WO2012041615A1 - Mit akustischen wellen arbeitendes filter mit wandlern unterschiedlicher metallisierungsverhältnisse zur verringerung von nichtlinearitäten und verfahren zur herstellung - Google Patents

Mit akustischen wellen arbeitendes filter mit wandlern unterschiedlicher metallisierungsverhältnisse zur verringerung von nichtlinearitäten und verfahren zur herstellung Download PDF

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    • H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic devices; Electromechanical resonators
    • H03H9/70—Multiple-port networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H9/72—Networks using surface acoustic waves
    • H03H9/725—Duplexers

Definitions

  • the invention relates to working with acoustic waves
  • IDT Inter Digital Transducer
  • SAW Surface Acoustic Wave
  • Such transducers generally include interdigitated but electrically insulated electrode fingers interconnected with bus bars.
  • Non-linearity refers to the occurrence or emergence of disturbing frequency components caused by incomplete
  • Intermodulation products z are in active circuits, i. H. in circuits that
  • Semiconductor devices may include. It is an object of the invention to provide acoustic wave filters with reduced nonlinearities
  • Another task is a procedure for producing an acoustic wave filter with reduced nonlinearities.
  • Claim 1 and on the other hand solved by a method according to the independent method claim.
  • a working with acoustic waves filter is given, which is a first electroacoustic transducer for surface acoustic waves or guided acoustic
  • Volume waves having a first metallization ratio ⁇ and a second electroacoustic transducer having a second metallization ratio r ⁇ 2 comprises. Where: 0, 2 ⁇ ru ⁇ 0, 8 and
  • the metallization ratios ⁇ and r ⁇ 2 are thus both between 0.2 and 0.8.
  • the smaller metallization ratio is at most 0.8 times larger
  • the metallization ratio n thereby provides a measure of the surface covered by electrode fingers in the transducer.
  • the metallization ratio n can be quantitatively in
  • n d / (d + p).
  • d are the width of the electrode fingers and p the
  • Frequency components can be assigned to different orders: In addition to the desired basic frequencies of the first order, interference frequencies of second order, third order and higher orders can occur. Particularly disturbing are disturbances of third order, because their frequencies are in the order of the base frequencies - see. FIG. 6.
  • a photosensitive resist resist is applied to the piezoelectric
  • Metallization ratio for the first transducer is given a filter which has reduced nonlinearities and yet within required
  • Manufacturing tolerances can be produced.
  • DUV deep ultraviolet
  • the first transducer has a number of Ni fingers and a static capacitance Coi.
  • the second converter has a number of N2 fingers and a static capacitance C02 ⁇ where Ni> N2 and the following applies:
  • the first converter has an aperture Wi and the second converter has an aperture W2. Where Wi> W2. It has been found that nonlinearities can be reduced by the specific design features mentioned above.
  • the filter is a duplexer having a transmit signal path (Tx path) and a receive signal path (Rx path). The first converter and the second converter are connected in series in a signal path selected from the Tx path or Rx path.
  • the first converter and the second converter are connected in series in a signal path, which is why an RF signal propagating in the signal path passes through both converters in succession. It has been found that the interaction of the RF signal with these two transducers varies
  • BAW Bulk Acoustic Wave
  • the BAW resonator is interconnected in the Tx path.
  • a circuit with SAW and BAW resonators is
  • BAW resonators are relatively power-stable and therefore well suited for wiring in the Tx path of a duplexer, in which propagates a relatively high-power RF signal.
  • a phase shifter is connected between the Tx path and the Rx path.
  • Such a phase shifter may comprise a ⁇ / 4 line.
  • a phase shifter which takes up less space than a phase shifter with ⁇ / 4 line, also an LC elements comprehensive phase shifter comes into question.
  • Such a phase shifter is advantageously permeable to received signals or their frequencies and blocks
  • the filter comprises a
  • the first converter is between the first converter
  • the second converter prefferably be connected between the antenna connection and the first converter.
  • the first converter and the second converter have substantially the same static capacitance Co or do not differ with respect to their static capacitances by more than 5% or 1%.
  • the first transducer has more fingers or a smaller aperture than the second transducer.
  • the acoustic wave filter includes cascaded transducers.
  • the transducers can be cascaded in series or in parallel.
  • the number of resonator cascades can be 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10 or more.
  • Cascading can be 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10 or more.
  • Such cascades, in particular of SAW resonators, require a multiple of the area on a substrate.
  • the quality gain through a reduction of nonlinearities may be more important than a construction with the smallest footprint - despite the continuing trend towards
  • a method for producing an acoustic wave filter comprises the following steps:
  • ⁇ , 2 + ⁇ 0.1 or ⁇ ⁇ ⁇ + ⁇ 0.05 or ⁇ ⁇ ⁇ + ⁇ 0.01 in question.
