WO2012063570A1 - 非接触給電装置 - Google Patents

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WO2012063570A1
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power supply
impedance
power
capacitor
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PCT/JP2011/072339
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敏祐 甲斐
クライソン　トロンナムチャイ
皆川　裕介
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日産自動車株式会社
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    • H04B5/26—Inductive coupling using coils
    • H04B5/266—One coil at each side, e.g. with primary and secondary coils

Definitions

  • the present invention relates to a non-contact power feeding device.
  • a non-contact power feeding device that supplies electric power from a primary side to a secondary side provided on a moving body based on a mutual induction action of electromagnetic induction, with an air gap and in a non-contact proximity corresponding position.
  • a series capacitor for resonance tuning is arranged in each parallel coil and the capacitor is connected in parallel to each coil.
  • the present invention provides a non-contact power feeding device that suppresses a decrease in power feeding efficiency even under conditions where the coupling state changes.
  • the present invention is closest to the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply, takes the maximum value, and is closest to the frequency of the fundamental wave component, and is minimal.
  • the frequency of the fundamental component of the AC power supply is set to the frequency of the fundamental component of the AC power supply in the characteristic of the impedance of only the secondary side viewed from the load side connected to the secondary winding. The above problem is solved by having the frequency of the fundamental wave component between the frequency closest to the maximum value and the frequency closest to the frequency of the fundamental wave component and taking the minimum value.
  • the characteristic of the absolute value of the input impedance with respect to the frequency of the fundamental wave component becomes a characteristic that fluctuates in the vicinity of the predetermined impedance value, and the frequency of the fundamental wave component Since the phase characteristics of the input impedance with respect to the fluctuation characteristics in the vicinity of the predetermined phase, the change in the input impedance viewed from the output side of the AC power supply side can be suppressed even under conditions where the coupling state changes. As a result, a decrease in power supply efficiency can be suppressed.
  • FIG. 3 is a graph showing a change in coupling coefficient for the secondary winding 201 in the X-axis direction (Y-axis direction) and the Z-axis direction shown in FIGS. 2a and 2b. It is a graph which shows the characteristic of the coupling coefficient with respect to the distance of the primary winding and secondary winding of FIG.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an equivalent circuit on the primary side of FIG. 1. It is a circuit diagram of the circuit of the primary side among the circuit diagrams of the non-contact electric power feeding part of FIG. FIG. 2 is a circuit diagram of a secondary circuit in the circuit diagram of the non-contact power feeding unit of FIG. 1.
  • 2 is a graph showing characteristics of an absolute value of input impedance with respect to a coupling coefficient in the non-contact power feeding apparatus of FIG. 1.
  • 2 is a graph showing a phase characteristic of input impedance with respect to a coupling coefficient in the non-contact power feeding apparatus of FIG. 1.
  • 2 is a graph showing characteristics of an absolute value of input impedance with respect to a coupling coefficient in the non-contact power feeding unit of FIG. 1.
  • 2 is a graph showing characteristics of an absolute value of input impedance with respect to an equivalent load resistance in the non-contact power feeding unit of FIG. 1. It is a graph which shows the characteristic of the power factor with respect to a coupling coefficient in the non-contact electric power feeding part of FIG. (A) A graph showing characteristics of output power (P out ) with respect to a coupling coefficient ( ⁇ ) in the non-contact power feeding device of FIG. 1, and (b) coupling satisfying a predetermined power condition in the non-contact power feeding device of FIG. It is a graph which shows the range of a coefficient ( ⁇ ).
  • a non-contact power supply circuit device As an example of a non-contact power supply circuit device according to an embodiment of the invention, a non-contact power supply device used together with a battery for a vehicle such as an electric vehicle and a power load will be described.
  • FIG. 1 shows an electric circuit diagram of the non-contact power feeding device.
  • the non-contact power feeding device according to the present embodiment has a high-frequency AC power supply unit 6, a non-contact power feeding unit 5 that performs non-contact power feeding of power output from the high-frequency AC power circuit 6, and the non-contact power feeding unit 5. And a load section 7 to be supplied.
  • the high-frequency AC power supply unit 6 is connected to the three-phase AC power supply 64, the three-phase AC power supply 64, the rectifier 61 that rectifies the three-phase AC to DC, and the rectifier 61 via the smoothing capacitor 62 to be rectified. And a voltage type inverter 63 that reversely converts the current into high frequency power.
  • the rectifier 61 connects the diode 61a and the diode 61b, the diode 61c and the diode 61d, and the diode 61e and the diode 61f in parallel, and connects the output of the three-phase AC power supply 64 to each intermediate connection point.
  • the voltage type inverter 63 connects in parallel a series circuit of a switching element 63b similar to a switching element 63a that connects a diode to a MOSFET power transistor or the like in antiparallel, and a series circuit of a similar switching element 63c and switching element 63d. Then, it is connected to the rectifier 61 through the smoothing capacitor 62. Then, an intermediate connection point between the switching element 63a and the switching element 63b and an intermediate connection point between the switching element 63c and the switching element 63d are connected to the power transmission circuit unit 3 that is the primary side of the non-contact power feeding unit 5, respectively.
  • the voltage type inverter 63 supplies AC power of about several k to 100 kHz to the non-contact power feeding unit 50.
  • the output waveform output from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 is a waveform that changes periodically, and the frequency of the output waveform is f 0 .
  • the frequency of the basic sine wave included in the periodic function of the waveform including distortion is the frequency (f 0 ).
  • these frequencies are collectively referred to as the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply unit 6.
  • the high-frequency AC power supply unit 6 does not necessarily have to be the circuit shown in FIG. 1 and may be another circuit.
  • the non-contact power feeding unit 5 includes a power transmission circuit unit 3 that is an input side of the transformer and a power receiving circuit unit 4 that is an output side of the transformer.
  • the power transmission circuit unit 3 includes a primary winding 101, a capacitor 102 connected in series to the primary winding 101, and a capacitor 103 connected in parallel to the primary winding 101.
  • a secondary winding 201, a capacitor 202 connected in parallel with the secondary winding 201, and a capacitor 203 connected in series with the secondary winding 201 are included.
  • the load unit 7 includes a rectification unit 71 that rectifies AC power supplied from the non-contact power supply unit 5 into a direct current, and a load 72 that is connected to the rectification unit 71.
  • the rectifying unit 71 connects the diode 71a and the diode 71b, and the diode 71c and the diode 71d in parallel, and connects the output of the power receiving circuit unit 4 to each intermediate connection point. Then, the output of the rectifying unit 71 is connected to the load 72.
  • the power receiving circuit unit 4 including the secondary winding 201 and the load unit 7 are provided in a vehicle, for example, and the power transmission circuit unit 3 including the primary winding 101 and the high frequency AC power source 6 are provided on the ground side, for example, in a parking lot.
  • the load 72 corresponds to, for example, a secondary battery.
  • the secondary winding 201 is provided, for example, in a vehicle chassis. Then, the driver of the vehicle parks in the parking lot so that the secondary winding 201 is above the primary winding 101, and electric power is supplied from the primary winding 101 to the secondary winding 201, and the load 72 The included secondary battery is charged.
  • 2a and 2b are a plan view a) showing a state in which the primary winding 101 and the secondary winding 201 are opposed to each other, and perspective views b) and c).
  • the X axis and the Y axis indicate the planar directions of the primary winding 101 and the secondary winding 201
  • the Z axis indicates the height direction.
  • the primary winding 101 and the secondary winding 201 are both of the same circular shape, but this example does not necessarily need to be circular, and the primary winding 101 and the secondary winding. It is not necessary to make 201 the same shape.
  • the vehicle may be parked in the parking lot so that the secondary winding 201 matches the primary winding 101 in the X-axis and Y-axis directions, which are planar directions.
  • the relative positions of the primary winding 101 and the secondary winding 201 may be shifted in the plane direction.
  • the distance in the height direction Z between the primary winding 101 and the secondary winding 201 also varies depending on the vehicle height.
  • the efficiency of the power received by the secondary winding 201 is such that the secondary winding 201 matches the primary winding 101 ( (Corresponding to the state of FIG. 3A) is the highest, and becomes lower when the center point of the secondary winding 201 is farther from the center point of the primary winding 101.
  • FIG. 3 shows a change in the coupling coefficient for the secondary winding 201 in the X-axis direction (Y-axis direction) and the Z-axis direction shown in FIGS. 2a and 2b.
  • FIG. 3 shows a change in the coupling coefficient for the secondary winding 201 in the X-axis direction (Y-axis direction) and the Z-axis direction shown in FIGS. 2a and 2b.
  • the coupling coefficient ⁇ increases.
  • FIG. 2b with respect to FIG. 2a when the positions of the primary winding 1 and the secondary winding 2 are shifted in the X-axis direction, the leakage flux increases, and as shown in FIG. ⁇ becomes smaller.
  • the coupling coefficient ⁇ decreases.
  • FIG. 4 is a graph showing the characteristics of the coupling coefficient with respect to the distance (L) between the primary winding 101 and the secondary winding 201. However, the distance (L) is expressed by equation (1).
  • the circuit coefficient is designed for the non-contact power feeding portion with a fixed coupling coefficient. Therefore, as described above, when the relative position between the coils of the power feeding part is shifted and the coupling coefficient ( ⁇ ) is changed, the input of the power feeding circuit including the non-contact coil viewed from the output side of the AC power supply Impedance changes greatly.
  • FIG. 5a is a graph showing the characteristics of the absolute value of the input impedance with respect to the coupling coefficient ( ⁇ ) in the conventional non-contact power feeding device.
  • the input impedance is an impedance viewed from the output side of the AC power supply, and is an impedance at the frequency of the fundamental wave component of the AC power supply.
  • Graph a shows characteristics of a circuit (hereinafter referred to as a conventional circuit a) in which a capacitor is designed to be tuned with a predetermined coupling coefficient in the circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-40669. Shows the characteristics of a circuit (hereinafter referred to as a conventional circuit b) in which a capacitor is designed to be tuned with a predetermined coupling coefficient in the circuit disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2007-534289.
  • FIG. 5c shows the power factor characteristics with respect to the coupling coefficient ( ⁇ ) in the conventional circuits a and b.
  • the power factor (cos ⁇ ) is a cosine value of the phase difference ( ⁇ ) between the input voltage and the input current input from the AC power source to the power feeding circuit.
  • the power factor changes in a high state with respect to the change of the coupling coefficient.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of an equivalent circuit on the primary side of the non-contact power feeding device.
  • the AC power source 601 is an AC power source provided on the primary side of the non-contact power feeding device, and supplies AC power to the primary side coil.
  • Vc indicates an AC voltage of the AC power supply 601
  • Ic indicates an AC current output from the AC power supply 601.
  • the impedance 602 is an input impedance (Z in — c ) of a power feeding circuit including a non-contact coil.
  • the rated value of the AC power supply 601 is determined in advance. For example, it is assumed that the maximum voltage of the AC power supply 601 is 300 [V], the maximum current is 30 [A], and the maximum power is 9 [kW]. .
  • the input impedance (Z in — c ) of the impedance 602 is 10 [ ⁇ ]
  • 300 [V] which is the maximum voltage of the AC power supply
  • a current of 30 [A] flows through the power supply circuit having the impedance 602
  • the maximum current of the AC power supply 601 flows. Therefore, the power supplied to the power supply circuit having the impedance 602 is 900 [W], and the maximum power of the AC power supply 601 can be supplied to the power supply circuit.
  • the power factor (cos ( ⁇ )) must be maintained at a high value in order to prevent power loss.
  • the coupling coefficient changes, the power factor decreases. Therefore, in the non-contact power feeding apparatus using the conventional circuit a as a power feeding circuit, the power supplied to the load is reduced. Loss gets worse.
