WO2011036899A1

WO2011036899A1 - 電力変換装置

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Publication number: WO2011036899A1
Application number: PCT/JP2010/005822
Authority: WO
Inventors: 関本守満; 日比野寛; 谷口智勇; 前田敏行
Original assignee: ダイキン工業株式会社
Priority date: 2009-09-28
Filing date: 2010-09-28
Publication date: 2011-03-31
Also published as: KR20120050487A; JP2011072142A; AU2010299397A1; EP2485382A1; CN102474202A; AU2010299397B2; EP2485382A4; US20120182770A1; KR101343278B1

Abstract

　電力変換装置（20）は、交流電源（10）から出力された交流電力を整流するダイオード整流回路（22）と、交流電源（10）とダイオード整流回路（22）との間に設けられるリアクトル（21）と、ダイオード整流回路（22）から出力された電力が直接供給されるインバータ回路（24）と、ダイオード整流回路（22）の１次側の電源線（12,13）間に設けられたコンデンサ（31）とを備えている。

Description

電力変換装置

　　本発明は、電力変換装置に関し、特に、ＬＣ共振防止対策に係るものである。

　　従来より、電力変換装置としてインバータ回路が知られている。インバータ回路は、スイッチング制御により、直流電力を可変周波数・可変電圧の交流電力に高効率変換する回路である。

　　一般的に、インバータ回路は、ダイオード整流回路と平滑コンデンサとインバータとが接続されて構成されている。上記ダイオード整流回路は、複数のダイオードが接続されるブリッジ回路を有している。上記平滑コンデンサは、ダイオード整流回路の出力電圧リプルを除去するためのものである。上記インバータは、２つのスイッチング素子を直列に接続したものを３つ並列に接続して構成されている。

　　ところで、上記インバータ回路では、平滑コンデンサとして大容量である電解コンデンサが使用されている。この電解コンデンサは、インバータ回路の構成部材の中では、比較的大型の部材であると共に高価であるため、インバータ回路がコストアップすると共に大型化してしまうという問題があった。また、インバータ回路の耐用期間は、電解コンデンサの耐用期間が短いことに伴って短くなるという問題があった。

　　このような問題に対して、特許文献１に示すインバータ回路は、従来より必要とされていた大容量の平滑コンデンサに代えて、小容量の平滑コンデンサを用いると共に負荷側（例えばモータ等）を制御することで、電源側の力率低下問題や高調波問題を解消する、いわゆるコンデンサレスインバータ回路が提案されている。具体的には、図４に示すように、コンデンサレスインバータ回路（a）は、ダイオード整流回路（b）の出力側に、従来の大容量の平滑コンデンサに代えて、例えば数十μＦ程度の小容量に構成される平滑コンデンサ（c）を設けている。

特開２００２－５１５８９号公報

　　ところで、特許文献１に示すコンデンサレスインバータ回路（a）では、リアクトル（d）と平滑コンデンサ（c）とが直列に接続されてＬＣ共振回路が形成されている。また、コンデンサレスインバータ回路（a）では、平滑コンデンサ（c）の容量を小さくしたため、ＬＣ共振の共振周波数が高くなる。

　　一方、ダイオード整流回路(b)では、ダイオード整流回路（b）のスイッチングにより導通／非導通が切り換えられているため、ダイオード整流回路（b）のスイッチングが導通状態に切り換わる度に、平滑コンデンサ（c）とリアクトル（d）との間に電圧が印加されて共振現象（ＬＣ共振）が発生する。

　　このため、コンデンサレスインバータ回路（a）では、図５に示すように、リアクトル（d）と平滑コンデンサ（c）との間の共振現象（ＬＣ共振）の影響を受けて回路の電流が大きく脈動する。これにより、電源における高調波が増加してしまうという問題があった。

　　本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、コンデンサレスインバータ回路において、コンデンサとリアクトルの共振現象（ＬＣ共振）を防止することを目的とする。

　　第１の発明は、交流電源（10）から出力された交流電力を整流する整流回路（22）と、上記交流電源（10）と整流回路（22）との間に設けられるリアクトル（21）と、上記整流回路（22）から出力された電力が直接供給されるインバータ回路（24）と、上記整流回路（22）の１次側の母線（12,13）間に設けられたコンデンサ（31）とを備えている。

