WO2014010575A1 - フロントエンド回路、インピーダンス調整方法 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a front end circuit used in a mobile terminal and an impedance adjustment method for adjusting impedance in the front end circuit used in the mobile terminal.
- LTE-Advanced has been standardized as a standard that further develops LTE (Long_Term_Evolution) standardized by 8/9.
- LTE-Advanced specifications is carrier aggregation technology.
- the carrier aggregation is a technology for simultaneously transmitting and receiving a plurality of carrier waves of a band block divided into 20 MHz width called component carriers.
- Carrier aggregation includes intraband carrier aggregation in which a plurality of component carriers in the same frequency band are bundled for transmission / reception, and interband carrier aggregation in which a plurality of component carriers in different frequency bands are bundled for transmission / reception.
- FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a conventional front-end circuit 90 that enables transmission / reception in multiband (first, second,..., Nth frequency band, where N is an integer of 2 or more).
- the front-end circuit 90 includes a transmission / reception shared antenna 91, a two-circuit N-contact switch 92 connected to the common transmission / reception antenna 91, and N switching side contacts of the switch 92.
- 93-N and duplexers 93-1, 93, 93-N to which transmission / reception signals in the first, second,..., Nth frequency bands are input.
- 93-N and low noise amplifiers 94-1, 94-2,..., 94-N that are connected to the reception terminals of the first, second,.
- 95-N and transmission ports of the first, second,..., Nth frequency bands x1, Tx2, ... includes a TxN, first, second, ..., receive port of the frequency band of the N Rx1, Rx2, ..., a RFIC96 and a RxN.
- the switch 92 connects the two duplexers corresponding to the allocated component carriers and the transmission / reception shared antenna 91 in order to simultaneously use the two frequency bands of the primary component carrier and the secondary component carrier allocated from the base station. Can do.
- Patent Document 1 As a front-end circuit that realizes multi-band transmission / reception, there is, for example, Patent Document 1.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of frequency allocation when carrier aggregation is executed in the conventional front-end circuit 90 shown in FIG.
- the n 1st frequency (n 1 is an integer satisfying 1 ⁇ n 1 ⁇ N) is fixed at UMTS_Band1
- the n 2nd frequency (n 2 is an integer satisfying 1 ⁇ n 2 ⁇ N)
- the frequency of n 1 ⁇ n 2 ) is UMTS_Band3
- the duplexer 93-n 2 is an ideal duplexer that allows a desired band to pass without loss and is completely blocked (the input impedance of the common terminal is infinite) in other bands.
- the switch 92 is an ideal switch.
- FIG. 3 is a diagram showing a simulation result of the pass characteristic of the duplexer at the time of carrier aggregation in the front-end circuit 90.
- Figure 3A is a Smith chart showing the simulation result of the reflection characteristic of the duplexer 93-n 1, and the normalized impedance normalized horizontal axis 50 ⁇ as 1.
- FIG. 3 is a Smith chart showing the simulation result of the reflection characteristic of the duplexer 93-n 1, and the normalized impedance normalized horizontal axis 50 ⁇ as 1.
- FIG. 3B is a graph showing simulation results of pass characteristics of the duplexer 93-n 1 and the duplexer 93-n 2 (UMTS_Band 3), where the horizontal axis represents frequency (GHz) and the vertical axis represents S parameters.
- FIG. 3C is a graph showing a simulation result of pass characteristics of the duplexer 93-n 1 and the duplexer 93-n 2 (UMTS_Band 8), where the horizontal axis represents frequency (GHz) and the vertical axis represents S parameters.
- the solid line-square legend shows the transmission characteristics of the transmission filter of the duplexer 93-n 1
- the solid line-triangle legend shows the transmission characteristics of the reception filter of the duplexer 93-n 1 .
- n 2-th frequency is UMTS_Band3
- the pass characteristic of the duplexer 93-n 2 have less favorable loss. This is because, as shown in FIG.
- an object of the present invention is to provide a front-end circuit that can prevent signal leakage to other circuits even when signals are simultaneously transmitted and received in a plurality of frequency bands in carrier aggregation.
- the front end circuit of the present invention includes a transmission / reception shared antenna, a switch of two circuits and N contacts (N is an integer of 2 or more) connected to the shared transmission / reception antenna, an antenna side terminal, and an RFIC side terminal.
- N variable impedance adjustment circuits each having an antenna side terminal connected to each of the N switching side contacts of the switch, and an RFIC side terminal and a common terminal of the N variable impedance adjustment circuits are connected to the first and second terminals. 2,..., N duplexers to which transmission / reception signals in the Nth frequency band are input, and N variable impedance adjustment circuits and switches are connected by a control line, and N variables are connected through the control line.
