WO2009010098A1 - Schaltungsanordnung mit einem spannungswandler und zugehöriges verfahren - Google Patents

Schaltungsanordnung mit einem spannungswandler und zugehöriges verfahren Download PDF

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Arwed Storm
Siegfried Mayer
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Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung
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    • H02M3/1557—Single ended primary inductor converters [SEPIC]

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement with a voltage converter, the voltage converter comprising: an input terminal, an output terminal, a terminal for providing a reference potential, a series connection of a first choke and an electronic switch, which between the input terminal and the terminal coupled to provide the reference potential, wherein between the first throttle and the electronic switch, a first node is formed, a series circuit of a first capacitor and a second throttle, which is connected in parallel to the electronic switch, wherein between the first capacitor and the second throttle second node, a series connection of a first diode and a mode switch coupled between the first node and the output terminal, the first diode being poled to allow current to flow from the first node to the output terminal i the mode switch has a working electrode, a reference electrode and a control electrode, wherein the reference electrode of the mode switch is coupled to the output terminal and the working electrode of the mode switch to the first diode, a second diode whose anode is connected to the second Node and whose cathode is coupled
  • the Topology Boost Converter and SEPIC Single Ended Primary Inductance Converter
  • the first stage accomplishes a power factor correction and provides a DC link voltage
  • a second stage usually generates a high frequency AC voltage for feeding the discharge lamp.
  • the clock in the two clocked power supplies accomplish electronic switches that switch to a mains frequency with a high frequency.
  • WO 02/41480 the respective advantages and disadvantages of the two types of converters are discussed, which are used in the first stage for power factor correction.
  • the main advantage of the boost converter is therefore in high efficiency, while a disadvantage is the lower limit of the output voltage on the peak value of the input voltage.
  • the characteristics of the SEPIC are opposite: Advantageously, its output voltage is independent of the input voltage selectable, while its efficiency is significantly lower than the boost converter.
  • WO 02/41480 now describes a voltage converter whose topology is switchable. Depending on the position of a switch, the disclosed voltage converter operates either as a boost converter in a boost mode or as a SEPIC in a SEPIC mode.
  • the voltage converter disclosed in WO 02/41480 has the following disadvantages: To switch between the topologies, a switch with three poles is necessary. Although this can be achieved with mechanical switches, a realization with semiconductor switches is complicated because two switches are required. In addition, these two switches must be synchronized. Another disadvantage is that in Boost mode a choke, which is needed for the SEPIC, is turned off. The disabled SEPIC throttle has no function in boost mode.
  • the choke which is active in both SEPIC and Boost modes, experiences different loads in both modes with the same power output at the output of the voltage converter.
  • This throttle must be dimensioned so that the maximum storable energy of this throttle in boost mode is not exceeded. In the SEPIC mode, this throttle is then oversized. This leads to the fact that the switchable voltage converter is expensive than the non-switchable converter in whose mode it is currently working.
  • EP 1 710 898 known voltage converter which is shown in FIG.
  • a series circuit of a first throttle Ll and an electronic switch Sl wherein forms a first node Nl at the connection point.
  • the voltage converter can be fed by an energy source whose input terminal J1 generates an input voltage U e .
  • a filter for reducing radio interference or against overvoltage is interposed.
  • Parallel to the electronic switch Sl is a series circuit of a first capacitor Cl and a second
  • Throttle L2 switched, wherein at the connection point of the first capacitor Cl and second throttle L2, a second
  • Node N2 forms.
  • a series circuit of a first diode Dl and a mode switch S2 is connected, wherein the first diode Dl is poled so that it allows a current flow from the first node Nl to the output terminal J2.
  • an output voltage U a is generally buffered by a storage capacitor from which a load, in particular a discharge lamp, draws energy.
  • the storage capacitor is then connected to the so-called DC link voltage.
  • An inverter connected downstream of the voltage converter can generate a high-frequency alternating voltage from the intermediate circuit voltage, which serves to operate a discharge lamp.
  • the voltage converter When the mode switch S2 is closed, the voltage converter operates as a boost converter. This is advantageous if more voltage is required at J2 than is present at Jl.
  • a second diode D2 is connected with its anode to the second node N2 and with its cathode to the output terminal J2. This allows the VT to work as SEPIC when S2 is opened. This is advantageous when a lower voltage is required at J2 than at Jl.
  • the control of the mode switch S2 can be carried out by a control device 12.
  • the controller 12 causes the mode switch S2 to be open if the voltage on the input terminal Jl exceeds a given voltage limit.
  • the mode switch S2 can also be controlled as a function of the voltage required by a lamp to be operated at the output J2. If a lamp requires a high voltage compared to the voltage at the input terminal Jl, the mode switch S2 is closed and the voltage converter operates in boost mode. At comparatively low voltages, the mode switch S2 is opened and the voltage converter operates in SEPIC mode.
  • FIG. 2 of EP 1 710 898 shows an exemplary embodiment of a control device 12 of a mode switch S2.
  • the present invention is therefore based on the object, the above-mentioned circuit arrangement in such a way that it can be realized without high voltage switch.
  • the object is moreover to provide a corresponding method for operating such a circuit arrangement.
  • the present invention is based on the finding that these objects can be achieved if the level of the voltages applied to the electrodes of the mode switch is brought to the level of the output terminal, ie the high voltage level of the so-called intermediate circuit voltage, then the possibility is provided to initiate a switching operation by the low voltage level of the control signal.
