WO2010114165A1 - 近接センサ及び電波受信装置 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a proximity sensor and a radio wave receiver that detect the position of an object.
- FIG. 26 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional proximity sensor 100 described in Patent Documents 1 and 2.
- the AC signal Ea is transmitted from the transmission antenna 103 based on the signal of the oscillator 102, and the AC signal Eb is taken into the circuit by the reception antenna 104.
- the signal taken into the circuit by the receiving antenna 104 is directly amplified by the amplifier 108, and then detected by the signal of the oscillator 102 by the phase detector 109.
- the output of the phase detector 109 is converted into a direct current by the LPF 110 and a change in the electromagnetic wave in the inspection region is output from the output terminal 111 as a change in the direct current voltage.
- many methods have been proposed for receiving radio waves with high sensitivity in radio wave receivers that are equipped with an antenna, receive the antenna signal, and extract the signal from the received radio wave. ing. In an environment where only weak radio waves can be obtained, it is necessary to increase the reception sensitivity of the radio wave receiver, but the most effective for this is a resonance with a magnitude comparable to the wavelength of the radio wave received by the antenna part of the radio wave receiver. This is a method using a mold antenna.
- the radio wave receiving apparatus In personal devices where the size of the radio wave receiving apparatus is limited, it is common to use an extremely short wavelength that requires only a small antenna. However, a circuit using a short wavelength, that is, a high frequency requires a large power consumption. On the other hand, in a device with limited power, such as a radio timepiece, it is not allowed to have a gigahertz frequency circuit in which the antenna has a size of about a centimeter.
- the frequency band currently used by the watch for radio wave correction is a very long wave band called VLF.
- radio waves used in a radio timepiece are two waves of 40 kHz and 60 kHz in Japan. However, since the resonance type antenna of this frequency band requires a length of several kilometers, the resonance type antenna cannot be used.
- FIG. 27 is a diagram showing a radio wave receiver of a basic radio timepiece.
- the receiving circuit 110 amplifies the radio wave signal received by the antenna 113 by the amplifier circuit 115 with AGC, frequency-selects using the crystal filter 116 as a band-pass filter, and signals of the selected frequency
- the wave detector 117 is used to detect the wave (for example, Patent Document 3).
- the output of the detector 117 is smoothed by the smoothing circuit 118 and output from the output terminal 119.
- JP 2006-275629 A (page 3-5, FIG. 1) JP 2007-171031 A (page 4-6, FIG. 1) JP 2002-267775 A (page 2-5, FIG. 1) Japanese Patent Laid-Open No. 6-214054 (page 2-6, FIG. 1)
- the proximity sensor 100 since the signal taken into the circuit by the receiving antenna 104 is very weak, sufficient gain cannot be obtained unless the frequency is high due to the nature of the antenna or the interaction between the object to be detected and the radio wave. . Therefore, in order to obtain sufficient detection sensitivity as a proximity sensor, the proximity sensor 100 needs to generate a signal having a very high frequency from the oscillator 102.
- the proximity sensor described in Patent Document 1 assumes at least a high frequency of the HF band
- the proximity sensor disclosed in Patent Document 2 assumes the GHz band.
- an object of the present invention is to provide a proximity sensor that can solve the above-described problems. Another object of the present invention is to provide a proximity sensor that operates with low power and can detect an object to be detected with high accuracy. Furthermore, conventional radio wave receivers use a low-sensitivity non-resonant antenna and do not use any special measures for radio wave reception or radio wave amplification methods. There was a problem that. Therefore, an object of the present invention is to provide a radio wave receiving apparatus that can solve the above-described problems.
- the proximity sensor of the present invention includes a receiving antenna that receives radio waves, a resonant element connected to the receiving antenna, and an excitation unit that excites the resonant element at a predetermined frequency. Further, the proximity sensor of the present invention includes an AC signal generation source, a transmission antenna that transmits radio waves based on a signal of the AC signal generation source, a reception antenna that receives radio waves, a resonant element connected to the reception antenna, Phase detection means for detecting a phase of a signal received by a receiving antenna, which is a signal of an AC signal generation source, is provided.
- the resonant element is preferably excited in advance based on the signal of the AC signal source. Further, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, it is preferable that the resonant element is excited in advance by electrical coupling based on the signal of the AC signal source. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, the resonant element is preferably excited in advance by mechanical coupling based on the signal of the AC signal source. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, the resonant element preferably includes a vibrator.
- the AC signal generation source is an oscillator having a vibrator, and the vibrator of the resonant element and the vibrator of the oscillator are integrally formed.
- the vibrator is preferably a crystal vibrator, a ceramic vibrator, or a MEMS vibrator.
- the resonant element is preferably configured to include an LC resonant circuit.
- the proximity sensor of the present invention preferably includes a differential amplifying unit that differentially amplifies the output from both ends of the resonant element and outputs the signal received by the receiving antenna in addition to the above-described configuration.
- the proximity sensor according to the present invention includes, in addition to the above-described configuration, boosting means for boosting the power supply of the circuit of the AC signal generation source between the AC signal generation source and the transmission antenna, and a signal of the AC signal generation source. And amplifying means for amplifying with a power supply system boosted by the boosting means.
- the ring-shaped antenna in addition to the above-described configuration, it is preferable that one of the transmission antenna and the reception antenna is a rod-shaped antenna and the other is a ring-shaped antenna. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, the ring-shaped antenna preferably has a shape in which a plurality of concentric rings are joined. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, the ring-shaped antenna preferably has a coiled shape wound a plurality of times. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the configuration described above, it is preferable that the tip portion of the rod-shaped antenna has a coiled shape wound a plurality of times.
- the proximity sensor of the present invention preferably includes a transparent substrate in addition to the above-described configuration, and the transmitting antenna and the receiving antenna are preferably formed of transparent electrodes on the transparent substrate. Further, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, it is preferable that the transmitting antenna and the receiving antenna are formed in a concentric ring shape. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, it is preferable that the transmission antenna and the reception antenna are formed in concentric circular arcs. Further, in the proximity sensor of the present invention, in addition to the above-described configuration, the transparent substrate is rectangular, and the transmission antenna and the reception antenna are a quarter circle across two sides at the corner of the transparent electric substrate.
- the proximity sensor of the present invention in addition to the above-described configuration, the transparent substrate has a rectangular shape, and the transmitting antenna and the receiving antenna are formed in a half arc shape on the side of the transparent substrate. preferable. Furthermore, in the proximity sensor of the present invention, it is preferable that at least one of the transmission antenna and the reception antenna is formed in a double or more pattern in addition to the above-described configuration.
- the proximity sensor of the present invention includes a resonant element connected to a receiving antenna, excites the resonant element using a signal received by the receiving antenna, and performs phase detection using a signal stored in the resonant element.
- the radio wave receiving apparatus of the present invention includes a PLL tuning circuit connected to an initial receiving antenna and a resonance circuit having a high Q connected to an antenna that is always used, and the resonance using the signal extracted by the PLL tuning circuit. Pre-excited circuit and receive with high sensitivity.
- the radio wave receiver of the present invention can hold the signal stored in the resonance circuit for a short time. As long as pre-excitation is performed by maintaining the PLL circuit using the held reference signal, high-sensitivity reception can be maintained even if initial reception is impossible due to deterioration of the reception environment. it can. That is, once reception is successful, highly sensitive reception can be continued.
- FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the proximity sensor of the present invention.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of a tuning fork type crystal resonator used in the proximity sensor 1a of FIG.
- FIG. 3 is a diagram showing an example in which the first tuning-fork type crystal resonator 20 and the second tuning-fork type crystal resonator 30 shown in FIG. 2 are applied to the proximity sensor 1a shown in FIG.
- FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of another proximity sensor of the present invention.
- FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of still another proximity sensor of the present invention.
- FIG. 6 is a diagram schematically illustrating the composite vibrator.
- FIG. 7 is a plan view illustrating a configuration example of the composite vibrator.
- FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of the proximity sensor of the present invention.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of a tuning fork type crystal resonator used in the proximity sensor 1a of FIG
- FIG. 8 is a diagram showing an example in which the composite vibrating body 40a shown in FIG. 7 is applied to the proximity sensor 1c shown in FIG.
- FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of still another proximity sensor of the present invention.
- FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission antenna and a reception antenna.
- FIG. 11 is a diagram illustrating another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- FIG. 12 is a diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- FIG. 13 is a diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- FIG. 14 is a diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- FIG. 15 is a diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission antenna and a reception antenna.
- FIG. 11 is a diagram illustrating another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- FIG. 16 is a diagram illustrating a relationship with the output voltage of the approach distance sensor of the test object.
- FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission antenna and a reception antenna formed on a transparent substrate.
- FIG. 18 is a diagram illustrating another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna formed on the transparent substrate.
- FIG. 19 is a diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna formed on the transparent substrate.
- FIG. 20 is a diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna formed on the transparent substrate.
- FIG. 21 is a diagram showing still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna formed on the transparent substrate.
- FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration example of the receiving apparatus of the present invention.
- FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration example of the receiving apparatus of the present invention.
- FIG. 23 is a diagram illustrating a configuration example of a PLL tuning circuit.
- FIG. 24 is a circuit diagram showing another configuration example of the receiving apparatus of the present invention.
- FIG. 25 is a circuit diagram showing still another configuration example of the receiving apparatus of the present invention.
- FIG. 26 is a diagram illustrating a configuration example of a conventional proximity sensor.
- FIG. 27 is a diagram illustrating a conventional radio wave receiver.
- FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of the proximity sensor 1a.
- the proximity sensor 1 a includes an oscillator 2 and a transmission antenna 3 that radiates an AC signal Ea to a region to be inspected based on a low-frequency signal generated by the oscillator 2.
- the oscillator 2 is an example of an AC signal generation source, and is configured using, for example, a crystal resonator.
- the AC signal Ea radiated from the transmitting antenna 3 has high frequency stability because the stability of the frequency and intensity affects the output stability of the proximity sensor, and is stable with respect to temperature, changes with time, etc. It is preferable to use a simple crystal resonator.
- As the crystal unit a tuning fork type crystal unit that can oscillate in the VLF band, which is a low power consumption assumed to be used in a portable device or the like, is used. Further, even in the case of quartz, the oscillation impedance changes by 10% or more over a wide use temperature range such as ⁇ 40 ° C. to 85 ° C.
- the oscillator 2 may be configured using a vibrator using lithium tantalate single crystal, lithium niobate single crystal, or langasite.
- the proximity sensor 1a includes a receiving antenna 4 that receives an AC signal Eb from a region to be inspected, and a resonator 5 that is connected to the receiving antenna 4.
- the other end of the resonator 5 connected to the receiving antenna 4 is clamped to a reference voltage.
- the resonator 5 is excited by the AC signal Eb received by the receiving antenna 4.
- the resonator 5 is preferably configured with as little energy loss as possible.
- the resonator 5 is configured using a crystal resonator having a resonance frequency close to the frequency of the oscillator 2. Since the quartz crystal resonator has little energy loss during vibration, it can be stored in a long time interval without attenuating minute changes in electromagnetic waves.
- a piezoelectric element such as a PZT thin film and a ceramic (ceramic vibrator) made of ceramic, and a piezoelectric element such as a PZT thin film are made of MEMS and formed on the surface of the vibrating body.
- the resonator 5 may be configured using a MEMS vibrator, a vibrator using lithium tantalate single crystal, lithium niobate single crystal, or langasite.
- the resonator 5 may be configured using a capacitive MEMS vibrator.
- the capacitive MEMS vibrator is excellent in terms of downsizing.
- the proximity sensor 1 a includes a buffer 6 and a resistor 7 that connect the output of the oscillator 2 and one terminal of the resonator 5. With this configuration, the resonator 5 is excited in advance at the oscillation frequency of the oscillator 2 (hereinafter, such an operation is referred to as “pre-excitation”).
- the degree of detuning needs to have at least a frequency higher than a cutoff frequency of a rectifying LPF 10 described later.
- the buffer 6 is provided in order to avoid the influence from the subsequent circuit on the oscillator 2.
- the resistor 7 is a coupling resistance between the oscillator 2 and the resonator 5, and has a resistance value that appropriately couples the resonator 5 to the oscillator 2. If the value of the resistor 7 is too small, the electrical coupling becomes too strong, and the amplitude of the resonator 5 is determined by the output of the buffer 6 so that the signal from the receiving antenna 4 is not reflected. On the other hand, if the value of the resistor 7 is too large, the electrical coupling is too weak and the pre-excitation is not performed sufficiently and the effect of the resonator 5 is lost. For this reason, selection of the resistance value of the resistor 7 is important.
- the proximity sensor 1a smoothes the output of the phase detector 9 and the phase detector 9 that detect the phase of the signal received by the receiving antenna 4 with the amplifier 8 that amplifies the output of the resonator 5 and the output signal of the oscillator 2.
- An LPF (low-pass filter) 10 and an output terminal 11 are provided. Next, the operation of the proximity sensor 1a will be described.
- the proximity sensor 1 a generates a low-frequency signal by the oscillator 2 and radiates an AC signal Ea to the inspection area by the transmission antenna 3.
- the AC signal Ea radiated from the transmitting antenna 3 forms an electromagnetic field determined by the atmosphere, dielectric, conductor, etc. existing in this area in the area to be inspected.
- the receiving antenna 4 receives an AC signal Eb corresponding to an electromagnetic field formed in the inspection area.
- the electromagnetic field formed by the AC signal Ea transmitted by the transmitting antenna 3 is in a steady state, and the AC signal Eb received by the receiving antenna 4 has a stable phase. And with amplitude.
- the electromagnetic field changes due to disturbance.
- the phase and amplitude of the AC signal Eb received by the receiving antenna 4 change.
- the resonator 5 includes a crystal resonator
- the current due to the AC signal Eb captured from the receiving antenna 4 is extremely small, so that the stopped crystal resonator is excited to the specified frequency only by the current due to the AC signal Eb. Difficult to do.
- the proximity sensor 1 a pre-excites the crystal resonator of the resonator 5 at the same frequency as the current taken from the receiving antenna 4.
- the AC signal Eb received by the receiving antenna 4 is taken into the crystal resonator of the resonator 5 and accumulated in the crystal resonator.
- the phase and amplitude of the AC signal Eb received by the receiving antenna 4 change, so that the output of the phase detector 9 changes, and the DC output from the smoother 10 that smoothes this changes.
- the presence and movement of the test object O can be known by the change in the DC output.
- the electromagnetic field in the region to be inspected formed by the transmission antenna 3 varies depending on the arrangement of objects in the region to be inspected, and the region to be inspected as viewed from the transmitting antenna 3 and the receiving antenna 4 If it is interpreted as a range in which electromagnetic waves are formed, in principle, it extends to infinity. Therefore, an area that can be sensed by the proximity sensor 1a without being buried in noise is defined as an inspected area.
- the output of the proximity sensor 1a in the environment where the transmitting antenna 3 and the receiving antenna 4 are installed is used as the background, and the change due to the disturbance of the electromagnetic wave caused by the inspected object O needs to be understood as the change from the background output.
- the proximity sensor 1 a excites the resonator 5 using the AC signal Eb received by the receiving antenna 4, and performs phase detection using the signal stored in the resonator 5.
- the sensitivity is increased (that is, with a high S / N) and the distance information to the object to be detected O can be detected with high accuracy as compared with the conventional technique in which the phase detection is performed using the AC signal received by the antenna as it is. It becomes possible.
- the proximity sensor 1a can set the signal generated from the oscillator 2 to a low frequency (for example, VLF band), it has a simple circuit configuration and low power as compared with the prior art that needs to use a high frequency signal. It becomes possible to operate. Furthermore, in the case where the resonator 5 includes a crystal resonator, the proximity sensor 1a is pre-excited even if the AC signal Eb received by the receiving antenna 4 is weak because the crystal resonator is pre-excited. Thus, it becomes possible to detect the distance information to the test object O with high accuracy.
- FIG. 2 is a diagram showing an example of a tuning fork type crystal resonator used in the proximity sensor 1a of FIG.
- the first tuning-fork type crystal resonator 20 is used for the oscillator 2 and is connected to the first leg 21, the second leg 22, the first leg 21, and the second leg 22. 23 and so on.
- the second tuning-fork type crystal resonator 30 is used for the resonator 5 and is connected to the first leg 31, the second leg 32, the first leg 31, and the second leg 32. It is composed of a base 33 and the like.
- the first tuning fork type crystal resonator 20 and the second tuning fork type crystal resonator 30 are both processed by a wet etching operation from a Z cut crystal of about 100 ⁇ m to 200 ⁇ m.
- FIG. 3 is a diagram showing an example in which the first tuning-fork type crystal resonator 20 and the second tuning-fork type crystal resonator 30 shown in FIG. 2 are applied to the proximity sensor 1a shown in FIG.
- Electrodes J1 were formed on both side surfaces, and the electrodes J1 were connected to each other. Further, both sides of the first leg 21 of the first tuning-fork type crystal unit 20 perpendicular to the electric axis direction of the crystal and the optical axis direction of the crystal of the second leg 22 of the first tuning-fork type crystal unit 20 are used. Electrodes J2 were formed on both side surfaces perpendicular to the electrodes, and the electrodes J2 were connected to each other.
- the first leg 21 and the second leg 22 perform tuning-fork type bending vibration in the direction of arrow D in FIG. .
- the oscillator 2 outputs a signal having a frequency corresponding to the natural frequency of the bending vibration.
- both sides of the first leg 31 of the second tuning-fork type crystal resonator 30 perpendicular to the optical axis direction of the crystal and the electric axis direction of the crystal of the second leg 32 of the second tuning-fork type crystal resonator 30.
- Electrodes J3 are formed on both side surfaces perpendicular to each other, and the electrodes J3 are connected to each other and connected to the receiving antenna 4.
- both sides of the first leg 31 of the second tuning-fork type crystal resonator 30 perpendicular to the electric axis direction of the crystal and the optical axis direction of the crystal of the second leg 32 of the second tuning-fork type crystal resonator 30 are also shown. Electrodes J4 were formed on both side surfaces perpendicular to the electrodes, and the electrodes J4 were connected to each other. The electrode J4 is clamped to a reference voltage (for example, GND). By applying an alternating current between the electrodes J3 and J4 of the second tuning fork type crystal resonator 30, the first leg 31 and the second leg 32 perform tuning fork type bending vibration in the direction of arrow E in FIG. .
- FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of another proximity sensor 1b. In FIG. 4, the same components as those of the proximity sensor 1a shown in FIG. The proximity sensor 1b shown in FIG.
- the amplifier 4 is further connected to the amplifier 8 connected to the receiving antenna 4 side terminal of the resonator 5 and the other terminal of the resonator 5 with respect to the proximity sensor 1a shown in FIG.
- An inverting amplifier 12, an inductor 200 connected between the resonator 5 and GND, and a differential amplifier 13 that differentially amplifies the outputs of the amplifier 8 and the inverting amplifier 12 are provided.
- the inductor 200 is preferably used when the frequency of the oscillator 2 and the resonator 5 are separated from each other, and a capacitor is preferably used when the frequency of the oscillator 2 and the resonator 5 is close.
- FIG. 4 shows an example in which the inverting amplifier 12 is used to generate a reference signal to be input to the differential amplifier 13.
- the phase difference between outputs from both ends of the resonator 5 depends on the nature of the resonator 5 and the like. It will not be 180 degrees. In this case, it is necessary to use a phase shifter instead of the inverting amplifier 12 so that the output of the amplifier 8 and the phase of the phase shifter are substantially matched.
- the operation of detecting the distance of the test object O in the proximity sensor 1b is the same as that of the proximity sensor 1a described above.
- FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of still another proximity sensor 1b.
- the same components as those of the proximity sensor 1a shown in FIG. The difference between the proximity sensor 1c and the proximity sensors 1a and 1b is that the resonator 5 is pre-excited mechanically.
- FIG. 6 is an electrical symbol diagram schematically showing a composite vibrating body 40 in which the oscillator 2 and the resonator 5 are mechanically coupled and integrally formed as a crystal resonator. As shown in FIG. 6, in the composite vibrating body 40, a vibrator 41 constituting the oscillator 2 and a vibrator 42 constituting the resonator 5 are coupled by a mechanical coupling 43.
- the mechanical coupling 43 in FIG. 6 is a concept equivalent to the circuit 14 in FIG.
- a composite vibrator 40 shown in FIG. 6 is a four-terminal element, and electrodes J5 and J6 are formed on the vibrator 41, and electrodes J7 and J8 are formed on the vibrator.
- FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a specific example 40a of the composite vibrator.
- the composite vibrating body 40a is processed by a wet etching operation from a Z-cut quartz plate having a thickness of about 100 ⁇ m to 200 ⁇ m, for example. As shown in FIG.
- the composite vibrating body 40a includes a first leg 41aL and a second leg 41aR, and a first leg 41aL and a second leg 41aR that are slightly different in shape such as width and cross-sectional shape. It has a central leg 42a located between them.
- the center leg 42a is designed with a width different from that of the first leg 41aL and the second leg 41aR.
- the first leg 41aL, the second leg 42aR, and the central leg 42a are joined to the base 44 at one end, and the composite vibrating body 40 is an alphabet E when viewed from the direction of the optical axis of the crystal, that is, the Z axis. It has a shape like FIG.
- FIG. 8 is a diagram showing an example in which the composite vibrating body 40a shown in FIG. 7 is applied to the proximity sensor 1c shown in FIG.
- electrodes J5 are formed on both side surfaces perpendicular to the optical axis direction of the first leg 41aL and both side surfaces perpendicular to the electric axis direction of the second leg 41aR.
- Electrodes J6 are formed on both side surfaces perpendicular to the electric axis direction of the first leg 41aL and both side surfaces perpendicular to the optical axis direction of the second leg 41aR.
- the first leg 41aL and the second leg 41aR constitute the vibrator 41 shown in FIG.
- an electrode J7 is formed on both side surfaces perpendicular to the electric axis direction of the central leg 42a
- an electrode J8 is formed on both side surfaces perpendicular to the optical axis direction of the central leg 42a.
- the central leg 42a constitutes the vibrator 42 shown in FIG.
- the crystal resonator cut out by the Z cut expands and contracts in the mechanical axis direction when an electric field is applied in the electric axis direction, and generates an electric field in the electric axis direction when the leg is expanded and contracted in the mechanical axis direction.
- the composite vibrating body 40a causes the first leg 41aL and the second leg 41aR to perform tuning-fork type bending vibration as indicated by an arrow F in FIG.
- the natural frequency of this bending vibration is approximately determined by the width and length of the first leg 41aL and the second leg 41aR.
- an alternating current is generated between the electrode J5 and the electrode J6.
- the first leg 41aL and the second leg 41aR perform tuning fork-type bending vibration
- the first leg 41aL and the second leg 41aR are slightly different in shape from each other, so that they do not balance, and the composite vibrator 40a is entirely Perform slight vibration.
- the central leg 42a Due to the influence of the vibration of the entire composite vibrating body 40a, the central leg 42a slightly vibrates in a direction orthogonal to the extending direction of the legs in a plane including all the legs as shown by an arrow G in FIG. .
- the slight vibration of the central leg 42a is the vibration caused by the mechanical coupling 14 or 23 described above.
- the center leg 42a vibrates slightly, a weak current is generated between the electrode J7 and the electrode J8 at the oscillation frequency of the first leg 41aL and the second leg 41aR.
- This is pre-excitation. That is, in the composite vibrating body 40a, the first leg 41aL and the second leg 41aR on both sides constitute the vibrator 41, and this vibration excites another vibrating body 42 (center leg 42a) by weak mechanical coupling.
- the width of the first leg 41aL and the second leg 41aR and the width of the central leg 42a are designed so that the degree of detuning, which is the difference between the natural frequencies, is several hundred Hz, for example.
- the first leg 41aL and the second leg 41aR are slightly different in shape, but the first leg 41aL and the second leg 41aR are designed to have the same length and thickness.
- the shapes of the first leg 41aL and the second leg 41aR are slightly different from each other. For this reason, as described above, the vibrations of the first leg 41aL and the second leg 41aR are not balanced with each other, the entire composite vibrating body 40a vibrates, and the central leg 42a vibrates due to the influence of this vibration.
- the base 44 is constructed by reducing the distance between the legs (the first leg 41aL, the second leg 41aR, and the central leg 42a) so that the moment in the direction of rotation of the optical axis is reduced. It is preferable to fix firmly.
- the operation of detecting the distance of the object O to be detected by the proximity sensor 1c is the same as that of the proximity sensor 1a described above. That is, similarly to the proximity sensor 1a, the proximity sensor 1c excites the resonator 5 using the AC signal Eb received by the receiving antenna 4, and performs phase detection using the signal stored in the resonator 5. Thus, it becomes possible to detect the distance information to the test object O with high accuracy.
- the signal generated from the oscillator 2 can be set to a low frequency, it is possible to operate with a simple circuit configuration and low power.
- the proximity sensor 1c is configured to mechanically perform pre-excitation of the resonator 5, and the receiving antenna 4 and the oscillator 2 are not electrically coupled.
- the proximity sensors 1a and 1b in which the receiving antenna 4 and the oscillator 2 are electrically coupled the AC signal Eb received by the receiving antenna 4 is not hindered by the output signal of the oscillator 2, It becomes possible to detect the distance information to the test object O with high sensitivity.
- the vibrator 41 constituting the oscillator 2 and the vibrator 42 constituting the resonator 5 are integrally configured as the composite vibrator 40, so that the apparatus can be further miniaturized. Become. FIGS.
- FIG. 5 to 8 show examples in which the oscillator 2 and the resonator 5 are each configured using a crystal resonator, and the crystal resonators of the oscillator 2 and the resonator 5 are integrally formed as a composite vibrator 40. It was. However, the present invention is not limited to this, and the oscillator 2 and the resonator 5 are each configured to include a resonator other than a crystal resonator such as a ceramic resonator and a MEMS resonator, and the oscillator 2 and the resonator 5 are provided. These vibrators may be integrally formed as a composite vibrator.
- FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of still another proximity sensor of the present invention.
- the difference between the proximity sensor 1 d and the proximity sensor 1 c is that an AC signal is generated between the oscillator 2 and the transmission antenna 3 by a booster circuit 50 that boosts the power supply of the circuit of the oscillator 2 and a power supply system boosted by the booster circuit 50. And an amplifier circuit 51 that amplifies the source signal.
- the booster circuit 50 is an example of a booster, and the amplifier circuit 51 is an example of an amplifier.
- the signal output from the oscillator 2 is voltage-amplified by the booster circuit 50 and the amplifier circuit 51, and a strong electromagnetic wave alternating current is transmitted by the transmitting antenna 3 based on the signal amplified in comparison with the power supply voltage used by this apparatus.
- a signal Ea is emitted to the region to be inspected. Therefore, in the proximity sensor 1d, even if the power supply voltage used is a low power supply voltage such as 3 V and 5 V, for example, the distance of the object O to be detected can be detected in a wider inspection area compared to the proximity sensor 1 c. It becomes possible.
- the booster circuit 50 is provided in the configuration of the proximity sensor 1c.
- the booster circuit 50 may be provided between the oscillator 2 and the transmission antenna 3 in the configuration of the proximity sensor 1a or the proximity sensor 1b.
- FIG. 10 is a diagram showing an example using a planar antenna
- FIG. 11 is a diagram showing an example using a rod-shaped antenna.
- the planar transmission antenna 3a and reception antenna 4a as shown in FIG. 10 or the rod-like transmission antenna 3b and reception antenna 4b as shown in FIG. 11 in parallel.
- the configuration in which the antennas are arranged as shown in FIG. 10 or FIG. 11 and the approach of the object to be detected approaches the space region between the antennas has the largest change in the way of propagation of electromagnetic waves, and the sensitivity as a sensor is large.
- shields 15 and 16 are preferably provided in the wiring portion in order to suppress the influence on the reception and transmission of signals in the wiring portion.
- the antenna configurations shown in FIGS. 10 and 11 even if the distance between the test object and the antenna is the same, if the movement direction of the test object with respect to the antenna is different, the output of the proximity sensor will be different. End up.
- FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating still another configuration example of the transmission antenna and the reception antenna.
- the antenna configuration example shown in FIG. 12 is a ring-shaped reception antenna 3c and a ring-shaped reception antenna disposed at an equal distance from the rod-shaped transmission antenna 3c in a plane perpendicular to the direction in which the rod-shaped transmission antenna 3c extends. And an antenna 4c.
- the rod-shaped transmitting antenna 3c is provided with a shield 15 at a portion excluding a minute portion at the tip, and the ring-shaped receiving antenna 4c is provided with a shield 16 at a portion excluding a ring portion.
- the electromagnetic wave transmitted from the transmission antenna 3c is symmetric about the rod-shaped portion of the transmission antenna 3c.
- the electromagnetic field formed on the receiving antenna 4c from the transmitting antenna 3c is considered to be centrally symmetric from a position separated by a predetermined distance. be able to. Therefore, in the configuration example of the antenna shown in FIG.
- FIG. 13 to FIG. 15 are explanatory diagrams showing still other configuration examples of the transmission antenna and the reception antenna.
- the antenna configuration example shown in FIG. 13 includes a receiving antenna 4d in which a plurality of concentric rings are joined.
- the antenna configuration example shown in FIG. 14 includes a coil-shaped receiving antenna 4e wound a plurality of times.
- the reception sensitivity of the antenna can be improved by using the configuration of the reception antenna as shown in FIGS.
- the reception sensitivity of the antenna increases with the number of rings.
- the antenna having the configuration shown in FIG. 15 is the same as the antenna shown in FIG.
- FIG. 16 is a diagram showing the relationship between the test object and the output voltage in the proximity sensor 1c having the antenna shown in FIG.
- the horizontal axis (X axis) indicates the distance from the center of the antenna to the object to be detected
- the vertical axis (Y axis) indicates the output voltage of the sensor.
- a human finger is used as the test object.
- the output of the proximity sensor used in this experiment is a direct current.
- the output voltage is shown as a difference value from the output value when the test object is sufficiently away from the proximity sensor.
- the output of the proximity sensor used in this experiment has a noise of about 2 mVrms. As shown in FIG. 16, the output is buried in the noise at a distance exceeding 5 cm, and measurement becomes impossible. Further, as shown in FIG.
- the output of the proximity sensor used in this experiment is almost inversely proportional to the distance from the center of the antenna of the test object.
- the fact that the output is inversely proportional to the distance of the object to be tested confirms that the distance detection operation by the proximity sensor is caused by electromagnetic waves rather than electrostatic fields.
- the proximity sensor used in this experiment was able to detect an object to be detected within a distance of about 5 cm with sufficient S / N when the output of the oscillator 2 was a voltage amplitude of 5V.
- the proximity sensor according to the present invention sets the output of the oscillator 2 to a voltage amplitude of 100 V, it is possible to detect a test object within a distance of about 1 m with sufficient S / N.
- FIGS. 12 to 15 show examples in which the rod-shaped transmission antenna 3 and the ring-shaped reception antenna 4 are provided, the transmission antenna 3 may be ring-shaped and the reception antenna 4 may be rod-shaped. Note that the transmission antenna 3 and the reception antenna 4 described with reference to FIGS. 10 to 15 have antenna configurations optimized for sensitivity when there is not much restriction on the installation environment.
- Transmitting and receiving antennas formed on a transparent substrate Hereinafter, a transmission antenna and a reception antenna formed on a transparent substrate that can be used in the proximity sensor of the present invention will be described. Recently, there is an increasing need for an input device linked with video information drawn on a display, that is, an input device called a touch panel.
- FIG. 17 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission antenna and a reception antenna formed using a transparent electrode on a transparent substrate. The antenna configuration shown in FIG.
- the 17 includes a transmitting antenna 3f and a receiving antenna 4f formed in a ring shape by transparent wiring using a transparent electrode such as ITO on a transparent substrate 70 such as glass or resin.
- the pattern of the receiving antenna 4f is formed concentrically around the pattern of the transmitting antenna 3f.
- FIG. 17 shows an example in which the transmission antenna and the reception antenna are formed with a single ring-shaped pattern, one or both of the transmission antenna and the reception antenna may be formed with a double or more ring-shaped pattern. good.
- the reception sensitivity of the antenna can be improved by increasing the number of rings of each antenna.
- the display area is rectangular.
- the antennas of the proximity sensors When an object located in the three-dimensional space on the rectangular area is detected by, for example, four proximity sensors, it is reasonable to arrange the antennas of the proximity sensors at the corners of the rectangular area.
- the output of the proximity sensor of the present invention is inversely proportional to the distance between the object to be measured and the center of the antenna, the output of the sensor becomes too large near the center of the ring of the antenna.
- the vicinity of the center of the ring of the antenna is also a singular region where the situation where the sensitivity is inversely proportional to the distance is distorted. Therefore, the vicinity of the center of the ring is not suitable for detection.
- FIG. 17 is arranged at the corner of the rectangular region, the vicinity of the center of the ring of the antenna is located inside from the corner. Further, when the antenna is formed with a large ring in order to increase sensitivity, the vicinity of the center of the ring of the antenna is positioned further inside. That is, even if the antenna having the configuration shown in FIG. 17 is arranged at the corner of the rectangular area, the vicinity of the center of the ring, which is not suitable for detection, is located on the inner side from the corner of the rectangular area. There is a problem that an object located in space cannot be detected correctly.
- FIG. 18 is a diagram illustrating another configuration example of a transmission antenna and a reception antenna formed using a transparent electrode on a transparent substrate. The configuration example of the antenna shown in FIG.
- a 1/4 arc-shaped transmitting antenna 3 g 1 and receiving antenna 4 g 1 are connected to the transparent substrate 70 by transparent wiring using transparent electrodes such as ITO at the corners of the transparent substrate 70. It is formed across two sides.
- the pattern of the receiving antenna 4g1 is formed in a concentric circular arc shape surrounding the pattern of the transmitting antenna 3g1.
- Wiring for connecting the transmission antenna 3g1 and the reception antenna 4g1 to a circuit unit (not shown) constituting the proximity sensor is performed via the connection terminals 71 and 72, respectively.
- shields 15 and 16 are provided in the wiring part.
- the transmission antennas 3g2-3g4 and the reception antennas 4g2-4g4 are formed in the other corners of the transparent substrate 70 in a quarter arc pattern.
- the pattern of the receiving antennas 4g2-4g4 is formed in a concentric circular arc shape surrounding the pattern of the transmitting antennas 3g2-3g4.
- the transmitting antenna 3g2 and the receiving antenna 4g2, the transmitting antenna 3g3 and the receiving antenna 4g3, and the transmitting antenna 3g4 and the receiving antenna 4g4 are respectively connected to circuit units constituting separate proximity sensors.
- FIG. 18 only the wiring from the transmitting antenna 3g1 and the receiving antenna 4g1 is shown. In the configuration example shown in FIG.
- FIG. 19 is a diagram illustrating still another configuration example of a transmission antenna and a reception antenna formed using a transparent electrode on a transparent substrate. In the configuration example of the antenna shown in FIG.
- arc-shaped transmission antennas 3h1-3h4 and reception antennas 4h1-4h4 are formed on a transparent substrate 70 by transparent wiring using a transparent electrode such as ITO.
- the pattern of the reception antennas 4h1-4h4 surrounds the pattern of the transmission antennas 3h1-3h4, and is formed in a concentric circular arc shape across two sides at the corner of the transparent substrate 70.
- the transmission antenna 3h1 and the reception antenna 4h1, the transmission antenna 3h2 and the reception antenna 4h2, the transmission antenna 3h3 and the reception antenna 4h3, and the transmission antenna 3h4 and the reception antenna 4h4 are respectively connected to circuit units constituting separate proximity sensors. In FIG. 19, only the wiring from the transmitting antenna 3h1 and the receiving antenna 4h1 is shown. In FIG.
- the boundary of the display portion of the display is indicated by H.
- the boundary H of the display unit is located inward from the end of the transparent substrate 70 by a predetermined length.
- the center C1-C4 of the arcs of the transmitting antennas 3h1-3h4 and the receiving antennas 4h1-4h4 are respectively located at the corners of the display unit.
- the transmitting antennas 3h1-3h4 and the receiving antennas 4h1-4h4 are arcs larger than 1 ⁇ 4, and are formed beyond the boundary B of the display unit to the end of the transparent substrate 70. Accordingly, in the antenna having the configuration shown in FIG.
- FIG. 20 is a diagram illustrating still another configuration example of a transmission antenna and a reception antenna formed using a transparent electrode on a transparent substrate.
- the transmitting antenna 3 i 1-3 i 4 and the receiving antenna 4 i 1-4 i 4 are each doubled 1/4 by transparent wiring using a transparent electrode such as ITO on the transparent substrate 70.
- the arc-shaped pattern is formed.
- the pattern of the receiving antennas 4g1-4g4 surrounds the pattern of the transmitting antennas 3g1-3g4, and is formed in a concentric circular arc shape at the corner of the boundary B of the display unit.
- the transmitting antenna 3i1 and the receiving antenna 4i1, the transmitting antenna 3i2 and the receiving antenna 4i2, the transmitting antenna 3i3 and the receiving antenna 4i3, and the transmitting antenna 3i4 and the receiving antenna 4i4 are respectively connected to circuit units constituting separate proximity sensors. In FIG. 20, only the wiring from the transmitting antenna 3i1 and the receiving antenna 4i1 is shown. In the antenna having the configuration shown in FIG.
- the transmission antennas 3i1-3i4 and the reception antennas 4i1-4i4 are each formed in a double 1/4 arc-shaped pattern, so that the reception sensitivity of the antenna can be improved. It becomes.
- the reception sensitivity of the antenna can be improved by increasing the number of arc-shaped pattern rings of each antenna.
- FIG. 20 shows an example in which both the transmitting antenna and the receiving antenna are formed with a double arc pattern, only one of the antennas may be formed with a double arc pattern. Further, one or both of the transmission antenna and the reception antenna may be formed in a triple or more arc pattern.
- FIG. 21 is a diagram showing still another configuration example of a transmission antenna and a reception antenna formed using a transparent electrode on a transparent substrate. In the configuration example of the antenna shown in FIG.
- the transmission antenna 3j1-3j4 and the reception antenna 4j1-4j4 are formed by transparent wiring using transparent electrodes such as ITO at the corners of the transparent substrate 70. Each is formed with a double quarter arc pattern.
- the transmitting antenna 3j1 and the receiving antenna 4j1, the transmitting antenna 3j2 and the receiving antenna 4j2, the transmitting antenna 3j3 and the receiving antenna 4j3, and the transmitting antenna 3j4 and the receiving antenna 4j4 are respectively connected to circuit units constituting separate proximity sensors.
- FIG. 21 only the wiring from the transmitting antenna 3j1 and the receiving antenna 4j1 is shown.
- the 21 further includes a transmission antenna 3j5-3j6 and a reception antenna 4j5-4j6 formed in a double half arc pattern on the side of the transparent substrate 70.
- the pattern of the receiving antennas 4j5-4j6 surrounds the pattern of the transmitting antennas 3j5-3j6 and is formed in a concentric circular arc shape at the corner of the boundary H of the display unit.
- the transmission antenna 3j5 and the reception antenna 4j5, and the transmission antenna 3j6 and the reception antenna 4j6 are respectively connected to circuit units constituting separate proximity sensors. With the configuration as shown in FIG. 21, it is possible to detect an object in a wider inspection area as compared with the configurations of FIGS. 18 to 20 in which the antenna is arranged only at the corner of the transparent substrate. Become.
- FIG. 21 further includes a transmission antenna 3j5-3j6 and a reception antenna 4j5-4j6 formed in a double half arc pattern on the side of the transparent substrate 70.
- FIGS. 17 to 21 show an example in which both the transmission antenna and the reception antenna are formed with a double arc pattern, one or both antennas may be formed with one arc pattern.
- FIGS. 17 to 21 show an example in which the reception antenna 4 is formed surrounding the transmission antenna 3, the transmission antenna 3 may be formed surrounding the reception antenna 4.
- a transmission antenna and a reception antenna formed of a transparent electrode on a transparent substrate as shown in FIGS. 17 to 21 can be used. By disposing a transmitting antenna and a receiving antenna formed of transparent electrodes on a transparent substrate on a display, the position of a test object located in a three-dimensional region on the display is detected, and the three-dimensional of the test object is detected.
- An input device that controls input to the device according to the position information can be configured.
- Radio wave receiver a radio wave receiving apparatus to which a configuration that can detect a weak received radio wave used in the proximity sensor described above with high accuracy using a resonator will be described.
- the reception antenna, the resonator that accumulates the weak signal received from the reception antenna, and the means for pre-exciting the resonator are used in the radio wave receiver.
- FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration example of the radio wave receiver 80a of the present invention
- FIG. 23 is a diagram showing an example of a PLL tuning circuit 82 provided in the radio wave receiver. As shown in FIG.
- the radio wave receiver 80 a includes a first receiving antenna 83 and a PLL tuning circuit 82 that tunes to the initial radio wave Ea received by the first receiving antenna 83.
- the PLL tuning circuit is an example of a filter, and is configured using, for example, a crystal resonator as a reference oscillator.
- the PLL tuning circuit 82 includes a Colpitts oscillator 94 whose frequency is variable using a crystal resonator 96, a varicap 95, and the like whose oscillation frequency is different from the radio wave Ea by several hundred PPM. I have.
- the phase shift amount between the radio wave Ea received from the first receiving antenna 83 and the transmission is extracted by the phase comparator 93, smoothed by the smoothing circuit 97, and the smoothed voltage is controlled by the control voltage.
- the radio wave receiver 80a has a second receiving antenna 84 in the sense of being distinguished from the first receiving antenna 3 for operating the initial PLL tuning circuit 82.
- the second receiving antenna 84 is connected to one end of the resonator 85, and the other end of the resonator 85 is clamped to a reference voltage.
- the resonator 85 is excited by the radio wave Eb received by the second receiving antenna 84.
- the resonator 85 is configured by using a crystal element having as little energy loss as possible, for example, a crystal resonator having a resonance frequency close to the frequency of the PLL tuning circuit 82. Since the quartz crystal resonator has little energy loss during vibration, it can be stored in a long time interval without attenuating minute changes in electromagnetic waves.
- the resonator 85 includes a piezoelectric element such as a PZT thin film and a ceramic (ceramic vibrator) made of ceramic, a MEMS vibrator formed on the surface of a vibrating body made of a piezoelectric element such as a PZT thin film, and tantalum acid.
- the resonator 85 includes an ultra-small vibrator configured using a silicon process, a vibrator that realizes electromechanical coupling using a capacitor, an LC resonance circuit having a resonance frequency close to the frequency of the PLL tuning circuit 82, Alternatively, it can be constituted by a capacitive MEMS vibrator or the like.
- the capacitive MEMS vibrator is particularly excellent in terms of miniaturization.
- the radio wave receiver 80 a includes a buffer 86 and a coupling resistor 87 that connect the output of the PLL tuning circuit 82 and one terminal of the resonator 85.
- the resonator 85 is excited in advance at the oscillation frequency of the PLL tuning circuit 82 (hereinafter, this vibration is referred to as “pre-excitation”).
- pre-excitation the oscillation frequency of the PLL tuning circuit 82 and the resonance frequency of the resonator 85 are, the more efficiently the pre-excitation is performed.
- detuning degree The difference between the oscillation frequency of the PLL tuning circuit 82 and the resonance frequency of the resonator 85 is referred to as “detuning degree”. However, if the degree of detuning is very close or exactly the same, beat or resonance occurs, which affects the output after detection, which is not desirable.
- the buffer 88 is provided in order to prevent the PLL tuning circuit 82 from being affected by the subsequent circuit.
- the resistor 87 is a coupling resistance between the PLL tuning circuit 82 and the resonator 85, and a resistor having a resistance value that appropriately couples the resonator 85 to the output of the PLL tuning circuit 82 is used.
- the resistance value of the resistor 87 is important.
- a quartz resonator having a resonance frequency of several tens of kHz is used as the resonator 85, and the resistance value of the resistor 87 is suitably about 0.5 to 1 M ⁇ .
- the radio wave receiver 80a includes an amplifier 88 that amplifies the output of the resonator 85, and a phase detector 89 that detects the phase of the signal received by the second receiving antenna 84 as an output signal of the PLL tuning circuit 82. Furthermore, the radio wave receiver 80 a includes an LPF 90 that smoothes the output of the phase detector 89 and an output terminal 91. Further, the output boosted by the resonator 85 is mixed by the mixer 92 to the first antenna (initial antenna) 83 to reinforce the reference signal of the PLL tuning circuit 82.
- the radio wave receiver 80a can be configured by using two tuning fork type crystal resonators as shown in FIG. 2, similarly to the proximity sensor 1a shown in FIG.
- the first tuning fork type crystal resonator is used as the crystal resonator 96 used in the PLL tuning circuit 82
- the second tuning fork type crystal resonator is used as the crystal resonator used in the resonator 85. It can.
- the second tuning-fork type crystal resonator used for the resonator 85 is electrically coupled to the PLL tuning circuit 82 via the coupling resistor 87 and pre-excited.
- the operation of the radio wave receiver 80a will be described. First, when the radio wave is strong and the reception environment is excellent, the radio wave Ea is captured from the first reception antenna 83, and the radio wave Ea from the first reception antenna 83 is initially extracted by the PLL tuning circuit 82. Pool.
- the PLL tuning circuit 82 oscillates at a frequency tuned to the frequency of the radio wave Ea received from the antenna 83, and generates oscillation in the circuit at the same frequency as the tuned frequency. Thereafter, the second reception antenna 84 receives the radio wave Eb under all conditions with different reception environments.
- the resonator 85 is configured to include, for example, a crystal resonator
- the AC signal current generated by the radio wave Eb received by the first receiving antenna 84 is extremely small. Therefore, the stopped crystal resonator is specified only by the AC signal current. It is difficult to excite at the selected frequency.
- the crystal resonator of the resonator 85 is pre-excited at the same frequency as the AC signal current taken from the second receiving antenna 84.
- the resonance frequency of the vibrator used in the PLL tuning circuit 82 described above needs to substantially match (very close to) the frequency of the received radio wave Ea, but in the case of the vibrator used in the resonator 85, The resonance frequency needs to be slightly away (with an appropriate degree of detuning) from the frequency of the received radio wave Ea. If the resonance frequency of the vibrator used in the resonator 85 and the frequency of the received radio wave Ea are close or completely coincident with each other, beat or resonance occurs, which affects the output after detection, which is not desirable.
- the AC signal current generated by the radio wave Eb received by the second receiving antenna 84 is taken into the crystal resonator of the resonator 85 and accumulated in the crystal resonator.
- information stored in the crystal resonator is integrated into a size several tens of thousands of times.
- the vibration of the resonator 85 that accumulates information from the second receiving antenna 84 is electrically amplified by the amplifier 88.
- the output of the amplifier 88 is phase-detected at the frequency of the PLL tuning circuit 82 by the phase detector 89, smoothed by the LPF 90, and output as a change in DC voltage from the output terminal 91.
- the radio wave receiver 80a excites the resonator 85 using the AC signal current generated by the radio wave Eb received by the second receiving antenna 84, and performs phase detection using the signal stored in the resonator 85. This makes it possible to increase sensitivity, that is, to receive radio waves with a high S / N, as compared with the conventional technique in which phase detection is performed using the AC signal Ea received by the first receiving antenna 83 as it is. Further, the radio wave receiver 80a can be operated with a simple circuit configuration and low power.
- the radio wave receiver 80a is configured to include a resonator 85, for example, a crystal resonator, and the radio wave Eb received by the second receiving antenna 84 is weak because the crystal resonator is pre-excited. It is also possible to receive radio waves.
- FIG. 24 is a circuit diagram showing a configuration of another radio wave receiver 80b. 24, the same components as those of the radio wave receiver 80a shown in FIG. 22 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
- the radio wave receiving device 80 b has an oscillator 182 including a crystal resonator 96 instead of the PLL tuning circuit 82, the first receiving antenna 83, and the mixer 92.
- FIG. 25 is a circuit diagram showing a configuration of still another radio wave receiver 80c.
- the same components as those of the radio wave receiver 80a shown in FIG. The difference between the radio wave receiver 80a and the radio wave receiver 80c is that the resonator 85 is mechanically pre-excited.
- the mechanical coupling between the PLL tuning circuit 82 and the resonator 85 is schematically replaced with a circuit 98.
- the radio wave receiving device 80c is configured by using a single crystal resonator having a first leg, a second leg, and a central leg as shown in FIG. ing. That is, the first leg and the second leg can be used as the crystal oscillator 96 used for the PLL tuning circuit 82, and the center leg can be used as the crystal oscillator used for the resonator 85. With such a configuration, the central leg is pre-excited by mechanical coupling by the vibration of the first leg and the second leg. In other words, the circuit 98 schematically shown in FIG.
- the radio wave receiver 80c shown in FIG. 25 can be operated with a simple circuit configuration and low power, similarly to the radio wave receiver 80a, and the radio wave Eb received by the second receiving antenna 84 is weak. It is also possible to receive radio waves. By the way, the radio timepiece cannot use a receiving circuit having a complicated and large configuration in nature. Also, in a receiving circuit used for a radio timepiece, it is necessary to keep power consumption extremely low. Therefore, the radio wave receivers 80a, 80b, and 80c are suitable for use in a receiving circuit that receives a standard radio wave including time information of a radio clock. In that case, the signal output from the output terminal 91 of the radio wave receivers 80a, 80b, and 80c is a signal 99 in which time information is superimposed in a certain format, as shown in FIGS.
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Abstract
本発明は、低い電力で動作し且つ被検物体を高精度で検出することを可能とする近接センサ及び/又は電波受信装置を提供することを目的とする。本発明の近接センサ及び/又は電波受信装置は、電波を受信する受信アンテナと、受信アンテナに接続された共振素子と、共振素子を所定の周波数で励振する励振手段を有することを特徴とする。
Description
本発明は、物体の位置を検出する近接センサ及び電波受信装置に関する。
2つのアンテナを備え、一方のアンテナから交流電磁界を発生し、他方のアンテナでこれを受信し、受信した信号を位相検波して、物体の位置や移動を検出する近接センサが提案されている(例えば、特許文献1および2参照)。
図26は、特許文献1および2に記載の従来の近接センサ100の構成を示す回路図である。
近接センサ100では、発振器102の信号に基づいて送信アンテナ103から交流信号Eaを送信するとともに、交流信号Ebを受信アンテナ104で回路に取り込む。次に、受信アンテナ104で回路に取り込んだ信号を増幅器108で直接増幅した後、位相検波器109により発振器102の信号で検波する。さらに、位相検波器109の出力をLPF110で直流化して、被検査領域における電磁波の変化を直流電圧の変化として出力端子111から出力する。
また、従来から電波信号を受信することを目的とし、アンテナを備え、アンテナでこれを受信し、受信した電波から信号を取り出す電波受信装置において、受信電波を高感度に受信する方法が数多く提案されている。