- An impedance adjustment circuit, a control unit that performs switch switching control, and an RFIC that transmits a control signal to the control unit are included.
- signal leakage to other circuits can be prevented even when signals are simultaneously transmitted and received in a plurality of frequency bands in carrier aggregation.
- FIGS. 3A and 3B are diagrams showing simulation results of pass characteristics of a duplexer at the time of carrier aggregation in a front end circuit of a conventional example.
- FIG. 3A is a Smith chart showing simulation results of reflection characteristics of the duplexer
- FIG. 3C is a figure which shows the simulation result of the pass characteristic of a duplexer (UMTS_Band8).
- FIG. 5A is a Smith chart showing simulation results of duplexer reflection characteristics during carrier aggregation in the improved front-end circuit.
- FIG. 5B is a Smith chart showing simulation results of reflection characteristics of the duplexer, and
- FIG. 5B is a duplexer (UMTS_Band8).
- FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a front end circuit according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a variable impedance adjustment circuit according to the first embodiment.
- FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a control system included in the RFIC according to the first embodiment.
- 3 is a flowchart illustrating an operation of a control system included in the RFIC according to the first embodiment.
- FIG. 4 is a diagram showing an example of frequency allocation when carrier aggregation is executed in the improved front-end circuit 90 ′.
- the improved front end circuit 90 ′ includes an impedance adjustment circuit 97-n 1 in addition to the conventional configuration.
- Antenna terminal of the impedance adjusting circuit 97-n 1 is connected to one of the transfer side contact of the switch 92, RFIC side terminal of the impedance adjusting circuit 97-n 1 is connected to the common terminal of the duplexer 93-n 1 Yes.
- FIG. 5 is a diagram showing a simulation result of the pass characteristic of the duplexer at the time of carrier aggregation in the improved front end circuit 90 ′.
- FIG. 5A is a Smith chart showing the simulation result of the reflection characteristic of the duplexer 93-n 1, and the normalized impedance normalized horizontal axis 50 ⁇ as 1.
- Figure 5B is a graph showing a simulation result of the pass characteristic of the duplexer 93-n 1 and duplexer 93-n 2 (UMTS_Band8), the horizontal axis indicates the frequency (GHz), the vertical axis represents the S parameter.
- the solid line-square legend indicates the transmission characteristics of the transmission filter of the duplexer 93-n 1
- the solid line-triangle legend indicates the transmission characteristics of the reception filter of the duplexer 93-n 1 .
- shown in dotted lines pass characteristics of the transmitting filter of the duplexer 93-n 2, that shown by the broken line is a pass characteristic of the receiving side filter of a duplexer 93-n 2.
- n 2-th frequency is UMTS_Band8
- pass characteristics of the duplexer 93-n 2 (UMTS_Band8) loss is small. This is because, as shown in FIG. 5A, the input impedance of the duplexer 93-n 1 as viewed from the antenna side is high in the frequency band near UMTS_Band8 (around 1.0 GHz) due to the effect of the phase shift by the phase shifter. This is because wraparound (leakage) of the transmission / reception signal of UMTS_Band 8 to the duplexer 93-n 1 is suppressed. As shown in FIGS. 4 and 5, it can be seen that the impedance adjustment circuit is effective in preventing signal leakage to the duplexer of another circuit.
- FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of the front end circuit 10 of this embodiment.
- the front-end circuit 10 of this embodiment includes a transmission / reception shared antenna 91, a two-circuit N-contact switch 92 connected to the shared transmission / reception antenna 91, an antenna side terminal, and an RFIC side terminal. , 17-N, and variable impedance adjustment circuits 17-1, 17 having antenna side terminals connected to the N switching side contacts of the switch 92, respectively.
- duplexers 93-1 and 93-2 to which transmission / reception signals in the first, second,. , 93-N and a low noise amplifier 94 that is connected to the receiving terminals of the duplexers 93-1, 93-2,..., 93-N and amplifies the received signals in the first, second,. -1, 94-2, , 94-N and amplifiers 95-1, which are connected to the transmission terminals of the duplexers 93-1, 93-2,..., 93-N and amplify transmission signals in the first, second,.
- the RFIC 16 including the reception ports Rx1, Rx2,..., RxN, the variable impedance adjustment circuits 17-1, 17-2,. , 17-N and a control unit 18 that performs switching control of the switch 92 via the control line.
- the control unit 18 is connected to the RFIC 16 by a control signal line (indicated by a white arrow in the figure).
- the control unit 18 receives a control signal from the RFIC 16 via the control signal line.
- FIG. 7 is a block diagram showing a configuration example of the variable impedance adjustment circuit 17-n of the present embodiment. As shown in FIG.
