WO2010100958A1 - 表示装置 - Google Patents

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WO2010100958A1
WO2010100958A1 PCT/JP2010/050078 JP2010050078W WO2010100958A1 WO 2010100958 A1 WO2010100958 A1 WO 2010100958A1 JP 2010050078 W JP2010050078 W JP 2010050078W WO 2010100958 A1 WO2010100958 A1 WO 2010100958A1
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display device
potential
wiring
storage node
light
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PCT/JP2010/050078
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クリストファー ブラウン
田中耕平
加藤浩巳
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シャープ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a display device with a photosensor having a photodetection element such as a photodiode or phototransistor, and more particularly to a display device having a photosensor in a pixel region.
  • a photodetection element such as a photodiode or phototransistor
  • a display device with a photosensor that can detect the brightness of external light or capture an image of an object close to the display by providing a photodetection element such as a photodiode in the pixel.
  • a display device with an optical sensor is assumed to be used as a display device for bidirectional communication or a display device with a touch panel function.
  • Patent Document 1 In a conventional display device with an optical sensor, when forming known components such as signal lines, scanning lines, TFTs (Thin Film Transistors), and pixel electrodes in an active matrix substrate by a semiconductor process, simultaneously on the active matrix substrate A photodiode or the like is built in (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).
  • known components such as signal lines, scanning lines, TFTs (Thin Film Transistors), and pixel electrodes in an active matrix substrate by a semiconductor process, simultaneously on the active matrix substrate A photodiode or the like is built in (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).
  • FIG. 59 An example of a conventional optical sensor (Patent Documents 2 and 3) formed on an active matrix substrate is shown in FIG.
  • the conventional optical sensor shown in FIG. 59 includes a photodiode D1, a capacitor C2, and a thin film transistor M2.
  • a wiring RST for supplying a reset signal is connected to the anode of the photodiode D1.
  • One of the electrodes of the capacitor C2 and the gate of the thin film transistor M2 are connected to the cathode of the photodiode D1.
  • the drain of the thin film transistor M2 is connected to the wiring VDD, and the source is connected to the wiring OUT.
  • the other electrode of the capacitor C2 is connected to a wiring RWS for supplying a read signal.
  • a sensor output V PIX corresponding to the amount of light received by the photodiode D1 can be obtained by supplying a reset signal to the wiring RST and a read signal to the wiring RWS at predetermined timings.
  • the low level (for example, ⁇ 7 V) of the reset signal is set to V RST.
  • the reset signal high level (for example, 0 V) is set to V RST.
  • the low level (for example, 0 V) of the read signal is set to V RWS.
  • the high level of the read signal (for example, 15V) is set to V RWS. H , respectively.
  • a high level reset signal V RST When H is supplied, the photodiode D1 is forward-biased, and the potential V INT of the gate of the thin film transistor M2 is expressed by the following equation (1).
  • V INT V RST. H -V F (1)
  • V F is the forward voltage of the photodiode D1. Since V INT at this time is lower than the threshold voltage of the thin film transistor M2, the thin film transistor M2 is in a non-conductive state in the reset period.
  • the reset signal is low level VRST.
  • a photocurrent integration period (sensing period, T INT period shown in FIG. 60) starts.
  • a photocurrent proportional to the amount of light incident on the photodiode D1 flows out of the capacitor C2, and discharges the capacitor C2.
  • the potential V INT of the gate of the thin film transistor M2 at the end of the integration period is expressed by the following equation (2).
  • V INT V RST. H ⁇ V F ⁇ V RST ⁇ C PD / C T ⁇ I PHOTO ⁇ T INT / C T (2)
  • ⁇ V RST is the pulse height of the reset signal (V RST.H ⁇ V RST.L )
  • I PHOTO is the photocurrent of the photodiode D 1
  • T INT is the length of the integration period That's it.
  • CPD is the capacitance of the photodiode D1.
  • C T is the sum of the capacitance of the capacitor C2, the capacitance C PD of the photodiode D1, a capacitor C TFT of the thin-film transistor M2. Even during the integration period, since V INT is lower than the threshold voltage of the thin film transistor M2, the thin film transistor M2 is in a non-conductive state.
  • charge injection occurs in the capacitor C2.
  • the gate potential V INT of the thin film transistor M2 is expressed by the following equation (3).
  • V INT V RST. H ⁇ V F ⁇ V RST ⁇ C PD / C T ⁇ I PHOTO ⁇ T INT / C T + ⁇ V RWS ⁇ C INT / C T (3) ⁇ V RWS is the pulse height (V RWS.H ⁇ V RWS.L ) of the read signal.
  • V INT of the gate of the thin film transistor M2 becomes higher than the threshold voltage, so that the thin film transistor M2 becomes conductive, and the source follower amplifier together with the bias thin film transistor M3 provided at the end of the wiring OUT in each column.
  • the sensor output voltage V PIX from the thin film transistor M2 is proportional to the integrated value of the photocurrent of the photodiode D1 during the integration period.
  • the waveform indicated by the solid line represents a change in the potential V INT when the light incident on the photodiode D1 is small, and the waveform indicated by the broken line represents the light at the saturation level incident on the photodiode D1.
  • the change in potential V INT in the case is shown.
  • ⁇ V SIG in FIG. 60 is a potential difference proportional to the amount of light incident on the photodiode D1.
  • ⁇ V INT is the amount by which the potential V INT is pushed up when a read signal is applied to the optical sensor from the wiring RWS in the read period.
  • the potential of the storage node at the end of the storage period when the illuminance is different (for example, in a dark state and when light of a saturation level is incident).
  • the difference is equal to the difference in potential of the storage node after being pushed up in the reading period in each case.
  • V INT1 the potential of the storage node at the end of the storage period in the dark state
  • V INT2 the potential of the storage node at the end of the storage period when light of a saturation level is incident
  • V INT3 The potential of the storage node after the push-up in the readout period in the dark state
  • V INT4 the storage node after the push-up in the readout period when saturated level light is incident
  • V INT3 -V INT4 the potential difference after the push-up (V INT3 -V INT4 ) is larger than the potential difference (V INT1 -V INT2 ) of the storage node due to the difference in illuminance on the light receiving surface at the end of the integration period.
  • a display device is a display device including a photosensor in a pixel region of an active matrix substrate, and the photosensor receives a light detection element;
  • a sensing period includes a reset signal wiring that supplies a reset signal to the photosensor, a readout signal wiring that supplies a readout signal to the photosensor, and a period from when the reset signal is supplied to when the readout signal is supplied.
  • a storage node whose potential changes according to the amount of light received by the light detection element during a sensing period; an amplification element that amplifies the potential of the storage node according to the read signal; and a potential amplified by the amplification element And a sensor switching element for reading out to the output wiring as a sensor circuit output.
  • the potential difference after the push-up is higher than the potential difference of the storage node due to the difference in illuminance on the light receiving surface at the end of the integration period.
  • the readout period in the dark state is larger than the potential difference between the potential of the storage node at the end of the storage period in the dark state and the potential of the storage node at the end of the storage period in the case where light of saturation level is incident.
  • the potential difference between the potential of the storage node after the push-up and the potential of the storage node after the push-up during the readout period when light of a saturation level is incident becomes larger.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a display device according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing a configuration of one pixel in the display device according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a CV characteristic diagram of a capacitor provided in the photosensor according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a timing chart showing the waveform of the drive signal and the potential change of the storage node in the photosensor according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 7 is an enlarged view of a region where the capacitor C1 is formed.
  • FIG. 8 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing a change in the potential V INT of the storage node from the end of the integration period to the reading period.
  • FIG. 10A is a schematic cross-sectional view illustrating charge transfer when the potential of the gate electrode is lower than the threshold voltage in the capacitor C1.
  • FIG. 10A is a schematic cross-sectional view showing the movement of charges when the potential of the gate electrode is higher than the threshold voltage in the capacitor C1.
  • FIG. 11 is a timing chart showing sensing timing of the display device according to the first embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing the internal configuration of the sensor pixel readout circuit.
  • FIG. 13 is a waveform diagram showing the relationship among the readout signal, the sensor output, and the output of the sensor pixel readout circuit.
  • FIG. 14 is an equivalent circuit diagram showing a schematic configuration of the sensor column amplifier.
  • FIG. 15 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the second embodiment.
  • FIG. 16 is a waveform diagram of a reset signal and a readout signal supplied to the photosensor according to the second embodiment.
  • FIG. 17 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the second embodiment.
  • FIG. 18 is an enlarged view of a region where the capacitor C1 is formed in FIG.
  • FIG. 19 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the second embodiment.
  • FIG. 20 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the third embodiment.
  • FIG. 21 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the third embodiment.
  • FIG. 22 is an enlarged view of a region where the capacitor C1 is formed in FIG.
  • FIG. 23 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the third embodiment.
  • FIG. 24 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 25 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 26 is an enlarged view of a region where the p-channel TFT is formed in FIG.
  • FIG. 27 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 28 is an equivalent circuit diagram of the p-channel TFT of the photosensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 29 is a waveform diagram showing the influence of parasitic capacitance and leakage current on the potential of the storage node.
  • FIG. 30 is a plan view illustrating an example of a planar structure of a modification of the photosensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 31 is an enlarged view of a region where the p-channel TFT is formed in FIG.
  • FIG. 32 is an equivalent circuit diagram of the p-channel TFT of FIG.
  • FIG. 33 is an equivalent circuit diagram of an optical sensor according to the fifth embodiment.
  • FIG. 34 is a plan view showing an example of a planar structure of an optical sensor according to the fifth embodiment.
  • FIG. 35 is an enlarged view of a region where an amplifying element (n-channel TFT) is formed in the fifth embodiment.
  • FIG. 36 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the fifth embodiment.
  • FIG. 37 is an equivalent circuit diagram of an n-channel TFT as an amplifying element in the fifth embodiment.
  • FIG. 38 is a plan view showing an example of a planar structure of a modification of the photosensor according to the fifth embodiment.
  • FIG. 39 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the amplifying element in the modification of FIG. FIG.
  • FIG. 40 is an equivalent circuit diagram of the n-channel TFT of FIG.
  • FIG. 41 is an equivalent circuit diagram of an optical sensor according to the sixth embodiment.
  • FIG. 42 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the sixth embodiment.
  • FIG. 43 is an enlarged view of a region where the amplifying element (photodiode D2) is formed in the sixth embodiment.
  • FIG. 44 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship between the regions in the photosensor according to Embodiment 6.
  • FIG. 45 is an equivalent circuit diagram of a photodiode as an amplifying element in the sixth embodiment.
  • FIG. 46 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the first modification example of the sixth embodiment.
  • FIG. 47 is a plan view showing an example of a planar structure of an optical sensor according to a first modification of the sixth embodiment.
  • FIG. 48 is an equivalent circuit diagram of an optical sensor according to a second modification of the sixth embodiment.
  • FIG. 49 is a plan view illustrating an example of a planar structure of an optical sensor according to a second modification of the sixth embodiment.
  • FIG. 50 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the seventh embodiment.
  • FIG. 51 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 52A is a circuit diagram showing a state of charge injection when a series capacitor CSER is combined with a configuration in which the amplifying element is a variable capacitor.
  • FIG. 52B is a circuit diagram showing a state of charge injection when a series capacitor CSER is combined with a configuration in which the amplifying element is a p-channel TFT.
  • FIG. 53 is an equivalent circuit diagram of an optical sensor according to the eighth embodiment.
  • FIG. 54 is a plan view showing an example of a planar structure of an optical sensor according to the eighth embodiment.
  • FIG. 55 is an equivalent circuit diagram of an optical sensor according to the ninth embodiment.
  • FIG. 56 is a plan view showing an example of a planar structure of an optical sensor according to the ninth embodiment.
  • FIG. 57 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 58 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 59 is an equivalent circuit diagram showing an example of a conventional photosensor formed on an active matrix substrate.
  • FIG. 60 is a timing chart showing the waveform of the drive signal and the potential change of the storage node in the conventional photosensor
  • a display device is a display device including a photosensor in a pixel region of an active matrix substrate, wherein the photosensor receives a light detection element and resets the photosensor.
  • a reset signal wiring for supplying a signal, a readout signal wiring for supplying a readout signal to the optical sensor, and a period from when the reset signal is supplied until the readout signal is supplied are defined as a sensing period.
  • a storage node whose potential changes according to the amount of light received by the light detection element, an amplification element that amplifies the potential of the storage node according to the readout signal, and a potential amplified by the amplification element as a sensor circuit output It is the structure provided with the sensor switching element for reading to an output wiring.
  • the potential difference after the push-up is higher than the potential difference of the storage node due to the difference in the illuminance on the light receiving surface at the end of the integration period.
  • the readout period in the dark state is larger than the potential difference between the potential of the storage node at the end of the storage period in the dark state and the potential of the storage node at the end of the storage period in the case where light of saturation level is incident.
  • the potential difference between the potential of the storage node after the push-up and the potential of the storage node after the push-up during the readout period when light of a saturation level is incident becomes larger.
  • this potential difference amplification function is not limited to the case of a dark state and the case where light of a saturation level is incident, but is established between arbitrary illuminances. Thereby, it is possible to provide a display device having an optical sensor with high sensitivity.
  • a variable capacitor can be used as the amplifying element.
  • the variable capacitor for example, a MOS capacitor including the read signal wiring, an insulating film, and a p-type semiconductor region formed in a silicon film can be used.
  • a MOS capacitor including a gate electrode of the sensor switching element, an insulating film, and an n-type semiconductor region formed in a silicon film can be used. According to the former configuration, since the read signal wiring can be used as the gate electrode of the variable capacitor, there is an advantage that it is not necessary to provide a wiring or a contact for connecting the read signal wiring and the gate electrode. .
  • a p-channel thin film transistor can be used as the amplifying element.
  • the p-channel thin film transistor a channel region is formed in a wide portion of the silicon film connecting the photodetecting element and the storage node, and a gate electrode of the p-channel thin film transistor is provided so as to overlap the wide portion. It is preferable to adopt the configuration described above. This is because according to this configuration, the boundary length can be shortened, and the reduction of the dynamic range due to parasitic capacitance and leakage current can be prevented.
  • an n-channel thin film transistor may be used as the amplifying element.
  • a diode having a gate electrode on a channel may be used as the amplifying element. According to this configuration, the boundary length can be shortened.
  • a light-shielding film provided on the opposite side of the light-receiving surface with respect to the light detection element, and a series capacitance is formed with respect to the parasitic capacitance between the light-shielding film and the light detection element
  • an electrode provided to face the light-shielding film, and the electrode is electrically connected to the readout wiring.
  • the pixel region includes a plurality of the light detection elements, the plurality of light detection elements are connected in parallel, and the amplification element is connected to a light detection element at a terminal of the plurality of light detection elements.
  • a connected configuration is preferable.
  • the sensor switching element is a three-terminal switching element, a gate electrode of the three terminals is connected to the storage node, and one of the remaining two terminals of the three terminals is the output wiring. It is preferable to have a configuration connected to According to this configuration, since the number of sensor switching elements is sufficient, the circuit configuration of the optical sensor can be simplified.
  • the display device may further include a reset switching element for the sensor switching element.
  • the amplifying element has a threshold potential at which the amplifying element is switched on / off between a low level potential and a high level potential of the readout signal.
  • the display device may be implemented as a liquid crystal display device further including a counter substrate facing the active matrix substrate and a liquid crystal sandwiched between the active matrix substrate and the counter substrate. .
  • the display device according to the present invention is implemented as a liquid crystal display device.
  • the display device according to the present invention is not limited to the liquid crystal display device, and is an active matrix.
  • the present invention can be applied to any display device using a substrate.
  • the display device according to the present invention includes a touch panel display device that performs an input operation by detecting an object close to the screen by using an optical sensor, and a display for bidirectional communication including a display function and an imaging function. Use as a device is assumed.
