WO2012068865A1 - 一种宽带同频干扰环境下的信道估计方法及*** - Google Patents

一种宽带同频干扰环境下的信道估计方法及*** Download PDF

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WO2012068865A1
WO2012068865A1 PCT/CN2011/075457 CN2011075457W WO2012068865A1 WO 2012068865 A1 WO2012068865 A1 WO 2012068865A1 CN 2011075457 W CN2011075457 W CN 2011075457W WO 2012068865 A1 WO2012068865 A1 WO 2012068865A1
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data
channel
pilot
subcarrier
data stream
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PCT/CN2011/075457
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朱登魁
肖华华
宁迪浩
鲁照华
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中兴通讯股份有限公司
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    • H04L5/006—Quality of the received signal, e.g. BER, SNR, water filling

Definitions

  • the present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)/OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) system, and specifically relates to overcoming broadband equal frequency in an OFDM/OFDMA system. Interfering channel estimation method and system.
  • Multi-antenna technology is a major breakthrough in smart antenna technology in the field of wireless mobile communications. This technology can multiply the capacity and spectrum utilization of communication systems without increasing bandwidth. It can also use multipath to mitigate multipath fading. It can effectively eliminate channel interference, improve channel reliability, and reduce bit error rate. It is a key technology used in next-generation mobile communication systems. It has been widely used in a variety of wireless broadband systems such as LTE (Long Term Evolution) and WiMAX (World Interoperability for Microwave Access).
  • LTE Long Term Evolution
  • WiMAX Worldwide Interoperability for Microwave Access
  • co-channel interference between adjacent cells is one of the most important factors leading to a decline in communication quality, as shown in FIG.
  • the interference source is a data signal sent by the neighboring cell user on the same time-frequency resource
  • the receiver must be able to accurately estimate the channel coefficient, the interference channel coefficient or the interference feature of the desired data to be more accurate.
  • Data detection but when the data subcarriers and pilot subcarriers between adjacent cells coincide at the time-frequency position, it will bring great difficulty to the interference estimation, because the coincidence of the interference pilots will lead to the degradation of the channel estimation quality. That is, the channel estimation itself carries the interference information, so that the interference noise feature estimation becomes very difficult or very inaccurate.
  • the object of the present invention is to provide a channel estimation method and system in a wideband co-channel interference environment to solve the problem of inaccurate channel estimation when there is broadband co-channel interference in a neighboring cell.
  • MMSE Minimum Mean Square Error
  • IRC Interference Rejection Combination
  • the present invention provides a channel estimation method in a wideband co-channel interference environment, which is applied to a receiving end of an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) or Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) system,
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • a weighted average of channel coefficient estimates of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream is used as an estimated channel coefficient of the data subcarrier position; wherein the interference suppression
  • the area is a time-frequency two-dimensional resource block in the received data bearer area.
  • the above method may also have the following features:
  • the weighted average of the channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream is used as a step of estimating the channel coefficient of the data subcarrier position.
  • the foregoing method may further include:
  • the interference suppression region is divided into one or more channel estimation units, and each channel sound estimation unit is a time domain two-dimensional resource.
  • Constraint 1 when calculating the channel coefficient estimation value of a data subcarrier position, assigning the same weight to the channel coefficient estimation value of each pilot subcarrier position in the same channel estimation unit;
  • the above method may also have the following features:
  • each channel sound estimation unit is a time domain two-dimensional resource block and includes at least one pilot subcarrier and one data subcarrier, where K is a positive integer;
  • the weighted average of the channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream is used as the calculation of the channel coefficient estimation value of the data subcarrier position.
  • a set of index I of pilot subcarriers corresponding to the data stream included in the channel estimation unit 1, ⁇ , /, / is the number of pilot subcarriers corresponding to the data stream; ( ) is an estimated channel coefficient of the first pilot subcarrier position corresponding to the data stream in the interference suppression region;
  • the above method may also have the following features:
  • the channel coefficient estimated value of the first pilot subcarrier position corresponding to the data stream in the interference suppression area is a received signal on the first pilot subcarrier, where is the transmitting end.
  • a pilot signal transmitted on the first pilot subcarrier, (0 indicates that the conjugate is conjugated, ⁇ 1, ⁇ , ⁇ , / is the pilot subcarrier corresponding to the data stream in the interference suppression region
  • the present invention also provides a channel estimation system in a wideband co-channel interference environment, which is used for a receiving end of an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) or an Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) system.
  • Channel estimation is performed on a data stream carried in an interference suppression area, where the interference suppression area is a time-frequency two-dimensional resource block in the received data bearer area, and the system includes:
  • a first device configured to: conjugate phase of the received signal on the pilot subcarrier and the pilot signal sent by the transmitting end on the pilot subcarrier for each pilot subcarrier corresponding to the data stream Multiplying, to obtain an estimate of the channel coefficient of the pilot subcarrier position;
  • a second device configured to: perform weighted averaging of channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream for each data subcarrier corresponding to the data stream, as a channel coefficient of the data subcarrier position estimated value.
  • the above channel estimation system may also have the following features:
  • the second device is configured to use, as a calculation method, a weighted average of channel coefficient estimates of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream for each data subcarrier corresponding to the data stream, as the data sub Estimated channel coefficient of the carrier position:
  • the above channel estimation system may also Has the following characteristics:
  • the channel estimation system further includes a third device configured to: divide the interference suppression region into one or more channel estimation units, each channel sound estimation unit being a time domain two-dimensional resource block and including at least one pilot therein Subcarrier and one data subcarrier;
  • the second means is configured to calculate a channel coefficient estimate of the data subcarrier position according to equation (a) using any one or more of the following constraints:
  • Constraint 1 when calculating the channel coefficient estimation value of a data subcarrier position, assigning the same weight to the channel coefficient estimation value of each pilot subcarrier position in the same channel estimation unit;
  • the above channel estimation system may also have the following features:
  • the channel estimation system further includes a third device configured to: divide the interference suppression region into
  • each channel sound estimation unit is a time domain two-dimensional resource block and includes at least one pilot subcarrier and one data subcarrier, and f is a positive integer;
  • the second device is configured to use, as a calculation formula, a weighted average of channel coefficient estimates of each pilot subcarrier position corresponding to the data stream for each data subcarrier corresponding to the data stream.
  • a set of index I of pilot subcarriers corresponding to the data stream included in the channel estimation unit 1, ⁇ , /, / is the number of pilot subcarriers corresponding to the data stream; ( ) is an estimated channel coefficient of the first pilot subcarrier position corresponding to the data stream in the interference suppression region;
  • Weight, ⁇ ⁇ ′′ 1 , 0 ⁇ ⁇ 1 ,
  • indicates the number of pilot subcarrier indices included
  • channel estimation can be accurately performed when there is wideband co-channel interference in neighboring cells, thereby improving the performance of interference suppression and the accuracy of data detection.
  • FIG. 1 is a schematic diagram of a neighboring multi-cell in the prior art
  • FIG. 2 is a flowchart of a channel estimation method according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 to FIG. 7 are schematic diagrams showing five ways of dividing the interference suppression region pattern 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the bold coil represents the pilot subcarrier, and the thin coil represents the data subcarrier, and FIG. 8 to FIG. 11 are the same;
  • FIG. 8 to FIG. 9 are schematic diagrams showing two ways of dividing the interference suppression area pattern 2 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 to FIG. 11 are schematic diagrams showing two ways of dividing the interference suppression region pattern three according to an embodiment of the present invention.
