WO2012153373A1 - 振幅・直交度誤差補償装置 - Google Patents

振幅・直交度誤差補償装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2012153373A1
WO2012153373A1 PCT/JP2011/006994 JP2011006994W WO2012153373A1 WO 2012153373 A1 WO2012153373 A1 WO 2012153373A1 JP 2011006994 W JP2011006994 W JP 2011006994W WO 2012153373 A1 WO2012153373 A1 WO 2012153373A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
amplitude
orthogonality
signal
error
correction
Prior art date
Application number
PCT/JP2011/006994
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
克洋 上松
神野　一平
Original Assignee
パナソニック株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニック株式会社 filed Critical パナソニック株式会社
Priority to CN201180070676.2A priority Critical patent/CN103503396A/zh
Priority to JP2013513831A priority patent/JPWO2012153373A1/ja
Publication of WO2012153373A1 publication Critical patent/WO2012153373A1/ja
Priority to US14/070,268 priority patent/US8724752B2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
    • H04L1/206—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector for modulated signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
    • H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0016—Stabilisation of local oscillators

Definitions

  • the present disclosure relates to a demodulation device or the like used for analog or digital wireless communication.
  • the present invention relates to an apparatus for detecting and correcting an amplitude error or a quadrature error between an in-phase component and a quadrature component of a complex signal after quadrature detection.
  • quadrature detection is performed on the received signal using a quadrature detector composed of analog circuits, and the result is complex. Obtaining as a signal (IQ signal) is widely performed.
  • the in-phase component and quadrature component of the complex signal output from the quadrature detector should ideally be orthogonal and have the same average amplitude (FIG. 2 (a)).
  • quadrature detectors composed of analog circuits are affected by variations in the characteristics of analog elements, temperature characteristics, voltage characteristics, etc., so amplitude errors and quadrature errors occur between in-phase and quadrature components of complex signals. (For example, FIG. 2B) occurs. For this reason, if detection is performed using the complex signal output from such a quadrature detector as it is, image interference occurs and the reception performance of the receiver is degraded.
  • the distribution of the signal point distribution of the input complex signal affected by the characteristic variation, temperature characteristic, voltage characteristic, etc. of the analog element is averaged in the complex plane.
  • the amplitude error and the orthogonality error between the in-phase component and the quadrature component of the complex signal differ depending on the frequency of the complex signal. For this reason, when the input signal includes a plurality of signals having different frequencies, there is a problem that accuracy of amplitude error correction and orthogonality error correction is deteriorated.
  • This disclosure is intended to perform amplitude correction and orthogonality correction more accurately even when a plurality of signals having different frequencies are included in an input signal.
  • An amplitude / quadrature error compensation device performs amplitude correction on the in-phase component and quadrature component of an input complex signal based on amplitude error information, and obtains the obtained complex signal after amplitude correction.
  • a filter unit that passes a predetermined frequency component, and an amplitude error detection unit that obtains the amplitude error information based on the in-phase component and the quadrature component of the complex signal that has passed through the filter unit
  • an orthogonality error detection unit that obtains the orthogonality error information indicating the orthogonality error between the in-phase component and the orthogonal component of the complex signal that has passed through the filter unit.
  • the amplitude error information and the orthogonality error information are obtained based on the in-phase component and the quadrature component of the complex signal that has passed through the filter unit. Therefore, when the input signal includes a plurality of signals having different frequencies. Even if it exists, amplitude correction and orthogonality correction can be performed more accurately.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an amplitude / orthogonality error compensating apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a locus of a vector having these components in the case where the in-phase component II and the quadrature component QI input to the amplitude correction unit in FIG. 1 are ideal.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when there is an amplitude error and a quadrature error between the in-phase component II and the quadrature component QI.
  • FIG. 3A is a diagram illustrating a spectrum of the complex signal CI in the case of FIG.
  • FIG. 3B is a diagram illustrating the spectrum of the complex signal CI in the case of FIG.
  • FIG. 4 is a graph showing an example of frequency characteristics of the amplitude error ⁇ G.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of frequency characteristics of the orthogonality error ⁇ .
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplitude error detection unit in FIG.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram of the processing of the area determination unit in FIG.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when the amplitude of the in-phase component IL is larger than the amplitude of the quadrature component QL.
  • FIG. 8B is a diagram exemplifying a locus of a vector having these components when the amplitude of the in-phase component IL is smaller than the amplitude of the quadrature component QL.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplitude correction unit in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a locus of a vector having these components when there is an amplitude error between the in-phase component and the quadrature component.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of the orthogonality error detection unit in FIG.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram of the processing of the area determination unit in FIG. FIG.
  • FIG. 13A is a diagram illustrating the locus of a vector having these components when the phase difference between the in-phase component IL and the quadrature component QL is greater than 90 °.
  • FIG. 13B is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when the phase difference between the in-phase component IL and the quadrature component QL is smaller than 90 °.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration example of the orthogonality correction unit in FIG.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a spectrum of an analog television broadcast signal.
  • FIGS. 17A, 17B, and 17C are spectrum diagrams each showing an example of the passband PB1 of the filter unit of FIG.
  • FIG. 18 shows a signal that can pass through the filter unit when the amplitude / orthogonality error compensator of FIG. 1 has the filter unit having the characteristics of FIG. 17 (a), FIG. 17 (b), or FIG. It is a figure which shows the example of the locus
  • FIG. 19A is a diagram showing an example of the spectrum of the video signal V1 corresponding to the ellipse Sf1 in FIG.
  • FIG. 19B is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal corresponding to the circle S in FIG. 18 in the output signal CR.
  • FIG. 20 is a spectrum diagram showing an example of another pass band PB2 of the filter unit of FIG.
  • FIG. 21 is a diagram illustrating an example of a locus of a vector corresponding to a signal that can pass through the filter unit on the complex plane when the amplitude / orthogonality error compensation apparatus of FIG. 1 includes the filter unit having the characteristics of FIG. .
  • FIG. 22A is a diagram illustrating an example of a spectrum of the audio signal A1 corresponding to the ellipse Sf2 in FIG.
  • FIG. 22B is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal corresponding to the circle S in FIG. 21 in the output signal CR.
  • FIG. 23A is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal including a wideband signal.
  • FIG. 23B is a diagram illustrating an example of another pass band PB4 of the filter unit of FIG. 1 and an example of a spectrum of the signal of FIG. 23A that has passed through the filter unit.
  • FIG. 24A shows other than the locus of the vector corresponding to the component of the output signal CR of the amplitude / orthogonality error compensation device, assuming that the amplitude / orthogonality error compensation device of FIG. 1 does not have a filter unit. It is a figure which shows the example of on a complex plane.
  • FIG. 24B shows an example of a vector trajectory corresponding to a signal that can pass through the filter unit when the amplitude / orthogonality error compensating apparatus of FIG. 1 has the filter unit having the characteristics shown in FIG. It is a figure shown above.
  • FIG. 25 is a block diagram showing another configuration example of the amplitude / orthogonality error compensating apparatus of FIG. FIG.
  • FIG. 26 is a block diagram showing still another configuration example of the amplitude / orthogonality error compensating apparatus of FIG.
  • FIG. 27A is a diagram illustrating another example of a spectrum of an analog television broadcast signal.
  • FIG. 27B is a diagram illustrating an example of the passband of each filter in FIG.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a configuration example of a receiver having the amplitude / orthogonality error compensating apparatus of FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of an amplitude / orthogonality error compensating apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • the amplitude / orthogonality error compensation apparatus 100 in FIG. 1 includes an amplitude correction unit 10, an orthogonality correction unit 20, a filter unit 30, an amplitude error detection unit 40, and an orthogonality error detection unit 50. .
  • a complex signal CI received by the antenna and then subjected to quadrature detection is input to the amplitude correction unit 10.
  • the complex signal CI has an in-phase component II and a quadrature component QI.
  • FIG. 2A is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when the in-phase component II and the quadrature component QI input to the amplitude correction unit 10 in FIG. 1 are ideal.
  • FIG. 2B is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when there is an amplitude error and a quadrature error between the in-phase component II and the quadrature component QI.
  • the vector locus is a perfect circle as shown in FIG.
  • the vector locus becomes an ellipse, and when there is an orthogonality error, the major axis of the ellipse does not coincide with either the I axis or the Q axis as shown in FIG. .
  • FIG. 3 (a) is a diagram showing a spectrum of the complex signal CI in the case of FIG. 2 (a).
  • FIG. 3B is a diagram illustrating the spectrum of the complex signal CI in the case of FIG.
  • FIG. 2A since there is no amplitude error and orthogonality error, only the spectrum of the frequency f0 exists and no image interference signal is generated.
  • FIG. 2B there is an amplitude error and an orthogonality error, so that an image disturbance signal having a frequency f0 'is generated.
  • FIG. 4 is a graph showing an example of frequency characteristics of the amplitude error ⁇ G.
  • G1 indicates a case where the amplitude error ⁇ G between the in-phase component II and the quadrature component QI is constant regardless of the frequency f
  • G2 indicates a case where the amplitude error ⁇ G increases as the frequency f increases.
  • FIG. 5 is a graph showing an example of frequency characteristics of the orthogonality error ⁇ .
  • ⁇ 1 indicates a case where the orthogonality error ⁇ between the in-phase component II and the quadrature component QI is constant regardless of the frequency f
  • ⁇ 2 indicates a case where the orthogonality error ⁇ decreases with an increase in the frequency f.
  • the complex signal CI has an amplitude error represented by the curve G2 in FIG. 4 and an orthogonality error represented by the curve ⁇ 2 in FIG. 5 will be described.
  • the amplitude correction unit 10 outputs the amplitude error output from the amplitude error detection unit 40 so that the difference between the amplitude of the in-phase component II and the amplitude of the quadrature component QI is small with respect to the in-phase component II and the quadrature component QI.
  • Amplitude correction is performed based on the in-phase amplitude error magnification ⁇ as information, and the obtained in-phase component IA and quadrature component QA after amplitude correction are output.
  • the orthogonality correction unit 20 is based on the orthogonality error information ⁇ output from the orthogonality error detection unit 50 so that the in-phase component IA and the orthogonal component QA are orthogonal to the in-phase component IA and the orthogonal component QA.
