 '1' 또는 'j' 를 지시하게 되고 (도 8에서 점 ， α , '-Ι' 인 경우에는 최종 값
Figure imgf000039_0001
또는 '-j' 를 지시하게 된다 (도 8 에서 점 3 ， β4 ). 따라서， 를 이용하여 수신단은 대략적인 co-phase 를 위한 값을 피 드백하고， Z2에 의해 더 정확한 값올 선택하여 전송할 수 있다.
[206] 또는， 본 발명에서 제안하는 랭크 (rank)=l 인 경우， 서브밴드 별로 PMI 를 피드백시 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 감소시키는 코드북은 표 14 와같이 정의될 수 도 있다.
[207] 【표 14】
Figure imgf000040_0001
[208] 표 14 에서 나타나듯이 씨의 값은 표 11 의 코드북에 비해 2 비트가 많 고, 2의 경우에는 반대로 1비트가 적다. 즉， 표 14에서 나타난 코드북은 표
∑
13의 코드북에 비해 이에 대한 피드백 오버헤드가 1 비트가 더 증가되어 있다. 증가된 비트는 광대역 (wideband)에서 co-phase 를 위해 선택되는 값의 범위를 증가시킬 수 있다.
[209] 도 8을 참조하여 표 14에 따른 코드북을 설명하면 , 실제 채널의 위상차 가 0 도에서 90 도 사이에 있을 경우， 수신단은 의 값을 1 로 선택을 할 수 있다. 그런 뒤 채널의 변화에 따라 "의 값을 1 또는 j 로 선택할 수 있다. 그러나， 표 13 에서 제안하는 코드북의 경우, 채널의 위상이 90 도에서 180 도 사이에 있을 경우， "'의 값을 선택하는데 문제가 있을 수 있다. 특히， 135 도 근처에 채널이 놓일 경우 (도 8에서 대각선 근처)， 의 값을 1 또는 -1을 선 택하더라도 채널은 선택한 영역과는 다른 영역 (도 8 에서 점선을 기준으로 , "2가 있는 영역과 3 , 4가 있는 영역으로 구분 가능)으로 옮겨갈 가능성 이 높다ᅳ 따라서， 이 문제를 해결하기 위하여, 본 발명에서는 표 14 와 같이 의 값을 _1，— }에서 선택할 수 있다. 이 경우， "'의 값이 1인 경 우에는 최종 위상 값이 1또는 j 임을 의미하고， "'의 값이 j 인 경우에는 최 종 위상 값이 j 또는 -1 임을 의미하고 "'의 값이 -1 인 경우에는 최종 위상 값이 -1또는 -j 임을 의미하고 "'의 값이 -j 인 경우에는 최종 위상 값이 -j 또는 1임을 의미한다. 따라서， 위상값이 135도 근처인 경우, 의 값을 j로 선택하여， 제기되었던 문제점을 해결할 수 있다.
[210] 또한, 탱크 (rank)=2인 경우, 본 발명에서는 서브밴드의 PMI를 피드백할 때의 피드백 오버헤드 (feedback overhead)를 감소시키기 위하여 표 15 와 같은 코드북을 제안한다.
[211] 【표 15】
Figure imgf000041_0001
[212] 표 15 에서 보면 알 수 있듯이, 1의 값은 표 12 의 코드북에 비해 1 비트 (bit)가 많고, 2의 경우에는 반대로 1 비트가 적다. 표 15 와 같이 정의 된 코드북에서는 co-phase 에 사용되었던 2의.피드백 1 비트를 에 추가시켜 사용하도톡 정의된다. 탱크 (rank)=2인 경우， co-phase를 위해 사용하는 피드백 은 모두 1 비트뿐이기 때문에 Zl을 통해 모든 co-phase 를 위한 값이 선택되고 피드백될 수 있다.
[213] 따라서， 본 발명에서 제안하는 코드북은 서브밴드마다 PMI 를 피드백할 경우， 피드백 오버헤드를 감소시키는 장점을 가진다. 즉， 광대역 (Wideband)을 위해 1의 값을 피드백하고， 서브밴드마다 ?2의 값을 피드백한다고 가정하면, 상술한 바와 같이 PMI 에 대한 오버헤드는 Bl + NB26\、 따른다. 그러나， 본 발명에 따르면， 광대역 (wideband)을 위한 피드백 량은 1 비트가 증가하나， 서브 밴드를 위한 피드백 량은 N 비트가 감소된다. 따라서, 전체 피드백 량은 탱크
(rank)-l 일 때， 표 13 에서 정의된 코드북을 이용하는 경우 ^-1， 표 14 에 서 정의된 코드북을 이용하는 경우 n 비트만큼 감소하게 된다. 나아가， 본 발명에 따르면， 서브밴드의 개수가 많을수톡， 감소되는 피드백 오버헤드 량 도 증가하게 된다.
[214] 상술한 본 발명의 실시예들은, 피드백마다 co-phase 값이 서로 독립적인 경우를 가정하였다. 즉， 본 발명에 따르면， 수신단은 피드백마다 이전에 보냈던 피드백을 고려하지 않은 채， 각각의 피드백에 대하여 co-phase 값에 관한 새로 운 피드백 값올 전송한다.