  • the non-contact power feeding device of this example only the primary side impedance characteristic seen from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6 and the secondary side seen from the load 7 side connected to the secondary winding 201 are used.
  • Conditions for the magnitudes of the inductances of the primary winding 101 and the secondary winding 201 and the magnitudes of the capacities of the capacitors 102, 103, 202, and 203 are set so that the impedance characteristics are as shown below.
  • impedance (Z 1 ) and impedance (Z 2 ) in the non-contact power feeding device of this example will be described.
  • the impedance (Z 1 ) is the impedance of only the primary side viewed from the high-frequency AC power supply 6 side (power transmission side) with the coupling coefficient set to zero in the circuit shown in FIG.
  • the impedance (Z 2 ) is an impedance on the secondary side only when viewed from the load unit 7 side (power receiving side) with the coupling coefficient being zero in the circuit shown in FIG.
  • FIG. 7A is a circuit diagram for explaining the impedance (Z 1 ), showing a circuit only on the primary side of the non-contact power feeding section 5
  • FIG. 7B is a circuit diagram for explaining the impedance (Z 2 ). The circuit on the secondary side of the non-contact power feeding unit 5 is shown.
  • the electric capacity of the capacitor 102 is C 1s
  • the electric capacity of the capacitor 103 is C 1p
  • the inductance of the primary winding 101 is L 1
  • the electric capacity of the capacitor 202 is C 1 and 2p
  • the electrical capacitance of the capacitor 203 and C 2s the inductance of the secondary winding 201 and L 2.
  • FIG. 8A is a graph showing the absolute value characteristic and phase characteristic ( ⁇ ) of the impedance (Z 1 ) with respect to the frequency
  • FIG. 8B shows the absolute value characteristic and phase characteristic ( ⁇ 2 ) of the impedance (Z 2 ) with respect to the frequency. It is a graph which shows ( ⁇ ).
  • the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is a frequency (f 1A ) that takes a minimum value (Z MIN ) and a frequency (f 1B ) that takes a maximum value (Z MAX ). In between, it has the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6.
  • the frequency (f 1A ) is the frequency closest to the frequency (f 0 ) among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 ), and the frequency (f 1B ) is the highest frequency among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 ).
  • the frequency is close to (f 0 ).
  • the frequency (f 1B ) is higher than the frequency (f 1A ).
  • the characteristic of the impedance (Z 1 ) is a characteristic in which the frequency (f 0 ) is sandwiched between the frequency (f 1A ) of the minimum value (Z MIN ) and the frequency (f 1B ) of the maximum value (Z MAX ).
  • the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 2 ) is between a frequency (f 2A ) that takes a minimum value (Z MIN ) and a frequency (f 2B ) that takes a maximum value (Z MAX ).
  • the frequency (f 2A ) is the frequency closest to the frequency (f 0 ) among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 )
  • the frequency (f 2B ) is the highest frequency among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 ).
  • the frequency is close to (f 0 ).
  • the frequency (f 2B ) is higher than the frequency (f 2A ).
  • characteristics of the impedance (Z 1) is the minimum value (Z MIN) of the frequency (f 2A) and maximum value (Z MAX) of the frequency (f 2B), is a characteristic sandwiching the frequency (f 0).
  • the resonance frequency (f 1A ) and the resonance frequency (f 1B ) of the impedance (Z 1 ) are expressed by Expression (2) and Expression (3), respectively.
  • the relationship of f 1A ⁇ f 0 ⁇ f 1B is established between the frequency (f 1A ) and the frequency (f 1B ) expressed by the equations (2) and (3).
  • the relationship is such that the resonance frequency (f 1B ) of the resonance system formed by L 1 and C 1p is higher than the frequency (f 0 ), and the resonance system formed by L 1 and (C 1p + C 1s ). This corresponds to making the resonance frequency (f 1A ) lower than the frequency (f 0 ).
  • the resonance frequency (f 2A ) and the resonance frequency (f 2B ) of the impedance (Z 2 ) are expressed by Expression (4) and Expression (5), respectively.
  • a relationship of f 2A ⁇ f 0 ⁇ f 2B is established between the frequency (f 2A ) and the frequency (f 2B ) expressed by the equations (4) and (5).
  • the relationship is such that the resonance frequency (f 2B ) of the resonance system formed by L 2 and C 2p is higher than the frequency (f 0 ), and the resonance system formed by L 2 and (C 2p + C 2s ). This corresponds to making the resonance frequency (f 2A ) lower than the frequency (f 0 ).
  • each resonance frequency (f 1A , f 1B , f 2A , f 2B ) and the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the AC power supply circuit 6 satisfy the condition represented by the following expression (6). .
  • the frequency band from the frequency (f 1A ) to the frequency (f 1B ) is included in the frequency band from the frequency (f 2A ) to the frequency (f 2B ).
  • FIGS. 9A and 9B show the absolute value characteristic and phase characteristic ( ⁇ ) of the input impedance (Z in ) of the non-contact power feeding device of this example.
  • Figure 9a shows the characteristic of the absolute value of the input impedance with respect to frequency (Z in)
  • Figure 9b shows the phase characteristic of the input impedance with respect to frequency (Z in) the ([psi).
  • ⁇ 1 to ⁇ 4 indicate coupling coefficients, where ⁇ 1 is the smallest coupling coefficient and ⁇ 4 is the largest coupling coefficient.
  • the input impedance (Z in ) indicates the input impedance of the non-contact power feeding unit 5 viewed from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6.
  • the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 Is an absolute value (
  • the secondary winding 201 the relative position of the to the primary winding 101 is shifted, when the coupling coefficient (kappa) is varied in the range of kappa 4 from kappa 1, the absolute value of the input impedance (
  • the input impedance (f 0 ) with respect to the frequency (f 0 ) A change in the absolute value of Z in ) can be suppressed.
  • the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) is the absolute value (
  • the phase of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) changes in the vicinity of zero with respect to the change in the coupling coefficient, the power factor can be maintained close to 1, so that in the non-contact power feeding unit 5 Power loss can be suppressed, and power can be efficiently supplied to the load unit 7.
  • FIG. 10a shows an equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 5 and the load unit 7
  • FIG. 10b shows the locus of the poles and zeros of the input impedance (Z in ) when the coupling coefficient ( ⁇ ) is changed.
  • 10c is in the case of changing the equivalent load resistance (R), indicating the locus of the poles and zeros of the input impedance (Z in).
  • an equivalent circuit of the non-contact power feeding unit 5 and the load unit 7 is represented by the circuit of FIG.
  • the equivalent load resistance 701 (R) includes the resistance of a battery (not shown) included in the load 72, and the resistance value of the battery changes depending on the state of charge (SOC) of the battery. Therefore, the resistance value of the equivalent load resistance 701 (R) is not always a constant value, but changes according to the state of the battery or the like.
  • the input impedance characteristic (Z in ) viewed from the output side of the high-frequency AC power supply circuit 6 is expressed by the equation (7) using the Laplace operator (s).
  • Expression (8) Z in shown in Expression (7) is represented by Expression (8) by performing representative root approximation that has a large influence on circuit characteristics.
  • A is a coefficient composed of circuit parameters, ⁇ 1 and ⁇ 2 are poles, and ⁇ 1 and ⁇ 2 are zero points.
  • the poles and zeros draw a locus as shown in FIG. 10b.
  • the pole 1 shown in FIG. 10b is a pole (not including zero) having a value closest to the imaginary axis among the poles of the formula (9)
  • the pole 2 is a pole of the formula (9).
  • the pole having the value closest to the imaginary axis side is shown second, and the zero point indicates the zero point having the value closest to the imaginary axis side among the zero points of the formula (9).
  • the dotted arrows indicate the directions of the trajectories of pole 1, pole 2, and zero when the coupling coefficient ( ⁇ ) is increased discretely. As shown in FIG.
  • the pole 1 and the zero point draw a symmetrical trajectory with the dotted line as a boundary while moving away from the imaginary axis as the coupling coefficient ( ⁇ ) increases.
  • the dotted line indicates a straight line that takes the drive point as an imaginary value, and the drive point (imaginary value of the point) is a value (2 ⁇ f 0 ) corresponding to the frequency of the fundamental wave component. That is, the pole 1 and the zero point take a locus symmetrical with respect to the imaginary value (2 ⁇ f 0 ) on the imaginary axis as the coupling coefficient ( ⁇ ) increases.
  • the pole 2 takes a locus that approaches the pole 1 or the imaginary axis as the coupling coefficient ( ⁇ ) increases. That is, in this example, as the coupling coefficient ( ⁇ ) increases, there are a pole 1 that is far from the imaginary axis and a pole 2 that is closer to the imaginary axis, and the pole 1 and the pole 2 have opposite trajectories. Such characteristics can suppress phase fluctuations associated with changes in the coupling coefficient ( ⁇ ), so that the power factor can be maintained and power loss can be prevented.
  • the pole and zero point draw a locus as shown in FIG. 10c.
  • the pole 1 shown in FIG. 10c shows a pole (but not including zero) having a value closest to the imaginary axis among the poles of the formula (9), and the pole 2 is a pole of the formula (9).
  • the pole having the value closest to the imaginary axis side is shown second, and the zero point indicates the zero point having the value closest to the imaginary axis side among the zero points of the formula (9).
  • the dotted arrows indicate the directions of the trajectories of pole 1, pole 2, and zero when the equivalent load resistance (R) is increased discretely. As shown in FIG.
  • the pole 1 and the zero point draw a symmetrical trajectory with the dotted line as a boundary while moving away from the imaginary axis as the coupling coefficient ( ⁇ ) increases.
  • the dotted line indicates a straight line that takes the drive point as an imaginary value, and the drive point (imaginary value of the point) is a value (2 ⁇ f 0 ) corresponding to the frequency of the fundamental wave component. That is, the pole 1 and the zero point take a symmetric locus with respect to the imaginary value (2 ⁇ f 0 ) on the imaginary axis as the equivalent load resistance (R) increases.
  • the pole 2 takes a locus approaching the pole 1 or the imaginary axis as the equivalent load resistance (R) increases. That is, in this example, as the coupling coefficient ( ⁇ ) increases, there are a pole 1 that is far from the imaginary axis and a pole 2 that is closer to the imaginary axis, and the pole 1 and the pole 2 have opposite trajectories. Such characteristics can suppress phase fluctuations associated with changes in equivalent load resistance (R), so that the power factor can be maintained and power loss can be prevented.
  • FIGS. 11a to 11c show the characteristics of impedance (Z 1 ) with respect to frequency.
  • FIG. 11 c shows the characteristic of the absolute value (
  • the frequency The band (F 1 ) is narrower than the frequency band (F 2 ).
  • the frequency (f 1A ) and the frequency (f 1B ) are expressed by Expression (2) and Expression (3), respectively.
  • ) of the input impedance has characteristics as shown in the graph x in FIG. 11c.
  • ) of the input impedance has characteristics as shown in the graph y of FIG. 11c. That is, if the frequency band between the maximum value frequency and the minimum value frequency of Z in is narrowed, the absolute value (
  • the input impedance to the frequency (f 0) can be set (
  • FIGS. 12a and 12b show the output current-output voltage characteristics of the high-frequency alternating current power supply unit 6.
  • FIG. 12a shows the characteristics when the output voltage is constant with respect to the output current
  • FIG. The characteristics when the output voltage changes with respect to the output current are shown.
  • the output current-output voltage characteristic of the high-frequency AC power supply unit 6 is determined according to the characteristics of an inverter, a cooler (not shown), etc. included in the high-frequency AC power supply unit 6.
  • the curve shown with the dotted line of FIG. 12a and 12b has shown the constant power line, and becomes the same electric power value on the said constant power line.
  • the maximum power that can be supplied by the high-frequency AC power supply unit 6 is the product of the maximum voltage (V MAX ) and the maximum current (I MAX ). It is the electric power obtained by.
