WO2013061694A1 - 弾性波分波器 - Google Patents

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WO2013061694A1 PCT/JP2012/072570 JP2012072570W WO2013061694A1 WO 2013061694 A1 WO2013061694 A1 WO 2013061694A1 JP 2012072570 W JP2012072570 W JP 2012072570W WO 2013061694 A1 WO2013061694 A1 WO 2013061694A1
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filter
reception
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茂幸 藤田
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株式会社村田製作所
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    • H03H9/6433—Coupled resonator filters
    • H03H9/6483—Ladder SAW filters

Definitions

  • the present invention relates to a duplexer using an elastic wave such as a surface acoustic wave, a boundary acoustic wave, or a bulk acoustic wave, and more particularly to an acoustic wave duplexer including a transmission filter and a reception filter including an acoustic wave filter. .
  • a duplexer using an acoustic wave resonator filter has been widely used as a duplexer for communication equipment.
  • Examples of such an acoustic wave resonator include a bulk acoustic wave resonator filter, a surface acoustic wave resonator filter, and a boundary acoustic wave resonator filter.
  • intermodulation distortion that is, IMD (intermodulation distortion) occurs due to the nonlinearity of itself.
  • IMD intermodulation distortion
  • Patent Document 1 discloses a duplexer having a configuration for suppressing the occurrence of the intermodulation distortion.
  • FIG. 15 is a circuit diagram of the duplexer described in Patent Document 1.
  • the antenna terminal 1003 of the duplexer 1001 is connected to the antenna 1002.
  • a transmission filter 1004 and a reception filter 1005 are connected to the antenna terminal 1003.
  • the transmission filter 1004 is a ladder type filter composed of a plurality of BAW resonators.
  • the reception filter 1005 is a balanced filter.
  • An input terminal 1005a of the reception filter 1005 is connected to the antenna terminal 1003, and an output terminal is a pair of balanced reception terminals 1005b and 1005c.
  • a first longitudinally coupled SAW resonator filter 1006 is connected between the input end 1005a and the receiving terminal 1005b, and a second longitudinally coupled SAW resonator filter is connected between the input end 1005a and the receiving terminal 1005c. 1007 is connected.
  • the inductance L1 is connected between the antenna terminal 1003 and the ground potential, and the inductance L2 is provided between the antenna terminal 1003 and the transmission filter 1004. It is connected. Further, in the transmission filter 1004, the first and second resonators 1011 and 1012 divided in series in two on the antenna end side are connected in series with each other. In the reception filter 1005, SAW resonators 1021, 1022, 1031, and 1032 configured by being divided into two in series are disposed on the input end 1005a side. That is, the transmission filter 1004 and the reception filter 1005 include two resonators in which the antenna end side resonators are connected in series.
  • the area of the resonator is about four times that before the division. Therefore, the power density per unit area becomes 1 ⁇ 4, and the nonlinear distortion of the resonator can be reduced. Thereby, the intermodulation distortion of the duplexer can be suppressed.
  • An object of the present invention is to provide an elastic wave duplexer that can eliminate the disadvantages of the above-described prior art and suppress the occurrence of intermodulation distortion without causing an increase in size or deterioration in insertion loss.
  • the present invention is an elastic wave duplexer having an antenna terminal, a transmission terminal, and a reception terminal.
  • a duplexer according to the present invention is connected between an antenna terminal and a transmission terminal, and is connected between a transmission filter made of an elastic wave filter, the antenna terminal and the reception terminal, and A receiving filter comprising an acoustic wave filter; and a resonance circuit connected between the antenna terminal and a ground potential, and having an acoustic wave resonator and a capacitor connected in series to the acoustic wave resonator.
  • the resonance frequency of the resonance circuit is located in a frequency band of an interference wave that generates intermodulation distortion.
  • one of the transmission frequency band of the transmission filter and the reception frequency band of the reception filter is F1 to F2 (where F2> F1), and the other is R1.
  • F1 to F2 where F2> F1
  • R1 the resonance frequency of the resonance circuit is located within a band of mF1 ⁇ nR1 to mF2 ⁇ nR2, and m and n are integers.
  • the resonance frequency of the resonance circuit is
  • the resonance frequency of the resonance circuit is
  • the resonant circuit further includes a second acoustic wave resonator connected in parallel to the acoustic wave resonator.
  • the two attenuation poles can be positioned in the interference wave frequency band by making the resonance frequency of the second elastic wave resonator different from the resonance frequency of the first elastic wave resonator. Therefore, the interference wave can be attenuated in a wider frequency band.
  • the resonant circuit further includes a third acoustic wave resonator connected in series to the acoustic wave resonator.
  • a third acoustic wave resonator connected in series to the acoustic wave resonator.
  • the transmission filter is configured in a transmission filter chip having a piezoelectric substrate
  • the reception filter is configured in a reception filter chip having a piezoelectric substrate.
  • the resonance circuit is formed on one of the transmission filter chip and the reception filter chip.
  • the transmission filter chip and the reception filter chip are integrally formed using a single piezoelectric substrate, and the resonance circuit is the piezoelectric substrate. Is formed. Therefore, further miniaturization can be achieved.
  • the elastic wave duplexer in still another specific aspect of the elastic wave duplexer according to the present invention, a wiring board is further provided, and the transmission filter chip and the reception filter chip are mounted on the wiring board.
  • the elastic wave duplexer can be provided as a single chip component.
  • a resonant circuit including an acoustic wave resonator and a capacitor connected in series to the acoustic wave resonator is provided between the antenna terminal and the ground potential. Since the resonance frequency of the resonance circuit is located in the frequency band of the interference wave that generates the intermodulation distortion, the interference wave due to the intermodulation distortion can be reliably attenuated. Therefore, the frequency characteristics of the duplexer can be improved. In addition, since the interference wave is attenuated by the resonance circuit, it is difficult to increase the insertion loss due to the increase in the size of the elastic wave demultiplexer and the increase in resistance loss.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an acoustic wave duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic front sectional view of an acoustic wave duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing an electrode structure of a resonance circuit configured in the elastic wave duplexer according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing the IMD characteristics of the elastic wave duplexers of one embodiment of the present invention and a comparative example.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating pass characteristics of the transmission filter of the acoustic wave duplexer according to the embodiment of the present invention and Comparative Example 1.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of an acoustic wave duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic front sectional view of an acoustic wave duplexer according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing an electrode structure of
  • FIG. 6 is a diagram illustrating pass characteristics of the reception filter of the acoustic wave duplexer according to the embodiment of the present invention and Comparative Example 1.
  • FIG. 7 is a diagram showing the IMD characteristics of the acoustic wave duplexers according to Comparative Example 1 and Comparative Example 2 of the present invention.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating the pass characteristics of the transmission filters of the acoustic wave duplexers according to the first and second comparative examples.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating the pass characteristics of the reception filters of the acoustic wave duplexers according to the first and second comparative examples.
  • FIG. 10 is a diagram showing impedance characteristics of the resonance circuit in one embodiment of the present invention and Comparative Example 2.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating pass characteristics of a resonance circuit used in the elastic wave duplexer according to the embodiment of the present invention and the comparative example 2.
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram of an acoustic wave duplexer according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 13 is a schematic plan view showing an electrode structure of a one-terminal-pair surface acoustic wave resonator used for configuring a resonance circuit in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 14 is a schematic circuit diagram of an acoustic wave duplexer according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 15 is a schematic circuit diagram of a conventional acoustic wave duplexer.
  • FIG. 1 is a schematic circuit diagram of an acoustic wave duplexer according to a first embodiment of the present invention.
  • the elastic wave duplexer of this embodiment uses a surface acoustic wave as an elastic wave.
