WO2010137416A1 - 電動機駆動装置の制御装置 - Google Patents

Abstract

　実際の電動機への供給電圧に応じて迅速かつ適切にシステム電圧指令値を決定することができ、それにより電動機駆動装置の効率を高めると共に電動機の動作状態に対するシステム電圧の追従性も高めることができる電動機駆動装置の制御装置を提供する。　直流電源からの電源電圧を変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する電圧変換部と、システム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置２であって、電動機の目標トルクＴＭ及び回転速度ωに基づいて、直流交流変換部から電動機に供給する交流電圧の指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する交流電圧指令決定部７と、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとシステム電圧Ｖｄｃとに基づいて、電圧変換部により生成するシステム電圧Ｖｄｃの指令値Ｖｄｃｔを決定するシステム電圧指令決定部９と、を備える。

Description

電動機駆動装置の制御装置

　本発明は、直流電源からの電源電圧を変換して所望のシステム電圧を生成する電圧変換部と、前記システム電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置に関する。

　直流電源からの直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動する電動機駆動装置が一般的に用いられている。ところで、電動機は、回転速度が高くなるに従って誘起電圧が高くなる。そこで、誘起電圧がインバータの最大出力電圧を超えて電動機に必要な電流を流すことができなくなることを抑制するために電動機の界磁磁束を弱める弱め界磁制御が行われることがある。しかし、弱め界磁制御を行うと、電動機により出力可能な最大トルクが低下する。このような問題に対して、下記の特許文献１には、最大トルク制御領域をより高い回転速度域まで広げるために、直流電源からの電源電圧を昇圧する昇圧コンバータを備えた電動機駆動装置が記載されている。また、下記の特許文献１には、このような電動機駆動装置を制御するために、電動機の目標トルク及び回転速度に応じて適切なシステム電圧指令値（インバータ入力電圧目標値）を算出し、当該システム電圧指令値となるように昇圧コンバータを制御する制御装置の構成が記載されている。

国際公開第２００３／０１５２５４号

　しかし、上記の制御装置のように、電動機の目標トルク及び回転速度に基づいて電動機への供給電圧を間接的に推定してシステム電圧指令値を決定する構成では、実際の電動機への供給電圧と推定値とのずれを考慮して、システム電圧指令値としてある程度の余裕を持たせた電圧値を設定する必要がある。従って、当該余裕分に対応してインバータの入力電圧が高くなり、インバータのスイッチング損失も大きくなるので、その分効率が低下することになる。

　また、上記の制御装置では、電動機の目標トルク及び回転速度に基づいて電動機への供給電圧を推定してシステム電圧指令値を決定する処理を行うため、電動機のトルクや回転速度の急変に対するシステム電圧指令値の追従性が高くない。従って、例えば、電動機の負荷が急変したために負荷トルクや回転速度が急変した場合等、一時的に大きな出力（仕事率）が必要となった場合に、システム電圧が追従できず、実際の電動機への供給電圧に対して、昇圧コンバータによる昇圧が不足する場合がある。更に、電動機の動作状態に応じてシステム電圧指令値を決定する構成では、当該システム電圧指令値に従って電源電圧を昇圧する昇圧制御と、当該昇圧制御とは目的が背反する弱め界磁制御とを適切に両立させることも課題となる。

　そこで、実際の電動機への供給電圧に応じて迅速かつ適切にシステム電圧指令値を決定することができ、それにより電動機駆動装置の効率を高めると共に電動機の動作状態に対するシステム電圧の追従性も高めることができる電動機駆動装置の制御装置を実現することが望まれる。

　上記目的を達成するための本発明に係る、直流電源からの電源電圧を変換して所望のシステム電圧を生成する電圧変換部と、前記システム電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置の特徴構成は、前記交流電動機の目標トルク及び前記交流電動機の回転速度に基づいて、前記直流交流変換部から前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定する交流電圧指令決定部と、前記交流電圧指令値と前記システム電圧とに基づいて、前記電圧変換部により生成する前記システム電圧の指令値であるシステム電圧指令値を決定するシステム電圧指令決定部と、を備えた点にある。

　この特徴構成によれば、実際に交流電動機に供給する交流電圧を直接的に表す交流電圧指令値と、電圧変換部により電源電圧を変換して生成される実際のシステム電圧の値とに基づいてシステム電圧指令値を決定するため、当該システム電圧指令値を、実際の電動機への供給電圧に応じて迅速且つ適切に決定することができる。これにより、電動機の目標トルク及び回転速度に基づいて電動機に供給される電圧を間接的に推定してシステム電圧指令値を決定する構成に比べて、実際の電動機への供給電圧と推定値とのずれを考慮する必要がないため、システム電圧指令値を実際に交流電動機に供給する交流電圧に対応する値に更に近付けることが可能となる。よって、直流交流変換部における損失を抑えることができ、電動機駆動装置の効率を高めることができる。また、実際に交流電動機に供給する交流電圧を直接的に表す交流電圧指令値に基づいてシステム電圧指令値を決定するため、交流電動機の動作状態の変化に対するシステム電圧指令値の追従性も高めることができる。

　ここで、前記システム電圧に対する前記交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標を導出する電圧指標導出部を更に備え、前記システム電圧指令決定部は、前記電圧指標を積分した積分値と前記電源電圧とに基づいて前記システム電圧指令値を決定する構成とすると好適である。

　この構成によれば、システム電圧に対する交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標の積分値を用いることにより、実際に交流電動機に供給する交流電圧を直接的に表す交流電圧指令値と実際のシステム電圧の値との関係及びその経時的変化に応じた適切なシステム電圧指令値を決定することができる。従って、直流交流変換部における損失を抑えることができ、電動機駆動装置の効率を高めることができると共に、交流電動機の動作状態の変化に対するシステム電圧指令値の追従性も高めることができる。

　この際、前記電圧指標は、前記交流電圧指令値を出力するために必要な直流電圧を表す電圧指令換算値と前記システム電圧との偏差、前記システム電圧に対する前記交流電圧指令値の比を表す変調率と所定の目標変調率との偏差、及び前記交流電圧指令値と前記システム電圧によって出力し得る最大の前記交流電圧の値との偏差、のいずれかに基づいて導出されると好適である。これらの構成によれば、システム電圧に対する交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標を適切に導出することができる。

　また、前記交流電圧指令値と前記システム電圧とに基づいて前記交流電動機の界磁磁束を弱める弱め界磁制御を行う際の弱め界磁の程度を表す弱め界磁指令値を決定する弱め界磁指令値決定部と、前記システム電圧指令決定部により前記システム電圧指令値を決定するシステム電圧決定処理と、前記弱め界磁指令値決定部により弱め界磁指令値を決定する弱め界磁指令値決定処理との実行状態を切り替える処理切替部と、を更に備え、前記処理切替部は、少なくとも前記弱め界磁指令値及び前記システム電圧指令値に基づいて、前記システム電圧決定処理と前記弱め界磁指令値決定処理との実行状態を切り替える構成とすると好適である。

　この構成によれば、前記交流電圧指令値と前記システム電圧とに基づいて適切に弱め界磁制御を行うことができる。そして、当該弱め界磁制御と、電源電圧を変換したシステム電圧を生成して直流交流変換部に供給する変圧制御との双方を行う場合において、システム電圧指令値を決定するシステム電圧決定処理と弱め界磁指令値を決定する弱め界磁指令値決定処理との実行状態を、弱め界磁指令値及びシステム電圧指令値に基づいて適切に切り替えることができる。従って、電動機の動作状態に応じて、目的が互いに背反する弱め界磁制御と変圧制御とを適切に切り替えて実行することができる。

　また、前記弱め界磁指令値がゼロの状態では前記直流交流変換部にパルス幅変調制御を行わせ、前記弱め界磁指令値がゼロ以外の状態では前記直流交流変換部に矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行わせる構成であって、前記処理切替部は、前記交流電圧指令値がそのときの前記システム電圧によって出力し得る最大の前記交流電圧の値を超えた場合には前記弱め界磁指令値が所定の第一しきい値に到達するまで前記弱め界磁指令値決定処理を実行し、前記弱め界磁指令値が所定の第一しきい値に到達した場合には前記弱め界磁指令値決定処理を中止して前記システム電圧指令値が所定の第二しきい値に到達するまで前記システム電圧決定処理を実行し、前記システム電圧指令値が所定の第二しきい値に到達した場合には前記弱め界磁指令値決定処理を再開する構成とすると好適である。