- the input / output terminals of the transmission lines 17-n-0 and N circuit blocks are connected to the N + 1 switching side contacts of the switches 17-na and 17-nb, respectively.
- the transmission line 17-n-0 is configured to be as short as possible so that the impedance variation due to the transmission line 17-n-0 becomes almost zero.
- the circuit block 17-n-1 is a circuit block configured to increase the input impedance viewed from the antenna side in the frequency band covering the transmission signal and reception signal of the first frequency.
- the circuit block 17-n-2, 3, 4,..., N has a large input impedance as viewed from the antenna side in the frequency band covering the second, third, fourth,. This is a circuit block configured as described above.
- the circuit block 17-n-1,2,3, ..., N may be a phase shifter to adjust the electrical length, such as the impedance adjusting circuit 97-n 1 (transmission line).
- a tunable variable impedance adjustment circuit 17-n is realized by selecting any circuit block by switching control of the switches 17-na and 17-nb, but the present invention is not limited to this.
- the variable impedance adjustment circuit 17-n may be configured using a conventional impedance adjustment circuit that is tunable by combining a variable capacitance capacitor, a coil, a transmission line, and the like.
- the variable impedance adjustment circuit 17-n of the present embodiment can increase the input impedance viewed from the antenna side in any one of the first, second,..., Nth frequency bands.
- the added insertion loss is about 1 dB or less. Therefore, the frequency bands selected by the carrier aggregation are assumed to be the p-th frequency band and the q-th frequency band.
- P and q are integers satisfying 1 ⁇ p and q ⁇ N, p ⁇ q)
- the input impedance viewed from the antenna side of the variable impedance adjustment circuit 17-p is a duplexer in the q-th frequency band. What is necessary is just to make it become 4 times or more of the input impedance seen from the antenna side of the duplexer 93-q.
- the variable impedance adjustment circuit 17-k connected to the duplexer 93-k in the kth frequency band (k is an integer satisfying 1 ⁇ k ⁇ N) adjusts the impedance in the kth frequency band. Therefore, the circuit block 17-kk that is a corresponding circuit block may be eliminated.
- the variable impedance adjustment circuit 17-n includes N-1 circuit blocks and a transmission line 17-n-0.
- FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a control system provided in the RFIC 16 of the present embodiment.
- FIG. 9 is a flowchart showing the operation of the control system provided in the RFIC 16 of this embodiment.
- the RFIC 16 incorporates a control system for controlling the variable impedance adjustment circuits 17-1, 17-2,...
- the control system can be configured as embedded software in the RFIC 16.
- FIG. 8 shows the embedded software divided into functions. As shown in FIG.
- the control system in the RFIC 16 includes a channel quality parameter measurement unit 161, a channel quality parameter transmission unit 162, an assigned component carrier reception unit 163, and a control signal generation unit 164.
- Channel quality parameter measuring section 161 connects a radio link to any cell, and then receives and decodes broadcast information from this cell to obtain neighboring cell information. This operation is called cell search.
- the channel quality parameter measuring unit 161 measures the channel quality parameters of all cells subjected to cell search (S161).
- the channel quality parameter transmission unit 162 transmits the measured channel quality parameter to the base station (S162).
- the base station determines the component carrier based on the channel quality parameter.
- the base station generally assigns the component carrier with the highest reception level as the primary component carrier and the component carrier with the second highest reception level as the secondary component carrier.
- the base station transmits information for reporting the component carrier assigned to the mobile terminal.
- the allocated component carrier receiving unit 163 included in the RFIC of this embodiment receives the broadcast information of the component carrier allocated by the base station (S163).
- the control signal generation unit 164 generates a control signal based on the received broadcast information of the allocated component carrier and transmits the control signal to the control unit 18.
- the control signal causes the switching contact and the common contact connected to the variable impedance adjustment circuits 17-p and 17-q corresponding to the pth and qth frequency bands to be conducted. This is a signal for controlling the switch 92.
- variable impedance adjustment circuit 17-p corresponding to the p-th frequency band is adjusted so that the input impedance in the q-th frequency band is larger than the impedance in the duplexer 93-q in the q-th frequency band when viewed from the antenna side. It is. Control for adjusting the variable impedance adjustment circuit 17-q corresponding to the qth frequency band so that the input impedance in the pth frequency band is larger than the impedance in the duplexer 93-p in the pth frequency band when viewed from the antenna side. Signal.
- the impedance of the variable impedance adjustment circuit is four times or more the impedance of the duplexer in the corresponding frequency band.
- the control unit 18 performs switching control of the switch 92 and the variable impedance adjustment circuits 17-p and 17-q as indicated by the control content indicated by the control signal.
- the front-end circuit 10 of the present embodiment uses the tunable (variable) impedance adjustment circuits 17-1, 17-2,..., 17-N as duplexers 93-1, 93-2,.