  • the elastic wave duplexer 1 is a surface acoustic wave duplexer used in the UMTS-BAND2. In BAND2, the transmission frequency band is 1850 MHz to 1910 MHz, and the reception frequency band is 1930 MHz to 1990 MHz.
  • the elastic wave duplexer 1 has an antenna terminal 3 connected to an antenna 2.
  • the elastic wave duplexer 1 has the antenna terminal 3, the transmission terminal 4, and the reception terminals 5 and 6 as external terminals.
  • a transmission filter 20 composed of a surface acoustic wave filter having a ladder circuit configuration is connected.
  • a reception filter 15 is connected between the antenna terminal 3 and the reception terminals 5 and 6.
  • the reception filter 15 is a longitudinally coupled surface acoustic wave resonator filter.
  • An external matching inductor L1 is connected between the connection point between the antenna 2 and the antenna terminal 3 and the ground potential.
  • the transmission filter 20 has an output terminal 21 connected to the antenna terminal 3 and an input terminal 22 connected to the transmission terminal 4.
  • the output terminal 21 and the input terminal 22 are connected by a series arm 23.
  • a plurality of series arm resonators S1 to S4 are connected in series.
  • the series arm resonators S1 to S4 are composed of a one-terminal-pair surface acoustic wave resonator.
  • the series arm resonators S2 to S4 have a structure in which a plurality of one-terminal surface acoustic wave resonators are connected in series.
  • a capacitor C1 is connected in parallel to the series arm resonator S2.
  • the series arm resonators S2 to S4 may be configured by one series arm resonator similarly to the series arm resonator S1.
  • a plurality of parallel arms 24 to 27 are provided between the serial arm 23 and the ground potential.
  • the parallel arms 24 to 27 are provided with parallel arm resonators P1 to P4 each composed of a one-terminal-pair surface acoustic wave resonator.
  • the parallel arm resonators P1 to P4 have a structure in which two one-terminal-pair surface acoustic wave resonators are connected in series, but may be configured by one one-terminal-pair surface acoustic wave resonator.
  • An inductance L2 is connected between a connection point where the parallel arms 24 to 26 are shared on the ground potential side and the ground potential.
  • an inductance L3 is connected in series with the parallel arm resonator P4.
  • the reception filter 15 is a balanced surface acoustic wave filter having a balanced-unbalanced conversion function.
  • An unbalanced input terminal 31 connected to the antenna terminal 3 and balanced output terminals 32a and 32b connected to the receiving terminals 5 and 6, respectively.
  • the first and second filter sections 16 and 17 are connected between the unbalanced input terminal 31 and the balanced output terminals 32a and 32b, respectively.
  • the first and second filter sections 16 and 17 are respectively composed of first and second longitudinally coupled surface acoustic wave resonator filter elements connected in parallel.
  • the first and second longitudinally coupled surface acoustic wave resonator filter elements each include three IDT electrodes arranged along the surface acoustic wave propagation direction and a pair of three IDT electrodes arranged on both sides of the IDT electrode. And a reflector.
  • 1-terminal surface acoustic wave resonators 18 and 18 are connected between the unbalanced input terminal 31 and the input ends of the first and second filter sections 16 and 17, respectively.
  • One-terminal surface acoustic wave resonators 19 and 19 are connected between the output ends of the first and second filter sections 16 and 17 and the ground potential, respectively.
  • An external matching inductor L4 is connected between the balanced output terminals 32a and 32b.
  • the resonance circuit 34 includes a one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and a capacitor C2 that are connected in series with each other.
  • FIG. 2 is a schematic front sectional view of the elastic wave duplexer 1 of the present embodiment.
  • the elastic wave duplexer 1 has a wiring board 40.
  • the wiring board 40 is formed of a stacked body having first and second dielectric layers 41 and 42.
  • the first and second dielectric layers 41 and 42 are made of an appropriate dielectric material such as ceramics or resin.
  • the upper surface of the first dielectric layer 41 constitutes a die attach surface 41a.
  • a transmission filter chip 60 and a reception filter chip 70 are flip-chip mounted on the die attach surface 41 a of the wiring substrate 40 via bumps 81.
  • a sealing resin layer 82 is provided on the die attach surface 41 a of the wiring substrate 40 so as to seal the transmission filter chip 60 and the reception filter chip 70.
  • the matching inductors L2 and L3 shown in FIG. 1 are configured by internal wiring of the wiring board 40.
  • the transmission filter chip 60 and the reception filter chip 70 have piezoelectric substrates 60a and 70a. Electrode structures for forming the transmission filter 20 and the reception filter 15 described above are formed on the lower surfaces of the piezoelectric substrates 60a and 70a. Such an electrode structure constituting the reception filter 15 and the transmission filter 20 can be formed by a conventionally known electrode forming method.
  • the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and the capacitor C2 for configuring the above-described resonance circuit 34 are also configured on the lower surface of the piezoelectric substrate 60a that configures the transmission filter 20. Accordingly, the resonance circuit 34 can be configured without increasing the size.
  • FIG. 3 is a schematic plan view showing an electrode structure constituting such a resonance circuit 34.
  • the illustrated electrode structure is formed on the lower surface of the piezoelectric substrate 60a described above.
  • the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 includes an IDT electrode 35a and reflectors 35b and 35c arranged on both sides of the IDT electrode 35a.
  • Capacitor C2 is formed of comb-shaped electrodes having a plurality of electrode fingers interleaved with each other. Therefore, the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and the capacitor C2 are easily formed in the same process as the electrodes constituting the series arm resonators S1 to S4 and the parallel arm resonators P1 to P4 constituting the transmission filter 20. can do.
  • the electrode material constituting the resonance circuit 34 is not particularly limited. However, in order to form in the same process, the electrode constituting the series arm resonators S1 to S4 and the parallel arm resonators P1 to P4 are used. It is preferable to consist of the same material.
  • the electrode material as described above is not particularly limited.
  • a metal selected from the group consisting of Al, Pt, Au, Ag, Cu, Ni, Ti, Cr and Pd, or one or more of these metals. Including alloys can be used.
  • the electrode may be formed of a laminate of a plurality of metal layers made of the metal or alloy.
  • the wavelength of the IDT electrode 35a of the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 is 2.1921 ⁇ m
  • the electrode finger crossing width is 30 ⁇ m
  • the number of electrode fingers is 60 pairs.
  • the capacitance value of the comb electrode constituting the capacitor C2 is 0.5 pF.
  • the direction in which the electrode fingers of the comb-shaped electrodes constituting the capacitor C2 extend forms an angle of 90 degrees with respect to the direction in which the electrode fingers of the IDT electrode 35a extend. Yes.
  • the surface acoustic wave is difficult to excite and functions sufficiently as a simple capacitance.
  • the angle formed by the extending direction of the electrode fingers of the comb-shaped electrodes constituting the capacitor C2 and the extending direction of the electrode fingers of the IDT electrode 35a is not limited to 90 degrees, and may be a direction that is not parallel and intersects. That's fine.
  • the intersecting angle that is an angle of 90 degrees or less is 45 degrees or more. It is desirable. Thereby, the excitation of the surface acoustic wave in the comb electrode can be effectively suppressed. More preferably, the crossing angle is 90 degrees as in the present embodiment shown in FIG.
  • IMD is generated at a frequency that is the sum or difference of frequencies that are integer multiples of two signals. Therefore, a signal having a frequency having the above sum or difference depending on the combination of the transmission signal and the reception signal, that is, an interfering signal that generates IMD in the transmission frequency band or the reception frequency band is transmitted from the antenna side to the reception filter 15 and the transmission filter 20 When input, the communication quality of the elastic wave duplexer 1 deteriorates.
