WO2014010575A1

WO2014010575A1 - フロントエンド回路、インピーダンス調整方法

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Publication number: WO2014010575A1
Application number: PCT/JP2013/068703
Authority: WO
Inventors: 楢橋　祥一; 浩司岡崎; 河合　邦浩; 雄太高儀; 敬幸古田
Original assignee: 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ
Priority date: 2012-07-11
Filing date: 2013-07-09
Publication date: 2014-01-16
Also published as: EP2736175A1; US20140321312A1; CN103843257A; JP5597228B2; CN103843257B; US9337990B2; JP2014017750A; EP2736175B1; EP2736175A4

Abstract

　キャリアアグリゲーションにおいて複数周波数帯で同時に信号を送受信する場合でも、他の回路への信号漏洩を防ぐことができるフロントエンド回路を提供する。送受共用アンテナ９１と、送受共用アンテナ９１と共通側接点を接続された２回路Ｎ接点のスイッチ９２と、スイッチ９２のＮ個の切替側接点のそれぞれにアンテナ側端子を接続されたＮ個の可変インピーダンス調整回路１７－１、…、１７－Ｎと、可変インピーダンス調整回路１７－１、…、１７－ＮのＲＦＩＣ側端子と共通端子とを接続され第１、…、第Ｎの周波数帯の送信・受信信号が入力されるＮ個のデュプレクサ９３－１、…、９３－Ｎと、制御線により可変インピーダンス調整回路１７－１、…、１７－Ｎとスイッチ９２と接続され可変インピーダンス調整回路１７－１、…、１７－Ｎとスイッチ９２の切替制御を実行する制御部１８と、制御部１８に制御信号を送信するＲＦＩＣ１６とを備える。

Description

フロントエンド回路、インピーダンス調整方法

　本発明は携帯端末に用いられるフロントエンド回路、および携帯端末に用いられるフロントエンド回路においてインピーダンスを調整するインピーダンス調整方法に関する。

　昨今、３ＧＰＰ＿Ｒｅｌ．８／９で規格化されたＬＴＥ（Ｌｏｎｇ＿Ｔｅｒｍ＿Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）をさらに発展させた規格として、ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄが規格化された。ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄの仕様の一つにキャリアアグリゲ－ション技術がある。キャリアアグリゲ－ションとは、コンポーネントキャリアと呼ばれる２０ＭＨｚ幅に区分けされた帯域ブロックの搬送波を複数束ねて同時送信・受信する技術である。キャリアアグリゲ－ションには、同一周波数帯域のコンポーネントキャリアを複数束ねて送受信に用いるイントラバンド・キャリアアグリゲーション、異なる周波数帯域のコンポーネントキャリアを複数束ねて送受信に用いるインターバンド・キャリアアグリゲーションがある。

　異なる周波数帯域のコンポーネントキャリアを同時に送信・受信する場合、携帯端末のフロントエンド回路には、例えば図１のように異なる周波数帯の搬送波を同時に変調、復調する構成が必要となる。図１はマルチバンド（第１、第２、…、第Ｎ周波数帯、Ｎは２以上の整数）での送信・受信を可能にした従来例のフロントエンド回路９０の構成を示すブロック図である。図１に示す通り、フロントエンド回路９０は、送受共用アンテナ９１と、送受共用アンテナ９１と共通側接点を接続された２回路Ｎ接点のスイッチ９２と、スイッチ９２のＮ個の切替側接点のそれぞれに共通端子を接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信・受信信号が入力されるデュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎと、デュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎの受信端子に接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の受信信号を増幅する低雑音増幅器９４－１、９４－２、…、９４－Ｎと、デュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎの送信端子に接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信信号を増幅する増幅器９５－１、９５－２、…、９５－Ｎと、第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信ポートＴｘ１、Ｔｘ２、…、ＴｘＮと、第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の受信ポートＲｘ１、Ｒｘ２、…、ＲｘＮとを備えるＲＦＩＣ９６を備える。スイッチ９２は、基地局から割り当てられたプライマリコンポーネントキャリアと、セカンダリコンポーネントキャリアの二つの周波数帯を同時に使用するため、割り当てられたコンポーネントキャリアに対応する２つのデュプレクサと送受共用アンテナ９１とを接続することができる。マルチバンドでの送受信を実現したフロントエンド回路として、例えば特許文献１がある。

