WO2011051209A1 - Verfahren und anordnung zur messung der signallaufzeit zwischen einem sender und einem empfänger - Google Patents

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WO2011051209A1
WO2011051209A1 PCT/EP2010/066032 EP2010066032W WO2011051209A1 WO 2011051209 A1 WO2011051209 A1 WO 2011051209A1 EP 2010066032 W EP2010066032 W EP 2010066032W WO 2011051209 A1 WO2011051209 A1 WO 2011051209A1
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WO
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signal
spectrum
lines
impulse response
channel impulse
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Application number
PCT/EP2010/066032
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English (en)
French (fr)
Inventor
Jörg HÜTTNER
Roland Gierlich
Andreas Ziroff
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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Publication date
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves

Definitions

  • the invention relates to a measurement of the signal propagation time Zvi ⁇ rule a UWB transmitter and a receiver FSCW.
  • An accurate determination of the position of a radio transmitter or the distance of the radio transmitter from a base station o.ä. is, for example, in the industrial environment of importance.
  • UWB signals ("ultra wide band" or ultra-wideband) offer a high signal bandwidth and therefore promise a comparatively high resolution and a higher accuracy.
  • the unambiguous relationship between the distance and the propagation time of the signal is used, i. ultimately, as in the present invention, it is a transit time measurement.
  • the terms "distance measurement” and “running time measurement” can therefore be used synonymously below in principle.
  • the methods for distance measurement with the aid of radio signals can be divided into three categories:
  • UWB systems These systems take advantage of new Regul istsvor ⁇ regulations that permit the emission of very wideband Sig- nal, but a very small exhibit spectral Leis ⁇ processing density.
  • Corresponding UWB systems are eg. US 7418029 B2, US 2006 / 033,662 Al or US 6,054,950 A ⁇ be known.
  • the receiver architectures may, for example, be non-coherent receivers with power detectors, whereby the accuracy of the range finding deteriorates in pure power detection.
  • coherent receivers can be used, which either require very long correlation times or an extremely high sampling rate.
  • the receiver consists of a correlator unit, in which the received pulse sequence is correlated with a lo ⁇ cal generated sequence.
  • the realization of such a receiver is comparatively expensive, since no commercial IC components are currently available. It is therefore the object of the present invention to provide a simple way to determine a distance between a transmitter and a receiver. This object is achieved by the inventions specified in the independent claims. Advantageous embodiments emerge from the dependent claims. In the inventive method for determining a
  • Runtime ⁇ of a signal between a UWB transmitting unit and a FSCW receiving unit is
  • the transmitting unit In a first step, the transmitting unit generates and sends out a pulsed transmission signal S tr , wherein the
  • Transmission signal S tr a broadband spectrum SPEK r with a
  • the transmitted signal S tr is received by the receiving unit, wherein the received signal S rx has a broadband spectrum SPEK rx with a multiplicity of lines m,
  • the transit time ⁇ is determined from the channel impulse response h n .
  • a partial spectrum TSPEK rx which covers a frequency range B with a narrower bandwidth H LPR and with a smaller number of lines m ', is first selected from the broadband spectrum SPEK rx of the received signal S rx .
  • the channel impulse response h m - (k) is determined and
  • Sub-step k for selecting a sub-spectrum TSPEK rx (k) a reference signal S L o (k), in particular a local oscillator signal, with a frequency f L0 (k) is generated, wherein
  • the received signal S rx is down-mixed in a mixer with the LO signal S L o (k) and
  • the narrow-band frequency range B (k) is selected.
  • the frequency f LO f L o (k) of the reference signal S L o (k) is thereby changed step by step for the individual substeps k.
  • Transmit signal S tr wherein the received signal S rx comprises a broadband spectrum SPEK rx with a plurality of lines m, and
  • An evaluation has, which is designed to determine from the received signal S rx a channel impulse response h n and from the channel impulse response h n the signal propagation time ⁇ .
  • the receiving unit also has:
  • an adjustable local oscillator for generating a
  • the receiving unit has a filter to which the baseband signal is fed and in which a narrow-band sub-spectrum TSPEK rx (k) can be selected from the spectrum of the baseband signal, wherein instead of the output signal of the
  • the present invention takes advantage of a UWB transmitter and the FSCW receiver from: -
  • the radiated from a UWB transmitter UWB signals and short radio frequency pulses are to be counted, as in those used before ⁇ lying invention.
  • the use of short RF pulses advantageously allows the construction of power-saving transmitter.
  • due to their high bandwidth and short time duration, such signals are outstandingly suitable for distance measuring systems.
  • FSCW signals are generally used in radar technology. Due to the evaluation of these signals in the frequency domain over a certain period, such systems benefit from a high processing gain. Further advantages of the invention lie, on the one hand, in the simple UWB transmitter architecture and, on the other hand, in the established narrow-band receiver structure.
  • the invention can be used particularly advantageously for locating and distance measurement in industrial environments where robust solutions and high resolution are required.
  • Figure 3 shows the time evolution of the phases 29ie ⁇ dener lines of the received spectrum and Figure 4 shows a section of the spectrum of the reception ⁇ signal, the individual lines are superimposed according to the different frequencies of the receiver local oscillator signals.
  • FIG. 1 shows a mobile transmitting unit 100 and a receiver 200.
  • the transmitting unit 100 has a pulse generator 110 which, with the aid of a coherently oscillating oscillator 120, transmits a broadband transmission signal S tr , for example with a bandwidth B r - 500 MHz , to a center frequency f tr of the oscillator 120, for example.
  • S tr 7.25 GHz gen ⁇ riert.
  • the frequency spectrum consists of lines from ⁇ stand the pulse repetition rate f rep with a fixed phase relationship zuein ⁇ other.
  • the shape and the oscillation frequency f tr of the output signal of the oscillator 120 define the shape and position of Einhül ⁇ sirloin of the transmission signal S tr fixed in the spectrum.
  • the frequency lines are formed. The frequency lines are at the
  • Frequencies that correspond to a multiple of the periodic pulse repetition rate are Frequencies that correspond to a multiple of the periodic pulse repetition rate.