  • each drawing referred to below shows only the main members necessary for explaining the present invention in a simplified manner among the constituent members of the embodiment of the present invention for convenience of explanation. Therefore, the display device according to the present invention can include arbitrary constituent members that are not shown in the drawings referred to in this specification. Moreover, the dimension of the member in each figure does not represent the dimension of an actual structural member, the dimension ratio of each member, etc. faithfully.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an active matrix substrate 100 provided in a liquid crystal display device according to an embodiment of the present invention.
  • an active matrix substrate 100 includes a pixel region 1, a display gate driver 2, a display source driver 3, a sensor column driver 4, a sensor row driver 5, and a buffer amplifier 6 on a glass substrate.
  • the FPC connector 7 is provided at least.
  • a signal processing circuit 8 for processing an image signal captured by a light detection element (described later) in the pixel region 1 is connected to the active matrix substrate 100 via the FPC connector 7 and the FPC 9. .
  • the above-described constituent members on the active matrix substrate 100 can be formed monolithically on the glass substrate by a semiconductor process. Or it is good also as a structure which mounted the amplifier and drivers among said structural members on the glass substrate by COG (Chip On Glass) technique etc., for example. Alternatively, it is conceivable that at least a part of the constituent members shown on the active matrix substrate 100 in FIG. 1 is mounted on the FPC 9.
  • the active matrix substrate 100 is bonded to a counter substrate (not shown) having a counter electrode formed on the entire surface, and a liquid crystal material is sealed in the gap.
  • the pixel area 1 is an area where a plurality of pixels are formed in order to display an image.
  • an optical sensor for capturing an image is provided in each pixel in the pixel region 1.
  • FIG. 2 is an equivalent circuit diagram showing the arrangement of pixels and photosensors in the pixel region 1 of the active matrix substrate 100.
  • one pixel is formed by picture elements of three colors R (red), G (green), and B (blue), and one pixel composed of these three picture elements includes 1
  • Two light sensors are provided.
  • the pixel region 1 includes pixels arranged in a matrix of M rows ⁇ N columns and photosensors arranged in a matrix of M rows ⁇ N columns. As described above, the number of picture elements is M ⁇ 3N.
  • the pixel region 1 has gate lines GL and source lines COL arranged in a matrix as wiring for the pixels.
  • the gate line GL is connected to the display gate driver 2.
  • the source line COL is connected to the display source driver 3.
  • the gate lines GL are provided in M rows in the pixel region 1.
  • three source lines COL are provided for each pixel in order to supply image data to the three picture elements in one pixel.
  • a thin film transistor (TFT) M1 is provided as a pixel switching element at the intersection of the gate line GL and the source line COL.
  • the thin film transistor M1 provided in each of the red, green, and blue picture elements is denoted as M1r, M1g, and M1b.
  • the thin film transistor M1 has a gate electrode connected to the gate line GL, a source electrode connected to the source line COL, and a drain electrode connected to a pixel electrode (not shown).
  • a liquid crystal capacitor CLC is formed between the drain electrode of the thin film transistor M1 and the counter electrode (VCOM).
  • the auxiliary capacitance C LS is formed between the drain electrode and the TFTCOM.
  • the pixel driven by the thin film transistor M1r connected to the intersection of one gate line GLi and one source line COLrj is provided with a red color filter corresponding to this pixel.
  • red image data is supplied from the display source driver 3 via the source line COLrj, it functions as a red picture element.
  • a picture element driven by the thin film transistor M1g connected to the intersection of the gate line GLi and the source line COLgj is provided with a green color filter so as to correspond to the picture element, and a display source is provided via the source line COLgj.
  • green image data is supplied from the driver 3, it functions as a green picture element.
  • the pixel driven by the thin film transistor M1b connected to the intersection of the gate line GLi and the source line COLbj is provided with a blue color filter so as to correspond to this pixel, and the display source is connected via the source line COLbj.
  • blue image data is supplied from the driver 3, it functions as a blue picture element.
  • one photosensor is provided for each pixel (three picture elements) in the pixel region 1.
  • the arrangement ratio of the pixels and the photosensors is not limited to this example and is arbitrary.
  • one photosensor may be arranged for each picture element, or one photosensor may be arranged for a plurality of pixels.
  • the optical sensor includes a photodiode D1 as a light detecting element, a capacitor C1 (amplifying element), and a thin film transistor M2.
  • the capacitor C1 that functions as an amplifying element is a variable capacitor.
  • the source line COLr also serves as the wiring VDD for supplying the constant voltage V DD from the sensor column driver 4 to the photosensor. Further, the source line COLg also serves as the sensor output wiring OUT.
  • a wiring RST as a reset signal wiring for supplying a reset signal is connected to the anode of the photodiode D1.
  • One electrode of the capacitor C1 and the gate of the thin film transistor M2 are connected to the cathode of the photodiode D1.
  • the drain of the thin film transistor M2 is connected to the wiring VDD, and the source is connected to the wiring OUT.
  • a connection point (storage node) between the cathode of the photodiode D1, one of the electrodes of the capacitor C1, and the gate of the thin film transistor M2 is denoted as INT.
  • the other electrode of the capacitor C1 is connected to a wiring RWS as a readout signal wiring for supplying a readout signal.
  • the sensor row driver 5 sequentially selects a set of wirings RSTi and RWSi shown in FIG. 2 at a predetermined time interval t row . As a result, the rows of photosensors from which signal charges are to be read out in the pixel region 1 are sequentially selected.
  • the drain of a thin film transistor M3, which is an insulated gate field effect transistor, is connected to the end of the wiring OUT.
  • the drain of the thin film transistor M3 is connected to the output wiring SOUT, and the drain potential V SOUT of the thin film transistor M3 is output to the sensor column driver 4 as an output signal from the photosensor.
  • the source of the thin film transistor M3 is connected to the wiring VSS.
  • the gate of the thin film transistor M3 is connected to a reference voltage power source (not shown) via the reference voltage wiring VB.
  • FIG. 3 is a CV characteristic diagram of the capacitor C1.
  • the horizontal axis represents the interelectrode voltage V CAP of the capacitor C1
  • the vertical axis represents the capacitance.
  • the capacitor C1 has a constant capacitance while the interelectrode voltage V CAP is small, but has a characteristic that the capacitance changes sharply before and after the threshold value of the interelectrode voltage V CAP. . Therefore, the characteristics of the capacitor C1 can be dynamically changed by the potential of the read signal from the wiring RWS.
  • the photosensor according to the present embodiment can amplify and read out the potential change of the storage node in the integration period T INT as shown in FIG.
  • the example in FIG. 4 is merely an embodiment, but the low level V RST. L is ⁇ 1.4V, and the reset signal high level V RST. H is 0V. Further, the low level V RWS. L is -3V, read signal high level V RWS. H is 12V. Also in FIG. 4, the waveform indicated by the solid line represents the change in the potential V INT when light is incident on the photodiode D1, and the waveform indicated by the broken line is the case where light at the saturation level is incident on the photodiode D1. Represents a change in the potential V INT , and ⁇ V SIG is a potential difference proportional to the amount of light incident on the photodiode D1. As is clear from a comparison between the conventional example shown in FIG.
  • the potential change of the storage node in the integration period T INT when the light of the saturation level is incident is smaller than the conventional photosensor, the potential of the storage node is amplified and read out during the readout period (while the potential of the readout signal is at the high level V RWS.H ).
  • V INT V RST. H- V F (4)
  • V F is the forward voltage of the photodiode D1. Since V INT at this time is lower than the threshold voltage of the thin film transistor M2, the thin film transistor M2 is in a non-conductive state in the reset period.
  • the reset signal is low level VRST.
  • the photocurrent integration period T INT
  • a photocurrent proportional to the amount of light incident on the photodiode D1 flows into the capacitor C1, and the capacitor C1 is discharged.
  • the potential V INT at the connection point INT at the end of the integration period T INT is expressed by the following equation (5).
  • V INT V RST. H ⁇ V F ⁇ V RST ⁇ C PD / C T -I PHOTO ⁇ t INT / C T (5)
  • ⁇ V RST is the pulse height (V RST.H -V RST.L ) of the reset signal
  • I PHOTO is the photocurrent of the photodiode D 1
  • t INT is the length of the integration period That's it.
  • CPD is the capacitance of the photodiode D1.
  • C TOTAL is the capacitance of the entire optical sensor circuit, that is, the total capacitance of the connection point INT, and is the sum of the capacitance C INT of the capacitor C1, the capacitance C PD of the photodiode D1, and the capacitance C TFT of the thin film transistor M2. . Even during the integration period, since V INT is lower than the threshold voltage of the thin film transistor M2, the thin film transistor M2 is in a non-conductive state.
  • the readout period starts by the rise of the readout signal supplied to the wiring RWS.
  • charge injection occurs in the capacitor C1.
  • the output signal voltage from the output wiring SOUT from the drain of the thin film transistor M3 corresponds to an amplified value of the photocurrent of the photodiode D1 during the integration period. The principle will be described later.
  • the initialization by the reset pulse, the integration of the photocurrent in the integration period, and the reading of the sensor output in the reading period are periodically performed as one cycle.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 6 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 7 is an enlarged view of a region where the capacitor C1 is formed.
  • FIG. 8 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • the optical sensor according to the present embodiment includes a capacitor C1 that is a variable capacitor as an amplifying element.
  • the capacitor C1 is a p-channel MOS capacitor.
  • the thin film transistor M2 is provided in the region between the source lines COLg and COLb, and one set of the capacitor C1 and the photodiode D1 is provided on both sides thereof.
  • the capacitor C1 and the photodiode D1 are provided.
  • a configuration may be provided in which only one set is provided.
  • the photosensor according to this embodiment includes a thin film transistor M2 in a region between the source lines COLg and COLb.
  • the photodiode D1 is a lateral structure PIN diode in which a p-type semiconductor region 102p, an i-type semiconductor region 102i, and an n-type semiconductor region 102n are formed in series on a base silicon film.
  • the p-type semiconductor region 102p serves as the anode of the photodiode D1, and is connected to the wiring RST via the wiring 108 and the contacts 109 and 110.
  • the n-type semiconductor region 102n serves as the cathode of the photodiode D1, and is connected to the gate electrode 101 of the thin film transistor M2 through the silicon film extension 107, the contacts 105 and 106, and the wiring 104.
  • the wirings RST and RWS are formed of the same metal as the gate electrode 101 of the thin film transistor M2 in the same process. Further, the wirings 104 and 108 are formed of the same metal as the source line COL in the same process. On the back surface of the photodiode D1, a light shielding film 113 for preventing backlight light from entering the sensor is provided.
  • the capacitor C1 is formed by the wide portion 111 formed in the wiring RWS, the extending portion 107 of the silicon film, and the insulating film (not shown) disposed therebetween. Is formed. That is, the wide portion 111 having the same potential as the wiring RWS functions as the gate electrode of the capacitor C1.
  • a region 112 shown in FIG. 7 is a p + region formed by doping a n-type silicon film with a p-type impurity such as boron. Since the wide portion 111 functions as a mask when doping with p-type impurities, as shown in FIG. 8, the extended portion 107 becomes a p + region, and the silicon film below the wide portion 111 has an n ⁇ region.
  • FIG. 9 is a waveform diagram showing a change in the potential V INT of the storage node from the end of the integration period to the reading period.
  • a waveform w1 indicated by a solid line represents a change in the potential V INT when light is incident on the photodiode D1
  • a waveform w2 indicated by a broken line is a potential when light is incident on the photodiode D1. It represents a change in V INT .
  • the read signal supplied from the wiring RWS is low level V RWS.
  • a time to start rising from the L, the time t 2 the read signal is at a high level V RWS. Time to reach H.
  • Time t S is the time when the thin film transistor M2 is turned on and the sensor output is sampled.
  • Time t 1 is the time when the read signal reaches the threshold voltage V off of the capacitor C1. That is, the operating characteristics of the capacitor C1 change depending on the magnitude relationship between the potential supplied from the wiring RWS to the wide portion 111 and the threshold voltage Voff .
  • Time t 1 ′ is the time when the read signal reaches the threshold voltage V off of the capacitor C1 in the case of the waveform w2 (when light enters the photodiode D1).
  • FIGS. 10A and 10B are schematic cross-sectional views showing the difference in charge movement due to the potential of the gate electrode (wide portion 111) in capacitor C1.
  • capacitor C1 is always on, after time t 1 is turned off. That is, while the potential of the wiring RWS is equal to or lower than the threshold voltage V off , the movement of the charge Q inj below the gate electrode (wide portion 111) occurs as shown in FIG. 10A, but the potential of the wiring RWS decreases to the threshold voltage V off . If it exceeds, the movement of the charge Q inj under the gate electrode (wide portion 111) is eliminated as shown in FIG. 10B.
  • the potential of the read signal supplied from the wiring RWS is high level V RWS.
  • the potential V INT of the storage node at sample time t s after reaching the H (t s) is as shown in the following equation (6). Note that ⁇ V INT shown in FIG. 4 corresponds to a difference between V INT (t 0 ) and V INT (t s ), and is equal to Q inj / C INT .
  • ⁇ V SIG (t 0 ) at the end of the integration period is amplified to ⁇ V SIG (t 1 ).
  • the potential difference after the push-up becomes larger than the potential difference of the storage node due to the difference in the illuminance on the light receiving surface at the end of the integration period.
  • the readout period in the dark state is larger than the potential difference between the potential of the storage node at the end of the storage period in the dark state and the potential of the storage node at the end of the storage period in the case where light of saturation level is incident.
  • the source lines COLr and COLg are shared as the optical sensor wirings VDD and OUT, and therefore, as shown in FIG. It is necessary to distinguish the timing for inputting the image data signal for display from the timing for reading the sensor output.
  • the sensor output is read out using the horizontal blanking period or the like after the input of the display image data signal in the horizontal scanning period.
  • HSYNC in FIG. 11 indicates a horizontal synchronization signal.
  • the sensor column driver 4 includes a sensor pixel readout circuit 41, a sensor column amplifier 42, and a sensor column scanning circuit 43.
  • An output wiring SOUT (see FIG. 2) that outputs the sensor output V SOUT from the pixel region 1 is connected to the sensor pixel readout circuit 41.
  • the sensor pixel readout circuit 41 outputs the peak hold voltage V Sj of the sensor output V SOUTj to the sensor column amplifier 42.
  • V COUT is output to the buffer amplifier 6.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing an internal configuration of the sensor pixel readout circuit 41.
  • FIG. 13 is a waveform diagram showing the relationship among the readout signal, the sensor output, and the output of the sensor pixel readout circuit.
  • the read signal is at the high level V RWS.
  • V RWS When it becomes H , when the thin film transistor M2 is turned on, a source follower amplifier is formed by the thin film transistors M2 and M3, and the sensor output V SOUT is accumulated in the sample capacitor C SAM of the sensor pixel readout circuit 41. As a result, the read signal is low level V RWS.
  • the output voltage V S from the sensor pixel readout circuit 41 to the sensor column amplifier 42 remains at the peak value of the sensor output V SOUT during the selection period (t row ) of the row even after becoming L , as shown in FIG. Is held at a level equal to.
  • each column amplifier is composed of thin film transistors M6 and M7.
  • the buffer amplifier 6 further amplifies V COUT output from the sensor column amplifier 42 and outputs the amplified signal to the signal processing circuit 8 as a panel output (photosensor signal) V out .
  • the sensor column scanning circuit 43 may scan the optical sensor columns one by one as described above, but is not limited thereto, and may be configured to interlace scan the optical sensor columns. Further, the sensor column scanning circuit 43 may be formed as a multi-phase driving scanning circuit such as a four-phase.
  • the display device obtains a panel output VOUT corresponding to the amount of light received by the photodiode D1 formed for each pixel in the pixel region 1.
  • the panel output VOUT is sent to the signal processing circuit 8, A / D converted, and stored in a memory (not shown) as panel output data. That is, the same number of panel output data as the number of pixels (number of photosensors) in the pixel region 1 is stored in this memory.
  • the signal processing circuit 8 performs various signal processing such as image capture and touch area detection using the panel output data stored in the memory.
