WO2013092286A2 - Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode - Google Patents

Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode Download PDF

Info

Publication number
WO2013092286A2
WO2013092286A2 PCT/EP2012/075016 EP2012075016W WO2013092286A2 WO 2013092286 A2 WO2013092286 A2 WO 2013092286A2 EP 2012075016 W EP2012075016 W EP 2012075016W WO 2013092286 A2 WO2013092286 A2 WO 2013092286A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
transistor
diode
switching
cell
switch
Prior art date
Application number
PCT/EP2012/075016
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2013092286A3 (de
Inventor
Gisbert Krauter
Armin Ruf
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Publication of WO2013092286A2 publication Critical patent/WO2013092286A2/de
Publication of WO2013092286A3 publication Critical patent/WO2013092286A3/de

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1588Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load comprising at least one synchronous rectifier element
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06Modifications for ensuring a fully conducting state
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H03K17/6874Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor in a symmetrical configuration
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/74Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of diodes
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048Circuits or arrangements for reducing losses
    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0036Means reducing energy consumption
    • YGENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02BCLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching cell for a voltage converter, a single-quadrant controller and a commutation cell.
  • Self-guided power electronic actuators typically include at least one commutation cell consisting of a controllable semiconductor switch (e.g., bipolar transistor, MOSFET, IGBT, GTO, etc.) and a diode connected in series therewith.
  • the diode and the semiconductor switch of a commutation cell are connected in such a way that via the common connection, ie the node, either a positive or a negative
  • Figure 1 a shows a first controllable semiconductor switch S1 and a diode D2, which are arranged so that they are arranged in their respective flow direction to each other.
  • a positive input voltage which is applied across the series circuit
  • a current in a first direction between the switch S1 and the diode D2 can be tapped (see arrow).
  • the switch S1 is flowed through in the forward direction of the current, while the diode D2 is applied in the reverse direction with voltage.
  • a negative input voltage which is applied across the series circuit, the switch S1 is blocked, while the diode D2 is flowed through in the forward direction.
  • Figure 1 b shows a diode D1 and a switch S2, which are connected in terms of their flow direction in opposite directions to each other. Thus, only a current can flow via the tap located between them, which current flows into the two-terminal formed by the diode D1 and the switch S2.
  • the statements made in connection with FIG. 1 a apply correspondingly.
  • An application for such a commutation cell is, for example, a single-quadrant which can be configured as a step-down, step-up or blocking device or as a Cuk, ETA or SEPIC converter, etc.
  • half-bridges eg two quadrant drives with current reversal
  • the present invention solves the above object by a switching cell for a voltage converter with the features of claim 1.
  • such a switching cell comprises a diode and a switch connected in parallel with the diode.
  • the switch is set up,
  • the switch can be set up to be able to block power either in a first or in a second direction.
  • the switch is a two-terminal, whose forward direction in response to a
  • Control signal is reversible.
  • the switch is constructed using a first transistor and a second transistor, wherein the first transistor and the second transistor are connected in series and each capable of, in response to a respective control signal in mutually opposite directions to prevent current flow, with In other words, in response to a respective control signal to the first or the second transistor locks the first transistor or the second transistor current flow in a respective direction, wherein the directions are different.
  • the base or the gate terminals of the first and the second transistor can be used to supply a corresponding control signal, while the two
  • Transistors are connected in series with respect to their collectors and emitter or source terminals and drain terminals.
  • MOSFET Metal oxide layer field effect transistors
  • Normal operating direction of the transistor is oriented.
  • the first transistor may allow flow counter to the direction of flow through its inherent diode.
  • the second transistor If the transistors are not designed as field-effect transistors, the respective
  • source corresponds to the emitter and drain to the collector.
  • the single quadrant comprises a switch cell as described above.
  • the single-quadrant controller comprises a further transistor connected in series with the switching cell and can also include an energy storage.
  • the energy store can be
  • the second connection of the energy store can be connected to an output terminal of the single quadrant controller or the
  • the further transistor of the quadrant controller can as
  • Field effect transistor or be designed as a metal oxide field effect transistor (MOSFET), whereby a parallel-connected, with their flow direction in the reverse direction of the transistor oriented diode must not be provided as a separate component.
  • MOSFET metal oxide field effect transistor
  • the inherent diode of the field effect transistor can be used to prevent a current flow against the direction of flow (or flow).
  • Commutation cell proposed which comprises a switching cell discussed above and a second switch.
  • the second switch is connected in series with the switch cell and comprises two series-connected
  • the field-effect transistors of the second switch are, as explained in connection with the switch cell, oriented opposite to one another in terms of their flow directions.
  • the commutation cell according to the invention comprises two switching cells connected in series, as described above, wherein, in the case of a switching cell, the parallel-connected diode can theoretically be dispensed with.
  • the diode connected in parallel is both
  • Switching cells provided in order to further improve the efficiency of the commutation cell.
  • the transistors of one switching cell can be connected to one another via their source connections, and the transistors of the second switch (or of the second switching cell) can be connected to one another via their drain connections be connected.
  • the transistors of the one switching cell can be connected to one another via their drain terminals and the transistors of the second switch (or of the second switching cell) can be connected to one another via their source connections.
  • the respective diodes of the switching cell which are arranged parallel to the switches of the respective switching cell
  • the two switch cells are actually connected in series rather than oppositely in series.
  • Switching cells whose respective structure has been described above. Furthermore, an electrical energy store is provided in the voltage converter, wherein the electrical energy store is connected with its one terminal to the node between the two switch cells. A second connection of the energy accumulator is connected to the output terminal of the voltage converter or itself forms a tap for a
  • a filter can be provided for smoothing the output signal of the voltage converter.
  • two transistors connected in series which form a switch within one of the aforementioned inventive circuits, may each have different blocking voltages.
  • the first and the second transistor of a switching cell are arranged to receive voltages of different levels in the reverse direction in comparison to one another.
  • the amount of lower reverse voltage can in particular to the
  • Blocking capacity of the transistor blocking in the direction of flow of the diode from this forward voltage is not further relevant and this transistor can thus be optimized in terms of it incurred in switching losses.
  • FIG. 1 a shows a commutation cell according to the prior art
  • FIG. 1b shows a further embodiment of a commutation cell
  • FIG. 2 shows a parallel interconnection (half-bridge) of the commutation cells shown in FIG. 1 a and FIG. 1 b,
  • FIG. 3 shows a switching cell according to an embodiment of the
  • FIG. 4b shows a single-quadrant controller according to an exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 5a shows a commutation cell according to the prior art
  • FIG. 5b shows an embodiment of a commutation cell according to the present invention