  • the transmission signal S tr here consists of a plurality of pulses, wherein two consecutive pulses have a time interval l / f r ep. Each pulse may be a cosine superimposed with a Facultyecksig ⁇ nal or multiplied.
  • the transmission signal S tr can then be written as
  • FIG. 2A shows the time profile of the pulsed transmission signal S tr emitted by the transmitting unit 100
  • FIG. 2B represents the spectrum of the transmission signal S tr
  • the cutout marked in the corresponding left-hand diagram is shown enlarged in the right-hand diagram.
  • the rx from the received signal S re- constructed can depend on the duration ⁇ of the signal depends ⁇ .
  • H m (co) H (co) * SPEK tr (co).
  • c m is a (complex) coefficient and f rep, as mentioned above, is the pulse repetition rate of the transmitted signal.
  • a Fourier transformation particularly a discrete Fou ⁇ riertransformation (DFT)
  • the transfer function H m (co) and the coefficients c m of the transfer function provides the channel impulse response h n (t) in the time domain from which ultimately the propagation time is determined ⁇ :
  • the receiver 200 (FIG. 1) has an antenna 210 for receiving the signal S tr emitted by the transmitter 100.
  • the received time signal S rx is also pulsed in accordance with the transmitted time signal S tr . However, for each frequency line m of the spectrum of S rx , the received signal has a phase shift c m * exp (-j * 2 ⁇ * m * f rep * ⁇ ) from that
  • Phase of the corresponding frequency spectrum of the spectrum of S r where ⁇ is the transit time of a transmitted signal from S r Sender 100 corresponds to the receiver 200 and where c m is the complex coefficient introduced above.
  • B (k) thus corresponds to a narrow-band partial spectrum TSPEK rx of the spectrum SPEK rx , which covers a frequency range B with a narrower bandwidth H LPR and with a smaller number of lines m 'than the full spectrum SPEK rx .
  • the amplified signal S rx ' is down-converted for conversion into the base ⁇ band in a mixer 230 with a local oscillator 240 locally generated oscillator signal S L o the LO frequency f L o (k) and thus sampled reel.
  • the mixer 230 removable signal is first filtered in a filter 250, whereby a schmalban ⁇ ended frequency range B (k) is filtered out of the baseband signal, and then supplied for further processing to an analog / digital converter (A / D) converter 260 ,
  • the filter 250 has a bandwidth H LPR , for example, the filter may be designed as a rectangular low-pass filter.
  • the receiver 200 is also designed in accordance with the bandwidth B tr of the transmission signal S tr also broadband.
  • Af L0 f L o (k) - f L o (kl) remains constant between two consecutive sub-steps k-1, k.
  • the UWB reception band is identical to the UWB transmission band of the transmitter 100.
  • a signal S L o (k) with the Fre acid sequence f L0 (k) is generated, this signal S L o (k) with respect to the phase of the preceding signal S L o (k) generated in phase becomes.
  • this signal S L o (k) with respect to the phase of the preceding signal S L o (k) generated in phase becomes.
  • FIG. 4 shows by way of illustration a diagram in which both the frequencies f L0 (k) of the receiver oscillator 240 are shown and also the spectrum of the received signal S rx with lines m at frequencies f rx (m) and (indicated) the resulting narrow-band frequency ranges che ⁇ B (k).
  • f rx (ml), f rx (m), f rx (m + l) are excellent.
  • Adjacent frequencies such as f (kl), f (k), f (k + l) and the bandwidth of the filter 250 can be tuned to each other such that the respective frequency ranges B (kl), B (k), B ( k + 1), each covering a bandwidth H LPR , overlap at the edges.
  • the tuning can also be such that no overlapping of adjacent frequency ranges B occurs.
  • the further signal processing in the A / D converter 260 includes at least the steps a) and b) described above, in which the channel impulse response h k is determined in each sub-step k on the basis of the lines lying in the frequency range B (k) and from the Kanalimpulsant ⁇ word h k the term ⁇ is determined.
  • the coefficients c are first ⁇ be true, followed by a Fourier transform.
  • the created by the pulses of the transmitter 100milinspekt ⁇ rum ( Figure 2B) is in the receiver 200 successively by means of the mixer 230, quasi-coherently in a narrow base be converted band signal.
  • the frequency lines can be easily detected by the A / D converter 260 at a moderate sampling rate in the MHz range.
  • the baseband width should here advantageously correspond at least to the frequency line distances Af L0 .
  • a / D converter 260 is transferred to the digital level.
  • the sampling times used in the A / D conversion also determine the phase reference to the signal.
  • the temporal information is obtained from the phase relationship of the frequency lines thus received in succession. In this case, one makes use of the fact that a phase difference occurs between two adjacent frequency lines of the received spectrum due to the transit time ⁇
  • TDoA time difference of arrival
  • the distance measurement procedure can be summarized as follows:
  • the UWB transmitter 100 transmits a pulsed time signal S tr .
  • the corresponding spectrum of the pulsed signal has lines whose distance from one another corresponds to the pulse repetition rate.
  • the receiver 200 processes per time step At not the complete signal in the spectrum, but only individual lines thereof. These are successively assembled by the receiver 200
  • LO frequency f L0 (k) of the local oscillator in stages k (per time step At a stage k) is stepped through until the entire transmission spectrum is detected. In the reception range, the channel impulse response is keep ent ⁇ . This is assembled successively.
  • the channel impulse response provides information about the transit time ⁇ of the signals from the transmitter 100 to the receiver 200 or via the distance d between them.
  • a multi-dimensional position p can be determined, for example, with the aid of the so-called "TDoA” method (time difference of arrival) over the time differences to different receivers. Assuming that there are multiple receivers or base stations, a multi-channel system in the base stations can provide the time difference between the incoming channels. The delay difference between several channels of the receiver is evaluated. Thus, information is obtained which can be evaluated by the known TDoA method.
  • TDoA time difference of arrival
  • synchronous base stations or receivers may execute a measurement "simultaneously". This method is similar to that described above, but here the stations are synchronized with each other, for example via a suitable radio interface.
  • a TDoA measurement via a reference transmitter is possible, with an additional UWB transmitter acting as a reference.
  • an additional UWB transmitter acting as a reference.