- the control unit 18 controls the antenna side of the variable impedance adjustment circuit 17-p (q) in the p (q) -th frequency band Since the input impedance viewed from the viewpoint is switched so as to increase in the q (p) th frequency band, signal loss due to leakage to other circuits can be suppressed.
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Abstract
キャリアアグリゲーションにおいて複数周波数帯で同時に信号を送受信する場合でも、他の回路への信号漏洩を防ぐことができるフロントエンド回路を提供する。送受共用アンテナ91と、送受共用アンテナ91と共通側接点を接続された2回路N接点のスイッチ92と、スイッチ92のN個の切替側接点のそれぞれにアンテナ側端子を接続されたN個の可変インピーダンス調整回路17-1、…、17-Nと、可変インピーダンス調整回路17-1、…、17-NのRFIC側端子と共通端子とを接続され第1、…、第Nの周波数帯の送信・受信信号が入力されるN個のデュプレクサ93-1、…、93-Nと、制御線により可変インピーダンス調整回路17-1、…、17-Nとスイッチ92と接続され可変インピーダンス調整回路17-1、…、17-Nとスイッチ92の切替制御を実行する制御部18と、制御部18に制御信号を送信するRFIC16とを備える。
Description
本発明は携帯端末に用いられるフロントエンド回路、および携帯端末に用いられるフロントエンド回路においてインピーダンスを調整するインピーダンス調整方法に関する。
昨今、3GPP_Rel.8/9で規格化されたLTE(Long_Term_Evolution)をさらに発展させた規格として、LTE-Advancedが規格化された。LTE-Advancedの仕様の一つにキャリアアグリゲ-ション技術がある。キャリアアグリゲ-ションとは、コンポーネントキャリアと呼ばれる20MHz幅に区分けされた帯域ブロックの搬送波を複数束ねて同時送信・受信する技術である。キャリアアグリゲ-ションには、同一周波数帯域のコンポーネントキャリアを複数束ねて送受信に用いるイントラバンド・キャリアアグリゲーション、異なる周波数帯域のコンポーネントキャリアを複数束ねて送受信に用いるインターバンド・キャリアアグリゲーションがある。
異なる周波数帯域のコンポーネントキャリアを同時に送信・受信する場合、携帯端末のフロントエンド回路には、例えば図1のように異なる周波数帯の搬送波を同時に変調、復調する構成が必要となる。図1はマルチバンド(第1、第2、…、第N周波数帯、Nは2以上の整数)での送信・受信を可能にした従来例のフロントエンド回路90の構成を示すブロック図である。図1に示す通り、フロントエンド回路90は、送受共用アンテナ91と、送受共用アンテナ91と共通側接点を接続された2回路N接点のスイッチ92と、スイッチ92のN個の切替側接点のそれぞれに共通端子を接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信・受信信号が入力されるデュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nと、デュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nの受信端子に接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の受信信号を増幅する低雑音増幅器94-1、94-2、…、94-Nと、デュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nの送信端子に接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信信号を増幅する増幅器95-1、95-2、…、95-Nと、第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信ポートTx1、Tx2、…、TxNと、第1、第2、…、第Nの周波数帯の受信ポートRx1、Rx2、…、RxNとを備えるRFIC96を備える。スイッチ92は、基地局から割り当てられたプライマリコンポーネントキャリアと、セカンダリコンポーネントキャリアの二つの周波数帯を同時に使用するため、割り当てられたコンポーネントキャリアに対応する2つのデュプレクサと送受共用アンテナ91とを接続することができる。マルチバンドでの送受信を実現したフロントエンド回路として、例えば特許文献1がある。