  • the same number of panel output data as the number of pixels (number of photosensors) in the pixel region 1 is accumulated in the memory of the signal processing circuit 8.
  • the number of pixels is not necessarily limited due to restrictions such as memory capacity. It is not necessary to store the same number of panel output data.
  • the wide portion 111 of the wiring RWS since the wide portion 111 of the wiring RWS also serves as the gate electrode of the capacitor C1, for example, a contact (see FIG. 21 in the third embodiment is more than that in the third embodiment described later).
  • the wide portion 111 of the wiring RWS is arranged to shield the storage node INT from the source line COL. Therefore, for example, as in a third embodiment to be described later, there is an advantage that noise interference from the source line COL to the storage node INT can be suppressed as compared with a configuration in which the source line COL is arranged above the storage node INT. is there.
  • FIG. 15 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 16 is a waveform diagram of a reset signal and a readout signal supplied to the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 17 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 18 is an enlarged view of a region where the capacitor C1 is formed.
  • FIG. 19 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • the optical sensor according to the present embodiment is different from the first embodiment in that the capacitor C1 is an n-channel MOS capacitor.
  • the photodiode D1 is connected in the opposite direction to that of the first embodiment. That is, the cathode of the photodiode D1 is connected to the wiring RST, and the anode is connected to the storage node INT.
  • the thin film transistor M2 for reading is a p-channel TFT.
  • the high level and low level potentials of the reset signal and the read signal are opposite to those of the first embodiment.
  • a p-type semiconductor region 102p, an i-type semiconductor region 102i, and an n-type semiconductor region 102n are arranged in series on a base silicon film.
  • the n-type semiconductor region 102n (cathode) is connected to the wiring RST through the wiring 108 and the contacts 109 and 110.
  • the p-type semiconductor region 102p (anode) is connected to the gate electrode 101 of the thin film transistor M2 through the silicon film extension 107, the contacts 105 and 106, and the wiring 104.
  • a capacitor C1 is formed by the wide portion 111 formed in the wiring RWS, the extending portion 107 of the silicon film, and the insulating film (not shown) disposed therebetween. ing. That is, the wide portion 111 having the same potential as the wiring RWS functions as the gate electrode of the capacitor C1.
  • the region 112 shown in FIG. 18 is an n + region formed by doping an n-type silicon film with an n-type impurity such as phosphorus. Since the wide portion 111 functions as a mask when doping with n-type impurities, as shown in FIG. 19, the extended portion 107 becomes an n + region, and the silicon film below the wide portion 111 has an n ⁇ region.
  • the potential relationship is reversed from that of the first embodiment. Therefore, the potential change of the storage node V INT during the integration period and the readout period is shown in the first embodiment.
  • FIG. 9 is upside down. Therefore, also with the optical sensor of this embodiment, the potential difference after the push-up becomes larger than the potential difference of the storage node due to the difference in illuminance on the light receiving surface at the end of the integration period.
  • the readout period in the dark state is larger than the potential difference between the potential of the storage node at the end of the storage period in the dark state and the potential of the storage node at the end of the storage period in the case where light of saturation level is incident.
  • FIG. 20 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 21 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 22 is an enlarged view of a region where the capacitor C1 is formed.
  • FIG. 23 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • the equivalent circuit diagram of the photosensor according to this embodiment is the same as that of the first embodiment. However, as shown in FIGS. 21 to 23, the structure of the capacitor C1 is different.
  • the wiring from the gate electrode 101 of the thin film transistor M2 extends to above the n-type semiconductor region 102n of the photodiode D1, and is connected via the contacts 115 and 116. It is connected to the n-type semiconductor region 102n.
  • the wiring from the gate electrode 101 of the thin film transistor M2 extends to the upper layer of the capacitor C1 and functions as the gate electrode 121 of the capacitor C1.
  • the capacitor C1 is formed by the gate electrode 121, the silicon film 117, and the insulating film (not shown) disposed therebetween.
  • the gate electrode 121 is at the same potential (V INT ) as the storage node INT.
  • the region 112 shown in FIG. 22 is an n + region formed by doping an n-type silicon film with an n-type impurity such as phosphorus. Since the gate electrode 121 functions as a mask when doping with n-type impurities, the silicon film below the gate electrode 121 forms an n ⁇ region as shown in FIG.
  • the optical sensor of the present embodiment is driven by the reset signal and readout signal shown in FIG. 4 in the first embodiment, and the potential change of the storage node V INT during the integration period and the readout period is shown in FIG. As shown in FIG. Therefore, also with the optical sensor of this embodiment, the potential difference after the push-up becomes larger than the potential difference of the storage node due to the difference in illuminance on the light receiving surface at the end of the integration period.
  • the readout period in the dark state is larger than the potential difference between the potential of the storage node at the end of the storage period in the dark state and the potential of the storage node at the end of the storage period in the case where light of saturation level is incident.
  • FIG. 24 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 25 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 26 is an enlarged view of a region where an amplifying element (p-channel TFT) is formed.
  • FIG. 27 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 28 is an equivalent circuit diagram of a p-channel TFT as an amplifying element.
  • the optical sensor according to the present embodiment uses a p-channel TFT (thin film transistor M4) as an amplifying element instead of the variable capacitor C1 described in the first to third embodiments. It was.
  • the drive signal and operation of the photosensor of this embodiment using the thin film transistor M4 as an amplifying element are the same as those described with reference to FIGS. 4 and 9 in the first embodiment. Therefore, the photosensor according to this embodiment can also amplify and read out the potential V INT of the storage node.
  • the optical sensor according to the present embodiment also has the first feature in that the wide portion 111 of the wiring RWS extends to a position covering the entire width of the wiring 107. It is different from the embodiment. With this configuration, the optical sensor according to the present embodiment has an advantage that the boundary length is shorter than that of the optical sensor according to the first embodiment.
  • the boundary length means the length of the boundary between the amplifying element and the storage node INT.
  • the capacitor C ⁇ b> 1 is formed by the overlap of the extending part 107 of the silicon film and the wide part 111 of the wiring RWS. Therefore, in the first embodiment, as shown in FIG. 7, the boundary between the amplifying element and the storage node INT is indicated by the thick line B, and the outer edge of the wide portion 111 of the wiring RWS is the extended portion 107 of the silicon film. It is the part that overlaps. In other words, in the first embodiment, the sum of the length of LCAP shown in FIG.
  • the portion where the wide portion 111 of the wiring RWS and the extending portion 107 of the silicon film overlap functions as an amplifying element.
  • the width W TFT (that is, the width of the extended portion 107) is twice the boundary length.
  • the boundary length is because the width W TFT extending portions 107 of the silicon film, it is possible to shorten the boundary length without increasing the layout area.
  • the read signal supplied from the wiring RWS is low level V RWS. L to high level V RWS.
  • V RWS low level
  • V RWS high level
  • V off high level
  • the potential V INT of the storage node is constant until the sampling time t S after the read signal of the wiring RWS reaches the threshold voltage V off at the time t 1 .
  • the potential V INT of the storage node rises due to the parasitic capacitance between the amplification element and the storage node. to continue.
  • the potential of the read signal is high level V RWS. Also from the time t 2 when reaching H to the sampling time t S , the potential V INT of the storage node continues to rise due to the leakage current. As described above, the increase in the potential V INT of the storage node after time t 1 is not preferable because the potential amplification effect is reduced. In order to suppress the rise in the potential V INT due to time t 1 since the parasitic capacitance and leakage current, it is preferable boundary length of the amplifying element is short.
  • the optical sensor according to the fourth embodiment can suppress the increase in the potential V INT due to the parasitic capacitance and the leakage current after the time t 1 in that the boundary length of the amplifying element is short. This is more advantageous than the optical sensor according to the embodiment.
  • the width of the extending portion 107 of the silicon film is narrowed, and the extending portion 107 is provided with an amplifying element.
  • the structure in which a wide portion 107a for securing the width W CAP, while ensuring the effective area of the amplification device it is possible to further shorten the construction of the boundary length W TFT.
  • an equivalent circuit diagram of a p-channel TFT as an amplifying element is as shown in FIG.
  • the configuration according to this modified example as compared with the structure shown in FIGS. 24 to 28, since the boundary length can be further shortened, the rise in the potential V INT caused by the parasitic capacitance and leakage current after time t 1 Can be further reduced. Thereby, an optical sensor with a wider dynamic range can be realized.
  • FIG. 33 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 34 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 35 is an enlarged view of a region where an amplifying element (n-channel TFT) is formed.
  • FIG. 36 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 37 is an equivalent circuit diagram of an n-channel TFT as an amplifying element.
  • the optical sensor of this embodiment uses an n-channel TFT (thin film transistor M4) as an amplifying element instead of the n-channel MOS capacitor described in the second embodiment.
  • the driving signal of the photosensor of this embodiment using an n-channel TFT as an amplifying element is the same as that described with reference to FIG. 16 in the second embodiment.
  • the drive signal of the embodiment has the high level and low level potentials reversed. According to the drive signal, the photosensor of the present embodiment can amplify and read out the potential V INT of the storage node as described with reference to FIG. 9 in the first embodiment.
  • the photodiode D1 is connected in the opposite direction to that of the fourth embodiment. That is, the cathode of the photodiode D1 is connected to the wiring RST and is connected to the n-channel TFT. Further, the thin film transistor M2 for reading is a p-channel TFT.
  • the optical sensor according to the present embodiment is different from the second embodiment in that the wide portion 111 of the wiring RWS extends to a position covering the entire width of the wiring 107. Is different.
  • the optical sensor according to the present embodiment has the advantage that the boundary length is shorter than that of the optical sensor according to the second embodiment, as described in the fourth embodiment with comparison with the first embodiment. That is, the boundary length of the photosensor according to the second embodiment is L CAP + 2 ⁇ W CAP as shown in FIG. On the other hand, boundary length of the photosensor according to the present embodiment, as shown in FIG. 35, the width W TFT extending portions 107.
  • the boundary length is because it is twice the width W TFT extending portions 107 of the silicon film, it is possible to shorten the boundary length without increasing the layout area.
  • the optical sensor according to the present embodiment can suppress an increase in the potential V INT caused by the parasitic capacitance and the leakage current after the time t 1 in that the boundary length of the amplifying element is short. It is more advantageous than the optical sensor according to the embodiment.
  • the width of the extending portion 107 of the silicon film is reduced, and the extended portion 107 is provided with a wide portion 107a.
  • the configuration according to this modified example as shown in FIG.
  • the boundary length can be further shortened, the rise in the potential V INT caused by the parasitic capacitance and leakage current after time t 1 Can be further reduced. Thereby, an optical sensor with a wider dynamic range can be realized.
  • FIG. 41 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 42 is a plan view illustrating an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 43 is an enlarged view of a region where the amplifying element (photodiode D2) is formed.
  • FIG. 44 is a schematic cross-sectional view showing the connection relationship of each region in the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 45 is an equivalent circuit diagram of a photodiode as an amplifying element.
  • the optical sensor according to this embodiment is different from the above-described embodiments in that the photodiode D2 is used as an amplifying element.
  • the photodiode D2 used here is a photodiode having a gate electrode on a channel.
  • the photodiode D2 is provided with a gate electrode over the channel region, so that the readout period is pushed up by the capacitance between the gate and the photodiode.
  • the photosensor according to this embodiment includes a photodiode D2 that functions as an amplifying element. As shown in FIGS.
  • the cathode (n-type semiconductor region 107n) of the photodiode D2 is connected to the cathode (n-type semiconductor region 102n) of the photodiode D1, and the anode (p-type semiconductor region) of the photodiode D2. 107p) is connected to the storage node INT.
  • the potential V INT of the storage node can be amplified and read by the reset signal and the read signal shown in FIG. 4 in the first embodiment. .
  • the configuration according to the present embodiment has the following two advantages as compared with the configuration using the p-channel TFT as an amplifying element as in the fourth embodiment.
  • the first advantage is that the boundary length is even shorter. That is, in the photosensor according to the present embodiment, as shown in FIG. 43, since the boundary B exists only in the p + region side, boundary length is the width W TFT extending portions 107 of the silicon film. Therefore, in that it is possible to further suppress the rise in the potential V INT due to time t 1 since the parasitic capacitance and leakage currents, it is advantageous than the optical sensor according to a fourth embodiment.
  • the second advantage is that the cathode (n-type semiconductor region 102n) of the photodiode D1 and the cathode (n-type semiconductor region 107n) of the photodiode D2 are connected, so that the cathode (n-type semiconductor region 102n) of the photodiode D1. ) In the p-type semiconductor region is easier to connect than in the fourth embodiment.
  • FIG. 46 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the first modification example of the present embodiment.
  • FIG. 47 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the first modification.
  • the optical sensor according to the first modification of the present embodiment has a configuration in which a reset thin film transistor M5 is added.
  • the anode (p-type semiconductor region 102p) of the photodiode D1 is connected to the wiring VSS for supplying a predetermined DC potential via the wiring 108 and the contacts 109 and 110.
  • the gate electrode 131 of the resetting thin film transistor M3 extends from the wiring RST. According to the configuration according to the first modification, as compared with the configuration in which the reset is performed via the photodiode D2 as illustrated in FIGS. 41 and 42, the reset thin film transistor M3 connected to the storage node INT. This has the advantage that the storage node can be reset more reliably.
  • FIG. 48 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the second modification example of the present embodiment.
  • FIG. 49 is a plan view showing an example of a planar structure of an optical sensor according to the second modification.
  • the anode (p-type semiconductor region 102p) of the photodiode D1 is different from the first modification in that it is connected to the wiring RST that supplies the reset signal. Yes.
  • the layout area of the photosensor can be reduced as compared with the first modified example.
  • FIG. 50 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 51 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • the light shielding film 113 provided on the back surface of the photodiode D1 is provided.
  • the capacitor C SER is formed by extending to a position facing the wiring RWS and using the light shielding film 113, the wiring RWS, and an insulating film (not shown) therebetween. That is, the photosensor according to the present embodiment uses a p-channel TFT (thin film transistor M4) as an amplifying element, as in the fourth embodiment.
  • the capacitor CSER functions as a series capacitor for the capacitors Cc and Ca between the light shielding film 113 and the photodiode D1. For this reason, only C INT can be increased without increasing C INT ′ in the equation (6) described in the first embodiment, and the amplification effect at the time of reading can be improved.
  • the effect of improving the amplification effect at the time of reading by providing the capacitor CSER in this way uses a p-channel TFT as an amplifying element as in this embodiment, rather than a configuration using a variable capacitor as an amplifying element. Conspicuous in configuration.
  • the capacitor CSER when the capacitor CSER is combined with the configuration in which the variable capacitor C1 is used as the amplifying element (the first embodiment), the potential V INT of the storage node at the time of reading is the capacitor C1. Is affected not only by the charge ⁇ Q C from the capacitor C, but also by the charge Q S injected from the capacitor C SER . Therefore, in this configuration, the presence of the capacitor CSER reduces the amplification effect at the time of reading.
  • an optical sensor in which a capacitor CSER is combined with a configuration using a p-channel TFT as an amplifying element is effective in obtaining a high amplification effect.
  • FIG. 53 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 54 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • a photodiode D1 and a capacitor C3 are respectively formed in parallel over a plurality of pixel regions.
  • the capacitor C3 is a normal (not variable) capacitor.
  • reading is performed from four photodiodes D1 using one reading thin film transistor M2.
  • the number of photodiodes D1 to be read is not limited to this.
  • a p-channel TFT (thin film transistor M4) is formed as an amplifying element in the pixel region closest to the reading transistor M2, and a normal (non-variable) capacitor C3 is formed in the other pixel region.
  • a normal (non-variable) capacitor C3 is formed in the other pixel region.
  • the photocurrent can be increased by connecting a plurality of photodiodes D1 in parallel.
  • the amplifying element closest to the reading thin film transistor M2 in the plurality of photodiodes D1
  • the potential of the storage node can be amplified and read.