[215] 이하에서는, 상술한 본 발명에 추가적으로 적용될 수 있는, 피드백 값 전송시 이미 전송된 피드백 값에 기반하여 수정된 피드백 값을 전송할 수 있도 록 정의된 코드북에 대하여 설명한다. 먼저， 상술한 코드북 (즉， 표 11 내지 15 에서 정의된 코드북)상에 정의된
Figure imgf000042_0001
피드백해야 할 co- phase 값이라 가정한다. 그리고, 이 값을 피드백하기 위해 본 발명에서는 , Z2 두 개의 파라미터가 이용된다고 가정하면, 상기 두 개의 파라미터를 구성하 는 일부분에 co-phase 를 나타내는 파라미터 1 , "2이 포함되어 구성될 수 있다. 즉， 수신단이 ½를 피드백하는 경우, 송신단은 피드백을 통하여
Figure imgf000043_0001
½ 파라미터를 구성하는 일 부분인 1， 2에 대한 정보를 알 수 있다.
[216] 보다 구체적으로 설명하면, 상술한 은 스텝 사이즈 (step size)를 나 타내며 , 2는 방향을 나타낸다. 두 파라미터 모두 위상값에 대한 정보이기 때 문에 , αι€[0，2 ]이고， "2는 방향성， 예를 들어 '시계방향' 인지 또는 '반시계방향' 인지 여부를 나타낸다.
[217] 도 9 을 참조하여 본 발명의 일 실시예를 설명하면, 수신단은 을 co- phase 값에 대한 기준점으로 설정한다. 먼저, 수신단은 1 에 대한 정보를 로 피드백한 뒤, "2에 대한 정보는 '반시계방향' 을 피드백한다. 따라 서， 송신단 (예， 기지국)은 현재 co-phase값이 반 "2지점으로 판단한다.
[218] 여기서， 수신단은 "1에 대한 정보를 /2로 피드백한 뒤, "2에 대한 정보는 '시계방향' 을 피드백한다. 이 경우， 송신단 (예를 들어, 기지국)은 현 재 받은 αι , 2를 이전 지점 2에 기반하여 적용한다. 따라서， 송신단은 현재 co-phase 값을 3지점으로 파악한다. 만약， 수신단이 의 값은 피드백 받지 않은 채 "2만 피드백하게 되는 경우， 송신단은 "1은 이전 "1값으로 판단하고， 새로이 받은 '시계방향' 의 "2를 적용하여， 현재의 co-phase 값이
"4지점으로 결정할 수 도 있다. 나아가， co-phase 값에 대한 기준점 (즉, ) 으로 설정될 수 있는 값들의 집합흑은 리스트 둥의 정보는 미리 송수신단에 공 유될 수 있으며 , 상위 계층 시그널링 (예를 들어， RRC시그널링 ) 올 통해 송신단 이 수신단에게 알려줄 수도 있다.
[219] 상술한 본 발명의 코드북은 현재의 LTE 시스템 (즉， 3GPP LTE release-10 이하)에서 비주기적 (aperiodic) 피드백인 PUSCH mode 에서의 피드백에 대하여 설명하였으나， 본 발명은 주기적 (periodic) 피드백인 PUCCH mode 로 피드백이 수행되는 경우에도 적용될 수 있다.
[220] 도 10 은 8 개의 안테나를 고려한 현재 LTE 표준상 (i.e. Release 10)의
PUCCH 피드백 모드 2-1 을 기반으로, 본 발명의 확장된 실시예를 보여준다. 도
5와 같은 형태로 본 발명에 따라 피드백 되는 내용에 대하여 설명하며， 도 5에 서 상술한 내용과 중복되는 내용은 설명의 편의를 위하여 상술한 설명으로 대체 한다.
[221] 도 10 에서 서브프레임 세트 내의 일부 서브프레임 상에 Zl 가 위치하고, 나머지 서브프레임 상에 ^가 위치한다. 구체적으로， 는 서브프레임 인덱스
가 현재 LTE표준상의 PUCCH피드백 모드 2-1 보다 1 비트가 증가된 파라미터에 ( 1 )에 대응되는 서브프레임 상에 위치한다. 따라서, H' * Npd의 간격마다 ¬가 전송되고， 인접한 li 사이에 있는 하나 이상의 서브프레임들은 2 전송으
로 채워진다. PTI=0 일 경우 Η' =Μ 이고， Μ은 상위 계층 시그널링에 의해 정해
진다. 도 10은 본 발명에 따라 증가된 Μ=4 인 경우를 예시한다. ΡΤΙ=1 일 경우
H=J*K+1 이고, K 는 상위 계층 시그널링에 의해 정해지며， J 는 BP bandwidth part)의 개수이다. 도 10은 J=3 및 K=l인 경우를 예시한다..
[222] Zl는 서브프레임 인텍스가 현재 LTE표준상의 PUCCH피드백 모드 2-1 보 다 1 비트가 증가된 파라미터에 (이 )에 대응되는 서브프레임에서 전송되며, MR1 는 상위 계층 시그널링에 의해 정해진다. N오프셋, RI는 RI 를 위한 상대 오프셋
값을 나타내며， 도 10는 MRI=2 및 N오프셋, RI=-1인 경우를 예시한다. N오프셋. RI=-1 에 의해， 과 ^의 전송 시점이 서로 겹치지 않게 된다. 단말이 RI, Wl, W2 값을 계산 시, 이들은 서로 연관되어 계산된다. 예를 들어, RI 값에 의존하여 Wl과 W2가 계산되며 , 또한 W1에 의존하여 W2가 계산된다. 1과 2이 모두 보 고된 시점에， 기지국은 ᅳ 및 W2로부터 최종 w를 알 수 있게 된다.