図1の例において、割り当てられたコンポーネントキャリアの周波数帯がUMTSBand1、Band3であった場合と、UMTSBand1、Band8であった場合について、図2を参照して説明する。図2は、図1に示した従来例のフロントエンド回路90においてキャリアアグリゲ-ションを実行した場合の周波数割り当ての一例を示す図である。図2の例では、第n1番目(n1は1≦n1≦Nを充たす整数)の周波数がUMTS_Band1で固定とし、第n2番目(n2は1≦n2≦Nを充たす整数、n1≠n2)の周波数がUMTS_Band3である場合、UMTS_Band8である場合の2パターンがあるものとする。また、図2の例において、デュプレクサ93-n2は所望の帯域を無損失で通過させ、それ以外の帯域において完全阻止(共通端子の入力インピーダンスが無限大)となる理想的なデュプレクサであるものとし、スイッチ92は理想的なスイッチであるものとする。このときのデュプレクサ93-n1およびデュプレクサ93-n2の通過特性について図3を参照して説明する。図3は、フロントエンド回路90におけるキャリアアグリゲ-ション時のデュプレクサの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図3Aは、デュプレクサ93-n1の反射特性のシミュレーション結果を示すスミスチャートであって、横軸を50Ωを1として正規化した正規化インピーダンスとする。図3Bは、デュプレクサ93-n1およびデュプレクサ93-n2(UMTS_Band3)の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフであって、横軸が周波数(GHz)、縦軸がSパラメータである。図3Cは、デュプレクサ93-n1およびデュプレクサ93-n2(UMTS_Band8)の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフであって、横軸が周波数(GHz)、縦軸がSパラメータである。図3BCにおいて、実線-四角形の凡例で示したのはデュプレクサ93-n1の送信側フィルタの通過特性、実線-三角形の凡例で示したのはデュプレクサ93-n1の受信側フィルタの通過特性、点線で示したのはデュプレクサ93-n2の送信側フィルタの通過特性、破線で示したのはデュプレクサ93-n2の受信側フィルタの通過特性である。第n2番目の周波数がUMTS_Band3である場合、図3Bに点線および破線で示すように、デュプレクサ93-n2(UMTS_Band3)の通過特性は良好で損失が少ない。これは、図3Aに示すように、UMTS_Band3付近の周波数帯(1.7GHz周辺)において、アンテナ側からみたデュプレクサ93-n1の入力インピーダンスが高くなっているため、UMTS_Band3の送受信信号のデュプレクサ93-n1への回り込みが十分に抑制されるからである。一方、第n2番目の周波数がUMTS_Band8である場合、図3Cに点線および破線で示すように、デュプレクサ93-n2(UMTS_Band8)の通過特性は損失が大きくなっている。これは、図3Aに示すように、UMTS_Band8付近の周波数帯(1.0GHz周辺)において、アンテナ側からみたデュプレクサ93-n1の入力インピーダンスが低くなっているため、UMTS_Band8の送受信信号のデュプレクサ93-n1への回り込み(漏洩)が発生してしまうからである。このように、キャリアアグリゲーションにおいては、コンポーネントキャリアの組み合わせによって他の回路のデュプレクサから信号漏洩が発生して挿入損失が増大する場合があり、フロントエンド回路の実装上問題となる。そこで本発明では、キャリアアグリゲーションにおいて複数周波数帯で同時に信号を送受信する場合でも、他の回路への信号漏洩を防ぐことができるフロントエンド回路を提供することを目的とする。
本発明のフロントエンド回路は、送受共用アンテナと、送受共用アンテナと共通側接点を接続された2回路N接点(Nは2以上の整数)のスイッチと、アンテナ側端子とRFIC側端子とを含み、スイッチのN個の切替側接点のそれぞれにアンテナ側端子を接続されたN個の可変インピーダンス調整回路と、N個の可変インピーダンス調整回路のRFIC側端子と共通端子とを接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信・受信信号が入力されるN個のデュプレクサと、制御線によりN個の可変インピーダンス調整回路、およびスイッチと接続され、制御線を介してN個の可変インピーダンス調整回路、およびスイッチの切替制御を実行する制御部と、制御部に制御信号を送信するRFICとを含む。
本発明のフロントエンド回路によれば、キャリアアグリゲーションにおいて複数周波数帯で同時に信号を送受信する場合でも、他の回路への信号漏洩を防ぐことができる。
以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。
前述した従来例のフロントエンド回路90の一部を改良したフロントエンド回路90’について図4を参照して説明する。図4は改良したフロントエンド回路90’においてキャリアアグリゲ-ションを実行した場合の周波数割り当ての一例を示す図である。図4に示す通り、改良したフロントエンド回路90’は、従来の構成に加えて、インピーダンス調整回路97-n1を備える。インピーダンス調整回路97-n1のアンテナ側端子は、スイッチ92の切替側接点の一つと接続され、インピーダンス調整回路97-n1のRFIC側端子は、デュプレクサ93-n1の共通端子と接続されている。第n1番目の周波数がUMTS_Band1で固定とし、第n2番目の周波数がUMTS_Band3である場合、UMTS_Band8である場合の2パターンがある点は図2と同じである。インピーダンス調整回路97-n1は、1GHzの電気長において105°の伝送線路(移相器)であるものとする。このときのデュプレクサ93-n1およびデュプレクサ93-n2の通過特性について図5を参照して説明する。図5は、改良したフロントエンド回路90’におけるキャリアアグリゲ-ション時のデュプレクサの通過特性のシミュレーション結果を示す図である。図5Aは、デュプレクサ93-n1の反射特性のシミュレーション結果を示すスミスチャートであって、横軸を50Ωを1として正規化した正規化インピーダンスとする。図5Bは、デュプレクサ93-n1およびデュプレクサ93-n2(UMTS_Band8)の通過特性のシミュレーション結果を示すグラフであって、横軸が周波数(GHz)、縦軸がSパラメータである。前述したとおり、実線-四角形の凡例で示したのはデュプレクサ93-n1の送信側フィルタの通過特性、実線-三角形の凡例で示したのはデュプレクサ93-n1の受信側フィルタの通過特性、点線で示したのはデュプレクサ93-n2の送信側フィルタの通過特性、破線で示したのはデュプレクサ93-n2の受信側フィルタの通過特性である。