  • the present invention offers the advantage of providing a circuit arrangement which makes it possible to switch a voltage converter back and forth between a boost mode and a SEPIC mode without the need for a high-voltage switch. A switching between Boost and SEPIC operation can therefore be triggered directly with the low-voltage output signal of a digital microcontroller.
  • connection for providing a Alternating signal designed to provide an alternating signal during operation of the circuit arrangement, the level of which oscillates between the reference potential and the level at the output terminal.
  • a level adjustment can be avoided.
  • any alternating signal is sufficient for the purpose of the present invention, however, as mentioned, depending on the level of the alternating signal, a level adjustment must be provided.
  • the alternating signal is a rectangular signal.
  • the circuit arrangement further comprises an inverter having at least one series circuit of a first and a second inverter switch which is coupled between the output terminal and the terminal for the reference potential, wherein between the first and the second inverter switch, a third node, in particular a bridge center, is formed, wherein the connection is coupled to the provision of the alternating signal with the third node, in particular this corresponds.
  • the potential at the bridge center which oscillates substantially rectangularly between the reference potential and the potential of the output terminal, is used to provide, together with the control signal, the sum signal for the mode switch as the drive signal.
  • circuit arrangement further comprises a rectifier which provides a DC supply voltage at its output, wherein the first node and the output terminal are coupled to the output of the rectifier.
  • the control device comprises a charge pump having an input which is coupled to the second terminal of the control device.
  • the charge pump comprises a further input which is coupled to the first terminal of the control device.
  • the charge pump has an output and is designed to provide at its output a signal which is correlated with the sum of the signals coupled to its two inputs, wherein between the output of the charge pump and the output of the control means a timer is coupled.
  • a charge pump provides a particularly clever way to add two voltages that are not potential free. It therefore allows the avoidance of devices for shifting the voltage level, which would result in an undesirable expense.
  • the time constant of the timer ei ⁇ nem multiples of the reciprocal of the frequency of the signal with which the inverter switches are controlled. It is thus achieved that the control signal for the control switch of the mode switch, which is composed of the alternating signal and the control signal, is virtually a DC signal whose level differs from that of the control signal by the level at the reference electrode of the mode switch , Thus, only the small control signal between control and working electrode of the mode switch is present and allows the triggering of a switching operation.
  • the time constant of the timer is in particular designed to provide a pulse at the output of the control device as a drive signal for the control electrode of the mode switch, which is suitable for triggering the mode switch.
  • the mode switch is preferably a thyristor or a bipolar transistor or a MOSFET.
  • a thyristor particularly preferred is a realization by a thyristor, since this requires only a low drive voltage and a low drive current and thus a low drive power. It also offers low losses at high RF current amplitudes, blocks even at high dU / dt when the control signal is missing, and therefore serves as an inrush current limit. Moreover, it allows a particularly cost-effective implementation of a circuit arrangement according to the invention.
  • Figure 1 is a schematic representation of a known from the prior art circuit arrangement with a switchable between a boost mode and a SEPIC mode voltage converter.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of a circuit arrangement according to the invention with a switchable voltage converter.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of an embodiment of a circuit arrangement according to the invention with a switchable voltage converter. It has a rectifier 14, which includes the diodes D3, D4, D5 and D6, wherein at the rectifier input El, E2 a mains AC voltage U N can be applied. At the output of the rectifier 14 between an input terminal Jl of the voltage transformer and the ground potential M Communityge ⁇ set voltage U e is supported by a capacitor C2. This is followed by the series connection of a first choke Ll and an electronic switch Sl, wherein between the first choke Ll and the electronic ballast nischen switch Sl a first node Nl is formed.
  • the series connection of a capacitor Cl and a second inductor L2 is connected in parallel with the electronic switch S1, wherein a second node N2 is formed between the capacitor C1 and the second inductor L2.
  • a first diode and a mode switch S2 which is coupled between the first node Nl and the output terminal J2.
  • the diode D 1 is polarized in such a way that it allows a current flow from the first node N 1 to the output terminal J 2.
  • the mode switch S2 has a working electrode, a reference electrode and a control electrode, the reference electrode of the mode switch S2 with the off ⁇ through terminal J2 and working electrode of the mode switch S2 is coupled to the first diode Dl.
  • a second diode D2 has an anode coupled to the second node N2 and a cathode coupled to the output terminal J2.
  • the circuit arrangement according to the invention also has a control device 12 with an output A1, which is coupled to the control electrode of the mode switch S2; it also has an input E3, which is coupled to supply a control signal to a microcontroller 16.
  • the control device 12 has an input E4, which is coupled to the midpoint HB of a half-bridge inverter.
  • the latter comprises the series connection of two electronic switches S3 and S4, this series circuit being fed from the voltage U a applied to the output terminal J2.
  • This voltage U a is also supported by a capacitor C3.
  • the half-bridge center is coupled via a lamp inductor L3 with a discharge lamp, not shown.
  • the control device 12 comprises a charge pump 20, which has a diode D7, a diode D8 and a capacitor C4.
  • the input E3 is coupled via a resistor Rl and the diode D7 to a node N3, on the other hand via the capacitor C4 to the input E4 of the control device 12 is coupled.