[223] 따라서， PUCCH 피드백에서는 서브밴드 PMI 는 없으나， , z'2에 대한 광 대역 PMI를 중심으로 사용가능하다. 특히， co-phase를 이전 phase값을 고려해 서 피드백하도톡 적용되는 경우， 도 10 에서 같은 PUCCH 피드백 모드에서 시간 에 따라 co-phase를 수정해나갈 수 있다는 장점이 있다.
[224] 본 발명의 실시예에 따른 레거시 LTE 시스템 (즉， 3GPP LTE release-10 이하)에서 사용하는 8 개의 안테나 포트를 위한 코드북은 공통 -극성 안테나 (co- polar izt ion antenna)와 크로스—극성 안테나 (cross— polar izat ion antenna)에 모 두 적용될 수 있다. 즉, 표 3 내지 표 15에서 정의된 V/ "의 값은， 백터 (vector) 내 원소들의 위상들이 선형적으로 증가하는 공통 -극성 안테나 (co-polarization antenna)의 특성을 가지고 있고， 의 값은 크로스 -극성 안테나 (cross- polarization antenna)에서 수직 안테나 (vertical antenna)들과 수평 안테나 (horizontal antenna)들 간의 위상 차를 나타내기 위한 팀 (term)으로 정의된다.
[225] 그러나， 본 발명의 표 3 내지 표 15 에 정의된 코드북은 공통 극성 안테 나 (co-polar izat ion antenna)의 특성에 정확하게 부합하기 위하여 변형될 수 도 있다. 표 13에서 최종 선택된 코드워드는 수학식 20과 같은 형태를 가진다.
[226] 【수학식 20】
Figure imgf000045_0001
[228] 즉, 수학식 20 에서 V/" 부분은 백터 내 원소들의 위상이 선형적으로 증가하여 공통 -극성 안테나 특성을 유지하고 있으나， V/ "과 "Vw사이의 위상 차가 선형성을 깨뜨리는 구조를 생성하게 한다. 따라서, 최종 코드워드내의 선 형성이 유지되지 못함으로 인하여 전체 시스템의 성능을 열화시킬 가능성이 있 다. [229] 따라서, 본 발명에서는 추가적으로 공통 -극성 안테나의 선형적인 특성을 유지하면서, 추가 피드백 오버헤드를 감소시키는 코드북을 제안한다.
[230] 즉， 본 발명에서 제안하는 코드북은 수학식 20 의 ^"ᅵ^을 일괄적으로 _ ej7tmNtlA
λϊηᅳ 만큼 위상을 증가시켜 공통 -극성 안테나 시스템 (co- polarization antenna system)에 적합한 코드북으로 변환시킨다. 변환된 코드북 은 변환시키면 수학식 21과 같다.
[231] 【수학식 21】
Figure imgf000046_0001
[232] 수학식 21과 같은 코드북의 경우, m은 이미 ^에 의해 선택된 값이므로 에 대한 추가 피드백은 없음을 알 수 있다. 표 11과 표 12에 수학식 21과 같이 위상을 증가시키면, 표 16 및 표 17과 같이 나타낼 수 있다.
[233] 표 16 은, 표 11 에 의하여 정의된 코드북을 공통 -극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상올 증가시킨 코드북을 나타낸다.
[234] 【표 16】
Figure imgf000046_0002
[235] 표 17 은, 표 12 에 의하여 정의된 코드북을 ^통 -극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.
[236] 【표 17】
Figure imgf000047_0001
[237] 또한， 표 13 내지 표 15 에 수학식 21 과 같이 위상을 증가시키면 표 18 내지 20과 같이 나타낼 수 있다.
[238] 표 18 은, 표 13 에 의하여 정의된 코드북을 공통 -극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.
[239] 【표 18】
Figure imgf000048_0001
[240] 표 19 는， 표 14 에 의하여 정의된 코드북을 공통 -극성 안테나 시스템에 적합하도톡 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.
[241] 【표 19】
Figure imgf000048_0002
[242] 표 20 은, 표 15 에 의하여 정의된 코드북을 공통 -극성 안테나 시스템에 적합하도록 위상을 증가시킨 코드북을 나타낸다.
[243] 【표 20】
Figure imgf000049_0002
[244] 표 16 내지 표 20 과 같이 정의된 코드북들은 공통 -극성 안테나 (co- polarization antenna)의 특성을 보다 바람직하게 반영하며, 추가적인 피드백이 없다는 장점을 가진다. 또한， 추가된
