WO2009101676A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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voltage
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PCT/JP2008/052344
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Inventor
Mitsuji Arai
Takeshi Oike
Original Assignee
Sanyo Electric Co., Ltd.
Sanyo Semiconductor Co., Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/36—Protection against faults, e.g. against overheating or step-out; Indicating faults
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B41—PRINTING; LINING MACHINES; TYPEWRITERS; STAMPS
    • B41J—TYPEWRITERS; SELECTIVE PRINTING MECHANISMS, i.e. MECHANISMS PRINTING OTHERWISE THAN FROM A FORME; CORRECTION OF TYPOGRAPHICAL ERRORS
    • B41J19/00—Character- or line-spacing mechanisms
    • B41J19/18—Character-spacing or back-spacing mechanisms; Carriage return or release devices therefor
    • B41J19/20—Positive-feed character-spacing mechanisms
    • B41J19/202—Drive control means for carriage movement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
    • H02P8/12—Control or stabilisation of current

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an example of a general motor driving device that drives a two-phase stepping motor.
  • a motor M is configured by the coils L1 and L2 that form the A-phase magnetic field and the coils L3 and L4 that form the B-phase magnetic field, and a motor driving device 100 is provided to control the driving of the motor M.
  • the motor driving apparatus 100 includes switching elements F1 to F4 that control currents flowing through the coils L1 to L4, an output control unit 102 that controls on / off of the switching elements F1 to F4, and resistors R1 and R1 that detect currents flowing through the coils L1 to L4.
  • R2 and a current detection unit 104 that detects whether or not the current flowing through the coils L1 to L4 has reached a predetermined current.
  • the output control unit 102 causes a current to flow through the motor coil L1 by turning on the switching element F1.
  • the current flowing through the coil L1 increases with time, and the current detection voltage appearing at one end of the resistor R1 also increases.
  • the output control unit 102 determines that the current flowing through the coil L1 has reached the predetermined current, and switching is performed.
  • the element F1 is turned off. After that, the output control unit 102 repeatedly turns on and off the switching element F1.
  • the other switching elements F2 to F4 are similarly controlled. That is, in the motor drive device 100, the amount of current flowing through the coils L1 to L4 is adjusted by PWM (Pulse Width Modulation) control.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • a set of transformer structures is formed by the A-phase coils L1 and L2, and a set of transformer structures is formed by the B-phase coils L3 and L4. Therefore, for example, when the switching element F1 is turned on / off, as shown in FIG. 7A, current flows in the coil L1 and energy is accumulated while the switching element F1 is on, as shown in FIG. 7B. In addition, when the switching element F1 is turned off, the energy accumulated in the coil L1 is transferred to the coil L2, and is consumed by the regenerative current flowing from the parasitic diode of the switching element F2 through the path of the coil L2. That is, as shown in FIG.
  • the current ID flowing through the switching element F1 increases while the switching element F1 is on, and when the switching element F1 is turned off, the current ID immediately decreases and the switching element F1
  • the drain-source voltage V DS increases.
  • the switching element F2 is turned on / off, the energy accumulated in the coil L2 while the switching element F2 is on is transmitted to the coil L1 when the switching element F2 is turned off, and from the parasitic diode of the switching element F1 to the coil L1. It is consumed by the current flowing through the path.
  • the energy accumulated in the coil L1 is absorbed by the switching element F1 as avalanche energy and is gradually consumed by the avalanche current flowing through the switching element F1.
  • the drain-source voltage V DS of the switching element F1 becomes very high. Therefore, when the switching element F1 is repeatedly turned on and off while the coil L2 is disconnected from the motor driving device 100, The switching element F1 may be thermally destroyed due to an increase in the temperature of the junction.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of a motor driving device having a function of preventing thermal destruction of the switching element.
  • motor drive device 120 further includes a current detection unit 122 for detecting whether or not an avalanche current is generated.
  • the switching elements F1 to F4 are held off, thereby suppressing the occurrence of the avalanche state.
  • the current detection voltage V R1 that appears at one end of the resistor R1 is: The voltage rises to V REF1 during the ON period of the switching element F1, and changes so as to suddenly become a negative voltage when the switching element F1 is turned OFF.
  • the current detection unit 122 compares the reference voltage V REF2 lower than the reference voltage V REF1 with the current detection voltage V R1 . Then, based on the detection result of the current detection unit 122, the output control unit 102 determines that the current detection voltage V R1 is higher than the reference voltage V REF2 a predetermined time after the switching element F1 is turned off. Therefore, it is determined that an avalanche current is generated, and the switching element is held off. Even when the switching elements F2 to F4 are turned on and off, the avalanche current is detected by the same operation.
  • the motor drive device 120 detects whether or not the coils L1 to L4 are disconnected from the motor drive device 120 by the avalanche current.
  • the coils L1 to L4 are normally connected to the motor driving device 120. Even in such a case, there is a risk of erroneous detection that the coils L1 to L4 are disconnected from the motor drive device 120.
  • a hybrid motor and a PM (Permanent Magnet) motor coupling between the coils L1 and L2 and between the coils L3 and L4 may be worse in the PM motor due to variations in product characteristics.
  • the timing for detecting the avalanche current is delayed after the switching element is turned off. There is a need. However, if the detection timing of the avalanche current is delayed, the avalanche state cannot be detected in the case of a hybrid motor in which the time of the avalanche state when the coil is disconnected is relatively short.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a motor drive device capable of preventing thermal destruction of a switching element regardless of the motor specifications.
  • the motor driving device of the present invention has one end connected to the power supply side and the other end and one end of the first coil of the stepping motor having first and second coils electromagnetically coupled to each other.
  • the other end is connected to the ground side
  • the switching element for controlling the current flowing through the first coil one end is connected to the other end of the second coil, the other end is connected to the ground side
  • a rectifying element capable of energizing in the direction of the second coil
  • a coil current detecting unit capable of detecting a current flowing through the first coil
  • a regenerative current detecting unit capable of detecting a current flowing through the rectifying element, at a predetermined interval
  • the switching element is turned on, and the switching element is turned off when a current flowing through the first coil reaches a predetermined set current based on a detection result of the coil current detection unit.
  • FIG. 1 It is a figure which shows the structure of the motor drive device which is one Embodiment of this invention. It is a figure which shows the outline
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive device according to an embodiment of the present invention.
  • the motor driving device 10 is integrated and drives the motor M connected via the connection terminal.
  • the motor M is a two-phase unipolar stepping motor including coils L1 to L4.
  • Coils L1 and L2 are wound around the same stator in opposite directions and are electromagnetically coupled to form an A-phase magnetic field.
  • the coils L3 and L4 are wound around the same stator in opposite directions and are electromagnetically coupled to form a B-phase magnetic field.
  • the coils L1 to L4 have one end applied with a power supply voltage V CC of 24V, for example, and the other end connected to the switching elements F1 to F4 via connection terminals.
  • Switching elements F1 to F4 are elements that control energization of the coils L1 to L4, and are realized by N-channel MOSFETs in this embodiment. Further, a parasitic diode is formed between the drains and sources of the switching elements F1 to F4 with the forward direction from the ground side to the power source side.
  • the resistor R1 is for detecting the current flowing through the coils L1 and L2, and one end is connected to the sources of the switching elements F1 and F2, and the other end is grounded.
  • the resistor R2 is for detecting the current flowing through the coils L3 and L4, and one end is connected to the sources of the switching elements F3 and F4 and the other end is grounded. Therefore, voltages V R1 and V R2 (first detection voltages) corresponding to the currents flowing through the coils L1 to L4 are generated at the connection points between the resistors R1 and R2 and the switching elements F1 to F4.
  • the excitation unit 12 outputs an excitation signal for controlling energization of the coils L1 to L4 according to an excitation method such as two-phase excitation or 1-2 phase excitation.