  • a different Pulswiederhol ⁇ frequency or by a suitable modulation of the reference transmitter and the mobile transmitter can be distinguished.
  • only a rough synchronization is necessary with several base stations due to the small frequency difference between the transmitters.
  • the quality, eg the signal-to-noise ratio and the phase noise, of the baseband signal is strongly dependent on the quality of the oscillators used in the transmitter and in the receiver.
  • the filter bandwidth of the IF and baseband filters 250 and the spacing of two LO frequencies f L0 (k), f L0 (k + 1) can thus be determined. be selected, that at least one line of the received signal is present in both baseband signals.
  • the received signal S rx can be recorded at a constant frequency f L0 over a longer time ⁇ t and its frequencies can be determined exactly.
  • the longer observation time increases the processing gain and thereby increases the signal-to-noise ratio.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Messung der Signallaufzeit τ zwischen einer UWB-Sendeeinheit und einer FSCW-Empfangeeinheit. Bei dem Verfahren, welches in mehreren Teilschritten k mit k=1,2, 3,... erfolgt, wird von der Sendeeinheit ein gepulstes Sendesignal Str erzeugt und ausgesendet, wobei das Sendesignal Str ein breitbandiges Spektrum SPEKtr mit einer Vielzahl von Linien w aufweist, wird das ausgesendete Signal Str von der Empfangseinheit empfangen, wobei das empfangene Signal Srx ein breitbandiges Spektrum SPEKrx mit einer Vielzahl von Linien m aufweist, wird aus dem breitbandigen Spektrum SPEKrx des empfangenen Signals Srx ein Frequenzbereich B(k) mit einer schmaleren Bandbreite HLPR und mit einer geringeren Anzahl von Linien m' ausgewählt, wobei in jedem Teilschritt k ein anderer schmalbandiger Frequenzbereich B(k) ausgewählt wird, wird anhand des ausgewählten Frequenzbereiches B(k) die Kanalimpulsantwort hm' ermittelt, wird in einem vierten Schritt aus der Kanalimpulsantwort die Laufzeit τ bestimmt.

Description

Beschreibung
Verfahren und Anordnung zur Messung der Signallaufzeit zwischen einem Sender und einem Empfänger
Die Erfindung betrifft eine Messung der Signallaufzeit zwi¬ schen einem UWB-Sender und einem FSCW-Empfänger .
Eine genaue Bestimmung der Position eines Funksenders bzw. des Abstands des Funksenders von einer Basisstation o.ä. ist bspw. im industriellen Umfeld von Bedeutung. Dabei ist es neben der Forderung nach kosten- und stromsparenden Messsystemen insbesondere für Anwendungen in geschlossenen Räumen oder Hallen aufgrund von möglichen störenden Mehrwegereflexionen notwendig, Messsysteme mit hoher Auflösung einzusetzen, um
Fehler in der Abstandsmessung zu vermeiden. Bspw. UWB-Signale ("ultra wide band" bzw. Ultra-Breitband) bieten eine hohe Signalbandbreite und versprechen deshalb eine vergleichsweise hohe Auflösung und eine höhere Genauigkeit.
Für die Positions- bzw. Abstandsbestimmung sind verschiedene Methoden bekannt, die bspw. optische Signale, Ultraschall- Signale oder Funksensoriken nutzen. In der Regel wird auf den eindeutigen Zusammenhang zwischen dem Abstand und der Lauf- zeit des Signals zurück gegriffen, d.h. letztlich handelt es sich wie auch in der vorliegenden Erfindung um eine Laufzeitmessung. Die Begriffe "Abstandsmessung" und "LaufZeitmessung" können daher im Folgenden im Prinzip synonym verwendet werden .
Insbesondere die Verfahren zur Abstandsmessung mit Hilfe von Funksignalen lassen sich in drei Kategorien einteilen:
- Kommunikationsbasierte Systeme: Hier wird das primär zu Kommunikationszwecken verwendete Signal zur Entfernungsmes¬ sung eingesetzt. Da in vielen Kommunikationssystemen geringere Ansprüche an die Synchronisation gestellt werden bzw. ein nur sehr schmalbandiger Funkkanal zur Verfügung steht, sind keine hohen erreichbaren Genauigkeiten der Abstandsmessung zu erwarten .
- FMCW-/FSCW-Lösungen : Diese Systeme arbeiten in den ISM- Bändern ( " Industrial , Scientific, and Medical") und ermögli¬ chen die Bestimmung eines Entfernungswertes ähnlich wie beim klassischen FMCW-Radar (frequenzmoduliertes Dauerstrichsignal bzw. frequency modulated continuous wave) durch das Durch¬ stimmen einer Sendefrequenz. Dabei werden zum Einen transpon- derbasierte bzw. sog. "Backscatter"-Lösungen eingesetzt und zum Anderen Empfänger, die sich hierauf synchronisieren können. Diese Systeme sind in ihrer Nutzung auf die hierfür freigegebenen Bänder beschränkt. In der Regel sind dies die ISM-Bänder, bei denen bspw. im 24 GHz Band eine Bandbreite von 80 MHz und im 5,8 GHz Band eine Bandbreite von 150 MHz zur Verfügung stehen.
