WO2005086402A1

WO2005086402A1 - 受信装置、受信方法、および無線通信システム

Info

Publication number: WO2005086402A1
Application number: PCT/JP2005/003774
Authority: WO
Inventors: Junichiro Kawamoto; Noriyuki Maeda; Kenichi Higuchi; Mamoru Sawahashi; Shousei Yoshida; Masayuki Kimata
Original assignee: Ntt Docomo, Inc.; Nec Corporation
Priority date: 2004-03-05
Filing date: 2005-03-04
Publication date: 2005-09-15
Also published as: ATE498948T1; DE602005026370D1; EP1722499B1; US7991360B2; ES2361418T3; EP1722499A1; CN1930813B; JPWO2005086402A1; EP1722499A4; JP4322918B2; US20070197166A1; CN1930813A

Abstract

　ＣＤＭＡ方式を用いて信号の受信を行う受信装置に、Ｍ本（Ｍは、正の整数）の送信アンテナから送信された送信信号を、Ｎ本（Ｎは、正の整数）の受信アンテナにより受信する受信装置であって、各受信アンテナで受信した受信信号を１次復調して各送信アンテナからの送信信号を推定し、推定結果に基づいてマルチパス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生するマルチパス受信信号再生手段と、前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの前記再生受信信号を減じるマルチパス干渉キャンセル手段と、前記減じた信号を用いて２次復調を行う復調手段と、を備えることにより達成される。

Description

明細書

受信装置、受信方法、および無線通信システム

技術分野

[0001] 本発明は、複数アンテナを用いて信号の復調 (信号分離)を行う受信装置、受信方法、および無線通信システムに関する。

背景技術

[0002] 第 4世代移動体通信の無線通信方式においては、高速の伝送速度を実現することが重要である。かかる観点から、複数の送受信アンテナを用いて信号伝送を行う Ml MO (Multi-Input Multi-Output,複数入出力）チャネルを用いた信号伝送法において、各送信アンテナより異なる信号を同一時刻、同一周波数を用いて送信する MIM O多重法（MIMO Multiplexing)の技術が注目されて!/、る。

[0003] 図 14は、 MIMO多重法を説明するための図であり、複数のアンテナを用いた MIM O通信システムの構成を示す図である。このシステムによれば、送信側の複数のアンテナ 1011— 1011 力も各々異なった信号を同じ周波数を用いて送り、受信側にお

1 N

いても複数のアンテナ 1021— 1021 を用いてそれら全てを同時に受信することに

1 N

より、伝送帯域を増やさずに、送信アンテナ数に比例した伝送速度の高速化が可能である (例えば、非特許文献 1参照)。

[0004] また、 MIMOと総称される技術の 1つに BLAST(Bell Labs Layered Space-Time) がある。 BLASTは、異なる情報を複数の送信アンテナから同一周波数において同時に並列伝送し、受信側にぉ、て干渉抑圧で制御されたダイバーシチ受信とレプリ力減算によって信号分離を行う方式である (例えば、非特許文献 1参照)。

[0005] 上記の通り、 MIMO多重法では高速の伝送速度を実現することが可能であるが、複数送信アンテナから異なるデータ系列が同一の周波数帯域、時間スロットで送信されるため、受信装置では受信信号力ゝら各送信アンテナカゝら送信された送信信号系列を抽出する信号分離が復調のために必要となる。

[0006] MIMO多重における信号分離法にっ、ては種々の方法が提案されて!、る。例えば、最小平均自乗誤差法（MMSE)や ZF (Zero Forcing)等の線形フィルタを用いた信号分離アルゴリズムは、送信アンテナ数と同じかそれよりも多い数の受信アンテナで受信した複数の受信信号を、着目する送信アンテナ以外の送信アンテナ力の受信信号電力を抑圧するように合成する方法であり、受信側の演算量は比較的少なくてすむとヽつた特徴がある。

[0007] また、最尤検出法 (MLD)を用いた信号分離アルゴリズムは、各送信アンテナからの受信信号のレプリカ候補を生成し、受信信号と全送信アンテナからの受信信号のレプリカ候補の和とのユークリッド距離が最小になる受信信号レプリカを求めることで、最も確力しい各送信アンテナの送信信号系列を推定する方法であり、上記した M MSEに比較して、信号分離精度が高ぐ復調性能は優れるが、信号分離に要する演算量はアンテナ数に比例して指数的に増加するといつた欠点がある。そこで、 ML Dにおける演算量を低減するために、 QR分解を利用して MLDにおける 2乗ユータリッド距離を計算する信号点候補を大幅に削減する方法が提案されて！ヽる (例えば、非特許文献 2参照)。

[0008] ところで、直接拡散 (DS) CDMAは従来の情報データ変調信号を高速レートの拡散符号で拡散する 2次変調を行って伝送することで複数の通信者が同一の周波数帯を用いて通信を行う方式であり、 DS— CDMAを用いた無線通信では、信号伝送帯域幅の広帯域ィ匕により、マルチノスフエージング (周波数選択性フェージング）が生じ、送信信号は互いに伝搬遅延時間の異なる複数のマルチパスに分離されて受信される。

[0009] DS— CDMAでの受信では、この複数のパスを合成する Rake受信により受信品質を改善することができる力異なるパス間には干渉（以下、マルチノス干渉という）が生じるため、 Rake受信による受信品質改善がオフセットされる。

[0010] 上記マルチパス干渉は、拡散符号を乗算するスピードであるチップレートと情報シンボルのシンボルレートの比で定義される拡散率の逆数に大きさが比例する。このため、情報ビットレートを増大するために拡散率を 1に近づけると、 Rake受信効果よりもマルチパス干渉による受信品質の劣化のほうが支配的になり、高速データ伝送時に受信特性が劣化するという問題があった。そこで、このような問題を解決するために、マルチパス干渉キャンセラが提案されている（例えば、非特許文献 3参照)。 [0011] このマルチノス干渉キャンセラは、非特許文献 3に記載されているように、仮の Rak e受信結果で推定された送信信号系列と各受信パスのチャネル係数 (伝搬路の複素包絡線)を基にパス毎の受信信号系列を推定し、受信信号力もあるパス以外の全ての推定した受信信号系列を差し引くことを、パス数分繰り返すことで得られるマルチパス干渉を低減したパス毎の受信信号を用いて最終的な Rake受信を行うことにより、マルチパス環境下での高品質受信を実現している。

[0012] また、 DS— CDMAを用いた無線通信における MIMO多重でのマルチパス干渉の影響を低減する信号分離法として、他の送信アンテナからの受信信号により生じる干渉の抑圧とマルチパス干渉の抑圧を同時に行う 2次元 MMSEも提案されている。特干文献 1 : G. J. Foschini, Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas, Bell Labs Technical Journal, Vol. 1, No. 2, autumn 1996, pp 41—59.

非特許文献 2： Bin Dong, Xaodong Wang, and Amaud Doucet, "Sampling- based Near-optimal MIMO demodulation Algorithms, in Proc. 42nd IEEE Conference on Decision and Control, Hawaii, Dec.2003.

非特許文献 3 : K. Higuchi, A. Fujiwara, and M. Sawahashi, "Multipath Interference Canceller for High-Speed Packet Transmission With Adaptive Modulation and Coding Scheme in W- CDMA Forward Link, " IEEE J. Select. Areas Commun., Vol.20, No.2, pp.419— 432, February 2002.

非特許文献 4 : Frederik Petre et. Al, Combined Space-Time Chip Equalization And Parallel Interference Cancellation For DS— CDMA Downlink With Spatial

Multiplexing," in Proc. IEEE PIMRC2002.