  • the thick coil represents the pilot subcarrier corresponding to the data stream 1
  • the dotted coil represents the data stream 2 corresponding to the data stream 2
  • Pilot subcarrier, thin coil represents data subcarrier
  • the estimation and suppression method for wideband co-channel interference in this embodiment is applied to an OFDM/OFDMA system.
  • the sender of the text can be a control device such as a station or a relay station, or a terminal device such as a mobile phone, a notebook computer, or a handheld computer.
  • the receiving end is configured to receive the data signal of the transmitting end, and the receiving end may be a terminal device such as a mobile phone, a notebook computer, a handheld computer, or a control device such as a base station or a relay station.
  • the receiving end divides the received data bearer area into one or more interference suppression areas, and each interference suppression area is a time-frequency two-dimensional resource block in the frame/field structure, that is, each interference suppression area includes multiple times in time.
  • a continuous OFDM/OFDMA symbol comprising a plurality of consecutive subcarriers in the frequency domain.
  • the receiving data bearer area may include a time-frequency two-dimensional resource block, and may also include a plurality of separate time-frequency two-dimensional resource blocks. In this embodiment, each of the time-frequency two-dimensional resource blocks is used as an interference suppression area. .
  • one time-frequency two-maintenance resource block in the received data bearer area may also be divided into multiple interference suppression areas.
  • the interference suppression area may carry one or more data streams, each data stream corresponding to a plurality of data subcarriers and pilot subcarriers, and different pilot streams corresponding to different data streams are different.
  • the method when performing channel estimation on a data stream carried in the method according to the embodiment in an interference suppression area, the method includes:
  • Step 10 Multiply, by the pilot signal received on the pilot subcarrier and the conjugate of the pilot signal sent by the transmitting end on the pilot subcarrier, for each pilot subcarrier corresponding to the data stream, Obtaining an estimated channel coefficient of the pilot subcarrier position;
  • the first pilot subcarrier corresponding to the data stream in the interference suppression region is represented by PsC(z).
  • the interference signal from the pilot band of the adjacent cell on the pilot subcarrier can be filtered out to obtain a more accurate channel coefficient estimation. value.
  • Step 20 The weighted average of the channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream is used as the channel coefficient estimation value of the data subcarrier position for each data subcarrier corresponding to the data stream;
  • the receiving end has completed channel estimation of the pilot subcarrier and the data subcarrier position corresponding to one data stream in one interference suppression region.
  • Different interference suppression regions can be calculated in the above manner.
  • the specific weight selection can be different.
  • the channel coefficient estimates of the pilot subcarrier positions are relatively accurate, the channel coefficient estimates of the data subcarrier positions obtained by their weighted average are also relatively accurate.
  • the channel estimation may be performed on each data stream carried by the interference suppression area by using the foregoing method, and the weights may be different.
  • the receiving end may further divide the interference suppression area into K channel estimation units, where each channel estimation unit is a time-frequency domain two-dimensional resource block, and includes at least one The pilot subcarrier and one data subcarrier, and f is a positive integer.
  • the channel estimation unit partitioning when the channel coefficient estimation value of a certain data subcarrier position is calculated according to the formula (2), the channel coefficient estimation value of each pilot subcarrier position in the same channel estimation unit is given.
  • the weights are the same.
  • the embodiment further provides a channel estimation system in a broadband equal-frequency interference environment, which is used for receiving ends of an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) or Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) system, Channel estimation is performed on a data stream carried in the interference suppression area, where the interference suppression area is a time-frequency two-dimensional resource block in the received data bearer area, and the system includes:
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • a first device configured to: conjugate phase of the received signal on the pilot subcarrier and the pilot signal sent by the transmitting end on the pilot subcarrier for each pilot subcarrier corresponding to the data stream Multiplying, obtaining an estimated channel coefficient of the pilot subcarrier position;
  • a second device configured to: perform weighted averaging of channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream for each data subcarrier corresponding to the data stream, as a channel coefficient of the data subcarrier position estimated value.
  • the second device uses, for each data subcarrier corresponding to the data stream, a weighted average of the channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream, as an estimated channel coefficient of the data subcarrier position,
  • the calculation formula used is as in the above formula (2).
  • the system may further include a third device, configured to: divide the interference suppression region into f channel estimation units, each channel sound estimation unit is a time domain two-dimensional resource block and includes at least one pilot subcarrier and a data subcarrier, f is a positive integer;
  • the second device weights the channel coefficient estimation value of each pilot subcarrier position corresponding to the data stream as the channel coefficient of the data subcarrier position for each data subcarrier corresponding to the data stream.
  • the estimated value and the calculation formula used are as shown in the above formula (3).
  • the system further includes a third device configured to: divide the interference suppression region into one or more channel estimation units, each channel sound estimation unit being a time domain two-dimensional resource block and including at least one pilot subcarrier therein And a data subcarrier;
  • the second device uses, as the data subcarrier, a weighted average of the estimated channel coefficient values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream for each data subcarrier corresponding to the data stream.
  • Constraint 1 when calculating the channel coefficient estimation value of a certain data subcarrier position, is the position of each pilot subcarrier in the same channel estimation unit. The channel coefficient estimates are assigned the same weight;
  • the invention is further illustrated by some application examples below.
  • the meaning of each parameter is the same as that of the above embodiment.
  • the example mainly explains how to further calculate the channel coefficient estimation value of the data subcarrier in the case of different interference suppression region patterns and channel estimation unit division. It should be noted that in the actual system, it is not limited to the enumerated examples.
  • the interference suppression region is equally divided into channel estimation units, and the indexes of the 20 pilot subcarriers included in the interference suppression region belong to 5 pilot index sets, that is, 1 to 4 belong to 5-8. 9 ⁇ 12 belongs to ⁇ 3 ⁇ 4, 13 ⁇ 16 belongs to ⁇ 4 , and 17 ⁇ 20 belongs to ⁇ 3 ⁇ 4.
  • the channel coefficient estimates on all data subcarriers in the first channel estimation unit are 3 ⁇ 4, with: (/')
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the second channel estimation unit are , with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the fourth channel estimation unit are , with:
  • represents the number of pilot subcarriers included in the pilot index set.
  • the interference suppression area in this application example is the interference suppression area pattern one. As shown in FIG. 4, the interference suppression area is divided into three channel estimation units, and the indexes of the 20 pilot subcarriers included in the interference suppression area belong to three pilot index sets, wherein 1 ⁇ 8 belong to, 9 ⁇ 16 belongs to 17 ⁇ 20 belongs to ⁇ 3 ⁇ 4.
  • channel estimation When performing channel estimation:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the first channel estimation unit are 3 ⁇ 4, with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the second channel estimation unit are , with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the third channel estimation unit are both, with: ⁇ 8 16 20
  • the number of pilot subcarriers included in the combination is the number of pilot subcarriers included in the combination.
  • the interference suppression area in this application example is the interference suppression area pattern one. As shown in FIG. 5, the interference suppression region is divided into one channel estimation unit, and the index of the 20 pilot subcarriers included in the interference suppression region belongs to one pilot index set, that is, 1 to 20 belong to .