  • FIG. 1 shows a ladder type circuit with series
  • Figure 2a an electroacoustic transducer and some
  • FIG. 2b shows an electroacoustic transducer with a larger one
  • FIG. 4a shows a duplexer
  • FIG. 4b shows a duplexer with earth-symmetrically guided Rx port
  • Figure 5a cascaded in parallel in a signal path
  • FIG. 5b cascaded in parallel in a parallel path
  • FIG. 7 the static capacitances Co of different transducers at different metallization ratios
  • FIG. 8 the dependence of the number of fingers on
  • FIG. 1 shows a possible embodiment of a filter F with a ladder-type filter circuit in series
  • FIG. 2 a schematically shows a first surface acoustic wave electroacoustic transducer TD 1
  • the dashed, sinusoidal curve indicates an acoustic wave of wavelength ⁇ propagating in the transducer.
  • the width of the electrode fingers or the stub finger is denoted by d; the distance side by side
  • the sum d + p essentially determines the frequency position of a transducer.
  • the transverse distance between the free end of an electrode finger of one electrode and the adjacent current busbar BB or between the free end of an electrode finger and the end of a mutually opposite stub finger SF of the other electrode is denoted by g (FIG. English: gap).
  • the length of the individual electrode fingers EF is denoted by 1.
  • Figure 2b shows a second transducer TD2 having a different finger width b and a different finger distance p than the transducer TD1. Since the converter TD1 a smaller
  • the converter TD1 has a lower metallization ratio than the converter TD2.
  • FIG. 3 shows an electroacoustic transducer, wherein the overlapping region of the electrode fingers along the
  • Propagation direction of the acoustic waves varies.
  • the dotted line denoted by “cos” symbolizes the degree of overlap, and the transducer shown in FIG. 3 has a so-called cosine weighting.
  • the metallization ratio can along the
  • Propagation direction of the acoustic waves vary or be constant.
  • Figure 4a shows a duplexer circuit DU with a
  • Antenna terminal A a transmission signal path Tx and a
  • Both the Tx path and the Rx path each have a bandpass filter BPF interconnected.
  • the transmission signal path Tx here is a bandpass filter BAW, the acoustic
  • phase shifter PS is connected between the Antenna connection A and the bandpass filter BPF of the RX path. This makes it possible to minimize the current density, in particular at reception frequencies, and thus to minimize nonlinearities.
  • Figure 4b shows a duplexer circuit, different from the
  • Duplexer circuit DU of Figure 4a differs in that the Rx port is grounded symmetrically - i. balanced - executed.
  • the bandpass filter BPF connected in the Rx path can itself comprise a balun functionality.
  • FIG. 5a shows a filter circuit. This filter circuit differs from the filter circuit F of FIG. 1 in that a series resonator cascades in parallel
  • the parallel cascade comprises the two resonators SRla and SRlb.
  • the two cascaded resonators SRla and SRlb are dimensioned so that they essentially together
  • Impedance which is a single, non-cascaded resonator in the original, non-cascaded
  • Figure 5b shows a filter circuit which differs from the
  • Filter circuit F of Figure 1 differs in that a parallel resonator is executed in parallel cascaded.
  • the parallel cascade comprises the two resonators PRla and PRlb.
  • the interconnection of both cascaded resonators PRla and PRla essentially has the impedance that a single, non-cascaded resonator would have.
  • transducers require substantially four times the area on a piezoelectric substrate to match the impedance of the serial cascade with the impedance of the replaced transducer.
  • FIG. 6 illustrates the relative arrangement of the frequencies f of RF signals of different order.
  • the ordinate is a measure of the power P. With “1" are desired
  • Second order frequencies "2" due to frequency differences at the level of the base frequencies Therefore, third order noise frequencies generally exist approximately at frequencies of the base signals
  • the present invention provides measures to prevent these poorly eliminable third-order interference frequencies "3" from occurring at all or only with reduced intensity
  • FIG. 7 shows the static capacitances Co of different converters.
  • Curves "a”, “b” and “c” show the calculated static capacities of transducers with set values
  • Metallization ratio n varies between 0.4 and 0.8. It can be clearly seen that the respective static capacities are essentially independent of theirs
  • Metallization ratio can be adjusted.
  • the static capacitances can be respectively obtained by adjusting the aperture or, in particular, the number of fingers according to equation (1).
  • FIG. 8 shows the number of fingers for constant static capacitance transducers of FIG
  • Metallization ratio n is varied.
  • the curves "d” and “e” represent transducers with the static capacity of the curve a of Figure 7.
  • the curves "f” and “g” represent transducers with the static capacity of the curve "b"
  • Curves "h” and “i” represent transducers with the static capacity of the curve "c".
  • a converter 375 has an aperture of 80 ⁇ .