  • the motor M rotates at a predetermined angle each time the excitation signal output from the excitation unit 12 is switched.
  • a signal for controlling the rotation speed of the motor M is input to the excitation unit 12 from an external microcomputer or the like, and the pulse width of the excitation signal output from the excitation unit 12 depends on the rotation speed. ing.
  • the current control unit 14 compares the voltages V R1 and V R2 with a predetermined reference voltage V REF1 , so that the current flowing through the coils L1 to L4 becomes a predetermined set current corresponding to the reference voltage V REF1.
  • the on / off states of the switching elements F1 to F4 are controlled so that For example, when a current is passed through the coil L1 in response to the excitation signal from the excitation unit 12, the current control unit 14 outputs a signal that turns on the switching element F1 and passes the current through the coil L1, and the voltage V R1 When the voltage reaches the reference voltage V REF1 , a signal that turns off the switching element F1 is output, and after the switching element F1 turns off, a process that outputs a signal that turns on the switching element F1 again at a predetermined timing is repeated. .
  • the switching element F1 When the switching element F1 is turned off from on, the energy accumulated in the coil L1 is transmitted to the coil L2, and a negative current (regenerative current) flows through the coil L2 via the parasitic diode (rectifier element) of the switching element F2. .
  • the maximum absolute value of the negative current is approximately the same as the maximum value of the current flowing through the coil L1.
  • a negative current flows through the coil L1 via the parasitic diode of the switching element F1.
  • the switching elements F1 to F4 are PWM-controlled, so that the current flowing through the coils L1 to L4 is controlled to be a predetermined set current according to the reference voltage V REF1 .
  • the reference clock generation circuit 16 generates a clock signal having a predetermined frequency that serves as a reference for turning on the switching elements F1 to F4 when the current control unit 14 performs PWM control of the switching elements F1 to F4.
  • the switching elements F1 to F4 are turned on at the falling timing of the clock signal output from the reference clock generation circuit 16.
  • the reference clock generation circuit 18 generates a clock signal that rises before the clock signal output from the reference clock generation circuit 16 with the same timing of falling as the clock signal output from the reference clock generation circuit 16.
  • the resistors R3 to R6 detect whether or not a negative current whose absolute value is larger than a predetermined set value flows through the switching elements F1 to F4 during a period in which the switching elements F1 to F4 are turned off after being turned on. Part. When a negative current larger than the predetermined set value is not flowing, it is determined that the coils L1 to L4 are not normally connected to the motor driving device 10, and the signal output from the AND circuit 43 becomes L level and AND.
  • the circuit constituted by the FFs 26 to 31, the falling delay circuit 34, the AND circuits 37 to 47, the NAND circuits 50 to 53, the OR circuits 56 and 57, the EXOR circuits 60 and 61, and the NOT circuit 64 stops the present invention. It corresponds to a signal output circuit.
  • a circuit constituted by the comparison circuits 20 and 21, FFs 26 and 27, and AND circuits 37 to 40 corresponds to the set current detection circuit of the present invention.
  • the comparison circuit 22 outputs a signal indicating whether or not a negative current larger than a predetermined set value has flowed based on the voltage V R1 .
  • a voltage obtained by dividing the positive voltage of 5V and the voltage V R1 by the resistors R3 and R4 is compared with a predetermined reference voltage V REF3 +.
  • the resistors R3 and R4 have a voltage at the connection point of the resistors R3 and R4 of V REF3 + when the voltage V R1 is the negative reference voltage V REF3 so that the comparison circuit 22 can compare the voltages at a positive level.
  • a level shift circuit for level shifting the voltage V R1 is configured.
  • the resistors R5 and R6 are level shift circuits for level-shifting the voltage V R2 .
  • the switching elements F2 to F4 are turned on / off, the negative current is detected.
  • the maximum value of the absolute value of the negative current generated when the switching elements F1 to F4 are turned from on to off is approximately the same as the maximum value of the positive current according to the reference voltage V REF1 flowing through the coils L1 to L4. Therefore, when the reference voltage V REF1 is low, the maximum value of the absolute value of the negative current is also small, and even if the coils L1 to L4 are normally connected to the motor drive device 10, the reference voltage V REF3 Therefore, it may be determined that the coils L1 to L4 are disconnected from the motor drive device 10.
  • the switching elements F1 to F4 are turned off based on the disconnection determination of the coils L1 to L4. . Specifically, based on whether or not the voltages V R1 and V R2 are higher than a predetermined reference voltage V REF2 whose absolute value is larger than the reference voltage V REF3 during the period when the switching elements F1 to F4 are on. It is determined whether or not the maximum value of the positive current flowing through the coils L1 to L4 is greater than a predetermined level.
  • the comparison circuit 20 compares the voltage V R1 with the reference voltage V REF2 . That is, when the voltage V R1 becomes higher than the reference voltage V REF2, it is determined that the maximum value of the positive current flowing through the coil L1 is higher than a predetermined level. The same applies when the switching elements F2 to F4 are turned on and off.
  • the voltage V R1 also becomes a negative voltage corresponding to the current I AB .
  • the current control unit 14 changes the signal S1 to H level again based on the clock signal output from the reference clock generation circuit 16, the current I A increases.
  • the switching element F1 is set so that the maximum value of the current flowing through the coil L1 becomes a predetermined set current according to the reference voltage V REF1. PWM controlled.
  • the reference clock generation circuit 16 outputs a clock signal (1) having a predetermined frequency that serves as a reference for PWM control, and the reference clock generation circuit 18 outputs a falling edge of the clock signal (1).
  • a clock signal (2) that rises before the clock signal (1) at the same timing is output.
  • the switching element F1 When the switching element F1 is turned on, the voltage V R1 increases. When the switching element F1 reaches the reference voltage V REF1 , the signal (3) output from the current control unit 14 becomes L level. When the signal (3) becomes L level, the switching element F1 is turned off. In a state where the coil L2 is normally connected, a negative current flows through the parasitic diode of the switching element F2, and the voltage V R1 drops to a negative voltage having an absolute value similar to the reference voltage V REF1 . In the example of FIG. 3, the reference voltage V REF1 is higher than the reference voltage V REF2 , and the negative voltage V R1 generated when the coil L2 is normally connected is lower than the reference voltage V REF3 .
  • the NAND circuit 50 receives the H level signal for controlling the energization to the coil L1 output from the excitation unit 12 and the signal (3) output from the current control unit 14, the NAND circuit 50
  • the signal (4) output from the circuit 50 is an inverted signal of the signal (3).
  • the signal output from the comparison circuit 20 is at the H level during the period when the voltage V R1 is higher than the reference voltage V REF2 .
  • the signal (6) output from the comparison circuit 22 is at the H level during the period when the voltage V R1 is lower than the reference voltage V REF3 .
  • the coil L2 is normally connected, and the coil is generated by the negative current flowing through the parasitic diode of the switching element F2.
  • the energy stored in L1 is consumed.
  • the signal (6) changes after the delay time Td from the fall of the signal (3) due to the response delay of the switching element F1.
  • the AND circuit 37 receives the clock signal (1) and the signal (5) output from the comparison circuit 20. Therefore, the signal (7) output from the AND circuit 37 is at the H level during the period in which the voltage V R1 is higher than the reference voltage V REF2 after the clock signal (1) rises.
  • the signal (7) is input to the clock input terminal C of the FF 26, and the clock signal (2) is input to the reset terminal R of the FF 26. Therefore, the signal (8) output from the output terminal Q of the FF 26 is reset to the L level at the falling edge of the clock signal (2), and then becomes the H level at the rising edge of the signal (7). That is, the signal (8) is at the H level during the period from the rising edge to the falling edge of the clock signal (1) when the reference voltage V REF1 is higher than the reference voltage V REF2 .