  • FIG. 6a shows a voltage converter with filter according to the prior art
  • FIG. 6b shows a voltage converter with a filter according to FIG.
  • FIG. 7 shows a voltage converter (two-quadrant controller) according to FIG.
  • FIGS. 7a to 7d show switching states of the voltage converter shown in FIG. 7 with a positive inductor current in the coil L1, 7e shows a circuit state overview of the transistors T1 to T4 in the
  • FIGS. 8a to 8d show switching states of the circuit shown in FIG.
  • FIGS. 8a to 8d with negative inductor current in L1
  • FIG. 9 shows a circuit state overview of the transistors T1 to T4
  • FIG. 3 shows an embodiment of a switching cell 1 according to the present invention, in which a first transistor T1 and a second transistor T2 are connected in anti-parallel to each other in series.
  • the transistors T1, T2 have inherent diodes DI, which are to be understood as lying within the transistor, provided that the transistors are designed as field-effect transistors. Accordingly, the first transistor T1 has a first inherent diode DM and the second transistor T2 has a second inherent diode DI2.
  • the inherent diodes DM and DI2 are oriented opposite to each other.
  • a diode D1 is arranged, whose flow direction coincides with the forward direction of the second transistor T2.
  • a current flow due to the inherent diode DM can be prevented when the first transistor T1 is blocked by the second transistor T2 also being off. Its inherent diode DI2 leaves one
  • the current is passed through the parallel diode D1.
  • This can be embodied, for example, as a so-called “fast diode”, which has lower switching losses than the inherent diodes of a field-effect transistor, thus making it possible for the current to be generated with the aid of the transistor T1 to conduct until a commutation, ie a change in the direction of current flow, pending and shortly before the commutation to pass the current to the diode D1.
  • the losses on the diode D1 can be reduced to pure switching losses, since during static conduction the parallel switch formed by the series-connected transistors T1, T2 takes over the current conduction.
  • the first transistor T1 and the second transistor T2 are connected to each other via their source terminals, the parallel switching diode D1 is oriented so that its cathode is connected to the drain terminal of the first transistor T1. Its anode is connected to the drain terminal of the second transistor T2.
  • the two transistors could be interconnected via their two drain terminals and the cathode of the switching diode D1 connected to the source terminal of T2 and its anode connected to the source terminal of T1. Since the second transistor T2 must block the maximum forward voltage of the diode D1, a transistor with a correspondingly low blocking voltage can be used for the second transistor T2.
  • FIG. 4 a shows a single-quadrant controller according to the prior art.
  • a transistor T In an upper first branch is a transistor T with a collector between and
  • Emitter arranged in parallel diode D arranged.
  • the direction of flow of the diode D is oriented counter to the forward operating direction of the transistor.
  • a second diode D2 is arranged, whose flow direction is oriented in the direction of the first branch.
  • a terminal of a coil L1 is connected as an energy store, whose second terminal is connected to an output 6 of the
  • FIG. 4b shows an embodiment according to the invention
  • the diode D2 is by an inventive
  • Flow directions or blocking directions are oriented opposite to each other, which is apparent inter alia on the basis of the opposite orientations of the inherent diodes DI3, DI4 to each other.
  • the inventive An embodiment of a single-quadrant actuator can reduce the conduction losses or leakage losses within the diode D 2 by removing the one from the
  • Transistors T3, T4 switch is always turned on, if (according to the prior art) the diode D2 would conduct the current.
  • FIG. 5a shows a series connection of two switching cells according to the prior art, which are connected in series with one another.
  • Each of the switching cells consists of a transistor T1 or transistor T3, to which a respective diode DT1 and DT2 is connected in anti-parallel.
  • the flow direction of the respective parallel diode is also opposite to
  • Figure 5b shows an embodiment of an inventive
  • the commutation cell 3 consists of two series-connected switching cells, as shown in Figure 3 and in
  • FIG. 6 a shows a voltage converter 4 (see FIG. 5 a) with a filter according to a known embodiment.
  • parallel to the transistor T3 are connected in series a coil L1 as energy storage and a capacitor C.
  • Parallel to the capacitance C the output 6 of the circuit is arranged.
  • the series connection of the first transistor T1 and the second transistor T3 is arranged parallel to the input 5 of the voltage converter.
  • FIG. 6b shows a voltage converter 4 with a filter according to FIG.
  • Embodiment of the present invention a coil L1 as energy storage and a capacitor C are connected in parallel with the diode D2 in series. Parallel to the capacitance C, the output 6 of the circuit is arranged. Above the first switch (comprising T1 and T2) and the second switch (comprising T3 and T4), the input 5 of the voltage converter is arranged.
  • FIG. 7 shows a voltage converter 4 according to an embodiment of the present invention, as shown in Figure 6b, but no Capacitance C is provided as an output filter.
  • FIGS. 7a to 7d the mode of operation is explained below on the basis of individual switching states, as illustrated in the diagram according to FIG. 7e.
  • Figure 7a shows a switching state A at positive current through the
  • Transistors T1 and T2 turned on and transistor T3 blocks. Therefore, the state of the transistor T4 is not relevant. The current flow takes place via the two transistors T1 and T2 and the coil L1 and the output of the circuit. 6
  • FIG. 7b shows the switching states B1 and F with a positive current through the energy store L1. These states only occur if the control logic does not know the direction of the current through the energy store L1 (for example in the case of a quadrant operation, see also FIG.
  • the transistor T1 is still conducting, while transistor T2 and transistor T3 are blocking. Accordingly, the current flows through transistor T2 through its inherent diode DI2.
  • FIG. 7c shows the switching states B2, C, E1 and E2.
  • the transistors T1 and T4 block, causing the coil L1 draws the current through the diode D2.
  • Switching state E1 opens transistor T3, but a current flow is still blocked by T4.
  • both the transistor T3 and the transistor T4 is turned on in Figure 7d. This corresponds to switching state D.
  • FIG. 8a shows a switching state A with a negative inductor current through the coil L1.
  • Transistors T1 and T2 are turned on while transistor T3 is off. The current flow takes place via the two transistors T1 and T2 and the coil L1 and the output 6 of the circuit.
  • FIG. 8b shows the circuit states B1, B2, E2 and F in which the
  • circuit states B1 and F open transistor T1, a current flow therethrough remains blocked by transistor T2.
  • Figure 8c shows the circuit states C and E1, in which transistor T1 blocks and transistor T3 opens, so that the current flow through the transistor T3 and the inherent diode DI4 of the transistor T4 is passed.
  • FIG. 8 d shows switching state D in the case of a negative inductor current, in which case the transistor T1 blocks and the current flow takes place via the transistors T3 and T4 as well as the coil L1 and the output 6 of the circuit.
  • Figure 7e shows the switching sequence as may be used in the case where the control of the circuit can distinguish a positive and a negative current in the coil L1 (e.g., one quadrant operation). For a positive current flow through the coil L1, that shown in Figure 7e
  • Sequence consisting of the switching states A, B2, C, D, E1 and E2 can be used. Accordingly, for negative current flow through the coil L1, the switching sequence shown in FIG. 8e, comprising the switching states A, B1, B2, D, E2 and F, can be used. If detection of the current direction by L1 is not possible, the combined switching sequence shown in FIG. 9, comprising the steps A, B1, B2, C, D, E1, E2 and F, can be used.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltzelle (1) für einen Spannungswandler (4) sowie einen Einquadrantensteller (2), eine Kommutierungszelle (3) und einen Spannungswandler (4), welche eine Diode (D1) und einen parallel zur Diode (D1) geschalteten Schalter umfassen, wobei der Schalter eingerichtet ist, Strom wahlweise in eine erste oder in eine zweite Richtung führen zu können. Der Schalter umfasst einen erster Transistor (T1) und einen zweiten Transistor (T2), wobei der erste Transistor (T1) und der zweite Transistor (T2) in Reihe geschaltet sind und jeweils im Stande sind, in zueinander entgegengesetzte Richtungen einen Stromfluss nicht zuzulassen.