  • FIGS. 7 and 8 therefore show how the
  • Manufacturing methods are not limited to one of
  • ⁇ wavelength of the acoustic wave
  • PR1, PR2 parallel resonators
  • TD1, TD2 first converter, second converter
  • Tx transmission signal path

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  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)

Abstract

Es werden mit akustischen Wellen arbeitende Filter mit verringerten Nichtlinearitäten sowie ein Verfahren zur Herstellung angegeben. Ein Filter umfasst einen ersten elektroakustischen Wandler mit einem ersten Metallisierungsverhältnis und einen zweiten elektroakustischen Wandler mit einem zweiten Metallisierungsverhältnis. Die Metallisierungsverhältnisse liegen zwischen 0,2 und 0,8 und das Metallisierungsverhältnis des ersten Wandlers beträgt maximal das 0,8-fache des Metallisierungsverhältnisses des zweiten Wandlers.

Description

Beschreibung AKUSTISCHEN WELLEN ARBEITENDES FILTER MIT WANDLERN UNTERSCHIEDLICHER METALLISIERUNGSVERHÄLTNISSE ZUR VERRINGERUNG VON NICHTLINEARITÄTEN UND VERFAHREN ZUR HERSTELLUNG
Die Erfindung betrifft mit akustischen Wellen arbeitende
Filter mit verringerten Nichtlinearitäten und Verfahren zur Herstellung . In mit akustischen Wellen arbeitenden Filtern wandeln
elektroakustische Wandler zwischen HF-Signalen und
akustischen Wellen. Solche Wandler können Interdigitalwandler (englisch: Inter Digital Transducer, IDT) mit Kammstruktur sein und mit akustischen Oberflächenwellen (englisch: SAW = Surface Acoustic Wave) oder mit geführten akustischen
Volumenwellen (englisch: GBAW = Guided Bulk Acoustic Wave) arbeiten. Solche Wandler umfassen im Allgemeinen ineinander greifende, aber elektrisch isolierte Elektrodenfinger, die mit Stromsammeischienen verschaltet sind.
Problematisch an bekannten mit akustischen Wellen arbeitenden Filtern sind so genannte Nichtlinearitäten. Der Begriff
Nichtlinearität bezeichnet das Auftreten oder Entstehen von störenden Frequenzanteilen, die durch nicht vollständig
linear arbeitende Filterstrukturen erzeugt werden.
Intermodulationsprodukte z. B. sind solche Nichtlinearitäten in aktiven Schaltungen, d. h. in Schaltungen, die
Halbleiterbauelemente umfassen können. Es ist eine Aufgabe der Erfindung, mit akustischen Wellen arbeitende Filter mit verringerten Nichtlinearitäten
anzugeben. Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Verfahren zur Herstellung eines mit akustischen Wellen arbeitenden Filters mit verringerten Nichtlinearitäten abzugeben.
Diese Aufgaben werden zum einen durch ein Filter gemäß
Anspruch 1 und zum anderen durch ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Verfahrensanspruch gelöst.
Dazu wird ein mit akustischen Wellen arbeitendes Filter angegeben, das einen ersten elektroakustischen Wandler für akustische Oberflächenwellen oder für geführte akustische
Volumenwellen mit einem ersten Metallisierungsverhältnis ι und einen zweiten elektroakustischen Wandler mit einem zweiten Metallisierungsverhältnis r\2 umfasst. Dabei gilt: 0, 2 < ru < 0, 8 und
0,2 < n2 0,8 und
ηι / 2 0,8.
Die Metallisierungsverhältnisse ι und r\2 liegen also beide zwischen 0,2 und 0,8. Das kleinere Metallisierungsverhältnis beträgt dabei maximal das 0,8-fache des größeren
Metallisierungsverhältnisses .
Das Metallisierungsverhältnis n stellt dabei ein Maß für die durch Elektrodenfinger bedeckte Oberfläche im Wandler an. Das Metallisierungsverhältnis n lässt sich quantitativ im
Wesentlichen durch folgende Formel angeben: n = d / (d + p) .
Dabei sind d die Breite der Elektrodenfinger und p der
(freie) Abstand benachbarter Elektrodenfinger. Variiert das Metallisierungsverhältnis n über die Länge des Wandlers, so gelten die oben genannten Bedingungen entsprechend für die Durchschnittswerte der Metallisierungen.
Es wurde erkannt, dass in mit akustischen Wellen arbeitenden Filtern auf Nichtlinearitäten basierende störende
Frequenzanteile verschiedenen Ordnungen zugeordnet werden können: Neben den erwünschten Basisfrequenzen erster Ordnung können Störfrequenzen zweiter Ordnung, dritter Ordnung und höherer Ordnungen auftreten. Besonders störend sind dabei Störungen dritter Ordnung, weil deren Frequenzen in der Größenordnung der Basisfrequenzen liegen - vgl. Figur 6.