微弱な電波しか得られない環境では電波受信装置の受信感度を大きくしなければならないが、これに最も効果的なのは電波受信装置が備えるアンテナ部を受信する電波の波長と同程度の大きさとした共振型アンテナを用いる方法である。
この為電波受信装置の大きさに制限のあるパーソナル機器に於いては、アンテナの大きさが小さくて済む、極めて短い波長を用いるのが一般的である。
しかしながら、短い波長、即ち高い周波数を使用する回路では大きな消費電力が要求される。一方、使用する電力に限りがある機器、例えば電波時計等に於いては、このような、アンテナがセンチメートル程度の大きさになる、ギガヘルツ帯の周波数の回路を持つことは許されない。
現在時計が電波修正に使用する周波数帯はVLFと呼ばれる超長波帯である。例えば、電波時計で使用される電波は、日本に於いては40kHz及び60kHzの2波である。しかしながらこの周波数帯の共振型アンテナは数キロメートルの長さを要する為、共振型アンテナを使用することはできない。そして非共振型アンテナの受信感度は共振型アンテナに比べて極めて小さい。
このような理由により、時計などの低電力機器に於いては受信感度の高い受信方式が渇望されている。
図27は、基本的な電波時計の電波受信装置を示した図である。
図27に示すように、受信回路110は、アンテナ113で受信した電波信号をAGC付きの増幅回路115で増幅し、水晶フィルタ116をバンドパスフィルタとして用いて周波数選別し、選別された周波数の信号を用いて検波器117で検波を行うことが知られている(例えば、特許文献3)。また、検波器117の出力は、平滑回路118で平滑化されて、出力端子119から出力される。
また、スーパーヘテロダイン方式により周波数選別の自由度を大きくした方式も知られている(例えば、特許文献4)。
特開2006−275629号公報(第3−5頁、図1)
特開2007−171031号公報(第4−6頁、図1)
特開2002−267775号公報(第2−5頁、図1)
特開平6−214054号公報(第2−6頁、図1)
図26は、特許文献1および2に記載の従来の近接センサ100の構成を示す回路図である。
近接センサ100では、発振器102の信号に基づいて送信アンテナ103から交流信号Eaを送信するとともに、交流信号Ebを受信アンテナ104で回路に取り込む。次に、受信アンテナ104で回路に取り込んだ信号を増幅器108で直接増幅した後、位相検波器109により発振器102の信号で検波する。さらに、位相検波器109の出力をLPF110で直流化して、被検査領域における電磁波の変化を直流電圧の変化として出力端子111から出力する。
また、従来から電波信号を受信することを目的とし、アンテナを備え、アンテナでこれを受信し、受信した電波から信号を取り出す電波受信装置において、受信電波を高感度に受信する方法が数多く提案されている。
微弱な電波しか得られない環境では電波受信装置の受信感度を大きくしなければならないが、これに最も効果的なのは電波受信装置が備えるアンテナ部を受信する電波の波長と同程度の大きさとした共振型アンテナを用いる方法である。
この為電波受信装置の大きさに制限のあるパーソナル機器に於いては、アンテナの大きさが小さくて済む、極めて短い波長を用いるのが一般的である。
しかしながら、短い波長、即ち高い周波数を使用する回路では大きな消費電力が要求される。一方、使用する電力に限りがある機器、例えば電波時計等に於いては、このような、アンテナがセンチメートル程度の大きさになる、ギガヘルツ帯の周波数の回路を持つことは許されない。
現在時計が電波修正に使用する周波数帯はVLFと呼ばれる超長波帯である。例えば、電波時計で使用される電波は、日本に於いては40kHz及び60kHzの2波である。しかしながらこの周波数帯の共振型アンテナは数キロメートルの長さを要する為、共振型アンテナを使用することはできない。そして非共振型アンテナの受信感度は共振型アンテナに比べて極めて小さい。
このような理由により、時計などの低電力機器に於いては受信感度の高い受信方式が渇望されている。
図27は、基本的な電波時計の電波受信装置を示した図である。
図27に示すように、受信回路110は、アンテナ113で受信した電波信号をAGC付きの増幅回路115で増幅し、水晶フィルタ116をバンドパスフィルタとして用いて周波数選別し、選別された周波数の信号を用いて検波器117で検波を行うことが知られている(例えば、特許文献3)。また、検波器117の出力は、平滑回路118で平滑化されて、出力端子119から出力される。
また、スーパーヘテロダイン方式により周波数選別の自由度を大きくした方式も知られている(例えば、特許文献4)。
しかしながら、近接センサ100では、受信アンテナ104で回路に取り込んだ信号は非常に微弱であるため、アンテナの性質もしくは被検物体と電波の相互作用から、高周波でなければ充分な利得が得ることができない。よって、近接センサとして充分な検出感度を得る為には、近接センサ100では、非常に高い周波数の信号を発振器102から発生する必要がある。例えば、特許文献1に記載の近接センサでは最低でもHF帯という高い周波数を想定し、特許文献2の近接センサではGHz帯を想定している。
高周波信号を発生させる為には大きなエネルギーを投入しなければならず、回路全般に高周波信号に対応する為の消費電力の大きな回路構成を用いなければならないという問題がある。
そこで、本発明は、上記の問題点を解決することを可能とする近接センサを提供することを目的とする。
また、本発明は、低い電力で動作し且つ被検物体を高精度で検出することを可能とする近接センサを提供することを目的とする。
さらに、従来の電波受信装置では、感度の低い非共振型アンテナを用い、電波の受信又は電波の増幅方法になんら特別な工夫を用いていないので、電波状況の悪化により容易に受信が中断してしまうという問題があった。
そこで、本発明は、上記の問題点を解決することを可能とする電波受信装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、低い電力で動作し、かつ、感度の低い非共振型アンテナを用いながら、電波を高感度に受信することを可能とする電波受信装置を提供することを目的とする。
本発明の近接センサは、電波を受信する受信アンテナと、受信アンテナに接続された共振素子と、共振素子を所定の周波数で励振する励振手段を有することを特徴とする。
また、本発明の近接センサは、交流信号発生源と、交流信号発生源の信号に基づいて電波を送信する送信アンテナと、電波を受信する受信アンテナと、受信アンテナに接続された共振素子と、交流信号発生源の信号で、受信アンテナで受信した信号を位相検波する位相検波手段と、を備えることを特徴とする。
また、本発明の近接センサでは、前述した構成に加えて、共振素子は、交流信号源の信号に基づいて予め励振されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、交流信号源の信号に基づいて、電気的結合により予め励振されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、交流信号源の信号に基づいて、機械的結合により予め励振されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、振動子を有していることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、交流信号発生源は振動子を有する発振器であり、共振素子の振動子と発振器の振動子とが一体に形成されていることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、振動子は、水晶振動子、セラミック振動子またはMEMS振動子であることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、LC共振回路を備えて構成されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子の両端からの出力を差動増幅し、受信アンテナで受信した信号として出力する差動増幅手段を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、交流信号発生源と送信アンテナとの間に、交流信号発生源の回路の電源を昇圧する昇圧手段と、交流信号発生源の信号を、昇圧手段で昇圧された電源系で増幅する増幅手段と、を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナのいずれか一方は棒状のアンテナであり、他方はリング状のアンテナであることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、リング状のアンテナは、同心円状の複数のリングが接合された形状を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、リング状のアンテナは、複数回巻かれたコイル状の形状を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、棒状アンテナの先端部は、複数回巻かれたコイル状の形状を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、透明基板を備え、送信アンテナと受信アンテナとは、透明基板上に透明電極で形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナは、互いに同心円のリング状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナは、互いに同心円の円弧状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、透明基板は矩形状であり、送信アンテナと受信アンテナは、透明電基板の角部に、2つの辺に跨って1/4の円弧状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、透明基板は矩形状であり、送信アンテナと受信アンテナは、透明基板の辺部に、1/2の円弧状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナの少なくとも一方が、二重以上のパターンで形成されたことが好ましい。
本発明の近接センサは、受信アンテナに接続された共振素子を備え、受信アンテナで受信した信号を用いて共振素子を励振し、共振素子に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行う。これにより、アンテナで受信した信号をそのまま用いて位相検波を行う従来技術と比較して、感度を増大させ、即ち高いS/Nで被検物体までの距離情報を検出することが可能となる。
また、本発明の近接センサは、交流信号発生源から発生する信号を低周波とすることができるため、高周波信号を用いる必要のある従来技術と比較して、簡単な回路構成で、低い電力で動作させることが可能となる。
本発明の電波受信装置は、初期的受信アンテナに接続されたPLL同調回路と、常時使用するアンテナに接続されたQの高い共振回路を備え、前記PLL同調回路で抽出した信号を用いて該共振回路を予励振し、高感度に受信を行う。これにより、アンテナで受信した信号をそのまま用いる従来技術と比較して、感度を増大させ、微弱な電波を受信することが可能となる。
また、本発明の電波受信装置は、共振回路に溜め込まれた信号を短時間ではあるが保持できる。この保持した基準信号を用いてPLL回路を維持して予励振を行う限り、受信環境の悪化により、初期的な受信が不可能な状況になったとしても、高感度な受信を維持することができる。即ち一度受信に成功してしまえば高感度な受信を継続することが可能となる。
高周波信号を発生させる為には大きなエネルギーを投入しなければならず、回路全般に高周波信号に対応する為の消費電力の大きな回路構成を用いなければならないという問題がある。
そこで、本発明は、上記の問題点を解決することを可能とする近接センサを提供することを目的とする。
また、本発明は、低い電力で動作し且つ被検物体を高精度で検出することを可能とする近接センサを提供することを目的とする。
さらに、従来の電波受信装置では、感度の低い非共振型アンテナを用い、電波の受信又は電波の増幅方法になんら特別な工夫を用いていないので、電波状況の悪化により容易に受信が中断してしまうという問題があった。
そこで、本発明は、上記の問題点を解決することを可能とする電波受信装置を提供することを目的とする。
また、本発明は、低い電力で動作し、かつ、感度の低い非共振型アンテナを用いながら、電波を高感度に受信することを可能とする電波受信装置を提供することを目的とする。
本発明の近接センサは、電波を受信する受信アンテナと、受信アンテナに接続された共振素子と、共振素子を所定の周波数で励振する励振手段を有することを特徴とする。
また、本発明の近接センサは、交流信号発生源と、交流信号発生源の信号に基づいて電波を送信する送信アンテナと、電波を受信する受信アンテナと、受信アンテナに接続された共振素子と、交流信号発生源の信号で、受信アンテナで受信した信号を位相検波する位相検波手段と、を備えることを特徴とする。
また、本発明の近接センサでは、前述した構成に加えて、共振素子は、交流信号源の信号に基づいて予め励振されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、交流信号源の信号に基づいて、電気的結合により予め励振されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、交流信号源の信号に基づいて、機械的結合により予め励振されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、振動子を有していることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、交流信号発生源は振動子を有する発振器であり、共振素子の振動子と発振器の振動子とが一体に形成されていることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、振動子は、水晶振動子、セラミック振動子またはMEMS振動子であることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子は、LC共振回路を備えて構成されることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、共振素子の両端からの出力を差動増幅し、受信アンテナで受信した信号として出力する差動増幅手段を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、交流信号発生源と送信アンテナとの間に、交流信号発生源の回路の電源を昇圧する昇圧手段と、交流信号発生源の信号を、昇圧手段で昇圧された電源系で増幅する増幅手段と、を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナのいずれか一方は棒状のアンテナであり、他方はリング状のアンテナであることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、リング状のアンテナは、同心円状の複数のリングが接合された形状を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、リング状のアンテナは、複数回巻かれたコイル状の形状を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、棒状アンテナの先端部は、複数回巻かれたコイル状の形状を備えることが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、透明基板を備え、送信アンテナと受信アンテナとは、透明基板上に透明電極で形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナは、互いに同心円のリング状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナは、互いに同心円の円弧状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、透明基板は矩形状であり、送信アンテナと受信アンテナは、透明電基板の角部に、2つの辺に跨って1/4の円弧状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、透明基板は矩形状であり、送信アンテナと受信アンテナは、透明基板の辺部に、1/2の円弧状に形成されたことが好ましい。
さらに、本発明の近接センサは、前述した構成に加えて、送信アンテナと受信アンテナの少なくとも一方が、二重以上のパターンで形成されたことが好ましい。
本発明の近接センサは、受信アンテナに接続された共振素子を備え、受信アンテナで受信した信号を用いて共振素子を励振し、共振素子に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行う。これにより、アンテナで受信した信号をそのまま用いて位相検波を行う従来技術と比較して、感度を増大させ、即ち高いS/Nで被検物体までの距離情報を検出することが可能となる。
また、本発明の近接センサは、交流信号発生源から発生する信号を低周波とすることができるため、高周波信号を用いる必要のある従来技術と比較して、簡単な回路構成で、低い電力で動作させることが可能となる。
本発明の電波受信装置は、初期的受信アンテナに接続されたPLL同調回路と、常時使用するアンテナに接続されたQの高い共振回路を備え、前記PLL同調回路で抽出した信号を用いて該共振回路を予励振し、高感度に受信を行う。これにより、アンテナで受信した信号をそのまま用いる従来技術と比較して、感度を増大させ、微弱な電波を受信することが可能となる。
また、本発明の電波受信装置は、共振回路に溜め込まれた信号を短時間ではあるが保持できる。この保持した基準信号を用いてPLL回路を維持して予励振を行う限り、受信環境の悪化により、初期的な受信が不可能な状況になったとしても、高感度な受信を維持することができる。即ち一度受信に成功してしまえば高感度な受信を継続することが可能となる。
図1は、本発明の近接センサの構成を示す回路図である。
図2は、図1の近接センサ1aに用いられる音叉型水晶振動子の一例を示す図である。
図3は、図2に示す第1の音叉型水晶振動子20及び第2の音叉型水晶振動子30を図1に示す近接センサ1aに適用した例を示す図である。
図4は、本発明の他の近接センサの構成を示す回路図である。
図5は、本発明の更に他の近接センサの構成を示す回路図である。
図6は、複合振動体を模式的に示す図である。
図7は、複合振動体の構成例を示す平面図である。
図8は、図7に示す複合振動体40aを図5に示す近接センサ1cに適用した例を示す図である。
図9は、本発明の更に他の近接センサの構成を示す回路図である。
図10は、送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す図である。
図11は、送信アンテナおよび受信アンテナの他の構成例を示す図である。
図12は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図13は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図14は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図15は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図16は、被検物体の接近距離センサの出力電圧との関係を示す図である。
図17は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す図である。
図18は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの他の構成例を示す図である。
図19は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図20は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図21は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図22は、本発明の受信装置の構成例を示す回路図である。
図23は、PLL同調回路の構成例を示す図である。
図24は、本発明の受信装置の他の構成例を示す回路図である。
図25は、本発明の受信装置の更に他の構成例を示す回路図である。
図26は、従来の近接センサの構成例を示す図である。
図27は、従来の電波受信装置を示す図である。
図2は、図1の近接センサ1aに用いられる音叉型水晶振動子の一例を示す図である。
図3は、図2に示す第1の音叉型水晶振動子20及び第2の音叉型水晶振動子30を図1に示す近接センサ1aに適用した例を示す図である。
図4は、本発明の他の近接センサの構成を示す回路図である。
図5は、本発明の更に他の近接センサの構成を示す回路図である。
図6は、複合振動体を模式的に示す図である。
図7は、複合振動体の構成例を示す平面図である。
図8は、図7に示す複合振動体40aを図5に示す近接センサ1cに適用した例を示す図である。
図9は、本発明の更に他の近接センサの構成を示す回路図である。
図10は、送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す図である。
図11は、送信アンテナおよび受信アンテナの他の構成例を示す図である。
図12は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図13は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図14は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図15は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図16は、被検物体の接近距離センサの出力電圧との関係を示す図である。
図17は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの構成例を示す図である。
図18は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの他の構成例を示す図である。
図19は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図20は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図21は、透明基板上に形成した送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図22は、本発明の受信装置の構成例を示す回路図である。
図23は、PLL同調回路の構成例を示す図である。
図24は、本発明の受信装置の他の構成例を示す回路図である。
図25は、本発明の受信装置の更に他の構成例を示す回路図である。
図26は、従来の近接センサの構成例を示す図である。
図27は、従来の電波受信装置を示す図である。
以下、本発明の近接センサ及び電波受信装置を図面を参照しなから説明する。なお、本発明の技術的範囲はこれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶ点に注意されたい。また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の変更を付加した形態で実施することも可能である。
〔近接センサ〕
図1は、近接センサ1aの構成を示す回路図である。
図1に示すように近接センサ1aは、発振器2と、該発振器2で生成した低周波信号に基づいて交流信号Eaを被検査領域へ放射する送信アンテナ3を備える。
発振器2は、交流信号発生源の一例であり、例えば水晶振動子を用いて構成される。送信アンテナ3から放射される交流信号Eaは、その周波数及び強度の安定性が当該近接センサとしての出力の安定性を左右するので、周波数の安定度が高く、温度や経時変化等に対して安定な水晶振動子を用いるのが好ましい。
水晶振動子としては、携帯機器などに使用されることを想定した低消費電力であるVLF帯の発振を可能とする音叉型水晶振動子を用いる。また、水晶と云えども、−40℃~85℃等の広い使用温度範囲に対しては発振のインピーダンスは10%以上変化するので、発振振幅を安定化させるAGC回路を備えることが好ましい。
また、水晶振動子の代わりに、PZT薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子(セラミック振動子)、PZT薄膜等の圧電素子をMEMSで構成して振動体表面に形成したMEMS振動子、タンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶またはランガサイトを用いた振動子等を用いて、発振器2を構成してもよい。
近接センサ1aは、被検査領域からの交流信号Ebを受信する受信アンテナ4と、受信アンテナ4に接続された共振器5を備える。受信アンテナ4に接続された共振器5の他端は、基準電圧にクランプされている。共振器5は、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebにより励振される。
共振器5は、出来るだけエネルギー損失が小さなもので構成されることが好ましく、例えば、発振器2の周波数に近い共振周波数を持つ水晶振動子を用いて構成される。水晶振動子は振動時のエネルギー損失が少ないため、微小な電磁波の変化を減衰することなく長い時間間隔で溜め込むことが出来る。