  • the node N3 of the control device 12 is coupled to the output A1 of the control device 12 via the diode D8 and an ohmic resistor R3.
  • the potential of the output terminal J2 is supplied to the control device 12 via an input E5.
  • the resistors Rl and R3 serve to limit the current of the charging currents.
  • the charge pump 20 provided in the control device 12 enables a potential-free addition of the signal provided by a microcontroller 16 at the input E3 as well as the potential applied to the half-bridge center HB, which is provided to the control device 12 via the input E4. Due to the timing element 18, a quasi-DC signal whose level is increased by the potential of the control signal from the level at the reference electrode of the mode switch S2, which corresponds to the potential of the output terminal J2, is provided at the output A1.

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Abstract

Eine Schaltungsanordnung mit einem Spannungswandler, umfassend: eine Eingangsklemme (J1), eine Ausgangsklemme (J2), einen Bezugspotentialanschluss, eine Serienschaltung einer ersten Drossel (L1) und eines elektronischen Schalters (S1), zwischen Eingangsklemme (J1) und Bezugspotentialanschluss, mit einem ersten Knoten (N1) zwischen der ersten Drossel (L1) und dem Schalter (S1); eine Serienschaltung eines ersten Kondensators (C1) und einer zweiten Drossel (L2), parallel zum elektronischen Schalter (S1) mit einem zweiten Knoten (N2) zwischen dem ersten Kondensator (C1) und der zweiten Drossel (L2); eine Serienschaltung einer ersten Diode (D1) und eines Modus-Schalters (S2), zwischen dem ersten Knoten (N1) und der Ausgangsklemme (J2); eine zweite Diode (D2), und eine Steuereinrichtung (12) mit einem Ausgang (A1), gekoppelt mit der Steuerelektrode des Modus-Schalters (S2). Am Schaltungsausgang (J2, M) befindet sich eine nachgeschaltete Halbbrücke (S3, S4). An deren Mittelpunkt (HB) wird ein Feedbacksignal ausgekoppelt, welches der Steuereinrichtung (12) zugeführt (E4) wird. Dieses Feedbacksignal steuert gemeinsam mit einem weiteren Steuersignal (E3) den Modusschalter (S2).

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung mit einem Spannungswandler und Verfahren zum Betreiben einer Schaltungsanordnung mit einem Spannungswandler
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanord- nung mit einem Spannungswandler, wobei der Spannungswandler Folgendes umfasst: eine Eingangsklemme, eine Ausgangsklemme, einen Anschluss zur Bereitstellung eines Bezugspotentials, eine Serienschaltung einer ersten Drossel und eines elektronischen Schalters, die zwischen die Ein- gangsklemme und den Anschluss zur Bereitstellung des Bezugspotentials gekoppelt ist, wobei zwischen der ersten Drossel und dem elektronischen Schalter ein erster Knoten gebildet ist, eine Serienschaltung eines ersten Kondensators und einer zweiten Drossel, die zum elektronischen Schalter parallel geschaltet ist, wobei zwischen dem ersten Kondensator und der zweiten Drossel ein zweiter Knoten gebildet ist, eine Serienschaltung einer ersten Diode und eines Modus-Schalters, die zwischen den ersten Knoten und die Ausgangsklemme gekoppelt ist, wobei die erste Diode derart gepolt ist, dass sie einen Stromfluss vom ersten Knoten zur Ausgangsklemme zulässt, wobei der Modus- Schalter eine Arbeitselektrode, eine Bezugselektrode und eine Steuerelektrode aufweist, wobei die Bezugselektrode des Modus-Schalters mit der Ausgangsklemme und die Ar- beitselektrode des Modus-Schalters mit der ersten Diode gekoppelt ist, eine zweite Diode, deren Anode mit dem zweiten Knoten und deren Kathode mit der Ausgangsklemme gekoppelt ist, und eine Steuereinrichtung mit einem Ausgang, der mit der Steuerelektrode des Modus-Schalters ge- koppelt ist, wobei die Steuereinrichtung einen ersten An- schluss zur Zuführung eines Steuersignals aufweist, wobei die Schaltungsanordnung weiterhin einen Anschluss umfasst, der ausgelegt ist, im Betrieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal bereitzustellen. Sie betrifft überdies ein Verfahren zum Betreiben einer derartigen Schaltungsanordnung.
Stand der Technik
Bei getakteten Stromversorgungen sind die Topologien- Boost-Konverter und SEPIC (Single Ended Primary Inductan- ce Converter) allgemein bekannt. Insbesondere bei zweistufigen Betriebsgeräten für Entladungslampen sind diese Konvertertypen in der ersten Stufe weit verbreitet. Die erste Stufe bewerkstelligt eine Leistungsfaktorkorrektur und stellt eine Zwischenkreisspannung bereit, während ei- ne zweite Stufe in der Regel eine hochfrequente Wechselspannung zur Speisung der Entladungslampe erzeugt. Den Takt in den beiden getakteten Stromversorgungen bewerkstelligen elektronische Schalter, die gegenüber einer Netzfrequenz mit einer hohen Frequenz schalten.