  • the AND circuit 39 receives the signal (4) output from the OR circuit 56 and the signal (8) output from the FF 26. Since the signal (4) is H level during the period when the switching element F1 is OFF, the signal (9) output from the AND circuit 39 is PWM when the switching element F1 is PWM with the reference voltage V REF1 higher than the reference voltage V REF2. The switching element F1 in the controlled state is at the H level during the off period.
  • the signal (10) output from the falling delay circuit 34 is a signal obtained by delaying the falling of the signal output from the AND circuit 39 by a minute time.
  • the signal (6) output from the comparison circuit 22 is input to the clock input terminal C of the FF 28, and the signal (10) output from the falling delay circuit 34 is input to the reset terminal R of the FF 28. Therefore, the signal (11) output from the output terminal Q of the FF 28 becomes H level when the voltage V R1 becomes lower than the reference voltage V REF3 during the period when the switching element F1 is OFF, and then the switching element F1 is turned ON. After a short time, the signal becomes L level. That is, the signal (11) indicates whether or not a normal regenerative current is generated in a period in which the switching element F1 is turned off after being turned on.
  • the signal (11) output from the FF 28 and the signal (10) output from the falling delay circuit 34 are input to the EXOR circuit 60. Therefore, when the coil L2 is normally connected, the signal (12) output from the EXOR circuit 60 is a period of a minute delay time Td from when the signal (10) rises to when the signal (11) rises. Becomes H level.
  • the AND circuit 41 receives a signal (13) obtained by inverting the clock signal (2) by the NOT circuit 64 and a signal (12) output from the EXOR circuit 60.
  • a signal (13) obtained by inverting the clock signal (2) by the NOT circuit 64 and a signal (12) output from the EXOR circuit 60.
  • the FF 30 is reset as an initial state, and the signal (15) output from the inverting output terminal / Q is at the H level.
  • the signal (15) is maintained at the H level. Therefore, the signal output from the AND circuit 44 changes according to the signal (3) output from the current control unit 14, and the switching element F1 is turned on / off based on the clock signal (2).
  • the signal (12) output from the EXOR circuit 60 becomes the H level during the OFF period of the switching element F1 in the PWM control indicated by the signal (10). Since the falling timing of the signal (10) is later than the falling timing of the clock signal (2), the signal (12) falls after the signal (13) rises. Therefore, the signal (14) output from the AND circuit 41 is at the H level during the period when both the signals (12) and (13) are at the H level. Then, when the signal (14) becomes H level, the signal (15) output from the inverting output terminal / Q of the FF 30 becomes L level. As a result, all the signals output from the AND circuits 44 to 47 become L level, and the switching elements F1 to F4 are all held off.
  • the motor drive device 10 when the negative current whose absolute value is larger than the predetermined set value does not flow through the parasitic diode of the switching element F2 during the period when the switching element F1 is turned off after being turned on, It is determined that L2 is disconnected from the motor drive device 10, and the switching elements F1 to F4 are held off. The same applies to the switching elements F2 to F4. Therefore, as shown in FIG. 4, for example, when the voltage V R1 decreases slowly when the switching element F1 is turned off from the on state, the motor specification is a predetermined level after a predetermined time from turning on to off.
  • the disconnection of the coil L2 is determined not by whether or not a larger avalanche current flows, but by whether or not a negative current having an absolute value greater than a predetermined set value flows during the period when the switching element F1 is OFF, the disconnection of the coil L2 False detection can be prevented. That is, it becomes possible to prevent thermal destruction of the switching element regardless of the motor specifications.
  • Whether or not a negative current having an absolute value larger than a predetermined set value flows during the period when the switching element F1 is OFF is generated by the resistor R1 with a voltage VR1 corresponding to the current flowing through the parasitic diode of the switching element F2. It can be determined by detecting whether V R1 has become lower than a predetermined level of negative voltage V REF3 .