Description

Beschreibung
Titel
Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode Stand der Technik
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltzelle für einen Spannungswandler, einen Einquadrantensteller sowie eine Kommutierungszelle. Selbstgeführte leistungselektronische Stellglieder enthalten in der Regel mindestens eine Kommutierungszelle, bestehend aus einem steuerbaren Halbleiterschalter (z.B. Bipolar-Transistor, MOSFET, IGBT, GTO, etc.) und einer zu diesem in Reihe geschalten Diode. Die Diode und der Halbleiterschalter einer Kommutierungszelle werden dabei so verschaltet, dass über den gemeinsamen Anschluss, also den Knotenpunkt, entweder ein positiver oder ein negativer
Stromfluss möglich ist. Figur 1 a zeigt einen ersten steuerbaren Halbleiterschalter S1 sowie eine Diode D2, welche so angeordnet sind, dass sie in ihrer jeweiligen Flussrichtung zueinander angeordnet sind. Beispielsweise bei einer positiven Eingangsspannung, welche über der Reihenschaltung anliegt, kann somit ein Strom in einer ersten Richtung zwischen dem Schalter S1 und der Diode D2 abgegriffen werden (siehe Pfeil). Dabei ist der Schalter S1 in Durchlassrichtung vom Strom durchflössen, während die Diode D2 in Sperrrichtung mit Spannung beaufschlagt wird. Bei einer negativen Eingangsspannung, welche über der Reihenschaltung anliegt, wird der Schalter S1 gesperrt, während die Diode D2 in Durchlassrichtung vom Strom durchflössen wird. Figur 1 b zeigt eine Diode D1 sowie einen Schalter S2, die hinsichtlich ihrer Flussrichtung in entgegengesetzte Richtungen zueinander verschaltet sind. Über den zwischen ihnen liegenden Abgriff kann somit lediglich ein Strom fließen, welcher in den aus der Diode D1 und dem Schalter S2 bestehenden Zweipol hineinfließt. Die in Verbindung mit Figur 1 a gemachten Ausführungen gelten entsprechend. Ein Anwendungsfall für eine solche Kommutierungszelle ist beispielsweise ein Einquadrantensteller, welcher als Tiefsetz-, Hochsetz- oder Sperrsteller bzw. als Cuk-, ETA- oder SEPIC-Wandler etc. ausgeführt sein kann. Bei Schaltungen, die aus Halbbrücken aufgebaut werden (z.B. Zweiquadrantensteller mit Stromumkehr,
Vierquadrantensteller bzw. H-Brücke, dreiphasiger Wechselrichter in B6- Schaltung), bilden die parallel verschalteten in Figur 1 a und Figur 1 b gezeigten
Zweipole bzw. Kommutierungszellen eine Halbbrücke, wie sie in Figur 2 dargestellt ist. Die in Figur 2 dargestellten Elemente sowie ihre Zuordnung zueinander entspricht derjenigen aus Figur 1 a bzw. Figur 1 b, wobei die Abgriffe für den Ausgangsstrom ebenfalls miteinander verbunden sind. Ausschlaggebend für den Wirkungsgrad einer solchen Schaltung sind die Schalt- und
Durchlassverluste des verwendeten steuerbaren Halbleiters (S1 , S2) und der verwendeten Diode (D1 , D2). Ist nämlich der steuerbare Halbleiterschalter S1 bzw. S2 einer Kommutierungszelle gesperrt, so muss die jeweilige Diode in D2 bzw. D1 den Strom übernehmen, was zu besagten Durchlassverlusten führt.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Durchlassverluste innerhalb einer Schaltzelle, innerhalb einer Kommutierungszelle sowie innerhalb solche Schaltungen umfassender Netzwerke zu verringern. Offenbarung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung löst die vorgenannte Aufgabe durch eine Schaltzelle für einen Spannungswandler mit den Merkmalen gemäß Anspruch 1.
Erfindungsgemäß umfasst eine solche Schaltzelle eine Diode sowie einen parallel zur Diode geschalteten Schalter. Dabei ist der Schalter eingerichtet,
Strom wahlweise in eine erste oder in eine zweite Richtung führen zu können. Gleichzeitig kann der Schalter eingerichtet sein, Strom wahlweise in eine erste oder in eine zweite Richtung sperren zu können. Mit anderen Worten ist der Schalter ein Zweipol, dessen Durchlassrichtung im Ansprechen auf ein
Steuersignal umkehrbar ist. Dabei ist der Schalter unter Verwendung eines ersten Transistors und eines zweiten Transistors aufgebaut, wobei der erste Transistor und der zweite Transistor in Reihe geschaltet sind und jeweils im Stande sind, im Ansprechen auf ein jeweiliges Steuersignal in zueinander entgegen gesetzten Richtungen einen Stromfluss zu unterbinden, mit anderen Worten„zu sperren". Im Ansprechen auf ein jeweiliges Steuersignal an den ersten oder den zweiten Transistor sperrt also der erste Transistor bzw. der zweite Transistor einen Stromfluss in einer jeweiligen Richtung, wobei die Richtungen unterschiedlich sind. Beispielsweise können die Basis bzw. die Gate- Anschlüsse des ersten und des zweiten Transistors zur Einspeisung eines entsprechenden Steuersignals verwendet werden, während die beiden
Transistoren hinsichtlich ihrer Kollektoren und Emitter bzw. Source-Anschlüsse und Drain-Anschlüsse in Reihe zueinander geschaltet sind.
Die Unteransprüche zeigen bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung. Bei Verwendung von Feldeffekt-Transistoren, welche insbesondere als
Metalloxidschicht-Feldeffekttransistoren (MOSFET) ausgestaltet sein können, besteht prinzipbedingt eine hohe Rückwärtsleitfähigkeit. Diese wird häufig als „inhärente Diode" bezeichnet und in Ersatzschaltbildern von Feldeffekt- Transistoren als Diode zwischen Drain und Source berücksichtigt, wobei die Durchlassrichtung der inhärenten Diode entgegen der Vorwärts- bzw.
Normalbetriebsrichtung des Transistors orientiert ist. Somit kann beispielsweise der erste Transistor, obwohl er in Flussrichtung gesperrt ist, entgegen der Flussrichtung einen Strom durch seine inhärente Diode zulassen.
Entsprechendes gilt für den zweiten Transistor. Sofern die Transistoren nicht als Feldeffekt-Transistoren ausgestaltet sind, kann die jeweilige