水晶振動子の代わりに、発振器2と同様に、PZT薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子(セラミック振動子)、PZT薄膜等の圧電素子をMEMSで構成して振動体表面に形成したMEMS振動子、タンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶またはランガサイトを用いた振動子、を用いて共振器5を構成してもよい。
また、水晶振動子の代わりに、シリコンプロセスを用いて超小型の振動体を構成し且つ容量を用いて電気機械結合を実現した振動子、発振器2の周波数に近い共振周波数を持つLC共振回路、静電容量型MEMS振動子、を用いて共振器5を構成してもよい。特に、静電容量型MEMS振動子は小型化と言う点で優れている。
近接センサ1aは、発振器2の出力と共振器5の一方の端子とを接続するバッファ6と抵抗7を備える。この構成により、共振器5は発振器2の発振周波数で予め励振される(以下、このような動作を「予励振」と言う)。
ここで、発振器2の発振周波数と共振器5の共振周波数が近い程、予励振は効率的に行われる。しかしながら、発振器2の発振周波数と共振器5の共振周波数の差(以下、「離調度」と言う)が非常に近接しているか完全に一致していると、うなり又は共振が起こり、検波後の出力に影響を与えてしまうため好ましくない。離調度は、整流した直流電圧を出力する為には、少なくとも、後述する整流用LPF10のカットオフ周波数より大きい周波数を有する必要がある。
バッファ6は、発振器2へ、後段の回路からの影響が及ぶのを避ける為に設けられる。抵抗7は発振器2と共振器5の結合抵抗であり、共振器5を発振器2へ適度に結合させる抵抗値のものが用いられる。抵抗7の値が小さすぎると電気的結合が強くなりすぎて共振器5の振幅はバッファ6の出力で決まってしまい、受信アンテナ4からの信号を反映しなくなる。一方、抵抗7の値が大きすぎると電気的結合が弱すぎて予励振が充分に行われず共振器5の効果が失われる。このため、抵抗7の抵抗値の選択は重要である。共振器5に、共振周波数が数十kHzの水晶振動子を用いた場合、抵抗7の抵抗値は0.5~1MΩ程度が適当である。
近接センサ1aは、共振器5の出力を増幅する増幅器8と、発振器2の出力信号で、受信アンテナ4で受信した信号を位相検波する位相検波器9、位相検波器9の出力を平滑化するLPF(ローパスフィルタ)10、及び出力端子11を備える。
次に、近接センサ1aの動作を説明する。
近接センサ1aは、発振器2により低周波信号を発生させ、送信アンテナ3により被検査領域へ交流信号Eaを放射する。送信アンテナ3から放射した交流信号Eaは、被検査領域に、この領域に存在する大気,誘電体および導体等により決定される電磁界を形成する。受信アンテナ4は、被検査領域に形成される電磁界に応じた交流信号Ebを受信する。
この時、被検査領域に存在する物が一切動かなければ、送信アンテナ3が送信する交流信号Eaが形成する電磁界は定常的な状態となり、受信アンテナ4が受信する交流信号Ebは安定した位相と振幅を持つ。しかし、この領域へ例えば人間の指等の適度な誘電率を備えた被検査物体Oが浸入すると、電磁界が擾乱を受けて変化する。この結果受信アンテナ4が受信する交流信号Ebの位相と振幅が変化する。
共振器5が例えば水晶振動子を備えて構成される場合、受信アンテナ4から取り込まれる交流信号Ebによる電流は極めて小さいため、停止した水晶振動子を交流信号Ebによる電流のみで指定した周波数に励振することは難しい。このため、近接センサ1aでは、受信アンテナ4から取り込まれる電流と同じ周波数で共振器5の水晶振動子を予励振する。
共振器5の水晶振動子が予励振された状態では、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebは共振器5の水晶振動子に取り込まれ、水晶振動子に蓄積される。数万のQ値を持つ水晶振動子の場合、水晶振動子に蓄積された情報は数万倍の大きさに積分された状態となる。
受信アンテナ4からの情報を蓄積した共振器5の振動は、増幅器8により電気的に増幅される。増幅器8の出力は、位相検波器9により発振器2の周波数で位相検波され、LPF10により平滑化され、出力端子11から直流電圧の変化として出力される。
上述したように、被検査領域に例えば人間の指等の適度な誘電率を備えた被検物体Oが浸入すると、電磁界が擾乱を受けて変化する。この結果受信アンテナ4が受信する交流信号Ebの位相と振幅は変化するので位相検波器9の出力は変化し、これを平滑化する平滑器10からの直流出力は変化する。この直流出力の変化によって被検物体Oの存在、運動を知る事が出来る。
ここで注意を要するのは、送信アンテナ3により形成される被検査領域の電磁界は、被検査領域の物体の配置により変化し、また、送信アンテナ3と受信アンテナ4から見た被検査領域は、電磁波の形成される範囲と解釈すると、原理的には無限遠方にまで及んでしまう。よって、近接センサ1aがノイズに埋もれないで感知できる領域を被検査領域と定義する。送信アンテナ3と受信アンテナ4を設置した環境での近接センサ1aの出力をバックグラウンドとし、被検査物体Oによる電磁波の擾乱による変化はこのバックグラウンド出力からの変化として捉える必要がある。
近接センサ1aは、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebを用いて共振器5を励振し、共振器5に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行う。これにより、アンテナで受信した交流信号をそのまま用いて位相検波する従来技術と比較して、感度を増大させ(即ち高いS/Nで)、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出することが可能となる。
また、近接センサ1aは、発振器2から発生する信号を低周波(例えばVLF帯)とすることができるため、高周波信号を用いる必要のある従来技術と比較して、簡単な回路構成と低い電力で動作させることが可能となる。
さらに、近接センサ1aは、共振器5が水晶振動子を含んで構成される場合には、水晶振動子が予励振されることにより、受信アンテナ4で受信する交流信号Ebが微弱であっても、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出することが可能となる。
図2は、図1の近接センサ1aに用いられる音叉型水晶振動子の一例を示す図である。
第1の音叉型水晶振動子20は、発振器2に利用されるものであって、第1の脚21、第2の脚22、第1の脚21及び第2の脚22と連結された基部23等から構成されている。第2の音叉型水晶振動子30は、共振器5に利用されるものであって、第1の脚31、第2の脚32、第1の脚31及び第2の脚32と連結された基部33等から構成されている。
第1の音叉型水晶振動子20及び第2の音叉型水晶振動子30は、共に、100μmから200μm程度のZカット水晶からウエットエッチング操作で加工されたものである。
図3は、図2に示す第1の音叉型水晶振動子20及び第2の音叉型水晶振動子30を図1に示す近接センサ1aに適用した例を示す図である。
図3において、図1と同じ構成には同じ番号を付し、説明を省略する。図3において、第1の音叉型水晶振動子20の断面は、図2におけるA−A´断面を示しており、第2の音叉型水晶振動子30の断面は、図2におけるB−B´断面を示している。
第1の音叉型水晶振動子20の第1の脚21の水晶の光学軸方向に垂直な両側面及び第1の音叉型水晶振動子20の第2の脚22の水晶の電気軸方向に垂直な両側面にはそれぞれ電極J1を形成し、電極J1間を相互に接続するように構成した。また、第1の音叉型水晶振動子20の第1の脚21の水晶の電気軸方向に垂直な両側面及び第1の音叉型水晶振動子20の第2の脚22の水晶の光学軸方向に垂直な両側面には電極J2を形成し、電極J2間を相互に接続するように構成した。第1の音叉型水晶振動子20の電極J1及びJ2間に交流が印加されることによって、図3の矢印Dの方向に第1の脚21及び第2の脚22が音叉型屈曲振動を行う。発振器2は、前記屈曲振動の固有周波数に応じた周波数の信号を出力することとなる。
さらに、第2の音叉型水晶振動子30の第1の脚31の水晶の光学軸方向に垂直な両側面及び第2の音叉型水晶振動子30の第2の脚32の水晶の電気軸方向に垂直な両側面にはそれぞれ電極J3を形成し、電極J3間を相互に接続し、受信アンテナ4と接続するように構成した。また、第2の音叉型水晶振動子30の第1の脚31の水晶の電気軸方向に垂直な両側面及び第2の音叉型水晶振動子30の第2の脚32の水晶の光学軸方向に垂直な両側面には電極J4を形成し、電極J4間を相互に接続した。なお、電極J4は基準電圧(例えば、GND)にクランプされている。第2の音叉型水晶振動子30の電極J3及びJ4間に交流が印加されることによって、図3の矢印Eの方向に第1の脚31及び第2の脚32が音叉型屈曲振動を行う。
近接センサ1aでは、結合抵抗7を介して発振器2からの信号が、第2の音叉型水晶振動子30の電極J3及びJ4間に印加されることから、第2の音叉型水晶振動子30が予励振され、受信アンテナ4から受信した信号を蓄積できる状態に維持される。即ち、図3の例では、第2の音叉型水晶振動子30は、発振器2と電気的に結合され、予励振されるように構成されている。
図4は、他の近接センサ1bの構成を示す回路図である。
図4において、図1に示した近接センサ1aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。図4に示す近接センサ1bは、図1に示す近接センサ1aに対して、更に、共振器5の受信アンテナ4側の端子に接続された増幅器8、共振器5の他方の端子に接続された反転増幅器12、共振器5とGNDとの間に接続されたインダクタ200、及び増幅器8と反転増幅器12の出力を差動増幅する差動増幅器13を備えている。ここでインダクタ200は、発振器2と共振器5の周波数が離れている場合に用い、発振器2と共振器5の周波数が近い場合にはキャパシタを用いることが好ましい。
共振器5は、共振周波数から離れた周波数の信号を入力すると、他方の端子からは、入力した信号からほぼ反転した位相の信号を出力する。従って、増幅器8と反転増幅器12からは、ほぼ同相の交流信号が出力される。
増幅器8からは、受信アンテナ4で受信した信号が、予励振に応じた信号に重畳されて出力される。これに対して反転増幅器12からは、受信アンテナ4で受信した信号の影響を受けない予励振に応じた信号が出力される。このため、増幅器8と反転増幅器12の出力の差を取る差動増幅器13からは、予励振による振幅は含まれず、受信アンテナ4で受信した信号のみが出力される。
一般に、検波前の交流の状態での電圧振幅を大きく取っておくと、検波用の参照信号と被検波信号間の位相ノイズ等に起因して検波時に発生するノイズを低く抑え、S/Nの高い検波が可能である。図1に示す近接センサ1aでは、検出信号より遥かに大きな振幅の予励振に起因する信号が、増幅器8の出力に重畳している為、検波前増幅率を大きくとる事ができないと言う問題がある。
これに対して、図4に示す近接センサ1bでは、予励振による信号を、差動増幅器13により取り除いているので、差動増幅器13からの出力信号の振幅は、受信アンテナ4から入力し、共振器5で積分した信号のみであり、予励振により振幅が嵩上げされていない。
従って、検出信号は、予励振の振幅の飽和を気にせずに、その後段で増幅することが可能であり、原理的には検波前増幅率を最大に採る事ができる。その結果更に高いS/Nを持つ近接センサを構成することができる。
図4では、差動増幅器13に入力する参照用の信号を生成するために、反転増幅器12を用いる例を示した。しかし、発振器2の発振周波数と共振器5の共振周波数とが接近している場合(即ち離調度が小さい場合)、共振器5の性質等によって、共振器5の両端からの出力の位相差が180度とならない。この場合は、反転増幅器12の代わりに移相器を用いて増幅器8の出力と該移相器の位相をほぼ一致させておく必要がある。
近接センサ1bにおける、被検物体Oの距離検出の動作は、上述した近接センサ1aと同様である。即ち、近接センサ1bは、近接センサ1aと同様に、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebを用いて共振器5を励振し、共振器5に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行うことにより、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出する。また、発振器2から発生する信号を低周波とすることができるため、簡単な回路構成で、低い電力で動作させることが可能となる。
図5は、更に他の近接センサ1bの構成を示す回路図である。
図5において、図1に示した近接センサ1aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。近接センサ1cと、近接センサ1a及び1bとの差異は、共振器5の予励振を機械的に行うことである。図5では、発振器2と共振器5との機械結合を模式的に回路14に置き換えて示している。
以下では、発振器2による共振器5の予励振を機械的に行う構成として、発振器2及び共振器5が水晶振動子として一体的に形成された例を用いて説明する。
図6は、発振器2及び共振器5が機械的に結合して水晶振動子として一体的に形成された複合振動体40を模式的に示す電気的記号図である。図6に示すように、複合振動体40は、発振器2を構成する振動子41と共振器5を構成する振動子42とが、機械的結合43で結合されている。図6の機械的結合43は、図5の回路14と同等の概念である。図6に示す複合振動体40は4端子の素子であり、振動子41に電極J5及びJ6が形成され、振動子42に電極J7及びJ8が形成されている。
図7は、複合振動体の具体例40aの一例を示す図である。
複合振動体40aは、例えば、厚さ100μmから200μm程度のZカット水晶板からウエットエッチング操作で加工される。
図7に示すように、複合振動体40aは、幅、断面形状など、形状が互いにわずかに異なる第1の脚41aL及び第2の脚41aRと、第1の脚41aL及び第2の脚41aRの間に位置する中央脚42aを有する。中央脚42aは、第1の脚41aL及び第2の脚41aRと異なる幅で設計されている。第1の脚41aL、第2の脚42aR及び中央脚42aは一方の端部で基部44に接合されており、複合振動体40は、水晶の光学軸即ちZ軸の方向から眺めるとアルファベットのEのような形状をしている。
図8は、図7に示す複合振動体40aを図5に示す近接センサ1cに適用した例を示す図である。
図8において、図1と同じ構成には同じ番号を付し、説明を省略する。図8に示すように、第1の脚41aLの光学軸方向に垂直な両側面と、第2の脚41aRの電気軸方向に垂直な両側面には、それぞれ電極J5が形成される。また、第1の脚41aLの電気軸方向に垂直な両側面と、第2の脚41aRの光学軸方向に垂直な両側面には、それぞれ電極J6が形成される。ここで、第1の脚41aLと第2の脚41aRは、図6に示す振動子41を構成する。また、中央の脚42aの電気軸方向に垂直な両側面に電極J7が形成され、中央の脚42aの光学軸方向に垂直な両側面に電極J8が形成される。ここで、中央の脚42aは、図6に示す振動子42を構成する。
Zカットで切り出された水晶振動子は、電気軸方向に電界をかけると機械軸方向に脚が伸び縮みし、機械軸方向に脚を伸び縮みさせると電気軸方向に電界を生じる。よって、複合振動体40aは、電極J5および電極J6間に交流を印加すると、図7の矢印Fに示すように第1の脚41aLと第2の脚41aRが音叉型屈曲振動を行う。この屈曲振動の固有周波数は、第1の脚41aLと第2の脚41aRの幅と長さでおよそ定まる。また、第1の脚41aLと第2の脚41aRが音叉型屈曲振動をするとき、電極J5と電極J6間には、交流電流が発生する。
第1の脚41aLと第2の脚41aRが音叉型屈曲振動をするとき、第1の脚41aLと第2の脚41aRは互いにわずかに形状が異なるためバランスせず、複合振動体40aは全体が僅かな振動を行う。この複合振動体40a全体の振動の影響で、中央の脚42aは、図7の矢印Gに示すように、全ての脚を含む平面内で脚の伸びた方向と直交する方向に僅かに振動する。
中央の脚42aの僅かな振動が、上述した機械的結合14又は23により引き起こされた振動である。中央の脚42aが僅かに振動することにより、電極J7と電極J8の間に、第1の脚41aLと第2の脚41aRの発振周波数で微弱電流が発生する。これが予励振である。即ち、複合振動体40aにおいて、両側の第1の脚41aLと第2の脚41aRは振動子41を構成し、この振動は弱い機械結合により別の振動体42(中央の脚42a)を励振する。第1の脚41aLと第2の脚41aRの幅と、中央の脚42aの幅は、例えば、その固有周波数の差である離調度が数百Hzになるように設計される。
上記では、第1の脚41aLと第2の脚41aRは形状が互いにわずかに異なるとしたが、第1の脚41aLと第2の脚41aRを互いに同じ長さ及び太さになるように設計しても、水晶の音叉形状の工作精度には限界があるため、第1の脚41aLと第2の脚41aRは形状が互いにわずかに異なる。このため上述したように、第1の脚41aLと第2の脚41aRの振動は互いにバランスせず、複合振動体40a全体が振動し、この振動の影響で中央の脚42aが振動する。
なお、振動子41(第1の脚41aL及び第2の脚41aR)が発振している状態で複合振動体40aを光学軸方向に回転すると、コリオリ力により回転速度に比例した励振が振動子42(中央の脚42a)の振動に重畳し、近接センサの出力が誤ったものとなってしまう。これを避ける為に、光学軸の回転する方向のモーメントが小さくなるように各々の脚(第1の脚41aL、第2の脚41aR及び中央の脚42a)の間隔を狭めて構成し、基部44をしっかりと固定することが好ましい。
近接センサ1cの被検物体Oの距離検出の動作は、上述した近接センサ1aの場合と同様である。即ち、近接センサ1cも、近接センサ1aと同様に、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebを用いて共振器5を励振し、共振器5に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行うことにより、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出することが可能となる。また、発振器2から発生する信号を低周波とすることができるため、簡単な回路構成で、低い電力で動作させることが可能となる。
また、近接センサ1cでは、上述したように、共振器5の予励振を機械的に行う構成であり、受信アンテナ4と発振器2とは電気的に結合していない。このため、受信アンテナ4と発振器2とが電気的に結合している近接センサ1a及び1bと比較して、発振器2の出力信号により受信アンテナ4で受信した交流信号Ebが阻害されることなく、高い感度で被検物体Oまでの距離情報を検出することが可能となる。
さらに、近接センサ1cでは、発振器2を構成する振動子41と共振器5を構成する振動子42とが、複合振動体40として一体に構成されるため、装置をさらに小型化することが可能となる。
図5~図8では、発振器2と共振器5がそれぞれ水晶振動子を用いて構成されるとともに、発振器2と共振器5の水晶振動子が複合振動体40として一体に形成された例を示した。しかし本発明はこれに限定されるものではなく、発振器2と共振器5が、それぞれセラミック振動子、MEMS振動子等の水晶振動子以外の振動子を備えて構成され且つ発振器2と共振器5の振動子が複合振動体として一体に形成されても良い。
図9は、本発明の更に他の近接センサの構成を示す回路図である。
図9において、図5に示した近接センサ1cと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。近接センサ1dと、近接センサ1cとの差異は、発振器2と送信アンテナ3の間に、発振器2の回路の電源を昇圧する昇圧回路50と、昇圧回路50で昇圧された電源系で交流信号発生源の信号を増幅する増幅回路51とを備える点である。昇圧回路50は昇圧手段の一例であり、増幅回路51は増幅手段の一例である。
近接センサ1dでは、発振器2から出力する信号が昇圧回路50および増幅回路51により電圧増幅され、本装置が使用する電源電圧に比べて電圧増幅された信号に基づいて送信アンテナ3により強い電磁波の交流信号Eaが被検査領域へ放射される。よって、近接センサ1dでは、使用する電源の電圧が例えば3V及び5Vといった低い電源電圧であっても、近接センサ1cと比較して、広い被検査領域で被検物体Oの距離検出を行うことが可能となる。
なお、図9に示す近接センサ1dでは、近接センサ1cの構成において昇圧回路50を備える例示した。しかしながら、近接センサ1aまたは近接センサ1bの構成においても、発振器2と送信アンテナ3の間に昇圧回路50を備えるようにしても良い。
〔送信アンテナ及び受信アンテナ〕
以下、本発明の近接センサに利用することが可能な送信アンテナ及び受信アンテナについて説明する。
図10は平面状のアンテナを用いた例を示す図であり、図11は棒状のアンテナを用いた例を示す図である。
近接センサにおいて、送信アンテナ3および受信アンテナ4の配置には工夫を要する。アンテナの効率を考えると、図10に示すような平面状の送信アンテナ3a及び受信アンテナ4a又は図11に示すような棒状の送信アンテナ3b及び受信アンテナ4bを平行に配置することが好ましい。図10又は図11のようにアンテナを配置して、アンテナの間の空間領域に被検物体が接近するのを検知する構成が、最も電磁波の伝わり方の変化が大きく、センサとしての感度が大きい。なお、配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド15及び16を設けることが好ましい。
しかしながら、図10および図11に示すアンテナの構成では、被検物体とアンテナとの距離が同じであっても、アンテナに対する被検物体の移動方向が異なると、近接センサの出力が異なるものとなってしまう。そこで、近接センサの出力がアンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存するようなアンテナの構成について以下に説明する。
図12は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す説明図である。
図12に示すアンテナの構成例は、棒状の送信アンテナ3cと、この棒状の送信アンテナ3cが延びた方向に垂直な面内で、棒状の送信アンテナ3cから等しい距離に配置されたリング状の受信アンテナ4cとを備える。棒状の送信アンテナ3cには、先端の微小部分を除く箇所にシールド15が設けられ、リング状の受信アンテナ4cには、リング部を除く箇所にシールド16が設けられている。
また、図12に示すアンテナの構成例では、送信アンテナ3cから送信される電磁波は、送信アンテナ3cの棒状部分を中心として対称となる。さらに、図12に示すアンテナの構成例では、受信アンテナ4cのリング径を小さくすると、送信アンテナ3cから受信アンテナ4cに形成される電磁界は、所定の距離だけ離れた位置からは中心対称とみることができる。よって、図12に示すアンテナの構成例では、近接センサの出力がアンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存するものとすることができる。
図13~図15は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す説明図である。
図13に示すアンテナの構成例では、同心円状の複数のリングが接合された受信アンテナ4dを備える。図14に示すアンテナの構成例では、複数回巻かれたコイル状の受信アンテナ4eを備える。図13及び図14に示すような受信アンテナの構成にすることで、アンテナの受信感度を向上させることが可能となる。アンテナの受信感度は、リングの数に応じて増加する。
図15に示す構成のアンテナは、図14に示すアンテナの構成において、送信アンテナを、複数回巻かれたコイル状の先端部を有する送信アンテナ3dとしたものである。このように構成することにより、送信アンテナとして機能する領域を増加させ、送信アンテナの出力を向上させることができる。図12及び13においても、送信アンテナ3cの代わりに、図15に示す送信アンテナ3dを利用しても良い。
図16は、図15に示すアンテナを備えた近接センサ1cにおける披検物体と出力電圧との関係を示す図である。
図16において、横軸(X軸)はアンテナの中心部から被検物体までの距離を示し、縦軸(Y軸)に当該センサの出力電圧を示す。図16に記載の実線60は当該センサの出力を示し、破線61はY=3000/X−50で近似した線を示している。なお、図16に示す出力電圧を検出する実験を行った時には、披検物体として人の指を用いている。
この実験に用いた近接センサの出力は直流である。図16では、出力電圧を、この近接センサから被検物体が充分離れている時の出力値からの差分値で示してある。この実験に用いた近接センサの出力は2mVrms程度のノイズを持っており、図16に示す様に5cmを越える距離では出力はノイズに埋もれて、測定不能となってしまう。
また図16に示すように、この実験に用いた近接センサの出力は、被検物体のアンテナの中心からの距離にほぼ反比例することが確認できる。このように、被検物体の距離に出力が反比例することは、この近接センサによる距離の検出動作が、静電場ではなく電磁波に起因するものであることを裏付けている。
また、この実験に用いた近接センサでは、発振器2の出力が5Vの電圧振幅では、約5cm以内の距離の被検物体を充分なS/Nで検出できることが確認できた。なお、本発明の近接センサで発振器2の出力を100Vの電圧振幅としたときは、約1m以内の距離の被検物体を充分なS/Nで検出できる。