  • the resonance circuit 34 since the resonance circuit 34 is provided, even if the interference wave signal is input to the reception filter 15 and the transmission filter 20, the interference wave signal can be sufficiently attenuated. More specifically, in this embodiment, since it is an elastic wave duplexer of BAND2, a frequency band (1930 MHz to 1990 MHz) obtained by subtracting the reception frequency band (1930 MHz to 1990 MHz) from twice the transmission frequency band (1850 MHz to 1910 MHz).
  • the resonance frequency of the resonance circuit 34 is located in the frequency band of 1770 MHz to 1830 MHz.
  • the 1770 MHz to 1830 MHz band is referred to as an interference wave frequency band.
  • the interference wave signal causing the IMD can be attenuated by positioning the resonance frequency of the resonance circuit 34 in the interference wave frequency band. Thereby, IMD can be suppressed and the communication quality of the elastic wave duplexer 1 can be improved. This will be described based on a more specific experimental example.
  • FIG. 4 is a diagram showing the results of measuring the IMD characteristics of the elastic wave duplexers of the embodiment and the comparative example 1.
  • FIG. 5 shows the pass characteristic of the transmission filter 20 in the elastic wave duplexer of the embodiment and the comparative example 1, and FIG.
  • the IMD characteristics are improved according to the embodiment as compared with Comparative Example 1.
  • the insertion loss in the pass band of the transmission filter is not deteriorated, and the attenuation characteristic in the reception frequency band is also improved.
  • FIG. 6 it can be seen that, compared to Comparative Example 1, according to the above embodiment, the insertion loss in the pass band of the reception filter is not deteriorated.
  • FIGS. 7 to 9 show the characteristics of the comparative example 1 and the comparative example 2 configured in the same manner as in the above embodiment except that the capacitor C2 is not provided. That is, in Comparative Example 2, only the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 constituting the resonance circuit 34 is used, and the capacitor C2 is not connected.
  • 7 shows the IMD characteristic
  • FIG. 8 shows the transmission characteristic of the transmission filter
  • FIG. 9 shows the transmission characteristic of the reception filter.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating impedance characteristics of the resonance circuit 34 used in the first embodiment and the resonance circuit used in Comparative Example 2.
  • the impedance ratio that is, the ratio of the impedance at the anti-resonance frequency to the impedance at the resonance frequency is larger than that in the above embodiment.
  • the capacitor C2 since the capacitor C2 is interposed between the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and the ground potential, the potential difference is small. That is, compared with the comparative example 2, in the said embodiment, it has shown that the excitation of the one terminal pair surface acoustic wave resonator 35 is small. Therefore, compared with the comparative example 2, according to the said embodiment, it is thought that the nonlinear distortion of the one terminal pair surface acoustic wave resonator 35 itself is suppressed, and generation
  • nonlinear distortion of the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 can be suppressed by interposing an inductor or a resistor between the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and the ground potential.
  • the capacitor C2 and the inductor can be formed in the same process as the electrodes constituting the series arm resonators S1 to S4 and the parallel arm resonators P1 to P4.
  • it must be formed in a separate process. Therefore, it is desirable to provide the capacitor C2 between the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and the ground potential, which can effectively reduce the size and productivity.
  • FIG. 9 shows pass characteristics of the resonance circuit of the above embodiment and the resonance circuit in Comparative Example 2.
  • the insertion loss is small except near the resonance frequency.
  • Comparative Example 2 the insertion loss is large in the reception frequency band (1930 MHz to 1990 MHz). Therefore, as shown in FIG. 9, in the reception filter 15 of the comparative example 2, it is considered that the insertion loss in the passband has deteriorated.
  • FIG. 8 in the second comparative example, the attenuation characteristic in the reception frequency band of the transmission filter is deteriorated as compared with the first comparative example. This is probably because the signal in the reception frequency band leaked from the resonance circuit through the ground wiring.
  • the resonance circuit 34 includes the capacitor C2
  • IMD can be effectively suppressed without causing deterioration of insertion loss and attenuation characteristics.
  • the area of the resonator is increased by a factor of four by dividing the resonator located on the antenna end side into two in series.
  • the reception filter 15 does not need to divide the resonator into two parts, and it is not necessary to add the resonance circuit 34. Therefore, the elastic wave duplexer 1 can be greatly reduced in size.
  • the interference wave frequency band is a frequency band obtained by subtracting the reception frequency band from twice the transmission frequency band of BAND2, but the interference wave frequency band in the present invention is limited to the above. It is not something. That is, the frequency band of the interference wave that causes IMD is when one of the transmission frequency band and the reception frequency band is F1 to F2 (where F2> F1) and the other is R1 to R2 (where R2> R1).
  • the frequency band is the sum and difference of an integral multiple of one frequency band and an integral multiple of the other frequency band. Therefore, the interference wave frequency band may be located within the band of
  • m and n are integers.
  • the interference wave frequency band causing IMD exists in an infinite number of bands due to combinations of m and n.
  • the resonance frequency of the resonance circuit is arranged in a frequency band in which
  • FIG. 12 is a schematic circuit diagram of the acoustic wave duplexer according to the second embodiment. About the same part as 1st Embodiment, description of 1st Embodiment is used by attaching
  • a second one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 36 is connected in parallel to the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • the wavelength of the IDT electrode is relatively larger than that of the first one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • the resonance frequency of the second one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 36 is located on the lower side compared to the resonance frequency of the first one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • the second embodiment is the same as the first embodiment.
  • the attenuation bandwidth is narrower than that of the comparative example 2 that does not include the capacitor C2.
  • the second one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 36 in which the wavelength of the IDT electrode is larger than that of the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 is used.
  • two attenuation poles can be positioned in the interference wave frequency band.
  • the interference wave can be attenuated in a wider frequency band than in the first embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a modification of the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 in the acoustic wave duplexer according to the second embodiment.
  • an IDT electrode 53 having two regions 53 a and 53 b having different wavelengths is formed between the reflectors 51 and 52.
  • the IDT electrode 53 has two regions 53a and 53b having different wavelengths, and is connected in parallel to the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 and the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • a configuration equivalent to a circuit having the second one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 36 can be realized.
  • the second surface acoustic wave resonator 36 and the first surface acoustic wave resonator can share a reflector. Therefore, further miniaturization can be achieved.
  • one second surface acoustic wave resonator 36 is connected in parallel to the first surface acoustic wave resonator 35, but two or more second surface acoustic waves having different resonance frequencies are connected to each other.
  • Wave resonators may be connected in parallel. That is, the number of the plurality of surface acoustic wave resonators connected in parallel may be three or more.
  • FIG. 14 is a schematic circuit diagram of an acoustic wave duplexer according to the third embodiment of the present invention.
  • 1st Embodiment detailed description is abbreviate
  • a third one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 38 is connected in series to the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • the wavelength of the IDT electrode of the third one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 38 is made larger than that of the first one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • the resonance frequency of the third one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 38 is located on the lower side compared to the resonance frequency of the first one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35.
  • Other configurations are the same as those of the first embodiment.
  • a third one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 38 in which the wavelength of the IDT electrode is larger than that of the one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35 is provided.
  • two attenuation poles can be positioned in the interference wave frequency band. Therefore, the attenuation bandwidth can be expanded. Therefore, according to the present embodiment, the interference wave can be attenuated in a wider frequency band than in the first embodiment.
  • one third one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 38 is connected in series to the first one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 35, but the resonance frequencies are different from each other.
  • Two or more third one-terminal-pair surface acoustic wave resonators may be connected in series. That is, the number of one-terminal-pair surface acoustic wave resonators connected in series with each other may be three or more.
  • a third one-terminal-pair surface acoustic wave resonator 38 is connected in series to the first surface-acoustic wave resonator 35, and at least one second one-terminal-pair surface acoustic wave resonance is further performed according to the second embodiment.
