WO2003077494A1 - Eer (envelope elimination and restauration) -technik-sendeverstärker - Google Patents

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    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation

Definitions

  • the invention relates to the field of transmission amplifiers for the transmission of digital signals for mobile radio.
  • GMS Global System for Mobile Communications
  • transmission amplifiers are used to transmit the digital modulation, which operate in switching mode (e.g. C mode) so that high efficiencies can be achieved.
  • switching mode e.g. C mode
  • the advantage of high efficiency is offset by the disadvantage of amplifiers in switching mode that they can only be used for modulation types with a constant envelope.
  • the GMS technology works with such a modulation method that has a constant envelope.
  • a higher data rate under the condition of minimizing the transmission bandwidth can only be achieved if higher-level digital modulation methods are used, the envelope of which is no longer constant, so that linearly operating transmitters are required. With regard to their vector diagram, the entire complex level is used by higher-level digital modulation methods. However, linear transmit amplifiers only achieve a low level of efficiency. In order to achieve the required performance, a higher energy requirement (battery capacity) is necessary, which is due to the weight for Mobile devices of the future would be just as unattractive as, for example, a limited speaking time or a denser network of base stations.
  • a branch and RF branch are amplified and multiplicatively combined again in the transmitter output stage (5) (see FIG. 1).
  • the A branch works as a switched switching amplifier (3), in which the
  • Amplitude signal controls the applied operating DC voltage (DC) in switching mode, so that optimal amplification is achieved.
  • DC DC voltage
  • the phase-modulated carrier signal of constant amplitude is amplified by a non-linear amplifier (e.g. C mode).
  • a transmission signal (6) is then available which, under ideal conditions, corresponds to a linear amplification of the digital input signal (1) with high efficiency.
  • the I / Q signal corresponds to a Cartesian representation. This is converted into a polar representation with amplitude and phase ( ⁇ ). The required Cartesian -> polar transformation is very strongly non-linear. The consequence of this is that both the A signal and the RF-P signal, which is formed from the RF carrier in the phase modulator (4), have very large bandwidths and are therefore considerably wider than the I / Q signal ,
  • EER technology has the disadvantage that, due to the principle, increased edge emissions can occur.
  • the reasons for this are on the one hand the limited bandwidth in the transmission branches of the transmitter and on the other hand the transit time difference between the amplitude signal and the RF-P signal in the transmitter output stage.
  • the present invention has for its object to offer a method with which the edge emissions when using the EER technology for transmission amplifiers in mobile radio technology can be reduced so that predetermined tolerance values for out-of-band radiation are not exceeded.
  • the delay time difference between the A and RF branches of a transmit amplifier is very critical and must be compensated extremely precisely. If the delay compensation reaches or exceeds 1 / channel bandwidth, the shoulder distance between the spectrum in the channel and the out-of-band spectrum is only approx. 10 dB. This means that the spectral curve is practically identical to the spectrum of the phase-modulated carrier signal alone and can therefore be regarded as the lower limit for the delay compensation (worst case). Every further reduction of the transit time difference by a factor of 2 results in an improvement (increase) by 6 dB for the shoulder distance. So e.g. 40 dB
  • the delay may not exceed 1 / (5 * channel bandwidth), as can be seen from the following calculation:
  • the size of the shoulder spacing of the out-of-band radiation is determined exclusively by the time difference between the A and RF branches. For an exact comparison of the runtime, it is a prerequisite that the A branch has a constant group runtime. The A branch therefore receives a runtime equalization.
  • the minimum attainable out-of-band spectrum is determined by the bandwidth limitation in the A branch.
  • the bandwidth of the RF branch insofar as it can be designed to be relatively large, has no influence on the out-of-band spectrum, since the amplifier operating in switching mode causes a limiter effect which eliminates any influence of an amplitude response.
  • the remaining out-of-band spectrum has a high slope because then the out-of-band portions on both sides of the useful channel drop so quickly that they remain below the permissible tolerance limit (e.g. ITU spectrum mask).
  • the steepness of the out-of-band radiation can be influenced in that the applied digital modulation in the vector diagram already receives a “hole” around the point 0/0.
  • the size of this vector hole largely determines the slope of the out-of-band radiation, the type of modulation and its data content being practical
  • the average slope of the out-of-band radiation increases linearly with the diameter of the vector hole. For example, an average slope increases from 3.8 dB / channel bandwidth without vector hole to 11 dB / channel bandwidth with a vector hole of 35%.
  • modulation methods are available which already have a "hole” in the vector diagram.
  • Such methods are offset modulations such as OQPSK (Offset Quadrature Phase Shift Keying) or coded modulations such as EDGE (Enhanced Datarates for GSM evolution).
  • Baseband signals of digital modulation I (t) and Q (t) are influenced so that they do not have a zero crossing or the lowest amplitude value at the same time. So that the zero crossing of one of the baseband signals is sufficiently far away in time from the zero crossing of the other baseband signal, a pulse is added to a baseband signal when a defined threshold value is reached, which ensures the time interval (see DE 10112025.7).
  • the slope of the out-of-band radiation increases, the larger the diameter of the "hole” selected in the vector diagram.
  • the dimensions of the "hole” are determined by the amplitude of the pulse applied to the threshold value of the baseband signal. However, the pulse cannot be made arbitrarily large because it falsifies the baseband signal. A favorable compromise must therefore be found between the bit error rate and the slope of the out-of-band radiation.