Rückwärtsleitfähigkeit selbstverständlich durch eine jeweilige separate Diode (z.B. zwischen Kollektor und Emitter) hergestellt werden. Die Flussrichtung der zum Schalter (bestehend aus dem ersten Transistor und dem zweiten Transistor sowie den inhärenten Dioden) parallel geschalteten Diode kann dabei mit der Vorwärtsrichtung des zweiten Transistors übereinstimmen.
Weiter vorteilhaft können die als Feldeffekt-Transistoren ausgestalteten
Transistoren über ihre Source-Anschlüsse oder ihre Drain-Anschlüsse
miteinander verbunden sein. Bei Verwendung von Bipolar-Transistoren entspricht dabei Source dem Emitter und Drain dem Kollektor.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein
Einquadrantensteller mit den Merkmalen gemäß Anspruch 4 zur Verfügung gestellt. Entsprechend umfasst der Einquadrantensteller eine Schaltzelle, wie sie vorstehend beschrieben worden ist. Weiter umfasst der Einquadrantensteller einen in Reihe zu der Schaltzelle geschalteten weiteren Transistor und kann zudem einen Energiespeicher umfassen. Der Energiespeicher kann
beispielsweise als Induktivität ausgestaltet sein und mit einem ersten Anschluss zwischen dem Knotenpunkt zwischen der Schaltzelle und dem weiteren
Transistor angeschlossen sein. Der zweite Anschluss des Energiespeichers kann mit einer Ausgangsklemme des Einquadrantenstellers verbunden sein bzw. den
Ausgang des Einquadrantenstellers bilden. Wie dem Fachmann bekannt ist und in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungsfiguren noch erläutert werden wird, ist eine Aufgabe des Energiespeichers, den Ausgang des
Einquadrantenstellers weiterhin mit Energie zu versorgen, wenn der weitere Transistor sperrt. Der weitere Transistor des Einquadrantenstellers kann als
Feldeffekt-Transistor bzw. als Metalloxidschicht-Feldeffekttransistor (MOSFET) ausgestaltet sein, wodurch eine parallel geschaltete, mit ihrer Flussrichtung in Sperrrichtung des Transistors orientierte Diode nicht als separates Bauelement vorgesehen werden muss. Wie in Verbindung mit der erfindungsgemäßen Schaltzelle ausgeführt, kann die inhärente Diode des Feldeffekt-Transistors verwendet werden, um einen Stromfluss entgegen der Flussrichtung (bzw.
Normalbetriebsrichtung) des weiteren Transistors zu ermöglichen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine
Kommutierungszelle vorgeschlagen, welche eine oben diskutierte Schaltzelle und einen zweiten Schalter umfasst. Dabei ist der zweite Schalter in Reihe zu der Schaltzelle geschaltet und umfasst zwei in Reihe geschaltete
Feldeffekttransistoren. Auch die Feldeffekttransistoren des zweiten Schalters sind wie in Verbindung mit der Schaltzelle weiter oben ausgeführt hinsichtlich ihrer Flussrichtungen entgegengesetzt zueinander orientiert. Mit anderen Worten umfasst die erfindungsgemäße Kommutierungszelle zwei in Reihe geschaltete Schaltzellen, wie sie weiter oben beschrieben worden sind, wobei bei einer Schaltzelle auf die parallel geschaltete Diode theoretisch verzichtet werden kann. Gemäß einer weiteren Ausführungsform ist die parallel geschaltete Diode beider
Schaltzellen vorgesehen, um den Wirkungsgrad der Kommutierungszelle weiter zu verbessern.
Bevorzugt können die Transistoren der einen Schaltzelle über ihre Source- Anschlüsse miteinander verbunden sein und die Transistoren des zweiten Schalters (bzw. der zweiten Schaltzelle) über ihre Drain-Anschlüsse miteinander verbunden sein. Alternativ können die Transistoren der einen Schaltzelle über ihre Drain-Anschlüsse miteinander verbunden sein und die Transistoren des zweiten Schalters (bzw. der zweiten Schaltzelle) über ihre Source-Anschlüsse miteinander verbunden sein. Hierbei weisen im Falle der Verwendung zweier in Reihe geschalteter Schaltzellen die jeweiligen Dioden der Schaltzelle (welche zu den Schaltern der jeweiligen Schaltzelle parallel angeordnet sind) in dieselbe Richtung. Mit anderen Worten sind die zwei Schaltzellen tatsächlich in Reihe und nicht etwa entgegengesetzt in Reihe miteinander verschaltet. Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein
Spannungswandler vorgeschlagen, welcher zwei in Reihe geschaltete
Schaltzellen aufweist, deren jeweiliger Aufbau weiter oben beschrieben worden ist. Des Weiteren ist ein elektrischer Energiespeicher im Spannungswandler vorgesehen, wobei der elektrische Energiespeicher mit seinem einen Anschluss mit dem Knotenpunkt zwischen den beiden Schaltzellen verbunden ist. Ein zweiter Anschluss des Energiespeichers ist mit der Ausgangsklemme des Spannungswandlers verbunden bzw. bildet selbst einen Abgriff für ein
Ausgangssignal des Spannungswandlers. Vorteilhaft kann ein Filter zum Glätten des Ausgangssignals des Spannungswandlers vorgesehen sein.
Bevorzugt können jeweils zwei in Reihe geschaltete Transistoren, welche einen Schalter innerhalb einer der vorgenannten erfinderischen Schaltungen bilden, unterschiedliche Sperrspannungen aufweisen. Mit anderen Worten sind der erste und der zweite Transistor einer Schaltzelle eingerichtet, im Vergleich zueinander Spannungen unterschiedlicher Höhe in Sperrrichtung aufzunehmen. Die Höhe der geringeren Sperrspannung kann dabei insbesondere an die
Vorwärtsspannung einer parallel zum Schalter angeordneten Diode angepasst sein. Da nämlich die parallel zum Schalter angeordnete Diode ab einer über der Schaltzelle anliegenden Spannung in Höhe der Flussspannung der Diode einen Stromfluss durch die Schaltzelle unabhängig vom Schalter zulässt, ist das
Sperrvermögen des in Flussrichtung der Diode sperrenden Transistors ab dieser Flussspannung nicht weiter relevant und dieser Transistor kann somit hinsichtlich in ihm anfallender Schaltverluste optimiert sein.
Kurze Beschreibung der Zeichnungsfiguren Die vorgenannten Erfindungsaspekte werden anhand der beigefügten
Zeichnungsfiguren eingehend und konkret erläutert, in welchen:
Figur 1 a eine Kommutierungszelle gemäß dem Stand der Technik,
Figur 1 b eine weitere Ausführungsform einer Kommutierungszelle
gemäß dem Stand der Technik,
Figur 2 eine parallele Zusammenschaltung (Halbbrücke) der in Figur 1 a und Figur 1 b gezeigten Kommutierungszellen,
Figur 3 eine Schaltzelle gemäß einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung, Figur 4a einen Einquadrantensteller gemäß dem Stand der Technik,
Figur 4b einen Einquadrantensteller gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Figur 5a eine Kommutierungszelle gemäß dem Stand der Technik,
Figur 5b ein Ausführungsbeispiel einer Kommutierungszelle gemäß der vorliegenden Erfindung, Figur 6a einen Spannungswandler mit Filter gemäß dem Stand der
Technik,
Figur 6b einen Spannungswandler mit Filter gemäß einem
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Figur 7 einen Spannungswandler (Zweiquadrantensteller) gemäß
einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Figur 7a bis 7d Schaltzustände des in Figur 7 gezeigten Spannungswandlers bei positivem Drosselstrom in der Spule L1 , Figur 7e eine Schaltzustandsübersicht der Transistoren T1 bis T4 in den
Figuren 7a bis 7d bei positivem Drosselstrom in L1 ,
Figur 8a bis 8d Schaltzustände des in Figur 7 dargestellten
Spannungswandlers bei negativem Drosselstrom in der Spule L1 ,
Figur 8e eine Schaltzustandsübersicht der Transistoren T1 bis T4 in den
Figuren 8a bis 8d bei negativem Drosselstrom in L1 , und
Figur 9 eine Schaltzustandsübersicht der Transistoren T1 bis T4 bei
Vereinigung mit Generalfreilauf
zeigt.
Ausführungsformen der Erfindung
Figur 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Schaltzelle 1 gemäß der vorliegenden Erfindung, in welcher ein erster Transistor T1 und ein zweiter Transistor T2 antiparallel zueinander in Reihe geschaltet sind. Mit anderen Worten sind die Flussrichtungen (Normalbetriebsrichtungen) der Transistoren entgegengesetzt gerichtet. Die Transistoren T1 , T2 weisen inhärente Dioden DI auf, welche als innerhalb des Transistors liegend angeordnet zu verstehen sind, sofern die Transistoren als Feldeffekttransistoren ausgeführt sind. Entsprechend weist der erste Transistor T1 eine erste inhärente Diode DM auf und der zweite Transistor T2 eine zweite inhärente Diode DI2 auf. Auch die inhärenten Dioden DM und DI2 sind entgegengesetzt zueinander orientiert. Parallel zum aus den Transistoren T1 , T2 gebildeten Schalter ist eine Diode D1 angeordnet, deren Flussrichtung mit der Vorwärtsrichtung des zweiten Transistors T2 übereinstimmt. Durch den zweiten Transistor T2 kann bei gesperrtem erstem Transistor T1 ein Stromfluss aufgrund der inhärenten Diode DM unterbunden werden, indem der zweite Transistor T2 ebenfalls sperrt. Dessen inhärente Diode DI2 lässt einen
Stromfluss in Richtung des ersten Transistors T1 nicht zu. Somit wird der Strom über die parallele Diode D1 geleitet. Diese kann beispielsweise als sogenannte „schnelle Diode" ausgeführt sein, welche geringere Schaltverluste als die inhärenten Dioden eines Feldeffekt-Transistors aufweisen. Die dargestellte Anordnung ermöglicht es also, mit Hilfe des Transistors T1 den Strom so lange zu führen, bis eine Kommutierung, also eine Änderung der Stromflussrichtung, ansteht und erst kurz vor der Kommutierung den Strom auf die Diode D1 zu leiten. Dadurch können die Verluste an der Diode D1 auf reine Schaltverluste reduziert werden, da während des statischen Leitens der parallele Schalter, gebildet aus den in Reihe geschalteten Transistoren T1 , T2, die Stromführung übernimmt. In Figur 3 sind der erste Transistor T1 und der zweite Transistor T2 über ihre Source-Anschlüsse miteinander verbunden, die parallele Schaltdiode D1 ist so orientiert, dass ihre Kathode mit dem Drain-Anschluss von dem ersten Transistor T1 verbunden ist. Ihre Anode ist mit dem Drain-Anschluss von dem zweiten Transistor T2 verbunden. Dies ist lediglich eine mögliche, exemplarische
Anordnung. Ebenso gut könnten die beiden Transistoren über ihre beiden Drain- Anschlüsse zusammengeschaltet sein und die Kathode der Schaltdiode D1 mit dem Source-Anschluss von T2 verbunden sein und ihre Anode mit dem Source- Anschluss von T1 zusammengeschaltet sein. Da der zweite Transistor T2 maximal die Vorwärtsspannung der Diode D1 sperren muss, kann für den zweiten Transistor T2 ein Transistor mit entsprechend geringer Sperrspannung eingesetzt werden.
Figur 4a zeigt einen Einquadrantensteller gemäß dem Stand der Technik. In einem oberen ersten Zweig ist ein Transistor T mit einer zwischen Kollektor und
Emitter parallel geschalteten Diode D angeordnet. Die Flussrichtung der Diode D ist entgegen der Vorwärtsbetriebsrichtung des Transistors orientiert. In einem unteren zweiten Zweig ist eine zweite Diode D2 angeordnet, deren Flussrichtung in Richtung des ersten Zweiges orientiert ist. Zwischen dem ersten Zweig und dem zweiten Zweig ist ein Anschluss einer Spule L1 als Energiespeicher verbunden, dessen zweiter Anschluss mit einem Ausgang 6 des
Einquadrantenstellers verbunden ist. Parallel zum ersten Zweig und zum zweiten Zweig ist der Eingang 5 des dargestellten Einquadrantenstellers angeordnet. Figur 4b zeigt eine erfindungsgemäße Ausführungsform eines
Einquadrantenstellers. Die Diode D2 ist durch eine erfindungsgemäße
Schaltzelle ersetzt worden. Mit anderen Worten liegen nun parallel zur Diode D2 zwei in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren T3 und T4, deren
Flussrichtungen bzw. Sperrrichtungen entgegengesetzt zueinander orientiert sind, was unter Anderem anhand der entgegen gesetzten Orientierungen der inhärenten Dioden DI3, DI4 zueinander ersichtlich ist. Die erfindungsgemäße Ausführungsform eines Einquadrantenstellers kann die Leitungsverluste bzw. Durchlassverluste innerhalb der Diode D2 verringern, indem der aus den