図12から図15では、棒状の送信アンテナ3とリング状の受信アンテナ4を備える例を示したが、送信アンテナ3をリング形状とし、受信アンテナ4を棒状としてもよい。なお、図10から図15を用いて説明した送信アンテナ3と受信アンテナ4は、設置環境にあまり制限が課せられない場合に感度に最適化したアンテナの構成である。
〔透明基板上に形成された送信アンテナ及び受信アンテナ〕
以下、本発明の近接センサに利用することが可能な透明基板上に形成された送信アンテナ及び受信アンテナについて説明する。
最近はディスプレイ上に描写された映像情報と連動した入力装置、即ちタッチパネルと呼ばれる入力装置の必要性が増大している。本発明の近接センサの送信アンテナおよび受信アンテナをディスプレイ上に配置すれば、ディスプレイ上の3次元領域に位置する被検物体の位置を検出し、この被検物体の3次元の位置情報に応じて機器への入力を制御することにより、入力装置を構成することが出来る。
以下に、このような入力装置を構成するために、透明基板上にITO等の透明電極を用いて形成した送信アンテナ3および受信アンテナ4について説明する。
図17は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの構成例を示す図である。
図17に示すアンテナの構成では、ガラス又は樹脂等の透明基板70上に、ITO等の透明電極を用いて透明な配線によりリング状に形成された送信アンテナ3fと受信アンテナ4fとを備える。受信アンテナ4fのパターンが送信アンテナ3fのパターンを囲って、同心円状に形成される。このように送信アンテナおよび受信アンテナを同心円のリング状に形成することにより、図12から図15に示すアンテナ構成と同様に、アンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存した近接センサの出力を得ることが出来る。
また、送信アンテナ3fと受信アンテナ4fから、近接センサを構成する図示しない回路部に接続するための配線を行う必要があるが、配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド15及び16を設けている。
図17では、送信アンテナと受信アンテナが一つのリング状のパターンで形成される例を示したが、送信アンテナと受信アンテナの一方または両方を、二重以上のリング状のパターンで形成しても良い。アンテナの受信感度は、各アンテナのリングの数を増やすことにより向上させることができる。
通常、ディスプレイの領域は矩形である。この矩形領域上の3次元空間に位置する物体を、例えば4つの近接センサで検出する場合、各近接センサのアンテナを矩形領域の角部に配置するのが合理的である。
ここで、前述したように、本発明の近接センサの出力は、被検物体とアンテナ中心との距離に反比例するため、アンテナのリングの中心近傍はセンサの出力が大きくなりすぎてしまう。また、アンテナのリングの中心近傍は、感度が距離に反比例する状況が歪んでいる特異領域でもある。よって、リングの中心近傍は検出には不向きである。
しかし、図17に示す構成のアンテナを矩形領域の角部に配置すると、アンテナのリングの中心近傍が角部から内側に位置することとなる。また、感度を上げるために大きなリングでアンテナを形成すると、アンテナのリングの中心近傍は更に内側に位置することとなる。すなわち、図17に示す構成のアンテナを矩形領域の角部に配置しても、検出には不向きなリングの中心近傍が矩形領域の角部から内側に位置することとなり、ディスプレイ領域上の3次元空間に位置する物体を正しく検出できない問題がある。
図18は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの他の構成例を示す図である。
図18に示すアンテナの構成例は、上記の問題を解決するための構成である。図18に示すアンテナの構成では、透明基板70の角部に、ITO等の透明電極を用いた透明な配線により、1/4の円弧状の送信アンテナ3g1と受信アンテナ4g1とが透明基板70の2つの辺に跨って形成される。受信アンテナ4g1のパターンが送信アンテナ3g1のパターンを囲って同心円の円弧状に形成される。
送信アンテナ3g1と受信アンテナ4g1のそれぞれから、接続端子71及び72を介して、近接センサを構成する図示しない回路部に接続するための配線が行われる。配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド15及び16が設けられている。
送信アンテナ3g2−3g4と受信アンテナ4g2−4g4も同様に、透明基板70の他の角部に1/4の円弧状パターンで形成される。受信アンテナ4g2−4g4のパターンが送信アンテナ3g2−3g4のパターンを囲って、同心円の円弧状に形成される。ここで、送信アンテナ3g2と受信アンテナ4g2、送信アンテナ3g3と受信アンテナ4g3、送信アンテナ3g4と受信アンテナ4g4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図18では、送信アンテナ3g1と受信アンテナ4g1からの配線のみを示している。
図18に示す構成例では、送信アンテナと受信アンテナを1/4の円弧状に形成することにより、検出には不向きなリングの中心近傍を矩形領域の角部に位置することができる。これにより、ディスプレイ領域上の3次元空間に位置する物体を正しく検出することが可能となる。
また、図18に示す構成例では、送信アンテナおよび受信アンテナを同心円の円弧状に形成することにより、矩形領域の内側に対しては、アンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存した近接センサの出力を得ることが出来る。
図19は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図19に示すアンテナの構成例では、透明基板70上に、ITO等の透明電極を用いた透明な配線により、円弧状の送信アンテナ3h1−3h4と受信アンテナ4h1−4h4とが形成される。受信アンテナ4h1−4h4のパターンが送信アンテナ3h1−3h4のパターンを囲って、透明基板70の角部に2つの辺に跨って同心円の円弧状に形成される。
送信アンテナ3h1と受信アンテナ4h1、送信アンテナ3h2と受信アンテナ4h2、送信アンテナ3h3と受信アンテナ4h3、送信アンテナ3h4と受信アンテナ4h4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図19では、送信アンテナ3h1と受信アンテナ4h1からの配線のみを示している。
図19ではディスプレイの表示部の境界をHで示している。表示部の境界Hは透明基板70の端部から所定長さだけ内側に位置している。また、送信アンテナ3h1−3h4と受信アンテナ4h1−4h4の円弧の中心部C1−C4は、それぞれ表示部の角部に位置している。送信アンテナ3h1−3h4と受信アンテナ4h1−4h4は1/4より大きい円弧で、表示部の境界Bを超えて透明基板70の端部まで形成されている。
これにより、図19に示す構成のアンテナでは、図18に示す1/4の円弧で形成されたアンテナと比較して、表示部の領域に対する感度の歪を抑え、精度良く被検物体の位置を検出することが可能となる。
図20は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図20に示すアンテナの構成例では、透明基板70上に、ITO等の透明電極を用いた透明な配線により、送信アンテナ3i1−3i4と受信アンテナ4i1−4i4とが、それぞれ二重の1/4の円弧状パターンで形成される。また、受信アンテナ4g1−4g4のパターンが送信アンテナ3g1−3g4のパターンを囲って、表示部の境界Bの角部に同心円の円弧状で形成される。
送信アンテナ3i1と受信アンテナ4i1、送信アンテナ3i2と受信アンテナ4i2、送信アンテナ3i3と受信アンテナ4i3、送信アンテナ3i4と受信アンテナ4i4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図20では、送信アンテナ3i1と受信アンテナ4i1からの配線のみを示している。
図20に示す構成のアンテナでは、送信アンテナ3i1−3i4と受信アンテナ4i1−4i4とが、それぞれ二重の1/4の円弧状パターンで形成されことにより、アンテナの受信感度を向上させることが可能となる。アンテナの受信感度は、各アンテナの円弧状パターンリングの数を増やすことにより向上させることができる。
図20では、送信アンテナと受信アンテナの両方が二重の円弧パターンで形成される例を示したが、いずれか一方のアンテナのみを二重の円弧パターンで形成してもよい。また、送信アンテナと受信アンテナの一方または両方を、三重以上の円弧パターンで形成しても良い。
図21は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図21に示すアンテナの構成例では、図20と同様に、透明基板70の角部にITO等の透明電極を用いた透明な配線により、送信アンテナ3j1−3j4と受信アンテナ4j1−4j4とが、それぞれ二重の1/4の円弧状パターンで形成される。
送信アンテナ3j1と受信アンテナ4j1、送信アンテナ3j2と受信アンテナ4j2、送信アンテナ3j3と受信アンテナ4j3、送信アンテナ3j4と受信アンテナ4j4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図21では、送信アンテナ3j1と受信アンテナ4j1からの配線のみを示している。
図21に示すアンテナ構成では、さらに、透明基板70の辺部に二重の1/2の円弧状パターンで形成された送信アンテナ3j5−3j6と受信アンテナ4j5−4j6とを備える。受信アンテナ4j5−4j6のパターンが送信アンテナ3j5−3j6のパターンを囲って、表示部の境界Hの角部に同心円の円弧状で形成される。送信アンテナ3j5と受信アンテナ4j5、送信アンテナ3j6と受信アンテナ4j6は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。
図21のような構成とすることにより、透明基板の角部にのみアンテナが配置される図18から図20の構成と比較して、より広い被検査領域の物体の検出を行うことが可能となる。
図21では、送信アンテナと受信アンテナの両方が二重の円弧パターンで形成される例を示したが、いずれか一方または両方のアンテナを一つの円弧パターンで形成してもよい。
図17から図21では、受信アンテナ4が送信アンテナ3を囲って形成される例を示したが、送信アンテナ3が受信アンテナ4を囲って形成してもよい。
前述した近接センサ1aから1dにおいて、図17から図21に示すような、透明基板上に透明電極で形成された送信アンテナおよび受信アンテナを用いることができる。透明基板上に透明電極で形成された送信アンテナおよび受信アンテナをディスプレイ上に配置することにより、ディスプレイ上の3次元領域に位置する被検物体の位置を検出し、この被検物体の3次元の位置情報に応じて機器への入力を制御する入力装置を構成することが出来る。
〔電波受信装置〕
以下に、上述した近接センサに用いた微弱な受信電波を共振器を用いて高精度で検出することができる構成を応用した電波受信装置について説明する。即ち、近接センサで利用した、受信アンテナ、受信アンテナより受信した微弱な信号を蓄積する共振器及び共振器を予励振する手段を、電波受信装置に利用しようというものである。
図22は、本発明の電波受信装置80aの構成例を示す回路図であり、図23は電波受信装置が備えるPLL同調回路82の一例を示す図である。
図22に示すように、電波受信装置80aは、第1の受信アンテナ83と、第1の受信アンテナ83で受信した初期的な電波Eaに同調するPLL同調回路82を備える。
PLL同調回路は、フィルタの一例であり、例えば水晶振動子を基準発振器に用いて構成される。図23に示す様に、PLL同調回路82は、発振周波数が電波Eaと数百PPM程度の差異である水晶振動子96、及びバリキャップ95等を用いて周波数を可変としたコルピッツ型発振器94を備えている。PLL同調回路82では、第1の受信アンテナ83より受信する電波Eaと発信との位相ズレ量を位相比較器93で抽出して、平滑化回路97で平滑化し、平滑化された電圧を制御電圧として、受信した電波Eaと全く同じ周波数且つ位相で発振を行う。
また、図22に示すように、電波受信装置80aは、初期のPLL同調回路82動作用の第1の受信アンテナ3とは区別する意味で、第2の受信アンテナ84を有している。第2の受信アンテナ84は、共振器85の一端と接続され、共振器85の他端は、基準電圧にクランプされている。共振器85は、第2の受信アンテナ84で受信した電波Ebにより励振される。
共振器85は、出来るだけエネルギー損失が小さなもの、例えば、PLL同調回路82の周波数に近い共振周波数を持つ水晶振動子を用いて構成される。水晶振動子は振動時のエネルギー損失が少ないため、微小な電磁波の変化を減衰することなく長い時間間隔で溜め込むことが出来る。
また、共振器85は、PZT薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子(セラミック振動子)、PZT薄膜等の圧電素子をMEMSで構成した振動体表面に形成したMEMS振動子、及びタンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶又はランガサイトを用いた振動子等によって構成することもできる。
さらに、共振器85は、シリコンプロセスを用いて構成した超小型の振動体に、容量を用いて電気機械結合を実現した振動子、PLL同調回路82の周波数に近い共振周波数を持つLC共振回路、又は静電容量型MEMS振動子等によって構成することもできる。なお、静電容量型MEMS振動子は、特に小型化という面で優れている。
また、図22に示すように、電波受信装置80aは、PLL同調回路82の出力と共振器85の一方の端子とを接続するバッファ86及び結合抵抗87を備える。この構成により、共振器85はPLL同調回路82の発振周波数で予め励振される(以下、この振動を「予励振」と言う)。
ここで、PLL同調回路82の発振周波数と共振器85の共振周波数が近い程、予励振は効率的に行われる。なお、PLL同調回路82の発振周波数と共振器85の共振周波数の差を「離調度」と言う。しかし、離調度が非常に近接しているか完全に一致していると、うなり又は共振が起こり、検波後の出力に影響を与えてしまうため望ましくない。離調度は、整流して直流電圧を出力する為には少なくとも、後述する整流用LPF(ローパスフィルタ)90のカットオフ周波数より大きく取っておく必要がある。
バッファ88は、PLL同調回路82へ後段の回路からの影響が及ぶのを避ける為に設けられる。抵抗87はPLL同調回路82と共振器85の結合抵抗であり、共振器85をPLL同調回路82の出力へ適度に結合させる抵抗値のものが用いられる。抵抗器87の値が小さすぎると電気的結合が強くなりすぎて共振器85の振幅はバッファ86の出力で決まってしまい、第2の受信アンテナ84からの信号を反映しなくなる。一方、抵抗87の値が大きすぎると電気的結合が弱すぎて予励振が充分に行われず共振器85の効果が失われる。このため、抵抗87の抵抗値の選択は重要である。共振器85に、共振周波数が数十kHzの水晶振動子を用いるこの場合、抵抗87の抵抗値は0.5~1MΩ程度が適当である。
さらに、電波受信装置80aは、共振器85の出力を増幅する増幅器88と、PLL同調回路82の出力信号で、第2の受信アンテナ84で受信した信号を位相検波する位相検波器89を備える。さらに、電波受信装置80aは、位相検波器89の出力を平滑化するLPF90と、出力端子91を備える。
さらに、共振器85で増強された出力は混合器92により第1のアンテナ(初期アンテナ)83に混合され、PLL同調回路82の参照信号を補強する。
ところで、電波受信装置80aは、図3に示す近接センサ1aと同様に、図2に示すような2つの音叉型水晶振動子を用いて構成することができる。即ち、第1の音叉型水晶振動子をPLL同調回路82に利用される水晶振動子96として利用し、第2の音叉型水晶振動子を共振器85に利用される水晶振動子とすることができる。このような構成によって、共振器85に利用される第2の音叉型水晶振動子はPLL同調回路82と結合抵抗87を介して電気的に結合され、予励振される。
次に、電波受信装置80aの動作について説明する。
まず、電波が強く、受信環境が優良な時に、第1の受信アンテナ83から電波Eaを捉え、PLL同調回路82により第1の受信アンテナ83からの電波Eaを初期的に抽出し、この周波数をプールする。即ち、PLL同調回路82によりアンテナ83から受信した電波Eaの周波数に同調した周波数の発振を行い、同調した周波数と同じ周波数の発振を回路内に発生させている。その後、受信環境の異なる、あらゆる条件下で、第2の受信アンテナ84が電波Ebを受信する。
共振器85が、例えば水晶振動子を備えて構成される場合、第1の受信アンテナ84で受信した電波Ebによる交流信号電流は極めて小さいため、停止した水晶振動子をその交流信号電流のみで指定した周波数に励振することは難しい。そこで、電波受信装置80aでは、第2の受信アンテナ84から取り込まれる交流信号電流と同じ周波数で共振器85の水晶振動子を予励振する。
ここで、上述したPLL同調回路82に用いる振動子の共振周波数は受信する電波Eaの周波数にほぼ一致している(非常に近い)必要があるが、共振器85に用いる振動子の場合は、共振周波数が受信する電波Eaの周波数から少し(適当な離調度をもって)離れている必要がある。共振器85に用いる振動子の共振周波数と受信する電波Eaの周波数が近接しているか完全に一致している場合、うなり又は共振が起こり、検波後の出力に影響を与えてしまうため望ましくない。
共振器85の水晶振動子が予励振された状態では、第2の受信アンテナ84で受信した電波Ebによる交流信号電流は共振器85の水晶振動子に取り込まれ、水晶振動子に蓄積される。数万のQ値を持つ水晶振動子の場合、水晶振動子に蓄積された情報は数万倍の大きさに積分された状態となる。
第2の受信アンテナ84からの情報を蓄積した共振器85の振動は、増幅器88により電気的に増幅される。増幅器88の出力は、位相検波器89によりPLL同調回路82の周波数で位相検波され、LPF90により平滑化され、出力端子91から直流電圧の変化として出力される。
電波受信装置80aは、第2の受信アンテナ84で受信した電波Ebによる交流信号電流を用いて共振器85を励振し、共振器85溜め込まれた信号を用いて位相検波を行う。これにより、第1の受信アンテナ83で受信した交流信号Eaをそのまま用いて位相検波する従来技術と比較して、感度を増大させ、即ち高いS/Nで電波を受信することが可能となる。
また、電波受信装置80aでは、簡単な回路構成と低い電力で動作させることが可能である。
さらに、電波受信装置80aは、共振器85、例えば水晶振動子を備えて構成され、この水晶振動子が予励振されることにより、第2の受信アンテナ84で受信する電波Ebが微弱であっても、電波を受信することが可能となる。
図24は、他の電波受信装置80bの構成を示す回路図である。
図24において、図22に示した電波受信装置80aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。電波受信装置80bでは、PLL同調回路82、第1の受信アンテナ83、混合器92の代わりに、水晶振動子96を含む発振器182を有している点である。共振器85で使用する振動子の持つ共振周波数が、受信する電波の周波数と非常に近い場合は必ずしもPLL同調回路等は必要ないので、PLL同調回路82等の代わりに、同様の振動子を用いた通常の発振器182を用いることができる。
図25は、更に他の電波受信装置80cの構成を示す回路図である。
図25において、図22に示した電波受信装置80aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。電波受信装置80aと、電波受信装置80cとの差異は、共振器85の予励振を機械的に行うことである。図25では、PLL同調回路82と共振器85との機械結合を模式的に回路98に置き換えて示している。なお、電波受信装置80cの動作等は、上述した電波受信装置80aと同様であるのでその説明を省略する。
また、電波受信装置80cは、図8に示す近接センサ1cと同様に、図7に示すような第1の脚、第2の脚及び中央の脚を有する1つの水晶振動子を用いて構成している。即ち、第1の脚及び第2の脚をPLL同調回路82に利用される水晶振動子96として利用し、中央の脚を共振器85に利用される水晶振動子とすることができる。このような構成によって、中央の脚は、第1の脚及び第2の脚の振動によって、機械的な結合によって、予励振される。言い換えれば、図25に模式的に示した回路98は、第1の脚及び第2の脚と、中央の脚との機械的結合を示している。
図25に示す電波受信装置80cでは、電波受信装置80aと同様に、簡単な回路構成と低い電力で動作させることが可能であり、第2の受信アンテナ84で受信する電波Ebが微弱であっても、電波を受信することが可能となる。
ところで、電波時計では、その性質上複雑且つ大型な構成を有する受信回路を利用することができない。また、電波時計に利用される受信回路では、電力消費量を極めて低く抑える必要がある。そのため、上記の電波受信装置80a、80b及び80cは、電波時計の時刻情報を含む標準電波を受信する受信回路に利用するのに適している。その場合、電波受信装置80a、80b及び80cの出力端子91から出力される信号は、図22、図24及び図25に示すように、時刻情報をあるフォーマットで重畳した信号99となる。
〔近接センサ〕
図1は、近接センサ1aの構成を示す回路図である。
図1に示すように近接センサ1aは、発振器2と、該発振器2で生成した低周波信号に基づいて交流信号Eaを被検査領域へ放射する送信アンテナ3を備える。
発振器2は、交流信号発生源の一例であり、例えば水晶振動子を用いて構成される。送信アンテナ3から放射される交流信号Eaは、その周波数及び強度の安定性が当該近接センサとしての出力の安定性を左右するので、周波数の安定度が高く、温度や経時変化等に対して安定な水晶振動子を用いるのが好ましい。
水晶振動子としては、携帯機器などに使用されることを想定した低消費電力であるVLF帯の発振を可能とする音叉型水晶振動子を用いる。また、水晶と云えども、−40℃~85℃等の広い使用温度範囲に対しては発振のインピーダンスは10%以上変化するので、発振振幅を安定化させるAGC回路を備えることが好ましい。
また、水晶振動子の代わりに、PZT薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子(セラミック振動子)、PZT薄膜等の圧電素子をMEMSで構成して振動体表面に形成したMEMS振動子、タンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶またはランガサイトを用いた振動子等を用いて、発振器2を構成してもよい。
近接センサ1aは、被検査領域からの交流信号Ebを受信する受信アンテナ4と、受信アンテナ4に接続された共振器5を備える。受信アンテナ4に接続された共振器5の他端は、基準電圧にクランプされている。共振器5は、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebにより励振される。
共振器5は、出来るだけエネルギー損失が小さなもので構成されることが好ましく、例えば、発振器2の周波数に近い共振周波数を持つ水晶振動子を用いて構成される。水晶振動子は振動時のエネルギー損失が少ないため、微小な電磁波の変化を減衰することなく長い時間間隔で溜め込むことが出来る。
水晶振動子の代わりに、発振器2と同様に、PZT薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子(セラミック振動子)、PZT薄膜等の圧電素子をMEMSで構成して振動体表面に形成したMEMS振動子、タンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶またはランガサイトを用いた振動子、を用いて共振器5を構成してもよい。
また、水晶振動子の代わりに、シリコンプロセスを用いて超小型の振動体を構成し且つ容量を用いて電気機械結合を実現した振動子、発振器2の周波数に近い共振周波数を持つLC共振回路、静電容量型MEMS振動子、を用いて共振器5を構成してもよい。特に、静電容量型MEMS振動子は小型化と言う点で優れている。
近接センサ1aは、発振器2の出力と共振器5の一方の端子とを接続するバッファ6と抵抗7を備える。この構成により、共振器5は発振器2の発振周波数で予め励振される(以下、このような動作を「予励振」と言う)。
ここで、発振器2の発振周波数と共振器5の共振周波数が近い程、予励振は効率的に行われる。しかしながら、発振器2の発振周波数と共振器5の共振周波数の差(以下、「離調度」と言う)が非常に近接しているか完全に一致していると、うなり又は共振が起こり、検波後の出力に影響を与えてしまうため好ましくない。離調度は、整流した直流電圧を出力する為には、少なくとも、後述する整流用LPF10のカットオフ周波数より大きい周波数を有する必要がある。
バッファ6は、発振器2へ、後段の回路からの影響が及ぶのを避ける為に設けられる。抵抗7は発振器2と共振器5の結合抵抗であり、共振器5を発振器2へ適度に結合させる抵抗値のものが用いられる。抵抗7の値が小さすぎると電気的結合が強くなりすぎて共振器5の振幅はバッファ6の出力で決まってしまい、受信アンテナ4からの信号を反映しなくなる。一方、抵抗7の値が大きすぎると電気的結合が弱すぎて予励振が充分に行われず共振器5の効果が失われる。このため、抵抗7の抵抗値の選択は重要である。共振器5に、共振周波数が数十kHzの水晶振動子を用いた場合、抵抗7の抵抗値は0.5~1MΩ程度が適当である。
近接センサ1aは、共振器5の出力を増幅する増幅器8と、発振器2の出力信号で、受信アンテナ4で受信した信号を位相検波する位相検波器9、位相検波器9の出力を平滑化するLPF(ローパスフィルタ)10、及び出力端子11を備える。
次に、近接センサ1aの動作を説明する。