第n2番目の周波数がUMTS_Band8である場合、図5Bに点線および破線で示すように、デュプレクサ93-n2(UMTS_Band8)の通過特性は損失が小さくなっている。これは、図5Aに示すように、UMTS_Band8付近の周波数帯(1.0GHz周辺)において、移相器による位相シフトの影響によりアンテナ側からみたデュプレクサ93-n1の入力インピーダンスが高くなっているため、UMTS_Band8の送受信信号のデュプレクサ93-n1への回り込み(漏洩)が抑止されているからである。図4、図5に示すように、他回路のデュプレクサへの信号漏洩を防止するためにはインピーダンス調整回路が有効であることがわかる。
上述の検討を踏まえ、キャリアアグリゲーションにおいて、他の回路への信号漏洩を防ぐ実施例1のフロントエンド回路の概要について図6を参照して説明する。図6は本実施例のフロントエンド回路10の構成を示すブロック図である。図6に示す通り、本実施例のフロントエンド回路10は、送受共用アンテナ91と、送受共用アンテナ91と共通側接点を接続された2回路N接点のスイッチ92と、アンテナ側端子、RFIC側端子を備え、スイッチ92のN個の切替側接点のそれぞれにアンテナ側端子を接続された可変インピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-Nと、可変インピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-NのRFIC側端子と共通端子とを接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信・受信信号が入力されるデュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nと、デュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nの受信端子に接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の受信信号を増幅する低雑音増幅器94-1、94-2、…、94-Nと、デュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nの送信端子に接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信信号を増幅する増幅器95-1、95-2、…、95-Nと、第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信ポートTx1、Tx2、…、TxNと、第1、第2、…、第Nの周波数帯の受信ポートRx1、Rx2、…、RxNとを備えるRFIC16と、制御線(図中破線で表示)により可変インピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-Nと、スイッチ92と接続され、制御線を介して可変インピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-Nおよびスイッチ92の切替制御を実行する制御部18とを備える。制御部18は、制御信号線(図中白矢印で表示)により、RFIC16に接続されている。制御部18は、制御信号線を介して、RFIC16から制御信号を受信する。本実施例のフロントエンド回路10の可変インピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-N、制御部18、RFIC16以外の構成については、従来例のフロントエンド回路90における同一番号を付した各構成と同じであるため説明を割愛する。次に、図7を参照して可変インピーダンス調整回路17-n(n=1、2、3、…、N)の構成の一例について説明する。図7は本実施例の可変インピーダンス調整回路17-nの構成例を示すブロック図である。図7に示す通り、本実施例の可変インピーダンス調整回路17-n(n=1、2、3、…、N)は共通の構造を有しており、1回路N+1接点のスイッチ17-n-aと、伝送線路17-n-0と、N個の回路ブロック(回路ブロック17-n-1、回路ブロック17-n-2、…、回路ブロック17-n-N)と、1回路N+1接点のスイッチ17-n-bを備える。伝送線路17-n-0、N個の回路ブロックの入出力端子は、スイッチ17-n-a、17-n-bのN+1個の切替側接点のそれぞれと接続されている。伝送線路17-n-0は可能な限り短く構成して、伝送線路17-n-0によるインピーダンス変動がほぼゼロとなるようにする。後に説明する制御信号がインピーダンス調整不要である旨を示す場合には、制御部18はスイッチ17-n-a、17-n-bを切替制御して、回路を伝送線路17-n-0によって導通させ、インピーダンス調整が行われないようにする。回路ブロック17-n-1は第1周波数の送信信号、受信信号をカバーする周波数帯におけるアンテナ側からみた入力インピーダンスが大きくなるように構成された回路ブロックである。同様に、回路ブロック17-n-2、3、4、…、Nは第2、3、4、…、N周波数の送信信号、受信信号をカバーする周波数帯におけるアンテナ側からみた入力インピーダンスが大きくなるように構成された回路ブロックである。