特開２０１１－１８２２７１号公報

　図１の例において、割り当てられたコンポーネントキャリアの周波数帯がＵＭＴＳＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ３であった場合と、ＵＭＴＳＢａｎｄ１、Ｂａｎｄ８であった場合について、図２を参照して説明する。図２は、図１に示した従来例のフロントエンド回路９０においてキャリアアグリゲ－ションを実行した場合の周波数割り当ての一例を示す図である。図２の例では、第ｎ_１番目（ｎ_１は１≦ｎ_１≦Ｎを充たす整数）の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ１で固定とし、第ｎ_２番目（ｎ_２は１≦ｎ_２≦Ｎを充たす整数、ｎ_１≠ｎ_２）の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３である場合、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８である場合の２パターンがあるものとする。また、図２の例において、デュプレクサ９３－ｎ_２は所望の帯域を無損失で通過させ、それ以外の帯域において完全阻止（共通端子の入力インピーダンスが無限大）となる理想的なデュプレクサであるものとし、スイッチ９２は理想的なスイッチであるものとする。このときのデュプレクサ９３－ｎ_１およびデュプレクサ９３－ｎ_２の通過特性について図３を参照して説明する。図３は、フロントエンド回路９０におけるキャリアアグリゲ－ション時のデュプレクサの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図３Ａは、デュプレクサ９３－ｎ_１の反射特性のシミュレーション結果を示すスミスチャートであって、横軸を５０Ωを１として正規化した正規化インピーダンスとする。図３Ｂは、デュプレクサ９３－ｎ_１およびデュプレクサ９３－ｎ_２（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３）の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフであって、横軸が周波数（ＧＨｚ）、縦軸がＳパラメータである。図３Ｃは、デュプレクサ９３－ｎ_１およびデュプレクサ９３－ｎ_２（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８）の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフであって、横軸が周波数（ＧＨｚ）、縦軸がＳパラメータである。図３ＢＣにおいて、実線－四角形の凡例で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_１の送信側フィルタの通過特性、実線－三角形の凡例で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_１の受信側フィルタの通過特性、点線で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_２の送信側フィルタの通過特性、破線で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_２の受信側フィルタの通過特性である。第ｎ_２番目の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３である場合、図３Ｂに点線および破線で示すように、デュプレクサ９３－ｎ_２（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３）の通過特性は良好で損失が少ない。これは、図３Ａに示すように、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３付近の周波数帯（１．７ＧＨｚ周辺）において、アンテナ側からみたデュプレクサ９３－ｎ_１の入力インピーダンスが高くなっているため、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３の送受信信号のデュプレクサ９３－ｎ_１への回り込みが十分に抑制されるからである。一方、第ｎ_２番目の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８である場合、図３Ｃに点線および破線で示すように、デュプレクサ９３－ｎ_２（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８）の通過特性は損失が大きくなっている。これは、図３Ａに示すように、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８付近の周波数帯（１．０ＧＨｚ周辺）において、アンテナ側からみたデュプレクサ９３－ｎ_１の入力インピーダンスが低くなっているため、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８の送受信信号のデュプレクサ９３－ｎ_１への回り込み（漏洩）が発生してしまうからである。このように、キャリアアグリゲーションにおいては、コンポーネントキャリアの組み合わせによって他の回路のデュプレクサから信号漏洩が発生して挿入損失が増大する場合があり、フロントエンド回路の実装上問題となる。そこで本発明では、キャリアアグリゲーションにおいて複数周波数帯で同時に信号を送受信する場合でも、他の回路への信号漏洩を防ぐことができるフロントエンド回路を提供することを目的とする。