  • a device 36 may be connected. Thereby, the interference wave can be attenuated in a wider frequency band.
  • the resonator closest to the antenna end side is not divided into a plurality of resonators.
  • such a method of dividing the resonator may be used. Good.
  • the resonance circuit 34 is formed on the transmission filter chip 60 side, but may be formed on the reception filter chip 70 side. That is, the resonance circuit 34 may be configured between the unbalanced input terminal 31 and the ground potential.
  • the filter having the lower frequency band has a thicker optimum electrode film thickness of the surface acoustic wave resonator. Therefore, the resistance loss is reduced. When the resistance loss is reduced, the interference wave can be further attenuated due to, for example, a reduction in power density. Therefore, IMD can be effectively suppressed.
  • the loss of the resonance circuit becomes small in the pass band of the elastic wave demultiplexer, the insertion loss of the demultiplexer is unlikely to occur.
  • the resonance circuit 34 is configured on the transmission filter chip 60 side where the frequency band is low.
  • the resonance circuit 34 it is desirable to configure the resonance circuit 34 on the reception filter chip 70 side.
  • the transmission filter chip 60 and the reception filter chip 70 are each configured by the piezoelectric substrates 60a and 70a, but may be configured by the same piezoelectric substrate. That is, the transmission filter 20 and the reception filter 15 may be configured on one piezoelectric substrate. In that case, a dead space that is an area not involved in the filter function is likely to occur between the reception filter 15 and the transmission filter 20. However, if the resonance circuit 34 is provided between the reception filter 15 and the transmission filter 20, the dead space can be used effectively. Therefore, the occurrence of IMD can be suppressed without increasing the size of the piezoelectric substrate. Furthermore, the resonance circuit 34 can be easily formed on one piezoelectric substrate simultaneously with one or both of the reception filter 15 and the transmission filter 20.
  • the filter function and the IMD suppressing function are easy to implement on one piezoelectric substrate without increasing the size. Furthermore, if the elastic wave duplexer of this embodiment is used for communication equipment, it is easy to suppress the occurrence of IMD without increasing the size of the communication equipment.
  • the elastic wave duplexer using the surface acoustic wave has been described.
  • a boundary acoustic wave or a bulk acoustic wave (BAW) may be used.
  • IDT electrodes 35b and 35c ... Reflector 36 ... One terminal pair surface acoustic wave resonator 38 ... One terminal pair surface acoustic wave resonator 40 ... Wiring substrate 41 ... No. 1 dielectric layer 41a ... die attach surface 42 ... second dielectric layer 51, 52 ... reflector 53 ... IDT electrodes 53a, 53b ... area 60 ... transmitting filter chips 60a, 70a ... piezoelectric substrate 70 ... receiving filter chip 1 ... bump 82 ... sealing resin layer P1 ⁇ P4 ... parallel arm resonators S1 ⁇ S4 ... series arm resonator

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Abstract

　大型化や挿入損失の悪化をまねくことなく、相互変調歪の発生を抑制し得る弾性波分波器を提供する。　アンテナ端子３と送信端子４と受信端子５，６とを有する弾性波分波器１であって、アンテナ端子３と送信端子４との間に送信フィルタ２０が、アンテナ端子３と受信端子５，６との間に受信フィルタ１５が接続されており、送信フィルタ２０及び受信フィルタ１５が弾性波フィルタからなり、アンテナ端子３とグラウンド電位との間に共振回路３４が接続されており、該共振回路３４が、弾性表面波共振器３５と弾性表面波共振器３５に直列に接続されたキャパシタＣ２を有し、共振回路３４の共振周波数か相互変調歪を発生させる妨害波の周波数帯に位置している、弾性波分波器１。

Description

弾性波分波器
　本発明は、弾性表面波、弾性境界波またはバルク弾性波などの弾性波を利用した分波器に関し、より詳細には、弾性波フィルタからなる送信フィルタ及び受信フィルタを備える弾性波分波器に関する。
　近年、通信機器の分波器として、弾性波共振器フィルタを用いた分波器が広く用いられている。このような弾性波共振器としては、バルク弾性波共振器フィルタ、弾性表面波共振器フィルタまたは弾性境界波共振器フィルタなどが挙げられる。
