WO2002050992A1

WO2002050992A1 - Control method for synchronous motor

Info

Publication number: WO2002050992A1
Application number: PCT/JP2001/010877
Authority: WO
Inventors: Yuzuru Tsunehiro
Original assignee: Nagoya Industrial Science Research Institute
Priority date: 2000-12-18
Filing date: 2001-12-12
Publication date: 2002-06-27
Also published as: AU2002222608A1; JP2002186299A

Abstract

A method of controlling a synchronous motor, which permits a low-cost constitution without using a position sensor, and can realize an excellent performance over a low- to high-speed-region range. A control operation unit (601) estimates a deflection angle Ζ, and outputs to an inverter device (602) an instruction value signal of decreasing the inverter angular frequency of the inverter device (602) when the deflection angle Ζ is positive, and of increasing the inverter angular frequency when the deflection angle Ζ is negative. The inverter device (602) controls the synchronous motor (604) at an inverter angular frequency according to the instruction value signal.

Description

明細書同期電動機の制御方法技術分野 Description Synchronous motor control method Technical field

本発明は、位置センサを用いずに同期電動機を制御するための位置センサレス型同期電動機の制御方法に関する。背景技術 The present invention relates to a control method of a position sensorless type synchronous motor for controlling a synchronous motor without using a position sensor. Background art

従来から、一般家庭の各種電気機器、電車や電気自動車、工場における加工機械や製造機械等、各種分野で最新の駆動技術を駆使した大小さまざまな電動機（モータ）が用いられており、電動機の可変速運転と制御は、我々の日常生活や生産活動を支える基本技術の一つである。 Conventionally, large and small electric motors (motors) that use the latest drive technology in various fields, such as various types of electrical equipment in ordinary households, trains and electric vehicles, and processing and manufacturing machines in factories, have been used. Variable speed operation and control of electric motors is one of the basic technologies that support our daily life and production activities.

電動機が具備すべき性能は用途によつて様々であるが、高効率の電気エネルギーから機械エネルギーへの変換、広範囲かつ高精度の制御性能、小型 ·軽量、低コスト等は特に重要である。 The performance that a motor should have varies depending on the application, but high-efficiency conversion of electrical energy to mechanical energy, wide-range, high-precision control performance, small size, light weight, and low cost are particularly important.

今日、半導体素子を用いたインバータ装置やデジタル制御技術等のめざましい発展により、ィンパータ駆動の交流電動機が至る所で用いられているが、これらは性能面から、優れた制御性能を具備したブラシレスモータ（インパータ駆動の同期電動機）と、広範囲の可変速運転と使い易さを目指したィンパータ駆動の誘導電動機とに大別できる。 Today, with the remarkable development of inverter devices using semiconductor devices and digital control technology, AC motors driven by impellers are used everywhere.However, from the viewpoint of performance, these brushless motors have excellent control performance. They can be broadly divided into motors (synchronous motors driven by impellers) and induction motors driven by impellers aiming for a wide range of variable speed operation and ease of use.

同期電動機は、誘導機に比べ小型、軽量、高効率、速度変動率が 0の運転や電源周波数が 0の時でも所定のトルクが得られる等、数多くの利点を備えている。したがって、誘導電動機用インパータ装置のような簡便な制御動装置によって同期電動機を駆動制御可能にすることが要望されている。しかしながら、同期電動機を広範囲にわたり安定して可変速運転するには、回転子の位置を検出する装置（位置センサ）が必要であるが、これは高価な上に構造面や信号線へのノィズの混入等の信頼性の面で問題がある。多くの研究にも拘わらず、同期電動機制御用の汎用インバータが実用されなかった理由もこの点にあると考えられる。 Synchronous motors have many advantages over induction motors, such as small size, light weight, high efficiency, operation with zero speed fluctuation, and the ability to obtain a specified torque even when the power supply frequency is zero. Therefore, there is a demand for enabling the synchronous motor to be driven and controlled by a simple control device such as an induction motor impeller device. However, stable and variable speed operation of a synchronous motor over a wide range requires a device (position sensor) that detects the position of the rotor, which is expensive and has noise on the structure and signal lines. There is a problem in terms of reliability, such as contamination. Despite many studies, this is also the reason why general-purpose inverters for synchronous motor control have not been put into practical use.

—方、特開 2 0 0 0— 2 6 2 0 8 8号公報には、指令値通りの同期電動機駆動信号を発生するインパータ装置を用いると共に、位置センサを使用しない（位置センサレス）方式の同期電動機制御装置である位置センサレス型同期電動機制御装置が記載されている。前記位置センサレス型同期電動機制御装置は、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を前記同期電動機に出力するインバータ手段とを備えている。前記制御手段は、前記変換手段からの信号と外部からのトルク指令信号又は速度指令信号から、同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する。前記インパータ手段は、前記制御手段からの指令信号通りの前記駆動信号を前記同期電動機に出力し、これによつて、位置センサレスで、一次磁束制御法により前記同期電動機を指令信号通りに駆動制御することが可能になる。 On the other hand, Japanese Patent Application Laid-Open Publication No. 2000-260628 discloses a method of using an impeller device that generates a synchronous motor drive signal according to a command value and not using a position sensor (position sensorless). A position sensorless type synchronous motor controller which is a synchronous motor controller is described. The position sensorless type synchronous motor control device includes: a conversion unit that converts a signal related to a drive signal for driving the synchronous motor into a signal of a γδ axis component and outputs the signal; and a signal from the conversion unit and an external command signal. And a control means for calculating and outputting the synchronous motor drive command signal from the controller, and an inverter means for outputting the drive signal corresponding to the command signal from the control means to the synchronous motor. The control means calculates and outputs a synchronous motor drive command signal from the signal from the conversion means and an external torque command signal or speed command signal. The impeller means outputs the drive signal according to the command signal from the control means to the synchronous motor, thereby driving and controlling the synchronous motor according to the command signal by a primary magnetic flux control method without a position sensor. Will be possible.

しカしながら、前記公報に記載された位置センサレス型同期電動機制御装置では、低速領域から高速領域にわたって優れた制御性能を実現することが困難という問題があり又、低速領域で偏角 φを零にするような安定した制御が困難という問題があつた。 However, the position sensorless type synchronous motor control device described in the above publication has a problem that it is difficult to achieve excellent control performance from a low speed region to a high speed region. There was a problem that stable control was difficult to make the value zero.

本発明は、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域から高速領域にわたって優れた制御性能を実現可能にすることを課題としている。 The present invention imposes an inexpensive configuration without using a position sensor and realizes excellent control performance from a low-speed region to a high-speed region. The title is.

本発明は、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域でも優れた制御性能を実現可能にすることを課題としている。発明の開示 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an inexpensive configuration without using a position sensor and to realize excellent control performance even in a low-speed region. Disclosure of the invention

本発明によれば、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ 軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するィンパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法が提供される。制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記インバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力する。 According to the present invention, a conversion unit that converts a signal related to a drive signal for driving a synchronous motor into a signal of a γδ axis component and outputs the signal, and the synchronous motor based on a signal from the conversion unit and an external command signal A position sensorless type synchronous motor control device comprising: a control means for calculating and outputting a drive command signal; and an impeller means for outputting the drive signal corresponding to the command signal from the control means to a synchronous motor. A position sensorless synchronous motor, wherein the control means estimates a deflection angle, and outputs a command signal for controlling an inverter frequency of the inverter means to the inverter means so as to reduce the estimated deflection angle. Is provided. The control means estimates the argument and outputs a command signal for controlling the inverter angular frequency of the inverter means to the inverter means such that the estimated argument becomes small.

ここで、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ手段のインパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンバータ角周波数を増加させるような指令値信号を前記ィンバータ手段に出力するようにしてもよレ、。 Here, the control means reduces the impeller angular frequency of the impeller means when the estimated declination is positive, and increases the inverter angular frequency when the estimated declination is negative. Alternatively, a suitable command value signal may be output to the inverter means.

また、前記制御手段は、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ 軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記インバータ手段に出力するようにしてもよい。 Further, the control means estimates an argument based on a deviation between a command current of the δ-axis component and a current of the δ-axis component from the conversion means, and the inverter means reduces the estimated argument to be small. A command signal for controlling the inverter angular frequency may be output to the inverter means.

また、前記制御手段は、下記式に基づく指令信号を前記インパータ手段に出力するようにしてもよい。In addition, the control means outputs a command signal based on the following equation to the You may make it output to a stage.

但し、 _{ω ΐ}はインパータ角周波数、 0)Rは同期電動機の定格角周波数、 KP ( 1 + 1 / (Τ ι Ρ)) は P I補償部の伝達関数、 φは推定した偏角である。 Where _{ω ΐ} is the impeller angular frequency, 0) R is the rated angular frequency of the synchronous motor, KP (1 + 1 / (Τ ι Ρ)) is the transfer function of the PI compensator, and φ is the estimated argument.

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するようにしてもよい。 When the rotation speed of the synchronous motor is equal to or less than a predetermined value, the control unit superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component, and A command signal for controlling the impeller angular frequency of the impeller means so as to estimate the argument based on the AC signal generated in the other axis component by the AC signal and to reduce the estimated argument is described above. The data may be output to the imperter means.

また、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンパータ手段に出力するようにしてもよい。 The control means may include a command signal for decreasing the inverter angular frequency when the estimated declination is positive and increasing the impeller angular frequency when the estimated declination is negative. You may make it output to a means.

また、前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インパータ角周波数を制御するようにしてもよい。 Further, the control means superimposes the AC signal for estimating the argument on the command signal of the γ-axis component, and measures an AC signal generated in the δ-axis component by the AC signal by a transformer action to thereby determine the argument. It is also possible to estimate and control the impeller angular frequency.

また、前記制御手段は、インバータ角周波数が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するようにしてもよい。 Also, the control means may output a command signal to the inverter means, wherein the inverter angular frequency satisfies the following expression.

ω ι = -Κ · (F i · ( i ₅*- i _δ) +F₂ · I s，） ω ι = -Κ · (F i · (i ₅ *-i _δ ) + F ₂ · I s,)

伹し、 F

ω ιΖωιι P, F

ω ιΖωιι

F₂= 1 -< ω i F i= a ²/ « ω ι >²+ a ²) F ₂ = 1-<ω i F i = a ² / «ω ι> ² + a ² )

K及ぴ a ²は正の定数、は同期電動機の定格角周波数、は電機子電流の δ成分、 i _δ *は電機子電流の δ成分の指令値電流、 I s，は前記偏角推定用の交流信号の振幅である。 K and a ² are positive constants, is the rated angular frequency of the synchronous motor, is the δ component of the armature current, i _δ * is the command value current of the δ component of the armature current, and I s is This is the amplitude of the AC signal for declination estimation.

また、前記制御手段は、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するように構成してもよい。 Further, the control means superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component, and applies the AC signal to the other axis component using the AC signal by a transformer action. An argument may be estimated based on the generated AC signal, and a command signal for controlling the inverter angular frequency of the inverter means may be output to the inverter means so that the estimated argument becomes smaller. .

また、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記インパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンバータ手段に出力するように構成してもよい。 Further, the control means outputs a command signal to decrease the inverter angular frequency when the estimated argument is positive, and to increase the inverter angular frequency when the estimated argument is negative. It may be configured to output to means.

また、前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インバータ角周波数を制御するように構成してもよい。 Further, the control means superimposes the AC signal for estimating the argument on the command signal of the γ-axis component, and measures an AC signal generated in the δ-axis component by the AC signal by a transformer action to thereby determine the argument. It may be configured to estimate and control the inverter angular frequency.

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するように構成してもよい。 Further, the control unit estimates an argument based on a deviation between a command current of the δ-axis component and a current of the δ-axis component from the conversion unit when the rotation speed of the synchronous motor is equal to or higher than a predetermined value, A configuration may be such that a command signal for controlling the inverter angular frequency of the inverter is output to the inverter so that the estimated declination becomes smaller.

また、前記制御手段は、インパータ角周波数 _{ω ι}が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するように構成してもよい。 Also, the control unit, the command signal Inpata angular frequency _{omega iota} satisfies the following formula may be configured to output to the Inpata means.

ω ι = -Κ · (Fi · ( i _δ*- i ₅) +F₂ · I s') ω ι = -Κ · (Fi · (i δ * - i 5) + F 2 · I s')

但し、二《

ω ι/ωκ However, two

ω ι / ωκ

F₂= 1 - ω ι Έ i = a ²/ (< ω ι>²+ a ²) F ₂ = 1-ω ι Έ i = a ² / (<ω ι> ² + a ² )

K及び a ²は正の定数、 Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ軸成分、 i _δ *は電機子電流の δ軸成分の指令値電流、 I _δ ' は前記変圧器作用によって δ軸成分に生じる交流信号の振幅である。 K and a ² are positive constants, R is the rated angular frequency of the synchronous motor, is is the armature The δ-axis component of the current, i _δ * is the command value current of the δ-axis component of the armature current, and I _δ ′ is the amplitude of the AC signal generated in the δ-axis component by the transformer action.

また、本発明によれば、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を突極型又は逆突極型の同期電動機に出力するインバータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ 軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によって偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法が提供される。制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によつて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力する。ここで、前記第 1の推定方法と前記第 2の推定方法の切換を連続的に行うようにすることにより、前記ィンパータ角周波数の制御が連続的に行われる.ように構成してもよい。 Further, according to the present invention, a conversion unit that converts a signal related to a drive signal for driving a synchronous motor into a signal of a γδ axis component and outputs the signal, and the signal from the conversion unit and an external command signal, Control means for calculating and outputting a command signal for driving the synchronous motor, and an inverter means for outputting the drive signal corresponding to the command signal from the control means to a salient-pole or reverse salient-pole synchronous motor. In the position sensorless type synchronous motor control device provided with the above, when the rotation speed of the synchronous motor is equal to or less than a predetermined value, the control means includes an AC signal for estimating an argument in one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component. Are superimposed on each other, and the declination is estimated by a first estimating method for estimating the declination based on the AC signal generated in the other axis component by the AC signal in the operation of the transformer. Rotation speed is a predetermined value In the above case, the argument is estimated by the second estimation method of estimating the argument based on the deviation between the command current of the δ-axis component and the current of the δ-axis component from the conversion means, A method for controlling a position sensorless type synchronous motor, characterized in that a command signal for controlling the inverter angular frequency of the inverter means is output to the inverter means so as to reduce the motor speed. When the rotation speed of the synchronous motor is equal to or less than a predetermined value, the control means superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component, and applies the AC signal to the AC signal by a transformer action. Accordingly, the declination is estimated by the first estimation method for estimating the declination based on the AC signal generated in the other axis component, and when the rotational speed of the synchronous motor is equal to or higher than a predetermined value, the δ-axis component is estimated. The declination is estimated by a second estimating method for estimating the declination based on the deviation between the command current and the current of the δ-axis component from the conversion means, and the declination is estimated so that the estimated declination becomes smaller. A command signal for controlling the angular frequency of the impeller is output to the impeller. Here, the switching of the first estimating method and the second estimating method may be continuously performed so that the control of the impeller angular frequency may be continuously performed.

尚、前記同期電動機は、突極機又は逆突極機のいずれかであってもよい。図面の簡单な説明 Incidentally, the synchronous motor may be either a salient pole machine or a reverse salient pole machine. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

第 1図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置の原理を説明するための模式図である。 FIG. 1 is a schematic diagram for explaining the principle of a position sensorless type synchronous motor control device used in an embodiment of the present invention.

第 2図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するためのグラフである。 FIG. 2 is a graph for explaining a control method of the position sensorless type synchronous motor according to the embodiment of the present invention.

第 3図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するための模式図である。 FIG. 3 is a schematic diagram for explaining a control method of the position-sensorless synchronous motor according to the embodiment of the present invention.

第 4図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するためのブロック図である。 FIG. 4 is a block diagram for explaining a control method of the position-sensorless synchronous motor according to the embodiment of the present invention.

第 5図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するためのタイミング図である。 FIG. 5 is a timing chart for explaining a control method for the position sensorless type synchronous motor according to the embodiment of the present invention.

第 6図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置における処理を説明するためのフローチャートである。 FIG. 6 is a flowchart for explaining processing in the position sensorless type synchronous motor control device used in the embodiment of the present invention.