　本発明のフロントエンド回路は、送受共用アンテナと、送受共用アンテナと共通側接点を接続された２回路Ｎ接点（Ｎは２以上の整数）のスイッチと、アンテナ側端子とＲＦＩＣ側端子とを含み、スイッチのＮ個の切替側接点のそれぞれにアンテナ側端子を接続されたＮ個の可変インピーダンス調整回路と、Ｎ個の可変インピーダンス調整回路のＲＦＩＣ側端子と共通端子とを接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信・受信信号が入力されるＮ個のデュプレクサと、制御線によりＮ個の可変インピーダンス調整回路、およびスイッチと接続され、制御線を介してＮ個の可変インピーダンス調整回路、およびスイッチの切替制御を実行する制御部と、制御部に制御信号を送信するＲＦＩＣとを含む。

　本発明のフロントエンド回路によれば、キャリアアグリゲーションにおいて複数周波数帯で同時に信号を送受信する場合でも、他の回路への信号漏洩を防ぐことができる。

マルチバンドでの送信・受信を可能にした従来例のフロントエンド回路の構成を示すブロック図。従来例のフロントエンド回路においてキャリアアグリゲ－ションを実行した場合の周波数割り当ての一例を示す図。従来例のフロントエンド回路におけるキャリアアグリゲ－ション時のデュプレクサの通過特性のシミュレーション結果を示す図であって、図３Ａは、デュプレクサの反射特性のシミュレーション結果を示すスミスチャート、図３Ｂは、デュプレクサ（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３）の通過特性のシミュレーション結果を示す図、図３Ｃは、デュプレクサ（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８）の通過特性のシミュレーション結果を示す図。改良したフロントエンド回路においてキャリアアグリゲ－ションを実行した場合の周波数割り当ての一例を示す図。改良したフロントエンド回路におけるキャリアアグリゲ－ション時のデュプレクサの通過特性のシミュレーション結果を示す図であって、図５Ａは、デュプレクサの反射特性のシミュレーション結果を示すスミスチャート、図５Ｂは、デュプレクサ（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８）の通過特性のシミュレーション結果を示す図。実施例１のフロントエンド回路の構成を示すブロック図。実施例１の可変インピーダンス調整回路の構成例を示すブロック図。実施例１のＲＦＩＣが備える制御システムの構成を示すブロック図。実施例１のＲＦＩＣが備える制御システムの動作を示すフローチャート。

　以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。

　前述した従来例のフロントエンド回路９０の一部を改良したフロントエンド回路９０’について図４を参照して説明する。図４は改良したフロントエンド回路９０’においてキャリアアグリゲ－ションを実行した場合の周波数割り当ての一例を示す図である。図４に示す通り、改良したフロントエンド回路９０’は、従来の構成に加えて、インピーダンス調整回路９７－ｎ_１を備える。インピーダンス調整回路９７－ｎ_１のアンテナ側端子は、スイッチ９２の切替側接点の一つと接続され、インピーダンス調整回路９７－ｎ_１のＲＦＩＣ側端子は、デュプレクサ９３－ｎ_１の共通端子と接続されている。第ｎ_１番目の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ１で固定とし、第ｎ_２番目の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ３である場合、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８である場合の２パターンがある点は図２と同じである。インピーダンス調整回路９７－ｎ_１は、１ＧＨｚの電気長において１０５°の伝送線路（移相器）であるものとする。このときのデュプレクサ９３－ｎ_１およびデュプレクサ９３－ｎ_２の通過特性について図５を参照して説明する。図５は、改良したフロントエンド回路９０’におけるキャリアアグリゲ－ション時のデュプレクサの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図５Ａは、デュプレクサ９３－ｎ_１の反射特性のシミュレーション結果を示すスミスチャートであって、横軸を５０Ωを１として正規化した正規化インピーダンスとする。図５Ｂは、デュプレクサ９３－ｎ_１およびデュプレクサ９３－ｎ_２（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８）の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフであって、横軸が周波数（ＧＨｚ）、縦軸がＳパラメータである。前述したとおり、実線－四角形の凡例で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_１の送信側フィルタの通過特性、実線－三角形の凡例で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_１の受信側フィルタの通過特性、点線で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_２の送信側フィルタの通過特性、破線で示したのはデュプレクサ９３－ｎ_２の受信側フィルタの通過特性である。