Transistoren T3, T4 gebildete Schalter immer dann leitend geschaltet wird, wenn (gemäß dem Stand der Technik) die Diode D2 den Strom führen würde.
Figur 5a zeigt eine Reihenschaltung aus zwei Schaltzellen gemäß dem Stand der Technik, welche in Reihe zueinander geschaltet sind. Jede der Schaltzellen besteht aus einem Transistor T1 bzw. Transistor T3, zu welchen eine jeweilige Diode DT1 bzw. DT2 antiparallel geschaltet ist. Mit anderen Worten ist die Flussrichtung der jeweiligen parallelen Diode ebenfalls entgegen der
Vorwärtsbetriebsrichtung des jeweiligen Transistors orientiert.
Figur 5b zeigt ein erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel einer
Kommutierungszelle. Im Gegensatz zu der in Figur 5a dargestellten
Schaltungsanordnung besteht die Kommutierungszelle 3 erfindungsgemäß aus zwei in Reihe geschalteten Schaltzellen, wie sie in Figur 3 gezeigt und in
Verbindung mit dieser diskutiert worden sind. Dabei sind die Flussrichtungen der jeweiligen Dioden D1 und D2 der Schaltzellen identisch orientiert.
Figur 6a zeigt einen Spannungswandler 4 (siehe Fig. 5a) mit Filter gemäß einer bekannten Ausführungsform. Hierbei sind parallel zum Transistor T3 in Reihe geschaltet eine Spule L1 als Energiespeicher und eine Kapazität C. Parallel zur Kapazität C ist der Ausgang 6 der Schaltung angeordnet. Die Reihenschaltung aus dem ersten Transistor T1 und dem zweiten Transistor T3 ist parallel zum Eingang 5 des Spannungswandlers angeordnet.
Figur 6b zeigt einen Spannungswandler 4 mit Filter gemäß einem
Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Hierbei sind parallel zur Diode D2 in Reihe geschaltet eine Spule L1 als Energiespeicher und eine Kapazität C. Parallel zur Kapazität C ist der Ausgang 6 der Schaltung angeordnet. Über dem ersten Schalter (umfassend T1 und T2) und dem zweiten Schalter (umfassend T3 und T4) ist der Eingang 5 des Spannungswandlers angeordnet.
Figur 7 zeigt einen Spannungswandler 4 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wie er in Figur 6b dargestellt ist, wobei jedoch keine Kapazität C als Ausgangsfilter vorgesehen ist. In Verbindung mit den Figuren 7a bis 7d wird nachfolgend die Funktionsweise anhand einzelner Schaltzustände, wie sie im Schaubild gemäß Figur 7e dargestellt sind, erläutert.
Figur 7a zeigt einen Schaltzustand A bei positivem Strom durch den
Energiespeicher L1 . Wie aus Figur 7e, (Spalte A) ersichtlich, sind die
Transistoren T1 und T2 leitend geschaltet und Transistor T3 sperrt. Daher ist der Zustand des Transistors T4 nicht relevant. Der Stromfluss erfolgt über die beiden Transistoren T1 und T2 sowie die Spule L1 und den Ausgang der Schaltung 6.
Figur 7b zeigt die Schaltzustände B1 und F bei positivem Strom durch den Energiespeicher L1 . Diese Zustände treten lediglich auf, wenn die Steuerlogik die Richtung des Stroms durch den Energiespeicher L1 nicht kennt (z.B. bei Einquadrantenbetrieb, siehe auch Figur 9). Der Transistor T1 leitet noch, während Transistor T2 und Transistor T3 sperren. Entsprechend findet der Stromfluss über Transistor T2 durch dessen inhärente Diode DI2 statt.
Figur 7c zeigt die Schaltzustände B2, C, E1 sowie E2. Die Transistoren T1 und T4 sperren, wodurch die Spule L1 den Strom über die Diode D2 zieht. In
Schaltzustand E1 öffnet Transistor T3 zwar, ein Stromfluss ist jedoch durch T4 weiterhin gesperrt.
Um die Leitungsverluste bzw. Durchlassverluste in der Diode D2 zu vermeiden, wird in Figur 7d sowohl der Transistor T3 als auch der Transistor T4 leitend geschaltet. Dies entspricht Schaltzustand D.
Figur 8a zeigt einen Schaltzustand A bei negativem Drosselstrom durch die Spule L1 . Die Transistoren T1 und T2 sind leitend geschaltet, während Transistor T3 sperrt. Der Stromfluss erfolgt über die beiden Transistoren T1 und T2 sowie die Spule L1 und den Ausgang 6 der Schaltung.
Figur 8b zeigt die Schaltungszustände B1 , B2, E2 und F, in welchen die
Transistoren T2 und T3 sperren und der Stromfluss durch die Diode D1 sowie die Spule L1 und den Ausgang 6 der Schaltung geleitet wird. In den
Schaltungszustände B1 und F öffnet zwar Transistor T1 , ein Stromfluss durch diesen bleibt jedoch durch Transistor T2 gesperrt. Figur 8c zeigt die Schaltungszustände C und E1 , in welchen Transistor T1 sperrt und Transistor T3 öffnet, so dass der Stromfluss durch den Transistor T3 und die inhärente Diode DI4 des Transistors T4 geleitet wird.
Figur 8d zeigt Schaltzustand D bei negativem Drosselstrom, wobei der Transistor T1 sperrt und der Stromfluss über die Transistoren T3 und T4 sowie die Spule L1 und den Ausgang 6 der Schaltung stattfindet.
Figur 7e zeigt die Schaltsequenz, wie sie für den Fall verwendet werden kann, dass die Regelung der Schaltung einen positiven bzw. einen negativen Strom in der Spule L1 unterscheiden kann (z.B. Einquadrantenbetrieb). Für einen positiven Stromfluss durch die Spule L1 kann die in Figur 7e dargestellte
Sequenz, bestehend aus den Schaltzuständen A, B2, C, D, E1 und E2 verwendet werden. Entsprechend kann für negativen Stromfluss durch die Spule L1 die in Figur 8e gezeigte Schaltsequenz, umfassend die Schaltzustände A, B1 , B2, D, E2 und F, verwendet werden. Ist eine Erkennung der Stromrichtung durch L1 nicht möglich, kann die in Figur 9 gezeigte vereinigte Schaltsequenz, umfassend die Schritte A, B1 , B2, C, D, E1 , E2 und F, verwendet werden.
Auch wenn die erfindungsgemäßen Aspekte und deren Merkmale
vorangegangen anhand konkreter Ausführungsbeispiele erläutert worden sind, bleiben Modifikationen im Bereich des fachmännischen Könnens als vom
Schutzbereich der vorliegenden Erfindung umfasst, wie er durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.

