WO2002050992A1

WO2002050992A1 - Procede de commande de moteur synchrone

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Publication number: WO2002050992A1
Application number: PCT/JP2001/010877
Authority: WO
Inventors: Yuzuru Tsunehiro
Original assignee: Nagoya Industrial Science Research Institute
Priority date: 2000-12-18
Filing date: 2001-12-12
Publication date: 2002-06-27
Also published as: JP2002186299A; AU2002222608A1

Description

明細書同期電動機の制御方法技術分野

本発明は、位置センサを用いずに同期電動機を制御するための位置センサレス型同期電動機の制御方法に関する。背景技術

従来から、一般家庭の各種電気機器、電車や電気自動車、工場における加工機械や製造機械等、各種分野で最新の駆動技術を駆使した大小さまざまな電動機（モータ）が用いられており、電動機の可変速運転と制御は、我々の日常生活や生産活動を支える基本技術の一つである。

電動機が具備すべき性能は用途によつて様々であるが、高効率の電気エネルギーから機械エネルギーへの変換、広範囲かつ高精度の制御性能、小型 ·軽量、低コスト等は特に重要である。

今日、半導体素子を用いたインバータ装置やデジタル制御技術等のめざましい発展により、ィンパータ駆動の交流電動機が至る所で用いられているが、これらは性能面から、優れた制御性能を具備したブラシレスモータ（インパータ駆動の同期電動機）と、広範囲の可変速運転と使い易さを目指したィンパータ駆動の誘導電動機とに大別できる。

同期電動機は、誘導機に比べ小型、軽量、高効率、速度変動率が 0の運転や電源周波数が 0の時でも所定のトルクが得られる等、数多くの利点を備えている。したがって、誘導電動機用インパータ装置のような簡便な制御動装置によって同期電動機を駆動制御可能にすることが要望されている。しかしながら、同期電動機を広範囲にわたり安定して可変速運転するには、回転子の位置を検出する装置（位置センサ）が必要であるが、これは高価な上に構造面や信号線へのノィズの混入等の信頼性の面で問題がある。多くの研究にも拘わらず、同期電動機制御用の汎用インバータが実用されなかった理由もこの点にあると考えられる。

—方、特開 2 0 0 0— 2 6 2 0 8 8号公報には、指令値通りの同期電動機駆動信号を発生するインパータ装置を用いると共に、位置センサを使用しない（位置センサレス）方式の同期電動機制御装置である位置センサレス型同期電動機制御装置が記載されている。前記位置センサレス型同期電動機制御装置は、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を前記同期電動機に出力するインバータ手段とを備えている。前記制御手段は、前記変換手段からの信号と外部からのトルク指令信号又は速度指令信号から、同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する。前記インパータ手段は、前記制御手段からの指令信号通りの前記駆動信号を前記同期電動機に出力し、これによつて、位置センサレスで、一次磁束制御法により前記同期電動機を指令信号通りに駆動制御することが可能になる。

しカしながら、前記公報に記載された位置センサレス型同期電動機制御装置では、低速領域から高速領域にわたって優れた制御性能を実現することが困難という問題があり又、低速領域で偏角 φを零にするような安定した制御が困難という問題があつた。

本発明は、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域から高速領域にわたって優れた制御性能を実現可能にすることを課題としている。

本発明は、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域でも優れた制御性能を実現可能にすることを課題としている。発明の開示

本発明によれば、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ 軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するィンパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法が提供される。制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記インバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力する。

ここで、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ手段のインパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンバータ角周波数を増加させるような指令値信号を前記ィンバータ手段に出力するようにしてもよレ、。

また、前記制御手段は、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ 軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記インバータ手段に出力するようにしてもよい。

また、前記制御手段は、下記式に基づく指令信号を前記インパータ手段に出力するようにしてもよい。

但し、 _{ω ΐ}はインパータ角周波数、 0)Rは同期電動機の定格角周波数、 KP ( 1 + 1 / (Τ ι Ρ)) は P I補償部の伝達関数、 φは推定した偏角である。