  • the impedance (Z M ) of the high-frequency AC power supply unit 6 is V MAX / I MAX from the maximum voltage (V MAX ) and the maximum current (I MAX ).
  • ) with respect to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 is made equal to the impedance (Z M ) of the high-frequency AC power supply unit 6.
  • the maximum power can be supplied to the non-contact power feeding unit 5.
  • the maximum power that can be supplied by the high-frequency AC power supply unit 6 corresponds to the intersection of the highest constant power line and the current-voltage characteristics. Electric power.
  • the impedance (Z p ) of the high-frequency AC power supply unit 6 is V p / I p from the voltage (V p ) and current (I p ) corresponding to the intersection.
  • the maximum value frequency and the minimum value frequency of Z in are set so that the absolute value (
  • FIGS. 13a and 13b show the characteristic of the absolute value (
  • FIG. 13 c shows the power factor characteristics with respect to the coupling coefficient ( ⁇ ).
  • a graph a in FIGS. 13 a and 13 b shows the absolute value (
  • a graph b shows the absolute value of the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. Note that the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6 corresponds to the impedance (Z M ) in FIG. 12A and the impedance (Z p ) in FIG. 12B.
  • the coupling coefficient ( ⁇ ) varies within a range from 0.01 to 0.8, including at least 0.01 to 0.5.
  • the absolute value of the input impedance (Z in ) is substantially constant with respect to the change of the coupling coefficient ( ⁇ ), and is the same value as the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. That is, even in a situation where the coupling coefficient ( ⁇ ) changes, the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) does not change significantly from the absolute value (
  • the absolute value of the input impedance (Z in ) is substantially constant with respect to the change of the equivalent load resistance (R), and is the same value as the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. That is, even in a situation where the equivalent load resistance (R) changes, the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to the frequency (f 0 ) does not change greatly from the absolute value of the input impedance (
  • the absolute value of the input impedance (Z in ) with respect to f 0 ) is equal to the absolute value of the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6, the loss of power supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 is suppressed. be able to.
  • the power factor is a value close to 1 with respect to the change of the coupling coefficient ( ⁇ ), and is almost constant. That is, even in a situation where the coupling coefficient ( ⁇ ) changes, the power factor does not change greatly, and the power factor becomes a value close to 1. Therefore, it is possible to prevent a reduction in power supply efficiency.
  • the output power (P out ) output to the load unit 7 will be described below.
  • the output power (P out ) to the load unit 7 is the supply power (P out ) supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 as shown in Expression (9). P in ) and power lost in the non-contact power feeding unit 5 (P Loss ).
  • the power (P Loss ) lost in the non-contact power supply unit 5 is sufficiently smaller than the supplied power (P in ), and assuming that P in >> P Loss , the output power (P out ) is the supplied power (P in ). Is approximately equal. Further, when the input voltage and the input current input from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 are V in and I in , the supplied power (P in ) is not viewed from the output side of the high-frequency AC power supply unit 6. It is represented by the input impedance (Z in ) of the contact power supply unit 5 and the phase difference ( ⁇ ) between the input voltage (V in ) and the input current (I in ). Therefore, equation (9) is approximated by equation (10).
  • the output power coefficient (cos ⁇ in /
  • the power (P out ) can be increased.
  • the absolute value of the input impedance (
  • the phase of the input impedance at the frequency (f 0 ) is changed near zero.
  • FIG. 14A is a graph showing the characteristic of the output power (P out ) with respect to the coupling coefficient ( ⁇ ), the graph a is the characteristic when the conventional circuit a is used for the non-contact power feeding unit 5, and the graph b is This is a characteristic when the conventional circuit b is used for the non-contact power feeding unit 5, and a graph c is a characteristic of this example.
  • the non-contact power feeding device of this example takes higher output power than the output power of the conventional circuit a and the conventional circuit b in a wide range of the coupling coefficient with respect to the change of the coupling coefficient ( ⁇ ). be able to.
  • FIG. 14 b is a schematic diagram for explaining the range of the coupling coefficient ( ⁇ ) that satisfies the power condition.
  • a graph a represents a range that satisfies the power condition in the conventional circuit a
  • a graph b represents a range that satisfies the power condition in the conventional circuit b
  • a graph c represents a range that satisfies the power condition in this example.
  • the power condition of this example is less than the threshold power (Pc).
  • the power is the power that does not satisfy the condition.
  • the range of the coupling coefficient ( ⁇ ) that satisfies the power condition is wider than those of the conventional circuit a and the conventional circuit b.
  • the impedance of the frequency (f 0 ) changes greatly with respect to the change of the coupling coefficient.
  • the maximum voltage (rated voltage) or maximum current (rated current) of the high-frequency AC power supply unit 6 is limited. The Therefore, in the conventional circuit a and the conventional circuit b, the range of the coupling coefficient ( ⁇ ) that satisfies the power condition is narrowed.
  • ) Is made equal to the absolute value of the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. Therefore, in this example, the output power (P out ) can be made larger than in the conventional circuit a and the conventional circuit b, and the range of the coupling coefficient ( ⁇ ) that satisfies the power condition can be widened.
  • FIG. 15 is a graph showing the efficiency ( ⁇ ) characteristics with respect to the coupling coefficient.
  • Graph a shows the efficiency of the conventional circuit a
  • graph b shows the efficiency of the conventional circuit b
  • graph c shows the efficiency of the present invention.
  • the efficiency ( ⁇ ) is calculated by output power (P out ) / supply power (P in ) ⁇ 100 (%).
  • the efficiency ( ⁇ ) of this example is maintained near 80% with respect to the change of the coupling coefficient ( ⁇ ).
  • the efficiency ( ⁇ ) of the conventional circuit a and the conventional circuit b is lower than 80%.
  • the power factor deteriorates in the region where the coupling coefficient is low, and thus the efficiency is low.
  • the input impedance value decreases and the current increases in the region where the coupling coefficient is low, but the current limit is imposed by the rated current on the AC power supply side. Since the current does not increase above, and the input voltage also decreases, the efficiency decreases.
  • the absolute value of the input impedance is maintained at the impedance value of the high-frequency AC power supply unit and the power factor is maintained with respect to the change in the coupling coefficient, so that this example can maintain high efficiency. it can.
  • the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency of the impedance (Z 1 ) is closest to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply unit 6, and the maximum value (Z MAX ) the frequency (f 1B) taking a high-frequency AC power supply unit closest to the fundamental wave component of the frequency of 6 (f 0), between the frequency (f 1A) which takes the minimum value (Z MIN), the frequency (f 0 ),
  • the characteristic of the absolute value of the impedance with respect to the frequency of the impedance (Z 2 ) is closest to the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply unit 6 and takes a maximum value (Z MAX ) ( and f 2B), closest to the fundamental wave component of the high-frequency AC power source unit 6 frequency (f 0), between the frequency taking the minimum value (Z MIN) (f 2A) , having a frequency (f 0).
  • the phase of the input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side can be changed near zero, so that a high power factor can be maintained, and non-contact power feeding Power loss (power loss, winding loss) in the unit 5 can be suppressed.
  • the power transmission distance corresponding to the distance between the primary winding 101 and the secondary winding 201 can be extended.
  • the present invention can satisfy the electric capacity (C 1s ), the electric capacity (C 1p ), the inductance (L 1 ), the inductance (L 1 ) so as to satisfy f 1A ⁇ f 0 ⁇ f 1B and f 2A ⁇ f 0 ⁇ f 2B. 2 ), electric capacity (C 2p ) and electric capacity (C 2s ) are set.
  • the coupling coefficient changes, it is possible to suppress a change in the input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side, so that the power supplied from the high-frequency AC power supply unit 6 to the non-contact power supply unit 5 Can prevent loss.
  • the absolute value of the input impedance with respect to the frequency of the fundamental wave component of the high-frequency AC power source unit 6 (f 0) (
  • ) it is possible to be equal to the value of the impedance of the high frequency AC power supply unit 6, also the coupling coefficient is changed, the high-frequency AC power supply unit 6 can be supplied to the non-contact power supply unit 5.
  • the pole 1 closest to the imaginary axis and the coupling coefficient increase.
  • the zero point takes a symmetric locus with respect to the value (2 ⁇ f 0 ) corresponding to the frequency (f 0 ) on the imaginary axis, and the pole 2 that is second closest to the imaginary axis approaches the pole 1.
  • the frequency difference between the frequency (f 1A ) and the frequency (f 1B ) represented by the equations (2) and (3) is set according to the impedance of the high-frequency AC power supply unit 6. That is, the absolute value of the input impedance with respect to the frequency (f 0) (
  • ) of the input impedance is not necessarily equal to the fixed value with respect to the change of the coupling coefficient ( ⁇ ), and may be changed within a predetermined range including the fixed value. . That is, as shown in FIG. 9A, when the characteristic of the absolute value of the impedance is shown with respect to the change of the coupling coefficient ( ⁇ ), the frequency (in comparison with other frequency bands other than the frequency (f 0 ) It is only necessary to suppress the change in the absolute value of the impedance at f 0 ).
  • ) in all the range of the coupling coefficient varying need not be equal to the value of the impedance of the high frequency AC power supply unit 6, in Figure 13a As shown, it is only necessary to show such a characteristic that the absolute value (Z in — s ) of the input impedance is close to the impedance value of the high-frequency AC power supply unit 6 within the range of the coupling coefficient to be changed.
  • the capacitor 102 of this example corresponds to the “first capacitor” of the present invention
  • the capacitor 103 is the “second capacitor” of the present invention
  • the capacitor 202 is the “third capacitor” of the present invention
  • the capacitor 203 is the “fourth capacitor” of the present invention
  • the non-contact power feeding unit 4 is the “feeding circuit”
  • the high frequency AC power source unit 6 is the “AC power source”
  • the pole 1 is the “first pole”
  • the pole 2 Corresponds to the “second pole”.
  • FIG. 16 is a circuit diagram of the power feeding circuit unit 5 of the non-contact power feeding device according to another embodiment of the invention.
  • the position to which the capacitor 102 is connected on the power transmission circuit of the power feeding circuit unit 5 is different from the first embodiment described above. Since the other configuration is the same as that of the first embodiment described above, the description thereof is incorporated.
  • the power feeding circuit unit 5 includes a primary winding 101, a capacitor 102 connected in series to the primary winding 101, and a capacitor 103 connected in parallel to the primary winding 101 as a power transmission circuit.
  • the capacitor 102 is connected between the capacitor 103 and the primary winding 101.
  • the power feeding circuit unit 5 includes a secondary winding 201, a capacitor 202 connected in parallel to the secondary winding 201, and a capacitor 203 connected in series to the secondary winding 201 as a power receiving circuit.
  • FIG. 17 shows the absolute value characteristic and phase characteristic ( ⁇ ) of impedance (Z 1 ) with respect to frequency.
  • the characteristic of the impedance (Z 1 ) according to the first embodiment takes a minimum value (Z MIN ) for a low frequency (f 1A ) and a maximum for a high frequency (f 1B ). Takes the value (Z MAX ).
  • the impedance (Z 1 ) characteristic of this example takes a maximum value (Z MAX ) for a low frequency (f 1A ) and a minimum value for a high frequency (f 1B ). Take (Z MIN ).
  • the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is a high-frequency AC power supply between a frequency (f 1A ) that takes a maximum value (Z MAX ) and a frequency (f 1B ) that takes a minimum value (Z MIN ). It has the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the circuit 6.
  • the power transmission side of the contactless power supply unit 5 of the present example may connect one end of the capacitor 103 to the connection point between the capacitor 102 and the primary winding 101 as shown in the first embodiment.
  • a capacitor 102 may be connected between the capacitor 103 and the primary winding 101. Accordingly, in this example, when the coupling coefficient changes, the change in input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side can be suppressed, so that the high-frequency AC power supply unit 6 transfers to the non-contact power supply unit 5. Loss of power to be supplied can be prevented.