Figure imgf000049_0001
의 값은 기존의 크로스 -극성 안테나 (cross-polarization antenna)를 위한 코드북의 성능을 열화시키지 않는다는 장 점이 있다. 크로스 -극성 안테나의 경우에서는 수평 안테나 (horizontal antenna) 와 수직 안테나 (vertical antenna)간의 위상차를 쨔이 아닌 ^ ^"으로 나타 내더라도， 장기간을 고려한 채널에서 큰 문제가 되지 않는다. 즉, 어떤 특정한 각도로 위상차가 설정되지 않고, 균등하게 분포되어 있기 때문에 ¾ ^은 성능 에 영향을 미치지 않는다.
[245] 이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형 태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및 /또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실 시예들에서 설명되는 동작들의 순서는.변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구 성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고 또는 다른 실시예의 대웅하는 구 성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다 .
[246] 본 문서에서 기지국에 의해 수행된다고 설명된 특정 동작은 경우에 따라 서는 그 상위 노드 (upper node)에 의해 수행될 수 있다. 즉, 기지국을 포함하는 복수의 네트워크 노드들 (network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워 크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. 기지국은 고정국 (fixed station), Node B, eNodeB(eNB) , 억세스 포인트 (access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.
[247] 본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어， 하드웨어， 펌웨어 (firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨 어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs (application specific integrated circuits) , DSPs(digital signal processors) , DSPDs(digital signal processing devices) , PLDs (progr ammab 1 e logic devices) , FPGAs(f ield programmable gate arrays) , 프로세서， 콘트를러， 마이크로 콘트를러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.
[248] 펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우， 본 발명의 일 실시예는 이상 에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모들, 절차， 함수 등의 형태로 구현 될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동 될 수 있다.
[249] 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공 지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.
[250] 본 발명은 본 발명의 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태 로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서， 상기의 상세한 설명은 모 든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고， 본 발 명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.
【산업상이용가능성】
[251] 상술한 바와 같은 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치는 3GPP LTE 시스템에 적용되는 예를 중심으로 설 명하였으나 3GPP LTE 시스템 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것 이 가능하다 .