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Abstract

Für die künftige Mobilfunkgeneration sind Datenraten erforderlich, die, ohne die Kanalbandbreite zu erweitern, nur mit höherwertigen Modulationen realisiert werden können. Diese Modulationen erfordern im Gegensatz zum derzeitigen Mobilfunk lineare Sendeverstärker, mit denen aber nur geringe Wirkungsgrade erreicht werden können. Die Folge wäre eine höhere Akkukapazität, die aber hinsichtlich Gewicht und Sprechzeitbegrenzung für den Kunden nicht lukrativ ist. Die vorliegende Erfindung schläagt vor, die Sendeverstärker für den künftigen Mobilfunk in EER-Technik (Envelope Elimination und Restauration) aufzubauen. Die Anwendung der EER-Technik bedeutet, dass das Hüllkurvensignal und das phasenmodulierte Trägersignal in getrennten Zweigen verstärkt und vor der Abstrahlung wieder vereinigt werden. In seiner Gesamtheit arbeitet der Sendeverstär in EER-Technik als linearer Verstärker, so dass hohe Wirkungsgrade erzielt werden können. Prinzipbedingt treten dabei Ausserbandabstrahlungen aufgrund der Bandbegrenzung im Hüllkurvenzweig und der Laufzeitunterschiede zwischen den Zweigen auf. Durch einen optimalen Laufzeitausgleich Bowie die Anwendung von digitalen Modulationen, die im Vektordiagramm um den Punkt 0/0 ein Loch aufweisen, können die Ausserbandstrahlungen unterhalb der Toleranzgrenzen (ITU Spektrums Maske) gehalten werden. Zusätzlich verhindert eine Kosinus-Verrundung für den Amplitudengang des Hüllkurvensignals, das im Ausserbandspektrum Überhöhungen durch Höckerbildung auftreten.