第 7図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置における処理を説明するためのフローチヤ一トである。 FIG. 7 is a flowchart for explaining processing in the position sensorless type synchronous motor control device used in the embodiment of the present invention.

第 8図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置のブロック図である。 FIG. 8 is a block diagram of a position sensorless type synchronous motor control device used in the embodiment of the present invention.

第 9図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置における処理を説明するためのフローチャートである。 FIG. 9 is a flowchart for explaining processing in the position sensorless type synchronous motor control device used in the embodiment of the present invention.

第 1 0図は、位置センサ付きブラシレスモータの動作原理を説明するための原理図である。 FIG. 10 explains the operating principle of a brushless motor with a position sensor. FIG.

第 1 1図は、位置センサ付きブラシレスモータの動作を説明するためのプロック図である。発明を実施するための最良の形態 FIG. 11 is a block diagram for explaining the operation of the brushless motor with a position sensor. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法について説明する。 Hereinafter, a control method of the position sensorless type synchronous motor according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

本発明の実施の形態の説明に先立って、先ず、ブラシレスモータ（位置センサ付き）の系の構成と動作を概略説明する。第 1 0図は、ブラシレスモータの動作を説明するための原理図である。尚、説明を簡略化するために、 2極機（極対数 n _P= l ) の例で説明する。 Prior to the description of the embodiment of the present invention, first, the configuration and operation of a system of a brushless motor (with a position sensor) will be schematically described. FIG. 10 is a principle diagram for explaining the operation of the brushless motor. For simplicity of explanation, an example of a 2-pole machine (the number of pole pairs n _P = l) will be described.

第 1 0図において、電機子 8 0 1の電機子卷線 8 0 3〜8 0 5に角周波数が _{ω ι}の平衡三相電流（該電流の実効値を I _e、相順を u、 v、 wとする。）を流すと、ギャップ 8 0 6に角速度で時計方向に回る回転磁界が形成される。前記回転磁界と回転子 8 0 2の磁石（界磁）間でトルクが生じ、回転子 8 0 2は時計方向に回転する。 In FIG. 10, a balanced three-phase current with an angular frequency of _{ω ι} (the effective value of the current is I _e , the phase order is u, v, w.), a rotating magnetic field that rotates clockwise at an angular velocity is formed in the gap 806. A torque is generated between the rotating magnetic field and the magnet (field field) of the rotor 802, and the rotor 802 rotates clockwise.

このとき発生するトルク τ _eは、界磁の軸（d軸という。 d軸に直角の軸を q軸という。）と回転磁界の磁軸（γ軸）がなす角（内部相差角）を δとすると、The torque τ _e generated at this time is defined as the angle (internal phase difference angle) between the axis of the field (called the d-axis; the axis perpendicular to the d-axis is called the q-axis) and the magnetic axis (γ-axis) of the rotating magnetic field. Then

となることが知られている。 It is known that

前記式において、 Λ。は界磁の磁石の強さを表す比例定数である。同期電動機は角速度でしか回転できない。また、前記式から δ = Ζ In the above formula, Λ. Is a proportional constant representing the strength of the field magnet. Synchronous motors can only rotate at angular velocities. From the above equation, δ = Ζ

2のとき最も効率よくトルクを発生することがわかる。 It can be seen that torque is generated most efficiently at 2.

第 1 1図はブラシレスモータ（位置センサ付き）の動作原理を示す系のプロック図である。同期電動機 9 0 5の軸（シャフト） 9 0 6には回転子の回転位置を検出するための位置検出器 907が付設され又、同期電動機 905の電機子電流を検出するための電流検出器（CT) 903、 904が付設されている。位置検出器 907は、回転子 q軸と固定子の卷線 uがなす角 0 (第 10図参照）に相当する機械角 0_m (= θ/η_Ρ) を検出するのもので、通常、エンコーダが使用される。 Fig. 11 is a block diagram of the system showing the operating principle of the brushless motor (with position sensor). The shaft of the synchronous motor 905 A position detector 907 for detecting the rotational position of the trochanter is provided, and current detectors (CT) 903 and 904 for detecting the armature current of the synchronous motor 905 are provided. The position detector 907 detects a mechanical angle 0 _m (= θ / η _Ρ ) corresponding to an angle 0 (see FIG. 10) formed by the rotor q axis and the stator winding u. An encoder is used.

中央処理装置（CPU) によって構成された制御演算部 901では、外部から入力されるトルク指令または速度指令、位置検出器 907から得られる回転子の位置に関する信号 0_m及び電流検出器 903、 904 から得られる電機子電流に関連する信号 i u、 ivに基づいて、同期電動機 905が常に δ=πΖ2で動作し、かつ指令値に等しいトルクを発生するのに必要な電流を同期電動機 905に供給するように、インパータ装置 902に制御信号を出力する。 A control operation unit 901 constituted by a central processing unit (CPU) receives a torque command or a speed command input from the outside, a signal 0 _m relating to the position of the rotor obtained from a position detector 907, and a signal from the current detectors 903 and 904. Based on the obtained signals iu and iv related to the armature current, the synchronous motor 905 always operates at δ = πΖ2 and supplies a current necessary for generating a torque equal to the command value to the synchronous motor 905. Thus, the control signal is output to the inverter device 902.

インバータ装置 902は、同期電動機 905の回転角速度 o>_mに等しい周波数の三相電圧を同期機電動機 905に駆動信号として供給する。もし、前記電流が所定の値からずれる場合は、これを補正するように制御演算部 901が作動し、これにより、同期電動機 905は所定の動作点で安定に運転する。 Inverter device 902 supplies a three-phase voltage having a frequency equal to the rotational angular velocity o> _m of synchronous motor 905 to synchronous motor 905 as a drive signal. If the current deviates from a predetermined value, the control calculation unit 901 operates to correct the current, whereby the synchronous motor 905 operates stably at a predetermined operating point.

ところで、 d— q軸はモータの構造から決まる軸（機械軸ともいう。）であり又、 γ— δ軸（制御軸ともいう。）は回転磁界の角速度 _{ω ι}で回る座標系で制御は Ί― δ軸の諸量で行なわれる。 δ =πΖ2の時は d— q 軸と δ—γ軸（通常、第 10図のように γ軸と直角に δ軸を定義する。）は一致する。この場合の同期機の電圧方程式および発生トルク τ _eは、同期機の d q軸の諸量を用いて下記式（1)、（2) で与えられることが知られている。 By the way, the d-q axes are axes determined by the structure of the motor (also called mechanical axes), and the γ-δ axes (also called control axes) are coordinate systems that rotate at the angular velocity _{ω ι} of the rotating magnetic field. -Performed on various quantities on the δ axis. When δ = πΖ2, the dq axis coincides with the δγ axis (normally, the δ axis is defined perpendicular to the γ axis as shown in Fig. 10). It is known that the voltage equation of the synchronous machine and the generated torque τ _{e in} this case are given by the following equations (1) and (2) using various quantities of the dq axes of the synchronous machine.

尚、軸モデルは、 d軸及ぴ q軸上に卷数が等しい巻線（卷線 d、卷線 q) を仮想し、その電流を i d、 i aとし、（電機子電流 i _u〜 iwが作る磁束） = (卷線 dの電流 i _d及ぴ卷線 qの電流 i _aが作る磁束）を満たすように、電機子電流〜 i _wと電流 i _d、を関係付ける（これを d q軸に変換するという。）。同期機の場合、 d q軸に変換することにより、電流や電圧は直流になるので、式の取り扱いが大幅に簡略化できる。 The axis model imagined windings (winding d and winding q) having the same number of turns on the d-axis and q-axis, and their currents as id and ia. (The armature currents i _u to i _w Making flux) = (卷線d current i _d及Pi卷線q current i _a to full plus flux) make is, the armature current ~ i _w and the current i _d, relating (dq this Convert to axis.) In the case of a synchronous machine, the current and voltage are converted to DC by converting to dq axes, so that the handling of equations can be greatly simplified.

ί v d R+ (1 ~μ) LP , - (1 + μ) L om i _d ^N ί vd R + (1 ~ μ) LP,-(1 + μ) L om i _d ^N

V qノ (l-μ) Lo>_m , R+ (1 LPj V qno (l-μ) Lo> _m , R + (1 LPj

+ ( 0 + (0

I o ω i (1) I o ω i (1)

τ _e= L ( I。一 2 μ i d) i _q · · · (2) τ _e = L (I. One 2 μ id) i _q · · · (2)

但し、 v_d、 v_qは、各々、電機子電圧の d軸成分および q軸成分、 i _d、 i。は、各々、電機子電流の d軸成分おょぴ q軸成分、 Rは電機子抵抗、 0)mは回転子の回転角速度（第 1 1図のブラシレスモータでは回転磁界の角速度に等しい。）、（1一） L-La (L_dは電機子の d軸インダクタンス）、（l +μ) L = La (Laは電機子の q軸インダクタンス）、突極比 μ= (La-La) I (Ld+La), P = d/d t (微分演算子）、 L Ι。 = Λ。（Λ。は界磁による電機子巻線の磁束鎖交数）、 I。は界磁（磁石）の強さを電流の次元で表したものである。 Where v _d and v _q are the d-axis and q-axis components of the armature voltage, and i _d and i, respectively. Is the d-axis component of the armature current, the q-axis component, R is the armature resistance, and 0) m is the rotational angular velocity of the rotor (equivalent to the angular velocity of the rotating magnetic field in the brushless motor of Fig. 11). , (11) L-La (L _d is the d-axis inductance of the armature), (l + μ) L = La (La is the q-axis inductance of the armature), salient pole ratio μ = (La-La) I (Ld + La), P = d / dt (differential operator), L Ι. = Λ. (Λ. Is the number of flux linkages of the armature winding by the field). Is the strength of the field (magnetite) expressed in terms of the current.

尚、同期機は製作が容易で高速回転が可能な磁石埋込形（I PM (In terior Permanent Magnet) ) のモータを想定して諸式を記している。また、この型の同期機では Ldく L_Q (ju >0 即ち、逆突極機である。後述する本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法は、逆突極機のみならず、電磁石の界磁を使用した大容量の同期機等のような突極機（L_d>L_Q ( く 0)) についても適用することが可能である。 The formulas for the synchronous machine are described on the assumption that the magnet is of an interior permanent magnet (IPM), which is easy to manufacture and can rotate at high speed. Also, Ld rather L _Q (ju> 0 is a synchronous machine of this type that is, a reverse salient pole machine. The method of sensorless synchronous motor according to the embodiment of the present invention to be described later, the reverse salient pole machine Not only that, it can be applied to salient pole machines (L _d > L _Q ((0)) such as large-capacity synchronous machines that use the field of electromagnets.

次に、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法について、その原理を先ず説明する。 Next, control of the position sensorless type synchronous motor according to the embodiment of the present invention The principle of the method will be described first.

位置センサレス型同期電動機制御装置を用いて制御する場合、位置センサを用いない（位置センサレス）ため、回転子の座標軸（d— q軸）は不明であるから、回転磁界の座標軸 — δ軸）で電圧や電流を制御しなければならない。 When controlling using a position sensorless type synchronous motor controller, since the position sensor is not used (position sensorless), the coordinate axes (d-q axes) of the rotor are unknown, so the coordinate axes of the rotating magnetic field-δ axes. Must control voltage and current.

第 1図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法の原理を説明するための図で、位置センサレス型同期電動機制御装置の概念図を示している。 FIG. 1 is a diagram for explaining the principle of a control method for a position sensorless synchronous motor according to an embodiment of the present invention, and shows a conceptual diagram of a position sensorless synchronous motor control device.

本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法は、基本的には一次磁束制御法により同期電動機を指令信号通りに駆動制御するものであり、電機子電流の γ軸成分と δ軸成分 i _Y、 i sから d — q軸と γ— δ軸のずれの角度 φ (偏角： φ = (δ -%/2)) を推定し、偏角 Φを 0にするような角周波数 _{ω ι}で、かつ、て ₆= τ _β*となる電機子電流が流れるような電圧 V _ν *、 V _δ *に相当する三相交流電圧を出力するようにィンパータ装置を動作させる。 The control method of the position sensorless type synchronous motor according to the embodiment of the present invention basically drives and controls the synchronous motor according to the command signal by the primary magnetic flux control method. The γ-axis component of the armature current and δ Estimate the angle φ (deviation: φ = (δ-% / 2)) of the deviation between the d-q axis and the γ-δ axis from the axis components i _Y and is, and calculate the angular frequency that makes the declination Φ 0 in _{omega iota,} and Te ₆ = tau _beta * to become the armature current flows such voltage V _[nu *, to operate the Inpata device to output a three-phase AC voltage corresponding to the V _[delta] *.

以下、第 1図を用いて、所定の指令値信号である指令電圧 V y*、 vs* およぴ角周波数 ω 2の与え方について説明する（以下、「*」は指令値を表す記号として使用する。）。 Hereinafter, how to give the command voltage Vy *, vs * and the angular frequency ω2 which are predetermined command value signals will be described with reference to FIG. 1 (hereinafter, “*” is a symbol representing the command value. use.).

第 1図において、ィンパータ装置及び同期電動機から成るィンパータ駆動の同期電動機装置 1 00と制御演算部とを備えている。インパータ駆動の同期電動機装置 1 00は、座標変換部 1 02、 1 04、同期電動機部 1 03、加算部 1 05から構成されている。 1. In FIG. 1, a synchronous motor device 100 driven by an impeller, which is composed of an indexer device and a synchronous motor, and a control operation unit are provided. The synchronous motor device 100 driven by the inverter includes a coordinate conversion unit 102, 104, a synchronous motor unit 103, and an addition unit 105.

制御演算部 1 0 1の出力部は、加算部 10 5の他方の入力部及ぴ第 1 の座標変換部 1 02の入力部に接続されている。制御演算部 1 0 1は y δ軸で演算処理を行う。 The output section of the control operation section 101 is connected to the other input section of the addition section 105 and the input section of the first coordinate transformation section 102. The control calculation unit 101 performs calculation processing on the y δ axis.

座標変換部 1 02の出力部は同期電動機部 1 03の入力部に接続されている。同期電動機部 103は d q軸モデルを想定している。同期電動機部 103の出力部は第 2の座標変換部 104の入力部に接続されている。座標変換部 104の出力部は制御演算部 101の入力部に接続されている。同期電動機部 103の 0_m (同期電動機の回転角）を表す信号は、信号加算部 105の一方の入力部に入力される。加算部 105の出力部は座標変換部 102、 104の入力部に接続されている。 The output of the coordinate converter 102 is connected to the input of the synchronous motor 103. ing. The synchronous motor unit 103 assumes a dq-axis model. The output of the synchronous motor 103 is connected to the input of the second coordinate converter 104. An output unit of the coordinate conversion unit 104 is connected to an input unit of the control calculation unit 101. A signal representing 0 _m (rotation angle of the synchronous motor) of the synchronous motor unit 103 is input to one input unit of the signal adding unit 105. The output of the adder 105 is connected to the input of the coordinate converters 102 and 104.

制御演算部 101の出力信号はィンパータ装置に供給される制御信号であり、前記ィンバータ装置は前記制御信号に応じた電圧で同期電動機 The output signal of the control operation unit 101 is a control signal supplied to the inverter device, and the inverter device operates the synchronous motor with a voltage corresponding to the control signal.

，ノ , ノ

を駆動し、前記同期電動機はトルク y δ τ _eを出力しながら回転する。同期機の回転角を 0_mとすれば、偏角 ςΜま（Θ — 0_m) に等しい。 It drives the synchronous motor rotates while outputting a torque y δ τ _e. If the rotation angle of the synchronous machine is 0 _m , it is equal to the declination ςΜ (ςΜ — 0 _m ).

位置センサ付きブラシレスモータと同等の特性を得るためには、偏角 Φを零にするようにィンバータ角周波数 _{ω ι}を制御し、かつ負荷に無関係に指定通りトルク τ _ε*を生じるように電圧 v_y*、 V 5*を制御すればよい。そのために、電流 i i _δを制御演算部 101に取り込み、これらの値から偏角 φを推定すると同時に、前記制御に必要な情報を得ている。尚、第 1図における座標変換部 102の変換行列 C^Tと座標変換部 1 04の変換行列 Cは、 γ δ軸と d ci軸の諸量を関係付ける変換行列で、 To obtain a position sensor Brushless motor characteristics equivalent controls the Inbata angular frequency _{omega iota} to zero the polarization angle [Phi, and as specified torque tau _epsilon * The resulting so that the voltage to the load unrelated v _y * and V 5 * can be controlled. For this purpose, the current ii _{δ is taken} into the control calculation unit 101, and the argument φ is estimated from these values, and at the same time, information necessary for the control is obtained. Note that the transformation matrix C ^T of the coordinate transformation unit 102 and the transformation matrix C of the coordinate transformation unit 104 in FIG. 1 are transformation matrices that relate the quantities of the γ δ axis and the d ci axis.