  • an optical sensor with high sensitivity can be realized without deteriorating the S / N ratio.
  • the boundary length can be shortened as compared with the case where a variable capacitor is used as described above. Thereby, the amplification effect can be further improved.
  • FIG. 55 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 56 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • the photodiode D1 and the capacitor C3 are respectively formed in parallel over a plurality of pixel regions.
  • the capacitor C3 is a normal (not variable) capacitor.
  • reading is performed from four photodiodes D1 by one reading thin film transistor M2.
  • the number of photodiodes D1 to be read is not limited to this.
  • a photodiode D2 as an amplifying element is provided in the pixel region closest to the thin film transistor M2 for reading, and a normal pixel is provided in the other pixel regions.
  • a capacitor C3 (not variable) is formed.
  • a reset thin film transistor M5 is formed in a pixel region adjacent to the readout thin film transistor M2.
  • the photocurrent can be increased by connecting a plurality of photodiodes D1 in parallel. Further, by arranging the amplifying element (photodiode D2) in the plurality of photodiodes D1 closest to the thin film transistor M2 for reading, the potential of the storage node can be amplified and read. Thereby, an optical sensor with high sensitivity can be realized without deteriorating the S / N ratio. Further, by using the photodiode D2 as the amplifying element, as described above, the boundary length can be shortened as compared with the case where the variable capacitor is used. Thereby, the amplification effect can be further improved.
  • FIG. 57 is an equivalent circuit diagram of the photosensor according to the present embodiment.
  • FIG. 58 is a plan view showing an example of a planar structure of the photosensor according to the present embodiment.
  • the photosensor according to the present embodiment has a configuration in which a reset thin film transistor M5 is added to the photosensor according to the first embodiment.
  • a gate electrode 131 of the reset thin film transistor M5 extends from the wiring RST.
  • the potential of the storage node can be amplified and read out in the same manner as the photosensor according to the first embodiment. Thereby, an optical sensor with high sensitivity can be realized without deteriorating the S / N ratio.
  • the configuration in which the thin film transistor M5 for reset is provided in this way is the second embodiment, the third embodiment, the fourth embodiment, the fifth embodiment, and the seventh embodiment.
  • This embodiment can also be applied to the eighth embodiment and the eighth embodiment, and has the same effects as described in the respective embodiments.
  • the configuration in which the wirings VDD and OUT connected to the photosensor are shared with the source line COL is exemplified.
  • this configuration there is an advantage that the pixel aperture ratio is high.
  • the optical sensor wiring VDD and OUT may be provided separately from the source line COL.
  • the optical sensor wiring can be driven separately from the source line COL, so that the sensor circuit output data is read regardless of the pixel display timing. There is an advantage that you can.
  • transistors M3, M6, and M7 provided in an IC chip may be used instead of the thin film transistors M3, M6, and M7 formed on the active matrix substrate.
  • the present invention is industrially applicable as a display device having an optical sensor in a pixel region of an active matrix substrate.

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Abstract

本発明は、光センサを画素領域内に備えた表示装置に関する。 本発明に係る光センサは、入射光を受光するダイオード（Ｄ１）と、リセット信号を供給するリセット信号配線（ＲＳＴ）と、読み出し信号を供給する読み出し信号配線（ＲＷＳ）と、前記リセット信号が供給されてから前記読み出し信号が供給されるまでの間をセンシング期間とし、センシング期間に前記光検出素子で受光された光量にしたがって電位が変化する蓄積ノード（ＩＮＴ）と、前記読み出し信号に応じて、前記蓄積ノードの電位を増幅する増幅素子（Ｃ１）と、前記増幅素子で増幅された電位をセンサ回路出力として出力配線（ＯＵＴ）へ読み出すためのセンサスイッチング素子（Ｍ２）とを備える。

Description

表示装置
　本発明は、フォトダイオードまたはフォトトランジスタ等の光検出素子を有する光センサ付きの表示装置に関し、特に、画素領域内に光センサを備えた表示装置に関する。
　従来、例えばフォトダイオード等の光検出素子を画素内に備えたことにより、外光の明るさを検出したり、ディスプレイに近接した物体の画像を取り込んだりすることが可能な、光センサ付き表示装置が提案されている。このような光センサ付き表示装置は、双方向通信用表示装置や、タッチパネル機能付き表示装置としての利用が想定されている。
　従来の光センサ付き表示装置では、アクティブマトリクス基板において、信号線および走査線、ＴＦＴ（Ｔｈｉｎ　Ｆｉｌｍ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、画素電極等の周知の構成要素を半導体プロセスによって形成する際に、同時に、アクティブマトリクス基板上にフォトダイオード等を作り込む（特許文献１、非特許文献１参照）。
　アクティブマトリクス基板上に形成される従来の光センサ（特許文献２，３）の一例を、図５９に示す。図５９に示す従来の光センサは、フォトダイオードＤ１、コンデンサＣ２、薄膜トランジスタＭ２から構成される。フォトダイオードＤ１のアノードには、リセット信号を供給するための配線ＲＳＴが接続されている。フォトダイオードＤ１のカソードには、コンデンサＣ２の電極の一方と、薄膜トランジスタＭ２のゲートが接続されている。薄膜トランジスタＭ２のドレインは配線ＶＤＤに接続され、ソースは配線ＯＵＴに接続されている。コンデンサＣ２の電極の他方は、読み出し信号を供給するための配線ＲＷＳに接続されている。
　この構成において、配線ＲＳＴへリセット信号、配線ＲＷＳへ読み出し信号を、それぞれ所定のタイミングで供給することにより、フォトダイオードＤ１で受光した光の量に応じたセンサ出力ＶＰＩＸを得ることができる。ここで、図６０を参照し、図５９に示したような従来の光センサの動作について説明する。なお、図６０においては、リセット信号のローレベル（例えば－７Ｖ）をＶＲＳＴ．Ｌ、リセット信号のハイレベル（例えば０Ｖ）をＶＲＳＴ．Ｈ、読み出し信号のローレベル（例えば０Ｖ）をＶＲＷＳ．Ｌ、読み出し信号のハイレベル（例えば１５Ｖ）をＶＲＷＳ．Ｈ、とそれぞれ表す。
　まず、配線ＲＳＴへハイレベルのリセット信号ＶＲＳＴ．Ｈが供給されると、フォトダイオードＤ１は順方向バイアスとなり、薄膜トランジスタＭ２のゲートの電位ＶＩＮＴは、下記の式（１）で表される。
　　ＶＩＮＴ　＝　ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＦ　　　・・・（１）
　式（１）において、ＶＦはフォトダイオードＤ１の順方向電圧である。このときのＶＩＮＴは薄膜トランジスタＭ２の閾値電圧より低いので、薄膜トランジスタＭ２はリセット期間において非導通状態となっている。
　次に、リセット信号がローレベルＶＲＳＴ．Ｌに戻る（図６０においてｔ＝ＲＳＴのタイミング）ことにより、光電流の積分期間（センシング期間、図６０に示すＴＩＮＴの期間）が始まる。積分期間においては、フォトダイオードＤ１への入射光量に比例した光電流がコンデンサＣ２から流れ出し、コンデンサＣ２を放電させる。これにより、積分期間の終了時における薄膜トランジスタＭ２のゲートの電位ＶＩＮＴは、下記の式（２）で表される。
　　ＶＩＮＴ＝ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＦ－ΔＶＲＳＴ・ＣＰＤ／ＣＴ－ＩＰＨＯＴＯ・ＴＩＮＴ／ＣＴ　…（２）
　式（２）において、ΔＶＲＳＴは、リセット信号のパルスの高さ（ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＲＳＴ．Ｌ）であり、ＩＰＨＯＴＯは、フォトダイオードＤ１の光電流、ＴＩＮＴは、積分期間の長さである。ＣＰＤは、フォトダイオードＤ１の容量である。ＣＴは、コンデンサＣ２の容量、フォトダイオードＤ１の容量ＣＰＤと、薄膜トランジスタＭ２の容量ＣＴＦＴとの総和である。積分期間においても、ＶＩＮＴが薄膜トランジスタＭ２の閾値電圧より低いので、薄膜トランジスタＭ２は非導通状態となっている。
　積分期間が終わると、図６０に示すｔ＝ＲＷＳのタイミングで読み出し信号が立ち上がることにより、読み出し期間が始まる。なお、読み出し期間は、読み出し信号がハイレベルの間、継続する。ここで、コンデンサＣ２に対して電荷注入が起こる。この結果、薄膜トランジスタＭ２のゲートの電位ＶＩＮＴは、下記の式（３）で表される。
　　ＶＩＮＴ＝ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＦ－ΔＶＲＳＴ・ＣＰＤ／ＣＴ－ＩＰＨＯＴＯ・ＴＩＮＴ／ＣＴ
　　　　　　＋ΔＶＲＷＳ・ＣＩＮＴ／ＣＴ　…（３）
　ΔＶＲＷＳは、読み出し信号のパルスの高さ（ＶＲＷＳ．Ｈ－ＶＲＷＳ．Ｌ）である。これにより、薄膜トランジスタＭ２のゲートの電位ＶＩＮＴが閾値電圧よりも高くなるので、薄膜トランジスタＭ２は導通状態となり、各列において配線ＯＵＴの端部に設けられているバイアス用の薄膜トランジスタＭ３と共に、ソースフォロアアンプとして機能する。すなわち、薄膜トランジスタＭ２からのセンサ出力電圧ＶＰＩＸは、積分期間におけるフォトダイオードＤ１の光電流の積分値に比例する。
　なお、図６０において、実線で示した波形は、フォトダイオードＤ１に光の入射が少ない場合の電位ＶＩＮＴの変化を表し、破線で示した波形は、フォトダイオードＤ１に飽和レベルの光が入射した場合の電位ＶＩＮＴの変化を表している。図６０のΔＶＳＩＧが、フォトダイオードＤ１へ入射した光の量に比例した電位差である。図６０のΔＶＩＮＴが、読み出し期間において、光センサに配線ＲＷＳから読み出し信号が印加されることによる、電位ＶＩＮＴの突き上げ量である。
特開２００６－３８５７号公報 国際公開第２００７／１４５３４６号パンフレット 国際公開第２００７／１４５３４７号パンフレット
　上述のような、画素内に光センサを備えた表示装置においては、照度が異なる場合（例えば、暗状態の場合と飽和レベルの光が入射した場合）の蓄積期間終了時の蓄積ノードの電位の差が、それぞれの場合において読み出し期間に突き上げられた後の蓄積ノードの電位の差と等しい。つまり、暗状態の場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位（ここではＶＩＮＴ１と称する）と、飽和レベルの光が入射した場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位（ここではＶＩＮＴ２と称する）との電位差が、前記暗状態の場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位（ここではＶＩＮＴ３と称する）と、飽和レベルの光が入射した場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位（ここではＶＩＮＴ４と称する）との電位差に等しい。
　しかし、上記のＶＩＮＴ３とＶＩＮＴ４との差が大きいほど、感度が高く、Ｓ／Ｎ比の高い、優れた特性の光センサを得ることができる。したがって、本発明は、積分期間終了時点における受光面の照度の差による蓄積ノードの電位差（ＶＩＮＴ１－ＶＩＮＴ２）よりも、突き上げ後の電位差（ＶＩＮＴ３－ＶＩＮＴ４）の方が大きくなるようにすることにより、感度が高い光センサを有する表示装置を提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するために、本発明にかかる表示装置は、アクティブマトリクス基板の画素領域に光センサを備えた表示装置であって、前記光センサが、入射光を受光する光検出素子と、当該光センサへリセット信号を供給するリセット信号配線と、当該光センサへ読み出し信号を供給する読み出し信号配線と、前記リセット信号が供給されてから前記読み出し信号が供給されるまでの間をセンシング期間とし、センシング期間に前記光検出素子で受光された光量にしたがって電位が変化する蓄積ノードと、前記読み出し信号に応じて、前記蓄積ノードの電位を増幅する増幅素子と、前記増幅素子で増幅された電位をセンサ回路出力として出力配線へ読み出すためのセンサスイッチング素子とを備えた構成である。
　本発明によれば、読み出し信号に応じて蓄積ノードの電位を増幅する増幅素子を備えたことにより、積分期間終了時点における受光面の照度の差による蓄積ノードの電位差よりも、突き上げ後の電位差の方が大きくなる。例えば、暗状態の場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位との電位差よりも、前記暗状態の場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位との電位差の方が大きくなる。これにより、感度が高い光センサを有する表示装置を提供することができる。