　ところで、弾性波共振器フィルタでは、それ自身が有する非線形性により、相互変調歪、すなわちＩＭＤ（ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）が生じる。また、フィルタ特性が劣化するという問題がある。
　下記の特許文献１には、上記相互変調歪の発生を抑制する構成が備えられた分波器が開示されている。図１５は、特許文献１に記載の分波器の回路図である。
　アンテナ１００２に分波器１００１のアンテナ端子１００３が接続されている。このアンテナ端子１００３に送信フィルタ１００４と受信フィルタ１００５とが接続されている。送信フィルタ１００４は、複数のＢＡＷ共振器からなるラダー型フィルタである。また、受信フィルタ１００５は、バランス型フィルタである。受信フィルタ１００５の入力端１００５ａがアンテナ端子１００３に接続されており、出力端が一対の平衡受信端子１００５ｂ，１００５ｃとされている。入力端１００５ａと受信端子１００５ｂとの間に第１の縦結合型ＳＡＷ共振器フィルタ１００６が接続されており、入力端１００５ａと受信端子１００５ｃとの間に、第２の縦結合型ＳＡＷ共振器フィルタ１００７が接続されている。
　受信フィルタ１００５と送信フィルタ１００４との間のインピーダンス整合を図るために、インダクタンスＬ１がアンテナ端子１００３とグラウンド電位との間に接続されており、アンテナ端子１００３と送信フィルタ１００４との間にインダクタンスＬ２が接続されている。さらに、送信フィルタ１００４において、アンテナ端側に直列に２分割された第１，第２の共振器１０１１，１０１２が互いに直列に接続されている。また、受信フィルタ１００５においては、入力端１００５ａ側において、直列に２分割されることにより構成されているＳＡＷ共振器１０２１，１０２２及び１０３１，１０３２が配置されている。すなわち、送信フィルタ１００４及び受信フィルタ１００５において、アンテナ端側共振器が直列に接続された２つの共振器からなる。この場合、インピーダンスを変えずに、共振器を直列に２分割した場合、共振器の面積は分割前の約４倍となる。そのため、単位面積当りの電力密度が１／４となり、共振器の非線形歪みを低減させることができる。それによって、分波器の相互変調歪を抑制することができる。
特開２０１０－２１９１４
　しかしながら、特許文献１に記載の分波器１００１では、共振器の面積が大きくなるため、小型化を図ることが困難となる。加えて、抵抗損失が増加するため、挿入損失が増大するという問題があった。
　本発明の目的は、上述した従来技術の欠点を解消し、大型化や挿入損失の悪化をまねくことなく、相互変調歪の発生を抑制し得る弾性波分波器を提供することにある。
　本発明は、アンテナ端子と、送信端子と、受信端子とを有する弾性波分波器である。本発明に係る分波器は、アンテナ端子と送信端子との間に接続されており、かつ弾性波フィルタよりなる送信フィルタと、前記アンテナ端子と前記受信端子との間に接続されており、かつ弾性波フィルタからなる受信フィルタと、前記アンテナ端子とグラウンド電位との間に接続されており、弾性波共振器と、該弾性波共振器に直列に接続されたキャパシタとを有する共振回路とを備える。本発明では、上記共振回路の共振周波数が、相互変調歪を発生させる妨害波の周波数帯に位置している。
　本発明に係る弾性波分波器のある特定の局面では、前記送信フィルタの送信周波数帯及び前記受信フィルタの受信周波数帯のうち、一方をＦ１～Ｆ２（ただし、Ｆ２＞Ｆ１）、他方をＲ１～Ｒ２（ただし、Ｒ２＞Ｒ１）としたときに、前記共振回路の前記共振周波数が、ｍＦ１±ｎＲ１～ｍＦ２±ｎＲ２の帯域内に位置しており、ｍ及びｎが整数である。
　本発明に係る弾性波分波器の他の特定の局面では、前記共振回路の前記共振周波数が｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜（ただし０＜｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦７）の帯域内に位置している。
　本発明に係る弾性波分波器の別の特定の局面では、前記共振回路の前記共振周波数が｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜（ただし０＜｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦３）の帯域内に位置している。
　本発明に係る弾性波分波器の他の特定の局面では、前記共振回路において、前記弾性波共振器に並列に接続された第２の弾性波共振器をさらに有する。この場合には、第２の弾性波共振器の共振周波数を第１の弾性波共振器の共振周波数と異ならせることにより、妨害波周波数帯内に２つの減衰極を位置させることができる。従って、より広い周波数帯で妨害波を減衰させることができる。
　本発明に係る弾性波分波器の他の特定の局面では、前記共振回路において、前記弾性波共振器に直列に接続された第３の弾性波共振器をさらに有する。この場合においても、ＩＤＴ電極の波長が異なる第３の弾性波共振器を直列に接続することにより、妨害周波数帯内に２つの減衰極を位置させることができる。従って、より広い周波数帯で妨害波を減衰させることができる。
　本発明に係る弾性波分波器のさらに他の特定の局面では、前記送信フィルタが、圧電基板を有する送信フィルタチップに構成されており、前記受信フィルタが圧電基板を有する受信フィルタチップにおいて構成されており、前記共振回路が前記送信フィルタチップ及び前記受信フィルタチップの一方に形成されている。
　本発明に係る弾性波分波器のさらに他の特定の局面では、前記送信フィルタチップと前記受信フィルタチップとが１つの圧電基板を用いて一体に形成されており、前記共振回路が前記圧電基板に形成されている。従って、より一層の小型化を図ることができる。
　本発明に係る弾性波分波器のさらに別の特定の局面では、配線基板をさらに備え、前記配線基板上に前記送信フィルタチップ及び受信フィルタチップが実装されている。この場合には、単一のチップ部品として弾性波分波器を提供することができる。
　本発明に係る弾性波分波器によれば、アンテナ端子とグラウンド電位との間に、弾性波共振器と弾性波共振器に直列に接続されたキャパシタとを有する共振回路が設けられており、該共振回路の共振周波数が、相互変調歪を発生させる妨害波の周波数帯に位置しているため、相互変調歪による妨害波を確実に減衰させることができる。従って、分波器の周波数特性を改善することができる。しかも、上記共振回路により妨害波を減衰させるものであるため、弾性波分波器の大型化や抵抗損失の増加による挿入損失の悪化もまねき難い。
図１は、本発明の一実施形態に係る弾性波分波器の回路図である。 図２は、本発明の一実施形態に係る弾性波分波器の模式的正面断面図である。 図３は、本発明の一実施形態の弾性波分波器において構成されている共振回路の電極構造を示す模式的平面図である。 図４は、本発明の一実施形態及び比較例の弾性波分波器のＩＭＤ特性を示す図である。 図５は、本発明の実施形態及び比較例１の弾性波分波器の送信フィルタの通過特性を示す図である。 図６は、本発明の実施形態及び比較例１の弾性波分波器の受信フィルタの通過特性を示す図である。 図７は、本発明の比較例１及び比較例２の弾性波分波器のＩＭＤ特性を示す図である。 図８は、比較例１及び比較例２の弾性波分波器の送信フィルタの通過特性を示す図である。 図９は、比較例１及び比較例２の弾性波分波器の受信フィルタの通過特性を示す図である。 図１０は、本発明の一実施形態及び比較例２における共振回路のインピーダンス特性を示す図である。 図１１は、本発明の一実施形態及び比較例２の弾性波分波器において用いられている共振回路の通過特性を示す図である。 図１２は、本発明の第２の実施形態の弾性波分波器の略図的回路図である。 図１３は、本発明の第２の実施形態において共振回路を構成するために用いられている一端子対弾性表面波共振器の電極構造を示す模式的平面図である。 図１４は、本発明の第３の実施形態に係る弾性波分波器の略図的回路図である。 図１５は、従来の弾性波分波器の略図的回路図である。
　以下、図面を参照しつつ、本発明の具体的な実施形態を説明することにより、本発明を明らかにする。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る弾性波分波器の略図的回路図である。本実施形態の弾性波分波器は、弾性波として弾性表面波を利用している。また、弾性波分波器１は、ＵＭＴＳ－ＢＡＮＤ２において用いられる弾性表面波デュプレクサである。ＢＡＮＤ２では、送信周波数帯は、１８５０ＭＨｚ～１９１０ＭＨｚにあり、受信周波数帯は１９３０ＭＨｚ～１９９０ＭＨｚにある。