  • channel estimation When performing channel estimation:
  • Estimating the channel coefficients on all data subcarriers in the channel estimation unit is 3 ⁇ 4, with:
  • the interference suppression area in this application example is the interference suppression area pattern one. As shown in FIG. 6, the interference suppression area is divided into two channel estimation units, and the pilot indexes 1, 2, 5, 6, 9, 10, 13, 14, 17, 18 included in the interference suppression area belong to the pilot index. The remaining 10 pilot indices of the set belong to the pilot index set ⁇ 3 ⁇ 4.
  • the estimated channel coefficient corresponding to the first channel estimation unit is recorded as:
  • the estimated channel coefficient corresponding to the second channel estimation unit is recorded as: /'e ⁇ 3 ⁇ 4 /'e ⁇ 2
  • the estimated channel coefficients are:
  • the channel coefficient estimation value of the data subcarrier is calculated.
  • different weights can be taken to obtain different results.
  • the same weight is assigned.
  • the foregoing calculation manner is also a weighted average of the channel coefficient estimation values of the pilot subcarrier positions corresponding to the data stream, and is a specific manner of the channel coefficient estimation value of the data subcarrier position corresponding to the data stream, and may be one step. The calculation is complete.
  • the interference suppression area in this application example is the interference suppression area pattern one.
  • the interference suppression region is divided into four channel estimation units, wherein the pilot subcarrier indices 1, 2, 5, and 6 belong to the pilot index set pilot subcarrier index 9, 10, 13, 14, 17, 18 belongs to the pilot index set pilot subcarrier index 3, 4, 7, 8 belongs to the pilot index set ⁇ 3 ⁇ 4, and the remaining pilot subcarrier index belongs to the pilot index set ⁇ 4 .
  • the estimated channel coefficient corresponding to the first channel estimation unit is recorded as: h p ( )
  • the estimated channel coefficient corresponding to the third channel estimation unit is recorded as:
  • the estimated channel coefficients are:
  • the number of pilot subcarriers included, ⁇ ⁇ and ⁇ 2 ⁇ 3 are weighting coefficients, the value of which may vary with /, and Q d represents the index set of all data subcarriers within the interference suppression region.
  • the interference suppression region in this application example is an interference suppression region pattern 2, which includes 12 consecutive OFDM/OFDMA symbols in the time domain, and 4 consecutive subcarriers in the frequency domain, where one is carried. data flow.
  • the interference suppression area is equally divided into four channel estimation units, and the indexes of the 16 pilot carriers included in the interference suppression area belong to four pilot index sets, that is, 1 ⁇ 4 belongs to 5 ⁇ 8. 9 to 12 belong to ⁇ 3 ⁇ 4 and 13 to 16 belong to ⁇ 4 .
  • the channel coefficient estimates on all data subcarriers in the first channel estimation unit are all 3 ⁇ 4, with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the second channel estimation unit are: ⁇ 4 8 12 16
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the fourth channel estimation unit are , with:
  • the interference suppression area in this example is the interference suppression area pattern 2. As shown in FIG. 9, the interference suppression area is divided into two channel estimation units, and the 16 pilots included in the interference suppression area belong to two pilot index sets, wherein 1 ⁇ 8 belong to 9 ⁇ 16 belongs to ⁇ 3 ⁇ 4.
  • channel estimation When performing channel estimation:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the first channel estimation unit are 3 ⁇ 4, with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the second channel estimation unit are: Where the condition is met
  • represents the set of pilot indices
  • the number of pilot subcarriers included in the packet is .
  • the interference suppression region is equally divided into three channel estimation units, and the indexes of the 12 pilot subcarriers included in the interference suppression region belong to three pilot index sets, that is, 1-4 belongs to 5 ⁇ 8 belongs to 9 ⁇ 12 belongs to ⁇ 3 ⁇ 4.
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the first channel estimation unit are 3 ⁇ 4, with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the second channel estimation unit are:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the third channel estimation unit are , with:
  • the number of pilot subcarriers included in the combination is the number of pilot subcarriers included in the combination.
  • the interference suppression region in this application example is the interference suppression region pattern 3. As shown in FIG. 11, the interference suppression region is divided into two channel estimation units, and the indexes of the 12 pilot subcarriers included in the interference suppression region belong to Two pilot index sets, of which 1 ⁇ 8 belong to, 9 ⁇ 12 belong to ⁇ 3 ⁇ 4.
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the first channel estimation unit are 3 ⁇ 4, with:
  • the estimated channel coefficients on all data subcarriers in the second channel estimation unit are: Where the condition is met
  • represents the set of pilot indices
  • the number of pilot subcarriers included in the packet is the number of pilot subcarriers included in the packet.
  • It contains 15 consecutive OFDM/OFDMA symbols and contains 4 consecutive subcarriers in the frequency domain, which carry two data streams.
  • the interference suppression region is divided into two channel estimation units.
  • the index of the corresponding 20 pilot subcarriers belongs to two pilot index sets, wherein the pilot subcarrier index 1 ⁇ 4 belongs to, and the index 5 ⁇ 10 belongs to.
  • the channel coefficient estimates on all data subcarriers corresponding to the first data stream in the first channel estimation unit are:
  • the channel coefficient estimates on all data subcarriers corresponding to the first data stream in the second channel estimation unit are:
  • the channel coefficient estimation at each pilot subcarrier position corresponding to the first data stream Counting satisfying the condition
  • indicates the pilot index set
  • the number of pilot subcarriers included is the number of pilot subcarriers included.
  • the channel coefficient estimates on all data subcarriers corresponding to the second data stream in the first channel estimation unit are 3 ⁇ 4 2 , and have:
  • the channel coefficient estimates for all data subcarriers corresponding to the second data stream in the second channel estimation unit are both 2 , with:
  • the channel coefficient estimation value at each pilot subcarrier position corresponding to the second data stream satisfies the condition
  • represents the pilot index
  • the number of pilot subcarriers included is the number of pilot subcarriers included.
  • It contains 6 consecutive OFDM/OFDMA symbols and contains 6 consecutive subcarriers in the frequency domain, which carry two data streams.
  • the interference suppression region is divided into one channel estimation unit, and the indexes of the four pilot subcarriers corresponding to each data stream in the interference suppression region belong to one pilot index set ⁇ , that is, 1 to 4
  • the pilot subcarriers corresponding to different data streams are different.