　この構成によれば、弱め界磁指令値がゼロであって弱め界磁制御を行う必要がない状態では直流交流変換部にパルス幅変調制御を行わせることによりトルク変動を抑えつつ交流電動機を適切に制御し、弱め界磁制御を行う必要がある状態では直流交流変換部に矩形波制御を行わせることにより、弱め界磁の程度を小さく抑えるとともに直流交流変換部におけるスイッチング損失を低減することで電動機駆動装置の効率を高めることができる。また、この構成によれば、例えば交流電動機の回転速度や目標トルクが上昇する状況において、交流電圧指令値がそのときのシステム電圧によって出力し得る最大の交流電圧の値を超えた場合には、まず弱め界磁制御及び矩形波制御を実行し、その後弱め界磁制御及び矩形波制御を維持したまま電源電圧を変換（この場合は昇圧）してシステム電圧を生成する電圧変換を行うことになる。従って、矩形波制御によるスイッチング損失の低減という効果を幅広い動作範囲で得ることが可能となり、電動機駆動装置の効率を高めることが可能となる。この際、電圧変換を開始するための弱め界磁指令値のしきい値となる第一しきい値は、矩形波制御によるスイッチング損失の低減に伴う効率向上が弱め界磁の程度が大きくなることによる効率低下を上回るように設定するのが好適である。なお、システム電圧指令値が、例えば電圧変換の上限（昇圧上限）等に設定された所定の第二しきい値に到達した場合には弱め界磁指令値決定処理を再開するので、電圧変換ができなくなった後は通常の弱め界磁制御により交流電動機の回転速度を上昇させることが可能となり、交流電動機の動作可能領域を拡大することができる。

本発明の第一実施形態に係る電動機駆動装置の構成を示す回路図である。 本発明の第一実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 本発明の第一実施形態に係る回転速度とトルクとにより規定される電動機の動作可能領域を示す図である。 本発明の第一実施形態に係る基本ｄ軸電流指令値テーブルの例を示す図である。 本発明の第一実施形態に係るｑ軸電流指令値テーブルの例を示す図である。 本発明の第一実施形態に係る制御装置の動作の流れを示すフローチャートである。 本発明の第一実施形態に係る制御装置の動作の具体例を示すタイミングチャートである。 本発明の第一実施形態に係る制御装置におけるシステム電圧指令値の変化及びそれに伴う電動機の動作可能領域の変化を示す説明図である。 本発明の第二実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。 本発明の第二実施形態に係る制御装置の動作の流れを示すフローチャートである。 本発明のその他の実施形態に係る制御装置の機能ブロック図である。

１．第一の実施形態
　本発明の第一の実施形態について図面に基づいて説明する。図１に示すように、本実施形態においては、電動機駆動装置１が、三相交流により動作する交流電動機としての埋込磁石構造の同期電動機４（ＩＰＭＳＭ、以下単に「電動機４」という。）を駆動する装置として構成されている場合を例として説明する。この電動機４は、必要に応じて発電機としても動作するように構成されている。この電動機４は、例えば、電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる。電動機駆動装置１は、直流電源３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成するコンバータ５と、当該システム電圧Ｖｄｃを交流に変換して電動機４に供給するインバータ６とを有して構成されている。そして、本実施形態では、図２に示すように、制御装置２は、電動機駆動装置１を制御することにより、ベクトル制御法を用いて電動機４の電流フィードバック制御を行う。この際、制御装置２は、電動機４の目標トルクＴＭ及び回転速度ωに基づいて決定される交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと、コンバータ５による変換後の実際のシステム電圧Ｖｄｃと、に基づいて、コンバータ５により生成するシステム電圧Ｖｄｃの指令値であるシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを決定する点に特徴を有している。以下、本実施形態に係る電動機駆動装置１及びその制御装置２について詳細に説明する。

１－１．電動機駆動装置の構成
　まず、本実施形態に係る電動機駆動装置１の構成について図１に基づいて説明する。この電動機駆動装置１は、コンバータ５とインバータ６とを備えている。また、電動機駆動装置１は、直流電源３と、直流電源３からの電源電圧Ｖｂを平滑化する第一平滑コンデンサＣ１と、コンバータ５による昇圧後のシステム電圧Ｖｄｃを平滑化する第二平滑コンデンサＣ２と、を備えている。直流電源３としては、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等が用いられる。直流電源３の電圧である電源電圧Ｖｂは、電源電圧センサ４１により検出されて制御装置２へ出力される。

　コンバータ５は、直流電源３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望値の直流のシステム電圧Ｖｄｃを生成するＤＣ－ＤＣコンバータであり、本発明における電圧変換部に相当する。本実施形態では、このコンバータ５は、電源電圧Ｖｂを昇圧して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する昇圧コンバータとして機能する。なお、電動機４が発電機として機能する際には、インバータ６からのシステム電圧Ｖｄｃを降圧して直流電源３に供給し、当該直流電源３を充電する。コンバータ５は、リアクトルＬ１と、電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２と、ダイオードＤ１、Ｄ２と、を備えている。ここでは、コンバータ５は、電圧変換用スイッチング素子として、直列に接続された一対の上アーム素子Ｅ１及び下アーム素子Ｅ２を備えている。これらの電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。上アーム素子Ｅ１のエミッタと下アーム素子Ｅ２のコレクタとが、リアクトルＬ１を介して直流電源３の正極端子に接続されている。また、上アーム素子Ｅ１のコレクタは、コンバータ５による昇圧後の電圧が供給されるシステム電圧線５１に接続され、下アーム素子Ｅ２のエミッタは、直流電源３の負極端子につながる負極線５２に接続されている。また、各電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２には、それぞれフリーホイールダイオードＤ１、Ｄ２が並列接続されている。なお、電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

　電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に従ってオンオフ動作を行う。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２は、各スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２のゲートを駆動するゲート駆動信号である。これにより、コンバータ５は、昇圧動作時には、直流電源３から供給された電源電圧Ｖｂを所望のシステム電圧Ｖｄｃまで昇圧し、システム電圧線５１及びインバータ６に供給する。また、コンバータ５は、降圧動作時には、インバータ６から供給されたシステム電圧Ｖｄｃを降圧して直流電源３に供給する。コンバータ５により生成されるシステム電圧Ｖｄｃは、システム電圧センサ４２により検出されて制御装置２へ出力される。なお、後述するように、昇圧指令値ΔＶｂ（図２参照）がゼロであってコンバータ５により昇圧を行わない場合には、システム電圧Ｖｄｃは電源電圧Ｖｂと等しくなる。

　インバータ６は、直流のシステム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給するための装置であり、本発明における直流交流変換部に相当する。インバータ６は、複数組のスイッチング素子Ｅ３～Ｅ８と、ダイオードＤ３～Ｄ８と、を備えている。ここでは、インバータ６は、電動機４の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のそれぞれについて一対のスイッチング素子、具体的には、Ｕ相用上アーム素子Ｅ３及びＵ相用下アーム素子Ｅ４、Ｖ相用上アーム素子Ｅ５及びＶ相用下アーム素子Ｅ６、並びにＷ相用上アーム素子Ｅ７及びＷ相用下アーム素子Ｅ８を備えている。これらのスイッチング素子Ｅ３～Ｅ８として、本例では、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）を用いる。各相用の上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７のエミッタと下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８のコレクタとが、電動機４の各相のコイルにそれぞれ接続されている。また、各相用の上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７のコレクタはシステム電圧線５１に接続され、各相用の下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８のエミッタは負極線５２に接続されている。また、各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８には、それぞれフリーホイールダイオードＤ３～Ｄ８が並列接続されている。なお、スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８としては、ＩＧＢＴの他に、バイポーラ型、電界効果型、ＭＯＳ型など種々の構造のパワートランジスタを用いることができる。

　スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８のそれぞれは、制御装置２から出力されるスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従ってオンオフ動作を行う。これにより、インバータ６は、システム電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して電動機４に供給し、目標トルクＴＭに応じたトルクを電動機４に出力させる。この際、各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８は、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従って、後述するＰＷＭ（パルス幅変調）制御又は矩形波制御に従ったスイッチング動作を行う。本実施形態では、スイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８は、各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８のゲートを駆動するゲート駆動信号である。一方、電動機４が発電機として機能する際には、発電された交流電圧を直流電圧に変換してシステム電圧線５１及びコンバータ５に供給する。インバータ６と電動機４の各相のコイルとの間を流れる各相電流、具体的には、Ｕ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒは、電流センサ４３により検出されて制御装置２へ出力される。

　また、電動機４のロータの各時点での磁極位置θは、回転センサ４４により検出されて制御装置２へ出力される。回転センサ４４は、例えばレゾルバ等により構成される。ここで、磁極位置θは、電気角上でのロータの回転角度を表している。電動機４の目標トルクＴＭは、図示しない車両制御装置等の他の制御装置等からの要求信号として制御装置２に入力される。

１－２．制御装置の構成
　次に、図１に示される制御装置２の機能について、図２～図５を用いて詳細に説明する。以下に説明する制御装置２の各機能部は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として、入力されたデータに対して種々の処理を行うためのハードウエア又はソフトウエア（プログラム）或いはその両方により構成されている。上記のとおり、制御装置２には、目標トルクＴＭ及び磁極位置θが入力される。そこで、制御装置２は、これらの目標トルクＴＭ、磁極位置θ、及び磁極位置θから導出される電動機４の回転速度ωに応じて電動機４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成して出力し、インバータ６を駆動する。この際、制御装置２は、ＰＷＭ制御及び最大トルク制御と、矩形波制御及び弱め界磁制御と、を切り替えてインバータ６を駆動する。また、制御装置２には、直流電源３の電源電圧Ｖｂ及びコンバータ５により生成されたシステム電圧Ｖｄｃが入力される。そこで、制御装置２は、目標トルクＴＭ及び回転速度ωに基づいて定まる交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑと現在のシステム電圧Ｖｄｃとに基づいて、システム電圧Ｖｄｃの指令値であるシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを決定する。そして、制御装置２は、決定されたシステム電圧Ｖｄｃを生成するためのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成して出力し、コンバータ５を駆動する。