In der WO 02/41480 werden die jeweiligen Vor- und Nachteile der beiden Konvertertypen diskutiert, die in der ersten Stufe zur Leistungsfaktorkorrektur eingesetzt werden. Der wesentliche Vorteil des Boost-Konverters besteht demnach im hohen Wirkungsgrad, während ein Nachteil die untere Begrenzung der Ausgangsspannung auf den Spitzenwert der Eingangsspannung ist. Die Eigenschaften des SEPIC sind entgegengesetzt gelagert: Vorteilhaft ist seine Ausgangsspannung unabhängig von der Eingangsspannung wählbar, während sein Wirkungsgrad deutlich niedriger liegt als beim Boost-Konverter .
Die WO 02/41480 beschreibt nun einen Spannungswandler, dessen Topologie umschaltbar ist. Je nach Stellung eines Umschalters arbeitet der offenbarte Spannungswandler entweder als Boost-Konverter in einem Boost-Modus oder als SEPIC in einem SEPIC-Modus. Der in der WO 02/41480 offenbarte Spannungswandler hat folgende Nachteile: Zum Umschalten zwischen den Topologien ist ein Umschalter mit drei Polen nötig. Dies ist zwar mit mechanischen Schaltern realisierbar, eine Realisierung mit Halbleiter- Schaltern ist jedoch aufwändig, da zwei Schalter benötigt werden. Zudem müssen diese beiden Schalter synchronisiert sein. Ein weiterer Nachteil besteht darin, dass im Boost- Modus eine Drossel, die für den SEPIC benötigt wird, abgeschaltet wird. Die stillgelegte SEPIC-Drossel hat im Boost-Modus keine Funktion. Dies hat zur Folge, dass die Drossel, die sowohl im SEPIC - als auch im Boost-Modus - aktiv ist, bei gleicher Leistungsabgabe am Ausgang des Spannungswandlers unterschiedliche Belastungen in beiden Modi erfährt. Diese Drossel muss so dimensioniert werden, dass die maximal speicherbare Energie dieser Drossel im Boost-Modus nicht überschritten wird. Bei dem SEPIC-Modus ist diese Drossel dann überdimensioniert. Dies führt da- zu, dass der umschaltbare Spannungswandler teuer ist als der nicht umschaltbare Konverter, in dessen Modus er gerade arbeitet.
Die zuletzt genannten Probleme beseitigt ein aus der
EP 1 710 898 bekannter Spannungswandler, der in der Fig. 1 dargestellt ist. Zwischen einer Eingangsklemme Jl und einem Bezugspotential M ist eine Serienschaltung einer ersten Drossel Ll und eines elektronischen Schalters Sl geschaltet, wobei sich am Verbindungspunkt ein erster Knoten Nl bildet. Zwischen der Eingangsklemme Jl und dem Bezugspotential M ist der Spannungswandler von einer E- nergiequelle speisbar, deren Eingangsklemme Jl eine Eingangsspannung Ue erzeugt. Gegebenenfalls ist noch ein Filter zur Reduzierung von Funkstörungen oder gegen Überspannung zwischengeschaltet.
Parallel zum elektronischen Schalter Sl ist eine Serien- Schaltung eines ersten Kondensators Cl und einer zweiten
Drossel L2 geschaltet, wobei sich am Verbindungspunkt vom ersten Kondensator Cl und zweiter Drossel L2 ein zweiter
Knoten N2 bildet. Durch eine magnetische Kopplung der
Drosseln Ll und L2 ist zudem eine Ripple-Strom- Kompensation realisierbar.
Zwischen den ersten Knoten Nl und eine Ausgangsklemme J2 ist eine Serienschaltung einer ersten Diode Dl und eines Modus-Schalters S2 geschaltet, wobei die erste Diode Dl so gepolt ist, dass sie einen Stromfluss vom ersten Kno- ten Nl zur Ausgangsklemme J2 zulässt. Zwischen J2 und dem Bezugspotential M liegt eine Ausgangsspannung Ua an. Sie wird im Allgemeinen durch einen Speicherkondensator gepuffert, von dem eine Last, insbesondere eine Entladungslampe, Energie bezieht. Am Speicherkondensator liegt dann die so genannte Zwischenkreisspannung an. Ein dem Spannungswandler nachgeschalter Wechselrichter kann aus der Zwischenkreisspannung eine hochfrequente Wechselspannung erzeugen, die zum Betrieb einer Entladungslampe dient.
Bei geschlossenem Modus-Schalter S2 arbeitet der Span- nungswandler als Boost-Konverter . Dies ist dann vorteil- haft, wenn an J2 eine höhere Spannung benötigt wird als an Jl anliegt.
Eine zweite Diode D2 ist mit ihrer Anode mit dem zweiten Knoten N2 und mit ihrer Kathode mit der Ausgangsklemme J2 verbunden. Damit kann der Spannungswandler als SEPIC arbeiten, wenn S2 geöffnet wird. Dies ist dann vorteilhaft, wenn an J2 eine niedrigere Spannung benötigt wird als an Jl anliegt. Dabei kann die Steuerung des Modus-Schalters S2 durch eine Steuereinrichtung 12 erfolgen. Die Steuer- einrichtung 12 bewirkt, dass der Modus-Schalter S2 geöffnet ist, falls die Spannung an der Eingangsklemme Jl einen gegebenen Spannungsgrenzwert überschreitet.