  • the negative voltage V R1 and the negative reference voltage V REF3 can be compared using a comparison circuit capable of positive voltage comparison.
  • the motor drive device 10 when the maximum value of the current flowing through the coil during the period when the switching element is on is smaller than the absolute value of the detection level of the negative current flowing during the period when the switching element is off after the switching element is on.
  • the determination of the disconnection of the coil is not performed. That is, for example, as shown in FIG. 5, when the maximum value of the current flowing through the coil is changed stepwise by microstepping driving, the switching element is in the off period when the maximum value of the current flowing through the coil is small.
  • the absolute value of the negative current generated is small even when the coil is normally connected. Therefore, it is possible to prevent erroneous detection of coil breakage by not determining the coil breakage during such a period.
  • Whether the maximum value of the current that flows in the coil during the period when the switching element is on is smaller than the absolute value of the detection level of the negative current that flows during the period when the switching element is off after being on is based on the absolute value.
  • the determination can be made by comparing the positive reference voltage V REF2 greater than the voltage V REF3 with the voltage V R1 .
  • the said embodiment is for making an understanding of this invention easy, and is not for limiting and interpreting this invention.
  • the present invention can be changed and improved without departing from the gist thereof, and the present invention includes equivalents thereof.
  • the switching element F1 when the switching element L1 is turned off from on, the regenerative current flows through the parasitic diode of the switching element F2.
  • the switching element F1 is turned off from on.
  • a regenerative current may be passed through the switching element F2.
  • the switching element F2 corresponds to a rectifying element for flowing a regenerative current.
  • a rectifying element such as a diode for flowing a regenerative current may be provided separately.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Stepping Motors (AREA)

Abstract

　モータ駆動装置は、電磁結合された第１及び第２コイルを有するステッピングモータの第１コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子と、接地側から第２コイルの向きに通電可能な整流素子と、第１コイルに流れる電流を検出可能なコイル電流検出部と、整流素子に流れる電流を検出可能な回生電流検出部と、所定間隔でスイッチング素子をオンするとともに、コイル電流検出部での検出結果に基づいて、第１コイルを流れる電流が所定の設定電流に達するとスイッチング素子をオフする制御部と、スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に、絶対値が所定の設定値より大きい負電流が整流素子を流れたかどうかを検出する負電流検出部と、を備え、制御部は、負電流検出部の検出結果に基づいて、負電流が流れていない場合はスイッチング素子をオフのまま保持する。

Description

モータ駆動装置
　本発明は、モータ駆動装置に関する。
　プリンタのキャリッジの位置決め等、様々な電子機器の制御にステッピングモータが用いられている。図６は、２相のステッピングモータを駆動する一般的なモータ駆動装置の一例を示す図である。Ａ相の磁界を形成するコイルＬ１，Ｌ２及びＢ相の磁界を形成するコイルＬ３，Ｌ４によりモータＭが構成され、モータＭの駆動を制御するためにモータ駆動装置１００が設けられている。モータ駆動装置１００は、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流を制御するスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４のオンオフを制御する出力制御部１０２、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流を検出する抵抗Ｒ１，Ｒ２、及びコイルＬ１～Ｌ４に流れる電流が所定の電流に達したかどうかを検出する電流検出部１０４を含んで構成されている。
　例えば、出力制御部１０２は、スイッチング素子Ｆ１をオンにすることにより、モータコイルＬ１に電流を流す。コイルＬ１に流れる電流が時間の経過とともに増加し、抵抗Ｒ１の一端に現れる電流検出電圧も上昇していく。そして、電流検出電圧が所定の基準電圧ＶREF1より高くなったことが電流検出部１０４によって検出されると、出力制御部１０２はコイルＬ１に流れる電流が所定の電流に達したと判断し、スイッチング素子Ｆ１をオフにする。その後も、出力制御部１０２はスイッチング素子Ｆ１のオンオフを繰り返す。また、その他のスイッチング素子Ｆ２～Ｆ４についても同様に制御される。すなわち、モータ駆動装置１００では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御により、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流量の調整が行われている。
　ところで、モータＭにおいては、Ａ相のコイルＬ１，Ｌ２で１組の変圧器構造が形成され、Ｂ相のコイルＬ３，Ｌ４で１組の変圧器構造が形成されている。したがって、例えば、スイッチング素子Ｆ１をオンオフする場合、図７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｆ１がオンの期間にコイルＬ１に電流が流れてエネルギーが蓄積され、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｆ１がオフになるとコイルＬ１に蓄積されたエネルギーはコイルＬ２に伝達し、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードからコイルＬ２の経路で回生電流が流れることによって消費される。すなわち、図８に示すように、スイッチング素子Ｆ１がオンの期間にスイッチング素子Ｆ１を流れる電流ＩDは増加していき、スイッチング素子Ｆ１がオフになると、電流ＩDが直ちに低下するとともにスイッチング素子Ｆ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが上昇する。また、スイッチング素子Ｆ２をオンオフする場合は、スイッチング素子Ｆ２がオンの期間にコイルＬ２に蓄積されたエネルギーは、スイッチング素子Ｆ２がオフになるとコイルＬ１に伝達し、スイッチング素子Ｆ１の寄生ダイオードからコイルＬ１の経路で電流が流れることによって消費される。Ｂ相のコイルＬ３，Ｌ４についても同様である。