　制御装置２は、インバータ６における直流－交流変換に際して、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて実行する。本実施形態では、ＰＷＭ制御には、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御の２つの制御方式が含まれる。正弦波ＰＷＭ制御では、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８のオンオフを、正弦波状の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと搬送波との比較に基づいて制御する。具体的には、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、上アーム素子Ｅ３、Ｅ５、Ｅ７がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子Ｅ４、Ｅ６、Ｅ８がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で正弦波となるように、各パルスのデューティ比を制御する。システム電圧Ｖｄｃに対するインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率を変調率ｍ（後述する式（７）参照）とすると、正弦波ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０～０．６１の範囲で変化させることができる。正弦波ＰＷＭ制御は、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形の振幅がキャリア波形の振幅以下であるＰＷＭ制御である。

　過変調ＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御に比べて各パルスのデューティ比を基本波成分の山側で大きく谷側で小さくすることにより、インバータ６の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませて振幅が正弦波ＰＷＭ制御よりも大きくなるように制御する。過変調ＰＷＭ制御では、変調率ｍは０．６１～０．７８の範囲で変化させることができる。過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形の振幅がキャリア波形の振幅を超えるＰＷＭ制御である。この過変調ＰＷＭ制御において変調率ｍを最大の０．７８まで高めた状態が矩形波制御となる。矩形波制御では、Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のインバータ６の出力電圧波形が、１周期につき前記ハイレベル期間と前記ローレベル期間とが１回ずつ交互に表れるとともにこれらのハイレベル期間とローレベル期間との比が１：１の矩形波となるように制御する。これにより、矩形波制御は、インバータ６に矩形波状電圧を出力させる。矩形波制御では、変調率ｍは０．７８で固定される。矩形波制御では、各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８のオン及びオフが電動機４の電気角１周期につき１回ずつ行われ、各相について電気角半周期につき１回のパルスが出力される。正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、及び矩形波制御のいずれにおいても、各相の出力電圧波形は、互いに１２０°位相をずらして出力される。

　ところで、電動機４は、回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなり、電動機４を駆動するために必要となる交流電圧（以下「必要電圧」という。）も高くなる。そして、この必要電圧が、そのときのシステム電圧Ｖｄｃを変換してインバータ６から出力し得る最大の交流電圧（以下「最大出力電圧」という。）を超えると、コイルに必要な電流を流すことができなり、電動機４を適切に制御することができない。そこで、本実施形態では、電動機４の必要電圧に応じてＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御）における変調率ｍを０～０．７８の範囲で変化させつつ、その範囲内での最大出力電圧より電動機４の必要電圧が低い状態ではＰＷＭ制御と共に最大トルク制御を行う。そして、電動機４の必要電圧が、ＰＷＭ制御の最大変調率（ｍ＝０．７８）での最大出力電圧に達すると矩形波制御と共に弱め界磁制御を行う。ここで、最大トルク制御は、同一電流に対して電動機４の出力トルクが最大となるように電流位相を調節する制御である。また、弱め界磁制御は、電動機４の界磁磁束を弱める方向の磁束がコイルから発生するように電流位相を調節する（電流位相を最大トルク制御よりも進める）制御である。なお、上記の必要電圧及び最大出力電圧は、共に交流電圧の実効値として互いに比較することができる。

　図３は、回転速度ωと目標トルクＴＭとにより規定される電動機４の動作可能領域の中における、ＰＷＭ制御及び最大トルク制御が実行される領域Ａ１と矩形波制御及び弱め界磁制御が実行される領域Ａ２とを示した図である。なお、この図３は、システム電圧Ｖｄｃの昇圧を考慮しない図となっている。上記のとおり、電動機４の回転速度ωが高くなるに従って誘起電圧が高くなるため、電動機４の必要電圧もこれに応じて高くなる。従って、制御装置２に入力された目標トルクＴＭとそのときの電動機４の回転速度ωとにより定まる動作点が、比較的低回転の領域Ａ１内に位置する場合にはＰＷＭ制御及び最大トルク制御が実行され、当該動作点が、比較的高回転の領域Ａ２内に位置する場合には矩形波制御及び弱め界磁制御が実行される。領域Ａ１と領域Ａ２との境界は、最大トルク制御中における電動機４の必要電圧が、ＰＷＭ制御の最大変調率（すなわち矩形波制御となる変調率ｍ＝０．７８）での最大出力電圧に一致する回転速度ω及びトルクにより定まる。

　図２に示すように、ｄ軸電流指令値導出部２１には、目標トルクＴＭが入力される。ｄ軸電流指令値導出部２１は、入力された目標トルクＴＭに基づいて基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。ここで、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、最大トルク制御を行う場合におけるｄ軸電流の指令値に相当する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値導出部２１は、図４に示す基本ｄ軸電流指令値テーブルを用いて、目標トルクＴＭの値に応じた基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを導出する。図示の例では、目標トルクＴＭとして「ｔｍ３」の値が入力され、これに応じて、ｄ軸電流指令値導出部２１は、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂとして「Ｉｄ１」を導出する。このように導出された基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂは、第一減算器２３へ入力される。第一減算器２３には、更に、後述する第一積分器３１により導出された弱め界磁電流指令値ΔＩｄが入力される。第一減算器２３は、下記の式（１）に示すように、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂから弱め界磁電流指令値ΔＩｄを減算し、最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄを導出する。
　　Ｉｄ＝Ｉｄｂ－ΔＩｄ・・・（１）

　ｑ軸電流指令値導出部２２には、目標トルクＴＭ及び弱め界磁電流指令値ΔＩｄが入力される。ｑ軸電流指令値導出部２２は、入力された目標トルクＴＭと弱め界磁電流指令値ΔＩｄとに基づいてｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。本実施形態では、ｑ軸電流指令値導出部２２は、図５に示すｑ軸電流指令値テーブルを用いて、目標トルクＴＭ及び弱め界磁電流指令値ΔＩｄの値に応じたｑ軸電流指令値Ｉｑを導出する。図５において、細い実線は、ｔｍ１～ｔｍ５の各トルクを出力するためのｄ軸電流及びｑ軸電流の値を示す等トルク線６１であり、太い実線は最大トルク制御を行うためのｄ軸電流及びｑ軸電流の値を示す最大トルク制御線６２である。図示の例では、目標トルクＴＭとして「ｔｍ３」の値が入力されると共に、弱め界磁電流指令値ΔＩｄとして「ΔＩｄ１」が入力されている。これに応じて、ｑ軸電流指令値導出部２２は、まず、目標トルクＴＭ＝ｔｍ３の等トルク線６１と最大トルク制御線６２との交点のｑ軸電流の値である「Ｉｑ１」を基本ｑ軸電流指令値として導出する。ここで、基本ｑ軸電流指令値は、最大トルク制御を行う場合におけるｑ軸電流の指令値に相当する。よって、弱め界磁電流指令値ΔＩｄがゼロである場合（ΔＩｄ＝０）には、この基本ｑ軸電流指令値が最終的なｑ軸電流指令値Ｉｑとなる。本例では、弱め界磁電流指令値ΔＩｄとして「ΔＩｄ１」が入力されているので、目標トルクＴＭ＝ｔｍ３の等トルク線６１に沿ってｄ軸の負方向にΔＩｄ１だけ移動した点のｑ軸電流の値である「Ｉｑ２」をｑ軸電流指令値Ｉｑとして導出する。なお、図５のｑ軸電流指令値テーブルにより求められる基本ｑ軸電流指令値（Ｉｑ１）に対応するｄ軸電流の値（Ｉｄ１）は、図４に示す基本ｄ軸電流指令値テーブルを用いて求められる基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂの値と一致し、このｄ軸電流の値（Ｉｄ１）から弱め界磁電流指令値ΔＩｄ（＝ΔＩｄ１）を減算して求められるｄ軸電流の値（Ｉｄ２）は、第一減算器２３により導出される最終的なｄ軸電流指令値Ｉｄ（＝Ｉｄｂ－ΔＩｄ）と一致する。よって、ｄ軸電流指令値Ｉｄをこの図５に示すテーブルにより求めることも可能である。