Description

EER (ENVELOPE ELIMINATION AND RESTAURATION) -TECHNIK-SENDEVERSTÄRKER
Beschreibung
Die Erfindung betrifft das Gebiet der Sendeverstärker zur Übertragung digitaler Signale für den Mobilfunk.
Bei dem derzeit angewendeten Mobilfunksystem GMS (Global System for Mobile Communications) werden zur Übertragung der digitalen Modulation Sendeverstärker eingesetzt, die im Schaltbetrieb (z.B. C-Betrieb) arbeiten, so dass hohe Wirkungsgrade erreicht werden können. Dadurch ist es bei der GSM-Technik möglich, dass kleine und leichte Handys verwendet werden können und lange Sprechzeiten möglich sind.
Dem Vorteil des hohen Wirkungsgrades steht bei Verstärkern im Schaltbetrieb der Nachteil gegenüber, dass sie nur für Modulationsarten mit konstanter Hüllkurve verwendet werden können. Die GMS-Technik arbeitet mit einem derartigen Modulationsverfahren, das eine konstante Hüllkurve hat.
Die Weiterentwicklung des Mobilfunks erfordert höhere Datenraten pro Kanal für neue und komfortablere Dienste bei gleichzeitiger Minimierung bzw. Beibehaltung der pro Kanal zur Verfügung gestellten Bandbreite, damit möglichst viele Teilnehmer die teuer erworbenen Frequenzen nutzen können.
Eine höhere Datenrate unter der Bedingung der Minimierung der Übertragungsbandbreite lässt sich nur erreichen, wenn höherstufige digitale Modulationsverfahren zur Anwendung kommen, deren Hüllkurve nicht mehr konstant ist, so dass linear arbeitende Sendeverstärker erforderlich sind. Bezüglich ihres Vektor-Diagramms wird von höherstufigen digitalen Modulationsverfahren die gesamte komplexe Ebene ausgenutzt. Lineare Sendeverstärker erreichen aber nur einen geringen Wirkungsgrad. Um die erforderliche Leistung zu erreichen, ist ein höherer Energiebedarf (Akkukapazität) notwendig, der aufgrund des Gewichtes für Mobilfunkgeräte der Zukunft ebenso unattraktiv wäre wie beispielweise eine begrenzte Sprechzeit oder ein dichteres Netz von Basisstationen.
Für künftige Generationen des Mobilfunks wird deshalb vorgeschlagen, Sendeverstärker in EER-Technik (Envelope Elimination and Restauration) zu verwenden. Diese Sendeverstärker verhalten sich in der Gesamtheit wie Linearverstärker und arbeiten intern jedoch im Schaltbetrieb, so dass hohe Wirkungsgrade erzielt werden können [L. R. Kahn „Sigle sideband transmission by envelope elimination and restoration", Poe. IRE, vol. 40, no. 7, pp. 803-806, July 1952].
Die Anwendung der EER-Technik für den Mobilfunk setzt voraus, dass aus dem digitalen modulierten I/Q-Signal (1) ein Amplitudensignal (A) und ein phasenmoduliertes Trägersignal (RF-P) durch Transformation (2) gewonnen werden, die in getrennten Zweigen (A-Zweig und RF-Zweig) verstärkt und in der Senderendstufe (5) wieder multiplikativ vereinigt werden (siehe Fig. 1). Der A-Zweig arbeitet als getasteter Schaltverstärker (3), bei dem das
Amplitudensignal die anliegende Betriebsgleichspannung (DC) im Schaltbetrieb steuert, so dass eine optimale Verstärkung erreicht wird. Im RF-Zweig wird das phasenmodulierte Trägersignal konstanter Amplitude durch einen nichtlinearen Verstärker (z.B. C-Betrieb) verstärkt. Nach der Zusammenführung von Amplitudensignal und phasenmodulierten Trägersignal in der Senderendstufe steht dann ein Sendesignal (6) zur Verfügung, das bei idealen Bedingungen einer linearen Verstärkung des digitalen Eingangssignals (1) mit hohem Wirkungsgrad entspricht.
Das I/Q-Signal entspricht einer kartesischen Darstellung. Diese wird in eine polare Darstellung mit Amplitude und Phase (φ) überführt. Die erforderliche Transformation kartesisch — > polar ist sehr stark nichtlinear. Das hat zur Folge, dass sowohl das A-Signal als auch das RF-P-Signal, das im Phasenmodulator (4) aus dem RF-Träger gebildet wird, sehr große Bandbreiten haben und damit erheblich breiter sind als das I/Q-Signal.
Für die Bandbreite in den Zweigen des Sendeverstärkers gelten folgende Mindestforderungen: - Bandbreite des A-Zweiges mindestens Faktor 5/2 mal Kanalbandbreite - Bandbreite des RF-Zweiges mindestens Faktor 5 mal Kanalbandbreite.
Die EER-Technik hat neben dem Vorteil des hohen Wirkungsgrades den Nachteil, dass prinzipbedingt erhöhte Randaussendungen entstehen können. Die Ursache dafür sind zum einen die begrenzte Bandbreite in den Übertragungszweigen des Senders und zum anderen die Laufzeitdifferenz zwischen Amplitudensignal und RF-P-Signal in der Senderendstufe.
Die vorliegende Erfindung stellt sich die Aufgabe, ein Verfahren anzubieten, mit dem die Randaussendungen bei der Anwendung der EER-Technik für Sendeverstärker in der Mobilfunktechnik verringert werden können, damit vorgegebene Toleranzwerte für die Außerbandabstrahlung nicht überschritten werden.