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0013] ここで、 DS— CDMAを用いた無線通信に情報ビットレートの高速化のために、上記した MIMO多重法を適用することを考えると、まず 1送信アンテナあたりの情報ビットレートを増大するために拡散率を小さくしなければならない。この場合、図 15に示すように、同一の受信タイミングのパス同士の送信アンテナ間の相互干渉（同図（a)参照）に加えて、全送信アンテナの異なる受信タイミングのマルチパス力ものマルチパス干渉（同図 (b)、（C)参照）が生じる。このため、受信側での信号分離の精度は、先に述べた 1アンテナ送信時の Rake受信と同様に、マルチパス干渉の影響で大きく劣化すると考えられる。

[0014] 先に提案されたマルチパス干渉キャンセラでは、 1アンテナ力ものみ信号が送信される場合の構成であり、 MIMO多重時に適用しても、 Rake受信では高精度な送信信号系列の推定ができない。

[0015] また、図 15から明らかなように、 MIMO多重時におけるマルチパス干渉は同一送信アンテナ力の干渉だけでなぐ異なる送信アンテナ力の受信信号からも生じるため、高精度な受信のためには、これらのマルチノス干渉も抑圧する必要がある。

[0016] し力しながら、上記した MMSEは原理的に MLDに比較して信号分離精度が悪ぐ受信側で最適な性能が得られない。また、 2次元 MMSEにおいては、他の送信アンテナからの受信信号により生じる干渉の抑圧にカ卩えて、マルチパス干渉も抑圧するようにフィルタ係数が制御されるため、信号分離精度の劣化がさらに大きくなるといった問題があった。

[0017] 本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、その課題とするところは、マルチパス干渉による受信特性の劣化を抑圧して高精度な信号分離を実現することのできる受信装置、受信方法、および無線通信システムを提供することである。課題を解決するための手段

[0018] 本発明は、 CDMA方式を用いて信号の受信を行う受信装置において、 M本 (Mは、正の整数)の送信アンテナから送信された送信信号を、 N本 (Nは、正の整数)の受信アンテナにより受信しているであって、各受信アンテナで受信した受信信号を 1次復調して各送信アンテナからの送信信号を推定し、推定結果に基づ！、てマルチパス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生するマルチパス受信信号再生手段と、前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの前記再生受信信号を減じるマルチパス干渉キャンセル手段と、前記減じた信号を用いて 2次復調を行う復調手段と、を備えることを特徴の 1つとして、る。

[0019] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記 1次復調を、最小平均自乗誤差法（MMSE: Minimum Mean Square Error)を用いて実行することを特徴としている。

[0020] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記 1次復調を、最尤検出法（MLD: Maximum Likelihood Detention)を用いて実行することを特徴としている。

[0021] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して前記 1次復調を実行することを特徴としている。

[0022] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に前記 1次復調を実行することを特徴として、る

[0023] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、上記の方法を用いて推定される送信シンボル系列の確からしさに基づいて、受信信号の振幅を制御することを特徴として、る。

[0024] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記 M本の送信アンテナカゝら送信される既知のパイロット信号を用いてチャネル係数を推定することを特徴としている。

[0025] また、前記受信装置であって、所定数の前記マルチパス受信信号再生手段及び前記マルチパス干渉キャンセル手段を多段接続することを特徴としている。

[0026] また、前記受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段が多段接続される場合に、各段において、前記マルチパス干渉キャンセル手段により減じられた信号を用いて、前記 M本の送信アンテナ力送信される既知のノィロット信号に基づヽて推定されるチャネル係数推定値の更新を行うことを特徴としている。

[0027] また、前記受信装置であって、前記復調手段は、最尤検出法を用いて 2次復調を行うことを特徴としている。

[0028] また、前記受信装置であって、前記復調手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して 2次復調を行うことを特徴として、る。

[0029] また、前記受信装置であって、前記復調手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に 2次復調を行うことを特徴として、る。

[0030] また、前記受信装置であって、前記 M本の送信アンテナ力符号多重された送信信号が送信されたときに、前記マルチパス受信信号再生手段は、各受信アンテナで受信した受信信号を 1次復調して拡散符号毎に受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生し、前記マルチパス干渉キャンセル手段は、前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの全ての拡散符号に対応する前記再生受信信号を減じた信号を生成し、前記復調手段は、前記減じた信号を用いて拡散符号毎に 2次復調を行うことを特徴としている。

発明の効果

[0031] 本発明の実施例によれば、 CDMA方式を用いて複数の送信アンテナ力も異なるデータを同時送信したときに、マルチパス干渉を低減し、異なる送信アンテナから送信された信号の高精度な分離を実現することができる。その結果、マルチパスフージング環境における、受信品質を大幅に向上させることができる。

図面の簡単な説明

[0032] [図 1]本発明の実施の形態に係る受信装置を含んで構成される無線通信システム 1 を示す図である。

[図 2]マルチパス受信信号再生部の第 1の実施形態を示す構成図である。

[図 3]マルチパス受信信号再生部の第 2の実施形態を示す構成図である。

[図 4]マルチパス受信信号再生部の第 3の実施形態を示す構成図である。

[図 5]マルチパス受信信号再生部の第 4の実施形態を示す構成図である。

[図 6]チャネル係数推定部の構成を示す図である。

[図 7A]送信装置より送信される送信信号のフレーム構成を示す図である。

[図 7B]送信装置より送信される送信信号のフレーム構成を示す図である。

[図 8]本発明の実施形態に係る受信装置の第 2の実施形態を示す構成図である。

[図 9]本発明の実施形態に係る復調部の第 1の実施形態を示す構成図である。

[図 10]本発明の実施形態に係る復調部の第 2の実施形態を示す構成図である。

[図 11]本発明の実施形態に係る復調部の第 3の実施形態を示す構成図である。

[図 12]本発明の実施形態に係る受信装置の第 3の実施形態を示す構成図である。 [図 13]本発明についての計算機シミュレーションの結果を示す図である。

[図 14]複数のアンテナを用いた MIMO通信システムの構成を示す図である。

[図 15]DS— CDMAにおける MIMO多重では、マルチパス干渉の影響で復調（信号分離)の精度が劣化することを説明するための図である。

符号の説明

1 無線通信システム

10, 1010 送信装置

11一 11 , 1011

1一 1011 送信アンテナ

1 m n

20, 200, 600, 1020 受信装置

21一 21 , 1021一 1021 受信アンテナ

22, 30—50, 70, 211—213, 611— 614 マルチノス受信信号再生部

23, 221 , 221 , 222 , 222 , 223 , 223 , 615—618 マルチノス干渉キャン

1 2 1 2 1 2

セノレ咅

24, 300, 400, 500, 621, 622 復調部

31, 41, 51, 71, 100, 311, 411, 511 チャネル係数推定部

32 線形フィルタ係数計算部

33 線形フィルタリング部

34一 34 , 42—45, 52—55, 72—75, 312—315, 412—415, 512—515

1 m

逆拡散部

35— 35 送信シンボル系列推定部

1 m

36一 36 , 50一 50 , 62一 62 , 84一 84 マルチノス受信信号再生処理部

1 m l m l m l m

46, 58, 80, 316, 418, 520 送信シンボル候補生成部

47, 317 受信信号レプリカ生成部

48, 60, 82, 318, 420, 522 尤度計算部

49一 49 , 61— 61 , 83— 83 送信シンボル系列推定部

1 m l m l m

56, 76, 77, 416, 516, 517 QR分解部

57, 78, 79, 417, 518, 519 Q^H演算部

59, 81, 419, 521 変換信号レプリカ生成部 101— 104 相関検出部

111一 114 レプリカ信号生成部

319, 421, 523 送信系列推定部

631— 634, 641— 644 カロ算器

発明を実施するための最良の形態

[0034] 以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

[0035] 図 1は、本発明の実施の形態に係る受信装置を含んで構成される無線通信システム 1を示す図である。本発明に係る無線通信システム 1は、 DS— CDMAにおける Ml MOチャネルまたは MISO (Multi- Input Single- Output,複数入力単出力、つまり、受信装置の受信アンテナが 1つ）チャネル用いたシステムであり、本実施形態では、 MIMOチャネルを用いて信号伝送がなされる場合を例にとり、以下説明する。

[0036] 同図において、この無線通信システム 1は、送信装置 10と受信装置 20が無線通信において接続可能となっている。送信装置 10は、入力される送信データビット系列を M本の送信系列にシリアル 'パラレル変換し、同一の周波数帯かつ同一の拡散符号を用いてデータ変調を行い、送信信号として M本の送信アンテナ 11 同

1一 11 力

m 時に送信する。このようにして送信された送信信号はマルチパス伝搬路を経て L個のマルチパス受信信号となつて受信装置 20に具備される N本の受信アンテナ 21— 2 1で受信される。受信装置 20は、 N本の受信アンテナ 21— 21と、マルチパス受信信号再生部 22と、 N個のマルチパス干渉キャンセル部 23— 23と、復調部 24とを具備して構成される。

[0037] ここで、送信装置 10の送信アンテナ mから送信された送信信号を S (t)とすると、受信装置 20の受信アンテナ nで受信される受信信号!：（t)は、次式で表すことができる。

[0038] [数 1]

∑∑ ) H ) 上記式にお!、て、 h (t)は、送信アンテナ mからの送信信号を受信アンテナ nで m, n, 1

受信したときの受信パス 1に対するチャネル係数を表し、 τは受信パス 1の伝搬遅延

1

時間を表す。

[0039] 次に、本発明に係る受信装置 20の動作を説明する。

[0040] 受信装置 20では、 Ν本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)力マルチパス受信信号再生部 22に入力される。マルチパス受信信号再生部 22では、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号を基に、仮の信号分離 (1次復調という）を行うことで、受信アンテナ 21— 21ごとに各送信アンテナ 11