図１は、本発明の一実施形態にかかる表示装置の概略構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の第１の実施形態にかかる表示装置における一画素の構成を示す等価回路図である。 図３は、第１の実施形態にかかる光センサが備えるコンデンサのＣＶ特性図である。 図４は、第１の実施形態にかかる光センサにおける駆動信号の波形と、蓄積ノードの電位変化とを示すタイミングチャートである。 図５は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図６は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図７は、コンデンサＣ１が形成されている領域の拡大図である。 図８は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図９は、積分期間の最後から読み出し期間にかけての蓄積ノードの電位ＶＩＮＴの変化を示す波形図である。 図１０Ａは、コンデンサＣ１においてゲート電極の電位が閾値電圧よりも低いときの電荷の移動を示す断面模式図である。 図１０Ａは、コンデンサＣ１においてゲート電極の電位が閾値電圧よりも高いときの電荷の移動を示す断面模式図である。 図１１は、第１の実施形態にかかる表示装置の、センシングタイミングを示すタイミングチャートである。 図１２は、センサ画素読み出し回路の内部構成を示す回路図である。 図１３は、読み出し信号と、センサ出力と、センサ画素読み出し回路の出力との関係を示す波形図である。 図１４は、センサカラムアンプの概略構成を示す等価回路図である。 図１５は、第２の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図１６は、第２の実施形態にかかる光センサに供給されるリセット信号と読み出し信号の波形図である。 図１７は、第２の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図１８は、図１７においてコンデンサＣ１が形成されている領域の拡大図である。 図１９は、第２の実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図２０は、第３の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図２１は、第３の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図２２は、図２１においてコンデンサＣ１が形成されている領域の拡大図である。 図２３は、第３の実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図２４は、第４の本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図２５は、第４の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図２６は、図２５においてｐチャネルＴＦＴが形成されている領域の拡大図である。 図２７は、第４の実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図２８は、第４の実施形態にかかる光センサのｐチャネルＴＦＴの等価回路図である。 図２９は、寄生容量とリーク電流が蓄積ノードの電位に与える影響を示す波形図である。 図３０は、第４の実施形態にかかる光センサの変形例の平面構造の一例を示す平面図である。 図３１は、図３０においてｐチャネルＴＦＴが形成されている領域の拡大図である。 図３２は、図３０のｐチャネルＴＦＴの等価回路図である。 図３３は、第５の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図３４は、第５の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図３５は、第５の実施形態において増幅素子（ｎチャネルＴＦＴ）が形成されている領域の拡大図である。 図３６は、第５の実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図３７は、第５の実施形態における増幅素子としてのｎチャネルＴＦＴの等価回路図である。 図３８は、第５の実施形態にかかる光センサの変形例の平面構造の一例を示す平面図である。 図３９は、図３８の変形例における増幅素子における各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図４０は、図３９のｎチャネルＴＦＴの等価回路図である。 図４１は、第６の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図４２は、第６の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図４３は、第６の実施形態において増幅素子（フォトダイオードＤ２）が形成されている領域の拡大図である。 図４４は、第６の実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。 図４５は、第６の実施形態における増幅素子としてのフォトダイオードの等価回路図である。 図４６は、第６の実施形態の第１の変形例にかかる光センサの等価回路図である。 図４７は、第６の実施形態の第１の変形例にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図４８は、第６の実施形態の第２の変形例にかかる光センサの等価回路図である。 図４９は、第６の実施形態の第２の変形例にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図５０は、第７の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図５１は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図５２Ａは、増幅素子が可変コンデンサである構成に直列コンデンサＣＳＥＲを組み合わせた場合の電荷注入の様子を示す回路図である。 図５２Ｂは、増幅素子がｐチャネルＴＦＴである構成に直列コンデンサＣＳＥＲを組み合わせた場合の電荷注入の様子を示す回路図である。 図５３は、第８の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図５４は、第８の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図５５は、第９の実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図５６は、第９の実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図５７は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。 図５８は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。 図５９は、アクティブマトリクス基板上に形成される従来の光センサの一例を示す等価回路図である。 図６０は、従来の光センサにおける駆動信号の波形と、蓄積ノードの電位変化とを示すタイミングチャートである。
　本発明の一実施形態にかかる表示装置は、アクティブマトリクス基板の画素領域に光センサを備えた表示装置であって、前記光センサが、入射光を受光する光検出素子と、当該光センサへリセット信号を供給するリセット信号配線と、当該光センサへ読み出し信号を供給する読み出し信号配線と、前記リセット信号が供給されてから前記読み出し信号が供給されるまでの間をセンシング期間とし、センシング期間に前記光検出素子で受光された光量にしたがって電位が変化する蓄積ノードと、前記読み出し信号に応じて、前記蓄積ノードの電位を増幅する増幅素子と、前記増幅素子で増幅された電位をセンサ回路出力として出力配線へ読み出すためのセンサスイッチング素子とを備えた構成である。
　この構成によれば、読み出し信号に応じて蓄積ノードの電位を増幅する増幅素子を備えたことにより、積分期間終了時点における受光面の照度の差による蓄積ノードの電位差よりも、突き上げ後の電位差の方が大きくなる。例えば、暗状態の場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位との電位差よりも、前記暗状態の場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位との電位差の方が大きくなる。なお、この電位差の増幅機能は、暗状態の場合と飽和レベルの光が入射した場合とに限らず、任意の照度間で成立する。これにより、感度が高い光センサを有する表示装置を提供することができる。
　上記の表示装置において、前記増幅素子としては、例えば可変コンデンサを用いることができる。この場合、前記可変コンデンサとしては、例えば、前記読み出し信号配線と、絶縁膜と、シリコン膜に形成されたｐ型半導体領域とを含むＭＯＳコンデンサを用いることができる。あるいは、前記可変コンデンサとしては、前記センサスイッチング素子のゲート電極と、絶縁膜と、シリコン膜に形成されたｎ型半導体領域とを含むＭＯＳコンデンサを用いることができる。前者の構成によれば、前記読み出し信号配線を、当該可変コンデンサのゲート電極として用いることができるので、読み出し信号配線とゲート電極とを接続するための配線やコンタクトを設ける必要がないといった利点がある。
　また、上記の表示装置において、前記増幅素子として、例えばｐチャネル薄膜トランジスタを用いることもできる。この場合、ｐチャネル薄膜トランジスタにおいて、前記光検出素子と前記蓄積ノードとを接続するシリコン膜の幅広部にチャネル領域が形成され、前記幅広部にオーバーラップするように当該ｐチャネル薄膜トランジスタのゲート電極が設けられた構成とすることが好ましい。この構成によれば、境界長を短くすることができ、寄生容量やリーク電流によるダイナミックレンジの減少を防止できるからである。あるいは、上記の表示装置において、前記増幅素子として、ｎチャネル薄膜トランジスタを用いても良い。
　あるいは、上記の表示装置において、前記増幅素子としてチャネル上にゲート電極を備えたダイオードを用いた構成とすることもできる。この構成によれば、境界長を短くすることができる。
　また、上記の表示装置において、前記光検出素子に対してその受光面とは反対側に設けられた遮光膜と、前記遮光膜と前記光検出素子との寄生容量に対して直列容量を形成するように、前記遮光膜に対向して設けられた電極とを備え、前記電極が前記読み出し配線に電気的に接続された構成とすることも好ましい。この構成によれば、遮光膜と光検出素子との間の寄生容量が積分期間における蓄積ノードの電位変化に与える影響を軽減することができるという効果がある。
　また、上記の表示装置において、前記画素領域に複数の前記光検出素子を備え、前記複数の光検出素子が並列に接続され、前記複数の光検出素子の末端の光検出素子に前記増幅素子が接続された構成とすることが好ましい。このように、複数の光検出素子を並列に接続することにより、光電流を増加させることができ、感度を向上させることができる。
　上記の表示装置において、前記センサスイッチング素子が三端子スイッチング素子であり、前記三端子のうちのゲート電極が前記蓄積ノードに接続され、前記三端子のうちの残りの二端子の一方が前記出力配線へ接続された構成とすることが好ましい。この構成によれば、センサスイッチング素子の数が一つで足りるので、光センサの回路構成を簡略化することができる。なお、上記の表示装置において、前記センサスイッチング素子のリセット用スイッチング素子をさらに備えた構成としても良い。
　上記の表示装置において、前記増幅素子が、前記読み出し信号のローレベル電位とハイレベル電位との間に、当該増幅素子のオン／オフが切り替わる閾値電位を有することが好ましい。
　また、上記の表示装置は、前記アクティブマトリクス基板に対向する対向基板と、前記アクティブマトリクス基板と対向基板との間に挟持された液晶とをさらに備えた液晶表示装置として実施することも可能である。
　以下、本発明のより具体的な実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本発明にかかる表示装置を液晶表示装置として実施する場合の構成例を示したものであるが、本発明にかかる表示装置は液晶表示装置に限定されず、アクティブマトリクス基板を用いる任意の表示装置に適用可能である。なお、本発明にかかる表示装置は、光センサを有することにより、画面に近接する物体を検知して入力操作を行うタッチパネル付き表示装置や、表示機能と撮像機能とを具備した双方向通信用表示装置等としての利用が想定される。
　また、以下で参照する各図は、説明の便宜上、本発明の実施形態の構成部材のうち、本発明を説明するために必要な主要部材のみを簡略化して示したものである。従って、本発明にかかる表示装置は、本明細書が参照する各図に示されていない任意の構成部材を備え得る。また、各図中の部材の寸法は、実際の構成部材の寸法および各部材の寸法比率等を忠実に表したものではない。
　［第１の実施形態］
　最初に、図１および図２を参照しながら、本発明の第１の実施形態にかかる液晶表示装置が備えるアクティブマトリクス基板の構成について説明する。
　図１は、本発明の一実施形態にかかる液晶表示装置が備えるアクティブマトリクス基板１００の概略構成を示すブロック図である。図１に示すように、アクティブマトリクス基板１００は、ガラス基板上に、画素領域１、ディスプレイゲートドライバ２、ディスプレイソースドライバ３、センサカラム（ｃｏｌｕｍｎ）ドライバ４、センサロウ（ｒｏｗ）ドライバ５、バッファアンプ６、ＦＰＣコネクタ７を少なくとも備えている。また、画素領域１内の光検出素子（後述）で取り込まれた画像信号を処理するための信号処理回路８が、前記ＦＰＣコネクタ７とＦＰＣ９とを介して、アクティブマトリクス基板１００に接続されている。
　なお、アクティブマトリクス基板１００上の上記の構成部材は、半導体プロセスによってガラス基板上にモノリシックに形成することも可能である。あるいは、上記の構成部材のうちのアンプやドライバ類を、例えばＣＯＧ（Ｃｈｉｐ　Ｏｎ　Ｇｌａｓｓ）技術等によってガラス基板上に実装した構成としても良い。あるいは、図１においてアクティブマトリクス基板１００上に示した上記の構成部材の少なくとも一部が、ＦＰＣ９上に実装されることも考えられる。アクティブマトリクス基板１００は、全面に対向電極が形成された対向基板（図示せず）と貼り合わされ、その間隙に液晶材料が封入される。
　画素領域１は、画像を表示するために、複数の画素が形成された領域である。本実施形態では、画素領域１における各画素内には、画像を取り込むための光センサが設けられている。図２は、アクティブマトリクス基板１００の画素領域１における画素と光センサとの配置を示す等価回路図である。図２の例では、１つの画素が、Ｒ（赤）、Ｇ（緑）、Ｂ（青）の３色の絵素によって形成され、この３絵素で構成される１つの画素内に、１つの光センサが設けられている。画素領域１は、Ｍ行×Ｎ列のマトリクス状に配置された画素と、同じくＭ行×Ｎ列のマトリクス状に配置された光センサとを有する。なお、上述のとおり、絵素数は、Ｍ×３Ｎである。
　このため、図２に示すように、画素領域１は、画素用の配線として、マトリクス状に配置されたゲート線ＧＬおよびソース線ＣＯＬを有している。ゲート線ＧＬは、ディスプレイゲートドライバ２に接続されている。ソース線ＣＯＬは、ディスプレイソースドライバ３に接続されている。なお、ゲート線ＧＬは、画素領域１内にＭ行設けられている。以下、個々のゲート線ＧＬを区別して説明する必要がある場合は、ＧＬｉ（ｉ＝１～Ｍ）のように表記する。一方、ソース線ＣＯＬは、上述のとおり、１つの画素内の３絵素にそれぞれ画像データを供給するために、１画素につき３本ずつ設けられている。ソース線ＣＯＬを個々に区別して説明する必要がある場合は、ＣＯＬｒｊ，ＣＯＬｇｊ，ＣＯＬｂｊ（ｊ＝１～Ｎ）のように表記する。
　ゲート線ＧＬとソース線ＣＯＬとの交点には、画素用のスイッチング素子として、薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）Ｍ１が設けられている。なお、図２では、赤色、緑色、青色のそれぞれの絵素に設けられている薄膜トランジスタＭ１を、Ｍ１ｒ，Ｍ１ｇ，Ｍ１ｂと表記している。薄膜トランジスタＭ１のゲート電極はゲート線ＧＬへ、ソース電極はソース線ＣＯＬへ、ドレイン電極は図示しない画素電極へ、それぞれ接続されている。これにより、図２に示すように、薄膜トランジスタＭ１のドレイン電極と対向電極（ＶＣＯＭ）との間に液晶容量ＣＬＣが形成される。また、ドレイン電極とＴＦＴＣＯＭとの間に補助容量ＣＬＳが形成されている。
　図２において、１本のゲート線ＧＬｉと１本のソース線ＣＯＬｒｊとの交点に接続された薄膜トランジスタＭ１ｒによって駆動される絵素は、この絵素に対応するように赤色のカラーフィルタが設けられ、ソース線ＣＯＬｒｊを介してディスプレイソースドライバ３から赤色の画像データが供給されることにより、赤色の絵素として機能する。また、ゲート線ＧＬｉとソース線ＣＯＬｇｊとの交点に接続された薄膜トランジスタＭ１ｇによって駆動される絵素は、この絵素に対応するように緑色のカラーフィルタが設けられ、ソース線ＣＯＬｇｊを介してディスプレイソースドライバ３から緑色の画像データが供給されることにより、緑色の絵素として機能する。さらに、ゲート線ＧＬｉとソース線ＣＯＬｂｊとの交点に接続された薄膜トランジスタＭ１ｂによって駆動される絵素は、この絵素に対応するように青色のカラーフィルタが設けられ、ソース線ＣＯＬｂｊを介してディスプレイソースドライバ３から青色の画像データが供給されることにより、青色の絵素として機能する。
　なお、図２の例では、光センサは、画素領域１において、１画素（３絵素）に１つの割合で設けられている。ただし、画素と光センサの配置割合は、この例のみに限定されず、任意である。例えば、１絵素につき１つの光センサが配置されていても良いし、複数画素に対して１つの光センサが配置された構成であっても良い。
　光センサは、図２に示すように、光検出素子としてのフォトダイオードＤ１、コンデンサＣ１（増幅素子）、薄膜トランジスタＭ２から構成される。本実施形態において増幅素子として機能するコンデンサＣ１は、可変コンデンサである。
　図２の例では、ソース線ＣＯＬｒが、センサカラムドライバ４から定電圧ＶＤＤを光センサへ供給するための配線ＶＤＤを兼ねている。また、ソース線ＣＯＬｇが、センサ出力用の配線ＯＵＴを兼ねている。