  • FIG. 17 is a circuit diagram of the power feeding circuit unit 5 of the non-contact power feeding device according to another embodiment of the invention.
  • the point which has the coil 104 in the power transmission circuit of the electric power feeding circuit part 5 differs with respect to 1st Embodiment mentioned above. Since the other configuration is the same as that of the first embodiment described above, the description thereof is incorporated.
  • the power feeding circuit unit 5 includes, as a power transmission circuit, a primary winding 101, a capacitor 102 connected in series to the primary winding 101, and a capacitor 103 connected in parallel to the primary winding 101.
  • the connecting point between the primary winding 101 and the capacitor 103 is connected to one end of the capacitor 102, and the coil 104 is connected to the other end of the capacitor 102.
  • the coil 104 is inserted as a choke coil for suppressing harmonics of the output of the high-frequency AC power supply unit 6, or is inserted for short circuit prevention or the like.
  • FIG. 18 shows a characteristic of an absolute value of impedance (Z 1 ) with respect to frequency.
  • the coil 104 since the coil 104 is connected to the non-contact power supply unit 5, a resonance system composed of L 1 and C 1s + C 1p + L 1s is formed. Therefore , the non-contact power supply unit 5 of the first embodiment is resonant.
  • the frequency (f 3 ) increases by one. As shown in FIG.
  • the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is between a frequency (f 1A ) that takes a minimum value (Z MIN — 1 ) and a frequency (f 1B ) that takes a maximum value (Z MAX ).
  • the frequency (f 1A ) is a frequency with respect to the minimum value closest to the frequency (f 0 ) among the resonance frequencies of the impedance (Z 1 )
  • the frequency (f 1B ) is the frequency of the resonance frequency of the impedance (Z 1 ).
  • the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) has a resonance frequency (f 3 ) of a minimum value (Z MIN — 2 ) in a band other than the frequency band from the frequency (f 1A ) to the frequency (f 1B ).
  • the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is a resonance having a frequency (f 0 ) in the frequency band from the frequency (f 1A ) to the frequency (f 1B ) and having a minimum value (Z MIN — 2 ). Does not have a frequency (f 3 ).
  • the coil 104 may be connected to the capacitor 102 on the power transmission side of the non-contact power feeding unit 5 of this example, and at least the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is the minimum value (Z MIN — 1 ).
  • the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 may be between the frequency (f 1A ) that takes the maximum value (Z MAX ) and the frequency (f 1B ) that takes the maximum value (Z MAX ).
  • the coupling coefficient when the coupling coefficient changes, the change in input impedance (Z in ) viewed from the high-frequency AC power supply unit 6 side can be suppressed, so that the high-frequency AC power supply unit 6 transfers to the non-contact power supply unit 5. Loss of power to be supplied can be prevented. Further, in this example, since the relative displacement between the primary winding 101 and the secondary winding 201 occurs and the coupling coefficient changes, a high power factor is maintained. Loss of supplied power can be prevented, and the power transmission distance corresponding to the distance between the primary winding 101 and the secondary winding 201 can be extended.
  • a circuit element other than the coil 104 may be connected to the power transmission side of the non-contact power feeding unit 5 or a plurality of circuit elements may be connected, and at least the impedance (Z 1 ) is absolute. Between the frequency (f 1A ) where the characteristic of the value takes the minimum value (Z MIN — 1 ) and the frequency (f 1B ) where the maximum value (Z MAX ) takes, the frequency of the fundamental wave component ( f 0 ).
  • another circuit element may be connected to the circuit shown in FIG. 16 on the power transmission side of the non-contact power feeding unit 5, and at least the characteristic of the absolute value of the impedance (Z 1 ) is minimal.
  • the frequency (f 1A ) taking the value (Z MIN — 1 ) and the frequency (f 1B ) taking the maximum value (Z MAX ) is included. That's fine.
  • another circuit element may be connected to the power receiving side of the non-contact power feeding unit 5, and at least the frequency (Z MIN ) at which the absolute value characteristic of the impedance (Z 2 ) takes a minimum value (Z MIN ). It suffices that the frequency (f 0 ) of the fundamental wave component of the high-frequency AC power supply circuit 6 is between f 2A ) and the frequency (f 2B ) that takes the maximum value (Z MAX ).

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Abstract

　交流電源により一次巻線から電力が供給される二次巻線を備え、Ｚ１の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有し、Ｚ２の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有する。ただし、Ｚ１は、交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスを示し、Ｚ２は、二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスを示す。

Description

非接触給電装置
　本発明は、非接触給電装置に関するものである。
　本出願は、２０１０年１１月１２日に出願された日本国特許出願の特願２０１０―２５３８５１に基づく優先権を主張するものであり、文献の参照による組み込みが認められる指定国については、上記の出願に記載された内容を参照により本出願に組み込み、本出願の記載の一部とする。
　電磁誘導の相互誘導作用に基づき、１次側から移動体に設けられた２次側に、エアギャップを存し非接触で近接対応位置しつつ電力を供給する非接触給電装置であって、１次側の給電回路では、並列の各コイルに、共振同調用の直列コンデンサがそれぞれ配置され、コンデンサが各コイルに並列にそれぞれ接続されているものが知られている。（特許文献１）
特開２０１０－４０６９９号公報
　しかしながら、従来の非接触給電装置において、１次側のコイルと２次側のコイルとの間の結合係数が一定であることを前提にコンデンサ等を設定しているため、当該結合係数が変化する場合には、給電効率が減少するという問題があった。
　そこで、本発明は、結合状態が変化する条件下においても、給電効率の減少を抑制する非接触給電装置を提供する。
　本発明は、交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスの特性において、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有するようにし、二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスの特性において、交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に基本波成分の周波数を有するようにすることによって上記課題を解決する。
　本発明によれば、結合係数が所定の範囲内で変動する場合に、基本波成分の周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性は所定のインピーダンス値の付近で変動する特性となり、基本波成分の周波数に対する入力インピーダンスの位相特性は所定の位相の付近で変動する特性となるため、結合状態が変化する条件下においても、交流電源側の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制することができ、その結果として、給電効率の減少を抑制することができる。
本例の非接触給電装置の電気回路図である。 図１の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図及び斜視図である。 図１の一次巻線及び二次巻線が対向した状態を示す平面図及び斜視図であり、Ｘ軸方向にずれた場合を示す図である。 図２ａ，２ｂに示すＸ軸方向（Ｙ軸方向）およびＺ軸方向の二次巻線２０１に対する、結合係数の変化を示すグラフである。 図１の一次巻線と二次巻線との距離に対する結合係数の特性を示すグラフである。 従来の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンス特性を示すグラフである。 従来の非接触給電装置における、等価負荷抵抗に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 従来の非接触給電装置における、結合係数に対する力率の特性を示すグラフである。 図１の１次側の等価回路を示す回路図である。 図１の非接触給電部の回路図のうち、１次側の回路の回路図である。 図１の非接触給電部の回路図のうち、２次側の回路の回路図である。 図７ａの回路における、周波数に対するインピーダンス特性を示すグラフである。 図７ｂの回路における、周波数に対するインピーダンス特性を示すグラフである。 図１の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電装置における、結合係数に対する入力インピーダンスの位相特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部及び負荷部の等価回路を示す回路図である。 複素平面における、図１の非接触給電部の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の極及び零点を示す図である。 複素平面における、図１の非接触給電部の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の極及び零点を示す図である。 図７ａの回路における、周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図７ａの回路における、周波数に対するインピーダンス絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の高周波交流電源部における、出力電流に対する出力電圧の特性を示すグラフである。 図１の高周波交流電源部における、出力電流に対する出力電圧の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、等価負荷抵抗に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する力率の特性を示すグラフである。 （ａ）図１の非接触給電装置における、結合係数（κ）に対する出力電力（Ｐｏｕｔ）の特性を示すグラフ、（ｂ）図１の非接触給電装置において、所定の電力条件を満たす、結合係数（κ）の範囲を示すグラフである。 図１の非接触給電部における、結合係数に対する効率の特性を示すグラフである。 発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の非接触給電部の回路図である。 図１５の回路のうち１次側の回路における、周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。 発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の非接触給電部の回路図である。 図１７の回路のうち１次側の回路における、周波数に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。