  • the orthogonality correction is performed, and the obtained complex signal CR (having the in-phase component IR and the orthogonal component QR) after the orthogonality correction is output.
  • the filter unit 30 passes predetermined frequency components of the in-phase component IR and the quadrature component QR, and outputs the passed components as the in-phase component IL and the quadrature component QL, respectively.
  • the amplitude error detection unit 40 obtains the in-phase amplitude error magnification ⁇ based on the in-phase component IL and the quadrature component QL, and outputs it to the amplitude correction unit 10. That is, the amplitude error detection unit 40 and the amplitude correction unit 10 perform feedback correction of the amplitude error.
  • the in-phase amplitude error magnification ⁇ is a value to be multiplied by the in-phase component II for amplitude error correction.
  • the orthogonality error detection unit 50 obtains orthogonality error information ⁇ indicating the orthogonality error between the in-phase component IL and the quadrature component QL, and outputs the orthogonality error information ⁇ to the orthogonality correction unit 20. That is, the orthogonality error detection unit 50 and the orthogonality correction unit 20 perform feedback correction of the orthogonality error.
  • FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplitude error detection unit 40 of FIG.
  • the amplitude error detection unit 40 includes a power calculation unit 41, a region determination unit 42, a sign inversion unit 43, a selector 44, a loop filter 45, and an adder 46.
  • the power calculation unit 41 obtains the sum of the square of the in-phase component IL and the square of the quadrature component QL, and outputs the obtained sum as power.
  • the sign inversion unit 43 inverts the sign and outputs the obtained power.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram for the processing of the area determination unit 42 of FIG.
  • the region determination unit 42 outputs “1”.
  • the region determination unit 42 outputs “0”.
  • the selector 44 selects and outputs the output of the sign inverting unit 43 when the area determination unit 42 outputs “1”, and the selector 44 outputs “0” when the area determination unit 42 outputs “0”.
  • the power calculated by the power calculator 41 is selected and output.
  • the loop filter 45 smoothes the output of the selector 44 and outputs it.
  • the adder 46 adds 1 to the output of the loop filter 45.
  • FIG. 8A is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when the amplitude of the in-phase component IL is larger than the amplitude of the quadrature component QL.
  • FIG. 8B is a diagram exemplifying a locus of a vector having these components when the amplitude of the in-phase component IL is smaller than the amplitude of the quadrature component QL.
  • the sum of the powers is calculated by adding the power at that point and when there is a point in the ( ⁇ ) region. Is a value obtained by subtracting the power at that point. Specifically, it is obtained by selection by the selector 44 and smoothing processing of the loop filter 45. In the case of FIG. 8A, ⁇ > 1, and in the case of FIG. 8B, ⁇ ⁇ 1.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of the amplitude correction unit 10 of FIG.
  • the amplitude correction unit 10 includes multipliers 11 and 12 and a quadrature amplitude error magnification calculation unit 14.
  • the quadrature amplitude error magnification calculator 14 calculates the quadrature amplitude error magnification ⁇ based on the in-phase amplitude error magnification ⁇ output from the amplitude error detector 40.
  • the quadrature amplitude error magnification ⁇ is a value to be multiplied by the quadrature component QI for amplitude error correction.
  • Multiplier 11 multiplies in-phase component II by in-phase amplitude error magnification ⁇ , and outputs the result as in-phase component IA.
  • Multiplier 12 multiplies quadrature component QI by quadrature amplitude error magnification ⁇ , and outputs the result as quadrature component QA.
  • the quadrature amplitude error magnification calculation unit 14 generates the power of the in-phase component II and the quadrature component QI input to the amplitude correction unit 10 and the power of the in-phase component IA and the quadrature component QA output from the amplitude correction unit 10.
  • the quadrature amplitude error magnification ⁇ is calculated so as to be equal.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a locus of a vector having these components when there is an amplitude error between the in-phase component and the quadrature component.
  • a method for calculating the quadrature amplitude error magnification ⁇ will be described in detail.
  • the locus of the vector having these components is represented by an ellipse SG in FIG. 10 on average.
  • the locus of the vector having these components is represented by a perfect circle S in FIG. 10 on average.
  • the major axis of the ellipse SG is A
  • the minor axis is B
  • the radius of the perfect circle S is R.
  • I Acos ⁇
  • Q B sin ⁇ .
  • the quadrature amplitude error magnification calculator 14 calculates the quadrature amplitude error magnification ⁇ from the in-phase amplitude error magnification ⁇ using the relationship of Equation (6).
  • the quadrature amplitude error magnification calculator 14 can be realized by, for example, a ROM (read-only memory) that stores a look-up table representing the relationship of Expression (6).
  • the amplitude correction unit 10 adjusts the gain of each of the in-phase component II and the quadrature component QI based on the condition that the average power before and after correction is constant and the in-phase amplitude error magnification ⁇ that is a scalar amount. In other words, amplitude correction is performed.
  • the quadrature amplitude error magnification ⁇ is obtained from the in-phase amplitude error magnification ⁇
  • the quadrature amplitude error magnification ⁇ is obtained by the amplitude error detector
  • the in-phase amplitude error magnification ⁇ is obtained using the equation (6). May be.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of the orthogonality error detection unit 50 of FIG.
  • the orthogonality error detection unit 50 includes a power calculation unit 51, a region determination unit 52, a sign inversion unit 53, a selector 54, and a loop filter 55.
  • the power calculation unit 51 adds the square of the in-phase component IL and the square of the quadrature component QL, and outputs the obtained sum as power.
  • the sign inverting unit 53 inverts the sign and outputs the obtained sum.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram for processing of the area determination unit 52 of FIG.
  • the area determination unit 52 outputs “1”.
  • the area determination unit 52 outputs “0”.
  • the selector 54 selects and outputs the output of the sign inversion unit 53 when the area determination unit 52 outputs “0”, and the selector 54 outputs “1” when the area determination unit 52 outputs “1”.
  • the power calculated by the power calculation unit 51 is selected and output.
  • the loop filter 55 smoothes and outputs the output of the selector 54.
  • FIG. 13A is a diagram exemplifying a locus of a vector having these components when the phase difference between the in-phase component IL and the quadrature component QL is larger than 90 °.
  • FIG. 13B is a diagram illustrating a locus of a vector having these components when the phase difference between the in-phase component IL and the quadrature component QL is smaller than 90 °.
  • the sum of the powers is calculated by adding the power at that point and when there is a point in the ( ⁇ ) region. Is a value obtained by subtracting the power at that point. Specifically, it is obtained by selection by the selector 54 and smoothing processing of the loop filter 55. In the case of FIG. 13A, ⁇ > 0, and in the case of FIG. 13B, ⁇ ⁇ 0.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration example of the orthogonality correction unit 20 of FIG.
  • the orthogonality correction unit 20 includes a conversion ROM 22, multipliers 24 and 25, and an adder 26.
  • the orthogonality correction unit 20 treats the orthogonality error information ⁇ (orthogonality deviation) output from the orthogonality error detection unit 50 as tan ⁇ since ⁇ is sufficiently small.
  • the conversion ROM 22 converts the orthogonality error information tan ⁇ into 1 / cos ⁇ and outputs it.
  • the multiplier 25 multiplies the orthogonal component QA by 1 / cos ⁇ output from the conversion ROM 22 and outputs the multiplication result to the adder 26.
  • the multiplier 24 multiplies the in-phase component IA by the orthogonality error information tan ⁇ and outputs the multiplication result to the adder 26.
  • the adder 26 adds the multiplication results obtained by the multipliers 24 and 25 and outputs a corrected orthogonal component QR.
  • the operation of the orthogonality correction unit 20 will be described in detail. Since the in-phase component II and the quadrature component QI are amplitude-corrected by the amplitude correction unit 10 in the previous stage, the in-phase component IA and the quadrature component QA after amplitude correction have the same amplitude.
  • the amplitude / orthogonality error compensation apparatus 100 of FIG. 1 when the complex signal obtained by the orthogonal detection is a sine wave having a constant frequency, the amplitude / orthogonality error correction is accurately performed. be able to. Further, it can be realized by a circuit having a small area, and the amplitude / orthogonality error correction can be performed so that the signal power before correction and the signal power after correction do not change.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of a spectrum of an analog television broadcast signal.
  • This signal includes a video signal V1 having a frequency f1 and an audio signal A1 having a frequency f2.
  • a signal including the video signal V1 and the audio signal A1 is input to the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 as the input signal CI.
  • FIG. 16 shows an example of the locus of a vector corresponding to the component of the output signal CR of the amplitude / orthogonality error compensation device 100, assuming that the amplitude / orthogonality error compensation device 100 of FIG. Is a diagram showing on a complex plane.
  • a curve G2 in FIG. 4 and a curve ⁇ 2 in FIG. 5 it is assumed that there are an amplitude error and a quadrature error between the in-phase component and the quadrature component of the video signal V1 in FIG.
  • the video signal V1 it is assumed that there are amplitude errors and orthogonality errors between the in-phase component and the quadrature component of the audio signal A1.
  • the amplitude error of the video signal V1 and the amplitude error of the audio signal A1 are different, and the orthogonality error of the video signal V1 and the orthogonality error of the audio signal A1 are different.
  • the locus of the vector corresponding to the video signal V1 and the audio signal A1 is indicated by ellipses Sf1 and Sf2 in FIG.
  • the locus of the vector corresponding to the output signal CR does not become a perfect circle but becomes an ellipse Sf in FIG.
  • FIG. 17A is a spectrum diagram showing an example of the pass band PB1 of the filter unit 30 of FIG.
  • the filter unit 30 allows only the signal near the frequency f1 and the signal near the image frequency f1 ′ having the frequency f1 to pass the video signal V1 and not the audio signal A1.
  • FIG. 17A shows that the more the line indicating the pass band PB1 is located, the smaller the attenuation given to the signal.
  • the filter unit 30 may have characteristics as shown in FIGS. 17B and 17C.
  • FIG. 17B is a spectrum diagram showing another example of the pass band PB1 of the filter unit 30 of FIG.
  • the filter unit 30 is an LPF (low pass filter) and has a characteristic of passing only signals included in the band from the frequency f1 to the image frequency f1 '.
  • FIG. 17C is a spectrum diagram showing still another example of the pass band PB1 of the filter unit 30 in FIG.
  • the filter unit 30 is a notch filter, and has a characteristic of not allowing a signal near the frequency f2 to pass or greatly attenuating.
  • the filter unit 30 has a characteristic of allowing a predetermined frequency component to pass therethrough and preventing other frequency components from passing or greatly attenuating.
  • FIG. 18 shows that the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG. 1 passes through the filter unit 30 when it has the filter unit 30 having the characteristics of FIG. 17A, FIG. 17B, or FIG. It is a figure which shows the example of the locus
  • the locus of the vector corresponding to the output signal CR is as shown by a circle S in FIG.
  • FIG. 19A is a diagram illustrating an example of a spectrum of the video signal V1 corresponding to the ellipse Sf1 in FIG.
  • the video signal V1 includes an image disturbance signal having the frequency f1 '.
  • FIG. 19B is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal corresponding to the circle S in FIG. 18 in the output signal CR.