Als prinzipiell problematisch bei der Herstellung mit akustischen Wellen arbeitender Wandler erweist sich die Strukturierung bei kleinen Metallisierungsverhältnissen:
Z. B. beim Abhebeverfahren wird in einem ersten Schritt ein fotoempfindlicher Resist-Lack auf das piezoelektrische
Substrat aufgebracht. Durch Belichten und Entwickeln des Lacks wird ein Negativmuster der Elektrodenstruktur im Lack erzeugt. Anschließend werden eine oder mehrere
Metallisierungen, die später die Elektrodenstruktur
darstellen, großflächig auf den strukturierten Lack bzw. auf die freigelegten Bereiche der Substratoberfläche
abgeschieden. In einem Abhebeschritt wird nun der
verbleibende Lack zusammen mit der darauf abgeschiedenen Metallisierung entfernt, sodass lediglich die direkt auf dem Substrat angeordnete Metallisierung als Elektrodenstruktur übrig bleibt. Besonders kleine Metallisierungsverhältnisse n sind nun herstellungsbedingt deshalb nachteilhaft, weil sich zusammen mit dem restlichen Resist-Lack auch die auf dem Substrat abgeschiedene Metallisierung aufgrund ihrer geringen lateralen Größe und der in der Folge geringeren Haftung vom Substrat mit ablöst. Analoges gilt für ähnliche
Strukturierungs erfahren .
Durch das oben angegebene, kleine aber nicht zu kleine
Metallisierungsverhältnis für den ersten Wandler wird ein Filter angegeben, welches verringerte Nichtlinearitäten aufweist und trotzdem innerhalb geforderter
Fertigungstoleranzen hergestellt werden kann. Insbesondere bei einer Strukturierung mittels DUV (deep ultra violett) Strahlen bei der Belichtung des Resist-Lackes können vorgegebene Fertigungstoleranzen gut eingehalten werden. DUV Strahlen können dabei eine Wellenlänge von 300 nm oder weniger aufweisen.
In einer Aus führungs form hat der erste Wandler eine Anzahl von Ni Fingern und eine statische Kapazität Coi . Der zweite Wandler hat eine Anzahl von N2 Fingern und eine statische Kapazität C02 · Dabei ist Ni > N2 und es gilt:
0,9 * C02 Coi 1,1 * C02 . (1)
Die statischen Kapazitäten beider Wandler variieren um nicht mehr als ca. 10 %. Die Anzahl der Finger ist aber
unterschiedlich.
In einer Aus führungs form hat der erste Wandler eine Apertur Wi und der zweite Wandler eine Apertur W2. Dabei ist Wi > W2 . Es wurde herausgefunden, dass Nichtlinearitäten durch die oben genannten spezifischen Designmerkmale verringert werden können . In einer Aus führungs form ist das Filter ein Duplexer mit einem Sendesignalpfad (Tx-Pfad) und einem Empfangssignalpfad (Rx-Pfad) . Der erste Wandler und der zweite Wandler sind in Serie in einem Signalpfad, ausgewählt aus Tx-Pfad oder Rx- Pfad, verschaltet.
Der erste Wandler und der zweite Wandler sind in Serie in einem Signalpfad verschaltet, weshalb ein im Signalpfad propagierendes HF-Signal beide Wandler nacheinander passiert. Es hat sich herausgestellt, dass die Wechselwirkung des HF- Signals mit diesen zwei Wandlern mit unterschiedlichen
Metallisierungsverhältnissen dergestalt ist, dass
Nichtlinearitäten vermindert sind. In einer Aus führungs form umfasst das Filter ferner einen mit akustischen Volumenwellen (englisch: BAW = Bulk Acoustic Wave) arbeitenden Resonator. Dabei sind der erste Wandler und der zweite Wandler in Serie im Rx-Pfad des Duplexers
verschaltet. Der BAW-Resonator ist im Tx-Pfad verschaltet. Eine Schaltung mit SAW- und BAW-Resonatoren wird
Hybridschaltung genannt. Es ist ferner möglich, dass der BAW- Resonator einer Hybridschaltung im Rx-Pfad verschaltet ist.
BAW-Resonatoren sind relativ leistungsfest und daher gut geeignet für eine Verschaltung im Tx-Pfad eines Duplexers, in welchem ein relativ leistungsstarkes HF-Signal propagiert.
In einer Aus führungs form der Duplexerschaltung ist zwischen dem Tx-Pfad und dem Rx-Pfad ein Phasenschieber verschaltet. Ein solcher Phasenschieber kann dabei eine λ/4-Leitung umfassen. Als Phasenschieber, der weniger Platz beansprucht als ein Phasenschieber mit λ/4-Leitung, kommt auch ein LC- Elemente umfassender Phasenschieber in Frage. Ein solcher Phasenschieber ist vorteilhafterweise durchlässig für Empfangssignale bzw. deren Frequenzen und sperrt
Sendesignale bzw. deren Frequenzen. In einer Aus führungs form umfasst das Filter einen
Antennenanschluss . Der erste Wandler ist zwischen dem
Antennenanschluss und dem zweiten Wandler verschaltet.