　フォトダイオードＤ１のアノードには、リセット信号を供給するためのリセット信号配線としての配線ＲＳＴが接続されている。フォトダイオードＤ１のカソードには、コンデンサＣ１の電極の一方と、薄膜トランジスタＭ２のゲートが接続されている。薄膜トランジスタＭ２のドレインは配線ＶＤＤに接続され、ソースは配線ＯＵＴに接続されている。図２において、フォトダイオードＤ１のカソードと、コンデンサＣ１の電極の一方と、薄膜トランジスタＭ２のゲートとの接続点（蓄積ノード）をＩＮＴと表記した。コンデンサＣ１の電極の他方は、読み出し信号を供給するための読み出し信号配線としての配線ＲＷＳに接続されている。配線ＲＳＴ，ＲＷＳは、センサロウドライバ５に接続されている。これらの配線ＲＳＴ，ＲＷＳは１行毎に設けられているので、以降、各配線を区別する必要がある場合は、ＲＳＴｉ，ＲＷＳｉ（ｉ＝１～Ｍ）のように表記する。
　センサロウドライバ５は、所定の時間間隔ｔｒｏｗで、図２に示した配線ＲＳＴｉとＲＷＳｉとの組を順次選択していく。これにより、画素領域１において信号電荷を読み出すべき光センサの行（ｒｏｗ）が順次選択される。
　なお、図２に示すように、配線ＯＵＴの端部には、絶縁ゲート型電界効果トランジスタである、薄膜トランジスタＭ３のドレインが接続されている。また、この薄膜トランジスタＭ３のドレインには、出力配線ＳＯＵＴが接続され、薄膜トランジスタＭ３のドレインの電位ＶＳＯＵＴが、光センサからの出力信号としてセンサカラムドライバ４へ出力される。薄膜トランジスタＭ３のソースは、配線ＶＳＳに接続されている。薄膜トランジスタＭ３のゲートは、参照電圧配線ＶＢを介して、参照電圧電源（図示せず）に接続されている。
　図３は、コンデンサＣ１のＣＶ特性図である。図３において、横軸はコンデンサＣ１の電極間電圧ＶＣＡＰ、縦軸は静電容量を表す。図３に示すように、コンデンサＣ１は、電極間電圧ＶＣＡＰが小さい間は一定の静電容量を有するが、電極間電圧ＶＣＡＰの閾値の前後で静電容量が急峻に変化する特性を有する。したがって、配線ＲＷＳからの読み出し信号の電位によって、コンデンサＣ１の特性を動的に変化させることができる。このような特性を有するコンデンサＣ１を用いることにより、本実施形態にかかる光センサは、図４に示すように、積分期間ＴＩＮＴにおける蓄積ノードの電位変化を増幅して読み出すことができる。図４の例は、あくまでも一実施形態であるが、リセット信号のローレベルＶＲＳＴ．Ｌが－１．４Ｖであり、リセット信号のハイレベルＶＲＳＴ．Ｈが０Ｖである。また、読み出し信号のローレベルＶＲＷＳ．Ｌが－３Ｖ、読み出し信号のハイレベルＶＲＷＳ．Ｈが１２Ｖである。図４においても、実線で示した波形は、フォトダイオードＤ１に光の入射が少ない場合の電位ＶＩＮＴの変化を表し、破線で示した波形は、フォトダイオードＤ１に飽和レベルの光が入射した場合の電位ＶＩＮＴの変化を表し、ΔＶＳＩＧがフォトダイオードＤ１へ入射した光の量に比例した電位差である。図６０に示した従来例と、図４とを比較することから明らかなように、本実施形態にかかる光センサでは、飽和レベルの光が入射した場合の積分期間ＴＩＮＴにおける蓄積ノードの電位変化が、従来の光センサよりも小さいが、読み出し期間において（読み出し信号の電位がハイレベルＶＲＷＳ．Ｈである間）、この蓄積ノードの電位が増幅して読み出されている。
　ここで、図４を参照し、画素領域１からのセンサ出力の読み出しについて説明する。まず、センサロウドライバ５から配線ＲＳＴへ供給されるリセット信号がローレベル（ＶＲＳＴ．Ｌ）から立ち上がってハイレベル（ＶＲＳＴ．Ｈ）になると、フォトダイオードＤ１は順方向バイアスとなり、接続点ＩＮＴの電位ＶＩＮＴは、下記の式（４）で表される。
　　ＶＩＮＴ　＝　ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＦ　　　・・・（４）
　式（４）において、ＶＦはフォトダイオードＤ１の順方向電圧である。このときのＶＩＮＴは薄膜トランジスタＭ２の閾値電圧より低いので、薄膜トランジスタＭ２はリセット期間において非導通状態となっている。
　次に、リセット信号がローレベルＶＲＳＴ．Ｌに戻ると、光電流の積分期間（ＴＩＮＴ）が始まる。積分期間ＴＩＮＴにおいては、フォトダイオードＤ１への入射光量に比例した光電流がコンデンサＣ１に流れ込み、コンデンサＣ１を放電させる。これにより、積分期間ＴＩＮＴの終了時における接続点ＩＮＴの電位ＶＩＮＴは、下記の式（５）で表される。
　　ＶＩＮＴ＝ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＦ－ΔＶＲＳＴ・ＣＰＤ／ＣＴ
　　　　　　－ＩＰＨＯＴＯ・ｔＩＮＴ／ＣＴ　　　　　　　　　　　…（５）
　式（５）において、ΔＶＲＳＴは、リセット信号のパルスの高さ（ＶＲＳＴ．Ｈ－ＶＲＳＴ．Ｌ）であり、ＩＰＨＯＴＯは、フォトダイオードＤ１の光電流、ｔＩＮＴは、積分期間の長さである。ＣＰＤはフォトダイオードＤ１の容量である。ＣＴＯＴＡＬは、光センサ回路全体の容量、すなわち、接続点ＩＮＴの総容量であり、コンデンサＣ１の容量ＣＩＮＴと、フォトダイオードＤ１の容量ＣＰＤと、薄膜トランジスタＭ２の容量ＣＴＦＴとの総和である。積分期間においても、ＶＩＮＴが薄膜トランジスタＭ２の閾値電圧より低いので、薄膜トランジスタＭ２は非導通状態となっている。
　積分期間が終わると、配線ＲＷＳへ供給される読み出し信号が立ち上がることにより、読み出し期間が始まる。ここで、コンデンサＣ１に対して電荷注入が起こる。そして、接続点ＩＮＴの電位ＶＩＮＴが薄膜トランジスタＭ２の閾値電圧よりも高くなったとき、薄膜トランジスタＭ２は導通状態となり、各列において配線ＯＵＴの端部に設けられているバイアス用の薄膜トランジスタＭ３と共に、ソースフォロアアンプとして機能する。本実施形態にかかる光センサにおいては、薄膜トランジスタＭ３のドレインからの出力配線ＳＯＵＴからの出力信号電圧は、積分期間におけるフォトダイオードＤ１の光電流の積分値を増幅したものに相当する。その原理については、後述する。
　以上のとおり、本実施形態においては、リセットパルスによる初期化と、積分期間における光電流の積分と、読み出し期間におけるセンサ出力の読み出しとを１サイクルとして周期的に行う。
　以下、本実施形態にかかる光センサの具体的な構造について、図面を参照しながら説明する。図５は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図６は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図７は、コンデンサＣ１が形成されている領域の拡大図である。図８は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。
　図５に示すように、本実施形態にかかる光センサは、可変コンデンサであるコンデンサＣ１を増幅素子として備えている。本実施形態においては、コンデンサＣ１は、ｐチャネルＭＯＳコンデンサである。なお、図６においては、ソース線ＣＯＬｇとＣＯＬｂとの間の領域に薄膜トランジスタＭ２を設け、その両側に、コンデンサＣ１とフォトダイオードＤ１の組を１つずつ設けているが、コンデンサＣ１とフォトダイオードＤ１とが１組だけ設けられた構成であっても良い。
　図６に示すように、本実施形態にかかる光センサは、ソース線ＣＯＬｇとＣＯＬｂとの間の領域に薄膜トランジスタＭ２を備えている。フォトダイオードＤ１は、ベースとなるシリコン膜に、ｐ型半導体領域１０２ｐと、ｉ型半導体領域１０２ｉと、ｎ型半導体領域１０２ｎとが直列に形成された、ラテラル構造のＰＩＮダイオードである。ｐ型半導体領域１０２ｐは、フォトダイオードＤ１のアノードとなり、配線１０８およびコンタクト１０９，１１０を介して配線ＲＳＴに接続される。ｎ型半導体領域１０２ｎは、フォトダイオードＤ１のカソードとなり、シリコン膜の延設部１０７，コンタクト１０５，１０６、および配線１０４を介して、薄膜トランジスタＭ２のゲート電極１０１に接続される。
　この構成において、配線ＲＳＴ，ＲＷＳは、薄膜トランジスタＭ２のゲート電極１０１と同じ金属により同じ工程で形成されている。また、配線１０４，１０８は、ソース線ＣＯＬと同じ金属により同じ工程で形成されている。フォトダイオードＤ１の背面には、バックライト光がセンサへ入射することを防止するための遮光膜１１３が設けられている。
　また、図６～図８に示すように、配線ＲＷＳに形成された幅広部１１１と、シリコン膜の延設部１０７と、その間に配置された絶縁膜（図示せず）とによって、コンデンサＣ１が形成されている。つまり、配線ＲＷＳと同電位である幅広部１１１が、コンデンサＣ１のゲート電極として機能する。図７に示す領域１１２は、ｎ型シリコン膜に対して例えばボロン等のｐ型不純物をドープして形成されたｐ＋領域である。なお、ｐ型不純物のドープの際に幅広部１１１がマスクとして機能するので、図８に示すように、延設部１０７はｐ＋領域となり、幅広部１１１の下方にあるシリコン膜はｎ－領域を形成する。
　ここで、本実施形態にかかる光センサの読み出し動作について説明する。図９は、積分期間の最後から読み出し期間にかけての蓄積ノードの電位ＶＩＮＴの変化を示す波形図である。図９において、実線で示した波形ｗ１は、フォトダイオードＤ１に光の入射が少ない場合の電位ＶＩＮＴの変化を表し、破線で示した波形ｗ２は、フォトダイオードＤ１に光が入射した場合の電位ＶＩＮＴの変化を表している。また、時刻ｔ０は、配線ＲＷＳから供給される読み出し信号がローレベルＶＲＷＳ．Ｌからの立ち上がりを開始する時刻であり、時刻ｔ２は、読み出し信号がハイレベルＶＲＷＳ．Ｈへ到達する時刻である。時刻ｔＳは、薄膜トランジスタＭ２がオンになってセンサ出力のサンプリングが行われる時刻である。時刻ｔ１は、読み出し信号がコンデンサＣ１の閾値電圧Ｖｏｆｆに到達する時刻である。すなわち、コンデンサＣ１は、配線ＲＷＳから幅広部１１１へ供給される電位と閾値電圧Ｖｏｆｆとの大小関係によって、その動作特性が変わる。また、時刻ｔ１’は、波形ｗ２の場合（フォトダイオードＤ１に光が入射した場合）において、読み出し信号がコンデンサＣ１の閾値電圧Ｖｏｆｆに到達する時刻である。
　図１０Ａおよび図１０Ｂは、コンデンサＣ１におけるゲート電極（幅広部１１１）の電位による電荷の移動の違いを示す断面模式図である。図９、図１０Ａ、および図１０Ｂに示すように、時刻ｔ１よりも前の時刻においては、コンデンサＣ１は常にオン状態であり、時刻ｔ１以降はオフ状態となる。すなわち、配線ＲＷＳの電位が閾値電圧Ｖｏｆｆ以下の間は、図１０Ａに示すようにゲート電極（幅広部１１１）下の電荷Ｑｉｎｊの移動が生じるが、配線ＲＷＳの電位が閾値電圧Ｖｏｆｆを超えると、図１０Ｂに示すようにゲート電極（幅広部１１１）下の電荷Ｑｉｎｊの移動がなくなる。以上より、配線ＲＷＳから供給される読み出し信号の電位がハイレベルＶＲＷＳ．Ｈへ到達した後のサンプル時刻ｔｓにおける蓄積ノードの電位ＶＩＮＴ（ｔｓ）は、下記の式（６）に示すとおりである。なお、図４に示したΔＶＩＮＴは、ＶＩＮＴ（ｔ０）とＶＩＮＴ（ｔｓ）との差分に相当し、Ｑｉｎｊ／ＣＩＮＴに等しい。
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　図９に示したように、本実施形態にかかる光センサによれば、積分期間の終期におけるΔＶＳＩＧ（ｔ０）が、ΔＶＳＩＧ（ｔ１）まで増幅される。これにより、積分期間終了時点における受光面の照度の差による蓄積ノードの電位差よりも、突き上げ後の電位差の方が大きくなる。例えば、暗状態の場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位との電位差よりも、前記暗状態の場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位との電位差の方が大きくなる。したがって、感度が高く、かつＳ／Ｎ比も高い光センサを実現することができる。
　なお、本実施形態では、前述したように、ソース線ＣＯＬｒ，ＣＯＬｇを光センサ用の配線ＶＤＤ，ＯＵＴとして共用しているので、図１１に示すように、ソース線ＣＯＬｒ，ＣＯＬｇ，ＣＯＬｂを介して表示用の画像データ信号を入力するタイミングと、センサ出力を読み出すタイミングとを区別する必要がある。図１１の例では、水平走査期間において表示用画像データ信号の入力が終わった後に、水平ブランキング期間等を利用して、センサ出力の読み出しが行われる。尚、図１１のＨＳＹＮＣは、水平同期信号を示している。
　センサカラムドライバ４は、図１に示したように、センサ画素読み出し回路４１と、センサカラムアンプ４２と、センサカラム走査回路４３とを含む。センサ画素読み出し回路４１には、画素領域１からセンサ出力ＶＳＯＵＴを出力する出力配線ＳＯＵＴ（図２参照）が接続されている。図１において、出力配線ＳＯＵＴｊ（ｊ＝１～Ｎ）により出力されるセンサ出力を、ＶＳＯＵＴｊと表記している。センサ画素読み出し回路４１は、センサ出力ＶＳＯＵＴｊのピークホールド電圧ＶＳｊを、センサカラムアンプ４２へ出力する。センサカラムアンプ４２は、画素領域１のＮ列の光センサにそれぞれ対応するＮ個のカラムアンプを内蔵しており、個々のカラムアンプでピークホールド電圧ＶＳｊ（ｊ＝１～Ｎ）を増幅し、ＶＣＯＵＴとしてバッファアンプ６へ出力する。センサカラム走査回路４３は、センサカラムアンプ４２のカラムアンプをバッファアンプ６への出力へ順次接続するために、カラムセレクト信号ＣＳｊ（ｊ＝１～Ｎ）を、センサカラムアンプ４２へ出力する。
　ここで、図１２および図１３を参照し、画素領域１からセンサ出力ＶＳＯＵＴが読み出された後のセンサカラムドライバ４およびバッファアンプ６の動作について説明する。図１２は、センサ画素読み出し回路４１の内部構成を示す回路図である。図１３は、読み出し信号と、センサ出力と、センサ画素読み出し回路の出力との関係を示す波形図である。前述のように、読み出し信号がハイレベルＶＲＷＳ．Ｈになったとき、薄膜トランジスタＭ２が導通することにより、薄膜トランジスタＭ２，Ｍ３によりソースフォロアアンプが形成され、センサ出力ＶＳＯＵＴがセンサ画素読み出し回路４１のサンプルキャパシタＣＳＡＭに蓄積される。これにより、読み出し信号がローレベルＶＲＷＳ．Ｌになった後も、その行の選択期間（ｔｒｏｗ）中、センサ画素読み出し回路４１からセンサカラムアンプ４２への出力電圧ＶＳは、図１３に示すように、センサ出力ＶＳＯＵＴのピーク値と等しいレベルに保持される。
　次に、センサカラムアンプ４２の動作について、図１４を参照しながら説明する。図１４に示すように、センサ画素読み出し回路４１から、各列の出力電圧ＶＳｊ（ｊ＝１～Ｎ）が、センサカラムアンプ４２のＮ個のカラムアンプへ入力される。図１４に示すように、各カラムアンプは、薄膜トランジスタＭ６，Ｍ７から構成されている。センサカラム走査回路４３によって生成されるカラムセレクト信号ＣＳｊが、１つの行の選択期間（ｔｒｏｗ）中に、Ｎ列のカラムのそれぞれに対して順次ＯＮとなることにより、センサカラムアンプ４２中のＮ個のカラムアンプのうちいずれか１つのみの薄膜トランジスタＭ６がＯＮとなり、その薄膜トランジスタＭ６を介して、各列の出力電圧ＶＳｊ（ｊ＝１～Ｎ）のいずれかのみが、センサカラムアンプ４２からの出力ＶＣＯＵＴとして出力される。バッファアンプ６は、センサカラムアンプ４２から出力されたＶＣＯＵＴをさらに増幅し、パネル出力（光センサ信号）Ｖｏｕｔとして信号処理回路８へ出力する。
　なお、センサカラム走査回路４３は、上述のように光センサの列を１列ずつ走査するようにしても良いが、これに限定されず、光センサの列をインタレース走査する構成としても良い。また、センサカラム走査回路４３が、例えば４相等の多相駆動走査回路として形成されていても良い。
　以上の構成により、本実施形態にかかる表示装置は、画素領域１において画素毎に形成されたフォトダイオードＤ１の受光量に応じたパネル出力ＶＯＵＴを得る。パネル出力ＶＯＵＴは、信号処理回路８に送られてＡ／Ｄ変換され、パネル出力データとしてメモリ（図示せず）に蓄積される。つまり、このメモリには、画素領域１の画素数（光センサ数）と同数のパネル出力データが蓄積されることとなる。信号処理回路８では、メモリに蓄積されたパネル出力データを用いて、画像取り込みやタッチ領域の検出等の各種信号処理を行う。なお、本実施形態では、信号処理回路８のメモリに、画素領域１の画素数（光センサ数）と同数のパネル出力データを蓄積するものとしたが、メモリ容量等の制約により、必ずしも画素数と同数のパネル出力データを蓄積することを要しない。
　なお、第１の実施形態にかかる構成は、配線ＲＷＳの幅広部１１１がコンデンサＣ１のゲート電極を兼ねているので、例えば後述する第３の実施形態よりもコンタクト（第３の実施形態において図２１に示すコンタクト１１８，１１９）が少なくて済み、光センサ回路を小型化できるという利点がある。また、第１の実施形態にかかる構成では、配線ＲＷＳの幅広部１１１が、蓄積ノードＩＮＴをソース線ＣＯＬからシールドする配置となっている。したがって、例えば後述する第３の実施形態のように、蓄積ノードＩＮＴの上層にソース線ＣＯＬが配置される構成と比較して、蓄積ノードＩＮＴに対するソース線ＣＯＬからのノイズ干渉を抑制できるという利点もある。
　［第２の実施形態］
　以下、本発明の第２の実施形態について説明する。第１の実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、第１の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図１５は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図１６は、本実施形態にかかる光センサに供給されるリセット信号と読み出し信号の波形図である。図１７は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図１８は、コンデンサＣ１が形成されている領域の拡大図である。図１９は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。
　図１５に示すように、本実施形態にかかる光センサは、コンデンサＣ１がｎチャネルＭＯＳコンデンサである点において、第１の実施形態と異なっている。また、フォトダイオードＤ１が第１の実施形態とは逆向きに接続されている。すなわち、フォトダイオードＤ１のカソードが配線ＲＳＴに接続され、アノードが蓄積ノードＩＮＴに接続されている。さらに、読み出し用の薄膜トランジスタＭ２が、ｐチャネルＴＦＴである。また、図１６に示すように、リセット信号と読み出し信号のハイレベルとローレベルの電位が、第１の実施形態とは逆である。