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するようにしてもよい。

また、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンパータ手段に出力するようにしてもよい。

また、前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インパータ角周波数を制御するようにしてもよい。

また、前記制御手段は、インバータ角周波数が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するようにしてもよい。

ω ι = -Κ · (F i · ( i ₅*- i _δ) +F₂ · I s，）

伹し、 F

ω ιΖωιι

F₂= 1 -< ω i F i= a ²/ « ω ι >²+ a ²)

K及ぴ a ²は正の定数、は同期電動機の定格角周波数、は電機子電流の δ成分、 i _δ *は電機子電流の δ成分の指令値電流、 I s，は前記偏角推定用の交流信号の振幅である。

また、前記制御手段は、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するように構成してもよい。

また、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記インパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンバータ手段に出力するように構成してもよい。

また、前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インバータ角周波数を制御するように構成してもよい。

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するように構成してもよい。

また、前記制御手段は、インパータ角周波数 _{ω ι}が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力するように構成してもよい。

ω ι = -Κ · (Fi · ( i _δ*- i ₅) +F₂ · I s')

但し、二《

ω ι/ωκ

F₂= 1 - ω ι Έ i = a ²/ (< ω ι>²+ a ²)

K及び a ²は正の定数、 Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ軸成分、 i _δ *は電機子電流の δ軸成分の指令値電流、 I _δ ' は前記変圧器作用によって δ軸成分に生じる交流信号の振幅である。

また、本発明によれば、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を突極型又は逆突極型の同期電動機に出力するインバータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ 軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によって偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法が提供される。制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によつて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力する。ここで、前記第 1の推定方法と前記第 2の推定方法の切換を連続的に行うようにすることにより、前記ィンパータ角周波数の制御が連続的に行われる.ように構成してもよい。

尚、前記同期電動機は、突極機又は逆突極機のいずれかであってもよい。図面の簡单な説明

第 1図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置の原理を説明するための模式図である。

第 2図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するためのグラフである。

第 3図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するための模式図である。

第 4図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するためのブロック図である。

第 5図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法を説明するためのタイミング図である。

第 6図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置における処理を説明するためのフローチャートである。

第 7図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置における処理を説明するためのフローチヤ一トである。

第 8図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置のブロック図である。

第 9図は、本発明の実施の形態に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置における処理を説明するためのフローチャートである。

第 1 0図は、位置センサ付きブラシレスモータの動作原理を説明するための原理図である。

第 1 1図は、位置センサ付きブラシレスモータの動作を説明するためのプロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を用いて、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法について説明する。

本発明の実施の形態の説明に先立って、先ず、ブラシレスモータ（位置センサ付き）の系の構成と動作を概略説明する。第 1 0図は、ブラシレスモータの動作を説明するための原理図である。尚、説明を簡略化するために、 2極機（極対数 n _P= l ) の例で説明する。

第 1 0図において、電機子 8 0 1の電機子卷線 8 0 3〜8 0 5に角周波数が _{ω ι}の平衡三相電流（該電流の実効値を I _e、相順を u、 v、 wとする。）を流すと、ギャップ 8 0 6に角速度で時計方向に回る回転磁界が形成される。前記回転磁界と回転子 8 0 2の磁石（界磁）間でトルクが生じ、回転子 8 0 2は時計方向に回転する。

このとき発生するトルク τ _eは、界磁の軸（d軸という。 d軸に直角の軸を q軸という。）と回転磁界の磁軸（γ軸）がなす角（内部相差角）を δとすると、

となることが知られている。

前記式において、 Λ。は界磁の磁石の強さを表す比例定数である。同期電動機は角速度でしか回転できない。また、前記式から δ = Ζ

2のとき最も効率よくトルクを発生することがわかる。

第 1 1図はブラシレスモータ（位置センサ付き）の動作原理を示す系のプロック図である。同期電動機 9 0 5の軸（シャフト） 9 0 6には回転子の回転位置を検出するための位置検出器 907が付設され又、同期電動機 905の電機子電流を検出するための電流検出器（CT) 903、 904が付設されている。位置検出器 907は、回転子 q軸と固定子の卷線 uがなす角 0 (第 10図参照）に相当する機械角 0_m (= θ/η_Ρ) を検出するのもので、通常、エンコーダが使用される。