　弾性波分波器１は、アンテナ２に接続されるアンテナ端子３を有する。弾性波分波器１は、外部端子として、このアンテナ端子３と送信端子４と、受信端子５，６とを有する。
　アンテナ端子３と送信端子４との間には、ラダー型回路構成の弾性表面波フィルタからなる送信フィルタ２０が接続されている。また、アンテナ端子３と受信端子５，６との間には、受信フィルタ１５が接続されている。受信フィルタ１５は縦結合型弾性表面波共振器フィルタからなる。
　アンテナ２とアンテナ端子３との接続点とグラウンド電位との間には、外付けの整合用インダクタＬ１が接続されている。
　送信フィルタ２０は、アンテナ端子３に接続される出力端子２１と、送信端子４に接続される入力端子２２とを有する。出力端子２１と入力端子２２とは、直列腕２３によって接続されている。
　直列腕２３においては、複数の直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４が直列に接続されている。直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４は、一端子対弾性表面波共振器からなる。なお、図１では、直列腕共振子Ｓ２～Ｓ４は、複数の一端子対弾性表面波共振子を互いに直列に接続した構造を有する。さらに、直列腕共振子Ｓ２に並列にキャパシタＣ１が接続されている。もっとも、直列腕共振子Ｓ２～Ｓ４は、直列腕共振子Ｓ１と同様に１つの直列腕共振子により構成されてもよい。
　直列腕２３とグラウンド電位との間には、複数の並列腕２４～２７が設けられている。並列腕２４～２７においては、それぞれ、一端子対弾性表面波共振器からなる並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４が設けられている。並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４は、２つの一端子対弾性表面波共振器を直列に接続した構造を有するが、１つの一端子対弾性表面波共振器により構成されてもよい。
　並列腕２４～２６をグラウンド電位側において共通化している接続点とグラウンド電位との間に、インダクタンスＬ２が接続されている。また、並列腕２７においては、並列腕共振子Ｐ４と直列にインダクタンスＬ３が接続されている。
　受信フィルタ１５は、平衡－不平衡変換機能を有するバランス型の弾性表面波フィルタである。アンテナ端子３に接続される不平衡入力端子３１と、受信端子５，６にそれぞれ接続されている平衡出力端子３２ａ，３２ｂとを有する。不平衡入力端子３１と平衡出力端子３２ａ，３２ｂとの間には、第１及び第２のフィルタ部１６，１７がそれぞれ接続されている。第１及び第２のフィルタ部１６，１７は、それぞれ、並列接続されている第１及び第２の縦結合型弾性表面波共振器フィルタ素子からなる。第１及び第２の縦結合型弾性表面波共振器フィルタ素子は、それぞれ、弾性表面波伝搬方向に沿って配置された３つのＩＤＴ電極と、３つのＩＤＴ電極の両側に配置されている一対の反射器とを有する。
　不平衡入力端子３１と、第１及び第２のフィルタ部１６，１７の入力端との間には、それぞれ、一端子対弾性表面波共振器１８，１８が接続されている。第１及び第２のフィルタ部１６，１７の出力端とグラウンド電位との間には、それぞれ、一端子対弾性表面波共振器１９，１９が接続されている。平衡出力端子３２ａ，３２ｂ間には外付けの整合用インダクタＬ４が接続されている。
　受信フィルタ１５及び送信フィルタ２０の接続点３３とグラウンド電位との間には、本実施形態の特徴部分である共振回路３４が設けられている。共振回路３４は、互いに直列に接続されている一端子対弾性表面波共振器３５及びキャパシタＣ２からなる。
　図２は、本実施形態の弾性波分波器１の模式的正面断面図である。図２に示すように、弾性波分波器１は、配線基板４０を有する。本実施形態では、配線基板４０は、第１及び第２の誘電体層４１，４２を有する積層体からなる。この第１及び第２の誘電体層４１，４２は、セラミックスや樹脂などの適宜の誘電体材料からなる。
　第１の誘電体層４１の上面がダイアタッチ面４１ａを構成している。上記配線基板４０のダイアタッチ面４１ａ上に、送信フィルタチップ６０及び受信フィルタチップ７０がバンプ８１を介してフリップチップ実装されている。上記送信フィルタチップ６０及び受信フィルタチップ７０を封止するように封止樹脂層８２が配線基板４０のダイアタッチ面４１ａ上に設けられている。
　なお、図１に示した整合用インダクタＬ２及びＬ３は、上記配線基板４０の内部配線によって構成されている。
　送信フィルタチップ６０及び受信フィルタチップ７０は、圧電基板６０ａ，７０ａを有する。この圧電基板６０ａ，７０ａの下面に、前述した送信フィルタ２０及び受信フィルタ１５を構成するための電極構造が形成されている。このような受信フィルタ１５及び送信フィルタ２０を構成する電極構造は従来より周知の電極形成方法により構成することができる。本実施形態では、前述した共振回路３４を構成するための一端子対弾性表面波共振器３５及びキャパシタＣ２もまた、送信フィルタ２０を構成している圧電基板６０ａの下面に構成されている。従って、大型化をまねくことなく、共振回路３４を構成することができる。
　図３は、このような共振回路３４を構成する電極構造を示す模式的平面図である。
　図３に示すように、前述した圧電基板６０ａの下面に、図示の電極構造が形成されている。一端子対弾性表面波共振器３５は、ＩＤＴ電極３５ａと、ＩＤＴ電極３５ａの両側に配置された反射器３５ｂ，３５ｃを有する。キャパシタＣ２は、互いに間挿し合う複数本の電極指を有するくし歯電極からなる。従って、一端子対弾性表面波共振器３５及びキャパシタＣ２は、送信フィルタ２０を構成している直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４を構成する電極と同じ工程で容易に形成することができる。
　また、上記共振回路３４を構成している電極材料としては、特に限定されないが、同じ工程で形成するためには、直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４を構成する電極と同じ材料からなることが好ましい。
　上記のような電極材料としては、特に限定されないが、例えば、Ａｌ、Ｐｔ、Ａｕ、Ａｇ、Ｃｕ、Ｎｉ、Ｔｉ、Ｃｒ及びＰｄからなる群から選択された金属またはこれらの１種以上の金属を含む合金を用いることができる。また、上記金属や合金からなる複数の金属層の積層体により上記電極を形成してもよい。
　本実施形態では、一端子対弾性表面波共振器３５のＩＤＴ電極３５ａの波長は２．１９２１μｍ、電極指交差幅は３０μｍ、電極指の対数は６０対とされている。また、キャパシタＣ２を構成しているくし歯電極の容量値は０．５ｐＦとされている。
　図３に示すように、本実施形態では、キャパシタＣ２を構成しているくし歯電極の電極指が延びる方向は、ＩＤＴ電極３５ａの電極指の延びる方向に対して９０度の角度を成している。それによって、くし歯電極からなるキャパシタＣ２においては、弾性表面波は励振し難くなり、単なる容量として十分に機能する。
　もっとも、キャパシタＣ２を構成しているくし歯電極の電極指の延びる方向が、ＩＤＴ電極３５ａの電極指の延びる方向とのなす角度は９０度に限定されず、平行でなく、交差する方向であればよい。好ましくは、くし歯電極の電極指の延びる方向とＩＤＴ電極３５ａの電極指の延びる方向とが交差して作られる２つの角度の内、９０度以下の角度となる交差角度は４５度以上であることが望ましい。それによって、弾性表面波のくし歯電極における励振を効果的に抑制することができる。より好ましくは、図３で示す本実施形態のように交差角度が９０度であることが望ましい。
　ところで、ＩＭＤは、２つの信号の整数倍の周波数の和または差からなる周波数で発生する。従って、送信信号と受信信号との組み合わせによって上記和または差からなる周波数の信号、すなわち送信周波数帯または受信周波数帯にＩＭＤを発生させる妨害波信号が、アンテナ側から受信フィルタ１５及び送信フィルタ２０に入力されると、弾性波分波器１の通信品質が悪化する。
　しかしながら、本実施形態によれば、上記共振回路３４が設けられているため、妨害波信号が受信フィルタ１５及び送信フィルタ２０に入力されたとしても、妨害波信号を十分に減衰させることができる。より具体的には、本実施形態では、ＢＡＮＤ２の弾性波分波器であるため、送信周波数帯（１８５０ＭＨｚ～１９１０ＭＨｚ）の２倍から受信周波数帯（１９３０ＭＨｚ～１９９０ＭＨｚ）を減算してなる周波数帯（１７７０ＭＨｚ～１８３０ＭＨｚ）の周波数帯内に、共振回路３４の共振周波数が位置されている。なお、上記１７７０ＭＨｚ～１８３０ＭＨｚ帯を妨害波周波数帯と呼ぶこととする。