　第ｎ_２番目の周波数がＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８である場合、図５Ｂに点線および破線で示すように、デュプレクサ９３－ｎ_２（ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８）の通過特性は損失が小さくなっている。これは、図５Ａに示すように、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８付近の周波数帯（１．０ＧＨｚ周辺）において、移相器による位相シフトの影響によりアンテナ側からみたデュプレクサ９３－ｎ_１の入力インピーダンスが高くなっているため、ＵＭＴＳ＿Ｂａｎｄ８の送受信信号のデュプレクサ９３－ｎ_１への回り込み（漏洩）が抑止されているからである。図４、図５に示すように、他回路のデュプレクサへの信号漏洩を防止するためにはインピーダンス調整回路が有効であることがわかる。

　上述の検討を踏まえ、キャリアアグリゲーションにおいて、他の回路への信号漏洩を防ぐ実施例１のフロントエンド回路の概要について図６を参照して説明する。図６は本実施例のフロントエンド回路１０の構成を示すブロック図である。図６に示す通り、本実施例のフロントエンド回路１０は、送受共用アンテナ９１と、送受共用アンテナ９１と共通側接点を接続された２回路Ｎ接点のスイッチ９２と、アンテナ側端子、ＲＦＩＣ側端子を備え、スイッチ９２のＮ個の切替側接点のそれぞれにアンテナ側端子を接続された可変インピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－Ｎと、可変インピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－ＮのＲＦＩＣ側端子と共通端子とを接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信・受信信号が入力されるデュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎと、デュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎの受信端子に接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の受信信号を増幅する低雑音増幅器９４－１、９４－２、…、９４－Ｎと、デュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎの送信端子に接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信信号を増幅する増幅器９５－１、９５－２、…、９５－Ｎと、第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信ポートＴｘ１、Ｔｘ２、…、ＴｘＮと、第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の受信ポートＲｘ１、Ｒｘ２、…、ＲｘＮとを備えるＲＦＩＣ１６と、制御線（図中破線で表示）により可変インピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－Ｎと、スイッチ９２と接続され、制御線を介して可変インピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－Ｎおよびスイッチ９２の切替制御を実行する制御部１８とを備える。