  • the channel coefficient estimates on the data subcarriers corresponding to the first data stream in the channel estimation unit are both:
  • the channel coefficient estimation value on the data subcarrier corresponding to the second data stream in the channel estimation unit is 3 ⁇ 4 2 , and has:
  • channel estimation can be accurately performed when there is wideband co-channel interference in adjacent cells, thereby improving the performance of interference suppression and the accuracy of data detection.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本发明公开了一种宽带同频干扰环境下的信道估计方法及***，应用于正交频分复用（OFDM）或正交频分多址（OFDMA）***的接收端，在一个干扰抑制区域内，对其中承载的一个数据流进行信道估计时，该方法包括：对该数据流对应的每一导频子载波，将该导频子载波上的接收信号与发送端在该导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘，得到该导频子载波位置的信道系数估计值；对该数据流对应的每一数据子载波，将该数据流对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均，作为该数据子载波位置的信道系数估计值；其中，该干扰抑制区域为接收数据承载区域中的一时频二维资源块。采用本发明，可以在相邻小区存在宽带同频干扰时准确地进行信道估计。

Description

一种宽带同频干扰环境下的信道估计方法及***
技术领域
本发明涉及 OFDM ( (Orthogonal Frequency Division Multiplexing, 正交频 分复用 ) /OFDMA ( Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 正交频分 多址） ***， 具体的， 涉及到 OFDM/OFDMA***中克服宽带同频干扰的信 道估计方法及***。
背景技术
多天线技术是无线移动通信领域中智能天线技术的一个重大突破， 该技 术可以在不增加带宽的情况下成倍地提高通信***的容量和频谱利用率， 还 可以利用多径来减轻多径衰落， 并能有效地消除信道干扰、 提高信道的可靠 性、 降低误码率， 是新一代移动通信***釆用的关键技术。 其已经被广泛地 应用于 LTE( Long Term Evolution,长期演进）和 WiMAX( World Interoperability for Microwave Access, 全球微波接入互操作性 )等多种无线宽带***中。
对于以蜂窝结构布置网络的无线通信***来说， 相邻小区间的同频干扰 是导致通信质量下降的最重要因素之一， 如图 1所示。 因为干扰源为相邻小 区用户在相同时频资源上发送的数据信号， 这就要求接收端必须能较为准确 的估计出期望数据的信道系数、 干扰信道系数或者干扰的特征才能够进行较 为准确的数据检测， 但是当相邻小区之间的数据子载波和导频子载波在时频 位置上重合时， 就会给干扰估计带来巨大的困难， 因为干扰导频的重合会导 致信道估计质量下降， 即信道估计本身携带干扰信息， 从而使得干扰噪声特 征估计变得十分困难或者说非常不准确。 在此种情况下， 常见的干扰抑制接 收算法， 比如 MMSE ( Minimum Mean Square Error, 最小均方误差）或者干 扰抑制合并（ Interference Rejection Combination, 简称为 IRC )算法的性能都 会大打折扣。 发明内容 本发明的目的是提供一种宽带同频干扰环境下的信道估计方法及***， 以解决相邻小区存在宽带同频干扰时信道估计不准确的问题。
为解决上述问题， 本发明提供了一种宽带同频干扰环境下的信道估计方 法， 应用于正交频分复用 （OFDM )或正交频分多址（OFDMA ) ***的接收 端， 在一个干扰抑制区域内， 对其中承载的一个数据流进行信道估计时， 所 述方法包括：
对该数据流对应的每一导频子载波， 将该导频子载波上的接收信号与发 送端在该导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到该导频子载波位置 的信道系数估计值； 以及
对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流对应的各导频子载波位 置的信道系数估计值的加权平均，作为该数据子载波位置的信道系数估计值； 其中， 该干扰抑制区域为接收数据承载区域中的一时频二维资源块。 可选地， 上述方法还可具有以下特征：
所述对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流对应的各导频子载 波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波位置的信道系数估 计值的步骤釆用的计算公式如下：
Figure imgf000004_0001
其中， 为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 j个数据子载波位置 的信道系数估计值， j = \ ,J , J为该干扰抑制区域中该数据流对应的数据子 载波的个数； ％.为计算第 j个数据子载波位置的信道系数估计值时，赋予^ ( ) 的权值， ∑α, = ΐ ; ^(0为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 ,个导频子载 波位置的信道系数估计值， = 1, ···,/ , /为该干扰抑制区域中该数据流对应的 导频子载波的个数。 可选地， 上述方法还可包括：
按式 (a)计算数据子载波位置的信道系数估计值之前， 将该干扰抑制区域 划分为一个或多个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源 块且其中包含至少一个导频子载波和一个数据子载波；
按式 (a)计算数据子载波位置的信道系数估计值时， 釆用以下任意一个或 多个约束条件：
约束条件一， 计算一数据子载波位置的信道系数估计值时， 为同一信道 估计单元中各个导频子载波位置的信道系数估计值赋予相同的权值；
约束条件二， 计算同一信道估计单元中各个数据子载波位置的信道系数 估计值时， 均取一套相同的权值 = 1,···,/， j = l,' ,J。 可选地， 上述方法还可具有以下特征：
将该干扰抑制区域划分为 f个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一 个时域二维资源块且其中包含至少一个导频子载波和一个数据子载波， K为 正整数；
所述对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流对应的各导频子载 波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波位置的信道系数估 计值 釆用的计算公式如下：
Figure imgf000005_0001
其中， hd k为第 A个信道估计单元中该数据流对应的每一数据子载波位置 的信道系数估计值， k = \,2,--、K
/为一循环变量， 1 = 1,2,···,Κ
为第 /个信道估计单元中包含的该数据流对应的导频子载波的索引 I 的集合， = 1,···,/， /为该数据流对应的导频子载波的个数； Λ( )为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 I个导频子载波位置的信道 系数估计值；
Okl为计算 时， 赋予第 /个信道估计单元中各导频子载波位置的 ^ (/)的 权值，
Figure imgf000005_0002
| |表示 包含的导频子载波索引的个数。
1=1 可选地， 上述方法还可具有以下特征：
按式 (b)计算 ¾釆用的权值《¾中， 1 = \,2,---,K , 大于等于其他的权值。 可选地， 上述方法还可具有以下特征：
所述对该数据流对应的每一导频子载波， 将该导频子载波上的接收信号 与发送端在该导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到该导频子载波 位置的信道系数估计值的步骤中， 釆用的计算公式如下： P(i) = yp(i)p*(i) ( c )