回路ブロック17-n-1、2、3、…、Nは例えばインピーダンス調整回路97-n1のような電気長を調整した位相器(伝送線路)であってもよい。本実施例では、スイッチ17-n-a、17-n-bの切替制御によって何れかの回路ブロックが選択されることでチューナブルな可変インピーダンス調整回路17-nを実現したが、これに限られず可変インピーダンス調整回路17-nを容量可変コンデンサ、コイル、伝送線路などを組み合わせてチューナブルとする従来のインピーダンス調整回路を用いて構成してもよい。このように、本実施例の可変インピーダンス調整回路17-nは、第1、第2、…、第N周波数帯のいずれかひとつの周波数帯におけるアンテナ側からみた入力インピーダンスを大きくすることができる。ここでインピーダンス調整の目安としては、付加される挿入損失がおよそ1dB以下となることが好ましいことから、キャリアアグリゲ-ションで選択される周波数帯が仮に第p周波数帯、第q周波数帯であったと仮定した場合に(p、qは1≦p、q≦Nを充たす整数、p≠q)、可変インピーダンス調整回路17-pのアンテナ側からみた入力インピーダンスは、第q周波数帯のデュプレクサであるデュプレクサ93-qのアンテナ側からみた入力インピーダンスの4倍以上となるようにすればよい。
なお、図7においては、可変インピーダンス調整回路17-nがN個の周波数帯それぞれに対応するN個の回路ブロックを備えることにより、可変インピーダンス調整回路17-n(n=1、2、3、…、N)を単一の回路構成で共用可能とした。これ以外にも、k番目(kは1≦k≦Nを充たす整数)の周波数帯のデュプレクサ93-kに接続される可変インピーダンス調整回路17-kにおいては、k番目の周波数帯のインピーダンスを調整する回路ブロックが不要であるため、対応する回路ブロックである回路ブロック17-k-kを無くしても良い。この場合、可変インピーダンス調整回路17-nはN-1個の回路ブロックと伝送線路17-n-0により構成される。
以下、図8、図9を参照して、本実施例のRFIC16が備える制御システムの構成及び動作について説明する。図8は、本実施例のRFIC16が備える制御システムの構成を示すブロック図である。図9は、本実施例のRFIC16が備える制御システムの動作を示すフローチャートである。RFIC16には本実施例の可変インピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-N、スイッチ92の制御を実行するための制御システムが組み込まれている。制御システムは具体的にはRFIC16内に組み込みソフトウェアとして構成することができる。この組み込みソフトウェアを機能に分けて表現すれば、図8のようになる。図8に示すようにRFIC16内の制御システムは、チャネル品質パラメータ測定部161と、チャネル品質パラメータ送信部162と、割り当てコンポーネントキャリア受信部163と、制御信号生成部164とを備える。チャネル品質パラメータ測定部161は、いずれかのセルに無線リンクを接続した後、このセルからの報知情報を受信、復号し、周辺セル情報を得る。この動作をセルサーチという。チャネル品質パラメータ測定部161は、セルサーチされた全セルのチャネル品質パラメータを測定する(S161)。チャネル品質パラメータ送信部162は、測定されたチャネル品質パラメータを基地局に送信する(S162)。基地局は、チャネル品質パラメータに基づいて、コンポーネントキャリアを決定する。このとき、基地局は一般的には最も受信レベルの大きいコンポーネントキャリアをプライマリコンポーネントキャリア、二番目に受信レベルの大きいコンポーネントキャリアをセカンダリコンポーネントキャリアとして割り当てる。基地局は、携帯端末に対して割り当てたコンポーネントキャリアを報知する情報を送信する。本実施例のRFICが備える割り当てコンポーネントキャリア受信部163は、基地局が割り当てたコンポーネントキャリアの報知情報を受信する(S163)。制御信号生成部164は、受信した割り当てコンポーネントキャリアの報知情報に基づいて、制御信号を生成し、制御部18に送信する。例えば割り当てられたコンポーネントキャリアがプライマリコンポーネントキャリアが第p周波数帯(pは1≦p≦Nを充たす整数)であって、セカンダリコンポーネントキャリアが第q周波数帯(qは1≦q≦Nを充たす整数、p≠q)である場合には、制御信号は第pおよび第q周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路17-p、17-qと接続された切替側接点と共通側接点とを導通させるようにスイッチ92を制御する信号である。また、第p周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路17-pをアンテナ側からみて第q周波数帯の入力インピーダンスが、第q周波数帯のデュプレクサ93-qにおけるインピーダンスよりも大きくなるように調整するものである。また、第q周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路17-qをアンテナ側からみて第p周波数帯の入力インピーダンスが、第p周波数帯のデュプレクサ93-pにおけるインピーダンスよりも大きくなるように調整する制御信号である。前述したように、付加される挿入損失をおよそ1dB以下とするために、可変インピーダンス調整回路のインピーダンスは、対応する周波数帯のデュプレクサのインピーダンスの4倍以上とすることが好ましい。制御部18は制御信号が示す制御内容のとおり、スイッチ92および可変インピーダンス調整回路17-p、17-qの切替制御を実行する。