　本実施形態では、上記妨害波周波数帯に共振回路３４の共振周波数を位置させることにより、上記ＩＭＤの原因となる妨害波信号を減衰させることができる。それによって、ＩＭＤを抑制でき、弾性波分波器１の通信品質を高めることができる。これをより具体的な実験例に基づき説明する。
　上記実施形態の弾性波分波器と、上記共振回路３４が設けられていていないことを除いては、上記実施形態と同様の構成の比較例１の弾性波分波器を用意した。図４は、上記実施形態及び比較例１の弾性波分波器のＩＭＤ特性を測定した結果を示す図である。図５は、上記実施形態及び比較例１の弾性波分波器における送信フィルタ２０の通過特性を示し、図６は受信フィルタ１５の通過特性を示す。
　図４に示すように、比較例１に比べ、上記実施形態によれば、ＩＭＤ特性は改善している。また、図５に示すように、比較例１に比べ、上記実施形態では、送信フィルタの通過帯域内における挿入損失が悪化しておらず、受信周波数帯における減衰特性も改善している。さらに、図６に示すように、比較例１に比べ、上記実施形態によれば、受信フィルタの通過帯域内における挿入損失も悪化していないことがわかる。
　上記共振回路３４に代えて、一端子対弾性表面波共振器３５のみを用いた場合でも、妨害波信号を減衰させることはできる。しかしながら、実際には、キャパシタＣ２が接続されていないと、ＩＭＤ特性は改善しない。これを、図７～図９を参照して説明する。図７～図９においては、上記比較例１と、キャパシタＣ２が設けられていないことを除いては上記実施形態と同様に構成された比較例２の特性を示す。すなわち、比較例２では、共振回路３４を構成している一端子対弾性表面波共振器３５のみを用い、キャパシタＣ２は接続されていない。図７はＩＭＤ特性を、図８は送信フィルタの通過特性を、図９は受信フィルタの通過特性を示す。
　図７に示すように、比較例１に比べて、比較例２では、ＩＭＤ特性がかえって悪化している。これは、キャパシタＣ２が存在しないためである。そのため、一端子対弾性表面波共振器３５の電力密度が高くなり、非線形歪みによりＩＭＤが発生しているためと考えられる。
　また、図８及び図９に示すように、比較例２では、比較例１に比べ、受信フィルタの通過帯域における挿入損失も悪化しており、送信フィルタの受信周波数帯における減衰特性も悪化している。
　図１０は、第１の実施形態で用いられている共振回路３４と、比較例２で用いられている共振回路のインピーダンス特性を示す図である。比較例２では、上記実施形態に比べ、インピーダンス比、すなわち***振周波数におけるインピーダンスの共振周波数におけるインピーダンスに対する比が大きくなっている。これは、上記実施形態では、一端子対弾性表面波共振器３５とグラウンド電位との間にキャパシタＣ２が介在するため、電位差が小さくなっていることによる。すなわち、比較例２に比べ、上記実施形態では一端子対弾性表面波共振器３５の励振が小さくなっていることを示している。従って、比較例２に比べ、上記実施形態によれば、一端子対弾性表面波共振器３５自身の非線形歪みが抑制され、ＩＭＤの発生が抑制されていると考えられる。
　なお、一端子対弾性表面波共振器３５とグラウンド電位との間に、インダクタや抵抗を介在させることによっても、一端子対弾性表面波共振器３５の非線形歪みを抑制することができると考えられる。しかしながら、インダクタを形成するためにチップ上に配線を引き回すと、キャパシタＣ２の場合に比べてチップ面積が大きくなる。また、キャパシタＣ２やインダクタが直列腕共振子Ｓ１～Ｓ４及び並列腕共振子Ｐ１～Ｐ４を構成する電極と同じ工程で形成することができる。これに対して、抵抗の場合には、別工程で形成しなければならない。従って、一端子対弾性表面波共振器３５とグラウンド電位との間にキャパシタＣ２を設けることが望ましく、小型化や生産性を効果的に高めることができる。
　他方、図９に示すように、比較例２では比較例１に比べて、受信フィルタの通過帯域内においても挿入損失が大きく悪化している。図１１は、上記実施形態の共振回路と、比較例２における共振回路の通過特性を示す。上記実施形態では、共振周波数付近以外では挿入損失が小さい。これに対して、比較例２では、受信周波数帯（１９３０ＭＨｚ～１９９０ＭＨｚ）で挿入損失が大きくなっている。そのため、図９に示すように、比較例２の受信フィルタ１５では、通過帯域内における挿入損失が悪化したものと考えられる。また、図８に示すように、比較例２では比較例１に比べて、送信フィルタの受信周波数帯における減衰特性が悪化している。これは、受信周波数帯の信号が、グラウンド用配線を通って共振回路から漏洩したためだと考えられる。
　上記のように、本実施形態では、共振回路３４がキャパシタＣ２を有するため、挿入損失および減衰特性の悪化をまねくことなく、ＩＭＤを効果的に抑制することができる。特許文献１に記載の先行技術では、アンテナ端側に位置する共振器を直列に２分割することにより、共振器の面積が４倍と大きくなっていた。これに対して、本実施形態によれば、比較的面積が小さい一端子対弾性表面波共振器３５とキャパシタＣ２とを送信フィルタ２０側に追加するだけでよい。しかも、受信フィルタ１５は共振器を２分割する必要がなく、上記共振回路３４を追加する必要もない。そのため、弾性波分波器１では、大幅な小型化を図ることができる。
　本実施形態には、妨害波周波数帯は、ＢＡＮＤ２の送信周波数帯の２倍から受信周波数帯を減算して得られた周波数帯であったが、本発明における妨害波周波数帯は上記に限定されるものではない。すなわち、ＩＭＤの原因となる妨害波の周波数帯は、送信周波数帯および受信周波数帯の一方をＦ１～Ｆ２（ただし、Ｆ２＞Ｆ１）、他方をＲ１～Ｒ２（ただし、Ｒ２＞Ｒ１）としたとき、一方の周波数帯の整数倍と、他方の周波数帯の整数倍との和及び差である周波数帯に位置している。従って、妨害波周波数帯については、｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜の帯域内に位置しておればよい。ここで、ｍ及びｎは整数である。ＩＭＤの原因となる妨害波周波数帯域はｍ、ｎの組み合わせにより無数の帯域に存在する。
　なお、今後、通信システムが複合化していくと、｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜（ただし０＜｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦７）であることがさらに好ましい。それによって、より多様な通信システムに対応することができる。
　送信信号及び受信信号に関する高調波の信号強度は、高次になると減衰が大きくなる。従って、共振回路の共振周波数が｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜（ただし０＜｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦３）である周波数帯域内に配置されることがより好ましい。それによって、妨害波をより一層効果的に減衰させ得る。
　（第２の実施形態）
　図１２は、第２の実施形態の弾性波分波器の略図的回路図である。第１の実施形態と同一部分については、同一の参照符号を付することにより、第１の実施形態の説明を援用し、詳細な説明を省略する。
　本実施形態では、共振回路３４において、一端子対弾性表面波共振器３５に並列に第２の一端子対弾性表面波共振器３６が接続されている。第１の一端子対弾性表面波共振器３５に比べ、第２の一端子対弾性表面波共振器３６では、ＩＤＴ電極の波長が相対的に大きくされている。すなわち、第１の一端子対弾性表面波共振器３５の共振周波数に比べ、第２の一端子対弾性表面波共振器３６の共振周波数は低域側に位置する。その他の構成については第２の実施形態は第１の実施形態と同様である。
　図１１に示したように、第１の実施形態によれば、キャパシタＣ２を備えていない比較例２に比べ、減衰帯域幅が狭くなっている。これに対して、本実施形態では、ＩＤＴ電極の波長が一端子対弾性表面波共振器３５よりも大きい第２の一端子対弾性表面波共振器３６が用いられている。それによって、妨害波周波数帯内に２つの減衰極を位置させることができる。その結果、減衰帯域幅を広くすることが可能とされている。よって、本実施形態によれば、第１の実施形態よりも、より広い周波数帯で妨害波を減衰させることができる。