Die Laufzeitdifferenz (Delay) zwischen A- und RF-Zweig eines Sendeverstärkers ist sehr kritisch und muss äußerst genau ausgeglichen werden. Erreicht oder überschreitet der Laufzeitausgleich den Wert 1 /Kanalbandbreite, beträgt der Schulterabstand zwischen dem Spektrum im Kanal und dem Außerbandspektrum nur noch ca. 10 dB. Damit ist der Spektralverlauf praktisch identisch mit dem Spektrum des phasenmodulierten Trägersignals allein und kann daher als Untergrenze für den Laufzeitausgleich (schlechtester Fall) angesehen werden. Jede weitere Verringerung der Laufzeitdifferenz um einen Faktor 2 ergibt für den Schulterabstand eine Verbesserung (Erhöhung) um 6 dB. Werden also z.B. 40 dB
Schulterabstand gefordert, darf das Delay höchstens 1/(5 * Kanalbandbreite) betragen, wie sich aus folgender Berechnung ergibt:
40 dB = 10 dB + (5 * 6 dB).
Die Größe des Schulterabstandes der Außerbandabstrahlung wird ausschließlich durch die Laufzeitdifferenz zwischen A- und RF-Zweig bestimmt. Für einen exakten Abgleich der Laufzeit ist Voraussetzung, dass der A-Zweig über eine konstante Gruppenlaufzeit verfügt. Der A-Zweig erhält deshalb eine Laufzeitentzerrung.
Bei einem optimalen Ausgleich der Laufzeit zwischen A- und RF-Zweig wird das minimal erreichbare Außerbandspektrum bestimmt durch die Bandbreitenbegrenzung im A-Zweig. Die Bandbreite des RF-Zweiges hat, soweit sie verhältnismäßig groß ausgelegt werden kann, keinen Einfluss auf das Außerbandspektrum, da der im Schaltbetrieb arbeitende Verstärker eine Begrenzerwirkung verursacht, die jeglichen Einfluss eines Amplitudenganges eliminiert.
Vorteilhaft ist es, wenn das verbleibende Außerbandspektrum eine hohe Steilheit aufweist, weil dann die Außerbandanteile zu beiden Seiten des Nutzkanals so rasch abfallen, dass sie unterhalb der zulässigen Toleranzgrenze (z.B. ITU Spektrums Maske) verbleiben.
Die Steilheit der Außerbandstrahlung kann dadurch beeinflusst werden, dass bereits die angewendete digitale Modulation im Vektordiagramm ein „Loch" um den Punkt 0/0 erhält. Die Größe dieses Vektor-Loches bestimmt weitestgehend die Steigung der Außerbandstrahlung, wobei die Modulationsart bzw. deren Dateninhalt praktisch keinen Einfluss hat. Die mittlere Steigung der Außerbandstrahlung vergrößert sich linear mit dem Durchmesser des Vektor-Loches. Beispielsweise vergrößert sich eine mittlere Steigung von 3,8 dB/Kanalbandbreite ohne Vektor-Loch auf 11 dB/Kanalbandbreite mit einem Vektor-Loch von 35 %.
Soweit für den künftigen Mobilfunk Einträgermodulationen verwendet werden, stehen Modulationsverfahren zur Verfügung, die bereits im Vektordiagramm ein „Loch" aufweisen. Solche Verfahren sind Offset-Modulationen wie z.B. OQPSK (Offset Quadrature Phase Shift Keying) oder codierte Modulationen wie z.B. EDGE (Enhanced Datarates for GSM Evolution).
Bei Mehrträgermodulationen ist es erforderlich, dass ein Vektor-Loch eingebracht wird. Das „Loch" um den Punkt 0/0 im Vektordiagramm wird dadurch erreicht, dass die beiden
Basisbandsignale der digitalen Modulation I(t) und Q(t) so beeinflusst werden, dass sie nicht gleichzeitig einen Nulldurchgang bzw. den niedrigsten Amplitudenwert haben. Damit der Nulldurchgang eines der Basisbandsignale zeitlich genügend weit entfernt vom Nulldurchgang des anderen Basisbandsignals erfolgt, wird einem Basisbandsignal bei Erreichen eines definierten Schwellwertes ein Impuls zugesetzt, der den zeitlichen Abstand gewährleistet (siehe DE 10112025.7). Die Steigung der Außerbandstrahlung wird um so größer, je größer der Durchmesser des „Loches" im Vektordiagramm gewählt wird. Das „Loch" wird in seinen Maßen durch die Amplitude des auf den Schwellwert des Basisbandsignals aufgesetzten Impulses bestimmt. Der Impuls kann aber nicht beliebig groß gemacht werden, da er das Basisbandsignal verfälscht. Es muss also ein günstiger Kompromiss zwischen Bitfehlerrate und Steigung der Außerbandstrahlung gefunden werden.
Das Spektrum der verbleibenden Randaussendungen hat einen vorteilhaften Verlauf, wenn der Amplitudengang des A-Zweiges möglichst sanft in den Sperrbereich übergeht. Würde ein frequenzmäßig möglichst konstanter Amplitudengang verhältnismäßig steil abfallen, würde das im Außerbandspektrum deutliche Höcker (ca. 10 dB Überhöhung) verursachen, die im Abstand der Grenzfrequenz des A-Zweiges zu beiden Seiten des Trägers auftreten würden, ohne dass weiter außerhalb das Spektrum abnimmt. Bei einem sanften Übergang vom Durchlass- in den Sperrbereich verschwinden die Höcker vollständig, wenn bei einer gegebenen Gesamtband-breite für den Amplitudenzweig der Übergang die Form eines hochgehobenen Kosinus (raised cosine) hat. Die Kosinus- Verrundung des Amplitudengangs beginnt dabei bereits bei der Frequenz Null (Roll-Off-Faktor = 1).
Liste der verwendeten Bezugszeichen
A Amplitudensignal (Hüllkurve) φ Phasensignal RF Radio Frequency (Hochfrequenzträger)
RF-P phasenmoduliertes RF-Signal
DC Direct Current (Betriebsgleichspannung)
1 I+jQ Signal im Basisband 2 I/Q => A/φ Transformation
3 Schaltverstärker für das A-Signal
4 Phasenmodulator
5 A/φ => I/Q Rücktransformation in der Senderendstufe
6 I+jQ Signal in der RF-Ebene, digitales Modulationssignal mit hoher Leistung