Claims

【청구의범위】
【청구항 1】
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 단말이 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 방법에 있어서,
제 1 PMKPrecoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서브밴드 별로 전송 하는 단계를 포함하며 ,
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여， 단말이 선호하는 프 리코딩 행렬이 지시되며,
상기 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가, 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 하는,
채널 상태 정보 피드백 방법 .
【청구항 2】
제 1 항에 있어서，
탱크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000052_0002
(여기서,
/2-l)/A T1
Figure imgf000052_0001
Figure imgf000053_0001
제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, ^乙은 Zl의 사이즈)로 구성되는, 채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 3]
제 1 항에 있어서，
탱크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000053_0003
(여기서,
Figure imgf000053_0002
Figure imgf000054_0001
제 1 PMI, 2는 제 2 PMI， ^은 Zl의 사이즈)로 구성되는，
채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 4]
제 1 항에 있어서,
탱크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
2. Λ
0 -- 1 2 3 o~ (2 — L) V} 2¾Μ, "
- - ^세 ,/ Λ i
4 V, 5, 느 ； - 6 . 1 ： -
0~ (2 1) ^2¾'+2?0 "
where mod
〜+
Figure imgf000054_0002
(여기서,
jTmjl
φη 二 e
1 lm l A j2 rnx(Nt/2-l)/A
V m e e 네
2 Ψη' 는 1 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나 (cross polarization
N
antenna)에 대한 co-phase를 위한 파라미터, 는 전송 안테나 포트의 개수， a는 오버 샘플링의 값, Zl은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, ^은 Zl의 사이즈)로 구성되는，
채널 상태 정보 피드백 방법 .
【청구항 5]
제 1 항에 있어세
탱크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000055_0002
(여기서
l2-\)lA
Figure imgf000055_0001
Figure imgf000056_0001
에 의해 결정되는 교차 편파 안테나 (cross polarization
N
antenna)에 대한 co-phase를 위한 파라미터, '는 전송 안테나 포트의 개수， a는 오버 샘플링의 값， Zl은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, L은 zl의 사이즈)로 구성되는，
채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 6]
제 1 항에 있어서，
탱크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000056_0003
(여기서，
l2-\)/A
Figure imgf000056_0002
， 는 오버 샘플링의 값， 1은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, 은 Zl의 사이즈)로 구성되는, 채널 상태 정보 피드백 방법 .
【청구항 7】
제 1항에 있어서,
¾크 1에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000057_0003
(여기서,
/2-l)/A
Figure imgf000057_0001
Zm =e
Figure imgf000057_0002
안테나 포트의 개수, a는 오버 샘플 링의 값， Zl은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, L은 Ζι의 사이즈)로 구성되는, 채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 8]
제 1항에 있어서,
¾크 2에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000058_0002
(여기서， φη 二 e^11 l2-\)lA
Figure imgf000058_0001
트의 개수, a는 오버 샘플 링의 값', Zl은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, ^은 Zl의 사이즈)로 구성되는， 채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 9]
제 1항에 있어서,
탱크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000059_0002
Figure imgf000059_0001
, 는 i 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나 ᅳ Nf
(cross polarization antenna)에 대한 co-phase를 위한 파라口 1터， ,는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값， Zl은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI,
L은 ζι의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 10]
제 1 항에 있어서, 탱크 1 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000060_0002
(여기서
jl m (Ntl2-\)lA
Figure imgf000060_0001
γ 二 e뼤1 A φ , 7· π
m ' 丫 η 는 ^ 에 의해 결정되는 교차 편파 안테나
_ N
(cross polarization antenna)에 대한 co-phase를 위한 파라미터 , ,는 전송 안테나 포트의 개수, a 는 오버 샘플링의 값， Zl은 제 1 PMI, ^는 제 2 PMI, 은 zl의 사이즈)로 구성되는,
채널 상태 정보 피드백 방법 .
【청구항 11] 제 1 항에 있어서，
탱크 2 에 대한 상기 프리코딩 코드북은
Figure imgf000061_0002
(여기서 φη = ej7m/2
Figure imgf000061_0001
네
2
_ ejnrnNt/A _
/im , 는 전송 안테나 포트의 개수， a는 오버 샘플 링의 값， Zl은 제 1 PMI, h는 제 2 PMI, 은 Zl의 사이즈)로 구성되는， 채널 상태 정보 피드백 방법.
【청구항 12]
다중 안테나를 지원하는 무선 통신 시스템에서 하향링크 전송에 대한 채널 상태 정보를 피드백하는 단말에 있어서，
무선 주파수 유닛 (Radio Frequency Unit); 및
프로세서 (Processor)를 포함하며 , 상기 프로세서는， 제 1 PMKPrecoding Matrix index) 및 제 2 PMI 를 서 브밴드 별로 전송하도록 구성되며，
상기 제 1 PMI 및 상기 제 2 PMI 의 조합에 의하여 단말이 선호하는 프 리코딩 행렬이 지시되며,
상기 제 2 PMI 를 구성하는 다수의 비트 중 일부가， 상기 제 1 PMI 를 구성하기 위하여 추가적으로 이용된 프리코딩 코드북이 적용되는 것을 특징으로 하는,
단말.
PCT/KR2013/011396 2012-12-20 2013-12-10 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치 WO2014098399A1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020157013930A KR20150100648A (ko) 2012-12-20 2013-12-10 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치
US14/649,144 US9407345B2 (en) 2012-12-20 2013-12-10 Efficient feedback transmission method in multi-antenna wireless communication system and device for same