Es ist auch möglich, dass der zweite Wandler zwischen dem Antennenanschluss und dem ersten Wandler verschaltet ist.
In einer Aus führungs form des Filters weisen der erste Wandler und der zweite Wandler im Wesentlichen dieselbe statische Kapazität Co auf oder unterscheiden sich bezüglich ihrer statischen Kapazitäten um nicht mehr als 5% oder 1%. Der erste Wandler weist mehr Finger oder eine kleinere Apertur als der zweite Wandler auf.
In einer Aus führungs form umfasst das mit akustischen Wellen arbeitende Filter kaskadiert ausgeführte Wandler. Die Wandler können seriell oder parallel kaskadiert sein.
Die Zahl der Resonatorkaskaden kann 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10 oder mehr betragen. Der Grad der jeweiligen
Kaskadierung kann 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10 oder mehr betragen. Solche Kaskaden, insbesondere von SAW-Resonatoren, benötigen ein Vielfaches der Fläche auf einem Substrat.
Jedoch kann der Qualitätsgewinn durch eine Reduzierung von Nichtlinearitäten wichtiger sein als eine Bauweise mit geringstem Flächenbedarf - trotz anhaltendem Trend zur
Miniaturisierung . Ein Verfahren zur Herstellung eines mit akustischen Wellen arbeitenden Filters umfasst folgende Schritte:
- Bereitstellen eines Filters mit einem ersten Wandler mit einem ersten Metallisierungsverhältnis ι und einem zweiten Wandler mit einem zweiten Metallisierungsverhältnis r\2r
- sukzessives Verkleinern des Verhältnisses ι / τ\2 und Bestimmen der nichtlinearen Komponenten bis ι = 0,2 und τ\2 = 0,8,
- Bestimmen und Einstellen des Verhältnisses ι / r\2, das durch die geringsten unerwünschten Frequenzanteile
ausgezeichnet ist.
Das Verhältnis ι / r\2 wird also sukzessive verkleinert, wobei das Metallisierungsverhältnis ι von 0,1 nicht
unterschritten und das Metallisierungsverhältnis r\2 von 0,9 nicht überschritten wird. Als Schrittweite bei der Variation der Metallisierungsverhältnisse ι oder r\2 kommen
beispielsweise Δ ι,2 = +~ 0,1 oder Δ ι^ +~ 0,05 oder Δ ι^ +~ 0,01 in Frage .
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von
Ausführungsbeispielen und schematischen Figuren näher erläutert. Es zeigen: Figur 1: eine Laddertype-Schaltung mit Serien- und
Parallelresonatoren,
Figur 2a: einen elektroakustischen Wandler und einige
charakteristische Größen,
Figur 2b: einen elektroakustischen Wandler mit einem größeren
Metallisierungsverhältnis , Figur 3: einen elektroakustischen Wandler mit
Überlappwichtung,
Figur 4a: einen Duplexer,
Figur 4b: einen Duplexer mit erdsymmetrisch geführtem Rx- Port,
Figur 5a: in einem Signalpfad parallel kaskadierte
Resonatoren,
Figur 5b: in einem Parallelpfad parallel kaskadierte
Resonatoren, Figur 6: die relative Frequenzlage von unterschiedlichen
Frequenzanteilen unterschiedlicher Ordnung
Figur 7: die statische Kapazitäten Co verschiedener Wandler bei verschiedenen Metallisierungsverhältnissen,
Figur 8 : die Abhängigkeit der Fingerzahl vom
Metallisierungsverhältnis, falls eine konstante statische Kapazität Co erhalten werden soll. Figur 1 zeigt eine mögliche Aus führungs form eines Filters F mit einer Laddertype-Filterschaltung mit in Serie
geschalteten Serienresonatoren SRI, SR2 und in Parallelpfaden verschalteten Parallelresonatoren PR1, PR2. Zum Erzielen einer Filterschaltung mit reduzierten Nichtlinearitäten ist es möglich, die Metallisierungsverhältnisse der beiden
Serienresonatoren SRI, SR2 unterschiedlich auszugestalten. Es ist aber auch möglich, die Metallisierungsverhältnisse der beiden parallelen Resonatoren PR1, PR2 unterschiedlich auszugestalten. Ferner ist es möglich, dass
Metallisierungsverhältnisse eines der Serienresonatoren SRI, SR2 und eines der Parallelresonatoren PR1, PR2
unterschiedlich sind.