Claims

Patentansprüche (3)
1. Verfahren für Sendeverstärker für den Mobilfunk, bei denen höherstufige digitale Modulationen angewendet werden sollen, für die eine lineare Verstärkung erforderlich ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sendeverstärker in EER-Technik -Envelope Elimination and Restaurationaufgebaut werden, um eine lineare Verstärkung mit hohem Wirkungsgrad zu erreichen, dass die Sendeverstärker in EER-Technik für Hüllkurvensignal (A) und phasenmoduliertes Trägersignal (RF-P) getrennte Zweige aufweisen und die Laufzeitdifferenz zwischen beiden Zweigen soweit wie möglich ausgeglichen wird, um einen möglichst großen
Schulterabstand für die Außerbandabstrahlung zu erreichen, dass für die Übertragung digitale Modulationen angewendet werden, die im Vektordiagramm um den Punkt 0/0 ein Loch aufweisen und die Größe des Vektor-Loches so ausgelegt wird, dass für die Außerbandabstrahlung eine möglichst große Steilheit erreicht wird, und dass der Amplitudengang für das Hüllkurvensignal durch einen gehobenen Kosinusverlauf so beeinflusst wird, dass ein sanfter Übergang vom Nutzkanal zum Außerbandbereich erreicht wird, damit im Außerbandspektrum Überhöhungen durch Höckerbildung vermieden werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass für die digitale Modulation Einträgerverfahren vom Typ Offset-Modulationen oder codierte Modulationen angewendet werden können, die ein Loch im Vektordiagramm um den Punkt 0/0 aufweisen.
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass für die digitale Modulation Mehrträgerverfahren angewendet werden können und das Loch im Vektordiagramm dadurch eingebracht wird, dass ein gleichzeitiger Nulldurchgang für beide Basisbandsignale durch Aufsetzen eines Zusatzimpulses auf einen definierten Schwellwert verhindert wird.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1841158A1 (de) * 2006-03-30 2007-10-03 Fujitsu Ltd. Sender und Leistungsverstärkungsverfahren