　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。
《第１実施形態》
　発明の実施形態に係る非接触電源回路装置の一例として、電気自動車等の車両用電池及び電力負荷と共に用いられる非接触給電装置を説明する。
　図１は、非接触給電装置の電気回路図を示している。本実施の形態に係る非接触給電装置は、高周波交流電源部６と、高周波交流電源回路６から出力された電力の非接触給電を行う非接触給電部５と、非接触給電部５により電力が供給される負荷部７とを備えている。
　高周波交流電源部６は、三相交流電源６４と、三相交流電源６４に接続され、三相交流を直流に整流する整流器６１と、平滑コンデンサ６２を介して整流器６１に接続され、整流された電流を高周波電力に逆変換する電圧型インバータ６３とを備えている。整流器６１は、ダイオード６１ａとダイオード６１ｂ、ダイオード６１ｃとダイオード６１ｄ、及び、ダイオード６１ｅとダイオード６１ｆを三並列に接続し、それぞれの中間接続点に三相交流電源６４の出力を接続する。電圧型インバータ６３は、ＭＯＳＦＥＴのパワートランジスタ等にダイオードを逆並列に接続するスイッチング素子６３ａと同様のスイッチング素子６３ｂとの直列回路及び同様のスイッチング素子６３ｃとスイッチング素子６３ｄとの直列回路を並列に接続し、平滑コンデンサ６２を介して、整流器６１に接続する。そして、スイッチング素子６３ａとスイッチング素子６３ｂとの中間接続点及びスイッチング素子６３ｃとスイッチング素子６３ｄとの中間接続点が、それぞれ非接触給電部５の一次側である送電回路部３に接続される。電圧型インバータ６３は、非接触給電部５０に数ｋ～１００ｋＨｚ程度の交流電力を供給する。
　ここで、高周波交流電源部６から非接触給電部５に出力される出力波形は、周期的に変化する波形であり、当該出力波形の周波数をｆ０とする。また、当該出力波形にひずみが含まれている場合（又は出力波形が例えば矩形波である場合）には、ひずみを含む波形の周期関数が持つ基本正弦波の周波数が、周波数（ｆ０）となる。以下、本発明において、これらの周波数を総称して、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ０）と称す。なお、高周波交流電源部６は、必ずしも図１に示す回路である必要はなく、他の回路でもよい。
　非接触給電部５は、トランスの入力側である送電回路部３と、トランスの出力側である受電回路部４を有する。送電回路部３は、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に直列に接続されるコンデンサ１０２と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０３とを有し、受電回路部４は、二次巻線２０１と、二次巻線２０１と並列に接続されるコンデンサ２０２と、二次巻線２０１と直列に接続されるコンデンサ２０３とを有する。
　負荷部７は、非接触給電部５より供給される交流電力を直流に整流する整流部７１と、整流部７１に接続される負荷７２とを有する。整流部７１は、ダイオード７１ａとダイオード７１ｂ、及び、ダイオード７１ｃとダイオード７１ｄを並列に接続し、それぞれの中間接続点に受電回路部４の出力を接続する。そして、整流部７１の出力を負荷７２に接続する。
　次に、図２ａ、図２ｂ、図３及び図４を用いて、図１に示す非接触電源回路装置を車両と駐車場に備える場合、一次巻線１０１と二次巻線２０１の結合係数（κ）について、説明する。
　本例は、二次巻線２０１を含む受電回路部４及び負荷部７を例えば車両に備え、一次巻線１０１を含む送電回路部３及び高周波交流電源６を地上側として例えば駐車場に備える。電気自動車の場合、負荷７２は、例えば二次電池に対応する。二次巻線２０１は、例えば車両のシャシに備えられる。そして、当該二次巻線２０１が一次巻線１０１の上になるよう、車両の運転手が当該駐車場に駐車し、電力が一次巻線１０１から二次巻線２０１に供給され、負荷７２に含まれる二次電池が充電される。
　図２ａ及び図２ｂは、一次巻線１０１及び二次巻線２０１が対向した状態を示す平面図ａ）と、斜視図ｂ），ｃ）である。図２ａ及び図２ｂにおいて、Ｘ軸及びＹ軸は、一次巻線１０１及び二次巻線２０１の平面方向を示し、Ｚ軸は高さ方向を示す。なお、本説明のために、一次巻線１０１及び二次巻線２０１は共に同じ円形形状とされているが、本例は必ずしも円形にする必要はなく、また一次巻線１０１と二次巻線２０１とを同一の形状にする必要もない。
　いま、図２ａに示すように、平面方向であるＸ軸、Ｙ軸方向において、二次巻線２０１が一次巻線１０１に合致するように車両が駐車場に駐車されればよいが、運転者の技量により、図２ｂに示すように、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置が、平面方向において、ずれてしまうことがある。また、車両の高さは、車両の種類や積荷量によって異なるため、一次巻線１０１と二次巻線２０１との高さ方向Ｚの距離は車高によっても異なる。
　高周波交流電源６から一次巻線１０１に供給される電力を一定にする場合に、二次巻線２０１により受電される電力の効率は、二次巻線２０１が一次巻線１０１に合致する状態（図３Ａの状態に相当）が最も高く、二次巻線２０１の中心点が一次巻線１０１の中心点から遠くなると低くなってしまう。
　図３は、図２ａ，２ｂに示すＸ軸方向（Ｙ軸方向）およびＺ軸方向の二次巻線２０１に対する、結合係数の変化を示す。図３に示すように、一次巻線１の中央と二次巻線２の中央が一致する場合、一次巻線１と二次巻線２との間の漏れ磁束は少なく、図３のＸ軸の値がゼロに相当し、結合係数κは大きくなる。一方、図２ａに対して図２ｂに示すように、一次巻線１と二次巻線２との位置がＸ軸方向にずれると、漏れ磁束が多くなり、図３に示すように、結合係数κは小さくなる。また、一次巻線１と二次巻線２のＺ軸（高さ）方向のズレが大きくなると、結合係数κは小さくなる。
　図４は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との距離（Ｌ）に対する結合係数の特性を示すグラフである。ただし、距離（Ｌ）は、式（１）より示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　図４に示すように、距離（Ｌ）が大きくなると、漏れ磁束が多くなるため、結合係数（κ）は小さくなる。
　ところで、従来の非接触給電装置においては、結合係数を固定値にして、非接触の給電部分の回路設計を行っている。そのため、上記のように、給電部分のコイル間の相対的な位置がずれて、結合係数（κ）が変化した場合には、交流電源の出力側からみた非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。ここで、従来の非接触給電装置における、結合係数（κ）に対するインピーダンス特性の変化を、図５ａを用いて説明する。図５ａは従来の非接触給電装置における、結合係数（κ）に対する入力インピーダンスの絶対値の特性を示すグラフである。なお、入力インピーダンスは、交流電源の出力側からみたインピーダンスであり、交流電源の基本波成分の周波数におけるインピーダンスである。グラフａは、特開２０１０－４０６６９号にて開示された回路において、所定の結合係数で同調するにようにコンデンサを設計した回路（以下、従来回路ａと称す。）の特性を示し、グラフｂは、特開２００７－５３４２８９号にて開示された回路において、所定の結合係数で同調するにようにコンデンサを設計した回路（以下、従来回路ｂと称す。）の特性を示す。
　図５ａのグラフａに示すように、従来回路ａでは、結合係数が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、結合係数が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が低くなる。またグラフｂに示すように、従来回路ｂでは、結合係数が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、結合係数が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が小さくなる。すなわち、非接触の給電部分であるコイルの結合係数が一定であることを前提に、従来回路ａ及び従来回路ｂは回路設計されているため、結合係数が変化すると、給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。なお、グラフｃは、交流電源のインピーダンスの絶対値を示しており、詳細は後述する。
　図５ｂのグラフａに示すように、従来回路ａでは、等価負荷抵抗が小さい場合には、入力インピーダンスの絶対値が高くなり、等価負荷抵抗が大きくなるにつれて、入力インピーダンスの絶対値が低くなる。またグラフｂに示すように、従来回路ｂでは、等価負荷抵抗が小さい場合には、インピーダンスの絶対値が高くなり、等価負荷抵抗が大きくなるにつれて、インピーダンスの絶対値が小さくなる。すなわち、従来回路ａ及び従来回路ｂにおいて、等価負荷抵抗が変化すると、給電回路の入力インピーダンスが大きく変化する。なお、グラフｃは、交流電源のインピーダンスの絶対値を示しており、詳細は後述する。
　次に、図５ｃを用いて、従来回路ａ及び従来回路ｂにおいて、結合係数の変化に伴う、力率の変化について、説明する。図５ｃは、従来回路ａ及びｂにおける、結合係数（κ）に対する力率の特性を示す。なお、力率（ｃｏｓθ）について、交流電源から給電回路に入力される入力電圧と入力電流との位相差（θ）のコサイン値である。図５ｃのグラフａに示すように、従来回路ａでは、結合係数が大きい場合には、力率が高くなり、結合係数が小さくなると、力率が低くなる。一方、図５ｃのグラフｂに示すように、従来回路ｂでは、結合係数の変化に対して、力率は高い状態で推移する。
　次に、交流電源のインピーダンス（Ｚｃ）と、非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）との関係を、図６を用いて、説明する。図６は、非接触給電装置の１次側の等価回路の回路図である。交流電源６０１は、非接触給電装置の１次側に設けられる交流電源であり、１次側のコイルに対して交流電力を供給する。Ｖｃは交流電源６０１の交流電圧を示し、Ｉｃは交流電源６０１から出力される交流電流を示す。インピーダンス６０２は、非接触のコイルを含む給電回路の入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）である。交流電源６０１の定格値は予め定められており、例えば交流電源６０１の最大電圧が３００［Ｖ］であり、最大電流３０［Ａ］であり、最大電力が９［ｋＷ］である、と仮定する。
　そして、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）が１［Ω］である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である３００［Ｖ］がインピーダンス６０２に印加されると、インピーダンス６０２である給電回路には、３００［Ａ］の電流が流れる。しかし、交流電源６０１の最大電流が３０［Ａ］であるため、当該給電回路に流れる電流は３０［Ａ］となり、当該給電回路の電圧は３０［Ｖ］となる。そのため、インピーダンス６０２である給電回路に供給される電力は９００［Ｗ］となり、交流電源６０１の最大電力を給電回路に供給することができない。
　また、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）が１００［Ω］である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である３００［Ｖ］がインピーダンス６０２に印加されると、インピーダンス６０２である給電回路には、３［Ａ］の電流が流れる。交流電源６０１の最大電流は３０Ａであるが、入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）が高いため、給電回路に流れる電流は３［Ａ］となる。そして、給電回路の電圧は３００［Ｖ］となる。そのため、インピーダンス６０２である給電回路に供給される電力は９００［Ｗ］となり、交流電源６０１の最大電力を給電回路に供給することができない。
　また、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）が１０［Ω］である場合について、説明する。交流電源の最大電圧である３００［Ｖ］がインピーダンス６０２に印加されると、インピーダンス６０２である給電回路には、３０［Ａ］の電流が流れ、交流電源６０１の最大電流が流れることになる。そのため、インピーダンス６０２である給電回路に供給される電力は９００［Ｗ］となり、交流電源６０１の最大電力を給電回路に供給することができる。
　すなわち、交流電源６０１のインピーダンスに対して、インピーダンス６０２の入力インピーダンス（Ｚｉｎ＿ｃ）が変化する場合には、交流電源６０１の最大電力を効率よく給電回路に供給することができない。そして、図５ａに示すように、従来回路ａ及びｂの入力インピーダンスは、交流電源のインピーダンス（グラフｃを参照）に対して大きく変化するため、交流電源６０１の最大電力を効率よく給電回路に供給することができない。
　また、後述するように、給電回路から負荷に対して電力を供給する場合に、電力の損失を防ぐためには、力率（ｃｏｓ（θ））を高い値で維持しなければならない。図５ｃに示すように、従来回路ａでは、結合係数が変化した場合に、力率が減少してしまうため、従来回路ａを給電回路とする非接触給電装置において、負荷に供給される電力の損失が悪化してしまう。
　そこで、本例の非接触給電装置において、高周波交流電源回路６の出力側から見た一次側のみのインピーダンスの特性及び二次巻線２０１に接続される負荷７側から見た二次側のみのインピーダンスの特性が、以下に示すような特性とするように、一次巻線１０１と二次巻線２０１のインダクタンスの大きさと、コンデンサ１０２、１０３、２０２、２０３の容量の大きさの条件を設定することで、結合状態が変化する条件下で、高周波交流電源回路６の出力側からみた入力インピーダンスの変化を抑制し、また入力インピーダンスの位相をゼロ付近にする。
　まず、本例の非接触給電装置における、インピーダンス（Ｚ１）及びインピーダンス（Ｚ２）について説明する。インピーダンス（Ｚ１）は、図７ａに示すように、図１に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源６側（送電側）からみた一次側のみのインピーダンスである。またインピーダンス（Ｚ２）は、図６ｂに示すように、図１に示す回路において、結合係数をゼロとして、負荷部７側（受電側）からみた二次側のみのインピーダンスである。図７ａはインピーダンス（Ｚ１）を説明するための回路図であって、非接触給電部５の一次側のみの回路を示し、図７ｂはインピーダンス（Ｚ２）を説明するための回路図であって、非接触給電部５の二次側のみの回路を示す。