　　上記第１の発明では、交流電源（10）から交流電力を出力する。整流回路（22）は、出力された交流電力を整流する。この整流回路（22）から出力される電圧は、交流電源（10）からの出力電圧に起因する電圧変動を含んだまま、インバータ回路（24）に直接供給される。そして、インバータ回路（24）は、変換された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。インバータ回路（24）では、スイッチングによる電圧変動が発生する。上記コンデンサ（31）は、整流回路（22）からの電圧変動を吸収せず、インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧変動を吸収する。

　　ここで、従来のコンデンサレスインバータ回路は、コンデンサとリアクトルとの間で共振回路が形成されているため、コンデンサとリアクトルとの間に電圧が印加されると、その瞬間に共振現象（ＬＣ共振）が発生する。一方、ダイオード整流回路では、ダイオードのスイッチングにより導通／非導通が切り換えられているため、ダイオードのスイッチングが導通状態に切り換わる度に、コンデンサとリアクトルとの間に電圧が印加されて共振現象（ＬＣ共振）が発生する。

　　ところが、第１の発明では、コンデンサ（31）は整流回路（22）の１次側（入力側）に設けられているため、整流回路（22）の導通／非導通の切り換えられても、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間には常に電圧が印加された状態となる。このため、第１の発明に係る電力変換装置では、一旦リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間に電圧が印加されると、電圧印加の瞬間だけ共振現象（ＬＣ共振）が発生し、その後、共振は減衰する。つまり、整流回路（22）における導通／非導通の切換動作の影響を受けないため、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間での共振現象（ＬＣ共振）の影響が低減される。

　　第２の発明は、上記第１の発明において、上記コンデンサ（31）は、上記整流回路（22）からの電圧変動を吸収することなく、上記インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧変動を吸収する容量に構成されている。

　　上記第２の発明では、交流電源（10）から交流電力を出力する。整流回路（22）は、出力された交流電力を整流する。この整流回路（22）から出力される電圧は、交流電源（10）からの出力電圧に起因する電圧変動を含んだまま、インバータ回路（24）に直接供給される。そして、インバータ回路（24）は、変換された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。そして、インバータ回路（24）では、スイッチングによる電圧変動が発生する。上記コンデンサ（31）は、整流回路（22）からの電圧変動を吸収せず、インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧変動を吸収する。

　　第３の発明は、上記第１又は第２の発明において、上記整流回路（22）は、複数の高速スイッチングダイオード（23）を有し、ダイオードブリッジ回路に構成されている。

　　上記第３の発明では、交流電源（10）から交流電力を出力する。ダイオードブリッジ回路では、高速スイッチングダイオード（23）に印加された電圧が所定に閾値を超えると、電流が流れ、交流電源（10）から出力された交流電力を整流する。このとき、ダイオードブリッジ回路にはインバータ回路（24）のスイッチングに同期したパルス状の電流が流れるが、高速スイッチングダイオード（23）は、応答性が高いため、スイッチングの損失が少なくなる。

　　第４の発明は、上記第１～第３の何れか１つの発明において、上記コンデンサ（31）は、リアクトル（21）と整流回路（22）との間の母線（12,13）間に設けられている。

　　上記第４の発明では、交流電源（10）から交流電力を出力する。整流回路（22）は、出力された交流電力を整流する。この整流回路（22）から出力される電圧は、交流電源（10）からの出力電圧に起因する電圧変動を含んだまま、インバータ回路（24）に直接供給される。そして、インバータ回路（24）は、変換された直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。インバータ回路（24）では、スイッチングによる電圧変動が発生する。上記コンデンサ（31）は、整流回路（22）からの電圧変動を吸収せず、インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧変動を吸収する。

　　このコンデンサ（31）は、リアクトル（21）と整流回路（22）との間に設けられているため、整流回路（22）の導通／非導通の切り換えられても、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間には常に電圧が印加された状態となる。このため、第１の発明に係る電力変換装置では、一旦リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間に電圧が印加されると、その瞬間だけ共振現象（ＬＣ共振）が発生し、その後、減衰する。つまり、整流回路（22）における導通／非導通の切換動作の影響を受けないため、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間での共振現象（ＬＣ共振）の影響が低減される。