其中， 为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 ,个导频子载波位置 的信道系数估计值， 为该第 ,个导频子载波上的接收信号， ；^； (为发送 端在该第 I 个导频子载波上发送的导频信号， ； (0表示对 取共轭， ί = 1,···,Ι , /为该干扰抑制区域中该数据流对应的导频子载波的个数。 相应地， 本发明还提供了一种宽带同频干扰环境下的信道估计***， 用 于正交频分复用 （OFDM)或正交频分多址（OFDMA) ***的接收端， 在一 个干扰抑制区域内对其中承载的一个数据流进行信道估计， 该干扰抑制区域 为接收数据承载区域中的一时频二维资源块， 该***包括：
第一装置， 其设置为： 对该数据流对应的每一导频子载波， 将该导频子 载波上的接收信号与发送端在该导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到该导频子载波位置的信道系数估计值； 以及
第二装置， 其设置为： 对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流 对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波 位置的信道系数估计值。 可选地， 上述信道估计***还可具有以下特征：
所述第二装置是设置为釆用如下计算公式对该数据流对应的每一数据子 载波， 将该数据流对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波位置的信道系数估计值：
I
hd(j) = ijhp(i) (¾)
i=l 其中， 为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 J个数据子载波位置 的信道系数估计值， j = \ ,J , J为该干扰抑制区域中该数据流对应的数据子 载波的个数； 《为计算第 _；个数据子载波位置的信道系数估计值时，赋予^ (0 的权值， ∑α,=ΐ; ^(0为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 ,个导频子载 波位置的信道系数估计值， = 1,···,/， /为该干扰抑制区域中该数据流对应的 导频子载波的个数。 可选地， 上述信道估计***还可具有以下特征：
该信道估计***还包括第三装置， 其设置为： 将该干扰抑制区域划分为 一个或多个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源块且其 中包含至少一个导频子载波和一个数据子载波；
相应地， 所述第二装置是设置为釆用以下任意一个或多个约束条件按公 式 (a)计算数据子载波位置的信道系数估计值：
约束条件一， 计算一数据子载波位置的信道系数估计值时， 为同一信道 估计单元中各个导频子载波位置的信道系数估计值赋予相同的权值；
约束条件二， 计算同一信道估计单元中各个数据子载波位置的信道系数 估计值时， 均取一套相同的权值 = 1,···,/， j = l,' ,J。 可选地， 上述信道估计***还可具有以下特征：
该信道估计***还包括第三装置， 其设置为： 将该干扰抑制区域划分为
K个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源块且其中包含 至少一个导频子载波和一个数据子载波， f为正整数；
相应地， 所述第二装置是设置为釆用如下计算公式对该数据流对应的每 一数据子载波， 将该数据流对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加 权平均， 作为该数据子载波位置的信道系数估计值：
Figure imgf000007_0001
其中， hd k为第 A个信道估计单元中该数据流对应的每一数据子载波位置 的信道系数估计值， k = \,2,--、K
/为一循环变量， 1 = 1,2,···,Κ
为第 /个信道估计单元中包含的该数据流对应的导频子载波的索引 I 的集合， = 1,···,/， /为该数据流对应的导频子载波的个数； Λ( )为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 I个导频子载波位置的信道 系数估计值；
Okl为计算 时， 赋予第 /个信道估计单元中各导频子载波位置的 ^ (/)的
K
权值， ∑ΙΩ」 = 1,0≤ ≤1, | |表示 包含的导频子载波索引的个数， 且
1=1
在权值《¾中， 1 = 1,2, ·'·,Κ , " 大于等于其他的权值 t
釆用上述方法和***， 可以在相邻小区存在宽带同频干扰时准确地进行 信道估计， 进而提高干扰抑制的性能和数据检测的准确性。 附图概述
图 1是现有技术中相邻多小区的示意图；
图 2是本发明实施例信道估计方法的流程图；
图 3至图 7是本发明实施例对干扰抑制区域样式一进行划分的 5种方式 的示意图， 图加粗线圈表示导频子载波， 细线圈表示数据子载波， 图 8至图 11同此；
图 8至图 9是本发明实施例对干扰抑制区域样式二进行划分的 2种方式 的示意图；
图 10至图 11是本发明实施例对干扰抑制区域样式三进行划分的 2种方 式的示意图； 图中粗线圈表示数据流 1对应的导频子载波， 点划线圈表示数据流 2对应的 导频子载波， 细线圈表示数据子载波， 图 13同此；
本发明的较佳实施方式
为使本发明的目的、 技术方案和优点更加清楚明白， 下文中将结合附图 对本发明的实施例进行详细说明。 需要说明的是， 在不冲突的情况下， 本申 请中的实施例及实施例中的特征可以相互任意组合。
本实施例宽带同频干扰的估计和抑制方法应用于 OFDM/OFDMA***。 文中的发送端可以^ ^站、 中继站等控制设备， 也可以是手机、 笔记本电脑、 手持电脑等终端设备。 类似地， 接收端用于接收发送端的数据信号， 接收端 可以是手机、 笔记本电脑、 手持电脑等终端设备， 也可以是基站， 中继站等 控制设备。
接收端将接收数据承载区域划分为一个或多个干扰抑制区域， 每一干扰 抑制区域为帧 /半帧结构中的一个时频二维资源块， 即每一个干扰抑制区域在 时间上包含多个连续的 OFDM/OFDMA符号， 在频域上包含多个连续的子载 波。 接收数据承载区域可能包括一个时频二维资源块， 也可能包括多个分离 的时频二维资源块， 在本实施例中， 将其中的每一个时频二维资源块作为一 个干扰抑制区域。 当然， 在其他实施例中， 接收数据承载区域中的一个时频 二维护资源块也可以被划分为多个干扰抑制区域。 在 OFDM/OFDMA***中， 上述干扰抑制区域可以承载一个或多个数据 流， 每一数据流对应若干的数据子载波和导频子载波， 不同数据流对应的导 频子载波不同。
如图 2所示， 在一个干扰抑制区域内， 按本实施例方法对其中承载的一 个数据流进行信道估计时， 包括：
步骤 10, 对该数据流对应的每一导频子载波， 将在该导频子载波上接收 的导频信号及发送端在该导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到该 导频子载波位置的信道系数估计值；
用 PsC(z)表示该干扰抑制区域中该数据流对应的第 ,个导频子载波， 则 PsC(i)位置的信道系数估计值 hP (i)按下式得
Figure imgf000010_0001
其中， 为 PsC(i)位置的信道系数估计值， 为 PsC(z)上的接收信 号， 为发送端在 PsC(z)上发送的导频信号， 表示对；^)取共轭， ί = 1,···,Ι , /为该干扰抑制区域中该数据流对应的导频子载波的个数。
因为相邻小区在同一导频子载波上的导频信号互相关性比较低， 通过上 述运算， 可以滤除导频子载波上相邻小区导频带来的干扰信号， 得到较为准 确的信道系数估计值。
步骤 20, 对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流对应的各导频 子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波位置的信道系 数估计值;
用 DsC()表示该干扰抑制区域中该数据流对应的第 j 个数据子载波， _/ = V-,J ,J为该干扰抑制区域中该数据流对应的数据子载波的个数，则 DsCG) 位置的信道系数估计值 / ：
Figure imgf000010_0002
其中， 《为计算 DsCG)位置的 ( ·)时， 赋予^ (0的权值， l y =1, 部 的权值可以为 0, 其他参数含义见上文。
通过以上两步， 接收端已经完成了对一个干扰抑制区域内一个数据流对 应的导频子载波和数据子载波位置的信道估计。 不同的干扰抑制区域均可以 按照上述方式来计算， 当然具体的权值选择可以是不同的。
因为导频子载波位置的信道系数估计值较准确， 因此由其加权平均得到 的数据子载波位置的信道系数估计值也较为准确。
对接收数据承载区域包含的每一干扰抑制区域， 均可用上述方法对该干 扰抑制区域承载的每一数据流进行信道估计， 权值可以不同。
在按公式（ 2 )计算之前，接收端可以将该干扰抑制区域再划分为 K个信 道估计单元， 每一信道估计单元为一时频域二维资源块， 且其中包括至少一 个导频子载波和一个数据子载波， f为正整数。
在进行信道估计单元划分的一实施例中， 在按公式（2)计算某个数据子 载波位置的信道系数估计值时， 为同一信道估计单元中各个导频子载波位置 的信道系数估计值赋予的权值相同。