Beim Betreiben von Entladungslampen kann der Modus- Schalter S2 auch abhängig von der Spannung gesteuert wer- den, die eine am Ausgang J2 zu betreibende Lampe benötigt. Verlangt eine Lampe eine im Vergleich zur Spannung an der Eingangsklemme Jl hohe Spannung so ist der Modus- Schalter S2 geschlossen und der Spannungswandler arbeitet im Boost-Modus. Bei vergleichsweise niedrigen Spannungen wird der Modus-Schalter S2 geöffnet und der Spannungswandler arbeitet im SEPIC-Modus.
Die Fig. 2 der EP 1 710 898 zeigt ein Ausführungsbeispiel einer Steuereinrichtung 12 eines Modus-Schalters S2. Nachteilig an der dort vorgestellten Steuereinrichtung ist insbesondere der Umstand anzusehen, dass dabei zur Übertragung des Steuersignals ein Hochspannungsschalter, dort mit S22 bezeichnet, erforderlich ist, da dessen Bezugselektrode mit dem Massepotential, dessen Steuerelektrode mit dem Steuersignal, seine Arbeitselektrode jedoch mit der Zwischenkreisspannung gekoppelt ist. Dies resultiert in unerwünscht hohen Herstellungskosten.
Darstellung der Erfindung
Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zu Grunde, die eingangs genannte Schaltungsanordnung derart weiterzubilden, dass sie sich ohne Hochspannungsschalter realisieren lässt. Die Aufgabe besteht überdies darin, ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer derartigen Schaltungsanordnung bereitzustellen.
Diese Aufgaben werden gelöst durch eine Schaltungsanord- nung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 12.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zu Grunde, dass diese Aufgaben gelöst werden können, wenn das Niveau der an den Elektroden des Modus-Schalters anlie- genden Spannungen auf das Niveau der Ausgangsklemme, d. h. das Hochspannungsniveau der so genannten Zwischenkreisspannung, gebracht wird, da dann die Möglichkeit bereitgestellt wird, einen Schaltvorgang durch das niedrige Spannungsniveau des Steuersignals auszulösen. Damit bie- tet die vorliegende Erfindung den Vorteil eine Schaltungsanordnung bereitzustellen, die ein Hin- und Herschalten eines Spannungswandlers zwischen einem Boost- Betrieb und einem SEPIC-Betrieb ermöglicht, ohne dass hierfür ein Hochspannungsschalter erforderlich wäre. Ein Umschaltvorgang zwischen Boost- und SEPIC-Betrieb kann deshalb direkt mit dem Niedervolt-Ausgangssignal eines digitalen Mikrokontrollers ausgelöst werden. Besonders bevorzugt ist der Anschluss zur Bereitstellung eines Wechselsignals ausgelegt, im Betrieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal bereitzustellen, dessen Pegel zwischen dem Bezugspotential und dem Pegel an der Ausgangsklemme oszilliert. Damit kann eine Pegelanpassung vermie- den werden. Grundsätzlich ist jedes beliebige Wechselsignal für den Zweck der vorliegenden Erfindung ausreichend, wobei jedoch, wie erwähnt, je nach Pegel des Wechselsignals, eine Pegelanpassung vorgesehen werden muss.
Besonders bevorzugt ist das Wechselsignal ein Rechteck- signal.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Schaltungsanordnung weiterhin einen Wechselrichter mit zumindest einer Serienschaltung eines ersten und eines zweiten Wechselrichterschalters, die zwischen die Ausgangsklemme und den Anschluss für das Bezugspotential gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten Wechselrichterschalter ein dritten Knoten, insbesondere ein Brückenmittelpunkt, gebildet ist, wobei der Anschluss zur Bereitstellung des Wechselsignals mit dem dritten Knoten gekop- pelt ist, insbesondere diesem entspricht. Mit anderen Worten wird das Potential am Brückenmittelpunkt, das zwischen dem Bezugspotential und dem Potential der Ausgangsklemme im Wesentlichen rechteckförmig hin und her oszilliert, verwendet, um daraus zusammen mit dem Steuersignal das Summensignal für den Modus-Schalter als Ansteuersignal bereitzustellen.
Es ist weiterhin bevorzugt, wenn die Schaltungsanordnung überdies einen Gleichrichter umfasst, der an seinem Ausgang eine Versorgungsgleichspannung bereitstellt, wobei der erste Knoten und die Ausgangsklemme mit dem Ausgang des Gleichrichters gekoppelt sind.
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform umfasst die Steuereinrichtung eine Ladungspumpe, die einen Ein- gang aufweist, der mit dem zweiten Anschluss der Steuereinrichtung gekoppelt ist. Bevorzugt umfasst die Ladungspumpe einen weiteren Eingang, der mit dem ersten Anschluss der Steuereinrichtung gekoppelt ist. Schließlich ist bevorzugt, wenn die Ladungspumpe einen Ausgang auf- weist und ausgelegt ist, an ihrem Ausgang ein Signal bereitzustellen, das mit der Summe der an ihre beiden Eingänge gekoppelten Signale korreliert ist, wobei zwischen den Ausgang der Ladungspumpe und den Ausgang der Steuereinrichtung ein Zeitglied gekoppelt ist. Eine Ladungspum- pe stellt eine besonders geschickte Möglichkeit bereit, zwei Spannungen zu addieren, die nicht potentialfrei sind. Sie erlaubt daher die Vermeidung von Vorrichtungen zur Verschiebung des Spannungspegels, die in einem unerwünschten Aufwand resultieren würden.