　図１７に示すように、フォトダイオードＤ１は、第１の実施形態と同様に、ベースとなるシリコン膜に、ｐ型半導体領域１０２ｐと、ｉ型半導体領域１０２ｉと、ｎ型半導体領域１０２ｎとが直列に形成された、ラテラル構造のＰＩＮダイオードである。ただし、ｎ型半導体領域１０２ｎ（カソード）が、配線１０８およびコンタクト１０９，１１０を介して配線ＲＳＴに接続される。また、ｐ型半導体領域１０２ｐ（アノード）が、シリコン膜の延設部１０７，コンタクト１０５，１０６、および配線１０４を介して、薄膜トランジスタＭ２のゲート電極１０１に接続される。
　図１８および図１９に示すように、配線ＲＷＳに形成された幅広部１１１と、シリコン膜の延設部１０７と、その間に配置された絶縁膜（図示せず）とによって、コンデンサＣ１が形成されている。つまり、配線ＲＷＳと同電位である幅広部１１１が、コンデンサＣ１のゲート電極として機能する。本実施形態においては、図１８に示す領域１１２は、ｎ型シリコン膜に対して例えばリン等のｎ型不純物をドープして形成されたｎ＋領域である。なお、ｎ型不純物のドープの際に幅広部１１１がマスクとして機能するので、図１９に示すように、延設部１０７はｎ＋領域となり、幅広部１１１の下方にあるシリコン膜はｎ－領域を形成する。
　以上の構成にかかる本実施形態の光センサにおいては、第１の実施形態と電位関係が逆になるので、積分期間および読み出し期間における蓄積ノードＶＩＮＴの電位変化は、第１の実施形態で示した図９を上下方向に逆にしたとおりとなる。したがって、本実施形態の光センサによっても、積分期間終了時点における受光面の照度の差による蓄積ノードの電位差よりも、突き上げ後の電位差の方が大きくなる。例えば、暗状態の場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位との電位差よりも、前記暗状態の場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位との電位差の方が大きくなる。この結果、感度が高く、かつＳ／Ｎ比も高い光センサを実現することができる。
　［第３の実施形態］
　以下、本発明の第３の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図２０は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図２１は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図２２は、コンデンサＣ１が形成されている領域の拡大図である。図２３は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。
　図２０に示すように、本実施形態にかかる光センサの等価回路図は、第１の実施形態と同じである。ただし、図２１～図２３に示すように、コンデンサＣ１の構造等が異なっている。
　図２１に示すように、本実施形態の光センサにおいては、薄膜トランジスタＭ２のゲート電極１０１からの配線が、フォトダイオードＤ１のｎ型半導体領域１０２ｎの上方まで延設され、コンタクト１１５，１１６を介してｎ型半導体領域１０２ｎに接続されている。薄膜トランジスタＭ２のゲート電極１０１からの配線は、コンデンサＣ１の上層にも延設され、コンデンサＣ１のゲート電極１２１として機能する。
　図２２および図２３に示すように、ゲート電極１２１と、シリコン膜１１７と、その間に配置された絶縁膜（図示せず）とによって、コンデンサＣ１が形成されている。ゲート電極１２１は、蓄積ノードＩＮＴと同電位（ＶＩＮＴ）である。本実施形態においては、図２２に示す領域１１２は、ｎ型シリコン膜に対して例えばリン等のｎ型不純物をドープして形成されたｎ＋領域である。なお、ｎ型不純物のドープの際にゲート電極１２１がマスクとして機能するので、図２３に示すように、ゲート電極１２１の下方にあるシリコン膜はｎ－領域を形成する。
　本実施形態の光センサは、第１の実施形態において図４に示したリセット信号と読み出し信号によって駆動され、積分期間および読み出し期間における蓄積ノードＶＩＮＴの電位変化は、第１の実施形態において図９に示したとおりである。したがって、本実施形態の光センサによっても、積分期間終了時点における受光面の照度の差による蓄積ノードの電位差よりも、突き上げ後の電位差の方が大きくなる。例えば、暗状態の場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の蓄積期間終了時点の蓄積ノードの電位との電位差よりも、前記暗状態の場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位と、飽和レベルの光が入射した場合の読み出し期間における突き上げ後の蓄積ノードの電位との電位差の方が大きくなる。この結果、感度が高く、かつＳ／Ｎ比も高い光センサを実現することができる。
　［第４の実施形態］
　以下、本発明の第４の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図２４は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図２５は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図２６は、増幅素子（ｐチャネルＴＦＴ）が形成されている領域の拡大図である。図２７は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。図２８は、増幅素子としてのｐチャネルＴＦＴの等価回路図である。
　本実施形態にかかる光センサは、図２４～図２８に示すように、増幅素子として、第１～第３の実施形態において説明した可変コンデンサＣ１の代わりに、ｐチャネルＴＦＴ（薄膜トランジスタＭ４）を用いたものである。なお、薄膜トランジスタＭ４を増幅素子として用いた本実施形態の光センサの駆動信号および動作は、第１の実施形態において図４および図９を参照して説明したものと同じである。したがって、本実施形態にかかる光センサによっても、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴを増幅して読み出すことができる。
　また、図２５および図２６に示すように、本実施形態にかかる光センサは、配線ＲＷＳの幅広部１１１が、配線１０７の幅全体を覆う位置まで延設されている点においても、第１の実施形態と異なっている。この構成により、本実施形態にかかる光センサは、第１の実施形態にかかる光センサよりも境界長が短いという利点を有する。
　以下、境界長について説明する。境界長とは、増幅素子と蓄積ノードＩＮＴとの境界の長さを意味する。例えば、第１の実施形態においては、図６および図７に示すように、シリコン膜の延設部１０７と配線ＲＷＳの幅広部１１１との重なりによってコンデンサＣ１が形成されている。したがって、第１の実施形態においては、図７に示すように、増幅素子と蓄積ノードＩＮＴとの境界は太線Ｂで示されるとおり、配線ＲＷＳの幅広部１１１の外縁がシリコン膜の延設部１０７に重なっている部分である。すなわち、第１の実施形態においては、図７に示したＬＣＡＰの長さと、２×ＷＣＡＰの値との和が、境界長となる。また、本実施形態にかかる光センサにおいては、図２６に示すように、配線ＲＷＳの幅広部１１１とシリコン膜の延設部１０７とが重なっている部分が増幅素子として機能するので、この増幅素子の幅ＷＴＦＴ（すなわち延設部１０７の幅）の２倍が、境界長である。
　第１の実施形態においては、境界長を短くしようとすると、ＬＣＡＰの長さを小さくしなければならず、コンデンサＣ１の容量を確保するためには、コンデンサＣ１のレイアウト面積が増加してしまう。しかし、第４の実施形態においては、境界長はシリコン膜の延設部１０７の幅ＷＴＦＴであるため、レイアウト面積を増加させることなく境界長を短くすることができる。
　なお、境界長が短い方が良い理由について、図９および図２９を参照しながら以下に説明する。第１の実施形態において図９を参照しながら説明したように、配線ＲＷＳから供給される読み出し信号がローレベルＶＲＷＳ．ＬからハイレベルＶＲＷＳ．Ｈへ立ち上がる途中に、閾値電圧Ｖｏｆｆが存在する。ここで、時刻ｔ１において配線ＲＷＳの読み出し信号が閾値電圧Ｖｏｆｆに到達した後は、サンプリング時刻ｔＳまで、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴは一定であることが好ましい。しかし、図２９に示すように、読み出し信号が上昇する時刻ｔ１～ｔ２の間には、増幅素子と蓄積ノードとの間の寄生容量に起因して、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴは上昇し続ける。また、読み出し信号の電位がハイレベルＶＲＷＳ．Ｈへ到達した時刻ｔ２からサンプリング時刻ｔＳの間にも、リーク電流に起因して、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴは上昇し続ける。このように、時刻ｔ１以降に蓄積ノードの電位ＶＩＮＴが上昇が生じることは、電位の増幅効果が小さくなるために好ましくない。時刻ｔ１以降の寄生容量およびリーク電流に起因する電位ＶＩＮＴの上昇を抑制するためには、増幅素子の境界長が短いことが好ましい。
　したがって、第４の実施形態にかかる光センサは、増幅素子の境界長が短い点において、時刻ｔ１以降の寄生容量およびリーク電流に起因する電位ＶＩＮＴの上昇を抑制することができ、第１の実施形態にかかる光センサよりも有利である。
　また、第４の実施形態にかかる光センサの変形例として、図３０および図３１に示すように、シリコン膜の延設部１０７の幅を狭くし、かつ、延設部１０７に、増幅素子の幅ＷＣＡＰを確保するための幅広部１０７ａを設けた構成とすることにより、増幅素子の有効面積を確保しつつ、境界長ＷＴＦＴをさらに短くした構成とすることも可能である。この場合、増幅素子としてのｐチャネルＴＦＴの等価回路図は、図３２に示すとおりとなる。この変形例にかかる構成によれば、図２４～図２８に示した構成と比較して、境界長をさらに短くできるので、時刻ｔ１以降の寄生容量およびリーク電流に起因する電位ＶＩＮＴの上昇をさらに小さく抑制することができる。これにより、さらにダイナミックレンジの広い光センサを実現できる。
　［第５の実施形態］
　以下、本発明の第５の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図３３は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図３４は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図３５は、増幅素子（ｎチャネルＴＦＴ）が形成されている領域の拡大図である。図３６は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。図３７は、増幅素子としてのｎチャネルＴＦＴの等価回路図である。
　本実施形態の光センサは、増幅素子として、第２の実施形態において説明したｎチャネルＭＯＳコンデンサの代わりに、ｎチャネルＴＦＴ（薄膜トランジスタＭ４）を用いたものである。なお、ｎチャネルＴＦＴを増幅素子として用いた本実施形態の光センサの駆動信号は、第２の実施形態において図１６を参照して説明したとおり、ｎチャネルＴＦＴを増幅素子として用いた第４の実施形態の駆動信号とは、ハイレベルとローレベルの電位が逆である。その駆動信号によれば、本実施形態の光センサは、第１の実施形態において図９を参照して説明したとおり、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴを増幅して読み出すことができる。
　図３３および図３４に示すとおり、本実施形態にかかる光センサにおいては、フォトダイオードＤ１が第４の実施形態とは逆向きに接続されている。すなわち、フォトダイオードＤ１のカソードが配線ＲＳＴに接続され、ｎチャネルＴＦＴに接続されている。さらに、読み出し用の薄膜トランジスタＭ２が、ｐチャネルＴＦＴである。
　図３４および図３５に示すように、本実施形態にかかる光センサは、配線ＲＷＳの幅広部１１１が、配線１０７の幅全体を覆う位置まで延設されている点において、第２の実施形態と異なっている。本実施形態にかかる光センサは、前述の第４の実施形態において第１の実施形態と対比しながら説明したとおり、第２の実施形態にかかる光センサよりも境界長が短いという利点を有する。すなわち、第２の実施形態にかかる光センサの境界長は、図１８に示すように、ＬＣＡＰ＋２×ＷＣＡＰである。一方、本実施形態にかかる光センサの境界長は、図３５に示すように、延設部１０７の幅ＷＴＦＴである。
　第２の実施形態においては、境界長を短くしようとすると、ＬＣＡＰの長さを小さくしなければならず、コンデンサＣ１の容量を確保するためには、コンデンサＣ１のレイアウト面積が増加してしまう。しかし、本実施形態においては、境界長はシリコン膜の延設部１０７の幅ＷＴＦＴの２倍であるため、レイアウト面積を増加させることなく境界長を短くすることができる。これにより、本実施形態にかかる光センサは、増幅素子の境界長が短い点において、時刻ｔ１以降の寄生容量およびリーク電流に起因する電位ＶＩＮＴの上昇を抑制することができ、第２の実施形態にかかる光センサよりも有利である。
　また、第５の実施形態にかかる光センサの変形例として、図３８および図３９に示すように、シリコン膜の延設部１０７の幅を狭くし、かつ、延設部１０７に幅広部１０７ａを設けた構成とすることにより、増幅素子の有効面積を確保しつつ、レイアウト面積を増加させることなく、ＷＴＦＴをさらに短くした構成とすることも可能である。この場合、増幅素子としてのｎチャネルＴＦＴの等価回路図は、図４０に示すとおりとなる。この変形例にかかる構成によれば、図３３～図３７に示した構成と比較して、境界長をさらに短くできるので、時刻ｔ１以降の寄生容量およびリーク電流に起因する電位ＶＩＮＴの上昇をさらに小さく抑制することができる。これにより、さらにダイナミックレンジの広い光センサを実現できる。
　［第６の実施形態］
　以下、本発明の第６の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図４１は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図４２は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図４３は、増幅素子（フォトダイオードＤ２）が形成されている領域の拡大図である。図４４は、本実施形態にかかる光センサにおける各領域の接続関係を示した断面模式図である。図４５は、増幅素子としてのフォトダイオードの等価回路図である。
　本実施形態にかかる光センサは、増幅素子としてフォトダイオードＤ２を用いた点において、前述の各実施形態と異なる。なお、ここで用いるフォトダイオードＤ２は、チャネル上にゲート電極を備えたフォトダイオードである。フォトダイオードＤ２は、チャネル領域上にゲート電極を設けたことにより、ゲート－フォトダイオード間の容量によって読み出し期間の突き上げを行う。図４１に示すように、本実施形態にかかる光センサは、増幅素子として機能するフォトダイオードＤ２を有する。図４１～図４３に示すように、フォトダイオードＤ２のカソード（ｎ型半導体領域１０７ｎ）は、フォトダイオードＤ１のカソード（ｎ型半導体領域１０２ｎ）に接続され、フォトダイオードＤ２のアノード（ｐ型半導体領域１０７ｐ）は、蓄積ノードＩＮＴに接続されている。
　この構成においても、第１の実施形態において図４に示したリセット信号および読み出し信号によって、第１の実施形態で図９に示したとおり、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴを増幅して読み出すことができる。
　また、本実施形態にかかる構成は、第４の実施形態のように増幅素子としてｐチャネルＴＦＴを用いた構成と比較して、以下の二つの利点を有する。
　第１の利点は、境界長がさらに短いという点である。つまり、本実施形態にかかる光センサにおいては、図４３に示すように、境界Ｂがｐ＋領域側にしか存在しないので、境界長はシリコン膜の延設部１０７の幅ＷＴＦＴである。したがって、時刻ｔ１以降の寄生容量およびリーク電流に起因する電位ＶＩＮＴの上昇をさらに抑制することができる点で、第４の実施形態にかかる光センサよりも有利である。
　第２の利点は、フォトダイオードＤ１のカソード（ｎ型半導体領域１０２ｎ）と、フォトダイオードＤ２のカソード（ｎ型半導体領域１０７ｎ）とが接続されるので、フォトダイオードＤ１のカソード（ｎ型半導体領域１０２ｎ）をｐ型半導体領域に接続する第４の実施形態と比較して、接続が容易であるという点である。
　なお、図４１および図４２に示した構成の変形例として、図４６および図４７に示すような構成を採用しても良い。図４６は、本実施形態の第１の変形例にかかる光センサの等価回路図である。図４７は、前記第１の変形例にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図４６および図４７に示すように、本実施形態の第１の変形例にかかる光センサは、リセット用の薄膜トランジスタＭ５が追加された構成である。
　フォトダイオードＤ１のアノード（ｐ型半導体領域１０２ｐ）は、配線１０８およびコンタクト１０９，１１０を介して、所定のＤＣ電位を供給する配線ＶＳＳに接続されている。リセット用の薄膜トランジスタＭ３のゲート電極１３１は、配線ＲＳＴから延設されている。この第１の変形例にかかる構成によれば、図４１および図４２に示したようにフォトダイオードＤ２を介してリセットを行う構成と比較して、蓄積ノードＩＮＴに接続されたリセット用の薄膜トランジスタＭ３によって、蓄積ノードをより確実にリセットすることができるという利点がある。
　また、第２の変形例として、図４８および図４９に示すような構成も可能である。図４８は、本実施形態の第２の変形例にかかる光センサの等価回路図である。図４９は、前記第２の変形例にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図４８および図４９に示す構成においては、フォトダイオードＤ１のアノード（ｐ型半導体領域１０２ｐ）が、リセット信号を供給する配線ＲＳＴに接続されている点において、前記の第１の変形例と異なっている。この構成によれば、配線ＶＳＳを別個に設ける必要がないので、前記の第１の変形例と比較して、光センサのレイアウト面積を小さくすることができるという利点がある。