在进行信道估计单元划分的另一实施例中， 在按公式（2)计算同一信道 估计单元中各个数据子载波位置的信道系数估计值时， 均取一套相同的权值 α,, = ν··,/， 7 = 1,···, J , 即得到的各数据子载波位置的信道系数估计值相同。 在进行信道估计单元划分的又一实施例， 可以结合上述两个实施例的方 式。 如下：
定义第 k个信道估计单元包含的该数据流对应的导频子载波的索引构成 的集合为 k = \,2, ···, , % k个信道估计单元中该数据流对应的每一数据 子载波位置的信道系数估计值相等， 记为 , 接收端按下式来计算该¾:
Figure imgf000011_0001
其中， /为一循环变量， 1 = 1,2,…, ¾为计算 时， 赋予第 /个信道估 计单元中各导频子载波位置的信道系数估计值的权值， 因为是加权平均，
Κ
要满足条件∑ | , I = 1, 0≤ ≤ 1 ,其中 |q I表示导频索引集合 q包含的导频
1=1
子载波索引的个数。
可以看出， 本实施例在按公式（2)计算某个数据子载波位置的信道系数 估计值时， 对于同一信道估计单元中各导频子载波位置的信道系数估计值， 取相同的权值； 且在计算同一信道估计单元中各数据子载波位置的信道系数 估计值时， 通过取相同的一套权值， 使得得到的各数据子载波位置的信道系 数估计值相同。
时域区域内， 与某个数据子载波位置越近的导频子载波， 信道相关性就 越强。 因此较佳地， 在按公式 (3)计算 釆用的权值 ¾中， "¾大于等于其他 的权值， 1 = \,2,···,Κ。
釆用上述基于信道估计单元的方式可以简化计算。 相应地， 本实施例还提供了一种宽带同频干扰环境下的信道估计***， 用于正交频分复用 （OFDM )或正交频分多址（OFDMA ) ***的接收端， 在 一个干扰抑制区域内对其中承载的一个数据流进行信道估计， 该干扰抑制区 域为接收数据承载区域中的一时频二维资源块， 该***包括：
第一装置， 其设置为： 对该数据流对应的每一导频子载波， 将该导频子 载波上的接收信号与发送端在该导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到该导频子载波位置的信道系数估计值；
第二装置， 其设置为： 对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流 对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波 位置的信道系数估计值。
较佳地，
上述第二装置对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流对应的各 导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波位置的信 道系数估计值， 釆用的计算公式如上述公式（2 ) 。 较佳地，
该***还可以包括第三装置， 其设置为： 将该干扰抑制区域划分为 f个 信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源块且其中包含至少 一个导频子载波和一个数据子载波， f为正整数；
相应地， 所述第二装置对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流 对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波 位置的信道系数估计值， 釆用的计算公式如上述公式 (3)。 较佳地，
该***还包括第三装置， 其设置为： 将该干扰抑制区域划分为一个或多 个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源块且其中包含至 少一个导频子载波和一个数据子载波；
相应地， 所述第二装置对该数据流对应的每一数据子载波， 将该数据流 对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波 位置的信道系数估计值时， 釆用以下任意一个或多个约束条件： 约束条件一， 计算某个数据子载波位置的信道系数估计值时， 为同一信 道估计单元中各个导频子载波位置的信道系数估计值赋予相同的权值；
约束条件二， 计算同一信道估计单元中各个数据子载波位置的信道系数 估计值时， 均取一套相同的权值 = 1, · · ·,/， j = l, ' , J。
下面用一些应用示例对本发明进行进一步说明。 在以下示例中， 各参数 的含义与上述实施例方案相同， 示例中主要说明在不同的干扰抑制区域样式 和信道估计单元划分的情况下， 如何进一步计算得到数据子载波的信道系数 估计值。 需要说明的是， 在实际***中， 不仅限于列举的示例。
应用示例一
上包含 15个连续的 OFDM/OFDMA符号，在频域上包含 4个连续子载波，其 中承载一个数据流。 在本示例中， 将该干扰抑制区域平均分成个信道估计单元， 该干扰抑制 区域中包含的 20个导频子载波的索引分别属于 5个导频索引集合， 即： 1~4 属于 5-8 属于 9~12属于 ί¾ , 13~16属于 Ω4 , 17~20属于 ί¾。 在进行信道估计的时候：
第一个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ , 有： (/')
Figure imgf000013_0001
第二个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
^ 4 8 12 16 20
¾ = «21 Σ {ή + «22 {ή + «23 (0 + «24
;=1 i=5 i=9 ;=13 (0 + «25
i Σ=\7 ( 第三个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有： (0
Figure imgf000014_0001
第四个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
^ 4 8 12 16 20
¾ = «41 Σ {ή + «42
;=1 i=5 ( + «43
i=9 (0 + «44
;=13 (0 + "45
i Σ=l7 ( 第五个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
Figure imgf000014_0002
其中， 满足条件 tlQ| =i , 0<¾ <1 , k = l,--、5 , | |表示导频索引集 合 中包含的导频子载波的个数。
应用示例二 本应用示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式一。 如图 4所示， 将 干扰抑制区域划分为 3个信道估计单元，该干扰抑制区域中包含的 20个导频 子载波的索引分别属于 3个导频索引集合， 其中 1~8属于 , 9~16属于 17~20属于 ί¾。 在进行信道估计时：
第一个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ , 有：
Figure imgf000014_0003
第二个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
^ 8 16 20
¾ = «21 Σ {ή + «22 AW
i=l Σ i=9 (0 + "23 T
i=\7
第三个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值为均为 ， 有： ^ 8 16 20
i=\7
其中， = 1,2,3, | |表示导频索引
Figure imgf000015_0001
合 中包含的导频子载波的个数。
应用示例三
本应用示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式一。 如图 5所示， 将 干扰抑制区域分成 1个信道估计单元，该干扰抑制区域中包含的 20个导频子 载波的索引属于 1个导频索引集合 即 1~20属于 。 在进行信道估计时：
对该信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ ,有：
Figure imgf000015_0002
其中， 满足条件： | |«„=i, 0<αη<1, | |表示导频索引集合 中包 含的导频子载波的个数。
应用示例四
本应用示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式一。 如图 6所示， 将 干扰抑制区域分成 2个信道估计单元， 该干扰抑制区域中包含的导频索引 1、 2、 5、 6、 9、 10、 13、 14、 17、 18属于导频索引集合 剩下的 10个导频 索引属于导频索引集合 ί¾。 在进行信道估计时：
第一个信道估计单元对应的信道系数估计值记为 , 有：
Figure imgf000015_0003
第二个信道估计单元对应的信道系数估计值记为 , 有： /'e ί¾ /'e Ω2 对于上述干扰抑制区域内部的任意数据子载波 /e Ω, ,其信道系数估计值 为：
其中， 满足条件 | | =i, 0<¾<1, k = \,2, | |表示导频索引集合
1=1
中包含的导频子载波的个数， Ά1、 为加权系数， 其值可以随着数据子载 波的索引号 /的变化而变化， Qd表示干扰抑制区域内部的所有数据子载波的 索引集合。