  • the video signal V1 contains almost no amplitude error and orthogonality error, and therefore does not contain an image interference signal having the frequency f1 '. In other words, image suppression can be said. Since the amplitude error and the orthogonality error are not corrected correctly for the audio signal A1, the output signal CR includes the audio signal A1 having the amplitude error and the orthogonality error.
  • FIG. 20 is a spectrum diagram showing an example of another pass band PB2 of the filter unit 30 of FIG.
  • the filter unit 30 allows only the signal near the frequency f2 and the signal near the image frequency f2 ′ having the frequency f2 to pass the audio signal A1 and not the video signal V1.
  • FIG. 21 shows an example of a locus of a vector corresponding to a signal that can pass through the filter unit 30 on the complex plane when the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG. 1 includes the filter unit 30 having the characteristics of FIG. FIG.
  • the locus of the vector corresponding to the output signal CR is as shown by a circle S in FIG.
  • FIG. 22A is a diagram illustrating an example of a spectrum of the audio signal A1 corresponding to the ellipse Sf2 in FIG.
  • the audio signal A1 includes the image interference signal having the frequency f2 '.
  • FIG. 22B is a diagram illustrating an example of a spectrum of a signal corresponding to the circle S in FIG. 21 in the output signal CR.
  • the audio signal A1 contains almost no amplitude error and orthogonality error, and therefore does not contain an image interference signal having the frequency f2 '. In other words, image suppression can be said.
  • the effect of having the filter unit 30 is great when there is one signal to be noted when detecting an amplitude error and an orthogonality error among two or more signals having different frequencies.
  • a signal including a video signal and an audio signal having the same power such as a signal conforming to NTSC (national television system commitment), PAL (phase alternation by line), or SECAM (sequentiel 07 amemories).
  • FIG. 23A shows an example of a spectrum of a signal including a wideband signal.
  • a complex signal having a spectrum as shown in FIG. 23A is input to the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG.
  • This signal includes a narrowband signal F3 having a frequency f3 and a wideband signal F4 having a frequency band f4.
  • FIG. 23B is a diagram illustrating an example of another pass band PB4 of the filter unit 30 of FIG. 1 and an example of a spectrum of the signal of FIG. 23A that has passed through the filter unit 30.
  • the filter unit 30 has a frequency characteristic in which the narrowband signal F3 is attenuated from the wideband signal F4 and output.
  • the narrowband signal F3 and the wideband signal F4 can both pass, but the passband PB4 is set so that the narrowband signal F3 is attenuated from the wideband signal F4.
  • the filter unit 30 By passing through the filter unit 30, the power of the narrowband signal F3 is reduced.
  • FIG. 24A shows a vector corresponding to the component of the output signal CR of the amplitude / orthogonality error compensation device 100 when it is assumed that the amplitude / orthogonality error compensation device 100 of FIG. It is a figure which shows the other example of a locus
  • Vector trajectories corresponding to the narrowband signal F3 and the wideband signal F4 are shown by ellipses Sf3 and Sf4 in FIG.
  • the ellipse f3 Since the power of the narrowband signal F3 is large, the ellipse f3 also becomes large. It is assumed that the ellipse Sf4 is closer to a perfect circle than the ellipse Sf3. In this case, if the narrowband signal F3 and the wideband signal F4 are corrected as they are, the ellipse Sf corresponding to the output signal CR is far from the ellipse Sf4 because it is strongly influenced by the narrowband signal F3. Therefore, a filter unit 30 having a characteristic of attenuating and outputting the narrowband signal F3 from the wideband signal F4, specifically, a filter unit 30 having a passband PB4 as shown in FIG. 23B, for example, is used. Thereby, the electric power of the narrowband signal F3 can be reduced, and the influence of the narrowband signal F3 on the correction can be reduced.
  • FIG. 24B shows an example of a locus of a vector corresponding to a signal that can pass through the filter unit 30 when the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG. 1 has the filter unit 30 having the characteristics of FIG. Is a diagram showing on a complex plane.
  • the ellipse f3 is smaller than in the case of FIG.
  • the ellipse Sf can be made closer to the circle S by performing amplitude correction and orthogonality correction on the narrowband signal F3 and the wideband signal F4.
  • the accuracy of the amplitude correction and the orthogonality correction can be improved, and the generation of image components by the narrowband signal F3 can be suppressed.
  • the input signal includes a narrowband signal and a wideband signal, both of which are necessary, and such a filter is effective when performing correction using the wideband signal as the main signal.
  • a VSB (vestigial-sideband) signal having a pilot signal as a narrowband signal and a video signal and an audio signal as a wideband signal is input.
  • FIG. 25 is a block diagram showing another configuration example of the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG.
  • the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 200 in FIG. 25 includes a filter unit 230 instead of the filter unit 30.
  • the filter unit 230 includes filters 232 and 234.
  • the filter 232 passes a predetermined frequency component out of the in-phase component IR and the quadrature component QR, and outputs the passed components as the in-phase component IL1 and the quadrature component QL1, respectively.
  • the filter 234 passes a predetermined frequency component different from the filter 232 out of the in-phase component IR and the quadrature component QR, and outputs the passed components as the in-phase component IL2 and the quadrature component QL2, respectively.
  • the amplitude error detector 40 obtains the in-phase amplitude error magnification ⁇ for the in-phase component IL1 and the quadrature component QL1, and outputs the same to the amplitude corrector 10.
  • the orthogonality error detection unit 50 calculates orthogonality error information ⁇ for the in-phase component IL2 and the orthogonal component QL2, and outputs the orthogonality error information ⁇ to the orthogonality correction unit 20. Other points are the same as those of the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG.
  • the pass band of the filter 232 and the pass band of the filter 234 can be set to different bands. Thereby, amplitude correction and orthogonality correction can be performed more appropriately.
  • FIG. 26 is a block diagram showing still another configuration example of the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG.
  • the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 300 in FIG. 26 includes a filter unit 330 instead of the filter unit 30.
  • the filter unit 330 includes filters 331, 332, 333, 334, multipliers 335, 336, 337, 338, and an adder 339.
  • a predetermined pass band is set in each of the filters 331 to 334.
  • the filters 331 to 334 pass the predetermined frequency components of the in-phase component IR and output the passed components.
  • the filters 331 to 334 pass each predetermined frequency component of the orthogonal components QR and output the passed components.
  • Multiplier 335 multiplies coefficient C1 by the in-phase component and quadrature component output from filter 331, and outputs the multiplication result.
  • the multiplier 336 multiplies the in-phase component and the quadrature component output from the filter 332 by the coefficient C2, and outputs the multiplication result.
  • the multiplier 337 multiplies the in-phase component and the quadrature component output from the filter 333 by the coefficient C3, and outputs the multiplication result.
  • Multiplier 338 multiplies coefficient C4 by the in-phase component and quadrature component output from filter 334, and outputs the multiplication result.
  • the adder 339 adds the in-phase component multiplication results output from the multipliers 335 to 338, outputs the addition result as an in-phase component ILM, and adds the quadrature component multiplication results output from the multipliers 335 to 338. Then, the addition result is output as the orthogonal component QLM.
  • the amplitude error detection unit 40 obtains the in-phase amplitude error magnification ⁇ for the in-phase component ILM and the quadrature component QLM obtained by the adder 339 and outputs the same to the amplitude correction unit 10.
  • the orthogonality error detection unit 50 obtains orthogonality error information ⁇ for the in-phase component ILM and the orthogonal component QLM and outputs the orthogonality error information ⁇ to the orthogonality correction unit 20. Other points are the same as those of the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG.
  • FIG. 27A is a diagram showing another example of a spectrum of an analog television broadcast signal.
  • This signal includes a video signal V1 (frequency f1), an audio signal A1 (frequency f2), an image signal (frequency f1 ′) of the video signal V1, and an image signal (frequency f2 ′) of the audio signal A1.
  • V1 frequency f1
  • A1 frequency f2
  • an input signal CI including these signals is input to the amplitude / orthogonality error compensator 300.
  • the image signal is generated in the quadrature detector in the previous stage of the amplitude / orthogonality error compensation apparatus 300.
  • FIG. 27B is a diagram illustrating an example of the passband of each of the filters 331 to 334 in FIG.
  • the filter 331 has a characteristic (pass band PB2 ') that passes only a signal having a frequency near f2' so that only the image signal of the audio signal A1 passes.
  • the filter 332 has a characteristic (pass band PB1) that passes only a signal having a frequency near f1 so that only the video signal V1 passes.
  • the filter 333 has a characteristic (pass band PB1 ') that passes only a signal having a frequency near f1' so that only the image signal of the video signal V1 passes.
  • the filter 334 has a characteristic (pass band PB2) that allows only a signal having a frequency near the frequency f2 to pass therethrough so that only the audio signal A1 passes.
  • the passbands of the filters 331 to 334 and the values of the coefficients C1 to C4 can be set independently. When all four signals having different bands are necessary signals, the coefficients C1 to C4 may all be positive values. Although the case where the filter unit 330 includes four filters and four multipliers has been described, the filter unit 330 may include more filters and multipliers.
  • the filter unit 230 and the like pass the predetermined frequency component has been described, but the filter unit 230 and the like may not pass the predetermined frequency component.
  • FIG. 28 is a block diagram showing a configuration example of a receiver 400 having the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 of FIG.
  • the receiver 400 includes a tuner 404, an amplitude / orthogonality error compensation device 100, a demodulation unit 406, a decoder 407, and a display 408.
  • Tuner 404 selects a necessary signal from signals received by antenna 2, performs quadrature detection on the selected signal, and outputs the selected signal to amplitude / orthogonality error compensation apparatus 100.
  • Demodulation section 406 performs demodulation processing on the signal output from amplitude / orthogonality error compensation apparatus 100 and outputs the result.
  • the decoder 407 performs decoding processing such as moving image decoding on the signal demodulated by the demodulation unit 406 and outputs the result.
  • the display 408 displays a video represented by the decoded signal.
  • the receiver 400 may include the amplitude / orthogonality error compensation device 200 or 300 instead of the amplitude / orthogonality error compensation device 100.
  • the amplitude / orthogonality error compensating apparatus 100 or the like may be included in the tuner 404 or the demodulation unit 406.
  • each functional block in this specification can be typically realized by hardware.
  • each functional block can be formed on a semiconductor substrate as part of an IC (integrated circuit).
  • the IC includes an LSI (large-scale integrated circuit), an ASIC (application-specific integrated circuit), a gate array, an FPGA (field programmable gate array), and the like.
  • some or all of each functional block can be implemented in software.
  • such a functional block can be realized by a program executed on a processor.
  • each functional block described in the present specification may be realized by hardware, may be realized by software, or may be realized by any combination of hardware and software.
  • the present invention even when the input signal includes a plurality of signals having different frequencies, amplitude correction and orthogonality correction can be performed more accurately.
  • the present invention is useful for an amplitude / orthogonality error compensation device and the like.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