1 n 1一 11 力も m の受信パス毎の受信信号系列

[0041] [数 2]

を推定して出力する。上記 1次復調の方法には、後述する所定のアルゴリズムが用いられる。

[0042] 次に、受信アンテナ 21— 21数分の各マルチパス干渉キャンセル部 23— 23では、当該受信アンテナ 21— 21 の受信信号と、各送信アンテナ 11

1 n 1一 11 からの受 m 信パス毎の受信信号系列を入力とし、受信信号力他のパスの受信信号全てを差し引いたマルチパス干渉キャンセル後の受信信号 r (t)を次式にしたがって演算し、 n, 1

出力する。

[0043] [数 3]

(りひ) _∑∑ ,ひ）

復調部 24は、上記のようにしてマルチパス干渉キャンセル部 23— 23から出力される N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号 r (t)を入力とし、送信シン

n, 1

ボル系列の尤度もしくは、送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度 λを 2次復調出力として後続のビタビ復号器、ターボ復号器等の誤り訂正 (チャネル )復号器に出力して復号処理を実行させる。

[0044] このように本実施形態によれば、マルチパス受信信号再生部で、 1次復調が行われ、送信信号が推定される。そして、その推定された送信信号とチャネル変動値 (チヤネル係数）とを掛け合わせることでパス毎の受信信号を推定し、マルチパス干渉キヤンセル部で、受信信号から着目するパス以外の推定した受信信号が減算される。これにより、復調部では、マルチパス干渉を除去した後の受信信号を用いて復調することが可能となり、高精度に信号分離を行うことができる。

[0045] すなわち、上りリンクに DS— CDMA方式を用い、 MIMO多重法を適用した場合であっても、マルチパス干渉に起因した信号分離精度の劣化を回避することができる。

[0046] 図 2は、図 1に示すマルチパス受信信号再生部の第 1の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、 1次復調方法として MMSE アルゴリズムを用いる。

[0047] 同図において、このマルチパス受信信号再生部 30は、チャネル係数推定部 31と、線形フィルタ係数計算部 32と、線形フィルタリング部 33と、 M個の逆拡散部 34— 34 と、 M個の送信シンボル系列推定部 35— 35 と、 M個のマルチパス受信信号再生 m 1 m

処理部 36— 36 とから構成される。

1 m

[0048] 本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部 30では、最初に、チャネル係数推定部 31において、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を入力し、受信アンテナ 21— 21と送信アンテナ 11一 11 (図 1参照）との間各々の各パスのチャネル係数 h が推定される。

m, n, 1

[0049] 次に、線形フィルタ係数計算部 32にお、て線形フィルタの係数計算、及びその求めた線形フィルタ係数を用いた等化のためのフィルタリング処理が行われる。これらの処理は、時間領域の信号処理で実現する方法と、周波数領域の信号処理で実現する方法とが考えられるが、以下では、周波数領域で信号処理を行う方法について例を挙げて説明する。 [0050] 線形フィルタ係数計算部 32では、得られたチャネル係数の推定値

[0051] 画

を用いて、送信アンテナ毎に該送信アンテナの信号の遅延パス成分と他の送信アンテナからの受信信号成分を同時に抑圧する線形フィルタの係数を計算する。具体的には、時間領域でパイロットチャネルを用いて推定したチャネル推定値

[0052] [数 5]

と、各受信パスの遅延時間

[0053] [数 6]

を用いて送信アンテナ 11一 11 と受信アンテナ 21— 21間のチャネルのインパルス応答を求める。

[0054] 次に、上記のようにして求められたチャネルのインパルス応答に対して、線形フィルタリングするブロックサイズに相当するチップ数 Xオーバサンプリング数分の大きさとなる Νポイントの FFTを行うことで、送信アンテナ 11一 11力もの送信信号の受信ァ f 1 m

ンテナ 21— 21でのチャネル変動値の周波数成分である [0055] [数 7]

を推定し、これより、 n行 m列の行列表記したチャネル行列

[0056] [数 8]

H^(/1 = [A^{( )}](l<«<N,l<m<M)

の推定値

[0057] [数 9]

ή^υ、

を算出する。そして、このようにして算出された

[0058] [数 10]

を用いて、 FFT後の周波数成分毎に、線形フィルタリング係数を計算する。

[0059] 線形フィルタの係数は、 ZF基準あるいは MMSE基準にしたがって求めることができる。 [0060] 例えば、 ZF基準の線形フィルタの係数は、次式により求めることができる.

[0061] [数 11]

W^U ={Hⁱ )"\Hⁱ (Hⁱ )^H\

また、 MMSE基準の線形フィルタの係数は、次式により求めることができる。

[0062] [数 12]

W ^> = (H^lf,)^H {H^t {H' )^H + Ν^ί ΐ)

ここで、

[0063] [数 13]

は雑音成分を表す。

[0064] 次に、線形フィルタリング部 33では、 Νポイントの FFTにより、 Ν系列の受信信号そ

f

れぞれを周波数領域の受信信号 Υ^ωに変換する。その後、周波数領域の受信信号 Y^(f)に w⁽ⁱ⁾を乗算することにより、周波数領域のチャネル変動によるコードチャネル間の直交性の崩れ（時間領域で見た MPII(Multi-Path-Interference))と送信アンテナ間の干渉を同時に等化 (抑圧)した M個の送信信号の推定値

[0065] [数 14] 5 = ？ …， T

を次式にしたがって生成する。

[0066] [数 15]

：

： ,）

）

' ,

,，

<：

なお、

[0067] [数 16]

は Nポイントの IFFT後に並直列変換'

f ことで時間領域の仮の復調信号 (1次復調信号）

[0068] [数 17]

毎に再変換される。このようにして得られた送信アンテナ数分の仮の復調系列（1次復調系列）は、逆拡散部 34— 34 に入力される。逆拡散部 34— 34では、送信時

1 m 1 m

に用いた拡散符号と同一の拡散符号で上記送信アンテナ数分の仮の復調系列を逆拡散し、逆拡散信号 zを送信シンボル系列推定部 35— 35 に出力する。送信シン

m 1 m

ボル系列推定部 35— 35では、逆拡散信号 zを硬判定もしくは軟判定することによ

1 m m

り送信シンボル系列

[0069] [数 18]

を推定し出力する。

[0070] 例えば、送信シンボル系列推定部 35— 35 において硬判定を行う場合の実施例

1 m

は以下のようになる。

[0071] ここで、送信シンボル d (iはシンボル候補番号

m, i

[0072] [数 19]

d≤i≤C)

を表す。なお、 Cは送信シンボル点数を表し、 QPSKなら C=4、 16QAMなら C= l 6である）に対して、

[0073] [数 20]

min z 一 d' となるはり、

[0074] [数 21]

d = ,

とする。

[0075] また、送信シンボル系列推定部 35— 35 において軟判定を行う場合の実施例は

1 m

以下のようになる。

[0076] まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

[0077] [数 22]

ここで、

[0078] [数 23]

人

は、送信アンテナ mのビット iの対数尤度比である。

[0079] [数 24]

2σ⁵(«)

上記式にお!、て、 S は、第 iビットが" V "であるシンボルの集合のなかで、送信

min,

信号点 z 力のユークリッド距離が最小のシンボル候補を表し、 σ ²

は、雑音電力を表す。

[0080] 軟判定シンボル

[0081] [数 25]

[0082] [数 26]

を用いて以下のように推定される

[0083] [数 27] d_n= + j · として、 QP SKの場合、 ίί'— ：

〜 / 1 〜 ― - X - —— u ,(2~u j

" 2.5 "■' "·²

6 QAMの場合、

y = — ΰ Λ2-ΰ J

最後に、マルチパス受信信号再生処理部 36— 36 は、上記のようにして推定され

1 m

た送信シンボル系列

[0084] [数 28]

d

を入力し、次式に基づき、その入力された送信シンボル系列

[0085] [数 29]

d

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、受信アンテナごとに各送信アンテナカの受信パス毎の受信信号系列

[0086] [数 30] ,., ）

を次式にしたがって推定して出力する。

[0087] [数 31]

L, = h_m^t (t _cひ— τ' )

次に、上記マルチパス受信信号再生部の他の実施形態について説明する。

[0088] 図 3は、マルチパス受信信号再生部の第 2の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、 1次復調方法として MLDアルゴリズムを用いる。

[0089] 同図において、このマルチパス受信信号再生部 40は、チャネル係数推定部 41と、 N X L個の逆拡散部 42— 45と、送信シンボル候補生成部 46と、受信信号レプリカ生成部 47と、尤度計算部 48と、 M個の送信シンボル系列推定部 49