　このように、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４のオンオフに伴って、コイルＬ１，Ｌ２間、及びコイルＬ３，Ｌ４間においてエネルギーの伝達が行われている。そのため、例えば、接続不良等によってコイルＬ２がモータ駆動装置１００から断線されてしまうと、スイッチング素子Ｆ１がオンからオフとなった際に、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーがコイルＬ２に伝達されなくなってしまう。この場合、図９に示すように、スイッチング素子Ｆ１がオフになるとスイッチング素子Ｆ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが急激に非常に高いレベルまで上昇し、スイッチング素子Ｆ１がアバランシェ状態となる。そして、コイルＬ１に蓄積されているエネルギーはアバランシェ・エネルギーとしてスイッチング素子Ｆ１に吸収され、スイッチング素子Ｆ１を流れるアバランシェ電流によって緩やかに消費される。このようなアバランシェ状態が発生すると、スイッチング素子Ｆ１のドレイン・ソース間電圧ＶDSが非常に高くなるため、コイルＬ２がモータ駆動装置１００から断線された状態でスイッチング素子Ｆ１のオンオフが繰り返されると、スイッチング素子Ｆ１は接合部の温度が上昇して熱破壊されてしまう恐れがある。
　そこで、このようなスイッチング素子の熱破壊を防止する機能を有するモータ駆動装置が用いられることがある（例えば、特開２００７－１２４８４９号公報）。図１０は、スイッチング素子の熱破壊を防止する機能を有するモータ駆動装置の構成例を示す図である。モータ駆動装置１２０は、モータ駆動装置１００の構成に加え、アバランシェ電流の発生有無を検出するための電流検出部１２２をさらに含んでいる。
　モータ駆動装置１２０では、電流検出部１２２の検出結果に基づいて、アバランシェ電流が検出された場合はスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオフのまま保持されることにより、アバランシェ状態の発生が抑制されている。具体的には、図１１に示すように、例えばコイルＬ２がモータ駆動装置１２０に接続された状態でスイッチング素子Ｆ１がオンオフを繰り返している場合、抵抗Ｒ１の一端に現れる電流検出電圧ＶR1は、スイッチング素子Ｆ１のオンの期間にＶREF1まで上昇し、スイッチング素子Ｆ１がオフになると急激に負の電圧となるように変化している。一方、コイルＬ２がモータ駆動装置１２０から断線されてしまうと、スイッチング素子Ｆ１がオフになっても電流検出電圧ＶR1は急激に低下するのではなく、緩やかに低下していくことになる。そこで、モータ駆動装置１２０では、電流検出部１２２において、基準電圧ＶREF1より低い基準電圧ＶREF2と電流検出電圧ＶR1とが比較されている。そして、出力制御部１０２は、電流検出部１２２での検出結果に基づいて、スイッチング素子Ｆ１がオフとなってから所定時間後に電流検出電圧ＶR1が基準電圧ＶREF2より高くなっている場合には、アバランシェ電流が発生していると判断し、スイッチング素子をオフのままに保持している。スイッチング素子Ｆ２～Ｆ４をオンオフする場合にも同様の動作によってアバランシェ電流の検出が行われる。
　このように、モータ駆動装置１２０ではアバランシェ電流によってコイルＬ１～Ｌ４がモータ駆動装置１２０から断線されていないかどうかを検出している。ところが、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオンからオフになった後のスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４を流れる電流の変化はモータの仕様によって異なるため、コイルＬ１～Ｌ４がモータ駆動装置１２０に正常に接続されている場合であっても、コイルＬ１～Ｌ４がモータ駆動装置１２０から断線されていると誤検知してしまうおそれがある。例えば、ハイブリッドモータとＰＭ（Permanent Magnet）モータとでは、製品の特性バラツキ等により、ＰＭモータの方がコイルＬ１，Ｌ２間及びコイルＬ３，Ｌ４間の結合が悪くなることがある。そのため、ハイブリッドモータの場合であれば、図１２に示すようにスイッチング素子Ｆ１がオンからオフとなるとスイッチング素子Ｆ１を流れる電流ＩDは急激に低下するのに対して、ＰＭモータの場合であれば、図１３に示すようにスイッチング素子Ｆ１がオフになった後もしばらくの間スイッチング素子Ｆ１に電流ＩDが流れることがある。したがって、このようなＰＭモータの場合に、スイッチング素子がオフになってから電流が下がりきる前にアバランシェ電流の検出をしてしまうと、コイルの断線を誤検知してしまうことがある。
　そこで、スイッチング素子がオフになった後の電流の低下速度が遅いＰＭモータのコイルの断線の誤検知を防ぐためには、スイッチング素子がオンからオフになってからアバランシェ電流を検出するタイミングを遅くする必要がある。しかし、アバランシェ電流の検出タイミングを遅くしてしまうと、コイルが断線している場合のアバランシェ状態の時間が比較的短いハイブリッドモータの場合に、アバランシェ状態を検出することができなくなってしまう。
　本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、モータの仕様によらずスイッチング素子の熱破壊を防止可能なモータ駆動装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明のモータ駆動装置は、一端が電源側に接続されるとともに電磁結合された第１及び第２コイルを有するステッピングモータの前記第１コイルの他端と一端が接続され、他端が接地側に接続され、前記第１コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子と、一端が前記第２コイルの他端と接続され、他端が接地側に接続され、接地側から前記第２コイルの向きに通電可能な整流素子と、前記第１コイルに流れる電流を検出可能なコイル電流検出部と、前記整流素子に流れる電流を検出可能な回生電流検出部と、所定間隔で前記スイッチング素子をオンするとともに、前記コイル電流検出部での検出結果に基づいて、前記第１コイルを流れる電流が所定の設定電流に達すると前記スイッチング素子をオフする制御部と、前記スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に、前記回生電流検出部での検出結果に基づいて、絶対値が所定の設定値より大きい負電流が前記整流素子を流れたかどうかを検出する負電流検出部と、を備え、前記制御部は、前記負電流検出部の検出結果に基づいて、前記負電流が流れていない場合は前記スイッチング素子をオフのまま保持する。
本発明の一実施形態であるモータ駆動装置の構成を示す図である。 コイルが正常に接続されている場合の、モータ駆動装置の動作の概要を示す図である。 スイッチング素子をオンオフしている期間にコイルが断線した場合のモータ駆動装置の動作の一例を示す図である。 スイッチング素子がオンからオフになった際の電圧ＶR1の変化の一例を示す図である。 マイクロステッピング駆動による電流変化の一例を示す図である。 ２相のステッピングモータを駆動する一般的なモータ駆動装置の一例を示す図である。 スイッチング素子の状態に応じた電流経路を示す図である。 コイルが正常に接続されている場合における、スイッチング素子の状態に応じた電流及び電圧の変化の一例を示す図である。 コイルが断線されている場合における、スイッチング素子の状態に応じた電流及び電圧の変化の一例を示す図である。 スイッチング素子の熱破壊を防止する機能を有するモータ駆動装置の構成例を示す図である。 アバランシェ状態を検出する動作の一例を示すタイミングチャートである。 ハイブリッドモータの場合の電流変化の一例を示す図である。 ＰＭモータの場合の電流変化の一例を示す図である。
符号の説明
　Ｍ　モータ
　Ｌ１～Ｌ４　コイル
　Ｆ１～Ｆ４　スイッチング素子
　Ｒ１～Ｒ６　抵抗
　１０　モータ駆動装置
　１２　励磁部
　１４　電流制御部
　１６，１８　基準クロック生成回路
　２０～２３　比較回路
　２６～３１　フリップフロップ（ＦＦ）
　３４　立ち下がり遅延回路
　３７～４７　ＡＮＤ回路
　５０～５３　ＮＡＮＤ回路
　５６，５７　ＯＲ回路
　６０，６１　ＥＸＯＲ回路
　６４　ＮＯＴ回路
　図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動装置の構成を示す図である。モータ駆動装置１０は集積化されており、接続端子を介して接続されたモータＭを駆動する。
　モータＭは、コイルＬ１～Ｌ４を含んで構成された２相のユニポーラ型ステッピングモータである。コイルＬ１，Ｌ２は同一の固定子に互いに逆向きに巻かれて電磁結合されており、Ａ相の磁界を形成する。同様に、コイルＬ３，Ｌ４は同一の固定子に互いに逆向きに巻かれて電磁結合されており、Ｂ相の磁界を形成する。コイルＬ１～Ｌ４は、一端に例えば２４Ｖの電源電圧ＶCCが印加され、他端が接続端子を介してスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４と接続されている。
　スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４は、コイルＬ１～Ｌ４の通電を制御する素子であり、本実施形態ではＮチャネルＭＯＳＦＥＴにより実現されている。また、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４のドレイン・ソース間には、接地側から電源側の向きを順方向とする寄生ダイオードが形成されている。
　抵抗Ｒ１は、コイルＬ１，Ｌ２に流れる電流を検出するためのものであり、一端がスイッチング素子Ｆ１，Ｆ２のソースと接続され、他端が接地されている。また、抵抗Ｒ２は、コイルＬ３，Ｌ４に流れる電流を検出するためのものであり、一端がスイッチング素子Ｆ３，Ｆ４のソースと接続され、他端が接地されている。したがって、抵抗Ｒ１，Ｒ２とスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４との接続点には、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流に応じた電圧ＶR1，ＶR2（第１検出電圧）が発生することになる。また、接地側からスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４の寄生ダイオードを介して回生電流が流れる場合においては、回生電流に応じた電圧ＶR1，ＶR2（第２検出電圧）が発生する。なお、抵抗Ｒ１，Ｒ２が本発明のコイル電流検出部及び回生電流検出部に相当する。
　励磁部１２は、２相励磁や１－２相励磁等の励磁方式に応じてコイルＬ１～Ｌ４の通電を制御するための励磁信号を出力する。そして、励磁部１２から出力される励磁信号が切り替わる度にモータＭが所定角度で回転していくことになる。なお、励磁部１２には外部のマイコン等からモータＭの回転速度を制御するための信号が入力されており、励磁部１２から出力される励磁信号のパルス幅は回転速度に応じたものとなっている。