Figur 2a zeigt schematisch einen ersten elektroakustischen Wandler TD1 für akustische Oberflächenwellen mit
Elektrodenfingern EF, Stummelfingern SF und
Stromsammeischienen BB (englisch: Bus Bar) . Eine
gestrichelte, sinusförmige Kurve deutet eine im Wandler propagierende akustische Welle der Wellenlänge λ an. Die Breite der Elektrodenfinger oder der Stummelfinger ist mit d bezeichnet; der Abstand nebeneinander angeordneter
Elektrodenfinger ist mit p bezeichnet. Damit ergibt sich das Metallisierungsverhältnis im Wesentlichen zu: n = d / (d + p) .
Die Summe d+p bestimmt dabei im Wesentlichen die Frequenzlage eines Wandlers.
Der Überlappungsbereich der Elektrodenfinger EF, mithin also die maximal auftretende Überlappungslänge zweier
benachbarter, mit unterschiedlichen Stromschienen verbundener Elektrodenfinger definiert die Apertur W. Der transversale Abstand zwischen dem freien Ende eines Elektrodenfingers einer Elektrode und der benachbarten Stromsammeischiene BB oder zwischen dem freien Ende eines Elektrodenfingers und dem Ende eines gegenüber angeordneten Stummelfingers SF der anderen Elektrode wird mit g (englisch: gap) bezeichnet. Die Länge der einzelnen Elektrodenfinger EF ist mit 1 bezeichnet. Figur 2b zeigt einen zweiten Wandler TD2, der eine andere Fingerbreite b und einen anderen Fingerabstand p als der Wandler TD1 aufweist. Da der Wandler TD1 eine geringere
Fingerbreite b und einen größeren Fingerabstand p als der Wandler TD2 aufweist, hat der Wandler TD1 ein geringeres Metallisierungsverhältnis als der Wandler TD2.
Es wurde herausgefunden, dass durch Optimierung dieser
Parameter die Nichtlinearitäten vermindert werden können. Bei Filterschaltungen mit zwei Wandlern zeigt sich, dass in beiden Wandlern unterschiedlich eingestellte
Metallisierungsverhältnisse n eine Reduktion der
Nichtlinearitäten bewirkt. Figur 3 zeigt einen elektroakustischen Wandler, wobei der Überlappungsbereich der Elektrodenfinger entlang der
Ausbreitungsrichtung der akustischen Wellen variiert. Die mit „cos" bezeichnete, gestrichelte Linie symbolisiert dabei das Maß der Überlappung. Der in Figur 3 gezeigte Wandler hat eine so genannte Cosinus-Wichtung .
Das Metallisierungsverhältnis kann dabei entlang der
Ausbreitungsrichtung der akustischen Wellen variieren oder konstant sein.
Figur 4a zeigt eine Duplexerschaltung DU mit einem
Antennenanschluss A, einem Sendesignalpfad Tx und einem
Empfangssignalpfad Rx . Sowohl im Tx-Pfad als auch im Rx-Pfad ist je ein Bandpassfilter BPF verschaltet. Im Sendesignalpfad Tx ist hier ein Bandpassfilter BAW, das mit akustischen
Volumenwellen arbeitet, verschaltet. Im Empfangssignalpfad Rx ist ein SAW Bandpassfilter BPF, das mit akustischen
Oberflächenwellen arbeitet, verschaltet. Zwischen dem Antennenanschluss A und dem Bandpassfilter BPF des RX-Pfades ist ein Phasenschieber PS verschaltet. Dadurch gelingt es, die Stromdichte, insbesondere bei Empfangsfrequenzen, zu minimieren und somit Nichtlinearitäten zu minimieren.
Figur 4b zeigt eine Duplexerschaltung, die sich von der
Duplexerschaltung DU der Figur 4a dahingehend unterscheidet, dass der Rx-Port erdsymmetrisch - d.h. balanced - ausgeführt ist. Dazu kann das im Rx-Pfad verschaltete Bandpassfilter BPF selbst eine Balun-Funktionalität umfassen.
Figur 5a zeigt eine Filterschaltung. Diese Filterschaltung unterscheidet sich von der Filterschaltung F der Figur 1 dadurch, dass ein Serienresonator parallel kaskadiert
ausgeführt ist. Die parallele Kaskade umfasst die beiden Resonatoren SRla und SRlb. In der Verschaltung sind die beiden kaskadierten Resonatoren SRla und SRlb dabei so bemessen, dass sie im Wesentlichen zusammen diejenige
Impedanz aufweisen, die ein einzelner, nicht kaskadierter Resonator in der ursprünglichen, nicht-kaskadierten
Verschaltung hätte.
Figur 5b zeigt eine Filterschaltung, die sich von der
Filterschaltung F der Figur 1 dadurch unterscheidet, dass ein Parallelresonator parallel kaskadiert ausgeführt ist. Die parallele Kaskade umfasst die beiden Resonatoren PRla und PRlb. Die Verschaltung beider kaskadierter Resonatoren PRla und PRla hat dabei im Wesentlichen diejenige Impedanz, die ein einzelner, nicht kaskadierter Resonator hätte.