- UWB-Systeme: Diese Systeme nutzen neue Regulierungsvor¬ schriften aus, die die Aussendung von sehr breitbandigen Sig- nalen erlauben, die jedoch eine sehr geringe spektrale Leis¬ tungsdichte aufweisen. Entsprechende UWB-Systeme sind bspw. aus US 7418029 B2, US 2006 / 033662 AI oder US 6054950 A be¬ kannt. Die Empfängerarchitekturen können bspw. nichtkohärente Empfänger mit Leistungsdetektoren sein, wobei sich bei einer reinen Leistungsdetektion die Genauigkeit der Entfernungsmessung verschlechtert. Zum Anderen können auch kohärente Empfänger eingesetzt werden, die jedoch entweder sehr lange Korrelationszeiten benötigen oder eine extrem hohe Abtastrate. In der Regel besteht der Empfänger aus einer Korre- latoreinheit , in der die empfangene Pulssequenz mit einer lo¬ kal generierten Sequenz korreliert wird. Die Realisierung eines solchen Empfängers ist jedoch vergleichsweise aufwändig, da derzeit keine kommerziellen IC-Komponenten verfügbar sind. Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine einfache Möglichkeit anzubieten, einen Abstand zwischen einem Sender und einem Empfänger zu bestimmen. Diese Aufgabe wird durch die in den unabhängigen Ansprüchen angegebenen Erfindungen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen. Beim erfindungsgemäßen Verfahren zur Bestimmung einer
Laufzeit τ eines Signals zwischen einer UWB-Sendeeinheit und einer FSCW-Empfangseinheit , wird
- in einem ersten Schritt von der Sendeeinheit ein gepulstes Sendesignal Str erzeugt und ausgesendet, wobei das
Sendesignal Str ein breitbandiges Spektrum SPEKr mit einer
Vielzahl von Linien w aufweist,
- in einem zweiten Schritt das ausgesendete Signal Str von der Empfangseinheit empfangen, wobei das empfangene Signal Srx ein breitbandiges Spektrum SPEKrx mit einer Vielzahl von Linien m aufweist,
- in einem dritten Schritt in der Empfangseinheit eine
Kanalimpulsantwort hn des empfangenen Signals Srx ermittelt und
- in einem vierten Schritt aus der Kanalimpulsantwort hn die Laufzeit τ ermittelt.
In einer vorteilhaften Weiterbildung wird nach dem zweiten Schritt zunächst aus dem breitbandigen Spektrum SPEKrx des empfangenen Signals Srx ein Teilspektrum TSPEKrx, das einen Frequenzbereich B mit einer schmaleren Bandbreite HLPR und mit einer geringeren Anzahl von Linien m' abdeckt, ausgewählt. Im dritten Schritt wird dann anhand der Linien m' des
ausgewählten Teilspektrums TSPEKrx die Kanalimpulsantwort hm- ermittelt. Aus dieser Kanalimpulsantwort hm- wird schließlich im vierten Schritt die Laufzeit τ bestimmt.
In einer alternativen Weiterbildung des Verfahrens erfolgt dieses in mehreren Teilschritten k mit k=l,2,3,..., wobei
- nach dem zweiten Schritt zunächst aus dem breitbandigen
Spektrum SPEKrx des empfangenen Signals Srx ein Teilspektrum
TSPEKrx (k), das einen Frequenzbereich B(k) mit einer schmaleren Bandbreite HLPR und mit einer geringeren Anzahl von Linien m' abdeckt, ausgewählt wird, wobei in jedem Teilschritt k ein anderes schmalbandiges Teilspektrum
TSPEKrx ( k) ausgewählt wird,
- im dritten Schritt anhand der Linien m' des ausgewählten Teilspektrums TSPEKrx(k) die Kanalimpulsantwort hm- (k) ermittelt wird und
- im vierten Schritt aus dieser Kanalimpulsantwort hm- (k) die Laufzeit τ bestimmt wird.
In einer Weiterbildung dieser Alternative wird in einem
Teilschritt k zur Auswahl eines Teilspektrums TSPEKrx(k) ein Referenzsignal SLo(k), insbesondere ein Lokaloszillator- Signal, mit einer Frequenz fL0(k) erzeugt wird, wobei
- das empfangene Signal Srx in einem Mischer mit dem LO- Signal SLo(k) heruntergemischt wird und
- aus dem daraus resultierenden Ausgangssignal des Mischers der schmalerbandige Frequenzbereich B(k) ausgewählt wird.
Die Frequenz fLO=fLo(k) des Referenzsignals SLo(k) wird dabei für die einzelnen Teilschritte k stufenweise verändert.
In einer erfindungsgemäßen Abstandsmessanordnung zur Messung einer Signallaufzeit τ zwischen einer Sendeeinheit und einer Empfangeeinheit, ist vorgesehen, dass
die Sendeeinheit
- ausgebildet ist als Ultrabreitband-Sender, der geeignet ist zum Aussenden eines gepulstens Sendesignals Str, wobei das Sendesignal Str ein breitbandiges Spektrum SPEKr mit einer Vielzahl von Linien w aufweist, und
die Empfangseinheit
- einen FSCW-Empfänger zum Empfangen des ausgesendeten
Sendesignals Str aufweist, wobei das empfangene Signal Srx ein breitbandiges Spektrum SPEKrx mit einer Vielzahl von Linien m umfasst, und
- eine Auswerteeinheit aufweist, die ausgebildet ist, um aus dem empfangenen Signal Srx eine Kanalimpulsantwort hn und aus der Kanalimpulsantwort hn die Signallaufzeit τ zu ermitteln . In einer Weiterbildung der Abstandsmessanordnung weist die Empfangseinheit weiterhin auf:
- einen einstellbaren Lokaloszillator zum Erzeugen eines
Lokaloszillator-Signals SLo(k), wobei das Signal SLo(k) eine Frequenz fL0(k) aufweist, welche in Schritten k mit k=l,2,... einstellbar ist,
- einen Mischer, dem das empfangene Signal Srx und das LO- Signal SLo(k) zuführbar sind und in dem diese Signale in ein Basisbandsignal gemischt werden,
wobei das Ausgangssignal des Mischers zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort hn und der Signallaufzeit τ in der
Auswerteeinheit dient.
Weiterhin weist die Empfangseinheit einen Filter auf, dem das Basisbandsignal zugeführt ist und in dem aus dem Spektrum des Basisbandsignals ein schmalerbandiges Teilspektrum TSPEKrx(k) auswählbar ist, wobei an Stelle des Ausgangssignals des
Mischers das Ausgangssignal des Filters zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort hn und der Signallaufzeit τ in der
Auswerteeinheit dient.
Die vorliegende Erfindung nutzt die Vorteile eines UWB- Senders und die des FSCW-Empfängers aus: - Zu den von einem UWB-Sender abgestrahlten UWB-Signalen sind auch kurze Hochfrequenzpulse zu zählen, wie sie in der vor¬ liegenden Erfindung zum Einsatz kommen. Die Nutzung kurzer HF-Pulse erlaubt vorteilhafterweise den Aufbau stromsparender Sender. Darüber hinaus sind derartige Signale aufgrund ihrer hohen Bandbreite und kurzen Zeitdauer hervorragend für Ab- standsmesssysteme geeignet.