制御部１８は、制御信号線（図中白矢印で表示）により、ＲＦＩＣ１６に接続されている。制御部１８は、制御信号線を介して、ＲＦＩＣ１６から制御信号を受信する。本実施例のフロントエンド回路１０の可変インピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－Ｎ、制御部１８、ＲＦＩＣ１６以外の構成については、従来例のフロントエンド回路９０における同一番号を付した各構成と同じであるため説明を割愛する。次に、図７を参照して可変インピーダンス調整回路１７－ｎ（ｎ＝１、２、３、…、Ｎ）の構成の一例について説明する。図７は本実施例の可変インピーダンス調整回路１７－ｎの構成例を示すブロック図である。図７に示す通り、本実施例の可変インピーダンス調整回路１７－ｎ（ｎ＝１、２、３、…、Ｎ）は共通の構造を有しており、１回路Ｎ＋１接点のスイッチ１７－ｎ－ａと、伝送線路１７－ｎ－０と、Ｎ個の回路ブロック（回路ブロック１７－ｎ－１、回路ブロック１７－ｎ－２、…、回路ブロック１７－ｎ－Ｎ）と、１回路Ｎ＋１接点のスイッチ１７－ｎ－ｂを備える。伝送線路１７－ｎ－０、Ｎ個の回路ブロックの入出力端子は、スイッチ１７－ｎ－ａ、１７－ｎ－ｂのＮ＋１個の切替側接点のそれぞれと接続されている。伝送線路１７－ｎ－０は可能な限り短く構成して、伝送線路１７－ｎ－０によるインピーダンス変動がほぼゼロとなるようにする。後に説明する制御信号がインピーダンス調整不要である旨を示す場合には、制御部１８はスイッチ１７－ｎ－ａ、１７－ｎ－ｂを切替制御して、回路を伝送線路１７－ｎ－０によって導通させ、インピーダンス調整が行われないようにする。回路ブロック１７－ｎ－１は第１周波数の送信信号、受信信号をカバーする周波数帯におけるアンテナ側からみた入力インピーダンスが大きくなるように構成された回路ブロックである。同様に、回路ブロック１７－ｎ－２、３、４、…、Ｎは第２、３、４、…、Ｎ周波数の送信信号、受信信号をカバーする周波数帯におけるアンテナ側からみた入力インピーダンスが大きくなるように構成された回路ブロックである。回路ブロック１７－ｎ－１、２、３、…、Ｎは例えばインピーダンス調整回路９７－ｎ_１のような電気長を調整した位相器（伝送線路）であってもよい。本実施例では、スイッチ１７－ｎ－ａ、１７－ｎ－ｂの切替制御によって何れかの回路ブロックが選択されることでチューナブルな可変インピーダンス調整回路１７－ｎを実現したが、これに限られず可変インピーダンス調整回路１７－ｎを容量可変コンデンサ、コイル、伝送線路などを組み合わせてチューナブルとする従来のインピーダンス調整回路を用いて構成してもよい。このように、本実施例の可変インピーダンス調整回路１７－ｎは、第１、第２、…、第Ｎ周波数帯のいずれかひとつの周波数帯におけるアンテナ側からみた入力インピーダンスを大きくすることができる。ここでインピーダンス調整の目安としては、付加される挿入損失がおよそ１ｄＢ以下となることが好ましいことから、キャリアアグリゲ－ションで選択される周波数帯が仮に第ｐ周波数帯、第ｑ周波数帯であったと仮定した場合に（ｐ、ｑは１≦ｐ、ｑ≦Ｎを充たす整数、ｐ≠ｑ）、可変インピーダンス調整回路１７－ｐのアンテナ側からみた入力インピーダンスは、第ｑ周波数帯のデュプレクサであるデュプレクサ９３－ｑのアンテナ側からみた入力インピーダンスの４倍以上となるようにすればよい。