V q cos φ , sin φ V q cos φ, sin φ

V d — ί/'ηφ ， cos φ V d — ί / 'ηφ, cos φ

y ' cos φ ， —8ϊηφ y 'cos φ, —8ϊηφ

(3) (3)

δ / \ sin^ ， cos φ δ / \ sin ^, cos φ

cos φ ， —sin φ cos φ, —sin φ

—sin φ ， cos φ ， C = —Sin φ, cos φ, C =

{ sin φ ， cos φ {sin φ, cos φ

を表している。特に、 ψ^Οのときは、 sin0 = O、 cos = lである力: ら、 Is represented. In particular, when ψ ^ Ο, the force is sin0 = O, cos = l: Et al.,

v

i q_N i s i a v

iq _N isia

となることに注意が必要である。 It should be noted that

さらに詳述すると、制御演算部 1 01は、外部から入力されるトルク指令値 τ _e*または角速度指令値0 、及ぴ、座標変換部 104からの電流値、 i _vに基づいて演算処理を行い、偏角 φを零にするような指令値 0 (= J ω ιάΐ) 及び電機子電流を所定の値にするような指令電圧 V vs*を出力する。 In more detail, the control operation unit 1 01, the torque command value is input from the outside tau _e * or angular speed command value 0,及Pi, electricity from the coordinate converter 104 current values, the arithmetic processing based on i _v Then, a command value 0 (= Jωιάΐ) for setting the argument φ to zero and a command voltage V vs * for setting the armature current to a predetermined value are output.

座標変換部 102は制御演算部 101カゝら入力された電圧 V _γ *、 V 5 * 及ぴ加算部 1 05から入力された偏角 φに基づいて、変換行列 C^Tにより、 γ— δ軸から d— q軸への座標変換を行い、制御信号 v_d、 V aを同期電動機部 103に出力する。同期電動機部 1 03は座標変換部 102 から入力された v_d、 v«により駆動され、これによつて偏角 φ = 0で、前記同期電動機は角速度 >_mで回転し、トルクて eを発生する。 Coordinate conversion unit 102 voltage V _gamma * inputted control arithmetic unit 101 mosquitoesゝal, based on the V 5 *及Pi declination input from the addition unit 1 05 phi, Ri by the transformation matrix C ^T, .gamma. The coordinate transformation from the δ axis to the d—q axis is performed, and the control signals v _d and V a are output to the synchronous motor section 103. The synchronous motor unit 103 is driven by v _d and v «input from the coordinate transformation unit 102, whereby the synchronous motor rotates at an angular velocity> _m with a declination φ = 0 and generates a torque e. I do.

座標変換部 104は、同期電動機部 103の卷線 d、巻線 qに各々流れる電流 i _d、 i a及び加算部 1 05から入力された偏角 ψに基づいて、変換行列 Cにより、 d— q軸から γ— δ軸への座標変換を行い、 i _Y、 i _δを制御演算部 101に出力する。一方、加算部 1 05は、制御演算部 101から入力された 0 と同期電動機部 1 03から入力された回転角 0_mとの差である偏角 φを座標変換部 102、 104に出力する。 Coordinate conversion unit 104,卷線d of the synchronous motor 103, each flow is a current i _d to the winding q, based on the deflection angle input from ia and addition unit 1 05 [psi, the transformation matrix C, d- The coordinate transformation from the q axis to the γ-δ axis is performed, and i _Y and i _δ are output to the control operation unit 101. On the other hand, the adder 105 outputs the argument φ, which is the difference between 0 input from the control calculator 101 and the rotation angle 0 _m input from the synchronous motor 103, to the coordinate converters 102 and 104.

尚、第 1図においては、 γ δ軸モデルに比べて諸式が簡単になる等の理由により同期電動機部 103を d q軸モデルで表しているため、座標変換部 102、 104及ぴ加算部 105が必要であるが、 γ δ軸モデルで表した場合にはこれらは不要である。 φの変動や、これに伴う座標変換部 102、 104の変化は、実際には、同期電動機やインパータ装置の内部で自動的に生じている。具体的には、インパータ装置に制御信号を与える制御演算部 1 0 1は、 vq、 v_dの代わりに ν 、 ν_δ*を供給するが（この場合、 ν。=ν_γ*、を想定している。）、もし φが零でなければ、同期電動機には前記（3) 式の V a、 V dが供給されることになる。電流についても同様に、制御演算部 1 0 1は、 i y= i i、 i aIn FIG. 1, since the synchronous motor section 103 is represented by a dq-axis model because the equations are simplified as compared with the γδ-axis model, the coordinate conversion sections 102 and 104 and the addition section 105 are used. Are required, but they are not required when expressed in the γδ axis model. The change in φ and the accompanying change in the coordinate conversion units 102 and 104 are actually automatically generated inside the synchronous motor or the impeller device. Specifically, the control signal is sent to the Control arithmetic unit 1 0 1 to give the, vq, v instead of _d [nu, but you supplied [nu _[delta] * (and in this case, [nu. = [Nu _gamma *, assuming.), If φ is zero If not, the synchronous motor is supplied with Va and Vd in the above equation (3). Similarly, for the current, the control operation unit 101 sets iy = ii, ia

= i dとみなして電流を読み取り、このとき、 φ = 0ならば、 = i d and read the current. At this time, if φ = 0,

二、 i s= *二 i _dになるが、 φ≠ 0のときは誤差が現れるので、これを零にするように系を動作させる。 Second, is = * 2 i _d , but when φ ≠ 0, an error appears, so operate the system to make this zero.

第 1図の指令電圧 v 、 v s*は一対の下記式（4) のように与える。 V i ,+ L ω ι [ Ι。+ (1— μ) i s] +K_V ( i i _Ύ) ν 6* = R i _δ- (1 + μ) L_Wi i , + Κδ ( i _δ*- i _δ) · · · (4) ここで、 i _v*と i s*は各々、トルク電流の指令値、励磁電流の指令.値であり又、 Κ_νと Κ_δは各々、 i _γと i _δをその指令値に追従させるためのフィードバックゲイン（比例ゲイン）である。 The command voltages v and vs * in Fig. 1 are given as a pair of the following equation (4). V i, + L ω ι [Ι. + (1- μ) is] + K V (ii Ύ) ν 6 * = R i δ - (1 + μ) L W ii, + Κδ (i δ * - i δ) · · · (4) where , I _v * and is * are the torque current command value and the excitation current command value, respectively, and Κ _ν and Κ _δ are the feedback gains for causing i _γ and i _δ to follow the command values, respectively. (Proportional gain).

一対の（4) 式の物理的意味は次の通りである。即ち、制御の目的は、指定された動作点 i

o において φを零にする制御を安定に行うことである。このことに注意して（4) 式と（1) 式を対比すると、 The physical meaning of the pair of equations (4) is as follows. That is, the purpose of the control is to specify the specified operating point i

The goal is to stably control φ to zero at o. With this in mind, comparing Equations (4) and (1),

Vv*= [ω_∞=ω 1, Ρ = 0の時の v_Q]+K_y ( i _y*- i ₇) Vv * = [v _Q when ω _∞ = ω 1, Ρ = 0] + K _y (i _y *-i ₇ )

v s*=

0の時の V d] +K5 ( i s*— i s) vs * =

V d at 0] + K5 (is * — is)

である。 It is.

すなわち、同期機が所定の動作点からはずれて動作すれば、電流 i _v や i _δに偏差が生じるので、これを所定の値に戻すように電圧を自動制御する。これがフィードパック項（（4) 式の両式における右辺第 3項）を設ける意味である。電圧を良好に自動制御するためには、有る程度大きなフィードバック量が必要である。 That is, if the synchronous machine operates out of the predetermined operating point, a deviation occurs in the currents i _v and i _δ , and the voltage is automatically controlled to return the currents to the predetermined values. This means that a feedpack term (the third term on the right side in both equations (4)) is provided. A good amount of feedback is required for good automatic voltage control.

次にィンパータ角周波数 _ω iの制御法についてを説明する。第 1図に示すように、 Next, a description will be given of the control method of Inpata angular frequency _{ω i.} Figure 1 As shown,

φ = Θ 0_m= I (ωι-ω )(1ΐ , ·'·(5) φ = Θ 0 _m = I (ωι-ω) (1ΐ,

である。したがって、何らかの方法で偏角 φを知ることができたとすると、 ψ > 0ならばインバータ角周波数 _{ω ι}を現在の値よりも減少させ、逆に φく 0の時はィンバータ角周波数 ω を現在の値よりも増加させればよい。これを式で表すと、 It is. Therefore, if the declination φ can be known by some method, if ψ> 0, the inverter angular frequency _{ω ι} is reduced from the current value, and conversely, if φ 0 0, the inverter angular frequency ω is It may be increased from the value of. Expressing this as an equation,

ωι = -ωκΚρ (1 + 1/ (ΤιΡ)) - · · · (6) ωι = -ωκΚρ (1 + 1 / (ΤιΡ))-

のようにインパータ角周波数 iを制御する。ここで、 KP (1 + 1/ (T tP)) は P I補償器の伝達関数、 c _Rは同期機の定格角周波数である。尚、 P I補償器は実際には制御演算部 1 0 1によるソフトウエア処理によって実現される。 To control the impeller angular frequency i. Here, KP (1 + 1 / (T tP)) is the transfer function of the PI compensator, and c _R is the rated angular frequency of the synchronous machine. Note that the PI compensator is actually realized by software processing by the control operation unit 101.

前記 P I補償器のゲイン KPと 1^を適切に選べば、カ行おょぴ回生の全動作領域にわたって安定な系を実現することが可能になる。 By properly selecting the gains KP and 1 ^ of the PI compensator, it is possible to realize a stable system over the entire operation range of power regeneration.

次に、偏角 Φの推定法について説明する。先ず、 d q軸で表した（1) 式の同期機の電圧方程式を、（3) 式を用いて γ δ軸の諸量で表すと、 Next, a method for estimating the argument Φ will be described. First, when the voltage equation of the synchronous machine of equation (1) expressed by d and q axes is expressed by various quantities on the γ and δ axes using equation (3),

( R + LP , L O COS φ (R + LP, L O COS φ

V δ

cos 2 ， sin 2 cos 2, sin 2

+ μ L P + μ L P

{ sin 2 φ , —cos 2 φ {sin 2 φ, —cos 2 φ

+ ( sin 2 φ , —cos 2 φ ) + (sin 2 φ, —cos 2 φ)

-sin 2 φ (7) -sin 2 φ (7)

■cos 2 φ s となる。 ■ cos 2 φ s

ここで、 o>_mはモータの回転角速度、はインパータ角周波数で、偏角 φが変化するときは ^ ω にならない場合もある。また、 0^= 0^ で φ = 0の時は γ δ軸と d q軸は一致するので、（7) 式は（1) 式に等しくなる。先ず、 d _ ci軸と δ _ γ軸のずれが小さい、即ち、（7) 式で偏角 φ が小さいと仮定して、 είηφ = φ、 cos 1 , cos 2 φ 1と近似する。また、突極比は小さいので（一般に 0.1〜0.2程度）、 Aisin2 (=2 μ φ) の項を無視して考える。この場合、（7) 式から、 Here, o> _m is the rotational angular velocity of the motor, is the impeller angular frequency, and sometimes does not become ^ ω when the deflection angle φ changes. Also, when 0 ^ = 0 ^ and φ = 0, the γ δ axis and the dq axis coincide, so equation (7) is equal to equation (1). First, assuming that the difference between the d_ci axis and the δ_γ axis is small, that is, the argument φ is small in equation (7), είηφ = φ, cos 1 and cos 2 φ1 are approximated. Also, since the saliency ratio is small (generally about 0.1 to 0.2), we ignore the term of Aisin2 (= 2 μφ). In this case, from equation (7),

V δ

Ι。ω_∞ · φ が得られる。 V δ

Ι. ω _∞ · φ is obtained.

ィンバータ装置が指令値通りの駆動信号を同期電動機に供給して、同期電動機が指令値通りに動作している場合は、 V sはィンパータ装置から同期電動機に供給される電圧 V 5*に等しいので、 When the inverter device supplies a drive signal according to the command value to the synchronous motor and the synchronous motor is operating according to the command value, Vs is equal to the voltage V5 * supplied from the inverter device to the synchronous motor. Equal, so

上記式 = (4) 式の関係から、 From the above equation = Equation (4),

R 1 δ+ 、1一 ) L P 1 δ— \1 + μ) L co i i y十 L l o om * ^ R 1 δ +, 1) L P 1 δ— \ 1 + μ) L co i i y tens L l om * ^

=R i _δ— (1 + μ) L ω i i _Ύ + Κ_δ ( i δ*— i s) となる。 = R i _δ — (1 + μ) L ω ii _Ύ + Κ _δ (i δ * _—is ).

実際の系では、 i 5 *は一定と考えてよいため P ( i _δ- i _δ*) P i sとしてよく又、回転子も同期速度近傍で回転するため ω _m ω のように近似できるので、 In an actual system, i 5 * may be considered to be constant, so it may be set to P (i _δ -i _δ *) P is .In addition, since the rotor also rotates near the synchronous speed, approximation like ω _m ω So you can

ί(1 - μ) L P+K₅] ( i s*— i s) ^Ι^ Ι。_{ω ι} · φ ί (1-μ) L P + K ₅ ] (is * — is) ^ Ι ^ Ι. _{ω ι}

となる。したがって、 It becomes. Therefore,

φ/ (1 + τ δ Ρ) =Κ_δ ( i a*- i _δ) / (L I。丄） ·■ · (8) . が得られる。 φ / (1 + τ δ Ρ ) = Κ δ. (ia * - i δ) / (. LI丄) · ■ · (8) is obtained.

但し、て 5は電機子卷,線の時定数でて s= (l -μ) L/Ksである。一般に時定数て sは極めて小さいので、（7) 式の φの代わりに（8) 式の φ/ ( 1 + τ ₅ P) を用いても実用上十分安定な系が実現できる。すなわち、 φの推定値 < φ〉は（以後、 <>は推定値を表す記号として用いる。）、 Where 5 is the time constant of the armature winding and wire, and s = (l-μ) L / Ks. Since generally Te time constant s is very small, (7) of phi practically sufficient stable system can be realized by using a (8) φ / (1 + τ 5 P) of formula in place of. That is, the estimated value of φ <φ> (hereafter, <> is used as a symbol indicating the estimated value),

< >= [ΚδΖ (L I。o)_R)] · [( i s*— i ωκ/ω ιΐ · · · (9) となり、 φの推定値く φ >は δ軸の電流偏差（i s*— i s) から求めることが可能である。ただし、（9) 式において CORは同期機の定格角周波数である。 <> = [ΚδΖ (LI.o) _R )] · [(is * — i ωκ / ω ιΐ · · · (9) The estimated value of φ, φ>, can be obtained from the current deviation (is * —is) on the δ-axis. However, in equation (9), COR is the rated angular frequency of the synchronous machine.

したがって、電流の差（i _S*— i ₅) から偏角 φを推定し、 < φ >が正ならば _{ω ΐ}を現在の値よりも減少させ、逆にく φ >が負の時は CO iを現在の値よりも増加させるように制御することにより、同期電動機を安定して制御することが可能になる。 Therefore, declination φ is estimated from the current difference (i _S * — i ₅ ). If <φ> is positive, _{ω 減少} is reduced from the current value. Conversely, if φ> is negative, CO By controlling i to be greater than the current value, it is possible to control the synchronous motor stably.