- Entsprechend der US-amerikanischen Zulassungsbehörde FCC dürfen auch lediglich gepulste und nicht FMCW modulierte Sig- nale ausgesendet werden. FSCW-Signale kommen in der Regel in der Radartechnik zum Einsatz. Aufgrund der Auswertung dieser Signale im Frequenzbereich über einen gewissen Zeitraum profitieren solche Systeme von einem hohem Prozessierungsgewinn . Weitere Vorteile der Erfindung liegen zum Einen in der simplen UWB-Sender-Architektur, zum Anderen in der etablierten schmalbandigen Empfängerstruktur .
Im einfachsten Fall ist senderseitig lediglich ein kohärent anschwingender Pulsgenerator notwendig, dessen Wiederholfrequenz durch eine Oszillatorschaltung vorgegeben wird. Im Gegensatz zu klassischen UWB-Empfängersystemen ist eine schmalbandige Zwischenfrequenz-Architektur möglich, die vergleichbar mit der von FSCW-Systemen ist. Anders als bei UWB- Korrelationsempfängern mit festen Korrelationssignalen kann über die Wahl der Messdauer auch der Prozessierungsgewinn be- einflusst werden. Des Weiteren ermöglicht diese Architektur den quasikohärenten Empfang des UWB-Signals. Dies beinhaltet, dass das auszuwertende Signal nicht auf einmal empfangen, sondern kohärent zusammengesetzt wird. Demzufolge kann auch die Phaseninformation mit zur Auswertung genutzt werden. Dies ist prinzipbedingt für die exakte Bestimmung der Kanalimpuls¬ antwort unabdingbar.
Die Erfindung lässt sich besonders vorteilhaft zur Ortung und Abstandsmessung im industriellen Umfeld anwenden, wo robuste Lösungen und eine hohe Auflösung gefordert sind.
Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung er¬ geben sich aus dem im Folgenden beschriebenen Ausführungsbeispiel sowie anhand der Zeichnungen.
Dabei zeigt :
Figur 1 eine erfindungsgemäße Anordnung zur Laufzeit¬ messung,
Figur 2A, B das Sendesignal in Abhängigkeit von der Zeit und von der Frequenz,
Figur 3 die zeitliche Entwicklung der Phasen verschie¬ dener Linien des Empfangsspektrums und Figur 4 einen Ausschnitt aus dem Spektrum des Empfangs¬ signals, dem einzelne Linien entsprechend den unterschiedlichen Frequenzen der Empfänger- Lokaloszillatorsignale überlagert sind.
Die Figur 1 zeigt eine mobile Sendeeinheit 100 sowie einen Empfänger 200. Die Sendeeinheit 100 weist neben einer Antenne 130 einen Pulsgenerator 110 auf, der mit Hilfe eines kohärent anschwingenden Oszillators 120 ein breitbandiges Sendesignal Str, bspw. mit einer Bandbreite B r — 500 MHz, um eine Mittel— frequenz ftr des Oszillators 120, bspw. ftr = 7,25 GHz, gene¬ riert. Das Frequenzspektrum besteht somit aus Linien im Ab¬ stand der Pulswiederholrate frep mit festem Phasenbezug zuein¬ ander .
Die Form und die Oszillationsfrequenz ftr des Ausgangssignals des Oszillators 120 legen die Form und Position der Einhül¬ lenden des Sendesignals Str im Spektrum fest. Durch das kohä¬ rente und periodische Ansteuern des Oszillators 120 entstehen die Frequenzlinien. Dabei liegen die Frequenzlinien bei den
Frequenzen, die einem Vielfachen der periodischen Pulswiederholrate entsprechen.
Das Sendesignal Str besteht hier aus mehreren Pulsen, wobei zwei aufeinander folgende Pulse einen zeitlichen Abstand l/frep aufweisen. Jeder Puls kann eine mit einem Rechtecksig¬ nal überlagerte bzw. multiplizierte Cosinusfunktion sein. Das Sendesignal Str lässt sich dann schreiben als
^ k
Str(t) = p(t) * 2 8(t ) , wobei p(t) = rect(t - Tpuls) · cos (co0t)
k "^rep
"δ" ist die Dirac-Funktion und "rect (t-Tpuis) " symbolisiert die Rechteckfunktion, wobei Tpuis die Zeitspanne angibt, für die der Puls gesendet werden soll. Weiterhin gilt coo = 2 ftr-
Die Figur 2A zeigt den zeitlichen Verlauf des von der Sendeeinheit 100 ausgesendeten gepulsten Sendesignals Str, während die Figur 2B das Spektrum des Sendesignals Str darstellt. Da¬ bei ist in den Figuren 2A, 2B im rechten Diagramm jeweils der im entsprechenden linken Diagramm markierte Ausschnitt vergrößert dargestellt.
Zur Bestimmung des Abstands zwischen Sender 100 und Empfänger 200 wird ausgenutzt, dass die Kanalimpulsantwort h(t) (bzw. deren Fouriertransformierte, die Transfer- oder auch Übertra¬ gungsfunktion H( co ) ) , die aus dem empfangenen Signal Srx re- konstruiert werden kann, von der Laufzeit τ des Signals ab¬ hängt. Bekanntermaßen besteht im Frequenzraum zwischen dem Spektrum SPEK r des ausgesendeten Signals Str und dem Spektrum SPEKrx des empfangenen Signals Srx der Zusammenhang
SPEKrx (co) = H(co) · SPEKtr (co) . Wie sich leicht zeigen lässt, lässt sich Hm ( co ) für einen bestimmten Kanal m (d.h. für eine Frequenzlinie ftr(m) = m · frep des Spektrums SPEKtr mit m=0 , 1 , 2 , ...) beschreiben mit Hm (co) = cm · exp (-j · 2π · m · frep · τ) , wobei τ der
Laufzeit des ausgesendeten Signals vom Sender 100 zum Empfänger 200 entspricht, cm ein (komplexer) Koeffizient ist und frep wie oben erwähnt die Pulswiederholrate des ausgesendeten Signals ist.