本示例计算数据子载波的信道系数估计值的方式， 在计算同一信道估计 单元中的各个数据子载波的信道系数估计值时， 可以取不同的权值， 得到不 同的结果。 但对于同一信道估计单元中的各个导频子载波， 则赋予相同的权 值。 另， 上述计算方式也是将该数据流对应的各导频子载波位置的信道系数 估计值的加权平均， 作为该数据流对应的数据子载波位置的信道系数估计值 的一种具体方式， 可以一步计算完成。
应用示例五
本应用示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式一。 如图 7所示， 将 干扰抑制区域分成 4个信道估计单元， 其中导频子载波索引 1、 2、 5、 6属于 导频索引集合 导频子载波索引 9、 10、 13、 14、 17、 18属于导频索引集 合 导频子载波索引 3、 4、 7、 8属于导频索引集合 ί¾, 剩余导频子载波 索引属于导频索引集合 Ω4。 在进行信道估计时：
第一个信道估计单元对应的信道系数估计值记为 , 有：
Figure imgf000016_0001
hp ( ) 第二个信道估计单元对应的信道系数估计值记为 , 有： = hp ( )
Figure imgf000017_0001
第三个信道估计单元对应的信道系数估计值记为 , 有：
Figure imgf000017_0002
第四个信道估计单元对应的信道系数估计值记为 , 有： Κ = 4l∑ hp (i) + 42∑ hp (i)
Figure imgf000017_0003
hp (i) + 44∑ hp (i) ieQ^ ;ΈΩ2 ;Έί¾ ;Έί¾ 对于干扰抑制区域内部的任意数据子载波 / e Ω , 其信道系数估计值为：
其中， | |表示导频索引集合
Figure imgf000017_0004
中包含的导频子载波的个数， γυ、 γ2 γ3 为加权系数， 其值可以随着 /的变化而变化， Qd表示干扰抑制区域内部的所有数据子载波的索引集合。
应用示例六
如图 8所示， 在本应用示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式二， 在时域上包含 12个连续的 OFDM/OFDMA符号，在频域上包含 4个连续子载 波， 其中承载一个数据流。
在本示例中， 将该干扰抑制区域平均分成 4个信道估计单元， 该干扰抑 制区域中包含的 16个导频载波的索引分别属于 4个导频索引集合， 即： 1~4 属于 5~8属于 9~12属于 ί¾ , 13~16属于 Ω4。 在进行信道估计时： 第一个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ , 有：
Figure imgf000017_0005
第二个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有： ^ 4 8 12 16
¾ = «21 ( + "22∑ (/') + «23∑^ ( + «24∑^
;=1 i=5 i=9 ;=13 ( 第三个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
Figure imgf000018_0001
第四个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
^ 4 8 12 16
¾ = «41 (/') + «42∑^ (/') + «43∑^ (/') + «44∑^
;=1 i=5 i=9 ;=13 ( 其中， 满足条件 =1 , 0<¾ <1 , Λ = 1,···,4 , | |表示导频索引 集合 包含的导频子载波的个数。
应用示例七
在本示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式二。 如图 9所示， 将干 扰抑制区域划分成 2个信道估计单元，该干扰抑制区域中包含的 16个导频分 别属于 2个导频索引集合， 其中 1~8属于 9~16属于 ί¾。 在进行信道估计时：
第一个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ , 有：
^ 8 16
;=1 i=9
第二个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
Figure imgf000018_0002
其中， 满足条件 | | =i , 0<¾ <1 , k = \,2, | |表示导频索引集合
1=1
中包含的导频子载波的个数。 。 应用示例八
上包含 9个连续的 OFDM/OFDMA符号， 在频域上包含 4个连续子载波， 其 中承载一个数据流。 在本示例中， 将该干扰抑制区域平均分成 3个信道估计单元， 该干扰抑 制区域中包含的 12个导频子载波的索引分别属于 3个导频索引集合，即： 1-4 属于 5~8属于 9~12属于 ί¾。 在进行信道估计时：
第一个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ , 有：
Figure imgf000019_0001
第二个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
Figure imgf000019_0002
第三个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
其中， | |表示导频索引集
Figure imgf000019_0003
合 中包含的导频子载波的个数。
应用示例九
本应用示例中的干扰抑制区域为干扰抑制区域样式三， 如图 11所示， 将 干扰抑制区域划分成 2个信道估计单元，该干扰抑制区域中包含的 12个导频 子载波的索引分别属于 2个导频索引集合， 其中 1~8属于 , 9~12属于 ί¾。 在进行信道估计时： 第一个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 ¾ , 有：
^ 8 12
;=1 i=9
第二个信道估计单元内的所有数据子载波上的信道系数估计值均为 , 有：
Figure imgf000020_0001
其中， 满足条件 | | =i , 0<¾ <1 , k = \,2, | |表示导频索引集合
1=1
中包含的导频子载波的个数。
应用示例十
上包含 15个连续的 OFDM/OFDMA符号，在频域上包含 4个连续子载波，其 中承载两个数据流。
本示例中， 两个数据流对应的导频子载波均有 20个， 将该干扰抑制区域 分成 2个信道估计单元。 对每一数据流， 其对应的 20个导频子载波的索引分 别属于 2个导频索引集合， 其中， 导频子载波索引 1~4属于 , 索引 5~10属 于 。
对第一个数据流对应的数据子载波位置进行信道估计时：
第一个信道估计单元内第一个数据流对应的所有数据子载波上的信道系 数估计值均为 有：
Figure imgf000020_0002
第二个信道估计单元内第一个数据流对应的所有数据子载波上的信道系 数估计值均为 有：
^ 4 10
h = «21 ( + "22∑ {ή
i=l i=5
其中， 为第一个数据流对应的各个导频子载波位置上的信道系数估 计值， 满足条件 | | =i , o≤¾≤i , Λ = ι,2, | |表示导频索引集合 中
1=1
包含的导频子载波的个数。
对第二个数据流对应的数据子载波位置进行信道估计时： 第一个信道估计单元内第二个数据流对应的所有数据子载波上的信道系 数估计值均为 ¾2, 有：
Figure imgf000021_0001
对第二个信道估计单元内第二个数据流对应的所有数据子载波上的信道 系数估计值均为 2, 有：
Figure imgf000021_0002
其中： 为第二个数据流对应的各个导频子载波位置上的信道系数估 计值， 满足条件 | | =l , ≤ak'l≤\ , k = \,2, | |表示导频索引集合 中
1=1
包含的导频子载波的个数。
应用示例十一
上包含 6个连续的 OFDM/OFDMA符号， 在频域上包含 6个连续子载波， 其 中承载两个数据流。
在本示例中， 将该干扰抑制区域分成 1个信道估计单元， 该干扰抑制区 域中每个数据流对应的 4个导频子载波的索引均属于 1个导频索引集合^ , 即 1~4属于 不同数据流对应的导频子载波不同。 对第一个数据流对应的数据子载波位置进行信道估计时：
信道估计单元中第一个数据流对应的数据子载波上的信道系数估计值均 为 , 有：
^ 4 其中， 为第一个数据流对应的各个导频子载波位置上的信道系数估 计值， 满足条件 | |«„=i, 0<αη<1, | |表示导频索引集合 中包含的导 频子载波的个数。
对第二个数据流对应的数据子载波位置进行信道估计时： 信道估计单元中第二个数据流对应的数据子载波上的信道系数估计值均 为¾2, 有：
^ 4 其中， 为第二个数据流对应的各个导频子载波位置上的信道系数估 计值， 满足条件 | | =i, 0<«1<1, | |表示导频索引集合 中包含的导 频子载波的个数。