ところで、（9 ) 式の右辺の COR ( i s*— i s) /_{ω ι}は _{ω ι}= 0のとき演算不能になるので、実際の系では、近似して計算する必要がある。例えば、 By the way, (9) the right-hand side of the COR of (is * - is) / _ω because _ι becomes impossible operation when _{ω ι} = 0, in the actual system, it is necessary to calculate approximate. For example,

ωκ/ ω ι^ ω ι>/ (《0 》²+ a ²)， < ω ι> = ω ι/ω · .. (10) のように近似して計算する。ここで、 a ²は所定の正の定数である（式の体裁上、定数 aではなく定数 a ²を使用している。）。 ωκ / ωι ^ ω ι> / (<< 0 >> ² + a ² ), <ω ι> = ω ι / ω · .. (10) Here, a ² is a predetermined positive constant (the expression a uses the constant a ² instead of the constant a).

しかし、（1 0) 式の近似を用いると、 However, using the approximation of equation (10),

< >= [Ks/ (L I 。ωι ] · [« ω ι ²/ (< ω ι>²+ a ²)] <> = [Ks / (LI. Ωι) · [«ω ι ² / (<ω ι> ² + a ² )]

• ίωκ ( i _δ*— i _δ) / ω ι] · ·· (11) であるから、 _{ω ι} {= ω · < ω ι>) が小さい領域では（9 ) 式を用いる場合に比し、フィードバック量（Κ_δ ( 1 ₅*- i _δ)) が大幅に減じてしまう。 _{• ίωκ (i δ * - i} δ) / ω ι] · ·· (11) and because, in the region _{ω ι {= ω · <ω} ι>) is small compared with the case where Ru used (9) Therefore, the feedback amount (Κ _δ ( ₁₅ *-i _δ )) is greatly reduced.

第 2図は、これをグラフに表したものであり、横軸は《_{ω ι}》、縦軸は《》 ²/ ( ω ζ+ Β ²) である。 Figure 2 is a representation of this in graph, the horizontal axis _{"omega iota",} the vertical axis is ^{"" 2 / (ω ζ +} Β 2).

定数 a ²を小さく選べば低速域におけるゲインの低下を多少改善できるが、 & ² = 0.005の場合でも《 ₁》=0.1で0.67、《 o ₁》=0.05 (定格速度の 5 %) では 0.33に下がってしまう。また、電流 i sの検出精度などを考えると、

の値を過大に選定、例えば誤差（i s*— ）を数十倍にするように選定することは実用的意味が無くなってしまう恐れがある。すなわち、《0^》の絶対値（ | < ω ι » I ) く所定値（例えば、 0. 1) の低速域では、（ *一 i s ) から偏角 φを推定することは実用上難しく、別の方策が必要である。 Although Ru can somewhat improve the reduction of gain in the low speed range be selected constants a ² smaller, the & ² = 0.005 Even if _"1" = 0.1 in 0.67, "o _1" = 0.05 (5% of the rated speed) It drops to 0.33. Also, considering the detection accuracy of the current is,

If the value of is excessively selected, for example, to make the error (is * —) several tens of times, it may not be practically meaningful. There is. In other words, in the low-speed region where the absolute value of << 0 ^ >> (| <ω ι »I) and a predetermined value (for example, 0.1), it is not practical to estimate the argument φ from (* 1 is). It's difficult and requires another approach.

次に、低速領域（ I《_{ω ι}》 Iく所定値（例えば、 I《_{ω ι}》 1く 0. 1) ) における偏角 Φの推定法について説明する。 Next, a method of estimating the argument Φ in a low-speed region (I _{<< ωι} >> I predetermined value (for example, I _{<< ωι} >> 1 0.1)) will be described.

低速領域で偏角 Ψの検出が困難な理由は、同期機の誘導起電力（速度起電力）が回転子の角速度 ω に比例することに因る。したがって、本実施の形態では、低速領域でも偏角 Φの検出が可能なように、誘導起電力ではなく変圧器起電力を用いることにより偏角 φの推定を行う。以下、変圧器起電力を利用した偏角 φの推定法を説明する。 The reason that the declination 困難 is difficult to detect in the low-speed region is that the induced electromotive force (speed electromotive force) of the synchronous machine is proportional to the angular speed ω of the rotor. Therefore, in the present embodiment, declination φ is estimated by using a transformer electromotive force instead of an induced electromotive force so that declination Φ can be detected even in a low-speed region. Hereinafter, a method for estimating the argument φ using the transformer electromotive force will be described.

第 3図は、変圧器起電力を利用して、前記低速領域における偏角 φの推定方法を概念的に説明するための模式図である。第 3図において、偏角推定用の電圧 v の交流電源 3 0 3から γ卷線 3 0 2に偏角推定用の交流電流 i を流し、交流電流 i により変圧器作用で生じる δ卷線 3 0 4の交流電流 i を測定する。 FIG. 3 is a schematic diagram for conceptually explaining a method of estimating the argument φ in the low-speed region using a transformer electromotive force. In FIG. 3, an AC current i for declination estimation is passed from the AC power source 303 of the voltage v for declination estimation to the γ winding 302, and the δ winding 3 generated by the transformer action by the AC current i. Measure the AC current i of 04.

もし、 γ δ軸と d q軸のずれの角 φが零であれば、卷線 3 0 2が作る磁束は δ卷線 3 0 4に鎖交せず i は流れない。しかしながら、回転子 3 0 1は突極性を有する（q軸は d軸に比べて磁束を通し易い）ため、 γ δ軸と d Q軸にずれが生じると、 γ卷線 3 0 2が作る磁束の一部が δ巻線 3 0 4に鎖交し、いわゆる変圧器起電力が誘導する。 δ卷線 3 If the angle φ between the γδ axis and the dq axis is zero, the magnetic flux created by winding 302 does not interlink with δ winding 304 and i does not flow. However, since the rotor 301 has saliency (the q-axis is easier to pass magnetic flux than the d-axis), when a shift occurs between the γδ axis and the dQ axis, the γ winding 302 becomes Part of the generated magnetic flux links with the δ winding 304, so-called transformer electromotive force is induced. δ winding wire 3

0 4は交流に対しては端子間が短絡されている（ν _δ ' = 0 ) ので、前記変圧器起電力による交流電流 i _δ ' が流れる。したがって、交流電流In the case of 04, the terminals are short-circuited with respect to the alternating current (ν _δ '= 0), so that the AC current i _δ ' due to the transformer electromotive force flows. Therefore, the AC current

1 s ' を測定すれば偏角 φを推定することができる。 By measuring 1 s', the argument φ can be estimated.

この場合、 Ύ巻線側に φ推定用交流信号を重畳して供給し、変圧器起電力を利用して、 δ卷線側で検出した φ推定用交流信号に基づいて偏角 ψを推定している。 γ卷線側は一般的に高電圧で電流 i も大きく変化するが、 δ卷線側は低電圧かつ電流 i sは 0近傍に制御される（i s* =In this case, 交流 the AC signal for φ estimation is superimposed and supplied to the winding side, and the argument ψ is estimated based on the φ estimation AC signal detected on the δ winding side using the transformer electromotive force. ing. On the γ-winding side, the current i generally changes greatly at high voltage However, the δ winding side is controlled to a low voltage and the current is near 0 (is * =

0) ので、 δ卷線側からは雑音の影響を比較的受けずに、高精度な φ推定用信号を得ることが可能になり、同期電動機を高精度に制御することが可能になる。 0), it is possible to obtain a high-precision φ estimation signal from the δ winding side relatively unaffected by noise, and to control the synchronous motor with high accuracy.

以下、偏角 Φの推定法について具体的に説明する。 Hereinafter, a method for estimating the argument Φ will be specifically described.

交流電流 i s' による偏角 φの推定法は、前述した偏差（ i s*— i s) による偏角 φの推定が実用上不可能な所定の低速域のみで行う。 The method for estimating the argument φ using the AC current i s ′ is performed only in a predetermined low-speed range where the estimation of the argument φ based on the above-described deviation (is * −is) is practically impossible.

具体的には、例えば、 0)₁がー0.10)&〜0.101の低速域では、（4) 式中の上式の ν_Ύ*に交流電圧 v を付加し、 Specifically, for example, in the low-speed range where 0) ₁ is -0.10) & ~ _0.101 , an AC voltage v is added to ν _Ύ * of the above equation in the equation (4),

V _γ* = R 1 ₇+ L ω 1 [ 1。+ (丄一 jU ) 1 δ] V _γ * = R ₁₇ + L ω 1 [1. + (丄 i jU) 1 δ]

+ Κ, ( i s*— i s) + v " - (12) + Κ, (i s * — i s) + v "-(12)

のようにを与える。ここで、 v は角周波数 ω，、振幅 V/ の方形波の交流信号である。尚、 ν _δ*は（4) 式中の下式と同じである。このときの同期機の電圧方程式は（7) 式で与えられるが、 ω' >0.1ωκ となるように ω，を選べば、交流電流 i を求める際には（7) 式でや o>_mを含む項は無視できる。また、電機子抵抗の電圧降下 R i 及ぴ R i を無視してもこれによる偏差は微少である。すなわち、一対の下記式（1 3) が成立する。 Give as. Here, v is a square-wave AC signal with angular frequency ω and amplitude V /. Note that ν _δ * is the same as the following equation in equation (4). The voltage equation for the synchronous machine at this time is given by equation (7). If ω, is selected so that ω '> 0.1ωκ, then when calculating the AC current i, Terms containing _m can be ignored. Further, even if the voltage drops R i and R i of the armature resistance are ignored, the deviation due to this is very small. That is, the following equation (13) holds.

P L L ( 1 + cos 2 φ ) 1 ν + μ sin 2 φ · i s ] ^ ν _Ύ PLL (1 + cos 2 φ) 1 ν + μ sin 2 φ · is] ^ ν _Ύ

Ρ L [^sin2 φ ノ + (1— μ cos 2 φ ) i δ'] V s 0 Ρ L [^ sin2 φ no + (1— μ cos 2 φ) i δ '] V s 0

(13) (13)

(1 3) 式を解いて i と i を求めると次のようになる ( Solving Eq. (1 3) to obtain i and i gives

1 y = \1— μ cos 2 φ } ' l ' (1一 2) 1 y = \ 1— μ cos 2 φ} 'l' (1 2)

1 δ =— ( μ sm 2 · i t, ( β 0 1 δ = — (μ sm 2i t, (β 0

一般に、 μ ²《 1であるから、 In general, since μ ² << 1,

τ ' {1— μ cos 2 φ ) · i t \χ sm 2 ) (14) 但し、 i t≡P"¹ (vノ /L) = ί (v /L) dtである。 τ '(1— μ cos 2 φ) · it \ χ sm 2) (14) Here, it≡P " ¹ (v / L) = ί (v / L) dt.

はが方形波のときは振幅が一定（V/ との，で決まる）の三角波になる。また、 i と i s' も i _tと同形の三角波になる。 When is a square wave, is a triangular wave with constant amplitude (determined by V / and). In addition, i and is' also becomes a triangular wave of i _t and the same shape.

第 5図に V 、 i 及ぴ i s，の概形を示している。（1 4) 式から明らかなように、 i s，は sin2 φの関数で偏角 φの正負により I 極性が反転するので、この性質を活用すれば、 φを零にする制御が容易に達成できる。 Fig. 5 shows the outline of V, i and i s,. (14) As is clear from Eq. (14), is, is a function of sin2 φ, and the polarity of I deviates depending on the sign of declination φ. By using this property, control to make φ zero can be easily achieved. it can.

尚、突極比が零になるような同期電動機では、 i s' Oとなって φの情報が得られないため、突極比; zが零に成らないような構造の同期電動機（突極形回転子を有する同期電動機（突極機）又は逆突極形回転子を有する同期電動機（逆突極機））を用いる必要がある。一般に、 I PM形同期電動機は突極比が零ではないため適用可能である。 In a synchronous motor where the salient pole ratio is zero, it is O and the information of φ cannot be obtained. Therefore, the synchronous motor (salient pole type) has a structure in which the salient pole ratio; z does not become zero. It is necessary to use a synchronous motor with a rotor (salient pole machine) or a synchronous motor with a reverse salient pole rotor (reverse salient pole machine). Generally, the IPM synchronous motor is applicable because the salient pole ratio is not zero.

説明の都合上、 i _tと同相で振幅が 1の三角波を i _Tとする。 i _Tを用いると、（1 4) 式は、 For convenience of explanation, it is assumed that a triangular wave having the same phase as i _t and an amplitude of 1 is i _T. Using i _T , equation (14) gives:

1 5 =― I δ * 1 Τ 1 5 = − I δ * 1 Τ

I δ = μ sin 2 φ ^ 2 β φ I δ = μ sin 2 φ ^ 2 β φ

と書くことができる。 Can be written.

但し、制御系は、 ψ = 0の近傍で動作するので、 3；1112 0 2 とした。 However, since the control system operates near ψ = 0, we set 3; 1112 0 2.

次に i s' の振幅 I を求めるための制御演算部 1 0 1による処理について説明する。第 4図はその原理をブロック図で表したものである。また、第 5図は、第 4図に示したプロック図におけるタイミング図である。 Next, a process performed by the control operation unit 101 for obtaining the amplitude I of is' will be described. Fig. 4 shows the principle in a block diagram. FIG. 5 is a timing chart in the block diagram shown in FIG.

同期機の γ卷線および δ卷線には、第 3図で説明したように、同期機本来の動作を行うための直流電流である駆動電流 iハ i sの他に、偏角 φの推定に用いる交流電流 i と i s' が流れるので、まずこれらを分離しなければならない。 As described in Fig. 3, the γ winding and δ winding of the synchronous machine are used to estimate the declination φ in addition to the drive current i which is the direct current for performing the original operation of the synchronous machine. The alternating currents i and is' to be used flow. Must be released.

便宜上、 v の周波数を f t (=ω' Ζ2 π)ヽ 1/ (2 f t) = τとする。また、同期電動機の巻線電流を For convenience, let the frequency of v be f t (= ω 'Ζ2 π) ヽ 1 / (2 f t) = τ. Also, the winding current of the synchronous motor is

1 y "4" 1 y ⁼ 1 Μγ^ 丄 δ + 1 δ — 1 δ 1 y "4" 1 y ⁼ 1 Μγ ^ 丄 δ + 1 δ — 1 δ

のように表記する。すなわち、 Τ卷線に流れる駆動電流 i _γと偏角推定用交流電流 i を重畳した電流を i_Mv、 δ卷線に流れる駆動電流 i _δと偏角推定用交流電流 i を重畳した電流を i Msとする。 Notation as follows. That is, i _{Mv is} the current obtained by superimposing the drive current i _γ flowing through the 線 winding and the AC current i for declination estimation, and i is the current obtained by superimposing the drive current i _δ flowing on the δ winding and the AC current i for declination estimation. Ms.

f tは、例えば、 0.5〜1 [kH] 程度に選ぶので、交流電流の 1Z2 周期である τ間の直流電流 i _γや i _δの変化は微小である。 Since ft is selected to be, for example, about 0.5 to 1 [kH], the change in the DC current i _γ or i _δ during τ, which is the 1Z2 cycle of the AC current, is very small.

したがって、下記の近似式（1 5) が成立する。 Therefore, the following approximate expression (15) holds.

1 My ( k τ ) + l MV ((k— 1 ) τ ) 2 ι ₇ (kて )， 1 My (k τ) + l MV ((k— 1) τ) 2 ι ₇ (k

i Μδ ( k τ ) + i δ k— 1 ) τ ) ^ 2 i δ ( k τ ) , i Μδ (k τ) + i δ k — 1) τ) ^ 2 i δ (k τ),

i us (k τ) - i us ((k— 1) τ) = 2 i _δ' (k τ) . · · (15) ここで、 i_Mv (k τ) は i_MYの現在値（即ち、時刻 kてにおける値）、 i u_v ((k- 1) τ) は現在からてだけ前のの値（即ち、時刻 k (τi us (k τ)-i us ((k-1) τ) = 2 i _δ '(k τ) _... (15) where i _Mv (k τ) is the current value of i _MY (ie, The value at time k), iu _v ((k-1) τ) is the value of before only from the present (ie, time k (τ

- 1) における値）である。 i Myが急激に変化する場合は若干の偏差が生じるので、近似記号を付している。 -The value in 1)). When i My changes abruptly, a slight deviation occurs, so the approximation symbol is attached.