Eine Fouriertransformation, insbesondere eine diskrete Fou¬ riertransformation (DFT) , der Transferfunktion Hm ( co ) bzw. der Koeffizienten cm der Transferfunktion liefert die Kanalimpulsantwort hn(t) in der zeitlichen Domäne, aus der letztlich die Laufzeit τ bestimmt wird: hn(t) = DFT{Hm (co) } = cn · δ(η / frep - τ)
Der Empfänger 200 (Figur 1) weist eine Antenne 210 zum Empfangen des vom Sender 100 ausgesendeten Signals Str auf. Das empfangene Zeitsignal Srx ist entsprechend dem ausgesendeten Zeitsignal Str ebenfalls gepulst. Jedoch weist das empfangene Signal für jede Frequenzlinie m des Spektrums von Srx eine Phasenverschiebung cm · exp (—j · 2π · m · frep · τ) gegenüber der
Phase der entsprechenden Frequenzl inie des Spektrums von S r auf, wobei τ der Laufzeit eines ausgesendeten Signals vom Sender 100 zum Empfänger 200 entspricht und wobei cm der oben eingeführte komplexe Koeffizient ist.
Dies ist in der Figur 3 für verschiedene Frequenzen f (m) mit m=l, 2, 3, w-2, w-1, w dargestellt, wobei angenommen wird, dass das Spektrum des Sendesignals eine Anzahl w verschiedene Linien aufweist. Zu einem Zeitpunkt τ, der der Laufzeit ent¬ spricht, weisen die verschiedenen Linien m des Spektrums im Empfänger unterschiedliche Phasen Φ (m) auf. Dabei ist die Laufzeit τ zwar in der Phase jeder einzelnen Linie enthalten. Aufgrund der Periodizität und des damit verbundenen schmalen Eindeutigkeitsbereiches kann die Laufzeit aus der Phasenin¬ formation einer einzelnen Linie nicht eindeutig reproduziert werden. Es ist jedoch möglich, aus den Phasenverschiebungen für mehrere verschiedene Linien m des Spektrums des Empfangs¬ signals auf die Laufzeit τ zu schließen. Das Ziel ist es al¬ so, für die einzelnen Linien m des Spektrums SPEKrx des Empfangssignals Srx die Koeffizienten cm zu ermitteln (sowohl Phase als auch Amplitude) .
Hierzu wird das empfangene Signal Srx zunächst in einem Ver¬ stärker 220 verstärkt, resultierend in einem verstärkten Sig¬ nal Srx'. Prinzipiell wäre es möglich, an dieser Stelle die weitere Signalverarbeitung, umfassend
a) die Ermittlung der Kanalimpulsantwort anhand der Linien m des Spektrums SPEKrx sowie
b) die Bestimmung der Laufzeit τ aus der Kanalimpulsantwort, aus zuführen . Es ist jedoch vorteilhaft, das empfangene und ggf. verstärkte Signal zunächst in ein Basisband herunter zu mischen, an¬ schließend mit Hilfe eines Filters aus dem Basisband einen schmalbandigen Frequenzbereich zu wählen, der nur noch eine bestimmte Anzahl von Linien enthält, und schließlich anhand dieser Linien die Signalverarbeitung mit a) und b) auszuführen. Aufgrund der somit geringeren zu verarbeitenden Datenmenge werden entsprechend geringere Anforderungen an die Hardware gestellt. Dieses Verfahren erfolgt in mehreren Teilschritten k, wobei in jedem Teilschritt k ein anderer schmalbandiger Frequenzbereich B(k) ausgewählt wird. B(k) entspricht also einem schmalbandigen Teilspektrum TSPEKrx des Spektrums SPEKrx, das einen Frequenzbereich B mit einer schmaleren Bandbreite HLPR und mit einer geringeren Anzahl von Linien m' abdeckt als das volle Spektrum SPEKrx. Das verstärkte Signal Srx' wird zur Überführung in das Basis¬ band in einem Mischer 230 mit einem in einem Lokaloszillator 240 lokal generierten Oszillatorsignal SLo der LO-Frequenz fLo(k) heruntergemischt und somit reel abgetastet. Das dem Mischer 230 entnehmbare Signal wird zunächst in einem Filter 250 gefiltert, wodurch aus dem Basisbandsignal ein schmalban¬ diger Frequenzbereich B(k) herausgefiltert wird, und anschließend zur weiteren Verarbeitung einem Analog/Digital- Wandler (A/D-Wandler) 260 zugeführt. Der Filter 250 weist eine Bandbreite HLPR auf, bspw. kann der Filter als rechteckiger Tiefpassfilter ausgelegt sein. Der Empfänger 200 ist entsprechend der Bandbreite Btr des Sendesignals Str ebenfalls breit- bandig ausgelegt.
Die Frequenz fL0 des Lokaloszillatorsignals SLo des Empfängers 200 ist einstellbar. Dies wird beim erfindungsgemäßen Verfahren genutzt, um die Frequenz fL0 wie bei einem FSCW-Radar- System in Stufen k mit k=0,l,2,... über das gesamte UWB- Empfangsband zu verstellen, wobei die Differenz
AfL0 = fLo(k) - fLo(k-l) zwischen zwei aufeinanderfolgenden Teilschritten k-1, k konstant bleibt. Dabei ist das UWB- Empfangsband identisch zum UWB-Sendeband des Senders 100.
In einem Teilschritt k wird ein Signal SLo(k) mit der Fre¬ quenz fL0(k) erzeugt, wobei dieses Signal SLo(k) in Bezug auf die Phase des vorhergehenden Signals SLo(k-l) phasenrichtig erzeugt wird. D.h. zu jedem Zeitpunkt und zu jeder Frequenz¬ stufe k ist die relative Phase des LO-Signals SLo(k) bekannt (d.h. die Phasenbeziehung zwischen zwei Signalen SLo(k), SLo(k+l) ist bekannt) . Die Figur 4 zeigt zur Erläuterung ein Diagramm, in dem sowohl die Frequenzen fL0(k) des Empfänger- Oszillators 240 dargestellt sind als auch das Spektrum des Empfangssignals Srx mit Linien m bei Frequenzen frx (m) sowie (angedeutet) die resultierenden schmalbandigen Frequenzberei¬ che B(k) . Der Übersichtlichkeit wegen sind nur einige weniger Linien frx(m-l), frx (m) , frx(m+l) ausgezeichnet.