　なお、図７においては、可変インピーダンス調整回路１７－ｎがＮ個の周波数帯それぞれに対応するＮ個の回路ブロックを備えることにより、可変インピーダンス調整回路１７－ｎ（ｎ＝１、２、３、…、Ｎ）を単一の回路構成で共用可能とした。これ以外にも、ｋ番目（ｋは１≦ｋ≦Ｎを充たす整数）の周波数帯のデュプレクサ９３－ｋに接続される可変インピーダンス調整回路１７－ｋにおいては、ｋ番目の周波数帯のインピーダンスを調整する回路ブロックが不要であるため、対応する回路ブロックである回路ブロック１７－ｋ－ｋを無くしても良い。この場合、可変インピーダンス調整回路１７－ｎはＮ－１個の回路ブロックと伝送線路１７－ｎ－０により構成される。

　以下、図８、図９を参照して、本実施例のＲＦＩＣ１６が備える制御システムの構成及び動作について説明する。図８は、本実施例のＲＦＩＣ１６が備える制御システムの構成を示すブロック図である。図９は、本実施例のＲＦＩＣ１６が備える制御システムの動作を示すフローチャートである。ＲＦＩＣ１６には本実施例の可変インピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－Ｎ、スイッチ９２の制御を実行するための制御システムが組み込まれている。制御システムは具体的にはＲＦＩＣ１６内に組み込みソフトウェアとして構成することができる。この組み込みソフトウェアを機能に分けて表現すれば、図８のようになる。図８に示すようにＲＦＩＣ１６内の制御システムは、チャネル品質パラメータ測定部１６１と、チャネル品質パラメータ送信部１６２と、割り当てコンポーネントキャリア受信部１６３と、制御信号生成部１６４とを備える。チャネル品質パラメータ測定部１６１は、いずれかのセルに無線リンクを接続した後、このセルからの報知情報を受信、復号し、周辺セル情報を得る。この動作をセルサーチという。チャネル品質パラメータ測定部１６１は、セルサーチされた全セルのチャネル品質パラメータを測定する（Ｓ１６１）。チャネル品質パラメータ送信部１６２は、測定されたチャネル品質パラメータを基地局に送信する（Ｓ１６２）。基地局は、チャネル品質パラメータに基づいて、コンポーネントキャリアを決定する。このとき、基地局は一般的には最も受信レベルの大きいコンポーネントキャリアをプライマリコンポーネントキャリア、二番目に受信レベルの大きいコンポーネントキャリアをセカンダリコンポーネントキャリアとして割り当てる。基地局は、携帯端末に対して割り当てたコンポーネントキャリアを報知する情報を送信する。本実施例のＲＦＩＣが備える割り当てコンポーネントキャリア受信部１６３は、基地局が割り当てたコンポーネントキャリアの報知情報を受信する（Ｓ１６３）。制御信号生成部１６４は、受信した割り当てコンポーネントキャリアの報知情報に基づいて、制御信号を生成し、制御部１８に送信する。例えば割り当てられたコンポーネントキャリアがプライマリコンポーネントキャリアが第ｐ周波数帯（ｐは１≦ｐ≦Ｎを充たす整数）であって、セカンダリコンポーネントキャリアが第ｑ周波数帯（ｑは１≦ｑ≦Ｎを充たす整数、ｐ≠ｑ）である場合には、制御信号は第ｐおよび第ｑ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路１７－ｐ、１７－ｑと接続された切替側接点と共通側接点とを導通させるようにスイッチ９２を制御する信号である。また、第ｐ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路１７－ｐをアンテナ側からみて第ｑ周波数帯の入力インピーダンスが、第ｑ周波数帯のデュプレクサ９３－ｑにおけるインピーダンスよりも大きくなるように調整するものである。また、第ｑ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路１７－ｑをアンテナ側からみて第ｐ周波数帯の入力インピーダンスが、第ｐ周波数帯のデュプレクサ９３－ｐにおけるインピーダンスよりも大きくなるように調整する制御信号である。前述したように、付加される挿入損失をおよそ１ｄＢ以下とするために、可変インピーダンス調整回路のインピーダンスは、対応する周波数帯のデュプレクサのインピーダンスの４倍以上とすることが好ましい。制御部１８は制御信号が示す制御内容のとおり、スイッチ９２および可変インピーダンス調整回路１７－ｐ、１７－ｑの切替制御を実行する。

　このように本実施例のフロントエンド回路１０はチューナブル（可変）なインピーダンス調整回路１７－１、１７－２、…、１７－Ｎをデュプレクサ９３－１、９３－２、…、９３－Ｎの後段に配置し、キャリアアグリゲ－ションにおいて第ｐ、第ｑ周波数帯が選択された場合に、制御部１８が第ｐ（ｑ）周波数帯の可変インピーダンス調整回路１７－ｐ（ｑ）のアンテナ側からみた入力インピーダンスを第ｑ（ｐ）番目の周波数帯において大きくなるように切替制御するため、他回路への漏洩による信号損失を抑止することができる。