1一 49 と、 M個の m

マルチパス受信信号再生処理部 50— 50 とから構成される。

1 m

[0090] 本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部 40では、最初に、チャネル係数推定部 41において、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を入力し、受信アンテナ 21— 21と送信アンテナ 11一 11との間各々の各パスのチヤネル係数 h が推定される。

m, n, 1

[0091] 次に、 N X L個の逆拡散部 42— 45により、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で各パスの受信タイミングで逆拡散し、 N X L個の各受信アンテナでの各パスの逆拡散信号 z を求め

n, 1 る。

[0092] 送信シンボル候補生成部 46は、各送信アンテナに対する送信シンボル d (iはシ

m, l ンボル候補番号

[0093] [数 32]

(l<i<C)

を表し、 Cは、送信シンボル点数を表し、例えば、 QPSKなら C=4、 16QAMなら C

= 16である）を生成して出力する。

[0094] 受信信号レプリカ生成部 47は、送信シンボル候補生成部 46で生成された送信シンボルと、チャネル係数推定部 41で推定されたチャネル係数とを入力して受信信号レプリカ

[0095] [数 33]

を次式にしたがって生成して出力する

[0096] [数 34]

z ,.- · =h +k - d_t +... + h„ d_u

尤度計算部 48は、受信逆拡散信号 z と受信信号レプリカ

[0097] [数 35] を入力し、次式にしたがって誤差演算を行う。

[0098] [数 36]

送信シンボル系列推定部 49

1一 49 では、各送信アンテナに対応する生成した送 m

信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力し、最小誤差を選択し、当該誤差を与える送信シンボル系列

[0099] [数 37]

を推定する。この送信シンボル系列推定部 49 場合の

1一 49 において硬判定を行う

m

実施例は以下のようになる。

[0100] [数 38]

2.. が最小となったときの!;ふ…，より、 = とする。また、送信シンボル系列推定部 49

1一 49 において軟判定を行う場合の実施例は m

以下のようになる。

[0101] まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

[0102] [数 39]

ここで、

[0103] [数 40]

Λ

は、送信アンテナ mのビット iの対数尤度比である,

[0104] [数 41]

人； _ln-¾^^- )

尸 ( - 1 ，… ）

ie . - e Λ

2σ (η )

上記式において、 e は、第 iビットが" V〃である

mm,

[0105] [数 42]

の最小値、 σ ² (n)は雑音電力をあらわす。

[0106] 軟判定シンボル

[0107] [数 43]

は、

[0108] [数 44]

u .

を用いて以下のように推定される。

[0109] [数 45]

d_m - +ゾ .51として、

QP SKの場合、 ~"

y =u二

1 〜〜、

X ― u ，(2— « ₂)

6 QAMの場合、

最後に、マルチパス受信信号再生部 36— 36 は、上記のようにして推定された送

丄 m

信シンボル系列

[0110] [数 46]

d

[0111] [数 47]

d

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、

受信アンテナごとに各送信アンテナ力らの受信パス毎の受信信号系列

[数 48] を次式にしたがって推定して出力する。

[0113] [数 49]

, ) = h_m^t d_m{t> c{t- _t)

図 4は、マルチパス受信信号再生部の第 3の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、 1次復調方法としてパス一括処理を行う MLDアルゴリズムを用いる。

[0114] 同図において、このマルチパス受信信号再生部 50は、チャネル係数推定部 51と、 N X L個の逆拡散部 52— 55と、 QR分解部 56と、 Q^H演算部 57と、送信シンボル候補生成部 58と、変換信号レプリカ生成部 59と、尤度計算部 60と、 M個の送信シンポル系列推定部 61— 61 と、 M個のマルチパス受信信号再生処理部 62— 62 とか

1 m 1 m ら構成される。

[0115] 本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部 50では、最初に、チャネル係数推定部 51において、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を入力し、受信アンテナ 21— 21と送信アンテナ 11一 11との間各々の各パスのチヤネル係数 h が推定される。

m, n, 1

[0116] 次に、 N X L個の逆拡散部 52— 55により、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で各パスの受信タイミングで逆拡散し、 N X L個の各受信アンテナでの各パスの逆拡散信号 z を求め

n, 1 る。

[0117] 次に、 QR分解部 56では、チャネル係数からなる下記の M行 X (N X L)列のチヤネル行列を生成し、チャネル行列の QR分解を行って、 Q行列および R行列を出力する

[0118] [数 50]

チャネル行列 2のときの例)

H ^ QR

上記 QR分解部 56から出力される Q行列は、（N X L)行 X M列のュ-タリー行列であり、 Q^HQ=Iを満たす。

[0119] ここで、 Hは共役複素転置を表し、 Iは単位行列を表す。また、 R行列は M行 X M列の上三角行列となる。

[0120] Q^H演算部部 57では、次式にしたがった演算が行われる。

[0121] [数 51]

V " リ、

, q ュリ . ζ_ίΛ

X = = Q^HZ =

" q ュ

," ." " リ 2 <

0

Q^B(HZ + N) = Q^B(QRD + N) = + 0^BN = +

0 0

0 0 0 <

(M=4， N- 4, L= 2のときの例)

送信シンボル候補生成部 58は、まず、送信アンテナ Mに対する送信シンボル d

M, i を生成して変換信号レプリカ生成部 59に出力する。変換信号レプリカ生成部 59は、送信シンボル候補生成部 58で生成された送信シンボルと、 QR分解部 56から出力される R行列を入力して、変換信号レプリカ

[0122] [数 52]

を次式にしたがって生成して出力する

[0123] [数 53]

尤度計算部 60は、まず、 X と

M

[0124] [数 54]

を用い、次式にしたがって誤差演算を行う。

[0125] [数 55] " -

尤度計算部 60は、誤差演算を行った後、送信アンテナ Mに対応する生成した送 f，シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力し、誤差の小さい S 個の送信アンテナ

M

Mに対応する送信シンボル系列

[0126] [数 56]

^.,ω〜

とそのときの誤差

[0127] [数 57] を保持する。

[0128] 次に、送信シンボル候補生成部 58は、送信アンテナ M— 1に対する送信シンボル [0129] [数 58]

を生成して出力する。

[0130] 変換信号レプリカ生成部 59は、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル

M

系列と送信アンテナ M— 1に対する送信シンボルとから R行列を入力として変換信号レプリカ

[0131] [数 59]

を次式にしたがって生成して出力する。

[0132] [数 60]

+ , >"· ^d,

尤度計算部 60は、次いで、誤差演算を次式により行い、

[0133] [数 61] X 一 X +

誤差の小さヽ S 個の送信アンテナ Mと送信アンテナ M— 1に対応する送信シンポ

M-1

ル系列の組み合わせ

[数 62]

とそのときの誤差

[数 63]

を保持する。

[0136] 同様にして、送信シンボル候補生成部 58は、送信アンテナ mに対する送信シンポル d を生成して出力する。変換信号レプリカ生成部 59は、送信アンテナ m+ 1から m,

、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル系列と送信アンテナ mに対する m+1

送信シンボルと R行列を入力として変換信号レプリカ

[0137] [数 64]

を次式にしたがって生成して出力する。 [0138] [数 65]

x . . = r ' d + r , ' d + ... + f · d ,

尤度計算部 60は、誤差演算を次式にしたがって行!、、

[0139] [数 66]

e = — X + e

誤差の小さヽ S 個の送信アンテナ Μから送信アンテナ mに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

[0140] [数 67]

とそのときの誤差

[0141] [数 68]

e 〜e

を保持する。

[0142] 以上の操作を繰り返すことにより、得られた C' S個の全送信アンテナに対応する送

2

信シンボル系列の組み合わせ

[0143] [数 69] d ,d ,...,d \

とそのときの誤差

[0144] [数 70] "

を得る (j = l一 c'sの整数)。

2

[0145] 送信シンボル系列推定部 61— 61 では、各送信アンテナに対応する、生き残り送

1 m

信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、最小誤差を選択し、当該誤差を与える送信シンボル系列を推定する。

[0146] 送信シンボル系列推定部 61— 61 において硬判定を行う場合の実施例は以下の

1 m

ようになる。

[0147] [数 71] „ が最小となったときの、 ω,ί η,…人 )より、 = ^とする。

また、送信シンボル系列推定部 61— 61 において軟判定を行う場合の実施例は

1 m

以下のようになる。

[0148] まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

[0149] [数 72] 、

ύ , = tanh

V ² ノ

ここで、

[0150] [数 73]

λ .