　図１３は、第２の実施形態の弾性波分波器における一端子対弾性表面波共振器３５の変形例を示す図である。図１３では、反射器５１，５２間に、波長が異なる２つの領域５３ａ，５３ｂを有するＩＤＴ電極５３が構成されている。このように、ＩＤＴ電極５３に波長が異なる２つの領域５３ａ，５３ｂを有するようにして、一端子対弾性表面波共振器３５と、該一端子対弾性表面波共振器３５に並列に接続された第２の一端子対弾性表面波共振器３６とを有する回路と等価な構成を実現することができる。この場合には、第２の弾性表面波共振器３６と、第１の弾性表面波共振器において反射器を共有することができる。従って、より一層の小型化を図ることができる。
　なお、第２の実施形態では、第１の弾性表面波共振器３５に１つの第２の弾性表面波共振器３６を並列に接続したが、互いに共振周波数が異なる２以上の第２の弾性表面波共振器を並列接続してもよい。すなわち、並列接続されている複数の弾性表面波共振器の数は３以上であってもよい。
　（第３の実施形態）
　図１４は、本発明の第３の実施形態に係る弾性波分波器の略図的回路図である。第１の実施形態と同一部分については、同一の参照符号を附することにより、第１の実施形態の説明を援用することにより詳細な説明を省略する。
　本実施形態では、共振回路３４において、一端子対弾性表面波共振器３５に直列に第３の一端子対弾性表面波共振器３８が接続されている。第１の一端子対弾性表面波共振器３５に比べて、第３の一端子対弾性表面波共振器３８のＩＤＴ電極の波長が大きくされている。すなわち、第１の一端子対弾性表面波共振器３５の共振周波数に比べて、第３の一端子対弾性表面波共振器３８の共振周波数が低域側に位置する。その他の構成は、第１の実施形態と同様である。
　本実施形態では、ＩＤＴ電極の波長が一端子対弾性表面波共振器３５よりも大きい、第３の一端子対弾性表面波共振器３８が設けられている。それによって、妨害波周波数帯内に２つの減衰極を位置させることができる。よって、減衰帯域幅を拡げることができる。従って、本実施形態によれば、第１の実施形態よりもより広い周波数帯で妨害波を減衰させることができる。
　なお、本実施形態では、共振回路３４において、第１の一端子対弾性表面波共振器３５に１つの第３の一端子対弾性表面波共振器３８を直列接続したが、互いに共振周波数が異なる２以上の第３の一端子対弾性表面波共振器を直列に接続してもよい。すなわち、互いに直列に接続されている一端子対弾性表面波共振器の数は３以上であってもよい。
　さらに、第２の実施形態と第３の実施形態とを組み合わせてもよい。すなわち、第１の弾性表面波共振器３５に直列に第３の一端子対弾性表面波共振器３８を接続し、さらに第２の実施形態に従って少なくとも１つの第２の一端子対弾性表面波共振器３６を接続してもよい。それによって、より広い周波数帯で妨害波を減衰させることができる。
　なお、第１～第３の実施形態では、アンテナ端側にもっとも近い共振器を複数の共振器に分割しなかったが、本発明においても、このような共振器を分割する手法を用いてもよい。
　また、第１～第３の実施形態では、送信フィルタチップ６０側に共振回路３４が形成されていたが、受信フィルタチップ７０側に形成されていてもよい。すなわち、不平衡入力端子３１とグラウンド電位との間に共振回路３４を構成してもよい。通常、周波数帯が低い方のフィルタの方が、弾性表面波共振器の最適電極膜厚が厚い。従って、抵抗損失が小さくなる。抵抗損失が小さくなると、電力密度が低くなることなどによって、より妨害波を減衰させることができる。そのため、ＩＭＤを効果的に抑制することができる。また、弾性波分波器の通過帯域において共振回路の損失が小さくなるため、分波器の挿入損失の悪化が発生し難い。よって、上記第１～第３の実施形態では、周波数帯が低い送信フィルタチップ６０側において共振回路３４が構成されている。しかしながら、受信周波数の方が送信周波数よりも低い通信システムの場合には、受信フィルタチップ７０側に共振回路３４を構成することが望ましい。
　さらに、図２では、送信フィルタチップ６０及び受信フィルタチップ７０は、圧電基板６０ａ，７０ａによりそれぞれ構成されていたが、同一圧電基板により構成してもよい。すなわち、１つの圧電基板上に、送信フィルタ２０及び受信フィルタ１５を構成してもよい。その場合には、受信フィルタ１５と送信フィルタ２０との間に、フィルタ機能に関与しない領域であるデッドスペースが生じやすい。しかしながら、共振回路３４は、受信フィルタ１５と送信フィルタ２０との間に設ければ、上記デッドスペースを有効に利用することができる。従って、圧電基板の大型化をまねくことなく、ＩＭＤの発生を抑制することができる。さらに、共振回路３４は、１つの圧電基板上に受信フィルタ１５及び送信フィルタ２０の一方または両方と、同時に形成することが容易である。すなわち、フィルタ機能とＩＭＤ抑制機能とを１つの圧電基板上で、大型化をまねくことなく実施することが容易である。またさらに、本実施形態の弾性波分波器を通信機器に用いれば、通信機器の大型化をまねくことなく、ＩＭＤの発生を抑制することが容易である。
　また、上記第１～第３の実施形態では、弾性表面波を利用した弾性波分波器につき説明したが、弾性境界波やバルク弾性波（ＢＡＷ）を用いてもよい。
１…弾性波分波器
２…アンテナ
３…アンテナ端子
４…送信端子
５，６…受信端子
１５…受信フィルタ
１６，１７…第１，第２のフィルタ部
１８…一端子対弾性表面波共振器
１９…一端子対弾性表面波共振器
２０…送信フィルタ
２１…出力端子
２２…入力端子
２３…直列腕
２４～２７…並列腕
３１…不平衡入力端子
３２ａ，３２ｂ…平衡出力端子
３３…接続点
３４…共振回路
３５…一端子対弾性表面波共振器
３５ａ…ＩＤＴ電極
３５ｂ，３５ｃ…反射器
３６…一端子対弾性表面波共振器
３８…一端子対弾性表面波共振器
４０…配線基板
４１…第１の誘電体層
４１ａ…ダイアタッチ面
４２…第２の誘電体層
５１，５２…反射器
５３…ＩＤＴ電極
５３ａ，５３ｂ…領域
６０…送信フィルタチップ
６０ａ，７０ａ…圧電基板
７０…受信フィルタチップ
８１…バンプ
８２…封止樹脂層
Ｐ１～Ｐ４…並列腕共振子
Ｓ１～Ｓ４…直列腕共振子

Claims (9)

  1. 　アンテナ端子と、送信端子と、受信端子とを有する弾性波分波器であって、
    　前記アンテナ端子と前記送信端子との間に接続されており、かつ弾性波フィルタよりなる送信フィルタと、
    　前記アンテナ端子と前記受信端子との間に接続されており、かつ弾性波フィルタからなる受信フィルタと、
    　前記アンテナ端子とグラウンド電位との間に接続されており、弾性波共振器と、該弾性波共振器に直列に接続されたキャパシタとを有する共振回路とを備え、該共振回路の共振周波数が、相互変調歪みを発生させる妨害波の周波数帯に位置している、弾性波分波器。
  2. 　前記送信フィルタの送信周波数帯及び前記受信フィルタの受信周波数帯のうち、一方をＦ１～Ｆ２（ただし、Ｆ２＞Ｆ１）、他方をＲ１～Ｒ２（ただし、Ｒ２＞Ｒ１）としたときに、前記共振回路の前記共振周波数が、ｍＦ１±ｎＲ１～ｍＦ２±ｎＲ２の帯域内に位置しており、ｍ及びｎが整数である、請求項１に記載の弾性波分波器。
  3. 　前記共振回路の前記共振周波数が｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜（ただし０＜｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦７）の帯域内に位置している、請求項２に記載の弾性波分波器。
  4. 　前記共振回路の前記共振周波数が｜ｍＦ１±ｎＲ１｜～｜ｍＦ２±ｎＲ２｜（ただし０＜｜ｍ｜＋｜ｎ｜≦３）の帯域内に位置している、請求項３に記載の弾性波分波器。
  5. 　前記共振回路において、前記弾性波共振器に並列に接続された第２の弾性波共振器をさらに有する、請求項１～４のいずれか１項に記載の弾性波分波器。
  6. 　前記共振回路において、前記弾性波共振器に直列に接続された第３の弾性波共振器をさらに有する、請求項１～５のいずれか１項に記載の弾性波分波器。
  7. 　前記送信フィルタが、圧電基板を有する送信フィルタチップに構成されており、前記受信フィルタが圧電基板を有する受信フィルタチップにおいて構成されており、前記共振回路が前記送信フィルタチップ及び前記受信フィルタチップの一方に形成されている、請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波分波器。
  8. 　前記送信フィルタチップと前記受信フィルタチップとが１つの圧電基板を用いて一体に形成されており、前記共振回路が前記圧電基板に形成されている請求項１～６のいずれか１項に記載の弾性波分波器。
  9. 　配線基板をさらに備え、前記配線基板上に前記送信フィルタチップ及び受信フィルタチップが実装されている、請求項７または８に記載の弾性波分波器。
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