　電流制御部２４には、上記のように導出されたｄ軸電流指令値Ｉｄ及びｑ軸電流指令値Ｉｑが入力される。更に、電流制御部２４には、三相二相変換部２７から実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒが入力され、回転速度導出部２８から電動機４の回転速度ωが入力される。実ｄ軸電流Ｉｄｒ及び実ｑ軸電流Ｉｑｒは、電流センサ４３（図１参照）により検出されたＵ相電流Ｉｕｒ、Ｖ相電流Ｉｖｒ、及びＷ相電流Ｉｗｒと回転センサ４４（図１参照）により検出された磁極位置θとに基づいて、三相二相変換部２７により三相二相変換を行って導出される。また、電動機４の回転速度ωは、回転センサ４４（図１参照）により検出された磁極位置θに基づいて回転速度導出部２８により導出される。

　電流制御部２４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄと実ｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差δＩｄ、及びｑ軸電流指令値Ｉｑと実ｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差δＩｑを導出する。そして、電流制御部２４は、ｄ軸電流偏差δＩｄに基づいて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）を行って電圧降下のｄ軸成分であるｄ軸電圧降下Ｖｚｄを導出すると共に、ｑ軸電流偏差δＩｑに基づいて比例積分制御演算を行って電圧降下のｑ軸成分であるｑ軸電圧降下Ｖｚｑを導出する。

　そして、電流制御部２４は、下記の式（２）に示すように、ｄ軸電圧降下Ｖｚｄからｑ軸電機子反作用Ｅｑを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄを導出する。
　　Ｖｄ＝Ｖｚｄ－Ｅｑ
　　　　＝Ｖｚｄ－ω・Ｌｑ・Ｉｑｒ・・・（２）
　この式（２）に示されるように、ｑ軸電機子反作用Ｅｑは、電動機４の回転速度ω、実ｑ軸電流Ｉｑｒ、及びｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて導出される。

　更に、電流制御部２４は、下記の式（３）に示すように、ｑ軸電圧降下Ｖｚｑにｄ軸電機子反作用Ｅｄ及び永久磁石の電機子鎖交磁束による誘起電圧Ｅｍを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑを導出する。
　　Ｖｑ＝Ｖｚｑ＋Ｅｄ＋Ｅｍ
　　　　＝Ｖｚｑ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄｒ＋ω・ＭＩｆ・・・（３）
　この式（３）に示されるように、ｄ軸電機子反作用Ｅｄは、電動機４の回転速度ω、実ｄ軸電流Ｉｄｒ、及びｄ軸インダクタンスＬｄに基づいて導出される。また、誘起電圧Ｅｍは、永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値により定まる誘起電圧定数ＭＩｆ及び電動機４の回転速度ωに基づいて導出される。

　本実施形態においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、インバータ６から電動機４に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値とする。従って、上述したｄ軸電流指令値導出部２１、ｑ軸電流指令値導出部２２、及び電流制御部２４により、電動機４の目標トルクＴＭ及び回転速度ωに基づいて交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを決定する交流電圧指令決定部７が構成されている。

　二相三相変換部２５には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。また、二相三相変換部２５には、回転センサ４４（図１参照）により検出された磁極位置θも入力される。二相三相変換部２５は、磁極位置θを用いて二相三相変換を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗに変換して導出する。

　ＰＷＭパルス生成部２６には、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗが入力される。ＰＷＭパルス生成部２６は、正弦波状の各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと搬送波との比較に基づいて、図１に示すインバータ６の各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８を制御するスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。そして、インバータ６の各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８がスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８に従ってオンオフ動作を行うことにより、ＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御又は過変調ＰＷＭ制御）又は矩形波制御が行われる。本実施形態では、搬送波の振幅を、正弦波ＰＷＭ制御における上限の変調率ｍ（＝０．６１）に相当する各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの振幅と同じ値に固定している。これにより、ＰＷＭパルス生成部２６は、入力された各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、正弦波ＰＷＭ制御における上限の変調率ｍ（＝０．６１）を超える変調率ｍ（＝０．６１～０．７８）に相当する振幅である場合には、インバータ６の出力電圧波形が基本的にＰＷＭパルスとなると共に電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが搬送波の振幅を超える部分において連続的にハイレベル又はローレベルとなる過変調ＰＷＭ制御を実行するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。更に、ＰＷＭパルス生成部２６は、入力された各相の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが、過変調ＰＷＭ制御における上限の変調率ｍ（＝０．７８）に相当する振幅である場合には、インバータ６の出力電圧波形が１周期につきハイレベル期間とローレベル期間とが１回ずつ交互に表れる矩形波となる矩形波制御を実行するためのスイッチング制御信号Ｓ３～Ｓ８を生成する。

　電圧指令換算値導出部２９には、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。電圧指令換算値導出部２９は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑに基づいて電圧指令換算値Ｖａを、下記の式（４）に従って導出する。
　　Ｖａ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／０．７８・・・（４）
　ここで、√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）は、３相の線間電圧実効値に相当する。従って、本実施形態では、電圧指令換算値Ｖａは、３相の線間電圧実効値を理論上の最大変調率（ｍ＝０．７８）で除算した値として導出される。この電圧指令換算値Ｖａは、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑをシステム電圧Ｖｄｃと比較可能とするための換算値であり、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを出力するために必要とされる直流電圧（システム電圧Ｖｄｃ）を表している。より詳しくは、電圧指令換算値Ｖａは、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに従った交流電圧を出力するためにインバータ６に入力されることが必要とされるシステム電圧Ｖｄｃを表している。

　第二減算器３０には、電圧指令換算値Ｖａ、及びシステム電圧センサ４２により検出されたシステム電圧Ｖｄｃの値が入力される。第二減算器３０は、下記の式（５）に示すように、電圧指令換算値Ｖａからシステム電圧Ｖｄｃの値を減算した電圧偏差ΔＶを導出する。
　　ΔＶ＝Ｖａ－Ｖｄｃ・・・（５）
　本実施形態においては、この電圧偏差ΔＶが、システム電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標に相当する。よって本実施形態では、電圧指令換算値導出部２９及び第二減算器３０により、電圧指標導出部１１が構成されている。ここでは、電圧偏差ΔＶは、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑがそのときのシステム電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値を超えている程度を表す。従って、電圧偏差ΔＶは、実質的にはシステム電圧Ｖｄｃの不足の程度を表す電圧不足指標として機能する。

　本実施形態では、処理切替部１０には、電圧偏差ΔＶ、弱め界磁電流指令値ΔＩｄ、及びシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが入力される。処理切替部１０は、これらの値に基づいて、システム電圧指令決定部９によりシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを決定するシステム電圧決定処理と、弱め界磁指令値決定部８により弱め界磁電流指令値ΔＩｄを決定する弱め界磁指令値決定処理との実行状態を切り替える。本実施形態では、処理切替部１０は、弱め界磁指令値決定処理を実行する第一状態Ｍ１、システム電圧決定処理を実行する第二状態Ｍ２、及びこれらの双方を実行しない第三状態Ｍ３を切り替える。そして、処理切替部１０は、第一状態Ｍ１では電圧偏差ΔＶを第一積分器３１へ入力し、第二状態Ｍ２では電圧偏差ΔＶを第二積分器３２へ入力し、第三状態Ｍ３では電圧偏差ΔＶを第一積分器３１及び第二積分器３２のいずれにも入力しない。処理切替部１０は、電圧偏差ΔＶ、弱め界磁電流指令値ΔＩｄ、及びシステム電圧指令値Ｖｄｃｔのそれぞれについて予め規定されたしきい値と比較した結果に基づいて、３つの状態Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３の切り替えを行う。なお、この処理切替部１０による切り替え動作については、後で図６～図８を用いて詳細に説明するため、ここでは詳しく説明しない。

　処理切替部１０が第一状態Ｍ１にあるときに、第一積分器３１には電圧偏差ΔＶが入力される。第一積分器３１は、この電圧偏差ΔＶを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値を弱め界磁電流指令値ΔＩｄとして導出する。ここでは、第一積分器３１は、自己保持回路等による自己保持機能を備えるものとしている。そして、第一積分器３１は、処理切替部１０が第二状態Ｍ２となったときには、処理切替部１０が第一状態Ｍ１にあったときの最終の弱め界磁電流指令値ΔＩｄを保持し、当該値を出力し続けるように構成されている。また、第一積分器３１は、処理切替部１０が第三状態Ｍ３となったときには自己保持機能を解除するように構成されている。本実施形態では、この弱め界磁電流指令値ΔＩｄが、電動機４の界磁磁束を弱める弱め界磁制御を行う際の弱め界磁の程度を表す弱め界磁指令値に相当する。また、電圧指令換算値導出部２９、第二減算器３０、及び第一積分器３１により、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとシステム電圧Ｖｄｃとに基づいて弱め界磁電流指令値ΔＩｄが決定される。よって、本実施形態では、電圧指令換算値導出部２９、第二減算器３０、及び第一積分器３１により、弱め界磁指令値決定部８が構成されている。上記のとおり、本実施形態では、矩形波制御と共に弱め界磁制御を行い、ＰＷＭ制御と共に最大トルク制御を行う。従って、制御装置２は、弱め界磁電流指令値ΔＩｄがゼロの状態ではインバータ６にＰＷＭ制御を行わせ、弱め界磁電流指令値ΔＩｄがゼロ以外の状態ではインバータ６に矩形波制御を行わせる構成となっている。なお、弱め界磁制御は、最大トルク制御に比べて電動機４の界磁磁束を弱めるように基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂに対する調整を行う界磁制御である。すなわち、弱め界磁制御は、電動機４の界磁磁束を弱める方向の磁束が電機子コイルから発生するように電流位相を調節する制御である。ここでは、弱め界磁制御では、通常界磁制御よりも電流位相を進めるようにｄ軸電流調整指令値ΔＩｄを設定する。具体的には、弱め界磁制御では、ｄ軸電流調整指令値ΔＩｄが、基本ｄ軸電流指令値Ｉｄｂを負方向に変化させる（減少させる）ように設定される。