は、送信アンテナ mのビット iの対数尤度比である。

[数 74]

上記式にぉ、て、 e は、第 iビットが" V "である

mm,

[0152] [数 75]

の最小値、 σ ² (n)は雑音電力を表す,

[0153] 軟判定シンボル [0154] [数 76]

d

は、

[0155] [数 77]

を用いて以下のように推定される _c

[0156] [数 78]

d =x +j - y として、

Q P S

X = ,ί u ,(2_« ，)

"

6 QAMの場合、

u

最後に、マルチパス受信信号再生処理部 62— 62 は、上記のようにして推定され

1 m

た送信シンボル系列

[0157] [数 79] を入力し、次式に基づき、その入力された送信シンボル系列

[0158] [数 80]

に拡散符号とチャネル係数を乗算することにより、受信アンテナごとに各送信アンテナからの受信パス毎の受信信号系列

[0159] [数 81]

）

を次式にしたがって推定して出力する。

[0160] [数 82]

以上説明したように、本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部の構成は、図 3に示すマルチパス受信信号再生部の構成に比較して、若干の受信信号系列の再生精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数を C^M回から

[0161] [数 83] 回に大幅に低減することが可能であり、受信装置の複雑さを大幅に低減することが可能となる。

[0162] 図 5は、マルチパス受信信号再生部の第 4の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、マルチパス受信信号再生部は、 1次復調方法としてパス毎に処理を行う MLDアルゴリズムを用いる。

[0163] 同図において、このマルチパス受信信号再生部 70は、チャネル係数推定部 71と、 N X L個の逆拡散部 72— 75と、 L個の QR分解部 76、 77と、 L個の Q^H演算部 78、 7 9と、送信シンボル候補生成部 80と、変換信号レプリカ生成部 81と、尤度計算部 82 と、 M個の送信シンボル系列推定部 83— 83 と、 M個のマルチパス受信信号再生

1 m

処理部 84— 84 とから構成される。

1 m

[0164] 本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部 70では、最初に、チャネル係数推定部 71において、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を入力し、受信アンテナ 21— 21と送信アンテナ 11一 11との間各々の各パスのチヤネル係数 h が推定される。

m, n, 1

[0165] 次に、 N X L個の逆拡散部 72— 75により、 N本の受信アンテナ 21— 21で受信された受信信号 r (t)を送信時に用いた拡散符号と同一の拡散符号で各パスの受信タイミングで逆拡散し、 N X L個の各受信アンテナでの各パスの逆拡散信号 z を求め

n, 1 る。

[0166] 次に、第 1番目の QR分解部では、第 1番目のパスのチャネル係数力もなる下記のチャネル行列をパス数分生成し、それぞれ、チャネル行列の QR分解を行って、 Q行列および R行列を出力する。

[0167] [数 84] h'

h,

チャネル行列 H, = κ,, κ (M=4, N=4ときの例)

κ,, κ h,

h .. h.

上記 QR分解部から出力される Q行

1 A列は、 N行 XM列のュ-タリー行列であり、 Q

Q =1を満たす。また、 R行列は、 M行 XM列の上三角行列となる。

1 1

[0168] したがって、第 1番目の Q^H演算部における演算は、

[0169] [数 85]

X. =

Q^H(

(Μ=4、 Ν 4のときの例)

と記述することができる。

[0170] 送信シンボル候補生成部 80は、まず、送信アンテナ Μに対する送信シンボル d

M, i を生成して変換信号レプリカ生成部 81に出力する。変換信号レプリカ生成部 81は、送信シンボル d と、 R行列を入力して、変換信号レプリカ

M, i 1

[0171] [数 86] を次式にしたがって生成して出力する。

[0172] [数 87]

一

尤度計算部 82は、まず、 X と

M, 1

[0173] [数 88]

を用い、次式にしたがって誤差演算を行う。

[0174] [数 89]

― 7 -

尤度計算部 82は、誤差演算を行った後、送信アンテナ Mに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、誤差の小さい S 個の送信ァ

M

ンテナ Mに対応する送信シンボル系列

[0175] [数 90] とそのときの誤差

[0176] [数 91]

を保持する。

[0177] 次に、送信シンボル候補生成部 80は、送信アンテナ M— 1に対する送信シンボル [0178] [数 92]

を生成して出力する。

[0179] 変換信号レプリカ生成部 81は、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル

M

[0180] [数 93]

を次式にしたがって生成して出力する。

[0181] [数 94] 尤度計算部 82は、次いで、誤差演算を次式により行い

[0182] [数 95]

=Σ - +

M-1

ル系列の組み合わせ

[0183] [数 96]

d ~^\d d

とそのときの誤差

[0184] [数 97]

u

を保持する。

[0185] 同様にして、送信シンボル候補生成部 80は、送信アンテナ mに対する送信シンポル d を生成して出力する。変換信号レプリカ生成部 81は、送信アンテナ m+ 1から m,

送信シンボルと R行列を入力として変換信号レプリカ [0186] [数 98]

x .

を次式にしたがって生成して出力する

[0187] [数 99]

尤度計算部 82は、誤差演算を次式にしたがって行い、

[数 100]

誤差の小さヽ S 個の送信アンテナ Mから送信アンテナ mに対応する送信シンボル系列の組み合わせ

[0189] [数 101]

とそのときの誤差

[0190] [数 102] を保持する。

[0191] 以上の操作を繰り返すことにより、得られた C' S個の全送信アンテナに対応する送

2

信シンボル系列の組み合わせ

[0192] [数 103] d , d ,...,d \ とそのときの誤差

[0193] [数 104]

€

を得る (j = l一 C ' Sの整数)。

2

[0194] 送信シンボル系列推定部 83— 83 では、各送信アンテナに対応する、生き残り送

1 m

[0195] 送信シンボル系列推定部 83— 83 において硬判定を行う場合の実施例は以下の

1 m

ようになる。

[0196] [数 105] w が最小となったときの、 "ル ' ■),···, ·/■)より、： ^とする。

また、送信シンボル系列推定部 83— 83 において軟判定を行う場合の実施例は

1 m

以下のようになる。

[0197] まず、次式にしたがって、軟判定のビット系列を求める。

[0198] [数 106] ύ . = tanh 、

2

ノここで、

[0199] [数 107]

Λ

は、送信アンテナ mのビット iの対数尤度比である。

[数 108]

1

(e - e )

2σ²(π)

上記式において、 e は、

[0201] [数 109]

の最小値を表し、 σ ² (n)は雑音電力を表す。

[0202] 軟判定シンボル

[0203] [数 110] は、

[0204] [数 111]

を用いて以下のように推定される _c

[0205] [数 112] d_m =x_n+j■ ^として、

QP S Kの場合、 ί~'— ~

1 6 Q AMの場合、

最後に、マルチパス受信信号再生処理部 84— 84 は、上記のようにして推定され

1 m

た送信シンボル系列

[0206] [数 113] d

[0207] [数 114] d

[0208] [数 115] . ）を推定して出力する。

[0209] [数 116] ) " )' d cひ— 以上説明したように、本実施形態におけるマルチパス受信信号再生部の構成は、図 4に示すマルチパス受信信号再生部の構成と同様に、図 3に示すマルチパス受信信号再生部の構成に比較して、若干の受信信号系列の再生精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数を C^M回から

[0210] [数 117]

回に大幅に低減することが可能であり、受信装置の複雑さを大幅に低減することが可能となる。

[0211] 図 6は、本発明に係るチャネル係数推定部の構成図であり、図 7Aおよび図 7Bは、当該チャネル係数推定部を用いる場合の送信装置より送信される送信信号の構成例を示す図である。

[0212] まず、図 7Aおよび図 7Bを参照しながら、送信装置から送信される送信信号について説明する。同図に示されるように、本実施形態では、各送信アンテナ (ここでは、送信アンテナ 1、 2)からの送信信号に、送信アンテナ毎に異なる 4シンボル長のパイ口ットシンボル (斜線部）がデータシンボルに対して周期的に挿入されている。図 7Aに示される例では、各送信アンテナのパイロットシンボルパターンは互いに直交している。

[0213] また、図 7Bに示される例では、各送信アンテナのパイロットシンボルの拡散に用いられる拡散符号 (Cl、 C2)が直交している。

[0214] ノィロット信号の送信は、図 7A、図 7Bのいずれかの方法によって行えばよぐ送信アンテナ間のパイロット信号を直交させることで高精度なチャネル推定が可能となる。上記のような直交シンボルパターンもしくは直交拡散符号は、例えば、パイロットシンボル数と同じ長さもしくは、パイロットシンボルの拡散率と同じ長さの Walsh系列を用いることで生成可能である。これ以降、送信アンテナ mのパイロット信号系列を p (n)として説明を進める。なお、 nはチップ番号を表すものとする。