中央処理装置（CPU) によって構成された制御演算部 901では、外部から入力されるトルク指令または速度指令、位置検出器 907から得られる回転子の位置に関する信号 0_m及び電流検出器 903、 904 から得られる電機子電流に関連する信号 i u、 ivに基づいて、同期電動機 905が常に δ=πΖ2で動作し、かつ指令値に等しいトルクを発生するのに必要な電流を同期電動機 905に供給するように、インパータ装置 902に制御信号を出力する。

インバータ装置 902は、同期電動機 905の回転角速度 o>_mに等しい周波数の三相電圧を同期機電動機 905に駆動信号として供給する。もし、前記電流が所定の値からずれる場合は、これを補正するように制御演算部 901が作動し、これにより、同期電動機 905は所定の動作点で安定に運転する。

ところで、 d— q軸はモータの構造から決まる軸（機械軸ともいう。）であり又、 γ— δ軸（制御軸ともいう。）は回転磁界の角速度 _{ω ι}で回る座標系で制御は Ί― δ軸の諸量で行なわれる。 δ =πΖ2の時は d— q 軸と δ—γ軸（通常、第 10図のように γ軸と直角に δ軸を定義する。）は一致する。この場合の同期機の電圧方程式および発生トルク τ _eは、同期機の d q軸の諸量を用いて下記式（1)、（2) で与えられることが知られている。

尚、軸モデルは、 d軸及ぴ q軸上に卷数が等しい巻線（卷線 d、卷線 q) を仮想し、その電流を i d、 i aとし、（電機子電流 i _u〜 iwが作る磁束） = (卷線 dの電流 i _d及ぴ卷線 qの電流 i _aが作る磁束）を満たすように、電機子電流〜 i _wと電流 i _d、を関係付ける（これを d q軸に変換するという。）。同期機の場合、 d q軸に変換することにより、電流や電圧は直流になるので、式の取り扱いが大幅に簡略化できる。

ί v d R+ (1 ~μ) LP , - (1 + μ) L om i _d ^N

V qノ (l-μ) Lo>_m , R+ (1 LPj

+ ( 0

I o ω i (1)

τ _e= L ( I。一 2 μ i d) i _q · · · (2)

但し、 v_d、 v_qは、各々、電機子電圧の d軸成分および q軸成分、 i _d、 i。は、各々、電機子電流の d軸成分おょぴ q軸成分、 Rは電機子抵抗、 0)mは回転子の回転角速度（第 1 1図のブラシレスモータでは回転磁界の角速度に等しい。）、（1一） L-La (L_dは電機子の d軸インダクタンス）、（l +μ) L = La (Laは電機子の q軸インダクタンス）、突極比 μ= (La-La) I (Ld+La), P = d/d t (微分演算子）、 L Ι。 = Λ。（Λ。は界磁による電機子巻線の磁束鎖交数）、 I。は界磁（磁石）の強さを電流の次元で表したものである。

尚、同期機は製作が容易で高速回転が可能な磁石埋込形（I PM (In terior Permanent Magnet) ) のモータを想定して諸式を記している。また、この型の同期機では Ldく L_Q (ju >0 即ち、逆突極機である。後述する本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法は、逆突極機のみならず、電磁石の界磁を使用した大容量の同期機等のような突極機（L_d>L_Q ( く 0)) についても適用することが可能である。

次に、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法について、その原理を先ず説明する。

位置センサレス型同期電動機制御装置を用いて制御する場合、位置センサを用いない（位置センサレス）ため、回転子の座標軸（d— q軸）は不明であるから、回転磁界の座標軸 — δ軸）で電圧や電流を制御しなければならない。

第 1図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法の原理を説明するための図で、位置センサレス型同期電動機制御装置の概念図を示している。