Bevorzugt entspricht die Zeitkonstante des Zeitglieds ei¬ nem Vielfachen des Kehrwerts der Frequenz des Signals, mit dem die Wechselrichterschalter angesteuert werden. Damit wird erreicht, dass das Ansteuersignal für die Steuerelektrode des Modus-Schalters, das sich zusammen- setzt aus dem Wechselsignal und dem Steuersignal, quasi als Gleichspannungssignal vorliegt, dessen Pegel sich um den des Steuersignals von dem Pegel an der Bezugselektrode des Modus-Schalters unterscheidet. Damit liegt nur das geringe Steuersignal zwischen Steuer- und Arbeitselektro- de des Modus-Schalters an und erlaubt die Auslösung eines Schaltvorgangs . Bevorzugt ist die Zeitkonstante des Zeitglieds insbesondere ausgelegt, einen Impuls am Ausgang der Steuereinrichtung als Ansteuersignal für die Steuerelektrode des Modus-Schalters bereitzustellen, der zur Triggerung des Modus-Schalters geeignet ist. Insbesondere bei Realisierung des Modus-Schalters durch einen Thyristor wird dadurch eine unbeabsichtigte Zündung durch hohe dU/dt-Werte vermieden, da die Steuerelektrode des Thyristors durch das Zeitglied gegen dessen Kathode geblockt wird. Eine derartige Dimensionierung trägt dem Umstand Rechnung, dass eine bestimmte Energiemenge nötig ist, um einen Schaltvorgang des Modus-Schalters auszulösen.
Der Modus-Schalter ist bevorzugt, wie erwähnt, ein Thyristor oder ein Bipolartransistor oder ein MOSFET. Beson- ders bevorzugt ist eine Realisierung durch einen Thyristor, da dieser nur eine geringe Ansteuerspannung und einen geringen Ansteuerstrom und damit eine geringe Ansteuerleistung erfordert. Er bietet weiterhin niedrige Verluste bei hohen HF-Stromamplituden, sperrt bei fehlen- dem Steuersignal auch bei hohen dU/dt und dient daher einer Einschaltstrombegrenzung. Überdies ermöglicht er eine besonders kostengünstige Realisierung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanord¬ nung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten, soweit anwendbar, ebenso für das er- findungsgemäße Verfahren. Kurze Beschreibung der Zeichnung (en)
Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen :
Fig. 1 in schematischer Darstellung eine aus dem Stand der Technik bekannte Schaltungsanordnung mit einem zwischen einem Boost-Modus und einem SEPIC-Modus umschaltbaren Spannungswandler; und
Fig. 2 in schematischer Darstellung eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit einem umschaltbaren Spannungswandler .
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Die mit Bezug auf Fig. 1 eingeführten Bezugszeichen werden im Folgenden für gleiche und gleichwirkende Bauelemente weiterverwendet.
Fig. 2 zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung mit einem umschaltbaren Spannungswandler. Sie weist einen Gleichrichter 14 auf, der die Dioden D3, D4, D5 und D6 umfasst, wobei am Gleichrichtereingang El, E2 eine Netz- Wechselspannung UN angelegt werden kann. Die am Ausgang des Gleichrichters 14 zwischen einer Eingangsklemme Jl des Spannungswandlers und das Massepotential M bereitge¬ stellte Spannung Ue wird mittels eines Kondensators C2 gestützt. Daran schließt sich die Serienschaltung einer ersten Drossel Ll und eines elektronischen Schalters Sl an, wobei zwischen der ersten Drossel Ll und dem elektro- nischen Schalter Sl ein erster Knoten Nl ausgebildet ist. Die Serienschaltung eines Kondensators Cl und einer zweiten Drossel L2 ist zum elektronischen Schalter Sl parallel geschaltet, wobei zwischen dem Kondensator Cl und der zweiten Drossel L2 ein zweiter Knoten N2 ausgebildet ist. Daran schließt sich die Serienschaltung einer ersten Diode und eines Modus-Schalters S2 an, die zwischen den ersten Knoten Nl und die Ausgangsklemme J2 gekoppelt ist. Dabei ist die Diode Dl derart gepolt, dass sie einen Stromfluss vom ersten Knoten Nl zur Ausgangsklemme J2 zu- lässt. Der Modus-Schalter S2 weist eine Arbeitselektrode, eine Bezugselektrode und eine Steuerelektrode auf, wobei die Bezugselektrode des Modus-Schalters S2 mit der Aus¬ gangsklemme J2 und die Arbeitselektrode des Modus- Schalters S2 mit der ersten Diode Dl gekoppelt ist. Eine zweite Diode D2 weist eine Anode auf, die mit dem zweiten Knoten N2 gekoppelt ist, und eine Kathode, die mit der Ausgangsklemme J2 gekoppelt ist.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist überdies eine Steuereinrichtung 12 auf mit einem Ausgang Al, der mit der Steuerelektrode des Modus-Schalters S2 gekoppelt ist; sie weist überdies einen Eingang E3 auf, der zur Zuführung eines Steuersignals mit einem Mikrokontroller 16 gekoppelt ist. Die Steuervorrichtung 12 verfügt über ei- nen Eingang E4, der mit dem Mittelpunkt HB eines Halbbrü- ckeninverters gekoppelt ist. Letzterer umfasst die Serienschaltung zweier elektronischer Schalter S3 und S4, wobei diese Serienschaltung aus der an der Ausgangsklemme J2 anliegenden Spannung Ua gespeist wird. Diese Spannung Ua wird überdies gestützt durch einen Kondensator C3. Der Halbbrückenmittelpunkt ist über eine Lampendrossel L3 mit einer nicht dargestellten Entladungslampe gekoppelt. Die Steuereinrichtung 12 umfasst eine Ladungspumpe 20, die einen Diode D7, eine Diode D8 und einen Kondensator C4 aufweist. Der Eingang E3 ist über einen ohmschen Widerstand Rl und die Diode D7 mit einem Knoten N3 gekoppelt, der andererseits über den Kondensator C4 mit dem Eingang E4 der Steuereinrichtung 12 gekoppelt ist. Der Knoten N3 der Steuereinrichtung 12 ist über die Diode D8 und einen ohmschen Widerstand R3 mit dem Ausgang Al der Steuereinrichtung 12 gekoppelt. Parallel zur Strecke Steuerelektrode - Bezugselektrode des Modus-Schalters S2 ist ein Zeitglied 18 gekoppelt, das vorliegend einen Kondensator C5 und einen ohmschen Widerstand R2 umfasst. Das Potential der Ausgangsklemme J2 wird der Steuereinrichtung 12 über einen Eingang E5 zugeführt.