本领域普通技术人员可以理解上述方法中的全部或部分步骤可通过程序 来指令相关硬件完成， 所述程序可以存储于计算机可读存储介质中， 如只读 存储器、 磁盘或光盘等。 可选地， 上述应用实例的全部或部分步骤也可以使 用一个或多个集成电路来实现。 相应地， 上述应用实例中的各模块 /单元可以 釆用硬件的形式实现， 也可以釆用软件功能模块的形式实现。 本发明不限制 于任何特定形式的硬件和软件的结合。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已， 并不用于限制本发明， 对于本 领域的技术人员来说， 本发明可以有各种更改和变化。 凡在本发明的精神和 原则之内， 所作的任何修改、 等同替换、 改进等， 均应包含在本发明的保护 范围之内。
工业实用性 釆用本发明的方法和***， 可以在相邻小区存在宽带同频干扰时准确地 进行信道估计， 进而提高干扰抑制的性能和数据检测的准确性。

Claims

权 利 要 求 书
1、 一种宽带同频干扰环境下的信道估计方法， 应用于正交频分复用 ( OFDM )或正交频分多址（OFDMA ) ***的接收端， 在一个干扰抑制区域 内， 对其中承载的一个数据流进行信道估计时， 所述方法包括：
对所述数据流对应的每一导频子载波， 将所述导频子载波上的接收信号 与发送端在所述导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到该所述导频 子载波位置的信道系数估计值； 以及
对所述数据流对应的每一数据子载波， 将所述数据流对应的各导频子载 波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为所述数据子载波位置的信道系数 估计值；
其中， 该干扰抑制区域为接收数据承载区域中的一时频二维资源块。
2、 如权利要求 1所述的方法， 其中：
所述对所述数据流对应的每一数据子载波， 将所述数据流对应的各导频 子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为该数据子载波位置的信道系 数估计值的步骤中， 釆用的计算公式如下：
Figure imgf000023_0001
其中， 为所述干扰抑制区域中所述数据流对应的第 j个数据子载波 位置的信道系数估计值， j = i, - -、J , J为所述干扰抑制区域中所述数据流对应 的数据子载波的个数； 《为计算第 个数据子载波位置的信道系数估计值时， 赋予^ (0的权值， ∑«, = 1； ^(0为所述干扰抑制区域中所述数据流对应的第 ζ·个导频子载波位置的信道系数估计值， = 1, · · ·, /， /为所述干扰抑制区域中所 述数据流对应的导频子载波的个数。
3、 如权利要求 2所述的方法， 所述方法还包括：
按式 (a)计算数据子载波位置的信道系数估计值之前， 将所述干扰抑制区 域划分为一个或多个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资 源块且其中包含至少一个导频子载波和一个数据子载波；
按式 (a)计算数据子载波位置的信道系数估计值时， 釆用以下任意一个或 多个约束条件：
约束条件一， 计算一数据子载波位置的信道系数估计值时， 为同一信道 估计单元中各个导频子载波位置的信道系数估计值赋予相同的权值；
约束条件二， 计算同一信道估计单元中各个数据子载波位置的信道系数 估计值时， 均取一套相同的权值 = ι,···,/， j = l,' ,J。
4、 如权利要求 1所述的方法， 所述方法还包括：
将所述干扰抑制区域划分为 f个信道估计单元， 每一信道声估计单元为 一个时域二维资源块且其中包含至少一个导频子载波和一个数据子载波， f 为正整数；
所述对所述数据流对应的每一数据子载波， 将所述数据流对应的各导频 子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为所述数据子载波位置的信道 系数估 值的步骤中， 釆用的计算公式如下：
Figure imgf000024_0001
1=1 其中， hd k为第 A个信道估计单元中该数据流对应的每一数据子载波位置 的信道系数估计值， k = \,2,--、K
/为一循环变量， 1 = 1,2,···,Κ
为第 /个信道估计单元中包含的该数据流对应的导频子载波的索引 I 的集合， = 1,···,/， /为该数据流对应的导频子载波的个数； Λ( )为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 I个导频子载波位置的信道 系数估计值；
Okl为计算 时， 赋予第 /个信道估计单元中各导频子载波位置的 ^ (/)的 权值， | |表示 包含的导频子载波索引的个数。
Figure imgf000024_0002
5、 如权利要求 4所述的方法， 其中，
按式 (b)计算 ¾釆用的权值《¾中， 1 = \,2,---,K , 大于等于其他的权值。
6、 如权利要求 1所述的方法， 其中，
所述对所述数据流对应的每一导频子载波， 将所述导频子载波上的接收 信号与发送端在所述导频子载波上发送的导频信号的共轭相乘， 得到所述导 频子载波位置的信道系数估计值的步骤中， 釆用的计算公式如下： P(i) = yp(i)p*(i) ( c )
其中， 为该干扰抑制区域中该数据流对应的第 ,个导频子载波位置 的信道系数估计值， 为该第 ,个导频子载波上的接收信号， ；^； (为发送 端在该第 I 个导频子载波上发送的导频信号， ； (0表示对 取共轭， ί = 1,···,Ι , /为该干扰抑制区域中该数据流对应的导频子载波的个数。
7、 一种宽带同频干扰环境下的信道估计***， 用于正交频分复用 (OFDM)或正交频分多址（OFDMA) ***的接收端， 在一个干扰抑制区域 内对其中承载的一个数据流进行信道估计， 所述干扰抑制区域为接收数据承 载区域中的一时频二维资源块， 所述***包括：
第一装置， 其设置为： 对所述数据流对应的每一导频子载波， 将所述导 频子载波上的接收信号与发送端在所述导频子载波上发送的导频信号的共轭 相乘， 得到所述导频子载波位置的信道系数估计值； 以及
第二装置， 其设置为： 对所述数据流对应的每一数据子载波， 将所述数 据流对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平均， 作为所述数据 子载波位置的信道系数估计值。
8、 如权利要求 7所述的信道估计***， 其中：
所述第二装置是设置为釆用如下计算公式对所述数据流对应的每一数据 子载波， 将所述数据流对应的各导频子载波位置的信道系数估计值的加权平 均， 作为所述数据子载波位置的信道系数估计值：
I
hd(j) = ijhp(i) (¾)
i=l 其中， 为所述干扰抑制区域中所述数据流对应的第 J个数据子载波 位置的信道系数估计值， j = l, - -、J , J为所述干扰抑制区域中所述数据流对应 的数据子载波的个数； 《为计算第 _；个数据子载波位置的信道系数估计值时， 赋予^ (0的权值， ∑«, = 1； 为所述干扰抑制区域中所述数据流对应的第 ,个导频子载波位置的信道系数估计值， = 1, · · ·, /， /为所述干扰抑制区域中所 述数据流对应的导频子载波的个数。
9、 如权利要求 8所述的信道估计***， 所述信道估计***还包括： 第三装置， 其设置为： 将所述干扰抑制区域划分为一个或多个信道估计 单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源块且其中包含至少一个导频 子载波和一个数据子载波；
相应地， 所述第二装置是设置为釆用以下任意一个或多个约束条件按公 式 (a)计算数据子载波位置的信道系数估计值：
约束条件一， 计算一数据子载波位置的信道系数估计值时， 为同一信道 估计单元中各个导频子载波位置的信道系数估计值赋予相同的权值；
约束条件二， 计算同一信道估计单元中各个数据子载波位置的信道系数 估计值时， 均取一套相同的权值 = 1, · · ·, /， j = l, ' , J。
10、如权利要求 7或 8所述的信道估计***， 所述信道估计***还包括： 第三装置， 其设置为： 将所述干扰抑制区域划分为 f个信道估计单元， 每一信道声估计单元为一个时域二维资源块且其中包含至少一个导频子载波 和一个数据子载波， f为正整数；
相应地， 所述第二装置是设置为釆用如下计算公式对所述数据流对应的 每一数据子载波， 将所述数据流对应的各导频子载波位置的信道系数估计值 的加权平均， 作为所述数据子载波位置的信道系数估计值：
Figure imgf000026_0001
/=1 ie Qf 其中， hd k为第 A个信道估计单元中所述数据流对应的每一数据子载波位 置的信道系数估计值， k = 1,2, ···, ,
/为一循环变量， 1 = 1,2,···,Κ
为第 /个信道估计单元中包含的所述数据流对应的导频子载波的索引 I 的集合， = 1,...,/, /为所述数据流对应的导频子载波的个数； Λ( )为该干扰抑制区域中所述数据流对应的第 I个导频子载波位置的信 道系数估计值；
OM为计算 时， 赋予第 /个信道估计单元中各导频子载波位置的 ^ (/)的
K
权值， ∑ΙΩ」 = 1,0≤ ≤1, | |表示 包含的导频子载波索引的个数， 且
1=1
在权值《¾中， 1 = 1,2, ---,K , " 大于等于其他的权值 t
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