本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法は、基本的には一次磁束制御法により同期電動機を指令信号通りに駆動制御するものであり、電機子電流の γ軸成分と δ軸成分 i _Y、 i sから d — q軸と γ— δ軸のずれの角度 φ (偏角： φ = (δ -%/2)) を推定し、偏角 Φを 0にするような角周波数 _{ω ι}で、かつ、て ₆= τ _β*となる電機子電流が流れるような電圧 V _ν *、 V _δ *に相当する三相交流電圧を出力するようにィンパータ装置を動作させる。

以下、第 1図を用いて、所定の指令値信号である指令電圧 V y*、 vs* およぴ角周波数 ω 2の与え方について説明する（以下、「*」は指令値を表す記号として使用する。）。

第 1図において、ィンパータ装置及び同期電動機から成るィンパータ駆動の同期電動機装置 1 00と制御演算部とを備えている。インパータ駆動の同期電動機装置 1 00は、座標変換部 1 02、 1 04、同期電動機部 1 03、加算部 1 05から構成されている。

制御演算部 1 0 1の出力部は、加算部 10 5の他方の入力部及ぴ第 1 の座標変換部 1 02の入力部に接続されている。制御演算部 1 0 1は y δ軸で演算処理を行う。

座標変換部 1 02の出力部は同期電動機部 1 03の入力部に接続されている。同期電動機部 103は d q軸モデルを想定している。同期電動機部 103の出力部は第 2の座標変換部 104の入力部に接続されている。座標変換部 104の出力部は制御演算部 101の入力部に接続されている。同期電動機部 103の 0_m (同期電動機の回転角）を表す信号は、信号加算部 105の一方の入力部に入力される。加算部 105の出力部は座標変換部 102、 104の入力部に接続されている。

制御演算部 101の出力信号はィンパータ装置に供給される制御信号であり、前記ィンバータ装置は前記制御信号に応じた電圧で同期電動機

，ノ

を駆動し、前記同期電動機はトルク y δ τ _eを出力しながら回転する。同期機の回転角を 0_mとすれば、偏角 ςΜま（Θ — 0_m) に等しい。

位置センサ付きブラシレスモータと同等の特性を得るためには、偏角 Φを零にするようにィンバータ角周波数 _{ω ι}を制御し、かつ負荷に無関係に指定通りトルク τ _ε*を生じるように電圧 v_y*、 V 5*を制御すればよい。そのために、電流 i i _δを制御演算部 101に取り込み、これらの値から偏角 φを推定すると同時に、前記制御に必要な情報を得ている。尚、第 1図における座標変換部 102の変換行列 C^Tと座標変換部 1 04の変換行列 Cは、 γ δ軸と d ci軸の諸量を関係付ける変換行列で、

V q cos φ , sin φ

V d — ί/'ηφ ， cos φ

y ' cos φ ， —8ϊηφ

(3)

δ / \ sin^ ， cos φ

cos φ ， —sin φ

—sin φ ， cos φ ， C =

{ sin φ ， cos φ

を表している。特に、 ψ^Οのときは、 sin0 = O、 cos<i> = lである力: ら、

v

i q_N i s i a

となることに注意が必要である。

さらに詳述すると、制御演算部 1 01は、外部から入力されるトルク指令値 τ _e*または角速度指令値0 、及ぴ、座標変換部 104からの電流値、 i _vに基づいて演算処理を行い、偏角 φを零にするような指令値 0 (= J ω ιάΐ) 及び電機子電流を所定の値にするような指令電圧 V vs*を出力する。

座標変換部 102は制御演算部 101カゝら入力された電圧 V _γ *、 V 5 * 及ぴ加算部 1 05から入力された偏角 φに基づいて、変換行列 C^Tにより、 γ— δ軸から d— q軸への座標変換を行い、制御信号 v_d、 V aを同期電動機部 103に出力する。同期電動機部 1 03は座標変換部 102 から入力された v_d、 v«により駆動され、これによつて偏角 φ = 0で、前記同期電動機は角速度 >_mで回転し、トルクて eを発生する。