　処理切替部１０が第二状態Ｍ２にあるときに、第二積分器３２には電圧偏差ΔＶが入力される。第二積分器３２は、この電圧偏差ΔＶを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値を昇圧指令値ΔＶｂとして導出する。ここでは、第二積分器３２は、自己保持回路等による自己保持機能を備えるものとしている。そして、第二積分器３２は、処理切替部１０が第一状態Ｍ１となったときには、処理切替部１０が第二状態Ｍ２にあったときの最終の昇圧指令値ΔＶｂを保持し、当該値を出力し続けるように構成されている。また、第二積分器３２は、処理切替部１０が第三状態Ｍ３となったときには自己保持機能を解除するように構成されている。この昇圧指令値ΔＶｂは、電流制御部２４で導出された交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに従った交流電圧を出力するためにインバータ６に入力されることが必要とされる電圧をシステム電圧Ｖｄｃとし、当該システム電圧Ｖｄｃを得るために、電源電圧Ｖｂに対して昇圧する必要がある電圧値に相当する。

　加算器３３には、電源電圧センサ４１により検出された電源電圧Ｖｂ及び昇圧指令値ΔＶｂが入力される。加算器３３は、下記の式（６）に示すように、電源電圧Ｖｂに昇圧指令値ΔＶｂを加算したシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを導出する。
　　Ｖｄｃｔ＝Ｖｂ＋ΔＶｂ・・・（６）
　このシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが、コンバータ５により生成するシステム電圧Ｖｄｃの指令値となる。上記のとおり、電圧指令換算値導出部２９、第二減算器３０、第二積分器３２、及び加算器３３により、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとシステム電圧Ｖｄｃとに基づいてシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが決定される。よって、本実施形態では、電圧指令換算値導出部２９、第二減算器３０、第二積分器３２、及び加算器３３により、システム電圧指令決定部９が構成されている。上記のとおり、このシステム電圧指令決定部９は、電圧指標として電圧指令換算値導出部２９及び第二減算器３０により導出される電圧偏差ΔＶに基づいて、より具体的には、当該電圧偏差ΔＶを第二積分器３２により積分して導出される積分値である昇圧指令値ΔＶｂと電源電圧Ｖｂとに基づいて、システム電圧指令値Ｖｄｃｔを決定している。

　昇圧制御部３４には、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが入力される。昇圧制御部３４は、システム電圧指令値Ｖｄｃｔに応じて、コンバータ５の電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２を制御するスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成する。そして、コンバータ５の電圧変換用スイッチング素子Ｅ１、Ｅ２がスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に従ってオンオフ動作を行うことにより、電源電圧Ｖｂが昇圧される。具体的には、コンバータ５は、制御装置２からのスイッチング制御信号Ｓ１、Ｓ２に応答して、下アーム素子Ｅ２のみが所定期間オンする状態と、上アーム素子Ｅ１及び下アーム素子Ｅ２の双方が所定期間オフする状態とを交互に繰り返す動作を行い、電源電圧Ｖｂを昇圧する。この際の昇圧比は下アーム素子Ｅ２のオン期間のデューティ比に応じたものとなる。すなわち、下アーム素子Ｅ２のオンデューティを大きくするに従ってリアクトルＬ１における電力蓄積が大きくなるため、コンバータ５から出力されるシステム電圧Ｖｄｃを高くすることができる。

１－３．処理切替部の動作
　次に、処理切替部１０の切り替え動作及びそれに伴う制御装置２の各部の動作について、図６～図８を用いて詳細に説明する。図６は、処理切替部１０による切り替え動作に伴う制御装置２の各部の動作の流れを示すフローチャートである。

　図６に示すように、制御装置２は、まず、電圧指令換算値導出部２９により電圧指令換算値Ｖａを導出する（ステップ＃０１）。次に、第二減算器３０により、電圧指令換算値Ｖａからシステム電圧Ｖｄｃの値を減算した電圧偏差ΔＶ（＝Ｖａ－Ｖｄｃ）を導出する（ステップ＃０２）。そして、処理切替部１０により、ステップ＃０２で導出された電圧偏差ΔＶがゼロより大きいか（ΔＶ＞０）否かを判定する（ステップ＃０３）。電圧偏差ΔＶがゼロより大きい場合には（ステップ＃０３：Ｙｅｓ）、システム電圧Ｖｄｃが交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに対して不足しているということになる。そこで、処理切替部１０は、次に、そのときの弱め界磁電流指令値ΔＩｄが所定の第一しきい値ΔＩｄｓ以上であるか（ΔＩｄ≧ΔＩｄｓ）否かを判定する（ステップ＃０４）。弱め界磁電流指令値ΔＩｄが第一しきい値ΔＩｄｓ未満である場合には（ステップ＃０４：Ｎｏ）、処理切替部１０は、電圧偏差ΔＶを第一積分器３１に入力する第一状態Ｍ１となり、弱め界磁指令値決定処理を実行状態とする。これにより、第一積分器３１が電圧偏差ΔＶを積分して弱め界磁電流指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃０５）。この場合、制御装置２は、インバータ６に弱め界磁制御及び矩形波制御を行わせ、コンバータ５には昇圧制御を行わせず電源電圧Ｖｂをそのままシステム電圧Ｖｄｃとして出力させる。

　弱め界磁電流指令値ΔＩｄが第一しきい値ΔＩｄｓ以上である場合には（ステップ＃０４：Ｙｅｓ）、次に、処理切替部１０により、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘ未満であるか（Ｖｄｃｔ＜Ｖｄｃｍａｘ）否かを判定する（ステップ＃０６）。システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘ未満である場合には（ステップ＃０６：Ｙｅｓ）、第一積分器３１によりそのときの弱め界磁電流指令値ΔＩｄを保持させる（ステップ＃０７）。そして、処理切替部１０は、電圧偏差ΔＶを第二積分器３２に入力する第二状態Ｍ２となり、システム電圧決定処理を実行状態とする。これにより、第二積分器３２が電圧偏差ΔＶを積分してシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを導出する（ステップ＃０８）。この場合、制御装置２は、ステップ＃０７で保持された一定の弱め界磁電流指令値ΔＩｄに従ってインバータ６に弱め界磁制御を行わせるとともに矩形波制御を行わせ、コンバータ５には昇圧制御を行わせて電源電圧Ｖｂに対して昇圧したシステム電圧Ｖｄｃを出力させる。

　システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘ以上である場合には（ステップ＃０６：Ｎｏ）、第二積分器３２によりそのときの昇圧指令値ΔＶｂを保持させ、それによってそのときのシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを保持させる（ステップ＃０９）。そして、処理切替部１０は、電圧偏差ΔＶを第一積分器３１に入力する第一状態Ｍ１となり、第一積分器３１が電圧偏差ΔＶを積分して弱め界磁電流指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃０５）。この場合、制御装置２は、ステップ＃０９で保持された一定のシステム電圧指令値Ｖｄｃｔに従ってコンバータ５に昇圧制御を行わせて電源電圧Ｖｂに対して昇圧したシステム電圧を出力させるとともに、弱め界磁電流指令値ΔＩｄを調整しつつインバータ６に弱め界磁制御及び矩形波制御を行わせる。

　一方、電圧偏差ΔＶがゼロ以下である場合には（ステップ＃０３：Ｎｏ）、処理切替部１０は、電圧偏差ΔＶを第一積分器３１及び第二積分器３２のいずれにも入力しない第三状態Ｍ３となる。よって、本実施形態では、このゼロが、電圧指標としての電圧偏差ΔＶについて予め定められたしきい値であり、このしきい値は、弱め界磁指令値決定処理及びシステム電圧決定処理の少なくとも一方を行うか否かを決定するための処理実行しきい値として機能する。そして、ステップ＃０７による弱め界磁電流指令値ΔＩｄの保持又はステップ＃０９によるシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの保持が行われている場合には、当該保持を解除する（ステップ＃１０）。このときに弱め界磁制御が行われていた場合には、第一積分器３１は弱め界磁電流指令値ΔＩｄを次第に減少させ、最終的には弱め界磁制御を終了する。また、このときに昇圧制御が行われていた場合には、第二積分器３２は昇圧指令値ΔＶｂを次第に減少させ、最終的には昇圧制御を終了する。一方、このときに弱め界磁制御及び昇圧制御の双方が行われていなかった場合、すなわち、インバータ６に最大トルク制御及びＰＷＭ制御を行わせ、コンバータ５には昇圧制御を行わせず電源電圧Ｖｂをそのままシステム電圧Ｖｄｃとして出力させていた場合には、制御装置２はその状態を維持する。