　　本発明によれば、コンデンサ（31）を整流回路（22）の１次側に設けたため、整流回路（22）の導通／非導通の切換動作に依らず、コンデンサ（31）とリアクトル（21）との間には常に電圧を印加することができる。つまり、従来の電力変換装置では、整流回路のダイオードのスイッチングにより導通／非導通が切り換えられているため、ダイオードのスイッチングが導通状態に切り換わる度に、コンデンサとリアクトルとの間に電圧が印加されて共振現象（ＬＣ共振）が発生していた。

　　しかしながら、本発明によれば、整流回路（22）の導通／非導通が切り換えられても、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間には常に電圧が印加された状態となるため、一旦リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間に電圧が印加されると、電圧印加の瞬間だけ共振現象（ＬＣ共振）が発生し、その後、減衰する。つまり、本発明によれば、整流回路（22）における導通／非導通の切換動作の影響を受けないため、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間での共振現象（ＬＣ共振）の影響を低減することができる。これにより、交流電源（10）における高調波を防止することができる。

　　上記第２の発明によれば、コンデンサ（31）の容量を、整流回路（22）からの電圧変動を吸収せず、インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧変動を吸収可能な容量としたため、コンデンサ（31）の小型化することができると共に、コンデンサ（31）のコストを削減することができる。これにより、電力変換装置自体を小型化することができると共に、電力変換装置の製造コストを削減することができる。

　　上記第３の発明によれば、整流回路（22）を高速スイッチングダイオード（23）を有するダイオードブリッジ回路に構成したため、電流に対して高速で応答することができる。これにより、インバータ回路（24）のスイッチングに同期してパルス状の電流が整流回路（22）に流れても、整流回路（22）はパルス電流に対応して高速で応答することができるため、ダイオードにおけるスイッチング損失を低減することができる。

本実施形態１に係る電力変換装置を示すブロック図である。本実施形態１に係る電力変換装置の電源電圧及び入力電流を示すグラフである。本実施形態２に係る電力変換装置を示すブロック図である。従来例に係る電力変換装置を示すブロック図である。従来例に係る電力変換装置の電源電圧及び入力電流を示すグラフである。

　　以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。

　　〈発明の実施形態１〉
　　本実施形態１について以下に説明する。図１に示すように、本実施形態１に係る電力変換装置（20）は、リアクトル（21）と、ダイオード整流回路（22）と、コンデンサ回路（30）と、インバータ回路（24）とを備え、これらは本発明に係る母線である電源線（12,13）の間に接続されている。また、電力変換装置（20）は商用電源である交流電源（10）に接続されている。この交流電源（10）は、単相交流電源に構成されている。

　　上記電力変換装置（20）は、例えば、空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機の電動機（11）（以下、モータともいう）を駆動するために用いられる。ここで、空気調和装置の冷媒回路は図示をしないが、圧縮機と凝縮器と膨張機構と蒸発器とが閉回路を構成するように接続されてなり、冷媒が循環して蒸気圧縮式冷凍サイクルを行うよう構成されている。この冷媒回路によって冷房運転では、蒸発器で冷却された空気が室内へ供給され、暖房運転では、凝縮器で加熱された空気が室内へ供給される。

　　上記ダイオード整流回路（22）は、４個の高速スイッチングダイオード（23）を有してブリッジ状に形成されている。そして、ダイオード整流回路（22）は、交流電源（10）から出力される交流電力を全波整流し、電源線（12,13）の間に与えるものであって、本発明に係る整流回路を構成している。ダイオード整流回路（22）には、後述するインバータ回路（24）のスイッチングに同期したパルス状の電流が流れる。