座標変換部 104は、同期電動機部 103の卷線 d、巻線 qに各々流れる電流 i _d、 i a及び加算部 1 05から入力された偏角 ψに基づいて、変換行列 Cにより、 d— q軸から γ— δ軸への座標変換を行い、 i _Y、 i _δを制御演算部 101に出力する。一方、加算部 1 05は、制御演算部 101から入力された 0 と同期電動機部 1 03から入力された回転角 0_mとの差である偏角 φを座標変換部 102、 104に出力する。

尚、第 1図においては、 γ δ軸モデルに比べて諸式が簡単になる等の理由により同期電動機部 103を d q軸モデルで表しているため、座標変換部 102、 104及ぴ加算部 105が必要であるが、 γ δ軸モデルで表した場合にはこれらは不要である。 φの変動や、これに伴う座標変換部 102、 104の変化は、実際には、同期電動機やインパータ装置の内部で自動的に生じている。具体的には、インパータ装置に制御信号を与える制御演算部 1 0 1は、 vq、 v_dの代わりに ν 、 ν_δ*を供給するが（この場合、 ν。=ν_γ*、を想定している。）、もし φが零でなければ、同期電動機には前記（3) 式の V a、 V dが供給されることになる。電流についても同様に、制御演算部 1 0 1は、 i y= i i、 i a

= i dとみなして電流を読み取り、このとき、 φ = 0ならば、

二、 i s= *二 i _dになるが、 φ≠ 0のときは誤差が現れるので、これを零にするように系を動作させる。

第 1図の指令電圧 v 、 v s*は一対の下記式（4) のように与える。 V i ,+ L ω ι [ Ι。+ (1— μ) i s] +K_V ( i i _Ύ) ν 6* = R i _δ- (1 + μ) L_Wi i , + Κδ ( i _δ*- i _δ) · · · (4) ここで、 i _v*と i s*は各々、トルク電流の指令値、励磁電流の指令.値であり又、 Κ_νと Κ_δは各々、 i _γと i _δをその指令値に追従させるためのフィードバックゲイン（比例ゲイン）である。

一対の（4) 式の物理的意味は次の通りである。即ち、制御の目的は、指定された動作点 i

o において φを零にする制御を安定に行うことである。このことに注意して（4) 式と（1) 式を対比すると、

Vv*= [ω_∞=ω 1, Ρ = 0の時の v_Q]+K_y ( i _y*- i ₇)

v s*=

0の時の V d] +K5 ( i s*— i s)

である。

すなわち、同期機が所定の動作点からはずれて動作すれば、電流 i _v や i _δに偏差が生じるので、これを所定の値に戻すように電圧を自動制御する。これがフィードパック項（（4) 式の両式における右辺第 3項）を設ける意味である。電圧を良好に自動制御するためには、有る程度大きなフィードバック量が必要である。

次にィンパータ角周波数 _ω iの制御法についてを説明する。第 1図に示すように、

φ = Θ 0_m= I (ωι-ω )(1ΐ , ·'·(5)

である。したがって、何らかの方法で偏角 φを知ることができたとすると、 ψ > 0ならばインバータ角周波数 _{ω ι}を現在の値よりも減少させ、逆に φく 0の時はィンバータ角周波数 ω を現在の値よりも増加させればよい。これを式で表すと、

ωι = -ωκΚρ (1 + 1/ (ΤιΡ)) - · · · (6)

のようにインパータ角周波数 iを制御する。ここで、 KP (1 + 1/ (T tP)) は P I補償器の伝達関数、 c _Rは同期機の定格角周波数である。尚、 P I補償器は実際には制御演算部 1 0 1によるソフトウエア処理によって実現される。

前記 P I補償器のゲイン KPと 1^を適切に選べば、カ行おょぴ回生の全動作領域にわたって安定な系を実現することが可能になる。

次に、偏角 Φの推定法について説明する。先ず、 d q軸で表した（1) 式の同期機の電圧方程式を、（3) 式を用いて γ δ軸の諸量で表すと、

( R + LP , L O COS φ

V δ

cos 2 ， sin 2

+ μ L P

{ sin 2 φ , —cos 2 φ

+ ( sin 2 φ , —cos 2 φ )