　なお、図７ａ及び図７ｂに示すように、コンデンサ１０２の電気容量をＣ１ｓとし、コンデンサ１０３の電気容量をＣ１ｐとし、一次巻線１０１のインダクタンスをＬ１とし、コンデンサ２０２の電気容量をＣ２ｐとし、コンデンサ２０３の電気容量をＣ２ｓとし、二次巻線２０１のインダクタンスをＬ２とする。
　本例の非接触給電装置において、インピーダンス（Ｚ１）及びインピーダンス（Ｚ２）の絶対値の特性は、図８ａ及び図８ｂに示す特性をそれぞれ有する。図８ａは、周波数に対する、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を示すグラフであり、図８ｂは、周波数に対する、インピーダンス（Ｚ２）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を示すグラフである。
　すなわち図８ａに示すように、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性は、極小値（ＺＭＩＮ）をとる周波数（ｆ１Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有する。周波数（ｆ１Ａ）は、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ０）に近い周波数であり、周波数（ｆ１Ｂ）は、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ０）に近い周波数である。また周波数（ｆ１Ｂ）は周波数（ｆ１Ａ）より高い。言い換えると、インピーダンス（Ｚ１）の特性は、極小値（ＺＭＩＮ）の周波数（ｆ１Ａ）と極大値（ＺＭＡＸ）の周波数（ｆ１Ｂ）により、周波数（ｆ０）を挟む特性である。
　図８ｂに示すように、インピーダンス（Ｚ２）の絶対値の特性は、極小値（ＺＭＩＮ）をとる周波数（ｆ２Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ２Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有する。周波数（ｆ２Ａ）は、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ０）に近い周波数であり、周波数（ｆ２Ｂ）は、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ０）に近い周波数である。また周波数（ｆ２Ｂ）は周波数（ｆ２Ａ）より高い。言い換えると、インピーダンス（Ｚ１）の特性は、極小値（ＺＭＩＮ）の周波数（ｆ２Ａ）と極大値（ＺＭＡＸ）の周波数（ｆ２Ｂ）により、周波数（ｆ０）を挟む特性である。
　次に、本例における、コンデンサ１０２、１０３、２０２の電気容量、一次巻線１０１及び二次巻線２０１のインダクタンスについて説明する。
　図７ａに示す回路により、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数（ｆ１Ａ）及び共振周波数（ｆ１Ｂ）は、式（２）及び式（３）によりそれぞれ表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　そして、図８ａに示すように、式（２）及び式（３）により表される周波数（ｆ１Ａ）及び周波数（ｆ１Ｂ）には、ｆ１Ａ＜ｆ０＜ｆ１Ｂの関係が成り立つ。当該関係は、Ｌ１とＣ１ｐとにより形成される共振系の共振周波数（ｆ１Ｂ）を周波数（ｆ０）より高くし、Ｌ１と（Ｃ１ｐ＋Ｃ１ｓ）とにより形成される共振系の共振周波数（ｆ１Ａ）を周波数（ｆ０）より低くすることに相当する。
　図７ｂに示す回路により、インピーダンス（Ｚ２）の共振周波数（ｆ２Ａ）及び共振周波数（ｆ２Ｂ）は、式（４）及び式（５）によりそれぞれ表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　そして、図８ｂに示すように、式（４）及び式（５）により表される周波数（ｆ２Ａ）及び周波数（ｆ２Ｂ）には、ｆ２Ａ＜ｆ０＜ｆ２Ｂの関係が成り立つ。当該関係は、Ｌ２とＣ２ｐとにより形成される共振系の共振周波数（ｆ２Ｂ）を周波数（ｆ０）より高くし、Ｌ２と（Ｃ２ｐ＋Ｃ２ｓ）とにより形成される共振系の共振周波数（ｆ２Ａ）を周波数（ｆ０）より低くすることに相当する。
　すなわち、交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）に対して、ｆ１Ａ＜ｆ０＜ｆ１Ｂ及びｆ２Ａ＜ｆ０＜ｆ２Ｂを満たすように、インダクタンス（Ｌ１）、電気容量（Ｃ１ｐ）、電気容量（Ｃ１ｓ）、インダクタンス（Ｌ２）、電気容量（Ｃ２ｐ）、電気容量（Ｃ２ｓ）を設定することで、図８に示す、インピーダンス（Ｚ１）の特性及びインピーダンス（Ｚ２）の特性を有することができる。
　さらに、本例において、各共振周波数（ｆ１Ａ、ｆ１Ｂ、ｆ２Ａ、ｆ２Ｂ）と交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）は、以下の式（６）で表す条件を満たす。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　すなわち、周波数（ｆ１Ａ）から周波数（ｆ１Ｂ）までの周波数帯域が、周波数（ｆ２Ａ）から周波数（ｆ２Ｂ）までの周波数帯域の中に含まれる。
　次に、図９ａ及び図９ｂを用いて、本例の非接触給電装置の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を説明する。図９ａは周波数に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値の特性を示し、図９ｂは周波数に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の位相特性（ψ）を示す。κ１～κ４は、結合係数を示しており、κ１が最も小さい結合係数を、κ４が最も大きい結合係数を示す。入力インピーダンス（Ｚｉｎ）は、高周波交流電源回路６の出力側からみた非接触給電部５の入力インピーダンスを示す。
　図９ａに示すように、結合係数（κ）がκ１からκ４の範囲内で変化する場合に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）に対する、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値は、絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）となる。すなわち、一次巻線１０１に対する二次巻線２０１の相対的な位置がずれることにより、結合係数（κ）がκ１からκ４の範囲内で変化する場合に、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は一定の値をとる、または、入力インピーダンス絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は変化の小さい範囲内で変化するため、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の変化が抑えられる。これにより、本例において、インピーダンス（Ｚ１）及びインピーダンス（Ｚ２）が、図７ａ及び図７ｂに示す特性を持つことにより、結合係数が変化する場合に、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値の変化を抑制することができる。なお、結合係数（κ）がκ１からκ４の範囲内で変化する場合に、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値は、図９に示すように絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の一定値となる必要はなく、絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の付近の値で変化すればよい。
　また図９ｂに示すように、結合係数（κ）がκ１からκ４の範囲内で変化する場合に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）に対する、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の位相は、ゼロ付近で変化する。結合係数の変化に対して、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の位相がゼロ付近で変化すると、力率は１に近い状態を維持することができるため、非接触給電部５における電力損失を抑制することができ、効率よく負荷部７に電力を供給することができる。
　次に、図１０ａ～図１０ｃを用いて、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の極及び零点の軌跡を説明する。図１０ａは非接触給電部５及び負荷部７の等価回路を示し、図１０ｂは、結合係数（κ）を変化させた場合における、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の極及び零点の軌跡を示し、図１０ｃは等価負荷抵抗（Ｒ）を変化させた場合における、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の極及び零点の軌跡を示す。
　負荷部７を等価負荷抵抗７０１（Ｒ）と置き換えると、非接触給電部５及び負荷部７の等価回路は、図１０ａの回路により表される。等価負荷抵抗７０１（Ｒ）には、負荷７２に含まれるバッテリ（図示しない）の抵抗が含まれており、当該バッテリの抵抗値は、バッテリの充電状態（ＳＯＣ：Ｓｔａｔｅ　ｏｆ　Ｃｈａｒｇｅ）により変化する。そのため、等価負荷抵抗７０１（Ｒ）の抵抗値は、常に一定な値ではなく、バッテリ等の状態に応じて変化する。図１０ａに示す等価回路に基づき、高周波交流電源回路６の出力側から見た入力インピーダンス特性（Ｚｉｎ）を、ラプラス演算子（ｓ）を用いて表すと、式（７）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　式（７）に示す、Ｚｉｎを、回路特性に影響が大きい代表根近似を行うことで、式（８）により示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ただし、Ａは回路パラメータからなる係数を、λ１、λ２は極を、γ１、γ２は零点を示す。
　そして、結合係数（κ）をゼロ付近から増加させると、極及び零点は図１０ｂに示すような軌跡を描く。ただし、図１０ｂに示す極１は、式（９）の極の中で最も虚軸側に近い値の極（ただしゼロを含まない）を示し、極２は式（９）の極の中で二番目に虚軸側に近い値の極を示し、零点は、式（９）の零点の中で最も虚軸側に近い値の零点を示す。また点線の矢印は、結合係数（κ）を離散的に増加させた場合の、極１、極２及び零点の軌跡の方向を示している。図１０ｂに示すように、極１及び零点は、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかりつつ、点線を境とした対称の軌跡を描く。当該点線は、駆動点を虚値にとる直線を示しており、駆動点（点の虚値）は、基本波成分の周波数に対応する値（２πｆ０）である。すなわち、極１及び零点は、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸上における虚値（２πｆ０）に対して対称な軌跡とる。これにより、結合係数（κ）を変化させた場合において、駆動点から各極１までの距離は、駆動点から該各極１に対応する零点までの距離と等しくなるため、結合係数（κ）の変化に伴う入力インピーダンス特性（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができる。
　また極２は、結合係数（κ）の増加に伴い、極１又は虚軸に近づく軌跡をとる。すなわち、本例において、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかる極１と虚軸に近づく極２が存在し、極１及び極２は互いに逆向きの軌跡をとる。このような特性により、結合係数（κ）の変化に伴う位相の変動を抑制することができるため、力率を維持し、電力の損失を防ぐことができる。
　また、等価負荷抵抗（Ｒ）をゼロ付近から増加させると、極及び零点は図１０ｃに示すような軌跡を描く。ただし、図１０ｃに示す極１は、式（９）の極の中で最も虚軸側に近い値の極（ただしゼロを含まない）を示し、極２は式（９）の極の中で二番目に虚軸側に近い値の極を示し、零点は、式（９）の零点の中で最も虚軸側に近い値の零点を示す。また点線の矢印は、等価負荷抵抗（Ｒ）を離散的に増加させた場合の、極１、極２及び零点の軌跡の方向を示している。図１０ｃに示すように、極１及び零点は、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかりつつ、点線を境とした対称の軌跡を描く。当該点線は、駆動点を虚値にとる直線を示しており、駆動点（点の虚値）は、基本波成分の周波数に対応する値（２πｆ０）である。すなわち、極１及び零点は、等価負荷抵抗（Ｒ）の増加に伴い、虚軸上における虚値（２πｆ０）に対して対称な軌跡とる。これにより、等価負荷抵抗（Ｒ）を変化させた場合において、駆動点から各極１までの距離は、駆動点から該各極１に対応する零点までの距離と等しくなるため、結合係数（κ）の変化に伴う入力インピーダンス特性（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができる。
　また極２は、等価負荷抵抗（Ｒ）の増加に伴い、極１又は虚軸に近づく軌跡をとる。すなわち、本例において、結合係数（κ）の増加に伴い、虚軸から遠ざかる極１と虚軸に近づく極２が存在し、極１及び極２は互いに逆向きの軌跡をとる。このような特性により、等価負荷抵抗（Ｒ）の変化に伴う位相の変動を抑制することができるため、力率を維持し、電力の損失を防ぐことができる。
　次に、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の設定方法について説明する。まず、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性と絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）との関係について、図１１ａ～図１１ｃを用いて説明する。図１１ａ及び図１１ｂは、周波数に対するインピーダンス（Ｚ１）の特性を示す。図１１ｃは、結合係数に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の特性を示す。
　図１１ａに示すように、極小値（ＺＭＩＮ）の周波数（ｆ１Ａ）から極大値（ＺＭＡＸ）の周波数（ｆ１Ｂ）までの周波数帯域をＦ１（＝ｆ２－ｆ１）とし、図１１ｂに示すように、極小値（ＺＭＩＮ）の周波数（ｆ２Ａ）から極大値（ＺＭＡＸ）の周波数（ｆ２Ｂ）までの周波数帯域をＦ２（＝ｆ２－ｆ１）とすると、周波数帯域（Ｆ１）は周波数帯域（Ｆ２）より狭くする。なお、周波数（ｆ１Ａ）及び周波数（ｆ１Ｂ）は、式（２）及び式（３）で、それぞれ表される。そして、周波数帯域をＦ１に設定し、結合係数（κ）を変化させると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は、図１１ｃのグラフｘに示すような特性となる。また、周波数帯域をＦ２に設定し、結合係数（κ）を変化させると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は、図１１ｃのグラフｙに示すような特性となる。すなわち、Ｚｉｎの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域を狭くすると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は高くなり、当該周波数帯域を広くすると、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は低くなる。そのため、本例は、Ｚｉｎの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域に応じて、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を設定することができる。