第 4図では、 ((k- 1) て）を遅延記号 Z-¹を用いて、 i_My ((k - 1) τ) = Ζ-¹ - i MV (k τ) のように表している。尚、前記の ν_γ*、 vs*や _{ω ι}等の計算は、（1 5) 式の（k て）、 i s (k τ ) を用いて行う。また、時間 τの遅延素子（=e ^s) を用いて Z-¹を実現できる。 In Fig. 4, ((k-1)) is expressed as i _My ((k-1) τ) = Ζ- ¹ -i MV (k τ) using the delay symbol Z- ¹ . . Incidentally, the above [nu _gamma *, is calculated such vs * or _{omega iota,} carried out using (1 5) (Te k) formula, IS (k tau). In addition, Z- ¹ can be realized using a delay element (= e ^s ) with time τ.

i _δ' の振幅 I を得るには、 V の零クロス点で，をサンプリングし、 sgnv を乗じればよい。尚、 sgnv は vノの符号関数で、 νν' 0のときは 1、 v く 0ならばー1をとる変数である。 To obtain the amplitude I of i _δ ', sample, at the zero crossing point of V and multiply by sgnv. Note that sgnv is a sign function of vno, and is a variable that takes 1 when νν '0 and -1 when v く 0.

第 4図及ぴ第 5図には、この操作を「 i i = i _s， · sgnv 」の形で示してある。第 4図の c 1はホールド回路で、 kて≤ tく（k+ 1) ての期間で I （k r) が出力されることを表している。 The Figure 4及Pi FIG. 5, are shows this operation in the form of "ii = i _s, · sgnv". C 1 in Fig. 4 is the hold circuit, and k ≤ t (k + 1) This means that I (kr) is output during the period.

尚、これらの一連の処理は、後述するように、 CPUを用いてソフトウェア処理によって実行することが可能である。 CPUを用いれば簡単な乗加減算を行うことにより極めて簡単且つ容易に実行することができる。 τが CPUの演算周期の整数倍になるように ω，を定め、 ((k — 1) τ) と i_Ms ((k- 1) τ) 用の記憶装置を設けるのみで実現できる。 Note that a series of these processes can be executed by software processing using a CPU, as described later. If a CPU is used, simple multiplication and subtraction can be performed very easily and easily. This can be realized simply by defining ω, so that τ is an integer multiple of the CPU operation cycle, and providing storage devices for ((k – 1) τ) and i _M s ((k-1) τ).

この方法は、変圧器起電力を利用するので ω i = 0の停止時にも有効であるが、 I s，は sin 2 φの関数であるため、 φ = 0と φ = πの判別ができない。そのため、停止時の回転子位置の探索は別途行う必要がある力例えば、電機子鉄心の飽和特性を利用して磁極の位置を探索する方法等の公知の方法により φ = 0と φ = πの判別が可能である。一度 ψ = 0から始動してしまえば、後は φを零にするような制御が常時行われるので、回転子 301の位置探索（φが零と πのいずれなのかの判別）は不要である。 This method is effective even when ω i = 0 because the transformer electromotive force is used. However, since I s, is a function of sin 2 φ, φ = 0 and φ = π cannot be distinguished. Therefore, it is necessary to separately search for the rotor position at the time of stop.For example, φ = 0 and φ = π by a known method such as a method of searching for the position of the magnetic pole using the saturation characteristics of the armature core. Can be determined. Once starting from ψ = 0, control to make φ zero is always performed, so the position search of rotor 301 (determination of whether φ is zero or π) is unnecessary. .

上記動作を第 4図及び第 5図に沿って詳細に説明する。 The above operation will be described in detail with reference to FIG. 4 and FIG.

第 4図において、入力された電流の 1Z2を出力する分流回路 401 の出力部は、時間 τだけ遅延する遅延回路 402の入力部及ぴ出力部、加算回路 403の一方の入力部及ぴ出力部、乗算回路 405.の一方の入力部及ぴ出力部、サンプリング用スィツチ回路 406の入力部及ぴ出力部を介して、零次ホールド回路 407の入力部に接続されている。また、分流回路 401の出力部は、加算回路 403の他方の入力部、加算回路 404の一方の入力部に接続されている。加算回路 404の他方の入力部には遅延回路 402の出力部が接続され又、加算回路 404の出力部はサンプリング用スィツチ回路 408の入力部及ぴ出力部を介して零次ホールド回路 409の入力部に接続されている。乗算回路 405の他方の入力部には v の符号関数信号 sgnv が入力される。 In FIG. 4, the output part of the shunt circuit 401 that outputs 1Z2 of the input current is the input part and the output part of the delay circuit 402 that delays by time τ, and one input part and the output part of the addition circuit 403. The input and output of the multiplying circuit 405. and the input and output of the sampling switch circuit 406 are connected to the input of the zero-order hold circuit 407. The output of the shunt circuit 401 is connected to the other input of the adder 403 and to one input of the adder 404. The output of the delay circuit 402 is connected to the other input of the adder 404, and the output of the adder 404 is connected to the input of the zero-order hold circuit 409 via the input and output of the sampling switch 408. Connected to the unit. The other side of the multiplication circuit 405 Is supplied with the sign function signal sgnv of v.

一方、入力された電流の 1/2を出力する分流回路 410の出力部は、時間てだけ遅延する遅延回路 41 1の入力部及び出力部、加算回路 41 2の他方の入力部及ぴ出力部、サンプリング用スィッチ回路 41 3の入力部及ぴ出力部を介して、零次ホールド回路 414の入力部に接続されている。また、分流回路 410の出力部は、加算回路 41 2の一方の入力部に接続されている。 On the other hand, the output of the shunt circuit 410 that outputs one-half of the input current is the input and output of the delay circuit 41 1 that delays only by time, and the other input and output of the adder 41 2 It is connected to the input of the zero-order hold circuit 414 via the input and output of the sampling switch 413. The output of the shunt circuit 410 is connected to one input of the adder 412.

各サンプリング用スィッチ回路 406、 408、 41 3はクロック信号 CLKに同期して開閉することによりサンプリングを行い、各サンプリング用スィッチ回路 406、 408、 413対応して設けられたホールド回路 407、 409、 414がホールドして出力するように構成されている。尚、クロック信号 CLKの周期は、 V の半周期 τに等しく又、各遅延回路 402、 41 1の遅延時間 τに等しい値に設定されている。 The sampling switch circuits 406, 408, and 413 perform sampling by opening and closing in synchronization with the clock signal CLK, and hold circuits 407, 408, and 413 provided corresponding to the sampling switch circuits 406, 408, and 413, respectively. 409 and 414 are configured to hold and output. The cycle of the clock signal CLK is set to be equal to the half cycle τ of V and equal to the delay time τ of each of the delay circuits 402 and 411.

第 5図（a) に示すように、 v が方形波の場合、 i は卷線インダクタンスの存在によって三角波となる。 As shown in Fig. 5 (a), when v is a square wave, i becomes a triangular wave due to the presence of the winding inductance.

i_MSは分流回路 40 1で 1 Z2にされ、 i_MSZ2が遅延回路 40 2、加算回路 403、 404に入力される。遅延回路 402は、入力された i_MsZ 2を時間てだけ遅延した後、加算回路 403、 404に出力する。加算回路 403は分流回路 401からの入力された i_MsZ 2と、遅延回路 40 2から入力された i _MsZ 2とを加算して、 i s' を乗算回路 40 5に出力する（第 5図（b) 参照）。尚、第 5図（b) において、 φ> 0のときの i s，を実線で示し、 φく 0のときの ί _δ，を破線で示している。 i _MS is made 1 Z2 by the shunt circuit 401, and i _MS Z2 is input to the delay circuit 402 and the addition circuits 403, 404. The delay circuit 402 delays the input i _M sZ 2 by a time, and outputs the result to the addition circuits 403 and 404. Adding circuit 403 and the i _M sZ 2 input from the shunt circuit 401, adds the i _M sZ 2 input from the delay circuits 40 2, and outputs a is' to the multiplying circuit 40 5 (5 (See Figure (b)). Note that, in FIG. 5 (b), shows the IS, when the phi> 0 by the solid line, that shows the I _[delta], when the phi Ku 0 by broken lines.

乗算回路 405は、 ί _δ' と符号関数信号 sgnv とを乗算し、スィツチ回路 406に i iを出力する（第 5図（c) 参照）。尚、第 5図（c) においても第 5図（b) と同様に、 φ>0のときの i iを実線で示し、 φ < 0のときの i iを破線で示している。 Multiplication circuit 405 multiplies the sign function signal sgnv and _ί δ ', and outputs a ii to sweep rate Tutsi circuit 406 (see FIG. 5 (c)). Fig. 5 (c) Similarly, in Fig. 5 (b), ii when φ> 0 is indicated by a solid line, and ii when φ <0 is indicated by a broken line.

一方、第 5図（d) に示すように、 Vノの立ち上がりと立ち下がりに同期してクロック信号 CLKを発生させる（第 5図には時刻 (k-1) て、 k τ, (k+ 1) て、 (k + 2) てで発生させたクロック信号 CLK を示している。）。 On the other hand, as shown in Fig. 5 (d), a clock signal CLK is generated in synchronization with the rise and fall of V-no (in Fig. 5, at time (k-1), k τ, (k + 1 The clock signal CLK generated at (k + 2) is shown.)

時刻 1∑ τにおいて、クロック信号 CLKに応答して、スィッチ回路 4 At time 1∑ τ, the switch circuit 4 responds to the clock signal CLK.

06は閉状態となり、ホールド回路 407は i iをホールドして、 I s ' (k τ) として出力する。 06 is closed, and the hold circuit 407 holds i i and outputs it as I s' (k τ).

上記動作によって、第 5図（c) におけるの丸点の値（φ〉0の場合には実線上の黒点の値、 φ<0の場合には破線上の中白点の値）が、 By the above operation, the value of the circle point in Fig. 5 (c) (the value of the black point on the solid line when φ> 0, the value of the middle white point on the broken line when φ <0) is

1 s' (k τ) として出力される。 Output as 1 s' (k τ).

また、加算回路 404は、分流回路 401からの入力された i_MsZ2 と、遅延回路 402から入力された i_M6Z2とを加算して、 i sをスィツチ回路 408に出力する。クロック信号 CLKに応答して、スィッチ回路 408は閉状態となり、ホールド回路 409は i _δをホールドして、 i _δ (1∑ τ) として出力する。ホールド回路 409から得られる i _δ (k τ ) .は、同期電動機を通常動作させるための演算処理用に使用される。一方、 i_Myは分流回路 410で 1Z2にされ、 i_Mv/2が遅延回路 4 1 1、加算回路 412に入力される。 The addition circuit 404, the i _M SZ2 the entered from the shunt circuit 401, adds the i _M6 Z2 inputted from the delay circuit 402, and outputs the is the sweep rate Tutsi circuit 408. In response to the clock signal CLK, the switch circuit 408 is closed, and the hold circuit 409 holds i _δ and outputs it as i _δ (1∑τ). I _δ (k τ) obtained from the hold circuit 409 is used for arithmetic processing for operating the synchronous motor normally. On the other hand, i _My is made 1Z2 by the shunt circuit 410, and i _Mv / 2 is input to the delay circuit 4 11 and the adder circuit 412.

遅延回路 411は、入力された i_MYZ 2を時間 τだけ遅延した後、加算回路 412に出力する。加算回路 412は分流回路 410からの入力された i_MvZ2と、遅延回路 411から入力された i_MvZ2とを加算して、スィッチ回路 413に i を出力する。クロック信号 CLKに応答して、スィッチ回路 413は閉状態となり、ホールド回路 414は i _Y をホールドして、 Ι _γ (k τ) として出力する。ホールド回路 414から得られる i _v (k τ) は、同期電動機を通常動作させるための演算処理用に使用される。 Delay circuit 411, after the i _MY Z 2 input delayed by time tau, and outputs the the summing circuit 412. Adding circuit 412 and the i _Mv Z2 input from shunt circuit 410, adds the i _Mv Z2 inputted from the delay circuit 411, and outputs the i to switch circuit 413. In response to the clock signal CLK, switch circuit 413 becomes closed, the hold circuit 414 to hold the i _Y, and outputs it as Ι γ (k _τ). Hold circuit 414? The obtained i _v (k τ) is used for arithmetic processing for operating the synchronous motor normally.

各時刻（k_l) て、（k+1) て、（k + 2) て、においても、同様の処理が行われ、サンプリング処理部からは、各サンプリング時点の I 、 i s、 i _vが出力される。 Te respective times (k_l), (k + 1 ) Te, Te (k + 2), even smell, performed the same processing, from the sampling processor, I of each sampling point, IS, i _v is Is output.

尚、前述した例では、偏角推定用の交流信号として、演算処理が簡単になるように方形波の交流信号を使用したが、正弦波等の他の交流信号を使用することも可能である。 In the above-described example, a square wave AC signal is used as the AC signal for declination estimation so as to simplify the arithmetic processing, but another AC signal such as a sine wave may be used. .

第 6図及ぴ第 7図は CPUを用いたソフトウエア処理によって、 I 、 i _δ、 i yを得る場合の処理を示すフローチャートである。 FIG. 6 and FIG. 7 are flowcharts showing a process for obtaining I, _iδ , and iy by software processing using a CPU.

第 6図において、先ず、時刻 kTにおける i_Mii(kT)を取込み（ステツプ S 801)、周期 Τだけ前の i_MS((k - 1)Τ)/2をメモリから読出し（ステツプ S 802)、次に、 i_Ms(kT)Z2を算出して前記メモリに格納する（ステップ S 803)。 In FIG. 6, first, i _Mii (kT) at time kT is fetched (step S 801), and i _MS ((k−1) Τ) / 2 preceding by period Τ is read from the memory (step S 802). ), then, that stores in said memory to calculate the i _M s (kT) Z2 (step S 803).

次に、ステップ S 803で得られた i_Ms(kT)Z2から、ステップ S 8 02で読出した i_M5((k_l)T)Z2を引算して、 i （kT)を算出する（ステツプ S 804)。次に、 i s，（kT)と sgnv （kT)を乗算して I (kT) を算出する（ステップ S 805)。 Next, the i _M s (kT) Z2 obtained in step S 803, by subtracting the read _{i M 5 ((k_l) T} ) Z2 in Step S 8 02, calculates the i (kT) ( Step S804). Next, I (kT) is calculated by multiplying is, (kT) and sgnv (kT) (step S805).

次に、ステップ S 803で得られた i_Ms(kT)Z2と、ステップ S 80 2で読出した i_M5((k - 1)Τ)/2とを加算して、 (kT)を算出する（ステツプ S 806)。 Next, (kT) is calculated by adding i _M s (kT) Z2 obtained in step S 803 and i _M 5 ((k−1) Τ) / 2 read out in step S 802. (Step S806).

—方、第 7図において、先ず、時刻 kTにおける i_Mv(kT)を取込み（ステツプ S 901)、周期 Tだけ前の i_Mv((k - 1)Τ)/2をメモリから読出し（ステップ S 902)、次に、 i_M7(kT)ノ 2を算出して前記メモリに格納する (ステップ S 903)。 In FIG. 7, i _Mv (kT) at time kT is first fetched (step S901), and i _Mv ((k-1) / 2) / 2 earlier by period T is read from the memory ( Next, i _M7 (kT) 2 is calculated and stored in the memory (step S 903).

次に、ステップ S 903で算出した i_M kT)Z2と、ステップ S 90 2で読出した 1 （( 1)1 /2を加算して、 i "kT)を算出する（ステップ S 904)。 Next, i _M kT) Z2 calculated in step S903 and step S90 Add 1 ((1) 1/2) read in 2 to calculate i "kT" (step S904).

以上のようにして、 C PUのソフトウェア処理によって I 、 i _s、 i _vが得られる。得られた I _s'、 i _δ、 i yは、後述する第 9図の処理に使用される。 As described above, I by software processing of the C PU, i _s, i _v are obtained. The obtained I _s ′, i _δ , and i y are used in the processing of FIG. 9 described later.

前記したように、変圧器起電力を利用した偏角 φの推定（便宜上 φ ' と記す）は、前述した < φ >の推定が実用上不可能な所定の低速領域（例えば、 _{ω ι} =— 0. lo _R〜0. IC R程度の範囲内）でのみ必要である。また、 Φ，は 0) く0) ' の場合に正確な値が得られるから、 _{ω ι}に応じて、前記低速領域と前記低速領域以外の領域（高速領域）とで、 φの推定を連続的にスムーズに切換える必要がある。以下、 φの推定を連続的に切り換える方法について説明する。 As described above, the estimation of the declination φ using the transformer electromotive force (denoted by φ ′ for convenience) is performed in a predetermined low-speed region (for example, _{ω ι} = — 0. lo _{R to} 0. IC R). Also, [Phi, 0) Ku 0) from accurate values are obtained when the 'in accordance with the _{omega iota,} out with the low-speed region and a region other than the low-speed region (high speed range), a continuous estimation of φ It is necessary to switch smoothly. Hereinafter, a method for continuously switching the estimation of φ will be described.