入力信号に周波数が異なる複数の信号が含まれている場合であっても、より正確に振幅補正及び直交度補正を行う。振幅・直交度誤差補償装置（１００）は、入力複素信号の同相成分と直交成分とに対して、振幅誤差情報に基づいて振幅補正を行い、得られた振幅補正後の複素信号を出力する振幅補正部（１０）と、振幅補正後の複素信号に対して、直交度誤差情報に基づいて直交度補正を行い、得られた直交度補正後の複素信号を出力する直交度補正部（２０）と、直交度補正後の複素信号のうち、所定の周波数成分を通過させるフィルタ部（３０）と、フィルタ部（３０）を通過した複素信号の同相成分と直交成分とに基づいて振幅誤差情報を求める振幅誤差検出部（４０）と、フィルタ部（３０）を通過した複素信号の同相成分と直交成分との間の直交度誤差を示す直交度誤差情報を求める直交度誤差検出部（５０）とを有する。

Description

振幅・直交度誤差補償装置
　本開示は、アナログ又はデジタル無線通信に用いられる復調装置等に関する。特に、直交検波後の複素信号の同相成分と直交成分との間の振幅誤差又は直交度誤差の検出及び補正を行う装置に関する。
　各種のアナログ変調方式又はデジタル変調方式により変調された信号を受信して復調する場合には、アナログ回路で構成された直交検波器を用いて受信信号に対して直交検波を行い、その結果を複素信号（ＩＱ信号）として得ることが広く行われている。
　直交検波器から出力される複素信号の同相成分と直交成分とは、理想的には直交し、平均振幅が同じになるはずである（図２（ａ））。しかし、アナログ回路で構成された直交検波器は、アナログ素子の特性バラツキ・温度特性・電圧特性等の影響を受けるので、複素信号の同相成分と直交成分との間には振幅誤差や直交度誤差が生じる（例えば図２（ｂ））。このため、このような直交検波器から出力された複素信号をそのまま用いて検波を行うと、イメージ妨害が生じ、受信機の受信性能を劣化させてしまう。
　これに対処するために、入力された複素信号の信号点の分布が偏る場合においても、振幅誤差や直交度誤差を正確かつ安定して補正するようにした振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置が、特許文献１に記載されている。
国際公開第２００６／１３２１１８号
　特許文献１に記載された直交度誤差補償回路によると、アナログ素子の特性バラツキ・温度特性・電圧特性等の影響を受けた入力複素信号の信号点の分布の偏りは、複素平面において平均化することで解消できる。しかし、複素信号の同相成分と直交成分との間の振幅誤差や直交度誤差は、複素信号の周波数によって異なる。このため、入力信号に周波数が異なる複数の信号が含まれている場合には、振幅誤差補正や直交度誤差補正の精度が悪くなるという問題がある。
　本開示は、入力信号に周波数が異なる複数の信号が含まれている場合であっても、より正確に振幅補正及び直交度補正を行うことを目的とする。
　本発明の実施形態による振幅・直交度誤差補償装置は、入力複素信号の同相成分と直交成分とに対して、振幅誤差情報に基づいて振幅補正を行い、得られた振幅補正後の複素信号を出力する振幅補正部と、前記振幅補正後の複素信号に対して、直交度誤差情報に基づいて直交度補正を行い、得られた直交度補正後の複素信号を出力する直交度補正部と、前記直交度補正後の複素信号のうち、所定の周波数成分を通過させるフィルタ部と、前記フィルタ部を通過した複素信号の同相成分と直交成分とに基づいて前記振幅誤差情報を求める振幅誤差検出部と、前記フィルタ部を通過した複素信号の同相成分と直交成分との間の直交度誤差を示す前記直交度誤差情報を求める直交度誤差検出部とを有する。
　本開示によれば、フィルタ部を通過した複素信号の同相成分及び直交成分に基づいて振幅誤差情報及び直交度誤差情報を求めるので、入力信号に周波数が異なる複数の信号が含まれている場合であっても、より正確に振幅補正及び直交度補正を行うことができる。
図１は、本発明の実施形態に係る振幅・直交度誤差補償装置の構成例を示すブロック図である。 図２（ａ）は、図１の振幅補正部に入力される同相成分ＩＩ及び直交成分ＱＩが理想的な場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。図２（ｂ）は、同相成分ＩＩと直交成分ＱＩとの間に振幅誤差及び直交度誤差がある場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。 図３（ａ）は、図２（ａ）の場合の複素信号ＣＩのスペクトラムを示す図である。図３（ｂ）は、図２（ｂ）の場合の複素信号ＣＩのスペクトラムを示す図である。 図４は、振幅誤差ΔＧの周波数特性の例を示すグラフである。 図５は、直交度誤差Δφの周波数特性の例を示すグラフである。 図６は、図１の振幅誤差検出部の構成例を示すブロック図である。 図７は、図６の領域判定部の処理についての説明図である。 図８（ａ）は、同相成分ＩＬの振幅が直交成分ＱＬの振幅より大きい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。図８（ｂ）は、同相成分ＩＬの振幅が直交成分ＱＬの振幅より小さい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。 図９は、図１の振幅補正部の構成例を示すブロック図である。 図１０は、同相成分と直交成分との間に振幅誤差がある場合に、これらの成分を有するベクトルの軌跡の例を示す図である。 図１１は、図１の直交度誤差検出部の構成例を示すブロック図である。 図１２は、図１１の領域判定部の処理についての説明図である。 図１３（ａ）は、同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の位相差が９０°より大きい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。図１３（ｂ）は、同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の位相差が９０°より小さい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。 図１４は、図１の直交度補正部の構成例を示すブロック図である。 図１５は、アナログテレビジョン放送の信号のスペクトラムの例を示す図である。 図１６は、図１の振幅・直交度誤差補償装置がフィルタ部を有しないと仮定した場合に、振幅・直交度誤差補償装置の出力信号ＣＲの成分に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。 図１７（ａ）、図１７（ｂ）、及び図１７（ｃ）は、それぞれ、図１のフィルタ部の通過帯域ＰＢ１の例を示すスペクトラム図である。 図１８は、図１の振幅・直交度誤差補償装置が図１７（ａ）、図１７（ｂ）、又は図１７（ｃ）の特性のフィルタ部を有する場合に、フィルタ部を通過できる信号に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。 図１９（ａ）は、図１８の楕円Ｓｆ１に対応する映像信号Ｖ１のスペクトラムの例を示す図である。図１９（ｂ）は、出力信号ＣＲにおいて、図１８の円Ｓに対応する信号のスペクトラムの例を示す図である。 図２０は、図１のフィルタ部の他の通過帯域ＰＢ２の例を示すスペクトラム図である。 図２１は、図１の振幅・直交度誤差補償装置が図２０の特性のフィルタ部を有する場合に、フィルタ部を通過できる信号に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。 図２２（ａ）は、図２１の楕円Ｓｆ２に対応する音声信号Ａ１のスペクトラムの例を示す図である。図２２（ｂ）は、出力信号ＣＲにおいて、図２１の円Ｓに対応する信号のスペクトラムの例を示す図である。 図２３（ａ）は、広帯域信号を含む信号のスペクトラムの例を示す図である。図２３（ｂ）は、図１のフィルタ部の他の通過帯域ＰＢ４の例と、このフィルタ部を通過した図２３（ａ）の信号のスペクトラムの例とを示す図である。 図２４（ａ）は、図１の振幅・直交度誤差補償装置がフィルタ部を有しないと仮定した場合に、振幅・直交度誤差補償装置の出力信号ＣＲの成分に対応するベクトルの軌跡の他の例を複素平面上において示す図である。図２４（ｂ）は、図１の振幅・直交度誤差補償装置が図２３（ｂ）の特性のフィルタ部を有する場合に、フィルタ部を通過できる信号に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。 図２５は、図１の振幅・直交度誤差補償装置の他の構成例を示すブロック図である。 図２６は、図１の振幅・直交度誤差補償装置の更に他の構成例を示すブロック図である。 図２７（ａ）は、アナログテレビジョン放送の信号のスペクトラムの他の例を示す図である。図２７（ｂ）は、図２６の各フィルタの通過帯域の例を示す図である。 図２８は、図１の振幅・直交度誤差補償装置を有する受信機の構成例を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図面において同じ参照番号で示された構成要素は、同一の又は類似の構成要素である。
　図１は、本発明の実施形態に係る振幅・直交度誤差補償装置の構成例を示すブロック図である。図１の振幅・直交度誤差補償装置１００は、振幅補正部１０と、直交度補正部２０と、フィルタ部３０と、振幅誤差検出部４０と、直交度誤差検出部５０とを有している。アンテナで受信され、その後直交検波されて得られた複素信号ＣＩが、振幅補正部１０に入力される。複素信号ＣＩは、同相成分ＩＩと直交成分ＱＩとを有する。
　図２（ａ）は、図１の振幅補正部１０に入力される同相成分ＩＩ及び直交成分ＱＩが理想的な場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。図２（ｂ）は、同相成分ＩＩと直交成分ＱＩとの間に振幅誤差及び直交度誤差がある場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。理想的な場合には、図２（ａ）のように、ベクトルの軌跡は真円になる。振幅誤差がある場合には、ベクトルの軌跡は楕円になり、更に直交度誤差がある場合には、図２（ｂ）のように、楕円の長軸がＩ軸及びＱ軸のいずれとも一致しない。