Die Widerstände Rl und R3 dienen zur Strombegrenzung der Ladeströme .
Zur Funktion: Die in der Steuereinrichtung 12 vorgesehene Ladungspumpe 20 ermöglicht eine potentialfreie Addition des von einem Mikrokontroller 16 am Eingang E3 bereitgestellten Signals sowie des am Halbbrückenmittelpunkt HB anliegenden Potentials, das der Steuereinrichtung 12 über den Eingang E4 bereitgestellt wird. Aufgrund des Zeit- glieds 18 wird am Ausgang Al ein Quasi-Gleichsignal bereitgestellt, dessen Pegel um das Potential des Steuersignals gegenüber dem Pegel an der Bezugselektrode des Modus-Schalters S2, der dem Potential der Ausgangsklemme J2 entspricht, erhöht ist.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung mit einem Spannungswandler, wobei der Spannungswandler umfasst:
- eine Eingangsklemme (Jl);
- eine Ausgangsklemme (J2) ; - einen Anschluss (M) zur Bereitstellung eines Bezugspotentials;
- eine Serienschaltung einer ersten Drossel (Ll) und eines elektronischen Schalters (Sl) , die zwischen die Eingangsklemme (Jl) und den Anschluss (M) zur Bereitstellung des Bezugspotentials gekoppelt ist, wobei zwischen der ersten Drossel (Ll) und dem e- lektronischen Schalter (Sl) ein erster Knoten (Nl) gebildet ist;
- eine Serienschaltung eines ersten Kondensators (Cl) und einer zweiten Drossel (L2) , die zum elektronischen Schalter (Sl) parallel geschaltet ist, wobei zwischen dem ersten Kondensator (Cl) und der zweiten Drossel (L2) ein zweiter Knoten (N2) gebildet ist;
- eine Serienschaltung einer ersten Diode (Dl) und ei- nes Modus-Schalters (S2) , die zwischen den ersten
Knoten (Nl) und die Ausgangsklemme (J2) gekoppelt ist, wobei die erste Diode (Dl) derart gepolt ist, dass sie einen Stromfluss vom ersten Knoten (Nl) zur Ausgangsklemme (J2) zulässt, wobei der Modus- Schalter (S2) eine Arbeitselektrode, eine Bezugselektrode und eine Steuerelektrode aufweist, wobei die Bezugselektrode des Modus-Schalters (S2) mit der Ausgangsklemme (J2) und die Arbeitselektrode des Modus-Schalters mit der ersten Diode (Dl) gekoppelt ist; - eine zweite Diode (D2) , deren Anode mit dem zweiten Knoten (N2) und deren Kathode mit der Ausgangsklemme
(J2) gekoppelt ist; und
- eine Steuereinrichtung (12) mit einem Ausgang (Al) , der mit der Steuerelektrode des Modus-Schalters (S2) gekoppelt ist, wobei die Steuereinrichtung (12) einen ersten Anschluss (E3) zur Zuführung eines Steuersignals aufweist; wobei die Schaltungsanordnung weiterhin einen An- Schluss (HB) umfasst, der ausgelegt ist, im Betrieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal bereitzustellen; dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (12) weiterhin einen zwei- ten Anschluss (E4) aufweist, der mit dem Anschluss (HB) gekoppelt ist, der im Betrieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal bereitstellt; wobei die Steuereinrichtung (12) ausgelegt ist, an ihrem Ausgang (Al) ein Ansteuersignal für die Steuer- elektrode des Modus-Schalters (S2) bereitzustellen, das mit der Summe des Signals, das im Betrieb der Schaltungsanordnung am Anschluss (HB) zur Bereitstellung eines Wechselsignals bereitgestellt wird, und des Steuersignals korreliert ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Anschluss (HB) zur Bereitstellung eines Wechselsignals ausgelegt ist, im Betrieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal bereitzustellen, dessen Pe- gel zwischen dem Bezugspotential (M) und dem Pegel an der Ausgangsklemme (J2) oszilliert.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Wechselsignal ein Rechtecksignal ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An- Sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung einen Wechselrichter mit zumindest einer Serienschaltung eines ersten (S3) und eines zweiten Wechselrichterschalters (S4) umfasst, die zwischen die Ausgangsklemme (J2) und den Anschluss (M) für das Bezugspotential gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (Sl) und zweiten Wechselrichterschalter (S2) ein dritter Knoten (HB) , insbesondere ein Brückenmittelpunkt, gebildet ist, wobei der Anschluss zur Bereitstellung des Wechselsignals mit dem dritten Knoten gekoppelt ist, insbesondere diesem entspricht.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung weiterhin einen Gleichrichter (D3, D4, D5, D6) umfasst, der an seinem Ausgang eine Versorgungsgleichspannung (Ue) bereitstellt, wobei der erste Knoten (Nl) und der Anschluss (M) zur Bereitstellung eines Bezugspotentials mit dem Ausgang des Gleichrichters (D3, D4, D5, D6) gekoppelt sind.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (12) eine Ladungspumpe (20) umfasst, die einen Eingang (E4) aufweist, der mit dem zweiten Anschluss der Steuereinrichtung gekoppelt ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladungspumpe (20) einen weiteren Eingang aufweist, der mit dem ersten Anschluss (E3) der Steuereinrichtung (12) gekoppelt ist.