　［第７の実施形態］
　以下、本発明の第７の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図５０は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図５１は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。
　本実施形態にかかる光センサは、第４の実施形態において、図３０～図３２に示した構成において、図５０および図５１に示すように、フォトダイオードＤ１の背面に設けられた遮光膜１１３を、配線ＲＷＳと対向する位置まで延設し、この遮光膜１１３と配線ＲＷＳとその間の絶縁膜（図示せず）により、コンデンサＣＳＥＲを形成したものである。つまり、本実施形態にかかる光センサは、第４の実施形態と同様に、増幅素子としてｐチャネルＴＦＴ（薄膜トランジスタＭ４）を用いている。
　図５０に示す構成において、コンデンサＣＳＥＲは、遮光膜１１３とフォトダイオードＤ１との間の容量Ｃｃ、Ｃａに対する直列コンデンサとして機能する。このため、第１の実施形態において説明した式（６）中のＣＩＮＴ’を増加させずに、ＣＩＮＴだけを増加させることができ、読み出し時の増幅効果を向上させることができる。
　なお、このようにコンデンサＣＳＥＲを備えたことにより、読み出し時の増幅効果を向上させる効果は、増幅素子として可変コンデンサを用いる構成よりも、本実施形態のように増幅素子としてｐチャネルＴＦＴを用いる構成において顕著である。
　すなわち、図５２Ａに示すように、増幅素子として可変コンデンサＣ１が用いられている構成（第１の実施形態）にコンデンサＣＳＥＲを組み合わせた場合、読み出し時に、蓄積ノードの電位ＶＩＮＴは、コンデンサＣ１からの電荷ΔＱＣだけでなく、コンデンサＣＳＥＲから注入される電荷ＱＳによっても影響を受ける。したがって、この構成においては、コンデンサＣＳＥＲの存在は、読み出し時の増幅効果を低減させることとなる。
　一方、図５２Ｂに示すように、本実施形態のように、増幅素子としてｐチャネルＴＦＴ（薄膜トランジスタＭ４）が用いられている構成にコンデンサＳＥＲを組み合わせた場合、読み出し時には、コンデンサＣＳＥＲから注入される電荷も薄膜トランジスタＭ４を通過しなければならない。したがって、コンデンサＣＳＥＲから注入される電荷（ΔＱＳ）も、電荷ΔＱＣと共に、増幅効果を向上させるよう作用する。
　したがって、本実施形態のように、増幅素子としてｐチャネルＴＦＴを用いた構成にコンデンサＣＳＥＲを組み合わせた光センサは、高い増幅効果を得る上で効果的である。
　なお、上記の説明においては、第４の実施形態において図３０～図３２に示した構成にコンデンサＣＳＥＲを組み合わせた例を示したが、第４および第５の実施形態において説明した他の構成についても、コンデンサＣＳＥＲを組み合わせることにより、同様の効果を得ることができる。
　［第８の実施形態］
　以下、本発明の第８の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図５３は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図５４は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図５３および図５４に示すように、本実施形態にかかる光センサでは、複数の画素領域にわたって、フォトダイオードＤ１およびコンデンサＣ３がそれぞれ並列に形成されている。コンデンサＣ３は、通常の（可変ではない）コンデンサである。なお、図５３および図５４の例では、１つの読み出し用の薄膜トランジスタＭ２により、４個のフォトダイオードＤ１から読み出しを行う構成としたが、読み出し対象とするフォトダイオードＤ１の個数はこれに限定されない。
　図５３および図５４に示す例では、読み出し用トランジスタＭ２に最も近い画素領域にｐチャネルＴＦＴ（薄膜トランジスタＭ４）を増幅素子として形成し、他の画素領域には通常の（可変でない）コンデンサＣ３が形成されている。
　この構成によれば、フォトダイオードＤ１を複数並列に接続したことにより、光電流を増加させることができる。また、複数のフォトダイオードＤ１において読み出し用の薄膜トランジスタＭ２に最も近いところに増幅素子を配置したことにより、蓄積ノードの電位を増幅して読み出すことができる。これにより、Ｓ／Ｎ比を劣化させることなく、感度が高い光センサを実現することができる。また、増幅素子としてｐチャネルＴＦＴを用いることにより、前述したように、可変コンデンサを用いる場合と比較して、境界長を短くすることができる。これにより、増幅効果をさらに向上させることができる。
　［第９の実施形態］
　以下、本発明の第９の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図５５は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図５６は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図５５および図５６に示すように、本実施形態にかかる光センサでは、複数の画素領域にわたって、フォトダイオードＤ１およびコンデンサＣ３がそれぞれ並列に形成されている。コンデンサＣ３は、通常の（可変ではない）コンデンサである。なお、図５５および図５６の例では、１つの読み出し用の薄膜トランジスタＭ２により、４個のフォトダイオードＤ１から読み出しを行う構成としたが、読み出し対象とするフォトダイオードＤ１の個数はこれに限定されない。
　図５５および図５６に示す例では、４個のフォトダイオードＤ１のうち、読み出し用の薄膜トランジスタＭ２に最も近い画素領域に、増幅素子としてのフォトダイオードＤ２が設けられ、他の画素領域には通常の（可変でない）コンデンサＣ３が形成されている。また、読み出し用の薄膜トランジスタＭ２の隣の画素領域に、リセット用の薄膜トランジスタＭ５が形成されている。
　この構成によれば、フォトダイオードＤ１を複数並列に接続したことにより、光電流を増加させることができる。また、複数のフォトダイオードＤ１において読み出し用の薄膜トランジスタＭ２に最も近いところに増幅素子（フォトダイオードＤ２）を配置したことにより、蓄積ノードの電位を増幅して読み出すことができる。これにより、Ｓ／Ｎ比を劣化させることなく、感度が高い光センサを実現することができる。また、増幅素子としてフォトダイオードＤ２を用いることにより、前述したように、可変コンデンサを用いる場合と比較して、境界長を短くすることができる。これにより、増幅効果をさらに向上させることができる。
　［第１０の実施形態］
　以下、本発明の第１０の実施形態について説明する。前述の各実施形態において説明した構成と同様の機能を有する構成については、前述の実施形態と同じ参照符号を付記し、その詳細な説明を省略する。
　図５７は、本実施形態にかかる光センサの等価回路図である。図５８は、本実施形態にかかる光センサの平面構造の一例を示す平面図である。図５７および図５８に示すように、本実施形態にかかる光センサは、第１の実施形態にかかる光センサに対して、リセット用の薄膜トランジスタＭ５を追加した構成である。リセット用の薄膜トランジスタＭ５のゲート電極１３１は、配線ＲＳＴから延設されている。
　この構成においても、第１の実施形態にかかる光センサと同様に、蓄積ノードの電位を増幅して読み出すことができる。これにより、Ｓ／Ｎ比を劣化させることなく、感度が高い光センサを実現することができる。
　また、このようにリセット用の薄膜トランジスタＭ５を設ける構成は、第１の実施形態の他に、第２の実施形態、第３の実施形態、第４の実施形態、第５の実施形態、第７の実施形態、および、第８の実施形態にも適用することができ、それぞれの実施形態で説明したとおりの効果を奏する。
　以上、本発明についての第１～第１０の実施形態を説明したが、本発明は上述の各実施形態にのみ限定されず、発明の範囲内で種々の変更が可能である。
　例えば、上述の実施形態では、光センサに接続された配線ＶＤＤおよびＯＵＴが、ソース線ＣＯＬと共用されている構成を例示した。この構成によれば、画素開口率が高いという利点がある。しかしながら、この構成は、光センサ用の配線がソース線ＣＯＬを共用しているので、画素表示のための映像信号がソース線ＣＯＬに印加されている間は、センサ回路出力データの読み出しができない。そのため、図１１に示したように、帰線期間にセンサ回路出力データの読み出し信号を印加することが必要となる。そこで、光センサ用の配線ＶＤＤおよびＯＵＴをソース線ＣＯＬとは別個に設けた構成としても良い。この構成によれば、画素開口率は低くなるが、光センサ用の配線をソース線ＣＯＬとは別個に駆動することができるので、画素表示のタイミングと関係なく、センサ回路出力データの読み出しを行うことができるという利点がある。
　尚、上記の説明以外に、アクティブマトリクス基板上に形成した薄膜トランジスタＭ３、Ｍ６、Ｍ７に代えて、例えばＩＣチップ内に設けたトランジスタＭ３、Ｍ６、Ｍ７を用いる構成でもよい。
　本発明は、アクティブマトリクス基板の画素領域内に光センサを有する表示装置として、産業上利用可能である。
　１　　　画素領域
　２　　　ディスプレイゲートドライバ
　３　　　ディスプレイソースドライバ
　４　　　センサカラム（ｃｏｌｕｍｎ）ドライバ
　４１　　センサ画素読み出し回路
　４２　　センサカラムアンプ
　４３　　センサカラム走査回路
　５　　　センサロウ（ｒｏｗ）ドライバ
　６　　　バッファアンプ
　７　　　ＦＰＣコネクタ
　８　　　信号処理回路
　９　　　ＦＰＣ
　１００　アクティブマトリクス基板

Claims (14)

  1. 　アクティブマトリクス基板の画素領域に光センサを備えた表示装置であって、
    　前記光センサが、
    　入射光を受光する光検出素子と、
    　当該光センサへリセット信号を供給するリセット信号配線と、
    　当該光センサへ読み出し信号を供給する読み出し信号配線と、
    　前記リセット信号が供給されてから前記読み出し信号が供給されるまでの間をセンシング期間とし、センシング期間に前記光検出素子で受光された光量にしたがって電位が変化する蓄積ノードと、
    　前記読み出し信号に応じて、前記蓄積ノードの電位を増幅する増幅素子と、
    　前記増幅素子で増幅された電位をセンサ回路出力として出力配線へ読み出すためのセンサスイッチング素子とを備えたことを特徴とする表示装置。
  2. 　前記増幅素子が可変コンデンサである、請求項１に記載の表示装置。
  3. 　前記可変コンデンサが、前記読み出し信号配線と、絶縁膜と、シリコン膜に形成されたｐ型半導体領域とを含むＭＯＳコンデンサである、請求項２に記載の表示装置。
  4. 　前記可変コンデンサが、前記センサスイッチング素子のゲート電極と、絶縁膜と、シリコン膜に形成されたｎ型半導体領域とを含むＭＯＳコンデンサである、請求項２に記載の表示装置。
  5. 　前記増幅素子がｐチャネル薄膜トランジスタである、請求項１に記載の表示装置。
  6. 　前記ｐチャネル薄膜トランジスタにおいて、前記光検出素子と前記蓄積ノードとを接続するシリコン膜の幅広部にチャネル領域が形成され、前記幅広部にオーバーラップするように当該ｐチャネル薄膜トランジスタのゲート電極が設けられている、請求項５に記載の表示装置。
  7. 　前記増幅素子がｎチャネル薄膜トランジスタである、請求項１に記載の表示装置。
  8. 　前記増幅素子が、チャネル上にゲート電極を備えたダイオードである、請求項１に記載の表示装置。
  9. 　前記光検出素子に対してその受光面とは反対側に設けられた遮光膜と、
    　前記遮光膜と前記光検出素子との寄生容量に対して直列容量を形成するように、前記遮光膜に対向して設けられた電極とを備え、
    　前記電極が前記読み出し配線に電気的に接続されている、請求項１～８のいずれか一項に記載の表示装置。
  10. 　前記画素領域に複数の前記光検出素子を備え、
    　前記複数の光検出素子が並列に接続され、
    　前記複数の光検出素子の末端の光検出素子に前記増幅素子が接続された、請求項１～９のいずれか一項に記載の表示装置。
  11. 　前記センサスイッチング素子が三端子スイッチング素子であり、
    　前記三端子のうちのゲート電極が前記蓄積ノードに接続され、
    　前記三端子のうちの残りの二端子の一方が、前記出力配線へ接続された、請求項１～１０のいずれか一項に記載の表示装置。
  12. 　前記センサスイッチング素子のリセット用スイッチング素子をさらに備えた、請求項１～１１のいずれか一項に記載の表示装置。
  13. 　前記増幅素子が、前記読み出し信号のローレベル電位とハイレベル電位との間に、当該増幅素子のオン／オフが切り替わる閾値電位を有する、請求項１～１２のいずれか一項に記載の表示装置。
  14. 　前記アクティブマトリクス基板に対向する対向基板と、
    　前記アクティブマトリクス基板と対向基板との間に挟持された液晶とをさらに備えた、請求項１～１３のいずれか一項に記載の表示装置。
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103959363B (zh) * 2011-12-07 2016-04-27 夏普株式会社 光传感器电路的动作方法、以及具备该光传感器电路的显示装置的动作方法
US9106191B2 (en) * 2012-05-02 2015-08-11 Adaptive I/O Technologies, Inc. Diode enhanced amplifier circuits and methods thereof
CN104282628B (zh) * 2014-10-29 2017-12-08 上海集成电路研发中心有限公司 一种cmos图像传感器全局像元存储电容的制作方法
CN108320690B (zh) * 2018-02-01 2021-04-09 京东方科技集团股份有限公司 显示面板及其检测方法、显示装置

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006003857A (ja) 2003-08-25 2006-01-05 Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd 表示装置および光電変換素子
WO2007145346A1 (en) 2006-06-12 2007-12-21 Sharp Kabushiki Kaisha Image sensor and display
WO2007145347A1 (en) 2006-06-12 2007-12-21 Sharp Kabushiki Kaisha Combined image sensor and display device
JP2008205870A (ja) * 2007-02-21 2008-09-04 Sony Corp 撮像装置および表示装置
WO2008156024A1 (ja) * 2007-06-21 2008-12-24 Sharp Kabushiki Kaisha 光検出装置、及びそれを備えた表示装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5898207A (en) * 1996-02-13 1999-04-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method for making a semiconductor device
KR100669270B1 (ko) 2003-08-25 2007-01-16 도시바 마쯔시따 디스플레이 테크놀로지 컴퍼니, 리미티드 표시 장치 및 광전 변환 소자
JP4055722B2 (ja) * 2003-11-10 2008-03-05 ソニー株式会社 アクティブマトリクス型有機ｅｌ表示装置
US7423790B2 (en) * 2004-03-18 2008-09-09 Canon Kabushiki Kaisha Photoelectric conversion apparatus and contact-type image sensor
JP2008153427A (ja) * 2006-12-18 2008-07-03 Hitachi Displays Ltd 高感度光センサ素子及びそれを用いた光センサ装置
GB2446821A (en) * 2007-02-07 2008-08-27 Sharp Kk An ambient light sensing system
US8416225B2 (en) * 2007-04-09 2013-04-09 Sharp Kabushiki Kaisha Display device
JP5068320B2 (ja) 2007-08-21 2012-11-07 シャープ株式会社 表示装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006003857A (ja) 2003-08-25 2006-01-05 Toshiba Matsushita Display Technology Co Ltd 表示装置および光電変換素子
WO2007145346A1 (en) 2006-06-12 2007-12-21 Sharp Kabushiki Kaisha Image sensor and display
WO2007145347A1 (en) 2006-06-12 2007-12-21 Sharp Kabushiki Kaisha Combined image sensor and display device
JP2008205870A (ja) * 2007-02-21 2008-09-04 Sony Corp 撮像装置および表示装置
WO2008156024A1 (ja) * 2007-06-21 2008-12-24 Sharp Kabushiki Kaisha 光検出装置、及びそれを備えた表示装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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