[0215] 図 6に戻り、本発明に係るチャネル係数推定部の構成を説明する。このチャネル係数推定部 100は、送信アンテナ mと受信アンテナ n間の各パスのチャネル係数を推定する機能を備える。本例では、 3送信アンテナ、 4受信アンテナの場合のチャネル係数推定部の構成例を示している。すなわち、このチャネル係数推定部は、 3 X 4の相関検出部 101— 104と、パイロット信号レプリカ生成部 111一 114とを備える。なお、本例では、構成要素が複数有る相関検出部と、パイロット信号レプリカ生成部の符号の末尾に連番を付すものとして図示した。

[0216] まず、同図を参照しながら送信アンテナ 1と受信アンテナ 1間のチャネル係数 h を推定する場合の動作を説明する。

[0217] 同図において、受信アンテナ 1で受信された受信信号 rlは相関検出部 101に入力される。また、パイロット信号レプリカ生成部 111では送信アンテナ 1のパイロットシンボル系列 piを生成し、相関検出部 101に入力する。

[0218] 相関検出部 101では、受信信号 rlに送信アンテナ 1のパイロットシンボル系列 piの複素共役値をパス 1の受信タイミングを考慮して乗算した値を 4パイロットシンボル区間で平均化することにより送信アンテナ 1と受信アンテナ 1間のチャネル係数 h を次式にしたがって推定し出力する。

[0219] [数 118] " .' = 4：^ ("⁺ > (")' ここで、 r n)は、パイロットシンボル nが受信されるときの受信信号を示す。実際には h の推定は複数のパイロットシンボル送信区間で得られたチャネル係数推定値を重み付け平均することで求めることも可能である。

[0220] 同様にして、受信信号 rlを入力とする 2段目の相関検出部（図示省略)では、受信信号 rと 2段目のパイロットシンボルレプリカ生成部（図示省略)で生成された送信ァンテナ mのパイロットシンボル系列 p を入力として、チャネル係数 h を推定し出力 m 1, m, 1

する。

[0221] さらに同様にして、受信信号 rとパイロットシンボルレプリカ生成部 113で生成され

4

る送信アンテナ 1のパイロットシンボル系列 Pを相関検出部 103に入力し、相関を求めることでチャネル係数 h を推定し出力する。

4， 1， 1

[0222] 以上の動作を繰り返すことで、 3送信アンテナと 4受信アンテナ間の各ノスのチヤネル係数を推定することができる。なお、上記では、パイロットシンボルがデータシンポルに時間的に多重される構成を例にあげて説明したが、符号多重を用いた場合も同様の方法でチャネル係数推定値を得ることができる。

[0223] 図 8は、本発明の実施形態に係る受信装置の第 2の実施形態を示す構成図である。同図に示すように本実施形態では、受信装置 200は、複数のマルチパス受信信号再生咅 — 213カンジァノレにマノレチノス干渉キャンセノレ咅、 221、 222、 2

1 2 1

22、 223、 223を介して接続されており（本例では、 3段構成）、最終段に復調部 2

2 1 2

31が配置されている。初段のマルチパス受信信号再生部 211には、上述した図 2から図 5に記載のいずれ力 f壬意のマルチパス受信信号再生部の構成を適用することができる。

[0224] また、 2段目以降のマルチパス受信信号再生部 212、 213にも、以上で説明した図 2から図 5に記載のいずれか任意のマルチパス受信信号再生部の構成を適用することができる。ここで、 2段目以降の第 p段目のマルチパス受信信号再生部への入力信号 [0225] [数 119]

は、受信信号と第 P - 1段目のマルチパス受信信号再生部の出力信号

[0226] [数 120]

を用いて、マルチパス干渉キャンセル部により次式の演算により生成される。

[0227] [数 121]

上記式にしたカ^、演算されて得られた N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0228] [数 122]

は受信アンテナ n、パス 1に対応する逆拡散部（図示省略）に入力される。

[0229] また、この構成を用いた場合は、 2段目以降の第 p段目のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数推定部（図示省略)では、チャネル係数 h の推定にぉ、て

111

、受信信号 r (t)の代わりにマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0230] [数 123] ) を用いることでより高精度なチャネル係数推定を行うことができる (構成の簡単ィ匕のために、前段のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である）。

[0231] このように本実施形態によれば、マルチパス受信信号再生部を複数段設けることで、後段のマルチパス受信信号再生部では、マルチパス干渉キャンセル後の受信信号を用いて高精度にチャネル推定、送信シンボル系列推定を行うことができ、結果としてより高精度な受信アンテナごとの各送信アンテナ力の受信パス毎の受信信号系列

[0232] [数 124]

）を推定することができる。

[0233] 図 9は、本発明の実施形態に係る受信装置で用いられる復調部の第 1の実施形態を示す構成図である。本実施形態では、復調部は、復調アルゴリズムとして MLDを用いる。

[0234] 同図において、この復調部 300は、チャネル係数推定部 311と、 N X L個の逆拡散部 312— 315と、送信シンボル候補生成部 316と、受信信号レプリカ生成部 317と、尤度計算部 318と、送信系列推定部 319とから構成される。なお、構成要素が複数有る場合には、末尾に連番を付すものとして図示した。

[0235] 上記のように構成された復調部 300の動作にっ、て説明する。

[0236] 復調部 300に入力される入力信号は、 N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0237] [数 125] ,<;> ) であり、チャネル係数推定部 311において、受信アンテナと送信アンテナとの間各々の各パスのチャネル係数 h が推定される（なお、構成の簡単化のために、前段の

m, n, 1

マルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である)

[0238] さらに、 N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0239] [数 126]

は受信アンテナ n、パス 1に対応する逆拡散部に入力され、逆拡散信号を得る。

n、l

送信シンボル候補生成部 316は、各アンテナに対する送信シンボル d を生成して

m,

出力する。受信信号レプリカ生成部 317は、送信シンボルとチャネル係数とを入力として受信信号レプリカ

[0240] [数 127]

7

を次式にしたがって生成して尤度計算部 318に出力する。

[0241] [数 128] . 'Λ — ⁼ ., .'· d +…" , 尤度計算部 318は、逆拡散部 312— 315から出力される逆拡散信号と受信信

n、l 号レプリカ [0242] [数 129]

とを入力として、誤差演算を次式にしたがって行う。

[0243] [数 130]

送信系列推定部 319では、各送信アンテナに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力し、送信シンボル系列によって送信されたビッに対する尤度えを出力する。ここで、誤差信号に基づいたビット尤度の計算法は、既存の

V、かなる方法も適用可能である。

[0244] 上述したビット尤度は、チャネル復号器 (例えば、ターボ復号器)等に入力されて最終的に情報ビット系列が復元される。

[0245] 図 10は、本発明の実施形態に係る復調部の第 2の実施形態を示す構成図である。

本実施形態では、復調部は、復調アルゴリズムとしてパス一括で処理を行う MLDを用いる。

[0246] 同図において、この復調部 400は、チャネル係数推定部 411と、 N X L個の逆拡散部 412— 415と、 QR分解部 416と、 Q^H演算部 417と、送信シンボル候補生成部 41 8と、変換信号レプリカ生成部 419と、尤度計算部 420と、送信系列推定部 421とから構成される。なお、構成要素が複数有る場合には、末尾に連番を付すものとして図示した。

[0247] 上記のように構成された復調部 400の動作にっ、て以下説明する。

[0248] 復調部 400に入力される入力信号は、 N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0249] [数 131] であり、チャネル係数推定部 411において、受信アンテナと送信アンテナとの間各々の各パスのチャネル係数 h が推定される（なお、構成の簡単化のために、前段の

m, n, 1

[0250] さらに、 N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0251] [数 132]

n、l

[0252] 次に、 QR分解部 416では、チャネル係数力もなる下記のチャネル行列を生成し、チャネル行列の QR分解を行って、 Q行列および R行列を Q^H演算部 417に出力する

[0253] [数 133]

チャネル行列 H = 2のときの例）

H = QR 上記 QR分解部 417から出力される Q行列は（N X L)行 X M列のュ-タリー行列であり、 Q^HQ=Iを満たす。また、 R行列は M行 XM列の上三角行列となる。したがって、 Q^H演算部 417における演算は、

[0254] [数 134]

' "

, .