Bei seriellen Kaskaden könnte eine Verbesserung der
Linearität erwartet werden, weil sich die pro Wandler
anliegende Spannung verringert. Zwei seriell kaskadierte Wandler benötigen jedoch im Wesentlichen die Vierfache Fläche auf einem piezoelektrischen Substrat, damit die Impedanz der seriellen Kaskade mit der Impedanz des ersetzten Wandlers übereinstimmt .
Es wurde nun herausgefunden, dass auch parallele Kaskaden die Linearität von Filterschaltungen deutlich verbessern können. Dies ist insofern vorteilhaft, als parallel kaskadierte
Wandler keinen erhöhten Flächenbedarf auf dem Substrat haben. Zusätzliche Signalleitungen bedürfen selbst nur wenig
zusätzlicher Fläche.
Figur 6 illustriert die relative Anordnung der Frequenzen f von HF-Signalen unterschiedlicher Ordnung. Die Ordinate ist ein Maß für die Leistung P. Mit „1" sind gewünschte
Basisfrequenzen erster Ordnung bezeichnet. Die Beträge der Störfrequenzen zweiter Ordnung, „2", unterscheiden sich von den Basisfrequenzen im Wesentlichen um die Beträge der
Basisfrequenzen selbst. Deshalb sind die Frequenzunterschiede zwischen Basisfrequenzen „1" und Störfrequenzen zweiter
Ordnung „2" relativ groß; solche Frequenzen können durch Bandpassfilter, Hochpassfilter oder Tiefpassfilter gut eliminiert werden. Mit „3" bezeichnete Frequenzen sind störende Frequenzen dritter Ordnung. Diese unterscheiden sich von störenden
Frequenzen zweiter Ordnung „2" durch Frequenzunterschiede in Höhe der Basisfrequenzen. Deshalb existieren im Allgemeinen Störfrequenzen dritter Ordnung in etwa bei Frequenzen der Basissignale. Solche Störfrequenzen „3" können durch
konventionelle Filtermaßnahmen nicht oder nicht ausreichend herausgefiltert werden. Die vorliegende Erfindung gibt Maßnahmen an, diese schlecht eliminierbaren Störfrequenzen dritter Ordnung „3" gar nicht erst oder nur mit verringerter Intensität entstehen zu lassen. Es werden also Filter angegeben, welche eine
verringerte Intensität an Störfrequenzen dritter Ordnung „3" aufweisen .
Figur 7 zeigt die statischen Kapazitäten Co verschiedener Wandler. Kurven „a", „b" und „c" zeigen die berechneten statischen Kapazitäten von Wandlern mit eingestellter
Kapazität. Die Aperturen aller drei Wandler sind dabei konstant. Bei allen drei Kurven wird das
Metallisierungsverhältnis n zwischen 0,4 und 0,8 variiert. Es ist deutlich zu erkennen, dass die jeweiligen statischen Kapazitäten im Wesentlichen unabhängig von ihrem
Metallisierungsverhältnis eingestellt werden können.
Die statischen Kapazitäten können jeweils entsprechend durch Einstellen der Apertur oder insbesondere der Fingerzahl gemäß Gleichung (1) erhalten werden.
Die gestrichelten Linien um beispielsweise Kurve „c" geben Kapazitäten von ca. 110% bzw. von 90% einer Referenzkapazität - vgl. Gleichung (1) - an.
Figur 8 zeigt die Anzahl der Finger für Wandler konstanter statischer Kapazität der Figur 7, wenn das
Metallisierungsverhältnis n variiert wird. Die Kurven „d" und „e" repräsentieren Wandler mit der statischen Kapazität der Kurve a der Figur 7. Die Kurven „f" und „g" repräsentieren Wandler mit der statischen Kapazität der Kurve „b" . Die
Kurven „h" und „i" repräsentieren Wandler mit der statischen Kapazität der Kurve „c" . Für Wandler mit einem Metallisierungsverhältnis von
65 gilt Folgendes :
orm gemäß Kurve „d^." hat ein Wandler 375 eine Apertur von 80 μπι.
orm gemäß Kurve e" hat ein Wandler 300 eine Apertur von 10 0 μπι.
orm gemäß Kurve f" hat ein Wandler 250 eine Apertur von 80 μπι.
orm gemäß Kurve „g" hat ein Wandler 200 eine Apertur von 10 0 μπι.
orm gemäß Kurve h" hat ein Wandler 125 eine Apertur von 80 μπι.
orm gemäß Kurve i" hat ein Wandler 100 eine Apertur von 10 0 μπι.
Die Figuren 7 und 8 zeigen also, wie das
Metallisierungsverhältnis von Wandlern zur Verringerung von Nichtlinearitäten einerseits variiert werden kann und
andererseits gewünschte statische Kapazitäten erhalten bleiben können. Das Einstellen der statischen Kapazitäten ist beispielsweise für die Impedanzanpassung von
Filterschaltungen wichtig.