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201261740402P 2012-12-20 2012-12-20
US61/740,402 2012-12-20

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014098399A1 true WO2014098399A1 (ko) 2014-06-26

Family

ID=50978664

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/KR2013/011396 WO2014098399A1 (ko) 2012-12-20 2013-12-10 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치

Country Status (3)

Country Link
US (1) US9407345B2 (ko)
KR (1) KR20150100648A (ko)
WO (1) WO2014098399A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106559111A (zh) * 2015-09-25 2017-04-05 中兴通讯股份有限公司 获取码本的方法、装置及***
CN112868208A (zh) * 2018-10-25 2021-05-28 奥兰治 用于传送导频码元的方法

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105379142B (zh) * 2013-07-14 2019-06-18 Lg 电子株式会社 在支持大规模天线的无线接入***中使用天线相关性收发数据符号的方法
US9843456B2 (en) * 2013-12-16 2017-12-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Feedback based adaptation of multicast transmission offset
US10218423B2 (en) * 2015-01-05 2019-02-26 Lg Electronics Inc. Method for reporting channel state information using polarization characteristics of antenna in wireless communication system and device therefor
TWI604705B (zh) 2015-08-14 2017-11-01 財團法人工業技術研究院 動態波束形成方法和使用所述方法的相關設備
CN106341168B (zh) * 2015-12-31 2019-12-03 北京智谷睿拓技术服务有限公司 预编码方法、信息发送方法、及其装置
CN107370530B (zh) * 2016-05-12 2021-02-12 华为技术有限公司 信道状态信息反馈方法、预编码方法、终端设备和基站
CN113965231A (zh) * 2017-03-24 2022-01-21 华为技术有限公司 信息的传输方法和设备
CN109150471B (zh) * 2017-06-16 2020-02-14 华为技术有限公司 信息传输方法、装置及存储介质
CN115190631A (zh) 2019-01-11 2022-10-14 维沃移动通信有限公司 上行信道的配置方法、传输方法、网络侧设备及终端
US11695462B2 (en) * 2019-01-29 2023-07-04 Qualcomm Incorporated Techniques for coordinated beamforming in millimeter wave systems

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011162520A2 (ko) * 2010-06-22 2011-12-29 엘지전자 주식회사 채널 상태 정보 전송 방법 및 장치
US20120003945A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Systems and methods for 8-tx codebook and feedback signaling in 3gpp wireless networks
US20120039251A1 (en) * 2010-08-16 2012-02-16 Motorola Mobility, Inc. Method of codebook design and precoder feedback in wireless communication systems
US20120082190A1 (en) * 2010-10-01 2012-04-05 Yuan Zhu Pmi feedback with codebook interpolation