Benachbarte Frequenzen wie bspw. f(k-l), f(k), f(k+l) und die Bandbreite des Filters 250 können so aufeinander abgestimmt werden, dass sich die entsprechenden Frequenzbereiche B(k-l), B(k), B(k+1), die jeweils eine Bandbreite HLPR abdecken, an den Rändern überlappen. Alternativ kann die Abstimmung auch derart sein, dass keine Überlappung benachbarter Frequenzbe- reiche B auftritt.
Die weitergehende Signalverarbeitung im A/D-Wandler 260 beinhaltet zumindest die oben beschriebenen Schritte a) und b) , bei denen in jedem Teilschritt k anhand der im Frequenzbe- reich B(k) liegenden Linien in an sich bekannter Weise die Kanalimpulsantwort hk ermittelt und aus der Kanalimpulsant¬ wort hk die Laufzeit τ bestimmt wird. Zur Ermittlung der Ka¬ nalimpulsantwort werden zunächst die Koeffizienten c be¬ stimmt, gefolgt von einer Fouriertransformation.
Der hier vorgeschlagene Ansatz zur Messung des Abstandes zwischen Sender 100 und Empfänger 200 basiert auf einem sukzes¬ siven Abtasten des Spektrums SPEKrx des Empfangssignals Srx, wobei bei jedem Teilschritt k und damit mit jeder Frequenz fLo(k) jeweils ein durch den Filter 250 vorgegebener schmal- bandiger Frequenzbereich B(k) mit einer Bandbreite HLPR des Linienspektrums des Empfangssignals Srx verarbeitet wird. Es werden keine einzelnen Pulse mehr ausgewertet, sondern das komplexe Signal der jeweiligen Frequenzlinie.
Das durch das Pulsen des Senders 100 entstandene Linienspekt¬ rum (Figur 2B) wird im Empfänger 200 mit Hilfe des Mischers 230 sukzessive, quasikohärent in ein schmalbandiges Basis- bandsignal umgesetzt werden. Durch eine Analyse der Frequenz¬ linien in diesem schmalbandigen Signal können die Frequenzlinien einfach mit dem A/D-Wandler 260 mit moderater Abtastrate im MHz-Bereich erfasst werden. Die Basisbandbreite sollte hier vorteilhafterweise mindestens den Frequenzlinienabstän- den AfL0 entsprechen.
Wichtig ist hierbei eine bekannte Phasenbeziehung zwischen dem Oszillator 240 und dem A/D-Wandler 260. Zur weiteren Sig- nalverarbeitung wird das Ausgangssignal des Filters 250 im
A/D-Wandler 260 in die digitale Ebene überführt. Die bei der A/D-Wandlung verwendeten AbtastZeitpunkte legen ebenfalls den Phasenbezug zum Signal fest. Aus der Phasenbeziehung der so jeweils hintereinander aufgenommen Frequenzlinien wird die zeitliche Information gewonnen. Zunutze macht man sich hierbei die Tatsache, dass sich zwischen zwei benachbarten Frequenzlinien des empfangenen Spektrums aufgrund der Laufzeit τ ein Phasenunterschied
ΔΦ=2π*Δΐ*τ ausbildet.
Da der absolute StartZeitpunkt nicht bekannt ist, werden letztlich lediglich die Laufzeitunterschiede in eine TDoA (time difference of arrival) Ansatz ausgewertet.
Das Verfahren zur Abstandsmessung lässt sich folgendermaßen zusammenfassen :
Der UWB-Sender 100 sendet ein gepulstes Zeitsignal Str aus. Das entsprechende Spektrum des gepulsten Signals weist Linien auf, deren Abstand voneinander der Pulswiederholrate entspricht.
Der Empfänger 200 verarbeitet pro Zeitschritt At nicht das komplette Signal im Spektrum, sondern nur einzelne Linien daraus. Diese werden sukzessive zusammengesetzt, indem die
LO-Frequenz fL0(k) des Empfangsoszillators in Stufen k (je Zeitschritt At eine Stufe k) stufenweise durchgeschaltet wird, bis das gesamte Sendespektrum erfasst ist. Im Empfangsspektrum ist auch die Kanalimpulsantwort ent¬ halten. Diese wird sukzessive zusammengesetzt.
Die Kanalimpulsantwort gibt Auskunft über die Laufzeit τ der Signale vom Sender 100 zum Empfänger 200 bzw. über den dazwischen liegenden Abstand d.
Eine mehrdimensionale Position p kann bspw. mit Hilfe des sog. "TDoA"-Verfahrens (time difference of arrival) über die Zeitdifferenzen zu verschiedenen Empfängern bestimmt werden. Davon ausgehend, dass mehrere Empfänger bzw. Basisstationen vorhanden sind, kann ein Mehrkanalsystem in den Basisstationen die Zeitdifferenz zwischen den einfallenden Kanälen liefern. Der Laufzeitunterschied zwischen mehreren Kanälen des Empfängers wird ausgewertet. Somit erhält man eine Informati- on, die mit dem bekannten TDoA-Verfahren ausgewertet werden kann .
Alternativ können synchrone Basisstationen bzw. Empfänger "gleichzeitig" jeweils eine Messung ausführen. Dieses Verfah- ren ist ähnlich dem oben beschriebenen, allerdings sind hier die Stationen zueinander synchronisiert, bspw. über eine geeignete Funkschnittstelle.
Alternativ ist auch eine TDoA-Messung über einen Referenzü- bertrager möglich, wobei ein zusätzlicher UWB-Sender als Referenz fungiert. Durch eine unterschiedliche Pulswiederhol¬ frequenz bzw. durch eine geeignete Modulation können der Referenzsender und die mobilen Sender unterschieden werden. Zudem ist bei mehreren Basisstationen nur eine grobe Synchroni- sation aufgrund des geringen Frequenzunterschieds zwischen den Sendern notwendig.