Claims

　送受共用アンテナと、
　Ｎを２以上の整数とし、
　前記送受共用アンテナと共通側接点を接続された２回路Ｎ接点のスイッチと、
　アンテナ側端子とＲＦＩＣ側端子とを備え、前記スイッチのＮ個の切替側接点のそれぞれに前記アンテナ側端子を接続されたＮ個の可変インピーダンス調整回路と、
　前記Ｎ個の可変インピーダンス調整回路のＲＦＩＣ側端子と共通端子とを接続され第１、第２、…、第Ｎの周波数帯の送信・受信信号が入力されるＮ個のデュプレクサと、
　制御線により前記Ｎ個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチと接続され、制御線を介して前記Ｎ個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチの切替制御を実行する制御部と、
　前記制御部に制御信号を送信するＲＦＩＣと、
を含むフロントエンド回路。
　請求項１に記載のフロントエンド回路であって、
　前記ＲＦＩＣが、
　セルサーチを実行し、前記セルサーチされた全セルのチャネル品質パラメータを測定するチャネル品質パラメータ測定部と、
　前記測定されたチャネル品質パラメータを基地局に送信するチャネル品質パラメータ送信部と、
　前記基地局から割り当てコンポーネントキャリアの報知情報を受信する割り当てコンポーネントキャリア受信部と、
　前記受信した割り当てコンポーネントキャリアの報知情報に基づいて、制御信号を生成し、当該生成した制御信号を前記制御部に送信する制御信号生成部と、
を含むフロントエンド回路。
　請求項２に記載のフロントエンド回路であって、
　ｐを１≦ｐ≦Ｎを充たす整数、ｑを１≦ｑ≦Ｎを充たす整数、ｐ≠ｑとし、
　前記制御信号生成部が生成する制御信号は、
　前記割り当てられたコンポーネントキャリアが第ｐ周波数帯および第ｑ周波数帯である場合に、第ｐおよび第ｑ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路と接続された切替側接点と共通側接点とを導通させるように前記スイッチを制御する信号であって、かつ前記第ｐ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第ｑ周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整するものであり、前記第ｑ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第ｐ周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整する制御信号である
フロントエンド回路。
　送受共用アンテナと、
　Ｎを２以上の整数とし、
　前記送受共用アンテナと共通側接点を接続された２回路Ｎ接点のスイッチと、
　アンテナ側端子とＲＦＩＣ側端子とを備え、前記スイッチのＮ個の切替側接点のそれぞれに前記アンテナ側端子を接続されたＮ個の可変インピーダンス調整回路と、
　前記Ｎ個の可変インピーダンス調整回路のＲＦＩＣ側端子と共通端子とを接続され第１～第Ｎの周波数帯の送信・受信信号が入力されるＮ個のデュプレクサと、
　制御線により前記Ｎ個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチと接続され、制御線を介して前記Ｎ個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチの切替制御を実行する制御部と、
　前記制御部に制御信号を送信するＲＦＩＣと、を備えるフロントエンド回路においてインピーダンスを調整するインピーダンス調整方法であって、
　セルサーチを実行し、前記セルサーチされた全セルのチャネル品質パラメータを測定するチャネル品質パラメータ測定ステップと、
　前記測定されたチャネル品質パラメータを基地局に送信するチャネル品質パラメータ送信ステップと、
　前記基地局から割り当てコンポーネントキャリアの報知情報を受信する割り当てコンポーネントキャリア受信ステップと、
　前記受信した割り当てコンポーネントキャリアの報知情報に基づいて、制御信号を生成し、当該生成した制御信号を前記制御部に送信する制御信号生成ステップと、
を含むインピーダンス調整方法。
　請求項４に記載のインピーダンス調整方法であって、
　ｐを１≦ｐ≦Ｎを充たす整数、ｑを１≦ｑ≦Ｎを充たす整数、ｐ≠ｑとし、
　前記制御信号生成ステップが生成する制御信号は、
　前記割り当てられたコンポーネントキャリアが第ｐ周波数帯および第ｑ周波数帯である場合に、第ｐおよび第ｑ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路と接続された切替側接点と共通側接点とを導通させるように前記スイッチを制御する信号であって、かつ前記第ｐ周波数に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第ｑ周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整するものであり、前記第ｑ周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第ｐ周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整する制御信号である
インピーダンス調整方法。