近接センサ1aは、発振器2により低周波信号を発生させ、送信アンテナ3により被検査領域へ交流信号Eaを放射する。送信アンテナ3から放射した交流信号Eaは、被検査領域に、この領域に存在する大気,誘電体および導体等により決定される電磁界を形成する。受信アンテナ4は、被検査領域に形成される電磁界に応じた交流信号Ebを受信する。
この時、被検査領域に存在する物が一切動かなければ、送信アンテナ3が送信する交流信号Eaが形成する電磁界は定常的な状態となり、受信アンテナ4が受信する交流信号Ebは安定した位相と振幅を持つ。しかし、この領域へ例えば人間の指等の適度な誘電率を備えた被検査物体Oが浸入すると、電磁界が擾乱を受けて変化する。この結果受信アンテナ4が受信する交流信号Ebの位相と振幅が変化する。
共振器5が例えば水晶振動子を備えて構成される場合、受信アンテナ4から取り込まれる交流信号Ebによる電流は極めて小さいため、停止した水晶振動子を交流信号Ebによる電流のみで指定した周波数に励振することは難しい。このため、近接センサ1aでは、受信アンテナ4から取り込まれる電流と同じ周波数で共振器5の水晶振動子を予励振する。
共振器5の水晶振動子が予励振された状態では、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebは共振器5の水晶振動子に取り込まれ、水晶振動子に蓄積される。数万のQ値を持つ水晶振動子の場合、水晶振動子に蓄積された情報は数万倍の大きさに積分された状態となる。
受信アンテナ4からの情報を蓄積した共振器5の振動は、増幅器8により電気的に増幅される。増幅器8の出力は、位相検波器9により発振器2の周波数で位相検波され、LPF10により平滑化され、出力端子11から直流電圧の変化として出力される。
上述したように、被検査領域に例えば人間の指等の適度な誘電率を備えた被検物体Oが浸入すると、電磁界が擾乱を受けて変化する。この結果受信アンテナ4が受信する交流信号Ebの位相と振幅は変化するので位相検波器9の出力は変化し、これを平滑化する平滑器10からの直流出力は変化する。この直流出力の変化によって被検物体Oの存在、運動を知る事が出来る。
ここで注意を要するのは、送信アンテナ3により形成される被検査領域の電磁界は、被検査領域の物体の配置により変化し、また、送信アンテナ3と受信アンテナ4から見た被検査領域は、電磁波の形成される範囲と解釈すると、原理的には無限遠方にまで及んでしまう。よって、近接センサ1aがノイズに埋もれないで感知できる領域を被検査領域と定義する。送信アンテナ3と受信アンテナ4を設置した環境での近接センサ1aの出力をバックグラウンドとし、被検査物体Oによる電磁波の擾乱による変化はこのバックグラウンド出力からの変化として捉える必要がある。
近接センサ1aは、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebを用いて共振器5を励振し、共振器5に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行う。これにより、アンテナで受信した交流信号をそのまま用いて位相検波する従来技術と比較して、感度を増大させ(即ち高いS/Nで)、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出することが可能となる。
また、近接センサ1aは、発振器2から発生する信号を低周波(例えばVLF帯)とすることができるため、高周波信号を用いる必要のある従来技術と比較して、簡単な回路構成と低い電力で動作させることが可能となる。
さらに、近接センサ1aは、共振器5が水晶振動子を含んで構成される場合には、水晶振動子が予励振されることにより、受信アンテナ4で受信する交流信号Ebが微弱であっても、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出することが可能となる。
図2は、図1の近接センサ1aに用いられる音叉型水晶振動子の一例を示す図である。
第1の音叉型水晶振動子20は、発振器2に利用されるものであって、第1の脚21、第2の脚22、第1の脚21及び第2の脚22と連結された基部23等から構成されている。第2の音叉型水晶振動子30は、共振器5に利用されるものであって、第1の脚31、第2の脚32、第1の脚31及び第2の脚32と連結された基部33等から構成されている。
第1の音叉型水晶振動子20及び第2の音叉型水晶振動子30は、共に、100μmから200μm程度のZカット水晶からウエットエッチング操作で加工されたものである。
図3は、図2に示す第1の音叉型水晶振動子20及び第2の音叉型水晶振動子30を図1に示す近接センサ1aに適用した例を示す図である。
図3において、図1と同じ構成には同じ番号を付し、説明を省略する。図3において、第1の音叉型水晶振動子20の断面は、図2におけるA−A´断面を示しており、第2の音叉型水晶振動子30の断面は、図2におけるB−B´断面を示している。
第1の音叉型水晶振動子20の第1の脚21の水晶の光学軸方向に垂直な両側面及び第1の音叉型水晶振動子20の第2の脚22の水晶の電気軸方向に垂直な両側面にはそれぞれ電極J1を形成し、電極J1間を相互に接続するように構成した。また、第1の音叉型水晶振動子20の第1の脚21の水晶の電気軸方向に垂直な両側面及び第1の音叉型水晶振動子20の第2の脚22の水晶の光学軸方向に垂直な両側面には電極J2を形成し、電極J2間を相互に接続するように構成した。第1の音叉型水晶振動子20の電極J1及びJ2間に交流が印加されることによって、図3の矢印Dの方向に第1の脚21及び第2の脚22が音叉型屈曲振動を行う。発振器2は、前記屈曲振動の固有周波数に応じた周波数の信号を出力することとなる。
さらに、第2の音叉型水晶振動子30の第1の脚31の水晶の光学軸方向に垂直な両側面及び第2の音叉型水晶振動子30の第2の脚32の水晶の電気軸方向に垂直な両側面にはそれぞれ電極J3を形成し、電極J3間を相互に接続し、受信アンテナ4と接続するように構成した。また、第2の音叉型水晶振動子30の第1の脚31の水晶の電気軸方向に垂直な両側面及び第2の音叉型水晶振動子30の第2の脚32の水晶の光学軸方向に垂直な両側面には電極J4を形成し、電極J4間を相互に接続した。なお、電極J4は基準電圧(例えば、GND)にクランプされている。第2の音叉型水晶振動子30の電極J3及びJ4間に交流が印加されることによって、図3の矢印Eの方向に第1の脚31及び第2の脚32が音叉型屈曲振動を行う。
近接センサ1aでは、結合抵抗7を介して発振器2からの信号が、第2の音叉型水晶振動子30の電極J3及びJ4間に印加されることから、第2の音叉型水晶振動子30が予励振され、受信アンテナ4から受信した信号を蓄積できる状態に維持される。即ち、図3の例では、第2の音叉型水晶振動子30は、発振器2と電気的に結合され、予励振されるように構成されている。
図4は、他の近接センサ1bの構成を示す回路図である。
図4において、図1に示した近接センサ1aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。図4に示す近接センサ1bは、図1に示す近接センサ1aに対して、更に、共振器5の受信アンテナ4側の端子に接続された増幅器8、共振器5の他方の端子に接続された反転増幅器12、共振器5とGNDとの間に接続されたインダクタ200、及び増幅器8と反転増幅器12の出力を差動増幅する差動増幅器13を備えている。ここでインダクタ200は、発振器2と共振器5の周波数が離れている場合に用い、発振器2と共振器5の周波数が近い場合にはキャパシタを用いることが好ましい。
共振器5は、共振周波数から離れた周波数の信号を入力すると、他方の端子からは、入力した信号からほぼ反転した位相の信号を出力する。従って、増幅器8と反転増幅器12からは、ほぼ同相の交流信号が出力される。
増幅器8からは、受信アンテナ4で受信した信号が、予励振に応じた信号に重畳されて出力される。これに対して反転増幅器12からは、受信アンテナ4で受信した信号の影響を受けない予励振に応じた信号が出力される。このため、増幅器8と反転増幅器12の出力の差を取る差動増幅器13からは、予励振による振幅は含まれず、受信アンテナ4で受信した信号のみが出力される。
一般に、検波前の交流の状態での電圧振幅を大きく取っておくと、検波用の参照信号と被検波信号間の位相ノイズ等に起因して検波時に発生するノイズを低く抑え、S/Nの高い検波が可能である。図1に示す近接センサ1aでは、検出信号より遥かに大きな振幅の予励振に起因する信号が、増幅器8の出力に重畳している為、検波前増幅率を大きくとる事ができないと言う問題がある。
これに対して、図4に示す近接センサ1bでは、予励振による信号を、差動増幅器13により取り除いているので、差動増幅器13からの出力信号の振幅は、受信アンテナ4から入力し、共振器5で積分した信号のみであり、予励振により振幅が嵩上げされていない。
従って、検出信号は、予励振の振幅の飽和を気にせずに、その後段で増幅することが可能であり、原理的には検波前増幅率を最大に採る事ができる。その結果更に高いS/Nを持つ近接センサを構成することができる。
図4では、差動増幅器13に入力する参照用の信号を生成するために、反転増幅器12を用いる例を示した。しかし、発振器2の発振周波数と共振器5の共振周波数とが接近している場合(即ち離調度が小さい場合)、共振器5の性質等によって、共振器5の両端からの出力の位相差が180度とならない。この場合は、反転増幅器12の代わりに移相器を用いて増幅器8の出力と該移相器の位相をほぼ一致させておく必要がある。
近接センサ1bにおける、被検物体Oの距離検出の動作は、上述した近接センサ1aと同様である。即ち、近接センサ1bは、近接センサ1aと同様に、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebを用いて共振器5を励振し、共振器5に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行うことにより、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出する。また、発振器2から発生する信号を低周波とすることができるため、簡単な回路構成で、低い電力で動作させることが可能となる。
図5は、更に他の近接センサ1bの構成を示す回路図である。
図5において、図1に示した近接センサ1aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。近接センサ1cと、近接センサ1a及び1bとの差異は、共振器5の予励振を機械的に行うことである。図5では、発振器2と共振器5との機械結合を模式的に回路14に置き換えて示している。
以下では、発振器2による共振器5の予励振を機械的に行う構成として、発振器2及び共振器5が水晶振動子として一体的に形成された例を用いて説明する。
図6は、発振器2及び共振器5が機械的に結合して水晶振動子として一体的に形成された複合振動体40を模式的に示す電気的記号図である。図6に示すように、複合振動体40は、発振器2を構成する振動子41と共振器5を構成する振動子42とが、機械的結合43で結合されている。図6の機械的結合43は、図5の回路14と同等の概念である。図6に示す複合振動体40は4端子の素子であり、振動子41に電極J5及びJ6が形成され、振動子42に電極J7及びJ8が形成されている。
図7は、複合振動体の具体例40aの一例を示す図である。
複合振動体40aは、例えば、厚さ100μmから200μm程度のZカット水晶板からウエットエッチング操作で加工される。
図7に示すように、複合振動体40aは、幅、断面形状など、形状が互いにわずかに異なる第1の脚41aL及び第2の脚41aRと、第1の脚41aL及び第2の脚41aRの間に位置する中央脚42aを有する。中央脚42aは、第1の脚41aL及び第2の脚41aRと異なる幅で設計されている。第1の脚41aL、第2の脚42aR及び中央脚42aは一方の端部で基部44に接合されており、複合振動体40は、水晶の光学軸即ちZ軸の方向から眺めるとアルファベットのEのような形状をしている。
図8は、図7に示す複合振動体40aを図5に示す近接センサ1cに適用した例を示す図である。
図8において、図1と同じ構成には同じ番号を付し、説明を省略する。図8に示すように、第1の脚41aLの光学軸方向に垂直な両側面と、第2の脚41aRの電気軸方向に垂直な両側面には、それぞれ電極J5が形成される。また、第1の脚41aLの電気軸方向に垂直な両側面と、第2の脚41aRの光学軸方向に垂直な両側面には、それぞれ電極J6が形成される。ここで、第1の脚41aLと第2の脚41aRは、図6に示す振動子41を構成する。また、中央の脚42aの電気軸方向に垂直な両側面に電極J7が形成され、中央の脚42aの光学軸方向に垂直な両側面に電極J8が形成される。ここで、中央の脚42aは、図6に示す振動子42を構成する。
Zカットで切り出された水晶振動子は、電気軸方向に電界をかけると機械軸方向に脚が伸び縮みし、機械軸方向に脚を伸び縮みさせると電気軸方向に電界を生じる。よって、複合振動体40aは、電極J5および電極J6間に交流を印加すると、図7の矢印Fに示すように第1の脚41aLと第2の脚41aRが音叉型屈曲振動を行う。この屈曲振動の固有周波数は、第1の脚41aLと第2の脚41aRの幅と長さでおよそ定まる。また、第1の脚41aLと第2の脚41aRが音叉型屈曲振動をするとき、電極J5と電極J6間には、交流電流が発生する。
第1の脚41aLと第2の脚41aRが音叉型屈曲振動をするとき、第1の脚41aLと第2の脚41aRは互いにわずかに形状が異なるためバランスせず、複合振動体40aは全体が僅かな振動を行う。この複合振動体40a全体の振動の影響で、中央の脚42aは、図7の矢印Gに示すように、全ての脚を含む平面内で脚の伸びた方向と直交する方向に僅かに振動する。
中央の脚42aの僅かな振動が、上述した機械的結合14又は23により引き起こされた振動である。中央の脚42aが僅かに振動することにより、電極J7と電極J8の間に、第1の脚41aLと第2の脚41aRの発振周波数で微弱電流が発生する。これが予励振である。即ち、複合振動体40aにおいて、両側の第1の脚41aLと第2の脚41aRは振動子41を構成し、この振動は弱い機械結合により別の振動体42(中央の脚42a)を励振する。第1の脚41aLと第2の脚41aRの幅と、中央の脚42aの幅は、例えば、その固有周波数の差である離調度が数百Hzになるように設計される。
上記では、第1の脚41aLと第2の脚41aRは形状が互いにわずかに異なるとしたが、第1の脚41aLと第2の脚41aRを互いに同じ長さ及び太さになるように設計しても、水晶の音叉形状の工作精度には限界があるため、第1の脚41aLと第2の脚41aRは形状が互いにわずかに異なる。このため上述したように、第1の脚41aLと第2の脚41aRの振動は互いにバランスせず、複合振動体40a全体が振動し、この振動の影響で中央の脚42aが振動する。
なお、振動子41(第1の脚41aL及び第2の脚41aR)が発振している状態で複合振動体40aを光学軸方向に回転すると、コリオリ力により回転速度に比例した励振が振動子42(中央の脚42a)の振動に重畳し、近接センサの出力が誤ったものとなってしまう。これを避ける為に、光学軸の回転する方向のモーメントが小さくなるように各々の脚(第1の脚41aL、第2の脚41aR及び中央の脚42a)の間隔を狭めて構成し、基部44をしっかりと固定することが好ましい。
近接センサ1cの被検物体Oの距離検出の動作は、上述した近接センサ1aの場合と同様である。即ち、近接センサ1cも、近接センサ1aと同様に、受信アンテナ4で受信した交流信号Ebを用いて共振器5を励振し、共振器5に溜め込まれた信号を用いて位相検波を行うことにより、被検物体Oまでの距離情報を高精度で検出することが可能となる。また、発振器2から発生する信号を低周波とすることができるため、簡単な回路構成で、低い電力で動作させることが可能となる。
また、近接センサ1cでは、上述したように、共振器5の予励振を機械的に行う構成であり、受信アンテナ4と発振器2とは電気的に結合していない。このため、受信アンテナ4と発振器2とが電気的に結合している近接センサ1a及び1bと比較して、発振器2の出力信号により受信アンテナ4で受信した交流信号Ebが阻害されることなく、高い感度で被検物体Oまでの距離情報を検出することが可能となる。
さらに、近接センサ1cでは、発振器2を構成する振動子41と共振器5を構成する振動子42とが、複合振動体40として一体に構成されるため、装置をさらに小型化することが可能となる。
図5~図8では、発振器2と共振器5がそれぞれ水晶振動子を用いて構成されるとともに、発振器2と共振器5の水晶振動子が複合振動体40として一体に形成された例を示した。しかし本発明はこれに限定されるものではなく、発振器2と共振器5が、それぞれセラミック振動子、MEMS振動子等の水晶振動子以外の振動子を備えて構成され且つ発振器2と共振器5の振動子が複合振動体として一体に形成されても良い。
図9は、本発明の更に他の近接センサの構成を示す回路図である。
図9において、図5に示した近接センサ1cと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。近接センサ1dと、近接センサ1cとの差異は、発振器2と送信アンテナ3の間に、発振器2の回路の電源を昇圧する昇圧回路50と、昇圧回路50で昇圧された電源系で交流信号発生源の信号を増幅する増幅回路51とを備える点である。昇圧回路50は昇圧手段の一例であり、増幅回路51は増幅手段の一例である。
近接センサ1dでは、発振器2から出力する信号が昇圧回路50および増幅回路51により電圧増幅され、本装置が使用する電源電圧に比べて電圧増幅された信号に基づいて送信アンテナ3により強い電磁波の交流信号Eaが被検査領域へ放射される。よって、近接センサ1dでは、使用する電源の電圧が例えば3V及び5Vといった低い電源電圧であっても、近接センサ1cと比較して、広い被検査領域で被検物体Oの距離検出を行うことが可能となる。
なお、図9に示す近接センサ1dでは、近接センサ1cの構成において昇圧回路50を備える例示した。しかしながら、近接センサ1aまたは近接センサ1bの構成においても、発振器2と送信アンテナ3の間に昇圧回路50を備えるようにしても良い。
〔送信アンテナ及び受信アンテナ〕
以下、本発明の近接センサに利用することが可能な送信アンテナ及び受信アンテナについて説明する。
図10は平面状のアンテナを用いた例を示す図であり、図11は棒状のアンテナを用いた例を示す図である。
近接センサにおいて、送信アンテナ3および受信アンテナ4の配置には工夫を要する。アンテナの効率を考えると、図10に示すような平面状の送信アンテナ3a及び受信アンテナ4a又は図11に示すような棒状の送信アンテナ3b及び受信アンテナ4bを平行に配置することが好ましい。図10又は図11のようにアンテナを配置して、アンテナの間の空間領域に被検物体が接近するのを検知する構成が、最も電磁波の伝わり方の変化が大きく、センサとしての感度が大きい。なお、配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド15及び16を設けることが好ましい。
しかしながら、図10および図11に示すアンテナの構成では、被検物体とアンテナとの距離が同じであっても、アンテナに対する被検物体の移動方向が異なると、近接センサの出力が異なるものとなってしまう。そこで、近接センサの出力がアンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存するようなアンテナの構成について以下に説明する。
図12は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す説明図である。
図12に示すアンテナの構成例は、棒状の送信アンテナ3cと、この棒状の送信アンテナ3cが延びた方向に垂直な面内で、棒状の送信アンテナ3cから等しい距離に配置されたリング状の受信アンテナ4cとを備える。棒状の送信アンテナ3cには、先端の微小部分を除く箇所にシールド15が設けられ、リング状の受信アンテナ4cには、リング部を除く箇所にシールド16が設けられている。
また、図12に示すアンテナの構成例では、送信アンテナ3cから送信される電磁波は、送信アンテナ3cの棒状部分を中心として対称となる。さらに、図12に示すアンテナの構成例では、受信アンテナ4cのリング径を小さくすると、送信アンテナ3cから受信アンテナ4cに形成される電磁界は、所定の距離だけ離れた位置からは中心対称とみることができる。よって、図12に示すアンテナの構成例では、近接センサの出力がアンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存するものとすることができる。
図13~図15は、送信アンテナおよび受信アンテナの更に他の構成例を示す説明図である。
図13に示すアンテナの構成例では、同心円状の複数のリングが接合された受信アンテナ4dを備える。図14に示すアンテナの構成例では、複数回巻かれたコイル状の受信アンテナ4eを備える。図13及び図14に示すような受信アンテナの構成にすることで、アンテナの受信感度を向上させることが可能となる。アンテナの受信感度は、リングの数に応じて増加する。
図15に示す構成のアンテナは、図14に示すアンテナの構成において、送信アンテナを、複数回巻かれたコイル状の先端部を有する送信アンテナ3dとしたものである。このように構成することにより、送信アンテナとして機能する領域を増加させ、送信アンテナの出力を向上させることができる。図12及び13においても、送信アンテナ3cの代わりに、図15に示す送信アンテナ3dを利用しても良い。
図16は、図15に示すアンテナを備えた近接センサ1cにおける披検物体と出力電圧との関係を示す図である。
図16において、横軸(X軸)はアンテナの中心部から被検物体までの距離を示し、縦軸(Y軸)に当該センサの出力電圧を示す。図16に記載の実線60は当該センサの出力を示し、破線61はY=3000/X−50で近似した線を示している。なお、図16に示す出力電圧を検出する実験を行った時には、披検物体として人の指を用いている。
この実験に用いた近接センサの出力は直流である。図16では、出力電圧を、この近接センサから被検物体が充分離れている時の出力値からの差分値で示してある。この実験に用いた近接センサの出力は2mVrms程度のノイズを持っており、図16に示す様に5cmを越える距離では出力はノイズに埋もれて、測定不能となってしまう。
また図16に示すように、この実験に用いた近接センサの出力は、被検物体のアンテナの中心からの距離にほぼ反比例することが確認できる。このように、被検物体の距離に出力が反比例することは、この近接センサによる距離の検出動作が、静電場ではなく電磁波に起因するものであることを裏付けている。
また、この実験に用いた近接センサでは、発振器2の出力が5Vの電圧振幅では、約5cm以内の距離の被検物体を充分なS/Nで検出できることが確認できた。なお、本発明の近接センサで発振器2の出力を100Vの電圧振幅としたときは、約1m以内の距離の被検物体を充分なS/Nで検出できる。
図12から図15では、棒状の送信アンテナ3とリング状の受信アンテナ4を備える例を示したが、送信アンテナ3をリング形状とし、受信アンテナ4を棒状としてもよい。なお、図10から図15を用いて説明した送信アンテナ3と受信アンテナ4は、設置環境にあまり制限が課せられない場合に感度に最適化したアンテナの構成である。
〔透明基板上に形成された送信アンテナ及び受信アンテナ〕
以下、本発明の近接センサに利用することが可能な透明基板上に形成された送信アンテナ及び受信アンテナについて説明する。
最近はディスプレイ上に描写された映像情報と連動した入力装置、即ちタッチパネルと呼ばれる入力装置の必要性が増大している。本発明の近接センサの送信アンテナおよび受信アンテナをディスプレイ上に配置すれば、ディスプレイ上の3次元領域に位置する被検物体の位置を検出し、この被検物体の3次元の位置情報に応じて機器への入力を制御することにより、入力装置を構成することが出来る。
以下に、このような入力装置を構成するために、透明基板上にITO等の透明電極を用いて形成した送信アンテナ3および受信アンテナ4について説明する。
図17は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの構成例を示す図である。
図17に示すアンテナの構成では、ガラス又は樹脂等の透明基板70上に、ITO等の透明電極を用いて透明な配線によりリング状に形成された送信アンテナ3fと受信アンテナ4fとを備える。受信アンテナ4fのパターンが送信アンテナ3fのパターンを囲って、同心円状に形成される。このように送信アンテナおよび受信アンテナを同心円のリング状に形成することにより、図12から図15に示すアンテナ構成と同様に、アンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存した近接センサの出力を得ることが出来る。
また、送信アンテナ3fと受信アンテナ4fから、近接センサを構成する図示しない回路部に接続するための配線を行う必要があるが、配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド15及び16を設けている。
図17では、送信アンテナと受信アンテナが一つのリング状のパターンで形成される例を示したが、送信アンテナと受信アンテナの一方または両方を、二重以上のリング状のパターンで形成しても良い。アンテナの受信感度は、各アンテナのリングの数を増やすことにより向上させることができる。
通常、ディスプレイの領域は矩形である。この矩形領域上の3次元空間に位置する物体を、例えば4つの近接センサで検出する場合、各近接センサのアンテナを矩形領域の角部に配置するのが合理的である。
ここで、前述したように、本発明の近接センサの出力は、被検物体とアンテナ中心との距離に反比例するため、アンテナのリングの中心近傍はセンサの出力が大きくなりすぎてしまう。また、アンテナのリングの中心近傍は、感度が距離に反比例する状況が歪んでいる特異領域でもある。よって、リングの中心近傍は検出には不向きである。