　　上記高速スイッチングダイオード（23）は、上記パルス状の電流に対して高い応答性を有するダイオードに構成されている。

　　上記リアクトル（21）は、ダイオード整流回路（22）の入力側（１次側）に設けられている。

　　上記インバータ回路（24）は、上記ダイオード整流回路（22）で整流された電圧を入力し、三相の電流を電動機（11）（モータ）に供給するものであって、本発明に係るインバータ回路を構成している。インバータ回路（24）は、いずれも電源線（12）に接続されるコレクタを有する３個のトランジスタ（アッパーアーム側トランジスタ）と、いずれも電源線（13）に接続されるエミッタを有する３個のトランジスタ（ローワーアーム側トランジスタ）とを備えている。アッパーアーム側トランジスタのそれぞれは、ローワーアーム側トランジスタのそれぞれと対をなす。

　　上記コンデンサ回路（30）は、例えば数十μＦ程度の小容量のコンデンサ（31）を備えている。このコンデンサ（31）は、例えばフィルムコンデンサで構成される。上記コンデンサ（31）は、上記ダイオード整流回路（22）の入力側（１次側）の電源線（12,13）間（母線間）に接続されている。

　　つまり、図４に示すような従来のいわゆるコンデンサレスインバータ（a）は、小容量の平滑コンデンサ（C）をダイオード整流回路（b）の出力側（２次側）に設けていたが、本実施形態１のコンデンサ（31）は、その位置ではなく、ダイオード整流回路（22）の入力側（１次側）に設けるようにしている。そして、このコンデンサ（31）は、インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧のリプルを吸収する一方、ダイオード整流回路（22）から出力される電圧のリプルであって、交流電源（10）の出力電圧に起因する電圧のリプルを吸収しない小容量に構成されている。尚、上記電圧リプルは、本発明に係る電圧変動を示すものである。

　　また、図４に示すように、従来からのいわゆるコンデンサレスインバータ（a）では、小容量の平滑コンデンサ（c）がダイオード整流回路（b）の出力側（２次側）に設けられ、リアクトル（d）と平滑コンデンサ（c）とが直列に接続されてＬＣ共振回路が形成されている。そして、ダイオード整流回路（b）では、ダイオードのスイッチングにより導通／非導通が切り換えられているため、ダイオードのスイッチングが導通状態に切り換わる度に、平滑コンデンサ（c）とリアクトル（d）との間に電圧が印加されて共振現象（ＬＣ共振）が発生する。これにより、コンデンサレスインバータ回路（a）では、ＬＣ共振の共振周波数が高くなるため、図５に示すように、リアクトル（d）と平滑コンデンサ（c）との間の共振現象（ＬＣ共振）の影響を受けて回路の電流（Iin）が大きく脈動する。

　　ところが、本実施形態１の電力変換装置（20）では、小容量のコンデンサ（31）が、ダイオード整流回路（22）の１次側（入力側）に設けられているため、ダイオード整流回路（22）の導通／非導通の切り換えられても、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間には常に電圧が印加された状態となる。

　　このため、電力変換装置（20）では、一旦リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間に電圧が印加されると、電圧印加の瞬間だけ共振現象（ＬＣ共振）が発生し、その後、共振は減衰する。つまり、ダイオード整流回路（22）の高速スイッチングダイオード（23）の導通／非導通の切換動作の影響を受けないため、図２に示すように、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間での共振現象（ＬＣ共振）の影響が低減される。

　　　　－実施形態１の効果－
　　上記本実施形態１によれば、上記コンデンサ（31）をダイオード整流回路（22）の１次側に設けたため、高速スイッチングダイオード（23）の導通／非導通の切換動作に依らず、コンデンサ（31）とリアクトル（21）との間には常に電圧を印加することができる。

　　つまり、従来の電力変換装置では、整流回路の２次側（出力側）に平滑コンデンサが設けられているため、整流回路のダイオードのスイッチングが導通状態に切り換わる度に、コンデンサとリアクトルとの間に電圧が印加されて共振現象（ＬＣ共振）が発生していた。

　　しかしながら、本実施形態１によれば、高速スイッチングダイオード（23）の導通／非導通が切り換えられても、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間には常に電圧が印加された状態となるため、一旦リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間に電圧が印加されると、電圧印加の瞬間だけ共振現象（ＬＣ共振）が発生し、その後、共振は減衰する。