　電流制御部１４（制御部）は、電圧ＶR1，ＶR2と所定の基準電圧ＶREF1とを比較することにより、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流が基準電圧ＶREF1に応じた所定の設定電流となるようスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４のオンオフを制御する。例えば、励磁部１２からの励磁信号に応じてコイルＬ１に電流を流す場合においては、電流制御部１４は、スイッチング素子Ｆ１がオンとなる信号を出力してコイルＬ１に電流を流し、電圧ＶR1が基準電圧ＶREF1に達するとスイッチング素子Ｆ１がオフとなる信号を出力し、スイッチング素子Ｆ１がオフとなった後、所定のタイミングで再びスイッチング素子Ｆ１がオンとなる信号を出力するという処理を繰り返す。なお、スイッチング素子Ｆ１がオンからオフになると、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーがコイルＬ２に伝達され、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオード（整流素子）を介してコイルＬ２に負電流（回生電流）が流れる。なお、負電流の絶対値の最大値は、コイルＬ１に流れる電流の最大値と同程度となる。同様に、スイッチング素子Ｆ２がオンからオフになった場合は、スイッチング素子Ｆ１の寄生ダイオードを介してコイルＬ１に負電流が流れることになる。スイッチング素子Ｆ３，Ｆ４のオンオフについても同様である。このように、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がＰＷＭ制御されることにより、コイルＬ１～Ｌ４に流れる電流は基準電圧ＶREF1に応じた所定の設定電流となるように制御される。
　基準クロック生成回路１６は、電流制御部１４がスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４をＰＷＭ制御する際にスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４をオンにするタイミングの基準となる所定周波数のクロック信号を生成する。本実施形態では、基準クロック生成回路１６から出力されるクロック信号の立ち下がりのタイミングでスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオンされることとする。また、基準クロック生成回路１８は、基準クロック生成回路１６から出力されるクロック信号と立ち下がりのタイミングが同じで、基準クロック生成回路１６から出力されるクロック信号より先に立ち上がるクロック信号を生成する。
　比較回路２０～２３、フリップフロップ（ＦＦ）２６～３１、立ち下がり遅延回路３４、ＡＮＤ回路３７～４７、ＮＡＮＤ回路５０～５３、ＯＲ回路５６，５７、ＥＸＯＲ回路６０，６１、ＮＯＴ回路６４、及び抵抗Ｒ３～Ｒ６は、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオンの後にオフとなっている期間に、絶対値が所定の設定値より大きい負電流がスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４を流れたかどうかを検出する負電流検出部を構成している。所定の設定値より大きい負電流が流れていない場合は、コイルＬ１～Ｌ４がモータ駆動装置１０に正常に接続されていないと判定され、ＡＮＤ回路４３から出力される信号がＬレベルとなってＡＮＤ回路４４～４７から出力される信号が全てＬレベルとなり、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４が全てオフに保持される。なお、ＦＦ２６～３１、立ち下がり遅延回路３４、ＡＮＤ回路３７～４７、ＮＡＮＤ回路５０～５３、ＯＲ回路５６，５７、ＥＸＯＲ回路６０，６１、及びＮＯＴ回路６４により構成される回路が本発明の停止信号出力回路に相当する。また、比較回路２０，２１、ＦＦ２６，２７、及びＡＮＤ回路３７～４０により構成される回路が本発明の設定電流検出回路に相当する。
　例えば、スイッチング素子Ｆ１がオンオフされている場合において、スイッチング素子Ｆ１がオンからオフになると、コイルＬ２がモータ駆動装置１０に正常に接続されている場合には、抵抗Ｒ１及びスイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードを介してコイルＬ２に負電流が流れることになる。このとき、電圧ＶR1は負電流の大きさに応じた負電圧となる。比較回路２２は、この電圧ＶR1に基づいて、所定の設定値より大きい負電流が流れたかどうかを示す信号を出力する。具体的には、比較回路２２では、例えば５Ｖの正電圧と電圧ＶR1とを抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧して得られる電圧と、所定の基準電圧ＶREF3＋との比較が行われる。すなわち、抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点に現れる電圧が基準電圧ＶREF3＋より低くなると、所定の設定値より大きい負電流が流れたと判定されることになる。なお、抵抗Ｒ３，Ｒ４は、比較回路２２が正のレベルで電圧比較可能なように、電圧ＶR1が負レベルの基準電圧ＶREF3のときに抵抗Ｒ３，Ｒ４の接続点の電圧がＶREF3＋となるよう電圧ＶR1をレベルシフトするレベルシフト回路を構成している。抵抗Ｒ５，Ｒ６についても同様に電圧ＶR2をレベルシフトするレベルシフト回路となっている。また、スイッチング素子Ｆ２～Ｆ４がオンオフされている場合においても、同様に負電流の検出が行われる。
　ここで、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオンからオフとなった際に発生する負電流の絶対値の最大値は、コイルＬ１～Ｌ４に流れる基準電圧ＶREF1に応じた正電流の最大値と同程度となるため、基準電圧ＶREF1が低い場合は負電流の絶対値の最大値も小さくなり、コイルＬ１～Ｌ４が正常にモータ駆動装置１０に接続されている場合であっても、基準電圧ＶREF3に応じた負電流が発生せず、コイルＬ１～Ｌ４がモータ駆動装置１０から断線されていると判定される可能性がある。そこで、モータ駆動装置１０では、コイルＬ１～Ｌ４に流れる正電流の最大値が所定レベルより大きい場合に限り、コイルＬ１～Ｌ４の断線判定に基づいてスイッチング素子Ｆ１～Ｆ４をオフとすることとしている。具体的には、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオンになっている期間に、基準電圧ＶREF3より絶対値が大きい所定の基準電圧ＶREF2より電圧ＶR1，ＶR2が高くなるかどうかに基づいて、コイルＬ１～Ｌ４に流れる正電流の最大値が所定レベルより大きいかどうかの判定が行われている。例えば、スイッチング素子Ｆ１をオンオフしている場合において、比較回路２０では、電圧ＶR1と基準電圧ＶREF2との比較が行われる。すなわち、電圧ＶR1が基準電圧ＶREF2より高くなると、コイルＬ１に流れる正電流の最大値が所定レベルより大きくなったと判定される。スイッチング素子Ｆ２～Ｆ４がオンオフされている場合においても同様である。
　図２に示すタイミングチャートを参照して、コイルＬ１～Ｌ４が正常に接続されている場合の、モータ駆動装置１０の動作の概要を説明する。図２のタイミングチャートでは、コイルＬ１，Ｌ２に流れる電流がＩA，ＩABで表され、スイッチング素子Ｆ１，Ｆ２のゲートに入力される信号がＳ１，Ｓ２で表されている。
　図２の例では、まず、コイルＬ１への通電を指示する励磁信号が励磁部１２から出力されていることとしている。したがって、スイッチング素子Ｆ１に出力される信号Ｓ１がＨレベルとなり、電流ＩAが増加していくとともに電圧ＶR1が上昇していく。そして、電圧ＶR1が基準電圧ＶREF1に達すると、電流制御部１４が信号Ｓ１をＬレベルに変化させ、スイッチング素子Ｆ１がオフになる。スイッチング素子Ｆ１がオフになると、電流ＩAが急激に減少するとともに、コイルＬ１に蓄積されたエネルギーがコイルＬ２に伝達し、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードからコイルＬ２に向かって負の電流ＩABが流れ、電圧ＶR1も電流ＩABに応じた負電圧となる。その後、電流制御部１４が、基準クロック生成回路１６から出力されるクロック信号に基づいて信号Ｓ１を再びＨレベルに変化させると、電流ＩAが増加していく。このように、コイルＬ１への通電を指示する励磁信号が出力されている期間においては、コイルＬ１を流れる電流の最大値が基準電圧ＶREF1に応じた所定の設定電流となるようスイッチング素子Ｆ１がＰＷＭ制御される。
　また、図２の例では、コイルＬ１の次にコイルＬ２への通電を指示する励磁信号が励磁部１２から出力されていることとしている。コイルＬ２への通電を指示する励磁信号が出力されている期間においても、コイルＬ１の場合と同様に、コイルＬ２を流れる電流の最大値が基準電圧ＶREF1に応じた所定の設定電流となるようスイッチング素子Ｆ２がＰＷＭ制御される。なお、スイッチング素子Ｆ２がＰＷＭ制御されている場合、スイッチング素子Ｆ２がオンからオフになると、スイッチング素子Ｆ１の寄生ダイオードからコイルＬ１に向かって負の電流ＩAが流れ、電圧ＶR1が電流ＩAに応じた負電圧となる。
　図３に示すタイミングチャートを参照して、スイッチング素子Ｆ１をオンオフしている期間にコイルＬ２が断線した場合のモータ駆動装置１０の動作の一例について説明する。まず、初期状態としてはコイルＬ２がモータ駆動装置１０に正常に接続されていることとする。なお、前述したように、基準クロック生成回路１６からはＰＷＭ制御の基準となる所定周波数のクロック信号（１）が出力されており、基準クロック生成回路１８からはクロック信号（１）と立ち下がりのタイミングが同じで、クロック信号（１）よりも先に立ち上がるクロック信号（２）が出力されている。コイルＬ１への通電を指示する励磁信号が励磁部１２から出力されると、電流制御部１４から出力される信号（３）がＨレベルとなり、スイッチング素子Ｆ１がオンとなる。スイッチング素子Ｆ１がオンになると電圧ＶR1が上昇していき、基準電圧ＶREF1に達すると電流制御部１４から出力される信号（３）がＬレベルとなる。信号（３）がＬレベルになるとスイッチング素子Ｆ１がオフとなる。コイルＬ２が正常に接続されている状態では、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードを介して負電流が流れ、基準電圧ＶREF1と同程度の絶対値の負電圧まで電圧ＶR1が低下する。なお、図３の例においては、基準電圧ＶREF1は基準電圧ＶREF2より高く、コイルＬ２が正常に接続されている場合に生じる負レベルの電圧ＶR1は基準電圧ＶREF3より低くなっている。