" ら "

Q^H(H£> + N)

(M=4， N=4, L= 2のときの例) と記述することができる。

送信シンボル候補生成部 418は、まず、送信アンテナ Mに対する送信シンボル d を生成して出力する。変換信号レプリカ生成部 419は、送信シンボル d と R行列を入力して変換信号レプリカ

[0256] [数 135]

X, を次式にしたがって生成して尤度計算部 420に出力する。

[0257] [数 136] = ' 尤度計算部 420はまず、と、

M

[数 137]

の誤差演算を次式にしたがって行う。

[0259] [数 138]

e = | - f 尤度計算部 420では、送信アンテナ Mに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、誤差の小さい S 個の送信アンテナ Mに対応する送

M

信シンボル系列

[0260] [数 139]

" "〜 > とそのときの誤差

[0261] [数 140]

次に、送信シンボル候補生成部 418、送信アンテナ M— 1に対する送信シンボル [0262] [数 141] d

を生成して出力する。

[0263] 変換信号レプリカ生成部 419は、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル

M

[0264] [数 142]

X

を次式にしたがって生成して出力する。

[0265] [数 143]

尤度計算部 420は、次いで、誤差演算を次式により行い、

[0266] [数 144]

誤差の小さヽ S 個の送信アンテナ Μと送信アンテナ Μ— 1に対応する送信シンポ

M-1

ル系列の組み合わせ

[0267] [数 145] とそのときの誤差

[0268] [数 146]

を保持する。

[0269] 同様にして、送信シンボル候補生成部 418は、送信アンテナ mに対する送信シンボル d を生成して出力する。変換信号レプリカ生成部 419は、送信アンテナ m+ 1 m, l

から、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル系列と送信アンテナ mに対

m+1

する送信シンボルと R行列を入力として変換信号レプリカ

[0270] [数 147]

を次式にしたがって生成して出力する。

[0271] [数 148]

尤度計算部 420は、誤差演算を次式にしたがって行!、、

[0272] [数 149] p ⁼ I, ― τ I +

[0273] [数 150] t . .·■■. ^ J とそのときの誤差

[0274] [数 151] e 〜e

m+l を保持する。

[0275] 以上の操作を繰り返すことにより、得られた C' S個の全送信アンテナに対応する送

2

信シンボル系列の組み合わせ

[0276] [数 152] i I とそのときの誤差

[0277] [数 153]

£

を得る。

[0278] 送信系列推定部 421では、各送信アンテナに対応する、生き残り送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、送信シンボル系列によって送信されたビット〖こ対する尤度えを出力する。なお、誤差信号に基づいたビット尤度の計算法は、既存の、かなる方法も適用可能である。

[0279] 上述したビット尤度はチャネル復号器 (例えば、ターボ復号器)等に入力されて最終的に情報ビット系列が復元される。

[0280] 以上のように、第 2の実施形態に係る復調部の構成（図 10)は、図 9において説明した第 1の実施形態の復調部の構成に比較にして、若干のビット尤度の推定精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数を c^M回から

[0281] [数 154]

[0282] 図 11は、本発明の実施形態に係る復調部の第 3の実施形態を示す構成例図である。本実施形態では、復調部は、復調アルゴリズムとしてパス毎に処理を行う MLDを用いる。

[0283] 同図において、この復調部 500は、チャネル係数推定部 511と、 N X L個の逆拡散咅 — 515と、 L個の QR分解咅 516、 517と、 L個の Q^H演算咅 518、 519と、送信シンボル候補生成部 520と、変換信号レプリカ生成部 521と、尤度計算部 522と、送信系列推定部 523とから構成される。なお、構成要素が複数有る場合には、末尾に連番を付すものとして図示した。

[0284] 上記のように構成された復調部 500の動作につ、て以下説明する。

[0285] 復調部 500に入力される入力信号は、 N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0286] [数 155]

であり、チャネル係数推定部 511において、受信アンテナと送信アンテナとの間各々の各パスのチャネル係数 h が推定さ

m, n, 1

される（なお、構成の簡単ィ匕のために、前段のマルチパス受信信号再生部におけるチャネル係数を用いることも同様に可能である)。

[0287] さらに、 N X L個のマルチパス干渉キャンセル後の受信信号 [0288] [数 156] ) は受信アンテナ n、パス 1に対応する逆拡散部に入力され、逆拡散信号を得る。

n、l

[0289] 次に、第 1番目の QR分解部では、第 1番目のパスのチャネル係数力もなる下記のチャネル行列をパス数分生成し、それぞれ、チャネル行列の QR分解を行って、 Q行列および R行列を出力する。

[0290] [数 157]

チャネル行列 H, 4ときの例）

H, = Q,R_t

上記 QR分解部から出力される Q行列は、 N行 X M列のュ-タリー行列であり、 Q

1 1

Q =1を満たす。ここで、 Ηは共役複素転置を表し、 Iは単位行列を表す。また、 R行

1 1 列は、 M行 X M列の上三角行列となる。

[0291] したがって、第 1番目の Q^H演算部における演算は、

[0292] [数 158]

(M= 4 、 N = 4のときの例) と記述することができる。

送信シンボル候補生成部 520は、まず、送信アンテナ Mに対する送信シンボル d を生成して変換信号レプリカ生成部 521に出力する。変換信号レプリカ生成部 521 は、送信シンボル d と、 R行列を入力して、変換信号レプリカ

[0294] [数 159]

を次式にしたがって生成して出力する _c

[0295] [数 160]

尤度計算部 522は、まず、と

[0296] [数 161] を用い、次式にしたがって誤差演算を行う。

[0297] [数 162]

尤度計算部 522は、誤差演算を行った後、送信アンテナ Mに対応する生成した送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、誤差の小さい S 個の送信アン

M

テナ Mに対応する送信シンボル系列

[0298] [数 163]

とそのときの誤差

[0299] [数 164]

を保持する。

[0300] 次に、送信シンボル候補生成部 520は、送信アンテナ M— 1に対する送信シンボル d を生成して出力する。

M-1, i

[0301] 変換信号レプリカ生成部 521は、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル

M

[0302] [数 165]

X をを次式にしたがって生成して出力する

[0303] [数 166]

尤度計算部 522は、次いで、誤差演算を次式により行い、

[0304] [数 167]

誤差の小さヽ S 個の送信アンテナ Mと送信アンテナ M— 1に対応する送信シンポル系列の組み合わせ

[0305] [数 168]

とそのときの誤差

[0306] [数 169]

を保持する。

[0307] 同様にして、送信シンボル候補生成部 520は、送信アンテナ mに対する送信シンボル d を生成して出力する。変換信号レプリカ生成部 521は、送信アンテナ m+ 1 から、送信アンテナ Mに対応する S 個の送信シンボル系列と送信アンテナ mに対する送信シンボルと R行列を入力として変換信号レプリカ

[0308] [数 170] を次式にしたがって生成して出力する

[0309] [数 171]

X , -r ； d . +r,„,、 d + +r."' d

尤度計算部 522は、誤差演算を次式にしたがって行い、

[0310] [数 172] e = e — +

誤差の小さヽ s個の送信アンテナ Mカゝら送信アンテナ mに対応する送信シンボル m

系列の組み合わせ

[0311] [数 173]

とそのときの誤差

[0312] [数 174]

€ 〜

を保持する。

[0313] 以上の操作を繰り返すことにより、得られた C'S個の全送信アンテナに対応する送

2

信シンボル系列の組み合わせ [0314] [数 175]

，とそのときの誤差

[0315] [数 176]

を得る。

[0316] 送信系列推定部 523では、 L個の尤度計算部カゝら得られた各送信アンテナに対応する、生き残り送信シンボルとそれに対応する誤差信号とを入力とし、 L個の誤差信号の和から、送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度

λを出力する。なお、誤差信号に基づいたビット尤度の計算法は、既存のいかなる方法も適用可能である。

[0317] 上述したビット尤度は、チャネル復号器 (例えば、ターボ復号器)等に入力されて最終的に情報ビット系列が復元される。

[0318] 以上のように、第 3の実施形態に係る復調部の構成（図 11)は、図 9において説明した第 1の実施形態の復調部の構成に比較にして、若干のビット尤度の推定精度の劣化を許容すれば、誤差演算の回数を C^M回から

[0319] [数 177]

[0320] 図 12は、本発明の実施形態に係る受信装置の第 3の実施形態を示す構成図である。本実施の形態による無線通信システムにおいては、送信装置（図示省略）において、送信データビット系列を M本の送信系列にシリアル 'パラレル変換し、同一の周波数帯かつ同一の拡散符号群を用いてデータ変調を行い、 M本の送信アンテナから N 本のマルチコードチャネルで同時に送信される場合を示して!/、る。

code

[0321] 本実施形態に係る受信装置 600では、ステージ数分の各コードチャネル (本例では、コードチャネル 1、 2)に対応するマルチパス受信信号再生部 611— 614と、各コードチャネルに対応する復調部 621、 622を用意し、マルチパス干渉キャンセル部 6 15— 618を介して接続される。