説明の都合上、（1 6) 式として、次のような 2つの関数を定義する。 For the sake of explanation, the following two functions are defined as (16).

Fi (ω) ω ι>/ (< ω i>²+ a ²)，《 ω ι -=ω ι/ωκ Fi (ω) ω ι> / (<ω i> ² + a ² ), 《ω ι-= ω ι / ωκ

F₂ (ω) = 1 -< ω ! Fi (ω) = aゾ (< ω ι>²+ a ²) · · · (16) (1 6) 式において、 F₂は、 (1 -< ω ι>²/ « ω i>²+ a ²)) に等しいため第 2図のグラフを上下に反転させた特性となり、 I《_ωι》 I が小さい領域では大きな値となり、 I《の i》 )が大きい領域では小さな値となる。また、は、 I《_ωι》 Iが小さい領域では小さな値となり、 I《ω 》 Iが大きい領域では大きな値となる。 F ₂ (ω) = 1-<ω! Fi (ω) = a ゾ (<ω ι> ² + a ² ) (16) In equation (16), F ₂ is (1-<ω ι> ² / «ω i> ² + a ² )), so the graph in Fig. 2 is inverted upside down. I _{<< ωι} 》 In the region where I is small, the value is large, and I _<> The value is small in the region where the parentheses are large. _{Has a} small value in a region where I _{<< ωι} >> I is small, and has a large value in a region where I _<< ω >> I is large.

Fi, F₂を用いると、く φ >及ぴ φ，は、 Fi, the use of F _2, Ku φ>及Pi φ, is,

< > = Fi · ( i 6 *- i _δ), φ， = ξ · I _δ' <> = Fi · (i 6 *-i _δ ), φ, = ξ · I _δ '

と書くことができる。ただし、は比例定数である。 Can be written. Where is the proportionality constant.

そこで、インパータ角周波数 _ωιを、 Therefore, the impeller angular frequency _ωι ,

ω ι = -ωκΚρ (1 + 1/ (ΤιΡ)) · (Fi · ( i s*~ i s) +F₂ · I s，） ω ι = -ωκΚρ (1 + 1 / (ΤιΡ)) · (Fi · (is * ~ is) + F ₂ · I s,)

••• (17) 即ち、 Kを所定の正の定数として、 ••• (17) That is, K is a predetermined positive constant,

ωι = -Κ · (Fi · ( i 8*- i ₆) +F₂ · I s ' ) ωι = -Κ · (Fi · ( i 8 * - i 6) + F 2 · I s')

のように与えれば、が小さい所定の低速領域では φ ' が支配的となり、一方、 _{ω ι}が大きい前記所定の低速領域以外の高速領域では < φ〉が支配的になり、全域にわたって φを零にする制御を安定して行うことができる。また、低速領域と高速領域における φの推定の切換えも連続的に円滑に行うことができるため、低速領域と高速領域のィンバータ周波数 ω の切換えを連続的に円滑に行うことが可能になる。 In the given low-speed region, φ ′ becomes dominant in the low-speed region where is small, while <φ> becomes dominant in the high-speed region other than the predetermined low-speed region where _ωι is large. Can be stably controlled. In addition, since the estimation of φ in the low speed region and the high speed region can be switched continuously and smoothly, the inverter frequency ω in the low speed region and the high speed region can be switched smoothly and continuously.

次に、上記動作を実現するための位置センサレス型同期電動機の制御方法を全体的に説明する。 Next, a method of controlling the position sensorless type synchronous motor for realizing the above operation will be described as a whole.

第 8図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置のブロック図である。位置センサレス型同期電動機制御装置は、座標変換器 60 3、座標変換器 6 03からの信号 i _s、 i _γ及び外部から入力されるトルク指令 τ _ε*、角速度指令 ω_∞*、定数などに基づいて同期機を安定駆動するための指令信号 V un*、 V vn*、 V wn*を出力する制御演算部 6 0 1、制御演算部 6 0 1から入力される指令値 V un*、 V

V wn*通りの電圧を同期機 6 04に供給するインパータ装置 602から構成されている。インバータ装置 6 02は、制御演算部 60 1から入力される指令電圧信号 _VUD*、 V

V wn*通りの駆動信号を同期機 6 04に供給する電圧補償形インパータ装置で、複数の半導体スィッチ（T r) をスィッチングさせる公知のインパータ装置（例えば、特開平 1 0— 906 6 2号公報に記載されたインパータ装置）が使用できる。 FIG. 8 is a block diagram of a position sensorless type synchronous motor control device used in the control method of the position sensorless type synchronous motor according to the embodiment of the present invention. The position sensorless type synchronous motor control device includes the coordinate converter 603, the signals i _s and i _γ from the coordinate converter ₆₀₃ , the torque command τ _ε * input from the outside, the angular velocity command ω _∞ *, and constants. Control operation unit 601, which outputs command signals Vun *, Vvn *, Vwn * for stable driving of the synchronous machine based on the command value Vun *, which is input from the control operation unit 601, V

It comprises an impeller device 602 for supplying V wn * voltages to the synchronous machine 604. Inverter device _{602 includes} command voltage signals _VUD *, V input from control operation unit ₆₀₁

A voltage-compensated impeller device that supplies V wn * driving signals to a synchronous machine 604, and is a known impeller device that switches a plurality of semiconductor switches (T r) (for example, see Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-90662). The impeller device described in Japanese Unexamined Patent Publication (Kokai) No. HEI 9-209 can be used.

尚、 V un、 V vn, V wnは、各々、出力端子 U、 V、. Wと、インパータ装置 602の直流電源 E_dの負側端子との間の電圧である。 Incidentally, V un, V vn, V wn , respectively, the output terminals U, and V,. W, which is a voltage between the negative terminal of the DC power source E _d of Inpata device 602.

電流検出器（CT) 605、 606で検出された電機子電流と i_wは、ハードウェア構成された座標変換器 6 0 3により γ δ軸で表された電流 Ϊ Μ , ί _Μδ及に変換されて制御演算部 6 0 1に入力される。 The armature current and i _w detected by the current detectors (CT) 605 and 606 are The currents Ϊ, and ί _Μδ represented on the γδ axis are converted by the coordinate converter 603 constituted by hardware and input to the control operation unit ₆₀₁ .

6 0 3では次の演算が行われる。

ί cosd i ， cos{ θ 1- 2 π/3) ， cos θ i + 2' π / 3 ) ^x 、 sin Θ i ， sin( θ ι~ 2 π/3) ，（ 0 ι + 2 π Ζ 3 ) , In 603, the following calculation is performed.

ί cosd i, cos {θ 1-2 π / 3), cos θ i + 2 'π / 3) ^x , sin Θ i, sin (θ ι ~ 2 π / 3), (0 ι + 2 π Ζ 3 ),

18) 18)

ここで、 0 = ί w dtであり又、 =— ーでぁる（三相回路では常に、 i u + i v + i _w= 0が成立する。）。 Here, 0 = ί w dt and = — （(iu + iv + i _w = 0 always holds in a three-phase circuit).

制御演算部 6 0 1には、この他にトルク指令 τ _β* (または、速度指令 ω η,*) が外部から与えられる。また、制御に必要な同期電動機の定格やモータ定数等が予め記憶装置（図示せず）に格納されており、これらの定数を用いて制御に必要な演算処理を行う。 The control calculation unit 6 0 1, In addition to this torque command tau _beta * (or velocity command omega eta, *) is given from the outside. In addition, the synchronous motor rating and motor constants required for control are stored in a storage device (not shown) in advance, and arithmetic processing necessary for control is performed using these constants.

第 9図は、制御演算部 6 0 1の処理を示すフローチャートで、トルク制御（付加条件に無関係に、常に τ _ε*に等しいトルクを出力する制御）を行う場合の処理を示している。尚、 I ₅'、 i ₅、 ί _γは、第 6図及ぴ第 7図に示した処理によって得られる。 FIG. 9 is a flowchart showing the processing of the control calculation section 601, and shows the processing in the case of performing torque control (control for always outputting torque equal to _τε * regardless of the additional condition). Incidentally, I _₅ ', i _5, is ί _γ, obtained by the process shown in FIG. 6及Pi Figure 7.

この場合、先ず、制御演算部 6 0 1は、座標変換器 6 0 3から、現在 (kT) の信号 i MVN 1 MSの値でる 1 My k TL ) l δ k J¾ 込むと共に、外部からトルク指令て _e*を取込む（ステップ S 70 1)。次に、 i _y、 i _δ、 i _δ\ νノ、の丄を求める（ステップ S 70 2)。尚、即ち、（2) 式において i _d= i _δ、として、 In this case, first, the control operation unit 60 1 inputs the current (kT) signal i MVN 1 MS which is the value of 1 My k TL) l δ k J¾ from the coordinate converter 60 3, and externally applies torque. Command _e is taken in (step S701). Next, の of i _y , i _δ , i _δ \ ν, is determined (step S 702). Note that, in equation (2), i _d = i _δ ,

i ((k + 1) T) = τ e* (kT) / [L ( I。+ ( l - μ ) " (kT))] · · · (19) のように i y*が定まる。 i ((k + 1) T) = τ e * (kT) / [L (I. + (l-μ) "(kT))] iy * is determined as (19).

また、（1 5) 式から、 (kT), i a (kT)ゝ i s，（kT) を求める。 From (15), (kT), i a (kT) ゝ i s, (kT) are obtained.

一方、 v を得る場合には、 sgnv =v。と記すと.、 v。（kT) =— v。（（k一 1) T)， ν。（0) = 1である。また、 _{ω ι} (kT) は既知であるから、 F (kT), F₂ (kT) が計算できる。したがって、 V は、 On the other hand, to get v, sgnv = v. And v. (KT) = — v. ((K-1) T), ν. (0) = 1. Since _{ω ι} (kT) is already known, F (kT) and F ₂ (kT) can be calculated. Therefore, V is

v_v' ((k+ 1) T) =F₂ (kT) * v。（（k+ 1) T) v _v '((k + 1) T) = F ₂ (kT) * v. ((K + 1) T)

= -F₂ (k T) · vo (k T) = -F ₂ (k T) vo (k T)

のように与えればよい。 You can give it like this.

また、 _ωιは（1 7) 式を用いて、

Also, _ωι is _calculated by using equation (17)

^x(kT)- T+ (kTの時の積分値） . ^ x (kT)-T + (integral value at kT).

k k

= χ(ΪΤ)· T = χ (ΪΤ) T

i =0 i = 0

が成立する。但し、 Tは演算周期である。したがって、 Holds. Here, T is a calculation cycle. Therefore,

[Fi ( i s*— i s) +F₂ I _δ'] _t=_kT≡A (kT) とすると、 [Fi (is * — is) + F ₂ I _δ '] If _t = _kT ≡A (kT),

ωι ((k+ l) T) ωι ((k + l) T)

= -ωκΚρ · A (kT) 一 (ωκΚρ/Τι)♦ T∑ A (kT) = -ωκΚρ A (kT) one (ωκΚρ / Τι) ♦ T∑ A (kT)

となる。 It becomes.

次に、 i s*=0として、 v 、 ν_δ*を算出する（ステップ S 703)。即ち、（1 2) 式から、 V r* ((k+ 1) T) Next, as is * = 0, v, calculates a [nu _[delta] * (step S 703). That is, from equation (1 2), V r * ((k + 1) T)

二 R (k T) +L_W i (kT) ["+ (1一 μ) i δ (kT)] Two R (k T) + L _W i (kT) ["+ (1μ) i δ (kT)]

+ Ky [ i s * (kT) - i _s (kT)] + v ((k+ 1) T) また、（4) 式から、 + Ky [is * (kT)-i _s (kT)] + v ((k + 1) T) From equation (4),

v _δ* ((k+ 1) T) =R i _s (kT) 一（1 + ） L_W i i v (kT) v _δ * ((k + 1) T) = R i _s (kT) one (1 +) L _W iiv (kT)

+ Ks [ i 6* (kT) — i s (kT)] 等が得られる。 + Ks [i 6 * (kT) — i s (kT)] and so on.

次に、上限速度の改善法（高速領域の弱め励磁制御）を行うか否かを判断する。同期電動機の誘導電圧（速度起電力）は回転子の角速度 co_m (= ω χ) にほぼ比例する。したがって、定格角周波数以上の高速域まで動作領域を拡げようとする場合には、インパータ装置の直流電圧を高く設計するか、または定格電圧が低い同期電動機を用いる必要がある。いずれも機器の利用率が下がるので、装置の大型化ゃコスト増につながるという問題がある。 Next, it is determined whether or not to perform the upper limit speed improvement method (weak excitation control in the high-speed region). Induced voltage of the synchronous motor (speed electromotive force) is substantially proportional to rotor angular velocity co _m (= ω χ). Therefore, in order to extend the operating region to the high-speed region above the rated angular frequency, it is necessary to design the DC voltage of the impeller device high or use a synchronous motor with a low rated voltage. In each case, the utilization rate of the equipment is reduced, which leads to an increase in the size of the equipment and an increase in cost.

同期機の誘導電圧を下げるには、界磁磁石の磁束を相殺する向きに電流を流せばよい。具体的には、負の d軸電流（本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機制御装置では δ軸電流）を供給する。これを弱め励磁制御というが、同期電動機の発生トルクは、（2) 式で i _d二 i = i _γとすると、 In order to reduce the induced voltage of the synchronous machine, the current should be applied in a direction that cancels the magnetic flux of the field magnet. Specifically, a negative d-axis current (δ-axis current in the position sensorless synchronous motor control device according to the present embodiment) is supplied. This is called excitation control to weaken this. If the generated torque of the synchronous motor is i _d2 i = i _{γ in} equation (2),

て _e二 L ( I o— 2 μ i s) i _y _{E e} L (I o— 2 μ is) i _y

となるので、電流 i _Sは誘導電圧を低下させるとともに、トルクを増すように働く。 Therefore, the current i _S acts to reduce the induced voltage and increase the torque.

本実施の形態では、同期機の端子電圧 (線間電圧の実効値）を算出し、これが規定値 VLMを越えるか否かを判断する（ステップ S 704)。端子電圧は、ステップ S 703において求めた v_v*、 vs*を用いて、次式によって算出することができる。

ステップ S 7 0 4において、端子電圧 VLが規定値 V_LMを超えていない場合には、を求め、 2進数に変換して出力する（ステップ S 7 0 5)。一方、ステップ S 7 0 4において、端子電圧 VLが規定値 V_LMを超えている場合には、超えないように i _δが小さくなるように制御（ステップ S 7 0 7) した後、ステップ S 7 0 5に移行する。前記弱め磁束制御により、直流電圧を変更することなく動作領域を拡げること（例えば、定格速度の 2倍程度まで）が可能になる。 In the present embodiment, the terminal voltage (effective value of the line voltage) of the synchronous machine is calculated, and it is determined whether or not this exceeds a specified value VLM (step S704). The terminal voltage can be calculated by the following equation using v _v * and vs * obtained in step S703.

In step S704, if the terminal voltage VL does not exceed the specified value _VLM , is calculated, converted to a binary number, and output (step S705). On the other hand, if the terminal voltage VL exceeds the specified value V _LM in step S704, control is performed so that _iδ is reduced so as not to exceed it (step S707). The process moves to S705. The weak magnetic flux control makes it possible to expand the operating region without changing the DC voltage (for example, up to about twice the rated speed).

その後、インパータ装置 602の制御信号である v_un*〜v_uw*を生成して出力し（ステップ S 7 0 6)、以後、前記処理を繰り返す。 Thereafter, control signals v _un * to v _uw * of the impeller device 602 are generated and output (step S706), and thereafter, the above processing is repeated.

インパータ装置 602は、 v_un*〜v_uw*に応答して同期電動機 604 を駆動制御する。これにより、同期電動機 6 0 4は、 ψが零で、トルク指令値て _e*通りのトルクを発生し、角速度指令値 o>_m*通りの角速度で回転する。 The impeller device 602 drives and controls the synchronous motor 604 in response to v _un * to v _uw *. As a result, the synchronous motor 6004 generates _e * kinds of torque as the torque command value with 零 being zero, and rotates at the angular speed command value o> _m * as the angular speed.