Claims

Patentansprüche
1 . Schaltzelle für einen Spannungswandler umfassend:
- eine Diode (D1 ) und einen parallel zur Diode (D1 ) geschalteten
Schalter, welcher eingerichtet ist, Strom wahlweise in eine erste oder in eine zweite Richtung führen zu können, wobei der Schalter einen ersten
Transistor (T1 ) und einen zweiten Transistor (T2) umfasst, wobei der erste Transistor (T1 ) und der zweite Transistor (T2) in Reihe geschaltet sind und jeweils imstande sind, in zueinander entgegen gesetzten Richtungen einen Stromfluss nicht zuzulassen.
2. Schaltzelle nach Anspruch 1 , wobei
- der erste Transistor (T1 ) und/oder der zweite Transistor (T2) als
Feldeffekt-Transistor, insbesondere als MOSFET, ausgestaltet ist, und/oder
- der erste Transistor (T1 ) und der zweite Transistor (T2) unabhängig von einem an ihnen anliegenden Steuersignal eine Rückwärtsleitfähigkeit, insbesondere in Form einer inhärenten Diode (DM , DI2), aufweisen;
- die Flussrichtung der Diode (D1 ) mit der Vorwärtsrichtung des zweiten Transistors (T2) übereinstimmt.
3. Schaltzelle nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Transistoren (T1 , T2) der Schaltzelle (1 ) über ihre Sourceanschlüsse oder ihre Drainanschlüsse miteinander verbunden sind.
4. Einquadrantensteller umfassend:
- eine Schaltzelle (1 ) nach einem der vorstehenden Ansprüche,
- einen in Reihe zu der Schaltzelle (1 ) geschalteten weiteren Transistor (T),
- wobei der Einquadrantensteller (2) weiter bevorzugt einen
Energiespeicher (L1 ) umfasst, wobei der Energiespeicher (L1 ) mit einem ersten Anschluss zwischen dem Knoten der Schaltzelle (1 ) und dem weiteren Transistor (T) angeschlossen ist, und sein zweiter Anschluss eine Ausgangsklemme des Einquadrantenstellers (2) bildet.
Kommutierungszelle umfassend:
- eine Schaltzelle (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, und
- einen zweiten Schalter, wobei der zweite Schalter in Reihe zu der
Schaltzelle (1 ) geschaltet ist und zwei in Reihe geschaltete
Feldeffekttransistoren (T1 , T2; T3, T4) unterschiedlicher Flussrichtungen umfasst.
Kommutierungszelle umfassend:
- zwei Schaltzellen (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die
Schaltzellen (1 ) in Reihe zueinander geschaltet sind.
Kommutierungszelle nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Transistoren (T1 , T2) der Schaltzelle (1 ) über ihre Sourceanschlüsse miteinander verbunden sind und die Transistoren (T3, T4) des zweiten Schalters über ihre
Drainanschlüsse miteinander verbunden sind, oder
die Transistoren (T1 , T2) der Schaltzelle (1 ) über ihre Drainanschlüsse miteinander verbunden sind und die Transistoren (T3, T4) des zweiten Schalters über ihre Sourceanschlüsse miteinander verbunden sind.
Spannungswandler umfassend:
- zwei in Reihe geschaltete Schaltzellen (1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, und
- einen elektrischen Energiespeicher (L1 ),
- wobei der elektrische Energiespeicher (L1 ) mit seinem einen Anschluss mit dem Knoten der beiden Schaltzellen (1 ) verbunden ist und ein anderer Anschluss des Energiespeichers (L1 ) zum Abgriff eines Ausgangssignals des Spannungswandlers (4) eingerichtet ist, insbesondere ein Filter zum Glätten eines Ausgangssignals des Spannungswandler (4).
Schaltzelle nach einem der Ansprüche 1 bis 3, Einquadrantensteller (2) nach Anspruch 4, Kommutierungszelle (3) nach einem der Ansprüche 5 bis 7, oder Spannungswandler (4) nach Anspruch 8, wobei jeweils der eine Transistor (T1 , T2) einer Schaltzelle (1 ) eine geringere Sperrspannung als der andere Transistor (T1 , T2) aufweist, wobei die Höhe der niedrigeren Sperrspannung insbesondere an die Vorwärtsspannung einer Diode (D1 ) angepasst ist.
PCT/EP2012/075016 2011-12-22 2012-12-11 Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode WO2013092286A2 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102011089679A DE102011089679A1 (de) 2011-12-22 2011-12-22 Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode
DE102011089679.1 2011-12-22