　上記のとおり、第一しきい値ΔＩｄｓは、コンバータ５による昇圧を開始するための弱め界磁電流指令値ΔＩｄのしきい値である。ここで、弱め界磁制御に伴って矩形波制御を行うと、ＰＷＭ制御を行う場合に比べてインバータ６の各スイッチング素子Ｅ３～Ｅ８のスイッチング回数が大幅に減少するので、スイッチング損失を低減することができる。一方、弱め界磁制御を行うための弱め界磁電流を増大させると電動機４に入力する電流に対して得られるトルクが減少するため効率が低下する。そこで、第一しきい値ΔＩｄｓは、弱め界磁制御に伴って矩形波制御を行うことによるスイッチング損失の低減に伴う効率向上が、弱め界磁電流の増大（弱め界磁の程度の増大）による効率低下を上回る範囲内に設定されると好適である。このようにすることにより、電動機駆動装置１の効率を高めることができる。一方、第二しきい値Ｖｄｃｍａｘは、コンバータ５により昇圧可能なシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの上限に設定されると好適である。これにより、弱め界磁電流を増大させることなくシステム電圧Ｖｄｃを上昇させることで電動機４の動作可能領域を拡大することができる（図８参照）。そして、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが昇圧上限の第二しきい値Ｖｄｃｍａｘに到達した後は、効率は低下するが、弱め界磁電流指令値ΔＩｄを増大させることにより、電動機４の動作可能領域を更に拡大することができる。

　次に、図６に示すフローチャートに従って処理切替部１０による切り替え動作を行った場合の制御装置２の動作の具体例について、図７及び図８を用いて説明する。図７において、（ａ）は目標トルクＴＭが時間に応じて変化する一例を示し、（ｂ）はそのときの弱め界磁電流指令値ΔＩｄの変化を示し、（ｃ）はそのときのシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの変化を示している。図７（ａ）に示すように、本例では、目標トルクＴＭは、まず電動機４により出力可能な最大トルクＴＭｍａｘまで上昇した後は、基本的に各時点での電動機４の回転速度ωに応じて出力可能な最大トルクに沿って推移するものとする。なお、本例では、電動機４の回転速度ωは一定の加速度で時間の経過と共に増加していくものとする。また、図８において、（ｂ）は図７（ｃ）に対応する時間経過に伴って回転速度ωが上昇した際のシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの変化を示しており、（ａ）はこのようなシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの変化に応じた電動機４の動作可能領域の変化を示している。図８（ａ）において、実線で示す領域は電源電圧Ｖｂを昇圧せずにそのままシステム電圧Ｖｄｃとして用いた場合の動作可能領域であり、二点鎖線で示す領域は電源電圧Ｖｂを次第に昇圧した場合に変化する動作可能領域を示している。また、図８（ａ）中における複数の黒点は、図７（ａ）に対応する各時点での目標トルクＴＭの推移を示している。

　図８（ａ）に示すように、本例では、時刻ｔ１までは、目標トルクＴＭ及び回転速度ωにより規定される電動機４の動作点が、当該動作点で必要される交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑを出力するために電源電圧Ｖｂを昇圧する必要がなく、最大トルク制御及びＰＷＭ制御を実行可能な領域Ａ１にある。この場合、電圧偏差ΔＶはゼロ以下となる（ステップ＃０３：Ｎｏ）。従って、図７（ｂ）及び（ｃ）に示すように、時刻ｔ１までは、弱め界磁電流指令値ΔＩｄがゼロ、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが電源電圧Ｖｂと同じ値（昇圧指令値ΔＶｂがゼロ）となっている。

　その後、時刻ｔ１～ｔ２では、図８（ａ）に示すように、電動機４の動作点が弱め界磁制御及び矩形波制御を行う必要がある領域Ａ２に入っている。この場合、電圧偏差ΔＶはゼロより大きくなる（ステップ＃０３：Ｙｅｓ）。そこで、図７（ｂ）に示すように、処理切替部１０により弱め界磁指令値決定処理が実行状態とされ（ステップ＃０５）、制御装置２が弱め界磁制御及び矩形波制御を実行する。これにより、弱め界磁電流指令値ΔＩｄは、時刻ｔ１～ｔ２における回転速度ωの上昇に伴ってゼロから第一しきい値ΔＩｄｓまで次第に増加している。この際、弱め界磁電流指令値ΔＩｄが第一しきい値ΔＩｄｓ未満の状態では（ステップ＃０４：Ｎｏ）、制御装置２は昇圧制御は行わず、システム電圧指令値Ｖｄｃｔは電源電圧Ｖｂと同じ値のままとなる。従って、電動機４が出力可能なトルクは、回転速度ωの上昇に伴って次第に低下している。本例では、時刻ｔ２において、弱め界磁電流指令値ΔＩｄが第一しきい値ΔＩｄｓに到達する（ステップ＃０４：Ｙｅｓ）。

　そこで、時刻ｔ２～ｔ３では、図７（ｃ）及び図８（ｂ）に示すように、処理切替部１０によりシステム電圧決定処理が実行状態とされ（ステップ＃０８）、制御装置２が昇圧制御を実行する。これにより、システム電圧指令値Ｖｄｃｔは、時刻ｔ２～ｔ３における回転速度ωの上昇に伴って電源電圧Ｖｂと同じ値からシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの上限に設定された第二しきい値Ｖｄｃｍａｘまで次第に増加している。このようにシステム電圧Ｖｄｃが上昇することにより、図８（ａ）に示すように、電動機４の動作可能領域は高回転側へ次第に拡大する。本例では、電動機４の回転速度ωの上昇に伴ってシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが昇圧されることにより、回転速度ωの上昇中にも電動機４が出力可能なトルクが一定に維持されている。なお、昇圧制御中における電動機４の回転速度ωと出力可能なトルクとの関係は、昇圧速度と電動機４のロータの加速度との関係により変化する。そして、図７（ｂ）に示すように、このような昇圧制御中は、処理切替部１０により弱め界磁指令値決定処理が中止され、昇圧制御を開始したときの弱め界磁電流指令値ΔＩｄ（＝ΔＩｄｓ）が保持される（ステップ＃０７）。従って、制御装置２は、このような昇圧制御中も弱め界磁制御及び矩形波制御を実行する。本例では、時刻ｔ３において、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘに到達する（ステップ＃０６：Ｎｏ）。

　そこで、時刻ｔ３以後は、図７（ｃ）に示すように、処理切替部１０によりシステム電圧決定処理が中止され、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが上限の第二しきい値Ｖｄｃｍａｘに保持される（ステップ＃０９）。また、図７（ｂ）に示すように、処理切替部１０により弱め界磁指令値決定処理が再開される（ステップ＃０５）。これにより、弱め界磁電流指令値ΔＩｄは、時刻ｔ３以後における回転速度ωの上昇に伴って第一しきい値ΔＩｄｓから次第に増加している。従って、電動機４が出力可能なトルクは、回転速度ωの上昇に伴って次第に低下している。当然ながら、制御装置２は、この間も弱め界磁制御及び矩形波制御を実行する。

　以上より、本実施形態に係る構成によれば、電動機４の回転速度ωや目標トルクＴＭが上昇する状況において交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑが電源電圧Ｖｂによって出力し得る最大の交流電圧の値を超えた場合には、まず昇圧制御を行う前に弱め界磁制御及び矩形波制御を開始する（時刻ｔ１～ｔ２）。その後、更に回転速度ωや目標トルクＴＭが上昇すると、弱め界磁制御及び矩形波制御を維持したままシステム電圧Ｖｄｃを昇圧する。従って、矩形波制御によるスイッチング損失の低減という効果を幅広い動作範囲で得ることが可能となり、電動機駆動装置１の効率を高めることができる。また、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが上限の第二しきい値Ｖｄｃｍａｘに到達した後は、弱め界磁電流指令値ΔＩｄを増加させることにより電動機４の回転速度ωを更に上昇させることができる。

２．第二の実施形態
　次に、本発明の第二の実施形態について図９及び図１０を用いて説明する。図９は、上記第一の実施形態に係る図２に対応する制御装置２の機能ブロック図であるが、本実施形態における上記第一の実施形態との相違点に関する部分のみを示している。この図に示すように、本実施形態に係る制御装置２は、電圧指令換算値導出部２９に変えて変調率導出部３５を備え、この変調率導出部３５において導出した変調率ｍに基づいて弱め界磁電流指令値ΔＩｄ及び昇圧指令値ΔＶｂを決定する構成となっている点で、上記第一の実施形態と相違している。以下では、本実施形態に係る制御装置２について、上記第一の実施形態との相違点を中心として説明する。なお、特に説明しない点については、上記第一の実施形態と同様とする。