-sin 2 φ (7)

■cos 2 φ s となる。

ここで、 o>_mはモータの回転角速度、はインパータ角周波数で、偏角 φが変化するときは ^ ω にならない場合もある。また、 0^= 0^ で φ = 0の時は γ δ軸と d q軸は一致するので、（7) 式は（1) 式に等しくなる。先ず、 d _ ci軸と δ _ γ軸のずれが小さい、即ち、（7) 式で偏角 φ が小さいと仮定して、 είηφ = φ、 cos 1 , cos 2 φ 1と近似する。また、突極比は小さいので（一般に 0.1〜0.2程度）、 Aisin2 (=2 μ φ) の項を無視して考える。この場合、（7) 式から、

V δ

Ι。ω_∞ · φ が得られる。

ィンバータ装置が指令値通りの駆動信号を同期電動機に供給して、同期電動機が指令値通りに動作している場合は、 V sはィンパータ装置から同期電動機に供給される電圧 V 5*に等しいので、

上記式 = (4) 式の関係から、

R 1 δ+ 、1一 ) L P 1 δ— \1 + μ) L co i i y十 L l o om * ^

=R i _δ— (1 + μ) L ω i i _Ύ + Κ_δ ( i δ*— i s) となる。

実際の系では、 i 5 *は一定と考えてよいため P ( i _δ- i _δ*) P i sとしてよく又、回転子も同期速度近傍で回転するため ω _m ω のように近似できるので、

ί(1 - μ) L P+K₅] ( i s*— i s) ^Ι^ Ι。_{ω ι} · φ

となる。したがって、

φ/ (1 + τ δ Ρ) =Κ_δ ( i a*- i _δ) / (L I。丄） ·■ · (8) . が得られる。

但し、て 5は電機子卷,線の時定数でて s= (l -μ) L/Ksである。一般に時定数て sは極めて小さいので、（7) 式の φの代わりに（8) 式の φ/ ( 1 + τ ₅ P) を用いても実用上十分安定な系が実現できる。すなわち、 φの推定値 < φ〉は（以後、 <>は推定値を表す記号として用いる。）、

< >= [ΚδΖ (L I。o)_R)] · [( i s*— i ωκ/ω ιΐ · · · (9) となり、 φの推定値く φ >は δ軸の電流偏差（i s*— i s) から求めることが可能である。ただし、（9) 式において CORは同期機の定格角周波数である。

したがって、電流の差（i _S*— i ₅) から偏角 φを推定し、 < φ >が正ならば _{ω ΐ}を現在の値よりも減少させ、逆にく φ >が負の時は CO iを現在の値よりも増加させるように制御することにより、同期電動機を安定して制御することが可能になる。

ところで、（9 ) 式の右辺の COR ( i s*— i s) /_{ω ι}は _{ω ι}= 0のとき演算不能になるので、実際の系では、近似して計算する必要がある。例えば、

ωκ/ ω ι^ ω ι>/ (《0 》²+ a ²)， < ω ι> = ω ι/ω · .. (10) のように近似して計算する。ここで、 a ²は所定の正の定数である（式の体裁上、定数 aではなく定数 a ²を使用している。）。

しかし、（1 0) 式の近似を用いると、

< >= [Ks/ (L I 。ωι ] · [« ω ι ²/ (< ω ι>²+ a ²)]

• ίωκ ( i _δ*— i _δ) / ω ι] · ·· (11) であるから、 _{ω ι} {= ω · < ω ι>) が小さい領域では（9 ) 式を用いる場合に比し、フィードバック量（Κ_δ ( 1 ₅*- i _δ)) が大幅に減じてしまう。

第 2図は、これをグラフに表したものであり、横軸は《_{ω ι}》、縦軸は《》 ²/ ( ω ζ+ Β ²) である。

定数 a ²を小さく選べば低速域におけるゲインの低下を多少改善できるが、 & ² = 0.005の場合でも《 ₁》=0.1で0.67、《 o ₁》=0.05 (定格速度の 5 %) では 0.33に下がってしまう。また、電流 i sの検出精度などを考えると、