このように本実施例のフロントエンド回路10はチューナブル(可変)なインピーダンス調整回路17-1、17-2、…、17-Nをデュプレクサ93-1、93-2、…、93-Nの後段に配置し、キャリアアグリゲ-ションにおいて第p、第q周波数帯が選択された場合に、制御部18が第p(q)周波数帯の可変インピーダンス調整回路17-p(q)のアンテナ側からみた入力インピーダンスを第q(p)番目の周波数帯において大きくなるように切替制御するため、他回路への漏洩による信号損失を抑止することができる。
Claims (5)
- 送受共用アンテナと、
Nを2以上の整数とし、
前記送受共用アンテナと共通側接点を接続された2回路N接点のスイッチと、
アンテナ側端子とRFIC側端子とを備え、前記スイッチのN個の切替側接点のそれぞれに前記アンテナ側端子を接続されたN個の可変インピーダンス調整回路と、
前記N個の可変インピーダンス調整回路のRFIC側端子と共通端子とを接続され第1、第2、…、第Nの周波数帯の送信・受信信号が入力されるN個のデュプレクサと、
制御線により前記N個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチと接続され、制御線を介して前記N個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチの切替制御を実行する制御部と、
前記制御部に制御信号を送信するRFICと、
を含むフロントエンド回路。 - 請求項1に記載のフロントエンド回路であって、
前記RFICが、
セルサーチを実行し、前記セルサーチされた全セルのチャネル品質パラメータを測定するチャネル品質パラメータ測定部と、
前記測定されたチャネル品質パラメータを基地局に送信するチャネル品質パラメータ送信部と、
前記基地局から割り当てコンポーネントキャリアの報知情報を受信する割り当てコンポーネントキャリア受信部と、
前記受信した割り当てコンポーネントキャリアの報知情報に基づいて、制御信号を生成し、当該生成した制御信号を前記制御部に送信する制御信号生成部と、
を含むフロントエンド回路。 - 請求項2に記載のフロントエンド回路であって、
pを1≦p≦Nを充たす整数、qを1≦q≦Nを充たす整数、p≠qとし、
前記制御信号生成部が生成する制御信号は、
前記割り当てられたコンポーネントキャリアが第p周波数帯および第q周波数帯である場合に、第pおよび第q周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路と接続された切替側接点と共通側接点とを導通させるように前記スイッチを制御する信号であって、かつ前記第p周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第q周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整するものであり、前記第q周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第p周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整する制御信号である
フロントエンド回路。 - 送受共用アンテナと、
Nを2以上の整数とし、
前記送受共用アンテナと共通側接点を接続された2回路N接点のスイッチと、
アンテナ側端子とRFIC側端子とを備え、前記スイッチのN個の切替側接点のそれぞれに前記アンテナ側端子を接続されたN個の可変インピーダンス調整回路と、
前記N個の可変インピーダンス調整回路のRFIC側端子と共通端子とを接続され第1~第Nの周波数帯の送信・受信信号が入力されるN個のデュプレクサと、
制御線により前記N個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチと接続され、制御線を介して前記N個の可変インピーダンス調整回路、および前記スイッチの切替制御を実行する制御部と、
前記制御部に制御信号を送信するRFICと、を備えるフロントエンド回路においてインピーダンスを調整するインピーダンス調整方法であって、
セルサーチを実行し、前記セルサーチされた全セルのチャネル品質パラメータを測定するチャネル品質パラメータ測定ステップと、
前記測定されたチャネル品質パラメータを基地局に送信するチャネル品質パラメータ送信ステップと、
前記基地局から割り当てコンポーネントキャリアの報知情報を受信する割り当てコンポーネントキャリア受信ステップと、
前記受信した割り当てコンポーネントキャリアの報知情報に基づいて、制御信号を生成し、当該生成した制御信号を前記制御部に送信する制御信号生成ステップと、
を含むインピーダンス調整方法。 - 請求項4に記載のインピーダンス調整方法であって、
pを1≦p≦Nを充たす整数、qを1≦q≦Nを充たす整数、p≠qとし、
前記制御信号生成ステップが生成する制御信号は、
前記割り当てられたコンポーネントキャリアが第p周波数帯および第q周波数帯である場合に、第pおよび第q周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路と接続された切替側接点と共通側接点とを導通させるように前記スイッチを制御する信号であって、かつ前記第p周波数に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第q周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整するものであり、前記第q周波数帯に対応する可変インピーダンス調整回路をアンテナ側からみて第p周波数帯の入力インピーダンスが大きくなるように調整する制御信号である
インピーダンス調整方法。
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