　変調率導出部３５には、電流制御部２４により導出されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑが入力される。また、変調率導出部３５には、システム電圧センサ４２により検出されたシステム電圧Ｖｄｃの値が入力される。変調率導出部３５は、これらの値に基づいて変調率ｍを、下記の式（７）に従って導出する。
　　ｍ＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）／Ｖｄｃ・・・（７）
　本実施形態では、変調率ｍは、システム電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの比を表している。より詳しくは、変調率ｍは、システム電圧Ｖｄｃに対する、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに基づくインバータ６の出力電圧波形の基本波成分の実効値の比率であり、ここでは、３相の線間電圧実効値をシステム電圧Ｖｄｃの値で除算した値として導出される。上記のとおり、変調率ｍの最大値は、矩形波制御を実行している際の変調率ｍに相当する「０．７８」である。

　第二減算器３０には、変調率ｍ及び当該変調率ｍの最大値である「０．７８」の値が入力される。本実施形態では、この「０．７８」が所定の目標変調率となる。第二減算器３０は、下記の式（８）に示すように、変調率ｍから「０．７８」を減算した変調率偏差Δｍを導出する。
　　Δｍ＝ｍ－０．７８・・・（８）
　本実施形態においては、この変調率偏差Δｍが、システム電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標に相当する。よって本実施形態では、変調率導出部３５及び第二減算器３０により、電圧指標導出部１１が構成されている。変調率偏差Δｍは、上記第一の実施形態に係る電圧偏差ΔＶと同様に、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑがそのときのシステム電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値を超えている程度を表す。従って、変調率偏差Δｍは、実質的にはシステム電圧Ｖｄｃの不足の程度を表す電圧不足指標として機能する。

　本実施形態では、処理切替部１０には、変調率偏差Δｍ、弱め界磁電流指令値ΔＩｄ、及びシステム電圧指令値Ｖｄｃｔが入力される。処理切替部１０は、これらの値に基づいて、システム電圧指令決定部９によりシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを決定するシステム電圧決定処理と、弱め界磁指令値決定部８により弱め界磁電流指令値ΔＩｄを決定する弱め界磁指令値決定処理との実行状態を切り替える。本実施形態では、処理切替部１０は、弱め界磁指令値決定処理を実行する第一状態Ｍ１、システム電圧決定処理を実行する第二状態Ｍ２、及びこれらの双方を実行しない第三状態Ｍ３を切り替える。そして、処理切替部１０は、第一状態Ｍ１では変調率偏差Δｍを第一積分器３１へ入力し、第二状態Ｍ２では変調率偏差Δｍを第二積分器３２へ入力し、第三状態Ｍ３では変調率偏差Δｍを第一積分器３１及び第二積分器３２のいずれにも入力しない。なお、この処理切替部１０による切り替え動作については、後で図１０を用いて詳細に説明する。

　処理切替部１０が第一状態Ｍ１にあるときに、第一積分器３１には変調率偏差Δｍが入力される。第一積分器３１は、この変調率偏差Δｍを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値を弱め界磁電流指令値ΔＩｄとして導出する。よって、本実施形態では、変調率導出部３５、第二減算器３０、及び第一積分器３１により、弱め界磁指令値決定部８が構成されている。一方、処理切替部１０が第二状態Ｍ２にあるときに、第二積分器３２には変調率偏差Δｍが入力される。第二積分器３２は、この変調率偏差Δｍを所定のゲインを用いて積分し、当該積分値を昇圧指令値ΔＶｂとして導出する。このように導出された昇圧指令値ΔＶｂは、上記第一の実施形態と同様に、加算器３３において電源電圧Ｖｂに加算され、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが導出される。よって、本実施形態では、変調率導出部３５、第二減算器３０、第二積分器３２、及び加算器３３により、システム電圧指令決定部９が構成されている。

　次に、本実施形態に係る制御装置２における、処理切替部１０の切り替え動作に伴う各部の動作について、図１０に示すフローチャートを用いて説明する。図１０のフローチャートは、上記第一の実施形態に係る図６のフローチャートに対応している。

　図１０に示すように、制御装置２は、まず、変調率導出部３５により変調率ｍを導出する（ステップ＃１１）。次に、第二減算器３０により、変調率ｍから当該変調率ｍの最大値である「０．７８」を減算した変調率偏差Δｍ（＝ｍ－０．７８）を導出する（ステップ＃１２）。そして、処理切替部１０により、ステップ＃１２で導出された変調率偏差Δｍがゼロより大きいか（Δｍ＞０）否かを判定する（ステップ＃１３）。変調率偏差Δｍがゼロより大きい場合には（ステップ＃１３：Ｙｅｓ）、システム電圧Ｖｄｃが交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑに対して不足しているということになる。そこで、処理切替部１０は、次に、そのときの弱め界磁電流指令値ΔＩｄが所定の第一しきい値ΔＩｄｓ以上であるか（ΔＩｄ≧ΔＩｄｓ）否かを判定する（ステップ＃１４）。弱め界磁電流指令値ΔＩｄが第一しきい値ΔＩｄｓ未満である場合には（ステップ＃１４：Ｎｏ）、処理切替部１０は、変調率偏差Δｍを第一積分器３１に入力する第一状態Ｍ１となり、弱め界磁指令値決定処理を実行状態とする。これにより、第一積分器３１が変調率偏差Δｍを積分して弱め界磁電流指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃１５）。この場合、制御装置２は、インバータ６に弱め界磁制御及び矩形波制御を行わせ、コンバータ５には昇圧制御を行わせず電源電圧Ｖｂをそのままシステム電圧Ｖｄｃとして出力させる。

　弱め界磁電流指令値ΔＩｄが第一しきい値ΔＩｄｓ以上である場合には（ステップ＃１４：Ｙｅｓ）、次に、処理切替部１０により、システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘ未満であるか（Ｖｄｃｔ＜Ｖｄｃｍａｘ）否かを判定する（ステップ＃１６）。システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘ未満である場合には（ステップ＃１６：Ｙｅｓ）、第一積分器３１によりそのときの弱め界磁電流指令値ΔＩｄを保持させる（ステップ＃１７）。そして、処理切替部１０は、変調率偏差Δｍを第二積分器３２に入力する第二状態Ｍ２となり、システム電圧決定処理を実行状態とする。これにより、第二積分器３２が変調率偏差Δｍを積分してシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを導出する（ステップ＃１８）。この場合、制御装置２は、ステップ＃１７で保持された一定の弱め界磁電流指令値ΔＩｄに従ってインバータ６に弱め界磁制御を行わせるとともに矩形波制御を行わせ、コンバータ５には昇圧制御を行わせて電源電圧Ｖｂに対して昇圧したシステム電圧Ｖｄｃを出力させる。

　システム電圧指令値Ｖｄｃｔが第二しきい値Ｖｄｃｍａｘ以上である場合には（ステップ＃１６：Ｎｏ）、第二積分器３２によりそのときの昇圧指令値ΔＶｂを保持させ、それによってそのときのシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを保持させる（ステップ＃１９）。そして、処理切替部１０は、変調率偏差Δｍを第一積分器３１に入力する第一状態Ｍ１となり、第一積分器３１が変調率偏差Δｍを積分して弱め界磁電流指令値ΔＩｄを導出する（ステップ＃１５）。この場合、制御装置２は、ステップ＃１９で保持された一定のシステム電圧指令値Ｖｄｃｔに従ってコンバータ５に昇圧制御を行わせて電源電圧Ｖｂに対して昇圧したシステム電圧を出力させるとともに、弱め界磁電流指令値ΔＩｄを調整しつつインバータ６に弱め界磁制御及び矩形波制御を行わせる。

　一方、変調率偏差Δｍがゼロ以下である場合には（ステップ＃１３：Ｎｏ）、処理切替部１０は、変調率偏差Δｍを第一積分器３１及び第二積分器３２のいずれにも入力しない第三状態Ｍ３となる。よって、本実施形態では、このゼロが、電圧指標としての変調率偏差Δｍについて予め定められたしきい値であり、このしきい値は、弱め界磁指令値決定処理及びシステム電圧決定処理の少なくとも一方を行うか否かを決定するための処理実行しきい値として機能する。そして、ステップ＃１７による弱め界磁電流指令値ΔＩｄの保持又はステップ＃１９によるシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの保持が行われている場合には、当該保持を解除する（ステップ＃２０）。このときに弱め界磁制御が行われていた場合には、第一積分器３１は弱め界磁電流指令値ΔＩｄを次第に減少させ、最終的には弱め界磁制御を終了する。また、このときに昇圧制御が行われていた場合には、第二積分器３２は昇圧指令値ΔＶｂを次第に減少させ、最終的には昇圧制御を終了する。一方、このときに弱め界磁制御及び昇圧制御の双方が行われていなかった場合、すなわち、インバータ６に最大トルク制御及びＰＷＭ制御を行わせ、コンバータ５には昇圧制御を行わせず電源電圧Ｖｂをそのままシステム電圧Ｖｄｃとして出力させていた場合には、制御装置２はその状態を維持する。