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005026927B4 (de) * 2004-12-08 2014-12-24 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Verfahren und Vorrichtung zum Erzeugen eines Ausgangssignals mit reduzierter Außenbandabstrahlung

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002071663A2 (de) * 2001-03-06 2002-09-12 Deutsche Telekom Ag VERFAHREN ZUR VERRINGERUNG DER AUssERBANDSTRAHLUNG BEI AM-SENDERN FÜR DIGITALE ÜBERTRAGUNG

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6256482B1 (en) * 1997-04-07 2001-07-03 Frederick H. Raab Power- conserving drive-modulation method for envelope-elimination-and-restoration (EER) transmitters
US6141541A (en) * 1997-12-31 2000-10-31 Motorola, Inc. Method, device, phone and base station for providing envelope-following for variable envelope radio frequency signals
DE19808993C2 (de) * 1998-03-03 2003-12-18 Fraunhofer Ges Forschung Verfahren zur Spitzenwertreduktion bei Einträger-modulierten oder Mehrträger-modulierten, digitalen Sendesignalen
NZ338097A (en) * 1999-09-29 2001-05-25 Tait Electronics Ltd Digitally controlled envelope elimination and restoration phase lock loop radio frequency amplifier
DE10005440B4 (de) * 2000-02-08 2004-06-03 Siemens Ag Verfahren zum energiesparenden Betrieb eines Mobilfunkgerätes und Mobilfunkgerät zum Durchführen des Verfahrens
FR2807252B1 (fr) * 2000-03-31 2003-01-10 Matra Nortel Communications Dispositif de production d'un signal radiofrequence module en phase et en amplitude
DE10124179A1 (de) * 2001-05-17 2002-07-25 Infineon Technologies Ag Vorrichtung und Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung von Mobilfunkstationen

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002071663A2 (de) * 2001-03-06 2002-09-12 Deutsche Telekom Ag VERFAHREN ZUR VERRINGERUNG DER AUssERBANDSTRAHLUNG BEI AM-SENDERN FÜR DIGITALE ÜBERTRAGUNG

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KRAUSS, H.L.; BOSTIAN, C.W.; RAAB, F.H.: "Solid state radio engineering", 1 January 1980, JOHN WILEY & SONS, USA, XP002242049 *
RAAB F H ET AL: "L-BAND TRANSMITTER USING KAHN EER TECHNIQUE", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, IEEE INC. NEW YORK, US, vol. 46, no. 12, PART 2, December 1998 (1998-12-01), pages 2220 - 2224, XP000805603, ISSN: 0018-9480 *
RAAB F H: "INTERMODULATION DISTORTION IN KAHN-TECHNIQUE TRANSMITTERS", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, IEEE INC. NEW YORK, US, vol. 44, no. 12, PART 1, 1 December 1996 (1996-12-01), pages 2273 - 2278, XP000636407, ISSN: 0018-9480 *
RUDOLPH, D.: "Die EER-Technik im Handy", UNTERRICHTSBLÄTTERN, - 1 October 2002 (2002-10-01), Berlin, XP002242053, Retrieved from the Internet <URL:http://www.tfh-berlin.de/~rudolph/Paper/Telekom_UB/EER_Technik_im_Handy.pdf> [retrieved on 20030522] *
WEISS M D ET AL: "LINEARITY OF X-BAND CLASS-F POWER AMPLIFIERS IN HIGH-EFFICIENCY TRANSMITTERS", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, IEEE INC. NEW YORK, US, vol. 49, no. 6, PART 2, June 2001 (2001-06-01), pages 1174 - 1179, XP001093559, ISSN: 0018-9480 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1841158A1 (de) * 2006-03-30 2007-10-03 Fujitsu Ltd. Sender und Leistungsverstärkungsverfahren
US7574189B2 (en) 2006-03-30 2009-08-11 Fujitsu Limited Transmitter and power amplifying method

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DE10212569A1 (de) 2003-09-25

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