8. Schaltungsanordnung nach einer Kombination der Ansprü- che 6 und 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Ladungspumpe einen Ausgang aufweist und ausgelegt ist, an ihrem Ausgang ein Signal bereitzustellen, das mit der Summe der an ihre beiden Eingänge ge- koppelten Signale korreliert ist, wobei zwischen den Ausgang der Ladungspumpe (20) und den Ausgang (Al) der Steuereinrichtung ein Zeitglied (18) gekoppelt ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des Zeitglieds (18) einem Vielfachen des Kehrwerts der Frequenz des Signals, mit dem die Wechselrichterschalter (S3, S4) angesteuert werden, entspricht.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitkonstante des Zeitglieds (18) ausgelegt ist, einen Impuls am Ausgang der Steuereinrichtung (12) als Ansteuersignal für die Steuerelektrode des Modus-Schalters (S2) bereitzustellen, der zur Trigge- rung des Modus-Schalters (S2) geeignet ist.
11. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden An- Sprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Modus-Schalter (S2) ein Thyristor oder ein
Bipolartransistor oder ein MOSFET ist.
12. Verfahren zum Betreiben einer Schaltungsanordnung mit einem Spannungswandler, wobei der Spannungswandler eine Eingangsklemme (Jl) , eine Ausgangsklemme (J2) , ei¬ nen Anschluss (M) zur Bereitstellung eines Bezugspotentials, eine Serienschaltung einer ersten Drossel
(Ll) und eines elektronischen Schalters (Sl), die zwi- sehen die Eingangsklemme (Jl) und den Anschluss (M) zur Bereitstellung des Bezugspotentials gekoppelt ist, umfasst, wobei zwischen der ersten Drossel (Ll) und dem elektronischen Schalter (Sl) ein erster Knoten (Nl) gebildet ist, sowie eine Serienschaltung eines ersten Kondensators (Cl) und einer zweiten Drossel (L2), die zum elektronischen Schalter (Sl) parallel geschaltet ist, wobei zwischen dem ersten Kondensator (Cl) und der zweiten Drossel (L2) ein zweiter Knoten (N2) gebildet ist, und eine Serienschaltung einer ers- ten Diode (Dl) und eines Modus-Schalters (S2) , die zwischen den ersten Knoten (Nl) und die Ausgangsklemme (j2) gekoppelt ist, wobei die erste Diode (Dl) derart gepolt ist, dass sie einen Stromfluss vom ersten Knoten (N2) zur Ausgangsklemme (J2) zulässt, wobei der Modus-Schalter (S2) eine Arbeitselektrode, eine Be- zugselektrode und eine Steuerelektrode aufweist, wobei die Bezugselektrode des Modus-Schalters (S2) mit der Ausgangsklemme (J2) und die Arbeitselektrode des Mo¬ dus-Schalters (S2) mit der ersten Diode (Dl) gekoppelt ist, und eine zweite Diode (D2) , deren Anode mit dem zweiten Knoten (N2) und deren Kathode mit der Aus¬ gangsklemme (J2) gekoppelt ist, und eine Steuerein¬ richtung (12) mit einem Ausgang (Al), der mit der Steuerelektrode (12) des Modus-Schalters (S2) gekop- pelt ist, wobei die Steuereinrichtung (12) einen ers¬ ten Anschluss (E3) zur Zuführung eines Steuersignals aufweist, wobei die Schaltungsanordnung weiterhin einen Anschluss (HB) umfasst, der ausgelegt ist, im Be¬ trieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal be- reitzustellen; folgende Schritte umfassend: a) Koppeln eines zweiten Anschlusses (E4) der Steuer¬ einrichtung (12) mit dem Anschluss (HB), der im Betrieb der Schaltungsanordnung ein Wechselsignal be- reitstellt; b) in der Steuereinrichtung (12) : Erzeugen eines Ansteuersignals für die Steuerelektrode des Modus- Schalters (S2), das mit dem Summensignal aus dem Signal am Anschluss (E4) zur Bereitstellung eines Wechselsignals und dem Steuersignal korreliert ist; und c) Bereitstellen des Ansteuersignals am Ausgang (Al) der Steuereinrichtung.
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