　ＮＡＮＤ回路５０には、励磁部１２から出力されるコイルＬ１への通電を制御するためのＨレベルの信号と、電流制御部１４から出力される信号（３）とが入力されているため、ＮＡＮＤ回路５０から出力される信号（４）は信号（３）の反転信号となっている。また、基準電圧ＶREF1が基準電圧ＶREF2より高いため、比較回路２０から出力される信号は電圧ＶR1が基準電圧ＶREF2より高くなっている期間Ｈレベルとなっている。そして、比較回路２２から出力される信号（６）は、電圧ＶR1が基準電圧ＶREF3より低い期間Ｈレベルとなる。したがって、スイッチング素子Ｆ１がオフの期間に信号（６）がＨレベルとなる期間が生じていれば、コイルＬ２が正常に接続されており、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードを介して流れる負電流によってコイルＬ１に蓄積されたエネルギーが消費されていることとなる。なお、スイッチング素子Ｆ１の応答遅延により、信号（３）の立ち下がりから遅延時間Ｔｄ後に信号（６）が変化している。
　ＡＮＤ回路３７には、クロック信号（１）と比較回路２０から出力される信号（５）とが入力されている。したがって、ＡＮＤ回路３７から出力される信号（７）は、クロック信号（１）が立ち上がってから電圧ＶR1が基準電圧ＶREF2より高くなっている期間Ｈレベルとなる。そして、ＦＦ２６のクロック入力端子Ｃに信号（７）が入力され、ＦＦ２６のリセット端子Ｒにクロック信号（２）が入力されている。したがって、ＦＦ２６の出力端子Ｑから出力される信号（８）は、クロック信号（２）の立ち下がりでＬレベルにリセットされた後、信号（７）の立ち上がりでＨレベルとなる。すなわち、信号（８）は、基準電圧ＶREF1が基準電圧ＶREF2より高い場合に、クロック信号（１）の立ち上がりから立ち下がりまでの期間Ｈレベルとなる。
　ＡＮＤ回路３９には、ＯＲ回路５６から出力される信号（４）と、ＦＦ２６から出力される信号（８）とが入力されている。信号（４）はスイッチング素子Ｆ１がオフの期間にＨレベルとなるため、ＡＮＤ回路３９から出力される信号（９）は、基準電圧ＶREF1が基準電圧ＶREF2より高い状態でスイッチング素子Ｆ１がＰＷＭ制御されている状態におけるスイッチング素子Ｆ１がオフの期間にＨレベルとなる。
　立ち下がり遅延回路３４から出力される信号（１０）は、ＡＮＤ回路３９から出力される信号の立ち下がりを微小時間遅延させた信号となっている。そして、ＦＦ２８のクロック入力端子Ｃに比較回路２２から出力される信号（６）が入力され、ＦＦ２８のリセット端子Ｒに立ち下がり遅延回路３４から出力される信号（１０）が入力されている。したがって、ＦＦ２８の出力端子Ｑから出力される信号（１１）は、スイッチング素子Ｆ１がオフの期間に電圧ＶR1が基準電圧ＶREF3より低くなるとＨレベルとなり、次にスイッチング素子Ｆ１がオンになってから微小時間後にＬレベルとなる。すなわち、信号（１１）は、スイッチング素子Ｆ１がオンの後にオフとなっている期間に正常な回生電流が発生したかどうかを示すものとなっている。
　ＥＸＯＲ回路６０には、ＦＦ２８から出力される信号（１１）と立ち下がり遅延回路３４から出力される信号（１０）とが入力されている。したがって、コイルＬ２が正常に接続されている場合、ＥＸＯＲ回路６０から出力される信号（１２）は、信号（１０）が立ち上がってから信号（１１）が立ち上がるまでの微小な遅延時間Ｔｄの期間だけＨレベルとなる。
　ＡＮＤ回路４１には、クロック信号（２）をＮＯＴ回路６４で反転して得られる信号（１３）と、ＥＸＯＲ回路６０から出力される信号（１２）とが入力されている。コイルＬ２が正常に接続されている場合、信号（１２）がＨレベルとなる期間は微小な時間Ｔｄのみであり、信号（１３）がＨレベルの期間とは重ならず、信号（１４）はＬレベルのまま維持される。
　ＦＦ３０は初期状態としてリセットされており、反転出力端子／Ｑから出力される信号（１５）はＨレベルとなっている。コイルＬ２が正常に接続されている場合は、クロック入力端子Ｃに入力される信号（１４）がＬレベルのままであるため、信号（１５）はＨレベルのまま維持される。したがって、ＡＮＤ回路４４から出力される信号は電流制御部１４から出力される信号（３）に応じて変化し、スイッチング素子Ｆ１がクロック信号（２）に基づいてオンオフされることになる。
　その後、図３に示すように、スイッチング素子Ｆ１がオンオフされている途中でコイルＬ２がモータ駆動装置１０から断線したとする。コイルＬ２が断線すると、スイッチング素子Ｆ１がオンからオフになっても回生電流が発生せず、スイッチング素子Ｆ１が次にオンとなる予定のクロック信号（２）の立ち下がりまでの期間に、電圧ＶR1が基準電圧ＶREF3より低い状態が発生しない。したがって、スイッチング素子Ｆ１がオンの後にオフとなっている期間に、比較回路２２から出力される信号（６）はＬレベルのまま維持されている。そのため、ＦＦ２８の出力端子Ｑから出力される信号（１１）もＬレベルのままとなる。これにより、ＥＸＯＲ回路６０から出力される信号（１２）は、信号（１０）が示すＰＷＭ制御におけるスイッチング素子Ｆ１のオフの期間Ｈレベルとなる。そして、信号（１０）の立ち下がりのタイミングはクロック信号（２）の立ち下がりのタイミングよりも遅いため、信号（１３）が立ち上がった後に信号（１２）が立ち下がることになる。したがって、ＡＮＤ回路４１から出力される信号（１４）は信号（１２），（１３）が共にＨレベルとなっている期間Ｈレベルとなる。そして、信号（１４）がＨレベルになることにより、ＦＦ３０の反転出力端子／Ｑから出力される信号（１５）がＬレベルとなる。これにより、ＡＮＤ回路４４～４７から出力される信号が全てＬレベルとなり、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４が全てオフに保持される。
　したがって、モータ駆動装置１０では、スイッチング素子Ｆ１がオンの後にオフとなっている期間に、絶対値が所定の設定値より大きい負電流がスイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードを流れていない場合には、コイルＬ２がモータ駆動装置１０から断線していると判定され、スイッチング素子Ｆ１～Ｆ４がオフのまま保持される。スイッチング素子Ｆ２～Ｆ４の場合についても同様である。そのため、図４に示すように、例えば、モータの仕様が、スイッチング素子Ｆ１がオンからオフになった際の電圧ＶR1の低下が遅い場合において、オンからオフとなってから所定時間後に所定レベルより大きいアバランシェ電流が流れているかどうかではなく、スイッチング素子Ｆ１がオフの期間に絶対値が所定の設定値より大きい負電流が流れたかどうかによってコイルＬ２の断線が判定されるため、コイルＬ２の断線の誤検出を防ぐことができる。すなわち、モータの仕様によらずスイッチング素子の熱破壊を防止することが可能となる。
　なお、スイッチング素子Ｆ１がオフの期間に絶対値が所定の設定値より大きい負電流が流れたかどうかは、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードを流れる電流に応じた電圧ＶR1を抵抗Ｒ１で生成し、電圧ＶR1が所定レベルの負電圧ＶREF3より低くなったかどうかを検出することにより判定することができる。
　また、負レベルとなる電圧ＶR1を抵抗Ｒ３，Ｒ４で構成されるレベルシフト回路によって正電圧にレベルシフトした電圧と、基準電圧ＶREF3に応じた正レベルの基準電圧ＶREF3＋とを比較することにより、電圧ＶR1が所定レベルの負電圧ＶREF3より低くなったかどうかを検出することができる。すなわち、正レベルの電圧比較が可能な比較回路を用いて、負レベルとなる電圧ＶR1と負レベルの基準電圧ＶREF3とを比較することができる。
　さらに、モータ駆動装置１０では、スイッチング素子がオンの期間にコイルに流れる電流の最大値が、スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に流れる負電流の検出レベルの絶対値より小さい場合は、コイルの断線の判定を行わないようにしている。すなわち、例えば、図５に示すようにマイクロステッピング駆動によってコイルに流れる電流の最大値が段階的に変化する場合において、コイルに流れる電流の最大値が小さい期間においては、スイッチング素子がオフの期間に生じる負電流の絶対値はコイルが正常に接続されている場合であっても小さくなる。そのため、このような期間についてはコイルの断線の判定を行わないようにすることにより、コイルの断線の誤検出を防ぐことができる。
　なお、スイッチング素子がオンの期間にコイルに流れる電流の最大値が、スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に流れる負電流の検出レベルの絶対値より小さいかどうかは、絶対値が基準電圧ＶREF3より大きい正の基準電圧ＶREF2と電圧ＶR1との比較によって判定することができる。
　なお、上記実施形態は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。例えば、本実施形態では、例えばスイッチング素子Ｌ１がオンからオフになった際には、スイッチング素子Ｆ２の寄生ダイオードを介して回生電流が流れることとしたが、スイッチング素子Ｆ１がオンからオフになった際にスイッチング素子Ｆ２をオンにすることにより、スイッチング素子Ｆ２を介して回生電流を流すこととしてもよい。この場合、スイッチング素子Ｆ２が回生電流を流すための整流素子に相当する。また、スイッチング素子の寄生ダイオードではなく、回生電流を流すためのダイオード等の整流素子を別途設けることとしてもよい。

Claims (5)

  1. 　一端が電源側に接続されるとともに電磁結合された第１及び第２コイルを有するステッピングモータの前記第１コイルの他端と一端が接続され、他端が接地側に接続され、前記第１コイルに流れる電流を制御するスイッチング素子と、