　図３（ａ）は、図２（ａ）の場合の複素信号ＣＩのスペクトラムを示す図である。図３（ｂ）は、図２（ｂ）の場合の複素信号ＣＩのスペクトラムを示す図である。図２（ａ）の場合には、振幅誤差及び直交度誤差がないので、周波数ｆ０のスペクトラムのみが存在し、イメージ妨害信号が発生していない。図２（ｂ）の場合には、振幅誤差及び直交度誤差があるので、周波数ｆ０’のイメージ妨害信号が発生している。
　図４は、振幅誤差ΔＧの周波数特性の例を示すグラフである。図４において、Ｇ１は同相成分ＩＩと直交成分ＱＩとの間の振幅誤差ΔＧが周波数ｆにかかわらず一定の場合、Ｇ２は周波数ｆの増加とともに振幅誤差ΔＧが増加する場合を示す。図５は、直交度誤差Δφの周波数特性の例を示すグラフである。図５において、φ１は同相成分ＩＩと直交成分ＱＩとの間の直交度誤差Δφが周波数ｆにかかわらず一定の場合、φ２は周波数ｆの増加とともに直交度誤差Δφが減少する場合を示す。以下では、複素信号ＣＩが、図４の曲線Ｇ２で表される振幅誤差、及び、図５の曲線φ２で表される直交度誤差を有する場合について説明する。
　振幅補正部１０は、同相成分ＩＩ及び直交成分ＱＩに対して、同相成分ＩＩの振幅と直交成分ＱＩの振幅との間の差が小さくなるように、振幅誤差検出部４０から出力される振幅誤差情報としての同相振幅誤差倍率αに基づいて振幅補正を行い、得られた振幅補正後の同相成分ＩＡ及び直交成分ＱＡを出力する。
　直交度補正部２０は、同相成分ＩＡ及び直交成分ＱＡに対して、同相成分ＩＡと直交成分ＱＡとが直交するように、直交度誤差検出部５０から出力される直交度誤差情報ψに基づいて直交度補正を行い、得られた直交度補正後の複素信号ＣＲ（同相成分ＩＲと直交成分ＱＲとを有する）を出力する。フィルタ部３０は、同相成分ＩＲ及び直交成分ＱＲの所定の周波数成分を通過させ、通過した成分を、それぞれ同相成分ＩＬ及び直交成分ＱＬとして出力する。
　振幅誤差検出部４０は、同相成分ＩＬ及び直交成分ＱＬに基づいて同相振幅誤差倍率αを求め、振幅補正部１０に出力する。すなわち、振幅誤差検出部４０と振幅補正部１０とが、振幅誤差のフィードバック補正を行う。同相振幅誤差倍率αは、振幅誤差補正のために同相成分ＩＩに乗算されるべき値である。直交度誤差検出部５０は、同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の直交度誤差を示す直交度誤差情報ψを求め、直交度補正部２０に出力する。すなわち、直交度誤差検出部５０と直交度補正部２０とが、直交度誤差のフィードバック補正を行う。
　図６は、図１の振幅誤差検出部４０の構成例を示すブロック図である。振幅誤差検出部４０は、電力算出部４１と、領域判定部４２と、符号反転部４３と、セレクタ４４と、ループフィルタ４５と、加算器４６とを有する。電力算出部４１は、同相成分ＩＬの２乗と直交成分ＱＬの２乗との和を求め、求められた和を電力として出力する。符号反転部４３は、求められた電力を、その符号を反転して出力する。
　図７は、図６の領域判定部４２の処理についての説明図である。同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の関係が例えば図７の“１”で示された領域に対応する場合、すなわち、ＱＬ≧ＩＬかつＱＬ≧－ＩＬ、又はＱＬ≦ＩＬかつＱＬ≦－ＩＬである場合には、領域判定部４２は“１”を出力する。同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の関係が例えば図７の“０”で示された領域に対応する場合、すなわち、ＱＬ＜ＩＬかつＱＬ＞－ＩＬ、又はＱＬ＞ＩＬかつＱＬ＜－ＩＬである場合には、領域判定部４２は“０”を出力する。
　セレクタ４４は、領域判定部４２が“１”を出力している場合には、符号反転部４３の出力を選択して出力し、領域判定部４２が“０”を出力している場合には、電力算出部４１で求められた電力を選択して出力する。ループフィルタ４５は、セレクタ４４の出力を平滑化して出力する。加算器４６は、ループフィルタ４５の出力に１を加算する。
　図８（ａ）は、同相成分ＩＬの振幅が直交成分ＱＬの振幅より大きい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。図８（ｂ）は、同相成分ＩＬの振幅が直交成分ＱＬの振幅より小さい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。以上の処理により、振幅誤差検出部４０は、図８（ａ）又は図８（ｂ）のような楕円上の点について、これらの図の符号を考慮して得られる電力の和に対応する同相振幅誤差倍率αを出力する。この電力の和は、図８（ａ）又は図８（ｂ）の（＋）の領域に点がある場合には、その点の電力を加算し、（－）の領域に点がある場合には、その点の電力を減算することによって得られる値であり、具体的にはセレクタ４４による選択及びループフィルタ４５の平滑化処理によって得られる。図８（ａ）の場合はα＞１、図８（ｂ）の場合はα＜１になる。
　図９は、図１の振幅補正部１０の構成例を示すブロック図である。振幅補正部１０は、乗算器１１，１２と、直交振幅誤差倍率算出部１４とを有している。直交振幅誤差倍率算出部１４は、振幅誤差検出部４０から出力された同相振幅誤差倍率αに基づいて、直交振幅誤差倍率βを算出する。直交振幅誤差倍率βは、振幅誤差補正のために直交成分ＱＩに乗算されるべき値である。
　乗算器１１は、同相成分ＩＩに同相振幅誤差倍率αを乗算し、その結果を同相成分ＩＡとして出力する。乗算器１２は直交成分ＱＩに直交振幅誤差倍率βを乗算し、その結果を直交成分ＱＡとして出力する。ここで、直交振幅誤差倍率算出部１４は、振幅補正部１０に入力される同相成分ＩＩ及び直交成分ＱＩの電力と、振幅補正部１０から出力される同相成分ＩＡ及び直交成分ＱＡの電力とが等しくなるように、直交振幅誤差倍率βを算出する。
　図１０は、同相成分と直交成分との間に振幅誤差がある場合に、これらの成分を有するベクトルの軌跡の例を示す図である。直交振幅誤差倍率βの算出方法について詳細に説明する。
　同相成分Ｉと直交成分Ｑとの間に振幅誤差がある場合には、これらの成分を有するベクトルの軌跡は、平均的には図１０の楕円ＳＧで表される。振幅補正後の同相成分ＩＡと直交成分ＱＡとの振幅が等しいとすると、これらの成分を有するベクトルの軌跡は、平均的には図１０の真円Ｓで表される。ここで、楕円ＳＧの長径をＡ、短径をＢとし、真円Ｓの半径をＲとする。
　まず、真円Ｓを、Ｉ＝Ｒcosθ、Ｑ＝Ｒsinθのように極座標表示する。同相成分ＩＡ及び直交成分ＱＡを成分として有する複素信号の平均振幅の確率分布が、θ＝０～２πにおいて一定であると仮定すると、この複素信号の平均電力は、
　∫[0→2π] Ｒ２(cos２θ+sin２θ)ｄθ／２π＝Ｒ２　…（１）
により求められる。ここで、∫[0→2π] ｄθは、θ＝０からθ＝２πまでの積分を表す。
　次に、楕円ＳＧを、Ｉ＝Ａcosθ、Ｑ＝Ｂsinθのように極座標表示する。同相成分Ｉ及び直交成分Ｑを成分として有する複素信号の平均振幅の確率分布が、θ＝０～２πにおいて一定であると仮定すると、この複素信号の平均電力は、
　∫[0→2π] (Ａ２cos２θ+Ｂ２sin２θ)ｄθ／２π＝（Ａ２＋Ｂ２）／２　…（２）
により求められる。
　ここで、補正前後の電力を一定にする条件を加えると、式（１）及び（２）より、
　Ａ２＋Ｂ２＝２Ｒ２　…（３）
が得られる。
　振幅補正部１０は、同相成分Ｉに同相振幅誤差倍率αを乗算し、直交成分Ｑに直交振幅誤差倍率βを乗算することにより、振幅補正を行う。補正前後の信号の平均振幅は等しいことから、補正前の平均振幅Ａ，Ｂと補正後の平均振幅Ｒとの間には、次式（４），（５）、すなわち、
　αＡ＝Ｒ　…（４）
　βＢ＝Ｒ　…（５）
の関係がある。
　式（４）及び（５）を式（３）に代入し、βをαで表すと、
　β＝１／√｛２－（１／α）２｝　…（６）
となる。直交振幅誤差倍率算出部１４は、式（６）の関係を用いて、同相振幅誤差倍率αから直交振幅誤差倍率βを算出する。直交振幅誤差倍率算出部１４は、例えば、式（６）の関係を表すルックアップテーブルを記憶するＲＯＭ（read-only memory）等によって実現することができる。
　以上のように、振幅補正部１０は、補正前後の平均電力を一定とする条件と、スカラー量である同相振幅誤差倍率αとに基づいて、同相成分ＩＩ及び直交成分ＱＩのそれぞれのゲイン調整、言い換えると、振幅補正を行っている。
　なお、同相振幅誤差倍率αから直交振幅誤差倍率βを求める場合について説明したが、振幅誤差検出部で直交振幅誤差倍率βを求め、式（６）を用いて同相振幅誤差倍率αを求めるようにしてもよい。
　図１１は、図１の直交度誤差検出部５０の構成例を示すブロック図である。直交度誤差検出部５０は、電力算出部５１と、領域判定部５２と、符号反転部５３と、セレクタ５４と、ループフィルタ５５とを有する。電力算出部５１は、同相成分ＩＬの２乗と直交成分ＱＬの２乗とを加算し、求められた和を電力として出力する。符号反転部５３は、求められた和を、その符号を反転して出力する。
　図１２は、図１１の領域判定部５２の処理についての説明図である。同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の関係が例えば図１２の“１”で示された領域に対応する場合、すなわち、ＱＬ≧０かつＩＬ≦０、又はＱＬ≦０かつＩＬ≧０である場合には、領域判定部５２は“１”を出力する。同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の関係が例えば図１２の“０”で示された領域に対応する場合、すなわち、ＱＬ＞０かつＩＬ＞０，又はＱＬ＜０かつＩＬ＜０である場合には、領域判定部５２は“０”を出力する。
　セレクタ５４は、領域判定部５２が“０”を出力している場合には、符号反転部５３の出力を選択して出力し、領域判定部５２が“１”を出力している場合には、電力算出部５１で求められた電力を選択して出力する。ループフィルタ５５は、セレクタ５４の出力を平滑化して出力する。