　　つまり、本実施形態１によれば、高速スイッチングダイオードにおける導通／非導通の切換動作の影響を受けないため、リアクトル（21）とコンデンサ（31）との間での共振現象（ＬＣ共振）の影響を低減することができる。これにより、交流電源（10）における高調波を防止することができる。

　　また、コンデンサ（31）の容量を、ダイオード整流回路（22）からの電圧リプルを吸収せず、インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧リプルを吸収可能な容量としたため、コンデンサ（31）を小型化することができると共に、コンデンサ（31）のコストを削減することができる。これにより、電力変換装置（20）自体を小型化することができると共に、電力変換装置（20）の製造コストを削減することができる。

　　さらに、ダイオード整流回路（22）を高速スイッチングダイオード（23）を有するブリッジ回路に構成したため、電流に対して高速で応答することができる。これにより、インバータ回路（24）のスイッチングに同期してパルス状の電流がダイオード整流回路（22）に流れても、ダイオード整流回路（22）はパルス電流に対応して高速で応答することができるため、ダイオードにおけるスイッチング損失を低減することができる。

　　〈発明の実施形態２〉
　　次に、本発明の実施形態２について説明する。図３に示すように、本実施形態２では、実施形態１に係る単相の交流電源（10）に代えて三相交流電源（15）を用いるようにしている。実施形態２に係る電力変換装置（40）は、リアクトル（21）、ダイオード整流回路（22）、及びコンデンサ回路（30）の構成が実施形態１の電力変換装置（20）と異なっている。

　　具体的に、上記リアクトル（21）は、三相交流電源（15）に接続される３本の入力線（16,17,18）のそれぞれに１つずつ設けられている。尚、この入力線（16,17,18）は、本発明に係る母線を示している。

　　上記ダイオード整流回路（22）は、６個の高速スイッチングダイオード（23）を有してブリッジ状に接続される。ダイオード整流回路（22）は、三相交流電源（15）から出力される交流電力を全波整流するものである。

　　上記コンデンサ回路（30）は、各入力線（16,17,18）のそれぞれから延びるラインにコンデンサ（31）が設けられ、３本のラインは相互に接続されている。その他の構成、作用及び効果は実施形態１と同様である。

　　〈その他の実施形態〉
　　本発明は、上記実施形態１及び２について、以下のような構成としてもよい。

　　本実施形態１及び２では、上記電力変換装置（20）に対して本発明を適用したが、本発明は、これらの電力変換装置（20）に限定されず、例えば、ダイオード整流回路の出力側（２次側）に抵抗、ダイオード、コンデンサの直列回路を有する一方、小容量のコンデンサをダイオード整流回路の入力側（１次側）に設けるように構成したコンデンサレスインバータ回路としてもよいし、その他の構成の電力変換装置に対しても適用することができる。

　　尚、以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

　　以上説明したように、本発明は、電力変換装置のＬＣ共振防止対策について有用である。

１０　　　　　交流電源
１２　　　　　電源線
１３　　　　　電源線
２１　　　　　リアクトル
２２　　　　　ダイオード整流回路
２４　　　　　インバータ
３１　　　　　コンデンサ

Claims

　　交流電源（10）から出力された交流電力を整流する整流回路（22）と、
　　上記交流電源（10）と整流回路（22）との間に設けられるリアクトル（21）と、
　　上記整流回路（22）から出力された電力が直接供給されるインバータ回路（24）と、
　　上記整流回路（22）の１次側の母線（12,13）間に設けられたコンデンサ（31）とを備えている
ことを特徴とする電力変換装置。
　　請求項１において、
　　上記コンデンサ（31）は、上記整流回路（22）からの電圧変動を吸収することなく、上記インバータ回路（24）のスイッチングによる電圧変動を吸収する容量に構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
　　請求項１又は２において、
　　上記整流回路（22）は、複数の高速スイッチングダイオード（23）を有し、ダイオードブリッジ回路に構成されている
ことを特徴とする電力変換装置。
　　請求項１～３の何れか１つにおいて、
　　上記コンデンサ（31）は、リアクトル（21）と整流回路（22）との間の母線（12,13）間に設けられている
ことを特徴とする電力変換装置。