    　一端が前記第２コイルの他端と接続され、他端が接地側に接続され、接地側から前記第２コイルの向きに通電可能な整流素子と、
    　前記第１コイルに流れる電流を検出可能なコイル電流検出部と、
    　前記整流素子に流れる電流を検出可能な回生電流検出部と、
    　所定間隔で前記スイッチング素子をオンするとともに、前記コイル電流検出部での検出結果に基づいて、前記第１コイルを流れる電流が所定の設定電流に達すると前記スイッチング素子をオフする制御部と、
    　前記スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に、前記回生電流検出部での検出結果に基づいて、絶対値が所定の設定値より大きい負電流が前記整流素子を流れたかどうかを検出する負電流検出部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、前記負電流検出部の検出結果に基づいて、前記負電流が流れていない場合は前記スイッチング素子をオフのまま保持すること、
    　を特徴とするモータ駆動装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記回生電流検出部は、一端が前記整流素子の他端に接続され、他端が接地側に接続され、前記整流素子を流れる電流に応じた第１検出電圧を生成する第１抵抗を含んで構成され、
    　前記制御部は、前記スイッチング素子がオンとなっている期間に、前記第１検出電圧が前記設定電流に応じた所定レベルの電圧に達すると前記スイッチング素子をオフし、
    　前記負電流検出部は、前記スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に、前記第１検出電圧が前記負電流に応じた所定レベルの負電圧より低くなったかどうかを検出し、
    　前記制御部は、前記第１検出電圧が前記負電圧より低くならなかった場合は前記スイッチング素子をオフのまま保持すること、
    　を特徴とするモータ駆動装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記負電流検出部は、
    　前記第１検出電圧の低下に応じて低くなり、前記第１検出電圧が前記負電圧の際に所定レベルの正電圧となるよう前記第１検出電圧をレベルシフトするレベルシフト回路と、
    　レベルシフトされた前記第１検出電圧と、前記正電圧とを比較する比較回路と、
    　前記比較回路の比較結果に基づいて、前記スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に、レベルシフトされた前記第１検出電圧が前記正電圧より低くならなかった場合は前記スイッチング素子のスイッチングを停止させるための停止信号を出力する停止信号出力回路と、
    　を含んで構成され、
    　前記制御部は、前記停止信号が出力されると前記スイッチング素子をオフのまま保持すること、
    　を特徴とするモータ駆動装置。
  4. 　請求項１～３の何れか一項に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記設定電流が可変であり、前記設定電流の絶対値が前記負電流の絶対値より大きいかどうかを検出する設定電流検出部を更に含んで構成され、
    　前記制御部は、前記設定電流検出部及び前記負電流検出部の検出結果に基づいて、前記設定電流の絶対値が前記負電流の絶対値より大きい期間に前記負電流が流れていない場合は前記スイッチング素子をオフのまま保持し、前記設定電流の絶対値が前記負電流の絶対値より小さい期間は前記負電流の検出結果にかかわらず前記スイッチング素子を前記所定間隔でオンすること、
    　を特徴とするモータ駆動装置。
  5. 　請求項４に記載のモータ駆動装置であって、
    　前記コイル電流検出部は、一端が前記スイッチング素子の他端に接続され、他端が接地側に接続され、前記第１コイルに流れる電流に応じた第２検出電圧を生成する第２抵抗を含んで構成され、
    　前記設定電流検出部は、前記スイッチング素子がオンとなっている期間に、前記第２検出電圧が、前記第１コイルを流れる電流が前記設定電流の際の前記第２検出電圧より高い所定レベルの電圧を超えたかどうか検出し、
    　前記制御部は、前記設定電流検出部及び前記負電流検出部の検出結果に基づいて、前記スイッチング素子がオンとなっている期間に前記第２検出電圧が前記所定レベルの電圧を超え、前記スイッチング素子がオンの後にオフとなっている期間に前記負電流が流れていない場合は、前記スイッチング素子をオフのまま保持し、前記スイッチング素子がオンとなっている期間に前記第２検出電圧が前記所定レベルの電圧を超えなかった場合は、前記負電流の検出結果にかかわらず前記スイッチング素子を前記所定間隔でオンすること、
    　を特徴とするモータ駆動装置。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011067061A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sanyo Electric Co Ltd ドライバ回路
JP2011067063A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sanyo Electric Co Ltd ドライバ回路
JP2011067062A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sanyo Electric Co Ltd ドライバ回路
KR101232439B1 (ko) 2009-09-18 2013-02-12 산요 세미컨덕터 컴퍼니 리미티드 드라이버 장치
JP7463817B2 (ja) 2020-04-01 2024-04-09 コニカミノルタ株式会社 モータ制御装置、モータ制御装置の設定方法および画像形成装置

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2775598B1 (en) * 2013-03-05 2018-01-17 Dialog Semiconductor GmbH Active avalanche protection for flyback converter
DE102014108300B4 (de) 2014-06-12 2022-02-24 OSRAM Opto Semiconductors Gesellschaft mit beschränkter Haftung Optoelektronische Halbleiterbauelemente
JP6638616B2 (ja) * 2016-09-30 2020-01-29 株式会社デンソー 電源制御装置
JP7300606B2 (ja) * 2019-10-25 2023-06-30 株式会社Fuji 部品実装機

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02303398A (ja) * 1989-05-17 1990-12-17 Brother Ind Ltd ステッピングモータの断線検出回路
JP2006025575A (ja) * 2004-07-09 2006-01-26 Sanken Electric Co Ltd ステッピングモータ駆動装置の断線検出装置
JP2007124849A (ja) 2005-10-31 2007-05-17 Sanyo Electric Co Ltd モータの駆動制御装置および回路装置

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4710686A (en) * 1986-08-04 1987-12-01 Guzik Technical Enterprises Method and apparatus for control of current in a motor winding
US5032780A (en) * 1989-09-29 1991-07-16 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Programmable stepper motor controller
GB2264405B (en) * 1992-02-12 1996-06-12 Mars Inc Stepper motor drive circuit
JPH07322693A (ja) * 1994-05-24 1995-12-08 Canon Inc ステッピングモータ駆動装置およびステッピングモータ駆動手段を用いた記録装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH02303398A (ja) * 1989-05-17 1990-12-17 Brother Ind Ltd ステッピングモータの断線検出回路
JP2006025575A (ja) * 2004-07-09 2006-01-26 Sanken Electric Co Ltd ステッピングモータ駆動装置の断線検出装置
JP2007124849A (ja) 2005-10-31 2007-05-17 Sanyo Electric Co Ltd モータの駆動制御装置および回路装置

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011067061A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sanyo Electric Co Ltd ドライバ回路
JP2011067063A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sanyo Electric Co Ltd ドライバ回路
JP2011067062A (ja) * 2009-09-18 2011-03-31 Sanyo Electric Co Ltd ドライバ回路
KR101232439B1 (ko) 2009-09-18 2013-02-12 산요 세미컨덕터 컴퍼니 리미티드 드라이버 장치
JP7463817B2 (ja) 2020-04-01 2024-04-09 コニカミノルタ株式会社 モータ制御装置、モータ制御装置の設定方法および画像形成装置

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