また、速度制御（負荷トルクに関係なく 0)_m= 0)_m*の運転を行わせる制御）の場合には、例えば、一対の下記式（2 0) を満足するようにトルク電流指令 i _γ*を与える。In the case of speed control (control for performing operation of 0) _m = 0) _m * regardless of the load torque, for example, the torque current command i is set so as to satisfy a pair of the following equations (20). gives _γ *.

COm*— < 0)_m>) · · · (20)

COm * — <0) _m >) (20)

ここで、 K_mP (1 + l/T_miP) は P I補償器の伝達関数、はィンパータ角周波数である。 Where K _mP (1 + l / T _m iP) is the transfer function of the PI compensator and is the inverter angular frequency.

同期機の回転速度は同期速度に等しいので、 _{ω ι}を 1次遅れ要素" 1Since the rotation speed of the synchronous machine is equal to the synchronous speed, _ω

/ (1 + T MP)" で平滑化し、角速度の推定値く Q)_M〉にしている。これにより、定常状態では速度変動率二 0の運転が達成できる。ところで、モータ定数のうち電機子抵抗 Rと磁石の強さ I。は温度に大きく依存する。また、汎用の同期電動機制御装置として使用する場合には、モータ定数が明らかでない場合が多々ある。高精度の制御を行うためには、モータ定数を正確に知ることが不可欠である。 / (1 + TMP) ", and the estimated value of the angular velocity is Q) _M >. In this way, in the steady state, operation with a speed fluctuation rate of 20 can be achieved. By the way, among the motor constants, armature resistance R and magnet strength I. Greatly depends on temperature. Also, when used as a general-purpose synchronous motor control device, the motor constant is often not clear. In order to perform high-precision control, it is essential to know the motor constants accurately.

以下、高精度な制御を行うための電機子抵抗 Rと磁石の強さ I。の自動調整法について説明する。 Below, armature resistance R and magnet strength I for high-precision control. The automatic adjustment method is explained.

運転中の同期機に加える電圧（指令電圧） V ν δ *は、一対の下記式（2 1) で表される。 The voltage (command voltage) V ν δ * applied to the running synchronous machine is expressed by a pair of equations (21) below.

v₇*=R i ,+ L ωι [ Ι。+ (1 -μ) i s] +Κ_ν ( i ν * ~ i ) ν s*=R i _δ- (1 L ωι · i y + Ks ( i s*— i s) ··· (21) 一般に、高精度の制御が必要な運転領域は i二一 ω _R〜 ω _Rであり、ここでは i 5 * = 0の制御行う。モータ定数の自動補正はこの領域の定常状態で行うことにする。偏角 φを零にするような制御が行われるので、 ( 1 ) 式の V _a= V y*， i 3 = i V v ₇ * = R i, + L ωι [Ι. + (1 -μ) is] + Κ ν (i ν * ~ i) ν s * = R i δ - (1 L ωι · iy + Ks (is * - is) ··· (21) In general, precision The operating region that requires control of i is i 21 ω _R to ω _R , where control is performed with i 5 * = 0. The automatic correction of the motor constants is performed in the steady state of this region. Since control is performed to make φ zero, V _a = V y *, i 3 = i V in equation (1)

、1 ) 式の V d= V 5*， 1 d= 1 δ , 1) V d = V 5 *, 1 d = 1 δ

である。また、前述の < φ >の制御ループには積分項があるため、定常状態では（i s*_ i s) = 0でなければならない（i s*二 0であるから i sも 0になる。）。 It is. In addition, since the control loop of <φ> has an integral term, it must be (is * _is) = 0 in a steady state. (Since is * 2 0, is is also 0.)

便宜上、電機子抵抗 Rと磁石の強さ I。の推定値（計算に用いる値）を各々、く R>、く I o>とする。すると、 ν。= ν_γ*より、 For convenience, armature resistance R and magnet strength I. Let the estimated values (values used in the calculation) be R> and Io>, respectively. Then, ν. = ν _γ *

R i _y+ (l +μ) L P i _γ+ (1— μ) L o^ i s + L I ocom R i _y + (l + μ) LP i _γ + (1— μ) L o ^ is + LI ocom

- <R> i v+L _W i [< I。>+ (l -μ) i a] +Kv ( "*— ") が成り立つ。定常状態を考えているので、上式で P i y= 0、 Wm-ft)!, i s=0とすると、 -<R> i v + L _W i [<I. > + (l -μ) ia] + Kv ("* —"). Since we consider a steady state, if Pi i = 0, Wm-ft) !, is = 0 in the above equation,

(R— <R>) i _v+L _W i ( 1。一 < I。>) (R— <R>) i _v + L _W i (1. 1 <I.>)

( *一 i y) - - - (22) が得られる。尚、 Lは温度の関数でなく、別の方法で正確な値を知ることができるので、ここでは真値として取り扱う。 (* One iy)---(22) Is obtained. Note that L is not a function of temperature, but the exact value can be obtained by another method.

いま、く I。>=一定の条件下で <R>をく R， >にすると、（ i ₇*— i ) =0になるとする。この場合、 _{ω ι}と i γの変化が微小であるとすれば、 Right now, I. > = Under certain conditions, if <R> is changed to R,>, then (i ₇ * — i) = 0. In this case, if the changes in _{ω ι} and i γ are small, then

(R—く R，>) i , + L_W i (I。— < 1。>) 0 (R—K R,>) i, + L _W i (I. — <1.>) 0

したがって、 Therefore,

(く R，>— <R>) i v²-Kv ( i v*~ i y) i v (C R,> — <R>) iv ² -Kv (iv * ~ iy) iv

が成り立つ（両辺に i _γを乗じている）。 It is true (which is multiplied by the both sides i _γ).

これにより、（ *— ） i _Y>0ならば、く R'>><R〉、即ち、 <R>を現在値よりも少し大きくしてやればよいことがわかる。 This shows that if (* —) _iY > 0, then R '>><R>, that is, <R> should be slightly larger than the current value.

一方、定常状態のカ行時（モータ動作時）は _{ω ι}と i Vは同符号である。したがって、 < I。>についても同じ関係が成立する。即ち、く R> = 一定の下で、 < I。>を< I。' >にすると、（ *一） =0になるとして、（22) 式を用いて、 Rの場合と同様に計算すると、 On the other hand, during steady state operation (during motor operation), _ωι and i V have the same sign. Therefore, <I. The same relation holds for>. That is, if R> = constant, <I. ><I.'>, It is assumed that (* 1) = 0, and using equation (22), the same calculation as for R is performed.

(< 1₀，>ー< 1。〉） i ₇ ω

( i i _ν) ω ι (<1 _0,> over <1.>) i ₇ ω

(ii _ν ) ω ι

が成り立つ。 Holds.

これにより、（i_Y*— i_v) _{ω ι}>0ならば、く Ι。，〉〉く Ι。>、すなわち、く I。〉を現在値よりも少し大きくしてやればよいことがわかる。そこで、 _{ω ι} · i v>0 (カ行時）となる定常状態において、 <R〉とく 1。>を一対の下記式（23) を用いて自動補正する。 Thus, if (i _Y * — _iv ) _{ω ι} > 0, then Ι. ，〉〉く Ι. >, That is, I. It can be seen that it is only necessary to make> slightly larger than the current value. Therefore, in the steady state where _{ω ι} · iv> 0 (at the time of power), <R>, especially 1. Is automatically corrected using a pair of equations (23) below.

<R> ((k+l)T) <R> ((k + l) T)

= <R> (kT) + ζ [( i i _v) i / I R] t =_{k T} = <R> (kT) + ζ [(ii _v ) i / IR] t = _{k T}

ぐ I。> ((k + 1)T) I > ((k + 1) T)

= < I。> (kT) + ξ [( i _y*- i _v) ω ι/ω ] _t = _kT · · · (23) ここで、 <R>の式には i _γ/ I Rを、く I。>の式には ω iZcoRを乗じているのは、 i _γが大きい所では < R >の推定偏差が、高速領域では < I。>の推定偏差が動作特性に大きく影響するので、一種の重み係数の役割を果たすためである。 = <I. > (kT) + ξ [(i _y *-i _v ) ω ι / ω] _t = _{kT ···} (23) where <R> is i _γ / IR, and I is Power ω iZcoR The difference is that the estimated deviation of <R> is high where i _γ is large and has a significant effect on the operating characteristics and plays a role of a kind of weighting factor.

即ち、低速領域では < R〉に重みをおいて調整し、高速領域では < I。〉に重みをおいて調整することにより、他方の誤差をそれに含ませながら自動調整を行うようにしている。この方法により、曖昧な制御ではあるが、廉価且つ実用に耐え得る品質で同期電動機を制御することが可能になる。 That is, <R> is weighted and adjusted in the low-speed region, and in the high-speed region. By adjusting with weighting on <>, automatic adjustment is performed while including the other error in it. With this method, it is possible to control the synchronous motor with low quality and practically usable quality, though it is an ambiguous control.

また、（2 3 ) 式の ζと ξは加速係数であるが、 Rや I。は卷線ゃ磁石の温度の時間的な変化は緩慢であるから、これらを小さな値に選び、両者を真値に漸近させるようにする。 Also, ζ and ξ in equation (23) are acceleration coefficients, but R and I. Since the temperature of the winding wire and the temperature of the magnet change slowly, select these small values so that both approaches the true value.

このように自動補正方を用いれば、一般のブラシレスモータ（位置センサ付き) 相当の優れた制御性能を持ち、かつモータ定数が未知の同期機にも適用できるなど、汎用性に富む同期電動機制御装置が実現できる。以上述べたように、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置では、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するインパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 By using the automatic correction method in this way, it has excellent control performance equivalent to a general brushless motor (with a position sensor) and can be applied to synchronous motors with unknown motor constants. The device can be realized. As described above, in the control method of the position sensorless type synchronous motor and the position sensorless type synchronous motor control device according to the present embodiment, the signal related to the drive signal for driving the synchronous motor is converted into the γδ axis component signal. Converting means for calculating and outputting the synchronous motor driving command signal from a signal from the converting means and an external command signal, and a command signal from the control means. A synchronous motor control device that outputs the drive signal to the synchronous motor, wherein the control unit estimates an argument and reduces the estimated argument so that the estimated argument becomes small. A command signal for controlling the inverter angular frequency is output to the inverter means.

ここで、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ手段のインバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令値信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 Here, the control means decreases the inverter angular frequency of the inverter means when the estimated declination is positive, and determines that the estimated declination is negative. And outputting a command value signal for increasing the angular frequency of the impeller to the impeller means.

また、前記制御手段は、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ 軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 Further, the control unit estimates an argument based on a deviation between a command current of the δ-axis component and a current of the δ-axis component from the conversion unit, and the impeller unit reduces the estimated argument. And outputting a command signal for controlling the impeller angular frequency to said impeller means.

また、前記制御手段は、下記式に基づく指令信号を前記インバータ手段に出力することを特徴としている。 Further, the control means outputs a command signal based on the following equation to the inverter means.

但し、 ^はインパータ角周波数、 C Rは同期電動機の定格角周波数、 Where ^ is the impeller angular frequency, C R is the rated angular frequency of the synchronous motor,

Κ Ρ ( 1 + 1 / (Τ χ Ρ ) ) は P I補償部の伝達関数、 φは推定した偏角である。 Κ Ρ (1 + 1 / (Τ χ Ρ)) is the transfer function of the PI compensation unit, and φ is the estimated argument.

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づレ、て偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴としている。 When the rotation speed of the synchronous motor is equal to or less than a predetermined value, the control unit superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component, and A command signal for estimating the argument based on the AC signal generated in the other axis component by the AC signal, and controlling the impeller angular frequency of the impeller means so as to reduce the estimated argument. Is output to the inverter means.

また、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記インパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 Further, the control means may reduce the impeller angular frequency when the estimated declination is positive, and issue a command signal to increase the impeller angular frequency when the estimated declination is negative. It is characterized by outputting to means.

また、前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インバータ角周波数を制御することを特徴としている。また、前記制御手段は、インバータ角周波数が下記式を満足する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴としている。 Further, the control means superimposes the AC signal for estimating the argument on the command signal of the γ-axis component, and measures an AC signal generated in the δ-axis component by the AC signal by a transformer action to thereby determine the argument. It is characterized by estimating and controlling the inverter angular frequency. Further, the control means outputs to the inverter means a command signal whose inverter angular frequency satisfies the following expression.

ω ι = -Κ · (F i · ( i s*- i _δ) +F₂ · Ι _δ，） ω ι = -Κ · (F i · (is *-i _δ ) + F ₂ · Ι _δ ,)

但し、 F ι=< ω ι / (« ω ι >²+ a ²)， « ω ι»= ω ι/ωκ Where F ι = <ω ι / («ω ι> ² + a ² ),« ω ι »= ω ι / ωκ

F ₂= l -< _W i>F i= a²/ (< ω ι>²+ a ²) F ₂ = l-< _W i> F i = a ² / (<ω ι> ² + a ² )

Κ及ぴ a ²は正の定数、 O)Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ成分、 i は電機子電流の δ成分の指令値電流、 I は前記偏角推定用の交流信号の振幅である。 Κ及Pi a ² is positive constant, O) R rated angular frequency of the synchronous motor, IS the δ component of the armature current, i is the command value current δ component of the armature current, I is for the argument estimate Is the amplitude of the AC signal.

したがって、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置によれば、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域でも優れた制御生能を実現することが可能になる。また、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域から速領域にわたって優れた制御性能を実現することが可能になる。また、低速領域で偏角 φを容易に推定することが可能になり、位置センサレスで容易に制御を行うことが可能になる。また、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置では、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するィンバータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 Therefore, according to the position sensorless type synchronous motor control method and the position sensorless type synchronous motor control device according to the present embodiment, the configuration can be made inexpensively without using a position sensor, and excellent control power can be obtained even in a low speed region. Functions can be realized. Moreover, it is possible to make the configuration inexpensive without using a position sensor, and it is possible to realize excellent control performance from a low speed region to a high speed region. In addition, the declination φ can be easily estimated in the low-speed region, and control can be easily performed without a position sensor. In the position sensorless synchronous motor control method and the position sensorless synchronous motor control device according to the present embodiment, a signal related to a drive signal for driving a synchronous motor is converted into a signal of a γδ axis component and output. Conversion means, a control means for calculating and outputting a command signal for driving the synchronous motor from a signal from the conversion means and an external command signal, and the drive signal corresponding to the command signal from the control means. In a position sensorless type synchronous motor control device provided with inverter means for outputting to a synchronous motor, the control means superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component. A declination is estimated based on an ac signal generated in the other axis component by the ac signal in a transformer action, and the inverter is reduced so that the estimated declination becomes smaller. Command signal to control the impeller angular frequency of the means It is characterized in that it is output to the impeller means.

ここで、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパ一タ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記インパータ手段に出力することを特徴としている。 Here, the control means is configured to reduce the impeller angular frequency when the estimated declination is positive, and to increase the impeller angular frequency when the estimated declination is negative. Is output to the impeller means.

また、前記制御手段は、 y軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インバータ角周波数を制御することを特徴としている。 Further, the control unit superimposes the AC signal for estimating the argument on the command signal of the y-axis component, and measures the AC signal generated in the δ-axis component by the AC signal by a transformer action to thereby determine the argument. It is characterized by estimating and controlling the inverter angular frequency.

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴としている。 Further, the control unit estimates an argument based on a deviation between a command current of the δ-axis component and a current of the δ-axis component from the conversion unit when the rotation speed of the synchronous motor is equal to or higher than a predetermined value, It is characterized in that a command signal for controlling the inverter angular frequency of the inverter means is output to the inverter means so that the estimated declination becomes small.

また、前記制御手段は、インパータ角周波数 _{ω ι}が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 The control unit is characterized in that for outputting a command signal Inpata angular frequency _{omega iota} satisfies the following equation to said Inpata means.