　図１３（ａ）は、同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の位相差が９０°より大きい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。図１３（ｂ）は、同相成分ＩＬと直交成分ＱＬとの間の位相差が９０°より小さい場合における、これらの成分を有するベクトルの軌跡を例示する図である。以上の処理により、領域判定部５２は、図１３（ａ）又は図１３（ｂ）のような楕円上の点について、符号を考慮して得られる電力の和に対応する直交度誤差情報ψを出力する。この電力の和は、図１３（ａ）又は図１３（ｂ）の（＋）の領域に点がある場合には、その点の電力を加算し、（－）の領域に点がある場合には、その点の電力を減算することによって得られる値であり、具体的にはセレクタ５４による選択及びループフィルタ５５の平滑化処理によって得られる。図１３（ａ）の場合はψ＞０、図１３（ｂ）の場合はψ＜０になる。
　図１４は、図１の直交度補正部２０の構成例を示すブロック図である。直交度補正部２０は、変換用ＲＯＭ２２と、乗算器２４，２５と、加算器２６とを備えている。直交度補正部２０は、直交度誤差検出部５０から出力される直交度誤差情報ψ（直交度のずれ）を、ψが十分小さいことから、tanψとして取り扱う。
　変換用ＲＯＭ２２は、直交度誤差情報tanψを１／cosψに変換して出力する。乗算器２５は、変換用ＲＯＭ２２から出力される１／cosψを直交成分ＱＡに乗算し、乗算結果を加算器２６に出力する。乗算器２４は、同相成分ＩＡに直交度誤差情報tanψを乗算し、乗算結果を加算器２６に出力する。加算器２６は、乗算器２４及び２５で得られた乗算結果を加算して、補正後の直交成分ＱＲを出力する。
　次に、直交度補正部２０の動作について詳細に説明する。前段の振幅補正部１０により、同相成分ＩＩと直交成分ＱＩとが振幅補正されているので、振幅補正後の同相成分ＩＡと直交成分ＱＡとは、振幅が同じになっている。そこで、同相成分ＩＡと直交成分ＱＡとは、次式（７），（８）、すなわち、
　ＩＡ＝Ａcos｛（２π×Δｆ×ｔ）＋φ＋θ（ｔ）｝　…（７）
　ＱＡ＝Ａsin｛（２π×Δｆ×ｔ）＋φ＋θ（ｔ）＋ψ｝　…（８）
　ただし、
　Δｆ：周波数オフセット［Hz］
　φ　：位相オフセット［rad］，　θ（ｔ）：位相情報［rad］
　ψ　：直交度誤差情報［rad］，　ｔ：時間［sec］
　Ａ　：同相成分、直交成分の振幅
でそれぞれ表される。
　直交成分ＱＡの直交度誤差情報ψを補正する場合、簡単のため位相オフセットφと位相情報θとを０とし、ω＝２π×Δｆとすると、直交度誤差補正後の直交成分ＱＲは、
　ＱＲ＝ＩＡ×tanψ＋ＱＡ／cosψ　…（９）
となる。式（７）及び（８）を式（９）に代入すると、
　ＱＲ＝Ａsinωｔ
となる。このように、直交度補正部２０は、同相成分ＩＡと直交成分ＱＡとを入力として、式（９）の演算を行うことによって、直交成分ＱＡの直交度誤差情報ψを補正して、補正後の直交成分ＱＲを出力することができる。
　以上のように、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００によると、直交検波して得られた複素信号が一定周波数の正弦波である場合には、正確に振幅・直交度誤差補正を行うことができる。また、小面積の回路で実現することができ、補正前の信号電力と補正後の信号電力とが変化しないように、振幅・直交度誤差補正を行うこともできる。
　以下では、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００がフィルタ部３０を有することによる出力信号ＣＲの改善について説明する。図１５は、アナログテレビジョン放送の信号のスペクトラムの例を示す図である。この信号は、周波数ｆ１の映像信号Ｖ１と、周波数ｆ２の音声信号Ａ１とを含んでいる。ここでは、映像信号Ｖ１と音声信号Ａ１とを含んだ信号が、入力信号ＣＩとして振幅・直交度誤差補償装置１００に入力されるとする。
　図１６は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００がフィルタ部３０を有しないと仮定した場合に、振幅・直交度誤差補償装置１００の出力信号ＣＲの成分に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。例えば図４の曲線Ｇ２及び図５の曲線φ２で示されているように、図１５の映像信号Ｖ１の同相成分と直交成分との間には振幅誤差及び直交度誤差があるとする。映像信号Ｖ１の場合と同様に、音声信号Ａ１の同相成分と直交成分との間にも振幅誤差及び直交度誤差があるとする。ただし、映像信号Ｖ１の振幅誤差と音声信号Ａ１の振幅誤差とは異なっており、映像信号Ｖ１の直交度誤差と音声信号Ａ１の直交度誤差とは異なっている。
　映像信号Ｖ１及び音声信号Ａ１に対応するベクトルの軌跡が、図１６に楕円Ｓｆ１，Ｓｆ２でそれぞれ示されている。この場合には、映像信号Ｖ１及び音声信号Ａ１の両方の影響を受けるので、出力信号ＣＲに対応するベクトルの軌跡は、真円にはならず、図１６の楕円Ｓｆのようになる。
　図１７（ａ）は、図１のフィルタ部３０の通過帯域ＰＢ１の例を示すスペクトラム図である。ここでは、フィルタ部３０は、映像信号Ｖ１を通過させ、音声信号Ａ１を通過させないように、周波数が周波数ｆ１付近の信号、及び周波数が周波数ｆ１のイメージ周波数ｆ１’付近の信号のみを通過させる特性を有する。図１７（ａ）では、通過帯域ＰＢ１を示す線が上にあるほど、信号に与える減衰が小さいことを示している。以下の図でも同様である。フィルタ部３０は、図１７（ｂ）及び図１７（ｃ）のような特性を有してもよい。
　図１７（ｂ）は、図１のフィルタ部３０の通過帯域ＰＢ１の他の例を示すスペクトラム図である。図１７（ｂ）の場合、フィルタ部３０は、ＬＰＦ（low pass filter）であって、周波数ｆ１からイメージ周波数ｆ１’までの帯域に含まれる信号のみを通過させる特性を有する。図１７（ｃ）は、図１のフィルタ部３０の通過帯域ＰＢ１の更に他の例を示すスペクトラム図である。図１７（ｃ）の場合、フィルタ部３０は、ノッチフィルタであって、周波数ｆ２付近の信号を通過させない、又は大きく減衰させる特性を有する。このように、フィルタ部３０は、所定の周波数成分を通過させ、かつ、他の周波数成分を通過させない、又は大きく減衰させる特性を有する。
　図１８は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００が図１７（ａ）、図１７（ｂ）、又は図１７（ｃ）の特性のフィルタ部３０を有する場合に、フィルタ部３０を通過できる信号に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。この場合には、映像信号Ｖ１の振幅及び直交度のみを補正すればよいので、出力信号ＣＲに対応するベクトルの軌跡は、図１８の円Ｓのようになる。
　図１９（ａ）は、図１８の楕円Ｓｆ１に対応する映像信号Ｖ１のスペクトラムの例を示す図である。このように、楕円Ｓｆ１の場合には、映像信号Ｖ１には周波数ｆ１’のイメージ妨害信号が含まれる。図１９（ｂ）は、出力信号ＣＲにおいて、図１８の円Ｓに対応する信号のスペクトラムの例を示す図である。出力信号ＣＲにおいては、映像信号Ｖ１は振幅誤差及び直交度誤差をほとんど含まないので、周波数ｆ１’のイメージ妨害信号を含まない。言い換えると、イメージ抑圧がされていると言える。なお、音声信号Ａ１に対しては、振幅誤差及び直交度誤差の補正が正しく行われないので、出力信号ＣＲには、振幅誤差及び直交度誤差を有する音声信号Ａ１が含まれる。
　図２０は、図１のフィルタ部３０の他の通過帯域ＰＢ２の例を示すスペクトラム図である。ここでは、フィルタ部３０は、音声信号Ａ１を通過させ、映像信号Ｖ１を通過させないように、周波数が周波数ｆ２付近の信号、及び周波数が周波数ｆ２のイメージ周波数ｆ２’付近の信号のみを通過させる特性を有する。
　図２１は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００が図２０の特性のフィルタ部３０を有する場合に、フィルタ部３０を通過できる信号に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。この場合には、音声信号Ａ１の振幅及び直交度のみを補正すればよいので、出力信号ＣＲに対応するベクトルの軌跡は、図２１の円Ｓのようになる。
　図２２（ａ）は、図２１の楕円Ｓｆ２に対応する音声信号Ａ１のスペクトラムの例を示す図である。このように、音声信号Ａ１には周波数ｆ２’のイメージ妨害信号が含まれる。図２２（ｂ）は、出力信号ＣＲにおいて、図２１の円Ｓに対応する信号のスペクトラムの例を示す図である。出力信号ＣＲにおいては、音声信号Ａ１は振幅誤差及び直交度誤差をほとんど含まないので、周波数ｆ２’のイメージ妨害信号を含まない。言い換えると、イメージ抑圧がされていると言える。
　フィルタ部３０を有することによる効果は、周波数が異なる２つ以上の信号のうち、振幅誤差及び直交度誤差の検出の際に注目すべき信号が１つである場合に大きい。例えば、ＮＴＳＣ（national television system committee）、ＰＡＬ（phase alternation by line）、又はＳＥＣＡＭ（sequentiel couleur a memoire）に準拠した信号のように、電力が同程度の映像信号と音声信号とが含まれる信号が入力される場合、一方の信号に注目し、他方の信号を除去することにより、誤差量を減らすことが可能である。
　図２３（ａ）は、広帯域信号を含む信号のスペクトラムの例を示す図である。ここでは、図２３（ａ）のようなスペクトラムを有する複素信号が図１の振幅・直交度誤差補償装置１００に入力されるとする。この信号は、周波数ｆ３を有する狭帯域信号Ｆ３と、周波数帯域ｆ４を有する広帯域信号Ｆ４とを含んでいる。図２３（ｂ）は、図１のフィルタ部３０の他の通過帯域ＰＢ４の例と、このフィルタ部３０を通過した図２３（ａ）の信号のスペクトラムの例とを示す図である。フィルタ部３０は、狭帯域信号Ｆ３を広帯域信号Ｆ４より減衰させて出力する周波数特性を有する。つまり、狭帯域信号Ｆ３及び広帯域信号Ｆ４はいずれも通過できるが、狭帯域信号Ｆ３は広帯域信号Ｆ４より減衰するように、通過帯域ＰＢ４は設定される。フィルタ部３０を通過することによって、狭帯域信号Ｆ３の電力は小さくなっている。