　入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）と、高周波交流電源部６のインピーダンスとの関係について、図１２ａ及び図１２ｂを用いて説明する。図１２ａ及び図１２ｂは、高周波交流電源部６の出力電流－出力電圧特性を示し、一例として、図１２ａは、出力電流に対して出力電圧が一定である場合の特性を示し、図１２ｂは、出力電流に対して出力電圧が変化する場合の特性を示す。なお、高周波交流電源部６の出力電流－出力電圧特性は、高周波交流電源部６に含まれるインバータや冷却器（図示しない）等の特性に応じて決まる。また図１２ａ及び図１２ｂの点線で示す曲線は、定電力線を示しており、当該定電力線上において同じ電力値となる。
　図１２ａに示すように、出力電流に対して出力電圧が一定である場合には、高周波交流電源部６の供給可能な最大電力は、最大電圧（ＶＭＡＸ）と最大電流（ＩＭＡＸ）の積で求まる電力である。図６を用いて説明したように、高周波交流電源部６から最大電力を供給させるためには、交流電源６０１のインピーダンスに対して、高周波交流電源回路６の入力インピーダンスを調整する必要がある。図１２ａの例では、高周波交流電源部６のインピーダンス（ＺＭ）は、最大電圧（ＶＭＡＸ）と最大電流（ＩＭＡＸ）より、ＶＭＡＸ／ＩＭＡＸとなる。そして、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を、高周波交流電源部６のインピーダンス（ＺＭ）と等しくすることで、高周波交流電源部６から最大電力を、非接触給電部５に供給することができる。
　図１２ｂに示すように、出力電流に対して出力電圧が変化する場合には、高周波交流電源部６の供給可能な最大電力は、最も高い定電力線と、電流－電圧特性との交点に相当する電力である。高周波交流電源部６のインピーダンス（Ｚｐ）は、当該交点に相当する電圧（Ｖｐ）及び電流（Ｉｐ）より、Ｖｐ／Ｉｐとなる。そして、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を、高周波交流電源部６のインピーダンス（Ｚｐ）と等しくすることで、高周波交流電源部６から最大電力を、非接触給電部５に供給することができる。
　すなわち、本例において、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）が、高周波交流電源部６の最大電力に相当するインピーダンス値と等しくなるように、Ｚｉｎの極大値の周波数と極小値の周波数との間の周波数帯域を設定する。これにより、高周波交流電源部６の供給可能な電力を非接触給電部５へ効率よく供給することができ、高周波交流電源部６と非接触給電部５との間の電力損失を抑制することができる。
　そして、上記のように非接触給電部５の回路を設定することにより、本例の非接触給電部５の入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の特性は、図１３ａ及び図１３ｂに示すような特性を有する。また、本例の非接触給電部５における力率は、図１３ｃに示すような特性となる。図１３ａは結合係数（κ）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の特性を示し、図１３ｂは等価負荷抵抗（Ｒ）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の特性を示し、図１３ｃは結合係数（κ）に対する力率の特性を示す。図１３ａ及び図１３ｂのグラフａは入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を示し、グラフｂは高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値を示す。なお、当該高周波交流電源部６のインピーダンスは、図１２ａのインピーダンス（ＺＭ）及び図１２ｂのインピーダンス（Ｚｐ）に相当する。また図１３ａにおいて、結合係数（κ）は、少なくとも０．０１～０．５を含む、０．０１～０．８までの範囲内で変化する。
　図１３ａに示すように、結合係数（κ）の変化に対して、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値はほぼ一定であり、高周波交流電源部６のインピーダンスと同値である。すなわち、結合係数（κ）が変化する状況においても、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値は入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）から大きく変化せず、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値は高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくなるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給される電力の損失を抑制することができる。
　また、図１３ｂに示すように、等価負荷抵抗（Ｒ）の変化に対して、入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値はほぼ一定であり、高周波交流電源部６のインピーダンスと同値である。すなわち、等価負荷抵抗（Ｒ）が変化する状況においても、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値は入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）から大きく変化せず、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の絶対値は高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくなるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給される電力の損失を抑制することができる。
　また、図１３ｃに示すように、結合係数（κ）の変化に対して、力率は１に近い値で、ほぼ一定に推移する。すなわち、結合係数（κ）が変化する状況においても、力率が大きく変化せずに、力率は１に近い値となるため、電力の給電効率の低下を防ぐことができる。
　また上記のように非接触給電部５の回路を設定することにより、結合係数が変化する場合に、非接触給電部５から負荷部７へ出力される電力（Ｐｏｕｔ）の低下を防ぐことができる。ここで、負荷部７へ出力される出力電力（Ｐｏｕｔ）について、以下に説明する。図１に示す非接触給電装置において、負荷部７への出力電力（Ｐｏｕｔ）は、式（９）に示すように、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給される供給電力（Ｐｉｎ）と、非接触給電部５において損失される電力（ＰＬｏｓｓ）により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　非接触給電部５において損失される電力（ＰＬｏｓｓ）は、供給電力（Ｐｉｎ）に比べて十分小さく、Ｐｉｎ≫ＰＬｏｓｓと仮定すると、出力電力（Ｐｏｕｔ）は供給電力（Ｐｉｎ）とほぼ等しいと近似される。また、高周波交流電源部６から非接触給電部５に入力される入力電圧及び入力電流をＶｉｎ及びＩｉｎとすると、供給電力（Ｐｉｎ）は、高周波交流電源部６の出力側からみた非接触給電部５の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）と、入力電圧（Ｖｉｎ）と入力電流（Ｉｉｎ）との位相差（θ）により表される。そのため、式（９）は、式（１０）により近似される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　すなわち、入力電圧（Ｖｉｎ）を一定として場合には、結合係数の変化に対して、出力電力係数（ｃｏｓθｉｎ／｜Ｚｉｎ｜）を高い値で維持することで、負荷部７への出力電力（Ｐｏｕｔ）を高くすることができる。本例では、上記の通り、非接触給電部５において、結合係数の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくし、かつ、周波数（ｆ０）における入力インピーダンスの位相をゼロ付近で変化させる。これにより、結合係数が変化する状況下において、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を一定にしつつ、高い力率を維持することができるため、出力電力係数が高い値で維持される。その結果として、本例は、結合係数が変化変化しても、電力の給電効率の低下を防ぐことができる。
　図１４（ａ）を用いて、結合係数（κ）が変化に伴う、負荷部７へ出力される電力（Ｐｏｕｔ）の特性を説明する。図１４（ａ）は結合係数（κ）に対する出力電力（Ｐｏｕｔ）の特性を示すグラフであり、グラフａは非接触給電部５に従来回路ａを用いた場合の特性であり、グラフｂは非接触給電部５に従来回路ｂを用いた場合の特性であり、グラフｃは本例の特性である。図１４ａに示すように、本例の非接触給電装置は、結合係数（κ）の変化に対して、広い結合係数の範囲で、従来回路ａ及び従来回路ｂの出力電力より高い出力電力をとることができる。
　ここで、負荷部７への出力電力（Ｐｏｕｔ）が閾値電力（Ｐｃ）以上である場合に、負荷７２に含まれるバッテリに対して十分な充電電力を供給することできるとして、電力条件を設定する。図１４ｂは当該電力条件を満たす、結合係数（κ）の範囲を説明するための概略図である。図１４ｂにおいて、グラフａは従来回路ａにおいて電力条件を満たす範囲を表し、グラフｂは従来回路ｂにおいて電力条件を満たす範囲を表し、グラフｃは本例において電力条件を満たす範囲を表す。なお、閾値電力（Ｐｃ）未満の電力が負荷７２に供給させる場合でも、バッテリを充電できるが、充電時間が長くなる可能性があるため、本例の電力条件では、閾値電力（Ｐｃ）未満の電力は条件を満たさない電力とする。
　図１４ｂに示すように、本例では、電力条件を満たす結合係数（κ）の範囲が、従来回路ａ及び従来回路ｂより、広くなる。従来回路ａ及び従来回路ｂでは、結合係数の変化に対して、周波数（ｆ０）のインピーダンスは大きく変化する。そして、周波数（ｆ０）のインピーダンスの値と高周波交流電源部６のインピーダンスの値とのずれが大きくなると、高周波交流電源部６の最大電圧（定格電圧）又は最大電流（定格電流）で制限される。そのため、従来回路ａ及び従来回路ｂでは、電力条件を満たす結合係数（κ）の範囲が狭くなる。一方、本例では、結合係数の変化に対して周波数（ｆ０）のインピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）の変化を抑制し、周波数（ｆ０）のインピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を高周波交流電源部６のインピーダンスの絶対値と等しくする。そのため、本例は、従来回路ａ及び従来回路ｂより、出力電力（Ｐｏｕｔ）を大きくすることができ、電力条件を満たす結合係数（κ）の範囲を広くすることができる。
　次に、電力の効率（η）について、図１５を用いて説明する。図１５は、結合係数に対する効率（η）の特性を示すグラフであり、グラフａは従来回路ａの効率を、グラフｂは従来回路ｂの効率を、グラフｃは本発明の効率を示す。なお、効率（η）は、出力電力（Ｐｏｕｔ）／供給電力（Ｐｉｎ）×１００（％）で算出される。図１５に示すように、結合係数（κ）の変化に対して、本例の効率（η）は、８０％近くを維持している。一方、結合係数（κ）が小さい領域では、従来回路ａ及び従来回路ｂの効率（η）は、８０％より低くなっている。従来回路ａでは、図５ｃに示すように、結合係数の低い領域で力率が悪化するため、効率が低くなる。また従来回路ｂでは、図５ａに示すように、結合係数の低い領域で、入力インピーダンス値が小さくなり、電流が大きくなるが、交流電源側の定格電流により電流制限がかかるため、電流の制限値以上には電流が上がらず、入力電圧も低くなるため、効率が低くなる。一方、本例では、結合係数の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値が高周波交流電源部のインピーダンスの値で維持され、力率も維持されるため、本例は高い効率を維持することができる。
　上記のように、本例において、インピーダンス（Ｚ１）の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ０）に最も近く、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）と、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ０）に最も近く、極小値（ＺＭＩＮ）をとる周波数（ｆ１Ａ）との間に、周波数（ｆ０）を有し、インピーダンス（Ｚ２）の周波数に対するインピーダンスの絶対値の特性は、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ０）に最も近く、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ２Ｂ）と、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ０）に最も近く、極小値（ＺＭＩＮ）をとる周波数（ｆ２Ａ）との間に、周波数（ｆ０）を有する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができる。また、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の位相をゼロ付近で変化させることができるため、高い力率を維持することができ、非接触給電部５における電力損失（電源損失、巻線損失）を抑制することができる。その結果として、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。
　また本発明は、ｆ１Ａ＜ｆ０＜ｆ１Ｂ及びｆ２Ａ＜ｆ０＜ｆ２Ｂを満たすように、電気容量（Ｃ１ｓ）、電気容量（Ｃ１ｐ）、インダクタンス（Ｌ１）、インダクタンス（Ｌ２）、電気容量（Ｃ２ｐ）及び電気容量（Ｃ２ｓ）を設定する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率を維持することができるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。
　また本発明は、ｆ１Ａ≦ｆ２Ａ＜ｆ０＜ｆ２Ｂ≦ｆ１Ｂを満たすように、電気容量（Ｃ１ｓ）、電気容量（Ｃ１ｐ）、インダクタンス（Ｌ１）、インダクタンス（Ｌ２）、電気容量（Ｃ２ｐ）及び電気容量（Ｃ２ｓ）を設定する。これにより、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率を維持することができるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。
　また本例は、高周波交流電源部６の基本波成分の周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は、高周波交流電源部６のインピーダンスの値に応じて設定される。これにより、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）を高周波交流電源部６のインピーダンスの値と等しくすることができるため、結合係数が変化しても、高周波交流電源部６の出力可能な最大電力を非接触給電部５に供給することができる。
　また本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との結合係数が０．０１以上から０．５以下の範囲内で変化する場合に、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は、高周波交流電源部６のインピーダンスの値の付近で変化する。これにより、本例は結合係数が変化しても、高周波交流電源部６の出力可能な最大電力を非接触給電部５に供給することができる。