の値を過大に選定、例えば誤差（i s*— ）を数十倍にするように選定することは実用的意味が無くなってしまう恐れがある。すなわち、《0^》の絶対値（ | < ω ι » I ) く所定値（例えば、 0. 1) の低速域では、（ *一 i s ) から偏角 φを推定することは実用上難しく、別の方策が必要である。

次に、低速領域（ I《_{ω ι}》 Iく所定値（例えば、 I《_{ω ι}》 1く 0. 1) ) における偏角 Φの推定法について説明する。

低速領域で偏角 Ψの検出が困難な理由は、同期機の誘導起電力（速度起電力）が回転子の角速度 ω に比例することに因る。したがって、本実施の形態では、低速領域でも偏角 Φの検出が可能なように、誘導起電力ではなく変圧器起電力を用いることにより偏角 φの推定を行う。以下、変圧器起電力を利用した偏角 φの推定法を説明する。

第 3図は、変圧器起電力を利用して、前記低速領域における偏角 φの推定方法を概念的に説明するための模式図である。第 3図において、偏角推定用の電圧 v の交流電源 3 0 3から γ卷線 3 0 2に偏角推定用の交流電流 i を流し、交流電流 i により変圧器作用で生じる δ卷線 3 0 4の交流電流 i を測定する。

もし、 γ δ軸と d q軸のずれの角 φが零であれば、卷線 3 0 2が作る磁束は δ卷線 3 0 4に鎖交せず i は流れない。しかしながら、回転子 3 0 1は突極性を有する（q軸は d軸に比べて磁束を通し易い）ため、 γ δ軸と d Q軸にずれが生じると、 γ卷線 3 0 2が作る磁束の一部が δ巻線 3 0 4に鎖交し、いわゆる変圧器起電力が誘導する。 δ卷線 3

0 4は交流に対しては端子間が短絡されている（ν _δ ' = 0 ) ので、前記変圧器起電力による交流電流 i _δ ' が流れる。したがって、交流電流

1 s ' を測定すれば偏角 φを推定することができる。

この場合、 Ύ巻線側に φ推定用交流信号を重畳して供給し、変圧器起電力を利用して、 δ卷線側で検出した φ推定用交流信号に基づいて偏角 ψを推定している。 γ卷線側は一般的に高電圧で電流 i も大きく変化するが、 δ卷線側は低電圧かつ電流 i sは 0近傍に制御される（i s* =

0) ので、 δ卷線側からは雑音の影響を比較的受けずに、高精度な φ推定用信号を得ることが可能になり、同期電動機を高精度に制御することが可能になる。

以下、偏角 Φの推定法について具体的に説明する。

交流電流 i s' による偏角 φの推定法は、前述した偏差（ i s*— i s) による偏角 φの推定が実用上不可能な所定の低速域のみで行う。

具体的には、例えば、 0)₁がー0.10)&〜0.101の低速域では、（4) 式中の上式の ν_Ύ*に交流電圧 v を付加し、

V _γ* = R 1 ₇+ L ω 1 [ 1。+ (丄一 jU ) 1 δ]

+ Κ, ( i s*— i s) + v " - (12)

のようにを与える。ここで、 v は角周波数 ω，、振幅 V/ の方形波の交流信号である。尚、 ν _δ*は（4) 式中の下式と同じである。このときの同期機の電圧方程式は（7) 式で与えられるが、 ω' >0.1ωκ となるように ω，を選べば、交流電流 i を求める際には（7) 式でや o>_mを含む項は無視できる。また、電機子抵抗の電圧降下 R i 及ぴ R i を無視してもこれによる偏差は微少である。すなわち、一対の下記式（1 3) が成立する。

P L L ( 1 + cos 2 φ ) 1 ν + μ sin 2 φ · i s ] ^ ν _Ύ

Ρ L [^sin2 φ ノ + (1— μ cos 2 φ ) i δ'] V s 0

(13)