Ein erfindungsgemäßes Filter und ein erfindungsgemäßes
Verfahren zur Herstellung sind nicht auf eine der
beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Kombinationen der Ausführungsbeispiele stellen ebenso erfindungsgemäß
Ausführungsbeispiele dar. Insbesondere stellen die
Bezeichnungen „erster" und „zweiter" Wandler keine
Positionsangabe der Wandler in einer Schaltung dar. Bezugs zeichenliste :
1, 2, 3: Frequenzlagen erster, zweiter, dritter Ordnung a, b, c: statische Kapazität
d, e, f,
g, h, i: Fingerzahl
A: Antennenanschluss
BAW: mit akustischen Volumenwellen arbeitendes
Bandpassfilter
BB : Stromsammeischiene
BPF: Bandpassfilter
COS: Cosinus-Wichtung
d: Fingerbreite
DU: Duplexer
EF: Elektrodenfinger
F: Filter
g: Abstand zwischen Elektrodenfinger und
gegenüberliegender Elektrode oder
gegenüberliegendem Stummelfinger
1: Länge der Elektrodenfinger
λ: Wellenlänge der akustischen Welle
p: Fingerabstand
PR1, PR2 : Parallelresonatoren
PS: Phasenschieber
Rx : Empfangssignalpfad
S: Länge der Stummelfinger
SF: Stummelfinger
SRI, SR2 : Serienresonatoren
TD1, TD2 : erster Wandler, zweiter Wandler
Tx : Sendesignalpfad
W: Apertur

Claims

Patentansprüche
1. Mit akustischen Wellen arbeitendes Filter (F), umfassend einen ersten elektroakustischen Wandler (TD1) für
akustische Oberflächenwellen oder für geführte akustische Volumenwellen mit einem ersten Metallisierungsverhältnis ι und einen zweiten elektroakustischen Wandler ( TD2 ) mit einem zweiten Metallisierungsverhältnis r\2r wobei gilt: 0 , 2 < ru < 0 , 8 und
0 , 2 < n2 0 , 8 und
ηι / 2 0 , 8 .
2 . Filter nach dem vorherigen Anspruch, wobei
der erste Wandler (TD1) Ni Finger und eine statische Kapazität Coi hat, der zweite Wandler ( TD2 ) N2 Finger und eine statische Kapazität C02 hat und wobei gilt:
Ni > N2 und
0 , 9 * C02 ^ Coi < 1, 1 * C02.
3. Filter nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei
der erste Wandler (TD1) eine Apertur Wi und der zweite Wandler ( TD2 ) eine Apertur W2 hat und wobei gilt: Wi > W2.
4. Filter nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei
- das Filter ein Duplexer (DU) mit einem Tx-Pfad (Tx) und einem Rx-Pfad (Rx) ist,
- der erste Wandler (TD1) und der zweite Wandler (TD1) in Serie in einem Signalpfad, ausgewählt aus Tx-Pfad (Tx) oder Rx-Pfad (Rx) , verschaltet sind.
5. Filter nach dem vorherigen Anspruch, ferner umfassend
einen BAW-Resonator (BAW) , wobei - der erste Wandler (TD1) und der zweite Wandler (TD2) in Serie im Rx-Pfad (Rx) verschaltet sind und
- der BAW-Resonator (BAW) im Tx-Pfad (Tx) verschaltet ist .
Filter nach einem der beiden vorherigen Ansprüche, wobei
- zwischen dem Tx-Pfad (Tx) und dem Rx-Pfad (Rx) ein Phasenschieber (PS) verschaltet ist.
Filter nach einem der vorherigen Ansprüche, ferner umfassend einen Antennenanschluss (A) , wobei der erste Wandler (TD1) zwischen dem Antennenanschluss (A) und dem zweiten Wandler (TD2) verschaltet ist.
Filter nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei
- der erste Wandler (TD1) und der zweite Wandler (TD2) dieselbe statische Kapazität Co aufweisen und
- der erste Wandler (TD1) mehr Finger (EF) oder eine kleinere Apertur (W) als der zweite Wandler (TD2) aufweist .
Filter nach einem der vorherigen Ansprüche, umfassend parallel kaskadierte Wandler.
Verfahren zur Herstellung eines mit akustischen Wellen arbeitenden Filters (F), umfassend die Schritte:
- Bereitstellen eines Filters (F) mit einem ersten
Wandler (TD1) mit einem ersten Metallisierungsverhältnis ι und einem zweiten Wandler (TD2) mit einem zweiten Metallisierungsverhältnis r\2r
- sukzessives Verkleinern des Verhältnisses ι / τ\2 und Bestimmen der nichtlinearen Komponenten bis ι = 0,2 und n2 = 0,8, - Einstellen des Verhältnisses ι / r\2, das durch die geringsten unerwünschten Frequenzanteile ausgezeichnet ist .
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