Die Qualität, bspw. das Signal-zu-Rausch-Verhältnis und das Phasenrauschen, des Basisbandsignals ist stark abhängig von der Qualität der im Sender und im Empfänger verwendeten Oszillatoren. Um einen möglichen Phasendrift zu kompensieren, kann die Filterbandbreite des ZF- und Basisband-Filters 250 und der Abstand zweier LO-Frequenzen fL0(k), fL0(k+l) so ge- wählt werden, dass mindestens eine Linie des Empfangssignals in beiden Basisbandsignalen vorhanden ist.
Um den genauen Frequenzversatz der Oszillatoren in Sender 100 und Empfänger 200 zu bestimmen, kann das Empfangssignal Srx bei einer konstanten Frequenz fL0 über eine längere Zeit At aufgenommen werden und dessen Frequenzen genau bestimmt werden. Die längere Beobachtungsdauer erhöht den Prozessierungs- gewinn und vergrößert dadurch den Signal-zu-Rausch-Abstand.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Bestimmung einer Laufzeit τ eines Signals zwischen einer UWB-Sendeeinheit (100) und einer FSCW- Empfangseinheit (200), bei dem
- in einem ersten Schritt von der Sendeeinheit (100) ein gepulstes Sendesignal Str erzeugt und ausgesendet wird, wobei das Sendesignal Str ein breitbandiges Spektrum SPEKr mit einer Vielzahl von Linien w aufweist,
- in einem zweiten Schritt das ausgesendete Signal Str von der Empfangseinheit (200) empfangen wird, wobei das
empfangene Signal Srx ein breitbandiges Spektrum SPEKrx mit einer Vielzahl von Linien m aufweist,
- in einem dritten Schritt in der Empfangseinheit (200) eine Kanalimpulsantwort hn des empfangenen Signals Srx ermittelt wird und
- in einem vierten Schritt aus der Kanalimpulsantwort hn die Laufzeit τ ermittelt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass
- nach dem zweiten Schritt zunächst aus dem breitbandigen
Spektrum SPEKrx des empfangenen Signals Srx ein Teilspektrum TSPEKrx, das einen Frequenzbereich B mit einer schmaleren Bandbreite HLPR und mit einer geringeren Anzahl von Linien m' abdeckt, ausgewählt wird,
- im dritten Schritt anhand der Linien m' des ausgewählten Teilspektrums TSPEKrx die Kanalimpulsantwort hm- ermittelt wird und
- im vierten Schritt aus dieser Kanalimpulsantwort hm- die Laufzeit τ bestimmt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es in mehreren Teilschritten k mit k=l,2,3,... erfolgt, wobei - nach dem zweiten Schritt zunächst aus dem breitbandigen
Spektrum SPEKrx des empfangenen Signals Srx ein Teilspektrum
TSPEKrx (k), das einen Frequenzbereich B(k) mit einer schmaleren Bandbreite HLPR und mit einer geringeren Anzahl von Linien m' abdeckt, ausgewählt wird, wobei in jedem Teilschritt k ein anderes schmalbandiges Teilspektrum
TSPEKrx ( k) ausgewählt wird,
- im dritten Schritt anhand der Linien m' des ausgewählten Teilspektrums TSPEKrx(k) die Kanalimpulsantwort hm- (k) ermittelt wird und
- im vierten Schritt aus dieser Kanalimpulsantwort hm- (k) die Laufzeit τ bestimmt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Teilschritt k zur Auswahl eines Teilspektrums
TSPEKrx (k) ein Referenzsignal SLo(k), insbesondere ein
Lokaloszillator-Signal, mit einer Frequenz fL0(k) erzeugt wird, wobei
- das empfangene Signal Srx in einem Mischer (230) mit dem
LO-Signal SLo(k) heruntergemischt wird und
- aus dem daraus resultierenden Ausgangssignal des Mischers (230) der schmalerbandige Frequenzbereich B(k) ausgewählt wird .
5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz fLO=fLo(k) des Referenzsignals SLo(k) für die einzelnen Teilschritte k stufenweise verändert wird.
6. Abstandsmessanordnung zur Messung einer Signallaufzeit τ zwischen einer Sendeeinheit (100) und einer Empfangeeinheit (200), wobei
die Sendeeinheit (100)
- ausgebildet ist als Ultrabreitband-Sender, der geeignet ist zum Aussenden eines gepulstens Sendesignals Str, wobei das Sendesignal Str ein breitbandiges Spektrum SPEKr mit einer
Vielzahl von Linien w aufweist, und
die Empfangseinheit (200)
- einen FSCW-Empfänger zum Empfangen des ausgesendeten
Sendesignals Str aufweist, wobei das empfangene Signal Srx ein breitbandiges Spektrum SPEKrx mit einer Vielzahl von
Linien m umfasst, und
- eine Auswerteeinheit (260) aufweist, die ausgebildet ist, um aus dem empfangenen Signal Srx eine Kanalimpulsantwort hn und aus der Kanalimpulsantwort hn die Signallaufzeit τ zu ermitteln .
7. Abstandsmessanordnung nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit (200) weiterhin aufweist
- einen einstellbaren Lokaloszillator (240) zum Erzeugen eines Lokaloszillator-Signals SLo(k), wobei das Signal SLo(k) eine Frequenz fL0(k) aufweist, welche in Schritten k mit k=l,2,... einstellbar ist,
- einen Mischer (230), dem das empfangene Signal Srx und das LO-Signal SLo(k) zuführbar sind und in dem diese Signale in ein Basisbandsignal gemischt werden,
wobei das Ausgangssignal des Mischers (230) zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort hn und der Signallaufzeit τ in der Auswerteeinheit (260) dient.
8. Abstandsmessanordnung nach Anspruch 7, dadurch
gekennzeichnet, dass die Empfangseinheit (200) weiterhin einen Filter (250) aufweist, dem das Basisbandsignal
zugeführt ist und in dem aus dem Spektrum des
Basisbandsignals ein schmalerbandiges Teilspektrum TSPEKrx(k) auswählbar ist, wobei an Stelle des Ausgangssignals des Mischers (230) das Ausgangssignal des Filters (250) zur Ermittlung der Kanalimpulsantwort hn und der Signallaufzeit τ in der Auswerteeinheit (260) dient.
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