しかし、図17に示す構成のアンテナを矩形領域の角部に配置すると、アンテナのリングの中心近傍が角部から内側に位置することとなる。また、感度を上げるために大きなリングでアンテナを形成すると、アンテナのリングの中心近傍は更に内側に位置することとなる。すなわち、図17に示す構成のアンテナを矩形領域の角部に配置しても、検出には不向きなリングの中心近傍が矩形領域の角部から内側に位置することとなり、ディスプレイ領域上の3次元空間に位置する物体を正しく検出できない問題がある。
図18は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの他の構成例を示す図である。
図18に示すアンテナの構成例は、上記の問題を解決するための構成である。図18に示すアンテナの構成では、透明基板70の角部に、ITO等の透明電極を用いた透明な配線により、1/4の円弧状の送信アンテナ3g1と受信アンテナ4g1とが透明基板70の2つの辺に跨って形成される。受信アンテナ4g1のパターンが送信アンテナ3g1のパターンを囲って同心円の円弧状に形成される。
送信アンテナ3g1と受信アンテナ4g1のそれぞれから、接続端子71及び72を介して、近接センサを構成する図示しない回路部に接続するための配線が行われる。配線部の信号の受信、送信への影響を抑えるため、配線部には、シールド15及び16が設けられている。
送信アンテナ3g2−3g4と受信アンテナ4g2−4g4も同様に、透明基板70の他の角部に1/4の円弧状パターンで形成される。受信アンテナ4g2−4g4のパターンが送信アンテナ3g2−3g4のパターンを囲って、同心円の円弧状に形成される。ここで、送信アンテナ3g2と受信アンテナ4g2、送信アンテナ3g3と受信アンテナ4g3、送信アンテナ3g4と受信アンテナ4g4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図18では、送信アンテナ3g1と受信アンテナ4g1からの配線のみを示している。
図18に示す構成例では、送信アンテナと受信アンテナを1/4の円弧状に形成することにより、検出には不向きなリングの中心近傍を矩形領域の角部に位置することができる。これにより、ディスプレイ領域上の3次元空間に位置する物体を正しく検出することが可能となる。
また、図18に示す構成例では、送信アンテナおよび受信アンテナを同心円の円弧状に形成することにより、矩形領域の内側に対しては、アンテナに対する被検物体の移動方向に依存せず、アンテナと被検物体の距離に依存した近接センサの出力を得ることが出来る。
図19は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図19に示すアンテナの構成例では、透明基板70上に、ITO等の透明電極を用いた透明な配線により、円弧状の送信アンテナ3h1−3h4と受信アンテナ4h1−4h4とが形成される。受信アンテナ4h1−4h4のパターンが送信アンテナ3h1−3h4のパターンを囲って、透明基板70の角部に2つの辺に跨って同心円の円弧状に形成される。
送信アンテナ3h1と受信アンテナ4h1、送信アンテナ3h2と受信アンテナ4h2、送信アンテナ3h3と受信アンテナ4h3、送信アンテナ3h4と受信アンテナ4h4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図19では、送信アンテナ3h1と受信アンテナ4h1からの配線のみを示している。
図19ではディスプレイの表示部の境界をHで示している。表示部の境界Hは透明基板70の端部から所定長さだけ内側に位置している。また、送信アンテナ3h1−3h4と受信アンテナ4h1−4h4の円弧の中心部C1−C4は、それぞれ表示部の角部に位置している。送信アンテナ3h1−3h4と受信アンテナ4h1−4h4は1/4より大きい円弧で、表示部の境界Bを超えて透明基板70の端部まで形成されている。
これにより、図19に示す構成のアンテナでは、図18に示す1/4の円弧で形成されたアンテナと比較して、表示部の領域に対する感度の歪を抑え、精度良く被検物体の位置を検出することが可能となる。
図20は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図20に示すアンテナの構成例では、透明基板70上に、ITO等の透明電極を用いた透明な配線により、送信アンテナ3i1−3i4と受信アンテナ4i1−4i4とが、それぞれ二重の1/4の円弧状パターンで形成される。また、受信アンテナ4g1−4g4のパターンが送信アンテナ3g1−3g4のパターンを囲って、表示部の境界Bの角部に同心円の円弧状で形成される。
送信アンテナ3i1と受信アンテナ4i1、送信アンテナ3i2と受信アンテナ4i2、送信アンテナ3i3と受信アンテナ4i3、送信アンテナ3i4と受信アンテナ4i4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図20では、送信アンテナ3i1と受信アンテナ4i1からの配線のみを示している。
図20に示す構成のアンテナでは、送信アンテナ3i1−3i4と受信アンテナ4i1−4i4とが、それぞれ二重の1/4の円弧状パターンで形成されことにより、アンテナの受信感度を向上させることが可能となる。アンテナの受信感度は、各アンテナの円弧状パターンリングの数を増やすことにより向上させることができる。
図20では、送信アンテナと受信アンテナの両方が二重の円弧パターンで形成される例を示したが、いずれか一方のアンテナのみを二重の円弧パターンで形成してもよい。また、送信アンテナと受信アンテナの一方または両方を、三重以上の円弧パターンで形成しても良い。
図21は、透明基板上に透明電極を用いて形成した送信アンテナ及び受信アンテナの更に他の構成例を示す図である。
図21に示すアンテナの構成例では、図20と同様に、透明基板70の角部にITO等の透明電極を用いた透明な配線により、送信アンテナ3j1−3j4と受信アンテナ4j1−4j4とが、それぞれ二重の1/4の円弧状パターンで形成される。
送信アンテナ3j1と受信アンテナ4j1、送信アンテナ3j2と受信アンテナ4j2、送信アンテナ3j3と受信アンテナ4j3、送信アンテナ3j4と受信アンテナ4j4は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。図21では、送信アンテナ3j1と受信アンテナ4j1からの配線のみを示している。
図21に示すアンテナ構成では、さらに、透明基板70の辺部に二重の1/2の円弧状パターンで形成された送信アンテナ3j5−3j6と受信アンテナ4j5−4j6とを備える。受信アンテナ4j5−4j6のパターンが送信アンテナ3j5−3j6のパターンを囲って、表示部の境界Hの角部に同心円の円弧状で形成される。送信アンテナ3j5と受信アンテナ4j5、送信アンテナ3j6と受信アンテナ4j6は、それぞれ別々の近接センサを構成する回路部に接続される。
図21のような構成とすることにより、透明基板の角部にのみアンテナが配置される図18から図20の構成と比較して、より広い被検査領域の物体の検出を行うことが可能となる。
図21では、送信アンテナと受信アンテナの両方が二重の円弧パターンで形成される例を示したが、いずれか一方または両方のアンテナを一つの円弧パターンで形成してもよい。
図17から図21では、受信アンテナ4が送信アンテナ3を囲って形成される例を示したが、送信アンテナ3が受信アンテナ4を囲って形成してもよい。
前述した近接センサ1aから1dにおいて、図17から図21に示すような、透明基板上に透明電極で形成された送信アンテナおよび受信アンテナを用いることができる。透明基板上に透明電極で形成された送信アンテナおよび受信アンテナをディスプレイ上に配置することにより、ディスプレイ上の3次元領域に位置する被検物体の位置を検出し、この被検物体の3次元の位置情報に応じて機器への入力を制御する入力装置を構成することが出来る。
〔電波受信装置〕
以下に、上述した近接センサに用いた微弱な受信電波を共振器を用いて高精度で検出することができる構成を応用した電波受信装置について説明する。即ち、近接センサで利用した、受信アンテナ、受信アンテナより受信した微弱な信号を蓄積する共振器及び共振器を予励振する手段を、電波受信装置に利用しようというものである。
図22は、本発明の電波受信装置80aの構成例を示す回路図であり、図23は電波受信装置が備えるPLL同調回路82の一例を示す図である。
図22に示すように、電波受信装置80aは、第1の受信アンテナ83と、第1の受信アンテナ83で受信した初期的な電波Eaに同調するPLL同調回路82を備える。
PLL同調回路は、フィルタの一例であり、例えば水晶振動子を基準発振器に用いて構成される。図23に示す様に、PLL同調回路82は、発振周波数が電波Eaと数百PPM程度の差異である水晶振動子96、及びバリキャップ95等を用いて周波数を可変としたコルピッツ型発振器94を備えている。PLL同調回路82では、第1の受信アンテナ83より受信する電波Eaと発信との位相ズレ量を位相比較器93で抽出して、平滑化回路97で平滑化し、平滑化された電圧を制御電圧として、受信した電波Eaと全く同じ周波数且つ位相で発振を行う。
また、図22に示すように、電波受信装置80aは、初期のPLL同調回路82動作用の第1の受信アンテナ3とは区別する意味で、第2の受信アンテナ84を有している。第2の受信アンテナ84は、共振器85の一端と接続され、共振器85の他端は、基準電圧にクランプされている。共振器85は、第2の受信アンテナ84で受信した電波Ebにより励振される。
共振器85は、出来るだけエネルギー損失が小さなもの、例えば、PLL同調回路82の周波数に近い共振周波数を持つ水晶振動子を用いて構成される。水晶振動子は振動時のエネルギー損失が少ないため、微小な電磁波の変化を減衰することなく長い時間間隔で溜め込むことが出来る。
また、共振器85は、PZT薄膜等の圧電素子とセラミックで構成した振動子(セラミック振動子)、PZT薄膜等の圧電素子をMEMSで構成した振動体表面に形成したMEMS振動子、及びタンタル酸リチウム単結晶、ニオブ酸リチウム単結晶又はランガサイトを用いた振動子等によって構成することもできる。
さらに、共振器85は、シリコンプロセスを用いて構成した超小型の振動体に、容量を用いて電気機械結合を実現した振動子、PLL同調回路82の周波数に近い共振周波数を持つLC共振回路、又は静電容量型MEMS振動子等によって構成することもできる。なお、静電容量型MEMS振動子は、特に小型化という面で優れている。
また、図22に示すように、電波受信装置80aは、PLL同調回路82の出力と共振器85の一方の端子とを接続するバッファ86及び結合抵抗87を備える。この構成により、共振器85はPLL同調回路82の発振周波数で予め励振される(以下、この振動を「予励振」と言う)。
ここで、PLL同調回路82の発振周波数と共振器85の共振周波数が近い程、予励振は効率的に行われる。なお、PLL同調回路82の発振周波数と共振器85の共振周波数の差を「離調度」と言う。しかし、離調度が非常に近接しているか完全に一致していると、うなり又は共振が起こり、検波後の出力に影響を与えてしまうため望ましくない。離調度は、整流して直流電圧を出力する為には少なくとも、後述する整流用LPF(ローパスフィルタ)90のカットオフ周波数より大きく取っておく必要がある。
バッファ88は、PLL同調回路82へ後段の回路からの影響が及ぶのを避ける為に設けられる。抵抗87はPLL同調回路82と共振器85の結合抵抗であり、共振器85をPLL同調回路82の出力へ適度に結合させる抵抗値のものが用いられる。抵抗器87の値が小さすぎると電気的結合が強くなりすぎて共振器85の振幅はバッファ86の出力で決まってしまい、第2の受信アンテナ84からの信号を反映しなくなる。一方、抵抗87の値が大きすぎると電気的結合が弱すぎて予励振が充分に行われず共振器85の効果が失われる。このため、抵抗87の抵抗値の選択は重要である。共振器85に、共振周波数が数十kHzの水晶振動子を用いるこの場合、抵抗87の抵抗値は0.5~1MΩ程度が適当である。
さらに、電波受信装置80aは、共振器85の出力を増幅する増幅器88と、PLL同調回路82の出力信号で、第2の受信アンテナ84で受信した信号を位相検波する位相検波器89を備える。さらに、電波受信装置80aは、位相検波器89の出力を平滑化するLPF90と、出力端子91を備える。
さらに、共振器85で増強された出力は混合器92により第1のアンテナ(初期アンテナ)83に混合され、PLL同調回路82の参照信号を補強する。
ところで、電波受信装置80aは、図3に示す近接センサ1aと同様に、図2に示すような2つの音叉型水晶振動子を用いて構成することができる。即ち、第1の音叉型水晶振動子をPLL同調回路82に利用される水晶振動子96として利用し、第2の音叉型水晶振動子を共振器85に利用される水晶振動子とすることができる。このような構成によって、共振器85に利用される第2の音叉型水晶振動子はPLL同調回路82と結合抵抗87を介して電気的に結合され、予励振される。
次に、電波受信装置80aの動作について説明する。
まず、電波が強く、受信環境が優良な時に、第1の受信アンテナ83から電波Eaを捉え、PLL同調回路82により第1の受信アンテナ83からの電波Eaを初期的に抽出し、この周波数をプールする。即ち、PLL同調回路82によりアンテナ83から受信した電波Eaの周波数に同調した周波数の発振を行い、同調した周波数と同じ周波数の発振を回路内に発生させている。その後、受信環境の異なる、あらゆる条件下で、第2の受信アンテナ84が電波Ebを受信する。
共振器85が、例えば水晶振動子を備えて構成される場合、第1の受信アンテナ84で受信した電波Ebによる交流信号電流は極めて小さいため、停止した水晶振動子をその交流信号電流のみで指定した周波数に励振することは難しい。そこで、電波受信装置80aでは、第2の受信アンテナ84から取り込まれる交流信号電流と同じ周波数で共振器85の水晶振動子を予励振する。
ここで、上述したPLL同調回路82に用いる振動子の共振周波数は受信する電波Eaの周波数にほぼ一致している(非常に近い)必要があるが、共振器85に用いる振動子の場合は、共振周波数が受信する電波Eaの周波数から少し(適当な離調度をもって)離れている必要がある。共振器85に用いる振動子の共振周波数と受信する電波Eaの周波数が近接しているか完全に一致している場合、うなり又は共振が起こり、検波後の出力に影響を与えてしまうため望ましくない。
共振器85の水晶振動子が予励振された状態では、第2の受信アンテナ84で受信した電波Ebによる交流信号電流は共振器85の水晶振動子に取り込まれ、水晶振動子に蓄積される。数万のQ値を持つ水晶振動子の場合、水晶振動子に蓄積された情報は数万倍の大きさに積分された状態となる。
第2の受信アンテナ84からの情報を蓄積した共振器85の振動は、増幅器88により電気的に増幅される。増幅器88の出力は、位相検波器89によりPLL同調回路82の周波数で位相検波され、LPF90により平滑化され、出力端子91から直流電圧の変化として出力される。
電波受信装置80aは、第2の受信アンテナ84で受信した電波Ebによる交流信号電流を用いて共振器85を励振し、共振器85溜め込まれた信号を用いて位相検波を行う。これにより、第1の受信アンテナ83で受信した交流信号Eaをそのまま用いて位相検波する従来技術と比較して、感度を増大させ、即ち高いS/Nで電波を受信することが可能となる。
また、電波受信装置80aでは、簡単な回路構成と低い電力で動作させることが可能である。
さらに、電波受信装置80aは、共振器85、例えば水晶振動子を備えて構成され、この水晶振動子が予励振されることにより、第2の受信アンテナ84で受信する電波Ebが微弱であっても、電波を受信することが可能となる。
図24は、他の電波受信装置80bの構成を示す回路図である。
図24において、図22に示した電波受信装置80aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。電波受信装置80bでは、PLL同調回路82、第1の受信アンテナ83、混合器92の代わりに、水晶振動子96を含む発振器182を有している点である。共振器85で使用する振動子の持つ共振周波数が、受信する電波の周波数と非常に近い場合は必ずしもPLL同調回路等は必要ないので、PLL同調回路82等の代わりに、同様の振動子を用いた通常の発振器182を用いることができる。
図25は、更に他の電波受信装置80cの構成を示す回路図である。
図25において、図22に示した電波受信装置80aと同一の構成には同じ番号を付して、その説明を省略する。電波受信装置80aと、電波受信装置80cとの差異は、共振器85の予励振を機械的に行うことである。図25では、PLL同調回路82と共振器85との機械結合を模式的に回路98に置き換えて示している。なお、電波受信装置80cの動作等は、上述した電波受信装置80aと同様であるのでその説明を省略する。
また、電波受信装置80cは、図8に示す近接センサ1cと同様に、図7に示すような第1の脚、第2の脚及び中央の脚を有する1つの水晶振動子を用いて構成している。即ち、第1の脚及び第2の脚をPLL同調回路82に利用される水晶振動子96として利用し、中央の脚を共振器85に利用される水晶振動子とすることができる。このような構成によって、中央の脚は、第1の脚及び第2の脚の振動によって、機械的な結合によって、予励振される。言い換えれば、図25に模式的に示した回路98は、第1の脚及び第2の脚と、中央の脚との機械的結合を示している。
図25に示す電波受信装置80cでは、電波受信装置80aと同様に、簡単な回路構成と低い電力で動作させることが可能であり、第2の受信アンテナ84で受信する電波Ebが微弱であっても、電波を受信することが可能となる。
ところで、電波時計では、その性質上複雑且つ大型な構成を有する受信回路を利用することができない。また、電波時計に利用される受信回路では、電力消費量を極めて低く抑える必要がある。そのため、上記の電波受信装置80a、80b及び80cは、電波時計の時刻情報を含む標準電波を受信する受信回路に利用するのに適している。その場合、電波受信装置80a、80b及び80cの出力端子91から出力される信号は、図22、図24及び図25に示すように、時刻情報をあるフォーマットで重畳した信号99となる。
Claims (20)
- 電波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナに接続された共振素子と、
前記共振素子を所定の周波数で励振する励振手段と、
を有することを特徴とする近接センサ。 - 交流信号発生源と、
前記交流信号発生源の信号に基づいて電波を送信する送信アンテナと、
前記受信アンテナで受信した信号を位相検波する位相検波手段と、を更に有する、請求項1に記載の近接センサ。 - 前記励振手段は、前記交流信号源の信号である、請求項2に記載の近接センサ。
- 前記励振手段は、前記交流信号源に含まれる振動子である、請求項2に記載の近接センサ。
- 前記共振素子は、振動子を含んで構成される、請求項1に記載の近接センサ。
- 前記交流信号発生源は振動子を有する発振器であり、
前記共振素子の振動子と前記発振器の振動子とが一体に形成されている、請求項5に記載の近接センサ。 - 前記振動子は、水晶振動子、セラミック振動子またはMEMS振動子である、請求項5に記載の近接センサ。
- 共振素子は、LC共振回路を含んで構成される、請求項1に記載の近接センサ。
- 前記共振素子の両端からの出力を差動増幅し、前記受信アンテナで受信した信号として出力する差動増幅手段を更に有する、請求項1に記載の近接センサ。
- 前記交流信号発生源と前記送信アンテナとの間に、前記交流信号発生源の回路の電源を昇圧する昇圧手段及び前記交流信号発生源の信号を前記昇圧手段で昇圧された電源系で増幅する増幅手段を更に有する、請求項1に記載の近接センサ。
- 前記送信アンテナと前記受信アンテナのいずれか一方は棒状のアンテナであり、他方はリング状のアンテナである、請求項1に記載の近接センサ。
- 前記リング状のアンテナは、同心円状の複数のリングが接合された形状又は複数回巻かれたコイル状の形状を有する、請求項11に記載の近接センサ。
- 前記棒状アンテナの先端部は、複数回巻かれたコイル状の形状を有する、請求項11に記載の近接センサ。
- 前記送信アンテナ及び前記受信アンテナは、透明基板上に透明電極で形成されたものである、請求項1に記載の近接センサ。
- 前記送信アンテナと前記受信アンテナは、互いに同心円のリング状又は互いに同心円の円弧状に形成されたものである、請求項14に記載の近接センサ。
- 前記透明基板は矩形状であり、
前記送信アンテナと前記受信アンテナは、前記透明電基板の角部に2つの辺に跨って1/4の円弧状又は前記透明基板の辺部に、1/2の円弧状に形成されたものである、請求項14に記載の近接センサ。 - 前記送信アンテナと前記受信アンテナの少なくとも一方が、二重以上のパターンで形成されたものである、請求項14に記載の近接センサ。
- 電波を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナに接続された共振素子と、
前記共振素子を所定の周波数で励振する励振手段と、
を有することを特徴とする電波受信装置。 - 前記共振素子は振動子である、請求項18に記載の電波受信装置。
- 前記振動子は、水晶振動子、セラミック振動子またはMEMS振動子である、請求項19に記載の電波受信装置。
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2009088905 | 2009-04-01 | ||
JP2009-088905 | 2009-04-01 | ||
JP2009177906A JP2012122726A (ja) | 2009-04-01 | 2009-07-30 | 近接センサ |
JP2009-177906 | 2009-07-30 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
WO2010114165A1 true WO2010114165A1 (ja) | 2010-10-07 |
Family
ID=42828445
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
PCT/JP2010/056270 WO2010114165A1 (ja) | 2009-04-01 | 2010-03-31 | 近接センサ及び電波受信装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2012122726A (ja) |
WO (1) | WO2010114165A1 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2014016755A1 (en) * | 2012-07-25 | 2014-01-30 | Pirelli Tyre S.P.A. | Process and apparatus for building a tyre |
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JP2018173411A (ja) * | 2013-09-24 | 2018-11-08 | オンテック セキュリティ、エスエル | セキュリティシステム、方法及びプログラム |
US11611374B2 (en) * | 2020-08-05 | 2023-03-21 | Apple Inc. | Low-frequency detection and ranging |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR102088460B1 (ko) | 2018-11-02 | 2020-04-21 | 성균관대학교 산학협력단 | 듀얼 타입 근접 센서 |
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-
2009
- 2009-07-30 JP JP2009177906A patent/JP2012122726A/ja active Pending
-
2010
- 2010-03-31 WO PCT/JP2010/056270 patent/WO2010114165A1/ja active Application Filing
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Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2012122726A (ja) | 2012-06-28 |
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---|---|---|---|
121 | Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application |
Ref document number: 10758926 Country of ref document: EP Kind code of ref document: A1 |
|
NENP | Non-entry into the national phase |
Ref country code: DE |
|
122 | Ep: pct application non-entry in european phase |
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|
NENP | Non-entry into the national phase |
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