ω ι = -Κ · (F i · ( i δ*- i δ) + F ₂ · I _δ ') ω ι = -Κ · (F i · (i δ * - i δ) + F 2 · I δ ')

但し、 ι = ω ι (² + a ²), ω ι > = ω χ/ωιι Where ι = ω ι ( ² + a ² ), ω ι> = ω χ / ωιι

F₂= 1 -< ω ι> F ι= a ²/ (< ω i >²+ a ²) F ₂ = 1-<ω ι> F ι = a ² / (<ω i> ² + a ² )

K及ぴ a ²は正の定数、 CO Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ軸成分、 i _δ*は電機子電流の δ軸成分の指令値電流、 1 は前記変圧器作用によって δ軸成分に生じる交流信号の振幅である。 K and a ² are positive constants, COR is the rated angular frequency of the synchronous motor, is is the δ-axis component of the armature current, i _δ * is the command value current of the δ-axis component of the armature current, and 1 is the transformer It is the amplitude of the AC signal generated in the δ-axis component due to the action of

また、前記同期電動機は、突極機又は逆突極機であることを特徴としている。 The synchronous motor is a salient pole machine or a reverse salient pole machine.

また、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置では、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を突極型又は逆突極型の同期電動機に出力するィンバータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と Υ軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によって偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。 Further, in the control method of the position sensorless type synchronous motor and the position sensorless type synchronous motor control device according to the present embodiment, a drive signal for driving the synchronous motor is provided. Conversion means for converting a signal related to a signal into a signal of δ-axis component and outputting the signal, and control means for calculating and outputting the synchronous motor driving command signal from the signal from the conversion means and an external command signal. And a inverter for outputting the drive signal corresponding to the command signal from the control means to a salient pole type or reverse salient pole type synchronous motor. When the rotational speed of the synchronous motor is equal to or lower than a predetermined value, an AC signal for declination estimation is superimposed on one of the command signals of the δ-axis component and the Υ-axis component, and the AC signal is transformed by the transformer action. Accordingly, the declination is estimated by the first estimating method of estimating the declination based on the AC signal generated in the other axis component, and when the rotation speed of the synchronous motor is equal to or higher than a predetermined value, a command for the δ axis component is issued. Current and δ from the conversion means Estimating the declination based on the deviation from the current of the axis component The declination is estimated by the second estimation method, and a command signal for controlling the inverter angular frequency of the inverter means is set so that the estimated declination becomes smaller. It is characterized in that it is outputted to the above-mentioned impeller means.

また、前記第 1の推定方法と前記第 2の推定方法の切換を連続的に行うようにすることにより、前記ィンパータ角周波数の制御が連続的に行われるようにしたことを特徴としている。 Further, by switching between the first estimating method and the second estimating method continuously, the control of the impeller angular frequency is performed continuously.

したがって、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域でも優れた制御性能を実現することが可能になる。また、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域から高速領域にわたって優れた制御性能を実現することが可能になる。また、低速領域で偏角 ^を容易に推定することが可能になり、位置センサレスで容易に制御を行うことが可能になる。 Therefore, it is possible to realize a low-cost configuration without using a position sensor, and to realize excellent control performance even in a low-speed region. In addition, it is possible to make the configuration inexpensive without using a position sensor, and it is possible to realize excellent control performance from a low-speed region to a high-speed region. In addition, the declination ^ can be easily estimated in a low-speed region, and control can be easily performed without a position sensor.

また、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置においては、偏角. φの推定は、同期機が指定された動作点で φ

Also, a control method of the position sensorless type synchronous motor according to the present embodiment, In the position sensorless type synchronous motor controller, the declination.φ is estimated at the specified operating point of the synchronous motor.

V 5*) を同期電動機に供給し、 δ軸又は γ軸の一方の指令電圧に交流電圧を重畳し、変圧器作用によって他方の軸に生じる交流電流振幅 I _δ' 又は I を測定することにより行うため、低速領域での制御を高精度に行うことが可食になる。 V 5 *) to the synchronous motor, superimpose an AC voltage on the command voltage of one of the δ-axis or γ-axis, and measure the AC current amplitude I _δ ′ or I generated on the other axis by the transformer action. Therefore, it is edible to perform control in the low-speed range with high accuracy.

また、偏角 ψの推定は、 V y*に交流電圧を重畳し、変圧器作用によって δ軸に生じる交流電流振幅 I を測定することにより行うため、ノイズの影響を受けずに高精度な推定を行うことができ、したがつて、低速領域での安定した制御が可能になる。 In addition, since the declination ψ is estimated by superimposing an AC voltage on Vy * and measuring the AC current amplitude I generated on the δ-axis by the action of the transformer, it is highly accurate without being affected by noise. Estimation can be performed, and therefore, stable control in a low-speed region becomes possible.

また、インパータ角周波数の _{ω ι}を（17) 式のように与えることにより、所定の低速領域と前記低速領域以外の所定の高速領域におけるィンバータ角周波数の _ωιの切換をスムーズにすることが可能になる。ここで偏角 φは、同期機が指定された動作点で Φ = 0の動作を行う時の電圧（基準電圧 V y*、 V a*) を同期電動機に供給し、 δ軸の電流偏差 ("*— ") から（（9) 式)）推定することができる。 Also, by giving the impeller angular frequency _{ω ι} as in equation (17), it is possible to smoothly switch the inverter angular frequency _ωι in a predetermined low-speed region and a predetermined high-speed region other than the low-speed region. Will be possible. Here, the declination φ supplies the voltage (reference voltages Vy *, Va *) when the synchronous machine performs the operation of Φ = 0 at the specified operating point to the synchronous motor, and the δ-axis current deviation ( (* (9)) can be estimated from "* —").

また、制御演算部 601は、定常状態では、（4) 式に基づく指令値をインバーク装置 602に出力するようにしている。これにより、定常状態で安定した制御が可能になる。 Further, the control calculation unit 601 outputs a command value based on the expression (4) to the inverse device 602 in a steady state. This enables stable control in a steady state.

また、定常状態の δ軸の電流偏差（ i _δ*— i a) から電機子抵抗 Rを、 γ軸の電流偏差（ *一）カら界磁磁石の強さ I。を推定することにより、指令値 ν_Υ*、 ν_δ*の算定には正確なモータ定数知ることが可能になり、安定した制御が可能になる。 Also, the armature resistance R is calculated from the steady-state δ-axis current deviation ( _iδ * -ia), and the field magnet strength I is calculated from the γ-axis current deviation (* 1). By estimating, it is possible to know the exact motor constants for calculating the command values ν _Υ * and ν _δ *, and stable control is possible.

また、 δ軸電流 i sを界磁磁束を相殺する向きに流し（弱め励磁制御）、このときトルク電流 i _γと i _δの間に生じるトノレク（レラクタンス · トルク）を活用することにより、同期機の速度起電力が大きくなる高速領域において、インパータが動作不能になる事態を回避することが可能になる。 In addition, the δ-axis current is caused to flow in a direction that cancels the field magnetic flux (weak excitation control), and at this time, a tonnolek (reluctance torque) generated between the torque currents i _γ and i _δ is used to generate a synchronous machine. High-speed region where the speed electromotive force of the In this case, it is possible to avoid a situation in which the impeller becomes inoperable.

また、本発明の実施の形態によれば、位置センサを用いずに廉価で、 ' 低速領域でも優れた制御を行うことが可能な同期電動機の制御方法が提供できる。産業上の利用可能性 Further, according to the embodiment of the present invention, it is possible to provide a method of controlling a synchronous motor which is inexpensive and can perform excellent control even in a low-speed region without using a position sensor. Industrial applicability

以上のように、本発明に係る同期電動機の制御方法は、一般家庭で使用する各種電気機器、電車や電気自動車、工場における加工機械や製造機械等、各種分野で使用する同期電動機の制御方法に有用である。 As described above, the method for controlling a synchronous motor according to the present invention is a method for controlling a synchronous motor used in various fields such as various electric devices used in ordinary households, trains and electric vehicles, and processing machines and manufacturing machines in factories. Useful for

Claims

請求の範囲 The scope of the claims

1 . 同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するインパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、 1. Conversion means for converting a signal related to a drive signal for driving the synchronous motor into a signal of γδ axis component and outputting the signal, and converting the signal from the conversion means and an external command signal into a signal for driving the synchronous motor. A position sensorless type synchronous motor control device comprising: a control means for calculating and outputting a command signal; and an impeller means for outputting the drive signal corresponding to the command signal from the control means to a synchronous motor.

前記制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法。 Wherein said control means estimates a declination and outputs a command signal for controlling the impeller angular frequency of said impeller means to said impeller means such that said estimated declination becomes small. Machine control method.

2 . 前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ手段のインパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令値信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 2. The control means reduces the impeller angular frequency of the impeller means when the estimated declination is positive, and increases the impeller angular frequency when the estimated declination is negative. 2. A method according to claim 1, wherein a value signal is output to said impeller means.

3 . 前記制御手段は、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 2項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 3. The control unit estimates the argument based on the deviation between the command current of the δ-axis component and the current of the δ-axis component from the conversion unit, and the inverter unit reduces the estimated argument to a smaller value. 3. The control method for a position sensorless type synchronous motor according to claim 2, wherein a command signal for controlling said inverter angular frequency is output to said inverter means.

4 . 前記制御手段は、下記式に基づく指令信号を前記インパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 3項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 4. The control method for a position sensorless type synchronous motor according to claim 3, wherein the control means outputs a command signal based on the following equation to the impeller means.

ω ι = - ω _¾Κ ρ ( 1 + 1 / ( Τ ι Ρ ) ) · φ 但し、 _{ω ΐ}はインパータ角周波数、 C Rは同期電動機の定格角周波数、ω ι =-ω _¾ Κ ρ (1 + 1 / (Τ ι Ρ))) φ Where _{ω ΐ} is the impeller angular frequency, CR is the rated angular frequency of the synchronous motor,

ΚΡ (1 + 1/ (ΤιΡ)) は P I補償部の伝達関数、 ψは推定した偏角である。 ΚΡ (1 + 1 / (ΤιΡ)) is the transfer function of the PI compensation unit, and ψ is the estimated argument.

5. 前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 5. When the rotational speed of the synchronous motor is equal to or less than a predetermined value, the control unit superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component, and An argument is estimated based on an AC signal generated in the other axis component by the AC signal, and a command signal for controlling an inverter angular frequency of the inverter means is set so that the estimated argument becomes smaller. 2. The method for controlling a position sensorless synchronous motor according to claim 1, wherein the control signal is output to a means.

6. 前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 5項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 6. The control means outputs a command signal to decrease the inverter angular frequency when the estimated argument is positive, and to increase the inverter angular frequency when the estimated argument is negative. 6. The control method for a position-sensorless synchronous motor according to claim 5, wherein the control signal is output to a means.

7. 前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記ィンバータ角周波数を制御することを特徴とする請求の範囲第 6項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 7. The control means superimposes the AC signal for declination estimation on the command signal of the γ-axis component, and measures the declination by measuring the AC signal generated in the δ-axis component by the AC signal by a transformer action. 7. The control method for a position sensorless synchronous motor according to claim 6, wherein the inverter angle frequency is estimated and controlled.

8. 前記制御手段は、インバータ角周波数 _{ω ι}が下記式を満足する指令信号を前記インパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 7 項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 8. The control unit is in the range 7 wherein the control method of the position sensorless type synchronous motor according to claim, characterized in that for outputting a command signal inverter angular frequency _{omega iota} satisfies the following equation to said Inpata means.

ωι = -Κ · (Fx · ( i 5*- i _δ) +F₂ · I _δ') ωι = -Κ · (Fx · ( i 5 * - i δ) + F 2 · I δ ')

但し、 However,

Fi = < ω i>/ (C ω i>²+ a ²)， < ω ι> = ω ι/ωκ

Fi = <ω i> / ( C ω i> 2 + a 2), <ω ι> = ω ι / ωκ

K及ぴ a ²は正の定数、 o> _Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ成分、 i _δ *は電機子電流の δ成分の指令値電流、 I s ' は前記偏角推定用の交流信号の振幅である。 K and a ² are positive constants, o> _R is the rated angular frequency of the synchronous motor, is is the δ component of the armature current, i _δ * is the command current of the δ component of the armature current, and I s' is the previous This is the amplitude of the AC signal for the declination estimation.

9 . 前記制御手段は、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 9. The control means superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component, and generates the other axis component by the AC signal by a transformer action. The declination is estimated on the basis of the AC signal, and a command signal for controlling the inverter angular frequency of the impeller is output to the impeller so as to reduce the estimated declination. The control method of the position sensorless type synchronous motor according to the paragraph.

1 0 . 前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記ィンパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 9項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 10. The control means outputs a command signal to decrease the impeller angular frequency when the estimated declination is positive, and to increase the impeller angular frequency when the estimated declination is negative. 10. The control method for a position sensorless synchronous motor according to claim 9, wherein the control signal is output to a means.

1 1 . 前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記ィンパータ角周波数を制御することを特徴とする請求の範囲第 1 0項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 11. The control means superimposes the AC signal for declination estimation on the command signal of the γ-axis component, and measures the declination by measuring an AC signal generated in the δ-axis component by the AC signal by a transformer action. 10. The control method for a position sensorless type synchronous motor according to claim 10, wherein: the impeller angular frequency is controlled.

1 2 .前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 12.When the rotation speed of the synchronous motor is equal to or higher than a predetermined value, the control means estimates an argument based on a deviation between the command current of the δ-axis component and the current of the δ-axis component from the conversion means. 12. The position sensor lens according to claim 11, wherein a command signal for controlling an inverter angular frequency of said inverter means is output to said inverter means so that said estimated declination becomes smaller. Control method for a synchronous motor.

13. 前記制御手段は、インパータ角周波数が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 12項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 13. The method according to claim 12, wherein said control means outputs a command signal having an impeller angular frequency satisfying the following expression to said impeller means.

ωι = -Κ · (Fi · ( i ₅*- i _δ) +F₂ · I ） ωι = -Κ · (Fi · (i ₅ *-i _δ ) + F ₂ · I)

但し、 However,

Fi =《 co i》Z (《 ω i》²+ a ，《丄 ^ ^^Fi = << co i >> Z (<< ω i >> ² + a, << 丄 ^ ^ ^

K及ぴ a²は正の定数、 CO Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ軸成分、 i _δ*は電機子電流の δ軸成分の指令値電流、 I S ' は前記変圧器作用によって δ軸成分に生じる交流信号の振幅である。 K and a ² are positive constants, COR is the rated angular frequency of the synchronous motor, is is the δ-axis component of the armature current, i _δ * is the command value current of the δ-axis component of the armature current, and IS 'is This is the amplitude of the AC signal generated in the δ-axis component due to the transformer action.

14. 同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を _y δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を突極型又は逆突極型の同期電動機に出力するインパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、 14. converting means for a signal associated with the driving signal for driving the synchronous motor is converted into a signal of _y [delta] -axis component output, command for the synchronous motor driven from a command signal from the signal and external from said converting means A position sensorless type synchronization comprising: control means for calculating and outputting a signal; and impeller means for outputting the drive signal corresponding to the command signal from the control means to a salient-pole or reverse salient-pole synchronous motor. In the motor control device,

前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ 軸成分と γ軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によつて偏角を推定し、 When the rotational speed of the synchronous motor is equal to or less than a predetermined value, the control unit superimposes an AC signal for declination estimation on one of the command signals of the δ-axis component and the γ-axis component. The declination is estimated by the first estimating method of estimating the declination on the basis of the AC signal generated in the other axis component, and when the rotational speed of the synchronous motor is equal to or higher than a predetermined value, The declination is estimated by a second estimation method for estimating the declination based on the deviation between the command current and the current of the δ-axis component from the conversion means,

前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法。 A method for controlling a position sensorless type synchronous motor, comprising: outputting a command signal for controlling an inverter angular frequency of the inverter means to the inverter means so that the estimated declination becomes small.

1 5 . 前記第 1の推定方法と前記第 2の推定方法の切換を連続的に行うようにすることにより、前記ィンバータ角周波数の制御が連続的に行われるようにしたことを特徴とする請求の範囲第 1 4項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 15. The control of the inverter angular frequency is performed continuously by switching between the first estimation method and the second estimation method continuously. A method for controlling a position-sensorless synchronous motor according to claim 14.

1 6 . 前記同期電動機は、突極機又は逆突極機であることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 1 5項のいずれか一に記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。 16. The method for controlling a position sensorless synchronous motor according to any one of claims 1 to 15, wherein the synchronous motor is a salient pole machine or a reverse salient pole machine.