３．その他の実施形態
（１）上記の第一の実施形態では、電圧偏差ΔＶを式（４）及び式（５）に基づいて導出する構成を例として説明した。しかし、このような実施形態に限定されず、本発明は、３相の線間電圧実効値に沿う交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさとシステム電圧Ｖｄｃとの比較に基づいてシステム電圧指令値Ｖｄｃｔを決定するシステム電圧指令決定部９を備える電動機駆動装置１に適用可能である。従って、システム電圧Ｖｄｃに対する交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す電圧指標を、例えば、以下のようにして導出する構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。
　すなわち、図１１に示すように、制御装置２は、第二電圧指令換算値導出部３６とシステム電圧換算値導出部３７とを備えている。第二電圧指令換算値導出部３６は、下記の式（９）に従って、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑの大きさを表す第二電圧指令換算値Ｖａ２を導出する。ここでは、第二電圧指令換算値Ｖａ２は、３相の線間電圧実効値に相当する。
　　Ｖａ２＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）・・・（９）
　また、システム電圧換算値導出部３７はシステム電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値を表すシステム電圧換算値（＝０．７８Ｖｄｃ）を導出する。ここでは、システム電圧換算値は、システム電圧Ｖｄｃに理論上の最大変調率（ｍ＝０．７８）を乗算して導出される。このシステム電圧換算値は、システム電圧Ｖｄｃを交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑ（ここでは第二電圧指令換算値Ｖａ２）と比較可能とするための換算値である。
　そして、第二減算器３０は、下記の式（１０）に示すように、第二電圧指令換算値Ｖａ２からシステム電圧換算値を減算して第二電圧偏差ΔＶ２を導出する。
　　ΔＶ２＝Ｖａ２－０．７８Ｖｄｃ
　　　　　＝√（Ｖｄ^２＋Ｖｑ^２）－０．７８Ｖｄｃ・・・（１０）
　従って、この第二電圧偏差ΔＶ２が、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとシステム電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値との偏差に相当する。本例では、この第二電圧偏差ΔＶ２が電圧指標に相当する。この場合でも、第二電圧偏差ΔＶ２は、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑがそのときのシステム電圧Ｖｄｃによって出力し得る最大の交流電圧の値を超えている程度を表し、実質的にはシステム電圧Ｖｄｃの不足の程度を表す電圧不足指標として機能する。

（２）上記の実施形態では、電動機駆動装置１が、電圧変換部として電源電圧Ｖｂを昇圧してシステム電圧Ｖｄｃを生成する昇圧コンバータ５を備える構成を例として説明した。しかし、このような実施形態に限定されず、本発明は、直流電源３からの電源電圧Ｖｂを変換して所望のシステム電圧Ｖｄｃを生成する各種の電圧変換部を備える電動機駆動装置１に適用可能である。従って、例えば、電動機駆動装置１が、電圧変換部として電源電圧Ｖｂの昇圧及び降圧の双方を行う昇降圧コンバータを備え、或いは電源電圧Ｖｂの降圧を行う降圧コンバータを備える構成とすることも、本発明の好適な実施形態の一つである。この場合においても、システム電圧指令値Ｖｄｃｔは、上記実施形態と同様に、交流電圧指令値Ｖｄ、Ｖｑとシステム電圧Ｖｄｃとに基づいて決定することができる。

（３）上記の実施形態では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを交流電圧指令値とする場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、電動機４が必要とする交流電圧を表す指令値であって、システム電圧Ｖｄｃとの比較が可能なものであれば、他の値を交流電圧指令値としてシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの決定に用いることが可能である。従って、例えば、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ、及びＷ相電圧指令値Ｖｗを交流電圧指令値としてシステム電圧指令値Ｖｄｃｔの決定に用いる構成とすることも可能である。

（４）上記の実施形態では、交流電動機４が三相交流により動作する埋込磁石構造の同期電動機（ＩＰＭＳＭ）である場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではなく、例えば、交流電動機４として、表面磁石構造の同期電動機（ＳＰＭＳＭ）を用いることができ、或いは、同期電動機以外にも、例えば、誘導電動機等を用いることもできる。また、このような交流電動機に供給する交流として、三相以外の単相、二相、又は四相以上の多相交流を用いることができる。

（５）上記の実施形態では、電動機４が電動車両やハイブリッド車両等の駆動力源として用いられる場合を例として説明した。しかし、本発明に係る電動機４の用途はこれに限定されるものではなく、あらゆる用途の電動機について、本発明を適用することが可能である。

　本発明は、交流電動機を駆動するための電動機駆動装置の制御を行う制御装置に好適に利用可能である。

１：電動機駆動装置
２：制御装置
３：直流電源
４：交流電動機
５：コンバータ（電圧変換部）
６：インバータ（直流交流変換部）
７：交流電圧指令決定部
８：弱め界磁指令値決定部
９：システム電圧指令決定部
１０：処理切替部
１１：電圧指標導出部
Ｖｂ：電源電圧
Ｖｄｃ：システム電圧
ＴＭ：目標トルク
ω：回転速度
Ｖｄ：ｄ軸電圧指令値（交流電圧指令値）
Ｖｑ：ｑ軸電圧指令値（交流電圧指令値）
Ｖｄｃｔ：システム電圧指令値
ΔＩｄ：弱め界磁電流指令値（弱め界磁指令値）
ΔＩｄｓ：第一しきい値
Ｖｄｃｍａｘ：第二しきい値
Ｖａ：電圧指令換算値
ΔＶ：電圧偏差（電圧指標）
ｍ：変調率
Δｍ：変調率偏差（電圧指標）
ΔＶ２：第二電圧偏差（電圧指標）

Claims (7)

1. 　直流電源からの電源電圧を変換して所望のシステム電圧を生成する電圧変換部と、前記システム電圧を交流電圧に変換して交流電動機に供給する直流交流変換部と、を備えた電動機駆動装置の制御を行う制御装置であって、
   　前記交流電動機の目標トルク及び前記交流電動機の回転速度に基づいて、前記直流交流変換部から前記交流電動機に供給する交流電圧の指令値である交流電圧指令値を決定する交流電圧指令決定部と、
   　前記交流電圧指令値と前記システム電圧とに基づいて、前記電圧変換部により生成する前記システム電圧の指令値であるシステム電圧指令値を決定するシステム電圧指令決定部と、
   を備えた電動機駆動装置の制御装置。
2. 　前記システム電圧に対する前記交流電圧指令値の大きさを表す電圧指標を導出する電圧指標導出部を更に備え、
   　前記システム電圧指令決定部は、前記電圧指標を積分した積分値と前記電源電圧とに基づいて前記システム電圧指令値を決定する請求項１に記載の電動機駆動装置の制御装置。
3. 　前記電圧指標は、前記交流電圧指令値を出力するために必要な直流電圧を表す電圧指令換算値と前記システム電圧との偏差に基づいて導出される請求項２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
4. 　前記電圧指標は、前記システム電圧に対する前記交流電圧指令値の比を表す変調率と所定の目標変調率との偏差に基づいて導出される請求項２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
5. 　前記電圧指標は、前記交流電圧指令値と前記システム電圧によって出力し得る最大の前記交流電圧の値との偏差に基づいて導出される請求項２に記載の電動機駆動装置の制御装置。
6. 　前記交流電圧指令値と前記システム電圧とに基づいて前記交流電動機の界磁磁束を弱める弱め界磁制御を行う際の弱め界磁の程度を表す弱め界磁指令値を決定する弱め界磁指令値決定部と、
   　前記システム電圧指令決定部により前記システム電圧指令値を決定するシステム電圧決定処理と、前記弱め界磁指令値決定部により弱め界磁指令値を決定する弱め界磁指令値決定処理との実行状態を切り替える処理切替部と、を更に備え、
   　前記処理切替部は、少なくとも前記弱め界磁指令値及び前記システム電圧指令値に基づいて、前記システム電圧決定処理と前記弱め界磁指令値決定処理との実行状態を切り替える請求項１から５のいずれか一項に記載の電動機駆動装置の制御装置。
7. 　前記弱め界磁指令値がゼロの状態では前記直流交流変換部にパルス幅変調制御を行わせ、前記弱め界磁指令値がゼロ以外の状態では前記直流交流変換部に矩形波状電圧を出力させる矩形波制御を行わせる構成であって、
   　前記処理切替部は、前記交流電圧指令値がそのときの前記システム電圧によって出力し得る最大の前記交流電圧の値を超えた場合には前記弱め界磁指令値が所定の第一しきい値に到達するまで前記弱め界磁指令値決定処理を実行し、前記弱め界磁指令値が所定の第一しきい値に到達した場合には前記弱め界磁指令値決定処理を中止して前記システム電圧指令値が所定の第二しきい値に到達するまで前記システム電圧決定処理を実行し、前記システム電圧指令値が所定の第二しきい値に到達した場合には前記弱め界磁指令値決定処理を再開する請求項６に記載の電動機駆動装置の制御装置。

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