　図２４（ａ）は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００がフィルタ部３０を有しないと仮定した場合に、振幅・直交度誤差補償装置１００の出力信号ＣＲの成分に対応するベクトルの軌跡の他の例を複素平面上において示す図である。図２３の狭帯域信号Ｆ３の同相成分と直交成分との間には振幅誤差及び直交度誤差があり、広帯域信号Ｆ４の同相成分と直交成分との間にも振幅誤差及び直交度誤差があるとする。狭帯域信号Ｆ３及び広帯域信号Ｆ４に対応するベクトルの軌跡が、図２４（ａ）に楕円Ｓｆ３，Ｓｆ４でそれぞれ示されている。
　狭帯域信号Ｆ３の電力が大きいため、楕円ｆ３も大きくなる。楕円Ｓｆ４は楕円Ｓｆ３よりも真円に近いとする。この場合、そのまま狭帯域信号Ｆ３と広帯域信号Ｆ４とを補正すると、狭帯域信号Ｆ３の影響を強く受けるので、出力信号ＣＲに対応する楕円Ｓｆは、円から楕円Ｓｆ４より大きく離れてしまう。そこで、狭帯域信号Ｆ３を広帯域信号Ｆ４より減衰させて出力する特性を有するフィルタ部３０、具体的には、例えば図２３（ｂ）のような通過帯域ＰＢ４を有するフィルタ部３０を用いる。これにより、狭帯域信号Ｆ３の電力を小さくし、補正に対する狭帯域信号Ｆ３の影響を小さくすることができる。
　図２４（ｂ）は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００が図２３（ｂ）の特性のフィルタ部３０を有する場合に、フィルタ部３０を通過できる信号に対応するベクトルの軌跡の例を複素平面上において示す図である。楕円ｆ３は、図２４（ａ）の場合より小さくなる。このとき、狭帯域信号Ｆ３及び広帯域信号Ｆ４に振幅補正及び直交度補正を行うことにより、楕円Ｓｆをより円Ｓに近づけることができる。この結果、振幅補正及び直交度補正の精度を上げることができ、狭帯域信号Ｆ３によるイメージ成分の生成を抑えることができる。
　入力信号に狭帯域信号と広帯域信号とが含まれ、両信号とも必要であり、広帯域信号を主信号として補正をかける際に、このようなフィルタが有効である。狭帯域信号としてパイロット信号、広帯域信号として映像信号及び音声信号を有するＶＳＢ（vestigial-sideband）信号が入力される場合が例として挙げられる。
　図２５は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００の他の構成例を示すブロック図である。図２５の振幅・直交度誤差補償装置２００は、フィルタ部３０に代えてフィルタ部２３０を有する。フィルタ部２３０は、フィルタ２３２及び２３４を有する。
　フィルタ２３２は、同相成分ＩＲ及び直交成分ＱＲのうち、所定の周波数成分を通過させ、通過した成分を、それぞれ同相成分ＩＬ１及び直交成分ＱＬ１として出力する。フィルタ２３４は、同相成分ＩＲ及び直交成分ＱＲのうち、フィルタ２３２とは異なる所定の周波数成分を通過させ、通過した成分を、それぞれ同相成分ＩＬ２及び直交成分ＱＬ２として出力する。振幅誤差検出部４０は、同相成分ＩＬ１及び直交成分ＱＬ１について同相振幅誤差倍率αを求め、振幅補正部１０に出力する。直交度誤差検出部５０は、同相成分ＩＬ２及び直交成分ＱＬ２について直交度誤差情報ψを求め、直交度補正部２０に出力する。その他の点は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００と同様であるので、説明を省略する。
　振幅・直交度誤差補償装置２００によると、フィルタ２３２の通過帯域と、フィルタ２３４の通過帯域とを、幅等が異なる帯域に設定することができる。これにより、より適切に振幅補正及び直交度補正を行うことができる。
　図２６は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００の更に他の構成例を示すブロック図である。図２６の振幅・直交度誤差補償装置３００は、フィルタ部３０に代えてフィルタ部３３０を有する。フィルタ部３３０は、フィルタ３３１，３３２，３３３，３３４と、乗算器３３５，３３６，３３７，３３８と、加算器３３９とを有する。
　フィルタ３３１～３３４には、所定の通過帯域がそれぞれ設定されている。フィルタ３３１～３３４は、同相成分ＩＲのうち、それぞれの所定の周波数成分を通過させ、通過した成分を出力する。同様に、フィルタ３３１～３３４は、直交成分ＱＲのうち、それぞれの所定の周波数成分を通過させ、通過した成分を出力する。
　乗算器３３５は、係数Ｃ１を、フィルタ３３１から出力された同相成分及び直交成分に乗算し、乗算結果を出力する。乗算器３３６は、係数Ｃ２を、フィルタ３３２から出力された同相成分及び直交成分に乗算し、乗算結果を出力する。乗算器３３７は、係数Ｃ３を、フィルタ３３３から出力された同相成分及び直交成分に乗算し、乗算結果を出力する。乗算器３３８は、係数Ｃ４を、フィルタ３３４から出力された同相成分及び直交成分に乗算し、乗算結果を出力する。加算器３３９は、乗算器３３５～３３８から出力された同相成分の乗算結果を加算して、加算結果を同相成分ＩＬＭとして出力し、乗算器３３５～３３８から出力された直交成分の乗算結果を加算して、加算結果を直交成分ＱＬＭとして出力する。
　振幅誤差検出部４０は、加算器３３９で求められた同相成分ＩＬＭ及び直交成分ＱＬＭについて同相振幅誤差倍率αを求め、振幅補正部１０に出力する。直交度誤差検出部５０は、同相成分ＩＬＭ及び直交成分ＱＬＭについて直交度誤差情報ψを求め、直交度補正部２０に出力する。その他の点は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００と同様であるので、説明を省略する。
　図２７（ａ）は、アナログテレビジョン放送の信号のスペクトラムの他の例を示す図である。この信号は、映像信号Ｖ１（周波数ｆ１）と、音声信号Ａ１（周波数ｆ２）と、映像信号Ｖ１のイメージ信号（周波数ｆ１’）と、音声信号Ａ１のイメージ信号（周波数ｆ２’）とを含んでいる。ここでは、これらの信号を含んだ入力信号ＣＩが、振幅・直交度誤差補償装置３００に入力されるとする。イメージ信号は、振幅・直交度誤差補償装置３００の前段の直交検波器において生じる。
　図２７（ｂ）は、図２６の各フィルタ３３１～３３４の通過帯域の例を示す図である。フィルタ３３１は、音声信号Ａ１のイメージ信号のみを通過させるように、周波数が周波数ｆ２’付近の信号のみを通過させる特性（通過帯域ＰＢ２’）を有する。フィルタ３３２は、映像信号Ｖ１のみを通過させるように、周波数が周波数ｆ１付近の信号のみを通過させる特性（通過帯域ＰＢ１）を有する。フィルタ３３３は、映像信号Ｖ１のイメージ信号のみを通過させるように、周波数が周波数ｆ１’付近の信号のみを通過させる特性（通過帯域ＰＢ１’）を有する。フィルタ３３４は、音声信号Ａ１のみを通過させるように、周波数が周波数ｆ２付近の信号のみを通過させる特性（通過帯域ＰＢ２）を有する。
　映像信号Ｖ１に対応する係数Ｃ２、及び音声信号Ａ１に対応する係数Ｃ４には正の値を設定し、音声信号Ａ１のイメージ信号に対応する係数Ｃ１、及び映像信号Ｖ１のイメージ信号に対応する係数Ｃ３には負の値を設定する。これにより、イメージ信号の除去又は減衰が可能になる。
　なお、フィルタ３３１～３３４の各通過帯域、及び係数Ｃ１～Ｃ４の各値は、独立して設定することができる。帯域が異なる４信号が全て必要な信号である場合には、係数Ｃ１～Ｃ４を全て正の値にしてもよい。フィルタ部３３０が４つのフィルタと４つの乗算器を有する場合について説明したが、フィルタ部３３０は、より多くのフィルタ及び乗算器を有してもよい。
　以上では、フィルタ部２３０等が所定の周波数成分を通過させる場合について説明したが、フィルタ部２３０等が所定の周波数成分を通過させないようにしてもよい。
　図２８は、図１の振幅・直交度誤差補償装置１００を有する受信機４００の構成例を示すブロック図である。受信機４００は、チューナ４０４と、振幅・直交度誤差補償装置１００と、復調部４０６と、デコーダ４０７と、ディスプレイ４０８とを有する。
　チューナ４０４は、アンテナ２で受信された信号から必要な信号を選択し、選択された信号に直交検波を行い、振幅・直交度誤差補償装置１００に出力する。復調部４０６は、振幅・直交度誤差補償装置１００から出力された信号に復調処理を行い出力する。デコーダ４０７は、復調部４０６で復調された信号に動画像復号化等のデコード処理を行い、出力する。ディスプレイ４０８は、デコード処理された信号で表される映像を表示する。
　なお、受信機４００は、振幅・直交度誤差補償装置１００に代えて、振幅・直交度誤差補償装置２００又は３００を有してもよい。振幅・直交度誤差補償装置１００等は、チューナ４０４又は復調部４０６に含まれていてもよい。
　本明細書における各機能ブロックは、典型的にはハードウェアで実現され得る。例えば各機能ブロックは、ＩＣ（集積回路）の一部として半導体基板上に形成され得る。ここでＩＣは、ＬＳＩ（large-scale integrated circuit）、ＡＳＩＣ（application-specific integrated circuit）、ゲートアレイ、ＦＰＧＡ（field programmable gate array）等を含む。代替としては各機能ブロックの一部又は全ては、ソフトウェアで実現され得る。例えばそのような機能ブロックは、プロセッサ上で実行されるプログラムによって実現され得る。換言すれば、本明細書で説明される各機能ブロックは、ハードウェアで実現されてもよいし、ソフトウェアで実現されてもよいし、ハードウェアとソフトウェアとの任意の組合せで実現され得る。
　本発明の多くの特徴及び優位性は、記載された説明から明らかであり、よって添付の特許請求の範囲によって、本発明のそのような特徴及び優位性の全てをカバーすることが意図される。更に、多くの変更及び改変が当業者には容易に可能であるので、本発明は、図示され記載されたものと全く同じ構成及び動作に限定されるべきではない。したがって、全ての適切な改変物及び等価物は本発明の範囲に入るものとされる。
　以上説明したように、本発明の実施形態によれば、入力信号に周波数が異なる複数の信号が含まれている場合であっても、より正確に振幅補正及び直交度補正を行うことができるので、本発明は、振幅・直交度誤差補償装置等について有用である。
１０　振幅補正部
２０　直交度補正部
３０，２３０，３３０　フィルタ部
２３２，２３４，３３１～３３４　フィルタ
３３５～３３８　乗算器
３３９　加算器
４０　振幅誤差検出部
５０　直交度誤差検出部
１００，２００，３００　振幅・直交度誤差補償装置