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2013092286A2 true WO2013092286A2 (de) 2013-06-27
WO2013092286A3 WO2013092286A3 (de) 2013-08-15

Family

ID=47504860

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2012/075016 WO2013092286A2 (de) 2011-12-22 2012-12-11 Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102011089679A1 (de)
WO (1) WO2013092286A2 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109257031A (zh) * 2018-08-01 2019-01-22 电子科技大学 一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102016105493B4 (de) 2016-03-23 2021-06-17 Hkr Automotive Gmbh Leistungszufuhr-Steuerungsvorrichtung

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6603675B1 (en) * 2002-01-17 2003-08-05 Abb Ab Apparatus and a method for voltage conversion
GB2421365B (en) * 2004-12-16 2007-12-27 Alstom Matrix converters
DE102006019471B3 (de) * 2006-04-26 2007-12-20 Siemens Ag Österreich Synchrongleichrichter-Schaltung und Verfahren zum Betrieb der Synchrongleichrichter-Schaltung
JP5317413B2 (ja) * 2007-02-06 2013-10-16 株式会社東芝 半導体スイッチおよび当該半導体スイッチを適用した電力変換装置
JP5009680B2 (ja) * 2007-05-16 2012-08-22 三菱電機株式会社 開閉装置
ES2683630T3 (es) * 2009-04-15 2018-09-27 Mitsubishi Electric Corporation Dispositivo inversor, dispositivo de accionamiento de motor eléctrico, dispositivo de refrigeración/acondicionador de aire y sistema de generación de potencia eléctrica

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
None

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN109257031A (zh) * 2018-08-01 2019-01-22 电子科技大学 一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路
CN109257031B (zh) * 2018-08-01 2021-03-30 电子科技大学 一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路

Also Published As

Publication number Publication date
DE102011089679A1 (de) 2013-06-27
WO2013092286A3 (de) 2013-08-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3278441B1 (de) Verlustarmer modularer multilevelkonverter
EP2737618B1 (de) Elektrisches umrichtersystem
DE102008032876B4 (de) Verfahren, Schaltungsanordnung und Brückenschaltung
EP2237404B1 (de) Wechselrichter mit zwei asymmetrischen brückenschaltungen und einem freilaufpfad zur entkopplung von gleich- und wechselspannungsseite
WO2017016674A1 (de) Einzelmodul, elektrisches umrichtersystem und batteriesystem
DE102011006345A1 (de) Modularer Mehrfachumrichter mit rückwärts leitfähigen Leistungshalbleiterschaltern
DE102010046142A1 (de) Modularer Schalter für einen elektrischen Umrichter, elektrischer Umrichter sowie Verfahren zum Betreiben eines elektrischen Umrichters
EP2852044B1 (de) Bidirektionaler wandler mit vorzugsrichtung und blindleistungsfähige wechselrichter mit diesem wandler
AT515242B1 (de) Verfahren zum Steuern eines Vollbrücken DC/DC-Wandlers
EP2709257A2 (de) Stromrichterschaltung und Verfahren zur Steuerung der Stromrichterschaltung
DE4421249C2 (de) Schaltstromversorgungsgerät mit Snubber-Schaltung
DE102010060508A1 (de) Spannungswandler mit einer Speicherdrossel mit einer Wicklung und einer Speicherdrossel mit zwei Wicklungen
EP1976103B1 (de) Weich schaltende Umrichterschaltung und Verfahren zu ihrer Steuerung
WO2013092286A2 (de) Kommutierungszelle mit statisch entlasteter Diode
DE102017205956A1 (de) Beseitigung von sperrladung in dc/dc-leistungswandlern
EP1850470B1 (de) Synchrongleichrichter-Schaltung und Verfahren zum Betrieb der Synchrongleichrichter-Schaltung
EP3529102B1 (de) Gleichspannungswandler und verfahren zum betrieb eines gleichspannungswandlers
DE102015105889A1 (de) Schaltmodul und Umrichter mit wenigstens einem Schaltmodul
EP0009225B1 (de) Schutzbeschaltung
DE102014003732A1 (de) Elektrische Schaltung umfassend eine Halbbrücke
EP3360241B1 (de) Gleichspannungswandler und verfahren zum betrieb eines gleichspannungswandlers
DE102015113071B4 (de) Potentialverschiebende Halbbrücke, Polwender und blindleistungsfähiger Wechselrichter sowie Polwendeverfahren
DE102014114954A1 (de) Halbbrücke mit zwei Halbleiterschaltern zum Betreiben einer Last
DE102021201103A1 (de) Gleichspannungswandler
DE202014101188U1 (de) Halbleitermodul und Wandler

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 12810148

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 12810148

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2