本実施形態では、初段の各コードチャネルに対応するマルチパス受信信号再生部 611、 612への入力信号は、 N本の受信アンテナ（ここでは、 N = 2の例を示している )で受信された受信信号 r (t)であり、マルチパス受信信号再生部 611、 612は、それぞれ当該コードチャネルの各送信アンテナ力の受信パス毎の再生受信信号系列

[0322] [数 178]

(kはコード番号で、

[0323] [数 179]

\ < k≤N^c_k {t) はコードチャネル kの拡散符号を表す)を出力する。

[0324] N個のマルチパス干渉キャンセル部（本例では、 N= 2) 615、 616には、受信信号 r (t)と全コードチャネル再生受信信号系列

[0325] [数 180]

りと力ロ算器 631— 634によりカロ算（合成）されて入力され、マルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0326] [数 181] r^l;' (i)

を次式にしたがって生成する。

[0327] [数 182]

第 2段の各コードチャネルに対応するマルチパス受信信号再生部 613、 614への入力信号は、マルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0328] [数 183]

C )

となり、以上の操作をステージ数だけ繰り返して、最終的なマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0329] [数 184] ; )(ί)

が生成される。

[0330] このようにして生成されたマルチパス干渉キャンセル後の受信信号

[0331] [数 185] ) は各コードチャネルに対応する復調部 621、 622〖こ入力され、各コードチャネルにおける送信シンボル系列によって送信されたビットに対する尤度が出力される。

[0332] 次に、本発明について具体的に計算機シミュレーションを行った例を、図 13を用いて説明する。同図は、従来の MLDと 2次元 MMSEおよび本発明による受信装置の復調方法を用いた場合の受信アンテナ当たりの平均受信 EbZNo (情報 1ビット当りの信号エネルギーに対する雑音電力密度）に対するスループット特性を計算機シミュレーシヨンにより評価した場合の結果を示す図である。

[0333] 本シミュレーションでは、受信装置のマルチパス受信信号再生部を、 2ステージで構成し、第 1ステージでは、図 2の構成を、第 2ステージでは図 4の構成を用いるものとした。また、マルチパスとして平均受信電力が等しい 2パスモデルを仮定した。拡散率は 16であり、 15コードチャネルを符号多重している（実効的な拡散率は 15Z16である)。図中 Rはターボ符号ィ匕を用いたチャネル符号ィ匕の符号ィ匕率を表し、実線は、本発明法による特性（QR— MLD with 2— stage MPIC)を、点線は従来における MMSEの特性を、 X印は従来における MLDの特性を示している。また、參、〇は QPSK変調を用いた MIMO多重 (4送信アンテナ、 4受信アンテナ）の受信アンテナ当たりの平均受信 EbZNoを、國、口は 16QAM変調を用いた MIMO多重の受信アンテナ当たりの平均受信 EbZNo特性をそれぞれ表して、る。

[0334] 同図により、本発明の受信装置の構成を用いることで、従来の信号分離法を用いる場合に比較して、大幅にあるスループットを得るために必要な平均受信電力 EbZN oを低減できていることがわかる力これは、本発明の受信装置の構成を用いることでより大幅に少ない送信電力で従来と同じスループットを実現できることを示している。換言すれば、同じ送信電力であれば従来よりも大幅にスループットを増大できることを示している。

[0335] 以上説明してきたように、本発明によれば、 CDMA方式において情報ビットレートを増大するために複数の送信アンテナ力異なるデータを同時送信する MIMO多重を適用したときに、マルチノス干渉を低減し、異なる送信アンテナから送信された信号の高精度な分離を実現することができる。その結果、マルチパスフェージング環境における、受信ビット誤り率 ·受信パケット誤り率の低減、並びにスループット (誤り無く伝送できる情報ビットの伝送レート）を大幅に向上させることができる。

[0336] 上記各実施形態では、マルチパス受信信号再生部に、 MMSEや MLDなどのァルゴリズム (例えば、アルゴリズムを記述したプログラム）が採用される場合を例示した力より好ましくは、実用性の範囲の演算量で高精度な信号分離を実現可能とする Q R— MLDアルゴリズムを採用するとよ!/、。

[0337] また、上記各実施形態では、無線通信システムで用いられる受信装置を適用した力当該受信装置を、移動通信システムで用いている基地局において適用することも勿論可能である。また、無線回線や有線回線を介して上記アルゴリズムを選択的にダウンロードし、無線設備の特性を変化させる、いわゆるソフトウェア無線基地局を本発明に適用することも可能である。

産業上の利用可能性

[0338] 本発明は、複数アンテナを用いて信号の復調を行う無線通信システムに適用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] CDMA方式を用いて信号の受信を行う受信装置にお、て、

M本 (Mは、正の整数)の送信アンテナから送信された送信信号を、 N本 (Nは、正の整数)の受信アンテナにより受信する受信装置であって、

各受信アンテナで受信した受信信号を 1次復調して各送信アンテナ力の送信信号を推定し、推定結果に基づ、てマルチパス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生するマルチパス受信信号再生手段と、

前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの前記再生受信信号を減じるマルチパス干渉キャンセル手段と、

前記減じた信号を用いて 2次復調を行う復調手段と、

を備えることを特徴とする受信装置。

[2] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記マルチパス受信信号再生手段は、前記 1次復調を、最小平均自乗誤差法（ MMSE: Minimum Mean Square Error)を用いて実行することを特徴とする受信装置。

[3] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記マルチパス受信信号再生手段は、前記 1次復調を、最尤検出法 (MLD:

Maximum Likelihood Detention)を用いて実行することを特徴とする受信装置。

[4] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記マルチパス受信信号再生手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して前記 1次復調を実行することを特徴とする受信装置。

[5] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記マルチパス受信信号再生手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に前記 1次復調を実行することを特徴とする受信装置。

[6] 請求項 2に記載の受信装置であって、

前記マルチパス受信信号再生手段は、請求項 2に記載の方法を用いて推定される送信シンボル系列の確からしさに基づヽて、受信信号の振幅を制御することを特徴とする受信装置。

[7] 請求項 2に記載の受信装置であって、前記マルチパス受信信号再生手段は、前記 M本の送信アンテナ力送信される既知のパイロット信号を用いてチャネル係数を推定することを特徴とする受信装置。

[8] 請求項 2に記載の受信装置であって、

所定数の前記マルチパス受信信号再生手段及び前記マルチパス干渉キャンセル手段を多段接続することを特徴とする受信装置。

[9] 請求項 8に記載の受信装置であって、

前記マルチパス受信信号再生手段が多段接続される場合に、各段において、前記マルチパス干渉キャンセル手段により減じられた信号を用いて、前記 M本の送信ァンテナカゝら送信される既知のパイロット信号に基づいて推定されるチャネル係数推定値の更新を行うことを特徴とする受信装置。

[10] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記復調手段は、最尤検出法を用いて 2次復調を行うことを特徴とする受信装置。

[11] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記復調手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いて複数パスを一括して 2 次復調を行うことを特徴とする受信装置。

[12] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記復調手段は、 QR分解を利用した最尤検出法を用いてパス毎に 2次復調を行うことを特徴とする受信装置。

[13] 請求項 1に記載の受信装置であって、

前記 M本の送信アンテナカゝら符号多重された送信信号が送信されたときに、前記マルチパス受信信号再生手段は、各受信アンテナで受信した受信信号を 1次復調して拡散符号毎に受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生し、

前記マルチパス干渉キャンセル手段は、前記各受信アンテナで受信した受信信号力も着目するパス以外のパスの全ての拡散符号に対応する前記再生受信信号を減じた信号を生成し、

前記復調手段は、前記減じた信号を用いて拡散符号毎に 2次復調を行うことを特徴とする受信装置。

[14] CDMA方式を用いて信号の受信を行う受信装置において、 M本 (Mは、正の整数)の送信アンテナから送信された送信信号を、 N本 (Nは、正の整数)の受信アンテナにより受信する受信装置の受信方法であって、

各受信アンテナで受信した受信信号を入力し、所定のアルゴリズムを用いて各送信アンテナ力ゝらの送信信号を推定し、

前記推定された送信信号と、既知のパイロット信号に基づ、て推定されるチャネル推定値とを乗算することにより、マルチノス環境における受信アンテナ毎の各パスの受信信号を再生し、

前記各受信アンテナで受信した受信信号から着目するパス以外のパスの前記再生受信信号を減算し、

前記減算した信号を用いて復調を行うことを特徴とする受信方法。

M本 (Mは、正の整数)の送信アンテナを備え、各送信アンテナ力も CDMA信号を送信する送信装置と、請求項 1に記載の受信装置と、

を備えることを特徴とする無線通信システム。