Claims (4)

  1. 　入力複素信号の同相成分と直交成分とに対して、振幅誤差情報に基づいて振幅補正を行い、得られた振幅補正後の複素信号を出力する振幅補正部と、
    　前記振幅補正後の複素信号に対して、直交度誤差情報に基づいて直交度補正を行い、得られた直交度補正後の複素信号を出力する直交度補正部と、
    　前記直交度補正後の複素信号のうち、所定の周波数成分を通過させるフィルタ部と、
    　前記フィルタ部を通過した複素信号の同相成分と直交成分とに基づいて前記振幅誤差情報を求める振幅誤差検出部と、
    　前記フィルタ部を通過した複素信号の同相成分と直交成分との間の直交度誤差を示す前記直交度誤差情報を求める直交度誤差検出部とを備える
    振幅・直交度誤差補償装置。
  2. 　請求項１に記載の振幅・直交度誤差補償装置において、
    　前記フィルタ部は、前記入力複素信号が狭帯域信号と広帯域信号とを含む場合に、前記狭帯域信号を前記広帯域信号より減衰させて出力する特性を有する
    振幅・直交度誤差補償装置。
  3. 　請求項１に記載の振幅・直交度誤差補償装置において、
    　前記フィルタ部は、
    　前記直交度補正後の複素信号のうち、所定の第１周波数成分を通過させる第１フィルタと、
    　前記直交度補正後の複素信号のうち、所定の第２周波数成分を通過させる第２フィルタとを有し、
    　前記振幅誤差検出部は、前記第１フィルタを通過した複素信号の同相成分と直交成分とに基づいて前記振幅誤差情報を求め、
    　前記直交度誤差検出部は、前記第２フィルタを通過した複素信号の同相成分と直交成分との間の直交度誤差を示す前記直交度誤差情報を求める
    振幅・直交度誤差補償装置。
  4. 　請求項１に記載の振幅・直交度誤差補償装置において、
    　前記フィルタ部は、
    　前記直交度補正後の複素信号のうち、それぞれの所定の周波数成分を出力する複数のフィルタと、
    　前記複数のフィルタにそれぞれ対応し、それぞれの所定の係数をそれぞれに対応する前記フィルタの出力信号に乗算して乗算結果を出力する複数の乗算器と、
    　前記複数の乗算器による前記乗算結果を加算し、加算結果を出力する加算器とを有する
    振幅・直交度誤差補償装置。
PCT/JP2011/006994 2011-05-10 2011-12-14 振幅・直交度誤差補償装置 WO2012153373A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201180070676.2A CN103503396A (zh) 2011-05-10 2011-12-14 振幅与正交度误差补偿装置
JP2013513831A JPWO2012153373A1 (ja) 2011-05-10 2011-12-14 振幅・直交度誤差補償装置
US14/070,268 US8724752B2 (en) 2011-05-10 2013-11-01 Amplitude/orthogonality error compensator

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011-105423 2011-05-10
JP2011105423 2011-05-10

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US14/070,268 Continuation US8724752B2 (en) 2011-05-10 2013-11-01 Amplitude/orthogonality error compensator

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2012153373A1 true WO2012153373A1 (ja) 2012-11-15

Family

ID=47138876

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2011/006994 WO2012153373A1 (ja) 2011-05-10 2011-12-14 振幅・直交度誤差補償装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8724752B2 (ja)
JP (1) JPWO2012153373A1 (ja)
CN (1) CN103503396A (ja)
WO (1) WO2012153373A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014068116A (ja) * 2012-09-25 2014-04-17 Sumitomo Electric Networks Inc 補償装置及び無線通信装置

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2615113A3 (en) 2007-08-23 2013-11-13 Amgen Inc. Antigen binding proteins to proprotein convertase subtilisin kexin type 9 (PCSK9)
US9748979B2 (en) * 2014-10-04 2017-08-29 Taphere! Technology, Llc System for providing software defined radio on a device
EP3068044A1 (en) * 2015-03-11 2016-09-14 Nxp B.V. Module for a radio receiver
JP6436303B2 (ja) * 2015-03-24 2018-12-12 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 無線通信装置及び故障判定方法
TWI744242B (zh) 2015-07-31 2021-11-01 德商安美基研究（慕尼黑）公司 Egfrviii及cd3抗體構築體
WO2021106712A1 (ja) * 2019-11-26 2021-06-03 ローム株式会社 スイッチング電源およびその制御回路、基地局、サーバ

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004040678A (ja) * 2002-07-08 2004-02-05 Hitachi Kokusai Electric Inc 復調装置
JP2008263585A (ja) * 2007-03-19 2008-10-30 Hitachi Kokusai Electric Inc 受信機
JP2010136399A (ja) * 2005-06-09 2010-06-17 Panasonic Corp 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置
JP2010171512A (ja) * 2009-01-20 2010-08-05 Japan Radio Co Ltd 無線受信機における誤差補正回路及び誤差補正方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6377620B1 (en) * 1999-01-19 2002-04-23 Interdigital Technology Corporation Balancing amplitude and phase
CN100508508C (zh) * 1999-01-19 2009-07-01 交互数字技术公司 相移键控接收机中振幅和相位不平衡的校正方法及相应信号平衡器
US7061994B2 (en) * 2001-06-21 2006-06-13 Flarion Technologies, Inc. Methods and apparatus for I/Q imbalance compensation
US7233629B2 (en) * 2001-06-29 2007-06-19 Nokia Corporation Adjusting a receiver
WO2004015853A1 (en) * 2002-08-02 2004-02-19 Nokia Corporation Quadrature demodulator using a fft-processor
US7298793B2 (en) * 2003-08-21 2007-11-20 Mediatek Inc. Method and apparatus for I/Q mismatch calibration of transmitter
US7139536B2 (en) * 2003-12-02 2006-11-21 Mediatek Inc. Method and apparatus for I/Q imbalance calibration of a transmitter system
US7280619B2 (en) * 2003-12-23 2007-10-09 Intel Corporation Method and apparatus for compensating I/Q imbalance in receivers
US7453934B2 (en) * 2005-06-27 2008-11-18 Nokia Corporation Automatic receiver calibration with noise and fast fourier transform
JP5102738B2 (ja) * 2008-10-27 2012-12-19 シャープ株式会社 Ｉｑミスマッチ補正回路
JP5361927B2 (ja) * 2011-03-14 2013-12-04 株式会社東芝 無線受信装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004040678A (ja) * 2002-07-08 2004-02-05 Hitachi Kokusai Electric Inc 復調装置
JP2010136399A (ja) * 2005-06-09 2010-06-17 Panasonic Corp 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置
JP2008263585A (ja) * 2007-03-19 2008-10-30 Hitachi Kokusai Electric Inc 受信機
JP2010171512A (ja) * 2009-01-20 2010-08-05 Japan Radio Co Ltd 無線受信機における誤差補正回路及び誤差補正方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014068116A (ja) * 2012-09-25 2014-04-17 Sumitomo Electric Networks Inc 補償装置及び無線通信装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN103503396A (zh) 2014-01-08
US20140056386A1 (en) 2014-02-27
JPWO2012153373A1 (ja) 2014-07-28
US8724752B2 (en) 2014-05-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2012153373A1 (ja) 振幅・直交度誤差補償装置
JP4593430B2 (ja) 受信機
US8135094B2 (en) Receiver I/Q group delay mismatch correction
JP2010136399A (ja) 振幅誤差補償装置及び直交度誤差補償装置
CN104158552B (zh) 零中频发射机、接收机及相关方法和***
JP4773294B2 (ja) 適応等化装置及び受信装置
US20180242269A1 (en) System and method for iq mismatch calibration and compensation
US8976914B2 (en) Multi-tap IQ imbalance estimation and correction circuit and method
US8391818B2 (en) Second-order distortion correcting receiver and second-order distortion correcting method
US20200119759A1 (en) Noise suppression device, noise suppression method, and reception device and reception method using same
WO2007100114A1 (ja) 送信機及びキャリアリーク検出方法
TWI385913B (zh) 接收器與無線訊號接收方法
US10225118B1 (en) Carrier leakage correction method for quadrature modulator
WO2011086640A1 (ja) 送信装置、無線通信装置及び送信方法
KR20050055540A (ko) 직접변환 낮은 중간주파수 방식 상향변환에 의한 동위상채널과 직교채널간 부정합 추출 장치와 그를 이용한 직접변환 디지털 직교 송신 시스템 및 그 방법
US8787860B2 (en) Image cancellation in receivers using dual adaptive filters
WO2013108590A1 (ja) 直交変換誤差補正装置
JP4284089B2 (ja) 受信機
US20080144736A1 (en) Method for Calibrating a Quadrature Modulator and a Modulation System
WO2011114393A1 (ja) 複素信号処理回路、受信回路、信号再生装置
JP5745667B2 (ja) 干渉波レプリカ生成回路及び干渉波抑圧回路
US20120177084A1 (en) Frequency Dependent I/Q Imbalance Compensation
US8218683B2 (en) Method for compensation for any phase and/or amplitude error in a receiver
US20180083823A1 (en) Transmission and reception circuit, transceiver, and method of correcting time difference of signal
JP4835447B2 (ja) イメージ除去型受信装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 11865300

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2013513831

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 11865300

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1