　また本例において、高周波交流電源部６側からみた非接触給電部５の入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の特性を複素平面で示す場合に、結合係数の増加に伴い、虚軸に最も近い極１及び零点は、虚軸上における、周波数（ｆ０）に対応する値（２πｆ０）に対して対称な軌跡をとり、虚軸に二番目に近い極２は、極１に近づく。これにより、結合係数（κ）を変化させた場合において、虚軸上の虚値（２πｆ０）を示す点から極までの距離は、虚軸上の虚値（２πｆ０）を示す点から零点までの距離と等しくなるため、結合係数（κ）の変化に伴う入力インピーダンス特性（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができる。また、極１及び極２が互いに逆向きの軌跡をとるため、位相の変動を抑制することができ、力率を維持することができる。その結果として本例は、電力の損失を防ぐことができる。
　また本例において、式（２）及び式（３）によりそれぞれ表される周波数（ｆ１Ａ）及び周波数（ｆ１Ｂ）の周波数の差を、高周波交流電源部６のインピーダンスに応じて設定する。すなわち、周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）が高周波交流電源部６のインピーダンスと等しくなるように、周波数（ｆ１Ａ）と周波数（ｆ１Ｂ）との周波数の差を設定するため、結合係数が変化しても、高周波交流電源部６の出力可能な最大電力を非接触給電部５に供給することができる。
　なお、結合係数（κ）の変化に対して、入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は、必ずしも固定値と等しくする必要はなく、当該固定値を含む所定の範囲内で変化すればよい。すなわち、図９ａに示すように、結合係数（κ）の変化に対して、インピーダンスの絶対値の特性を示した場合に、周波数（ｆ０）以外の他の周波数帯と比較して、周波数（ｆ０）におけるインピーダンスの絶対値の変化が抑えられていればよい。
　また周波数（ｆ０）に対する入力インピーダンスの絶対値（｜Ｚｉｎ＿ｓ｜）は、変化させる結合係数の範囲内の全てにおいて、高周波交流電源部６のインピーダンスの値と等しくする必要はなく、図１３ａに示すように、入力インピーダンスの絶対値（Ｚｉｎ＿ｓ）が、変化させる結合係数の範囲内において、高周波交流電源部６のインピーダンスの値の付近になるような特性を示せばよい。
　また、本例において、式６で表される条件を必ず満たす必要はなく、少なくとも、周波数（ｆ１Ａ）から周波数（ｆ１Ｂ）までの周波数帯域と、周波数（ｆ２Ａ）から周波数（ｆ２Ｂ）までの周波数帯域とが、少なくとも一部の帯域で重複していればよい。
　なお、本例のコンデンサ１０２が本発明の「第１のコンデンサ」に相当し、コンデンサ１０３が本発明の「第２のコンデンサ」に、コンデンサ２０２が本発明の「第３のコンデンサ」に、コンデンサ２０３が本発明の「第４のコンデンサ」に、非接触給電部４が「給電回路」に、高周波交流電源部６が「交流電源」に、極１が「第１の極」に、極２が「第２の極」に相当する。
《第２実施形態》
　図１６は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の給電回路部５の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、給電回路部５の送電回路上において、コンデンサ１０２を接続する位置が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
　図１６に示すように、給電回路部５は、送電回路として、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に直列に接続されるコンデンサ１０２と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０３とを有し、コンデンサ１０２は、コンデンサ１０３と一次巻線１０１との間に接続される。また給電回路部５は、受電回路として、二次巻線２０１と、二次巻線２０１に並列に接続されるコンデンサ２０２と、二次巻線２０１に直列に接続されるコンデンサ２０３とを有する。
　次に、図１６に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源６側（送電側）からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ１）を、図１７を用いて説明する。図１７は、周波数に対するインピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性及び位相特性（ψ）を示す。
　第１実施形態に係るインピーダンス（Ｚ１）の特性は、図８ａに示すように、低い周波数（ｆ１Ａ）に対して極小値（ＺＭＩＮ）をとり、高い周波数（ｆ１Ｂ）に対して極大値（ＺＭＡＸ）をとる。一方、本例のインピーダンス（Ｚ１）の特性は、図１７に示すように、低い周波数（ｆ１Ａ）に対して極大値（ＺＭＡＸ）をとり、高い周波数（ｆ１Ｂ）に対して極小値（ＺＭＩＮ）をとる。
　そして、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性は、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ａ）と、極小値（ＺＭＩＮ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有する。
　上記のように、本例の非接触給電部５の送電側は、第１実施形態に示すように、コンデンサ１０２と一次巻線１０１との接続点にコンデンサ１０３の一端を接続してもよく、第２実施形態に示すように、コンデンサ１０３と一次巻線１０１との間にコンデンサ１０２を接続してもよい。これにより本例は、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率が維持されるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。
《第３実施形態》
　図１７は、発明の他の実施形態に係る非接触給電装置の給電回路部５の回路図である。本例では上述した第１実施形態に対して、給電回路部５の送電回路において、コイル１０４を有する点が異なる。これ以外の構成は上述した第１実施形態と同じであるため、その記載を援用する。
　図１７に示すように、給電回路部５は、送電回路として、一次巻線１０１と、一次巻線１０１に直列に接続されるコンデンサ１０２と、一次巻線１０１に並列に接続されるコンデンサ１０３と、コイル１０４を有し、一次巻線１０１とコンデンサ１０３との接続点がコンデンサ１０２の一端に接続され、コイル１０４がコンデンサ１０２の他端に接続される。コイル１０４は、高周波交流電源部６の出力の高調波を抑制するためのチョークコイルとして挿入され、あるいは、短絡防止等のために挿入される。
　次に、図１７に示す回路において、結合係数をゼロとして、高周波交流電源６側（送電側）からみた一次側のみのインピーダンス（Ｚ１）を、図１８を用いて説明する。図１８は、周波数に対するインピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性を示す。本例は非接触給電部５にコイル１０４を接続するため、Ｌ１とＣ１ｓ＋Ｃ１ｐ＋Ｌ１ｓからなる共振系が形成されるため、第１実施形態の非接触給電部５に対して、共振周波数（ｆ３）が１つ増える。図１８に示すように、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性は、極小値（ＺＭＩＮ＿１）をとる周波数（ｆ１Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有する。周波数（ｆ１Ａ）は、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ０）に近い極小値に対する周波数であり、周波数（ｆ１Ｂ）は、インピーダンス（Ｚ１）の共振周波数のうち、最も周波数（ｆ０）に近い極大値に対する周波数である。また、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性は、周波数（ｆ１Ａ）から周波数（ｆ１Ｂ）までの周波数帯域以外の帯域に、極小値（ＺＭＩＮ＿２）の共振周波数（ｆ３）を有する。言い換えると、インピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性は、周波数（ｆ１Ａ）から周波数（ｆ１Ｂ）までの周波数帯域に、周波数（ｆ０）を有し、極小値（ＺＭＩＮ＿２）をとる共振周波数（ｆ３）を有さない。
　上記のように、本例の非接触給電部５の送電側には、コイル１０４がコンデンサ１０２に接続されてもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性が、極小値（ＺＭＩＮ＿１）をとる周波数（ｆ１Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有すればよい。これにより本例は、結合係数が変化する場合に、高周波交流電源部６側からみた入力インピーダンス（Ｚｉｎ）の変化を抑制することができるため、高周波交流電源部６から非接触給電部５へ供給させる電力の損失を防ぐことができる。また、本例は、一次巻線１０１と二次巻線２０１との相対的な位置ずれが生じ、結合係数が変化しても、高い力率が維持されるため、非接触給電部５への供給電力の損失を防ぐことができ、一次巻線１０１と二次巻線２０１との間の距離に相当する送電距離を延ばすことができる。
　なお、本例において、非接触給電部５の送電側には、コイル１０４以外の回路素子を接続してもよく、また複数の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性が、極小値（ＺＭＩＮ＿１）をとる周波数（ｆ１Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有すればよい。
　また、本例において、非接触給電部５の送電側には、図１６に示す回路に対して他の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ１）の絶対値の特性が、極小値（ＺＭＩＮ＿１）をとる周波数（ｆ１Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ１Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有すればよい。
　また、本例において、非接触給電部５の受電側に、他の回路素子を接続してもよく、少なくともインピーダンス（Ｚ２）の絶対値の特性が、極小値（ＺＭＩＮ）をとる周波数（ｆ２Ａ）と、極大値（ＺＭＡＸ）をとる周波数（ｆ２Ｂ）との間に、高周波交流電源回路６の基本波成分の周波数（ｆ０）を有すればよい。
１１…正極
６…高周波交流電源部
　６１…整流器
　　６１ａ～６１ｆ…ダイオード
　６２…平滑コンデンサ
　６３…電圧型インバータ
　　６３ａ～６３ｄ…トランジスタ
　６４…三相交流電源
７…負荷部
　　７１…整流器
　　　７１ａ～７１ｄ…ダイオード
７２…負荷
５…非接触給電部
　３…送電回路部
　　１０１…一次巻線
　　１０２、１０３…コンデンサ
　　１０４…コイル
　４…受電回路部
　　２０１…二次巻線
　　２０２、２０３…コンデンサ
７０１…等価負荷抵抗

Claims (7)

  1. 交流電源により一次巻線から電力が供給される二次巻線を備え、
    　Ｚ１の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、前記交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有し、
    　Ｚ２の周波数に対するインピーダンスの絶対値特性は、前記交流電源の基本波成分の周波数に最も近く、極大値をとる周波数と、前記基本波成分の周波数に最も近く、極小値をとる周波数との間に前記基本波成分の周波数を有することを特徴とする非接触給電装置。
    ただし、
    　Ｚ１は、前記交流電源の出力側から見た一次側のみのインピーダンスを示し、
    　Ｚ２は、前記二次巻線に接続される負荷側から見た二次側のみのインピーダンスを示す。
  2. 第１のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第２のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第３のコンデンサを前記二次巻線に直列に接続し、第４のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
    ｆ１Ａ＜ｆ０＜ｆ１Ｂ及びｆ２Ａ＜ｆ０＜ｆ２Ｂを満たす
    ことを特徴とする請求項１記載の非接触給電装置。
    ただし、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000001
    Ｃ１ｓは、前記第１のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｃ１ｐは、前記第２のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｌ１は、前記一次巻線のインダクタンスを示し、
    Ｃ２ｓは、前記第３のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｃ２ｐは、前記第４のコンデンサの電気容量を示し、
    ｆ０は、前記交流電源の基本波成分の周波数を示し、
    Ｌ２は、前記二次巻線のインダクタンスを示す。
  3. 　ｆ１Ａ≦ｆ２Ａ＜ｆ０＜ｆ２Ｂ≦ｆ１Ｂを満たすことを特徴とする請求項２記載の非接触給電装置。
  4. 前記基本波成分の周波数に対する、Ｚｉｎの絶対値は、前記交流電源のインピーダンスの値に応じて設定される
    ことを特徴とする請求項１～３のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
    ただし、
    　Ｚｉｎは、前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスを示す。
  5. 前記一次巻線と前記二次巻線との結合係数が０．０１以上から０．５以下の範囲内で変動する場合に、前記基本波成分の周波数に対する、Ｚｉｎの絶対値は、前記交流電源のインピーダンスの値の付近を変動する
    ことを特徴とする請求項１～４のいずれ一項に記載の非接触給電装置。
    ただし、
    　Ｚｉｎは、前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスを示す。
  6. 第１のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第２のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第３のコンデンサを前記二次巻線に直列に接続し、第４のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
    前記交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスの特性を複素平面で示す場合に、
    　虚軸に最も近い第１の極および零点は、前記一次巻線と前記二次巻線の間の結合係数の増加に伴い、虚軸上における、前記基本波周波数成分の周波数に対応する値に対して対称な軌跡をとり、
    　虚軸に二番目に近い第２の極は、前記結合係数の増加に伴い、前記第１の極に近づく
    ことを特徴とする請求項１～５のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
  7. 第１のコンデンサを前記一次巻線に直列に接続し、第２のコンデンサを前記一次巻線に並列に接続し、第３のコンデンサを前記二次巻線に直列に接続し、第４のコンデンサを前記二次巻線に並列に接続し、
    交流電源の出力側から見た、前記一次巻線及び前記二次巻線を含む給電回路の入力インピーダンスにおける、ｆ１Ａとｆ１Ｂとの周波数の差は、前記交流電源のインピーダンスに応じて設定される
    ことを特徴とする請求項１～６のいずれか一項に記載の非接触給電装置。
    ただし、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-I000002
    Ｃ１ｓは、前記第１のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｃ１ｐは、前記第２のコンデンサの電気容量を示し、
    Ｌ１は、前記一次巻線のインダクタンスを示す。
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