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8750205B2 (en) * 2009-08-07 2014-06-10 Texas Instruments Incorporated Multiple rank CQI feedback for cellular networks
WO2012037335A1 (en) * 2010-09-15 2012-03-22 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for channel state information feedback in wireless communications systems

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011162520A2 (ko) * 2010-06-22 2011-12-29 엘지전자 주식회사 채널 상태 정보 전송 방법 및 장치
US20120003945A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Systems and methods for 8-tx codebook and feedback signaling in 3gpp wireless networks
US20120039251A1 (en) * 2010-08-16 2012-02-16 Motorola Mobility, Inc. Method of codebook design and precoder feedback in wireless communication systems
US20120082190A1 (en) * 2010-10-01 2012-04-05 Yuan Zhu Pmi feedback with codebook interpolation

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUAWEI: "Differential feedbacks scheme evalution", R1-100254, 3GPP TSG RAN WG1 MEETING #59BIS, 18 January 2010 (2010-01-18), VALENCIA, SPAIN, Retrieved from the Internet <URL:http://www.3gpp.org/DynaReport/TDocExMtg-Rl-59b-28028.htm> *

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106559111A (zh) * 2015-09-25 2017-04-05 中兴通讯股份有限公司 获取码本的方法、装置及***
CN106559111B (zh) * 2015-09-25 2021-03-26 中兴通讯股份有限公司 获取码本的方法、装置及***
CN112868208A (zh) * 2018-10-25 2021-05-28 奥兰治 用于传送导频码元的方法
CN112868208B (zh) * 2018-10-25 2024-01-16 奥兰治 用于传送导频码元的方法

Also Published As

Publication number Publication date
KR20150100648A (ko) 2015-09-02
US9407345B2 (en) 2016-08-02
US20150372732A1 (en) 2015-12-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102577703B1 (ko) 작은 제어 채널들 상에서의 csi 보고
KR102269524B1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널 정보를 피드백하기 위한 장치 및 방법
KR101995431B1 (ko) 무선통신 시스템에서 코드북 기반 프리코딩 행렬 정보를 피드백하는 방법 및 이를 위한 장치
EP2993805B1 (en) Method and apparatus for transmitting channel state information in wireless communication system
US9369193B2 (en) Efficient feedback transmission method in multi-antenna wireless communication system and device for same
WO2014098399A1 (ko) 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 효율적인 피드백 전송 방법 및 이를 위한 장치
US10224993B2 (en) Beamforming method in multi-antenna wireless communication system and apparatus for same
US10020920B2 (en) Method for transmitting enhanced reference signal in multi-antenna wireless communication system and apparatus therefor
EP2899896B1 (en) Method for transmitting efficient feedback in multi-antenna wireless communication system and apparatus therefor
US10368354B2 (en) Channel state information feedback method in multi-antenna wireless communication system and apparatus therefor
US9252852B2 (en) Method for transmitting feedback by using codebook in wireless communication system and apparatus for same
WO2012015252A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 프리코딩된 신호 송수신 방법 및 장치
WO2012008710A2 (ko) 무선 통신 시스템에서 코드북을 이용한 신호 송수신 방법 및 장치
WO2014129799A1 (ko) 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치
US9755719B2 (en) Method for configuring codebook in multi-antenna wireless communication system and device therefor
WO2014196831A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널상태정보 전송 방법 및 장치
KR102381159B1 (ko) 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 채널 측정을 위한 참조 신호 전송 방법 및 이를 위한 장치
US10848206B2 (en) Reference signal transmission method in multi-antenna wireless communication system, and apparatus therefor
WO2014178615A1 (ko) 무선 통신 시스템에서 채널상태정보 전송 방법 및 장치
EP2945300B1 (en) Method and device for transmitting and receiving signals by using codebook in wireless communication system
US9258045B2 (en) Method for efficiently transmitting signal in multi-antenna wireless communication system and apparatus for same
WO2015160170A1 (ko) 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 신호 송신 방법 및 이를 위한 장치

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13864665

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 20157013930

Country of ref document: KR

Kind code of ref document: A

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 14649144

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13864665

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1