(1 3) 式を解いて i と i を求めると次のようになる (

1 y = \1— μ cos 2 φ } ' l ' (1一 2)

1 δ =— ( μ sm 2 · i t, ( β 0

一般に、 μ ²《 1であるから、

τ ' {1— μ cos 2 φ ) · i t \χ sm 2 ) (14) 但し、 i t≡P"¹ (vノ /L) = ί (v /L) dtである。

はが方形波のときは振幅が一定（V/ との，で決まる）の三角波になる。また、 i と i s' も i _tと同形の三角波になる。

第 5図に V 、 i 及ぴ i s，の概形を示している。（1 4) 式から明らかなように、 i s，は sin2 φの関数で偏角 φの正負により I 極性が反転するので、この性質を活用すれば、 φを零にする制御が容易に達成できる。

尚、突極比が零になるような同期電動機では、 i s' Oとなって φの情報が得られないため、突極比; zが零に成らないような構造の同期電動機（突極形回転子を有する同期電動機（突極機）又は逆突極形回転子を有する同期電動機（逆突極機））を用いる必要がある。一般に、 I PM形同期電動機は突極比が零ではないため適用可能である。

説明の都合上、 i _tと同相で振幅が 1の三角波を i _Tとする。 i _Tを用いると、（1 4) 式は、

1 5 =― I δ * 1 Τ

I δ = μ sin 2 φ ^ 2 β φ

と書くことができる。

但し、制御系は、 ψ = 0の近傍で動作するので、 3；1112 0 2 とした。

次に i s' の振幅 I を求めるための制御演算部 1 0 1による処理について説明する。第 4図はその原理をブロック図で表したものである。また、第 5図は、第 4図に示したプロック図におけるタイミング図である。

同期機の γ卷線および δ卷線には、第 3図で説明したように、同期機本来の動作を行うための直流電流である駆動電流 iハ i sの他に、偏角 φの推定に用いる交流電流 i と i s' が流れるので、まずこれらを分離しなければならない。

便宜上、 v の周波数を f t (=ω' Ζ2 π)ヽ 1/ (2 f t) = τとする。また、同期電動機の巻線電流を

1 y "4" 1 y ⁼ 1 Μγ^ 丄 δ + 1 δ — 1 δ

のように表記する。すなわち、 Τ卷線に流れる駆動電流 i _γと偏角推定用交流電流 i を重畳した電流を i_Mv、 δ卷線に流れる駆動電流 i _δと偏角推定用交流電流 i を重畳した電流を i Msとする。

f tは、例えば、 0.5〜1 [kH] 程度に選ぶので、交流電流の 1Z2 周期である τ間の直流電流 i _γや i _δの変化は微小である。

したがって、下記の近似式（1 5) が成立する。

1 My ( k τ ) + l MV ((k— 1 ) τ ) 2 ι ₇ (kて )，

i Μδ ( k τ ) + i δ k— 1 ) τ ) ^ 2 i δ ( k τ ) ,

i us (k τ) - i us ((k— 1) τ) = 2 i _δ' (k τ) . · · (15) ここで、 i_Mv (k τ) は i_MYの現在値（即ち、時刻 kてにおける値）、 i u_v ((k- 1) τ) は現在からてだけ前のの値（即ち、時刻 k (τ

- 1) における値）である。 i Myが急激に変化する場合は若干の偏差が生じるので、近似記号を付している。

第 4図では、 ((k- 1) て）を遅延記号 Z-¹を用いて、 i_My ((k - 1) τ) = Ζ-¹ - i MV (k τ) のように表している。尚、前記の ν_γ*、 vs*や _{ω ι}等の計算は、（1 5) 式の（k て）、 i s (k τ ) を用いて行う。また、時間 τの遅延素子（=e ^s) を用いて Z-¹を実現できる。

i _δ' の振幅 I を得るには、 V の零クロス点で，をサンプリングし、 sgnv を乗じればよい。尚、 sgnv は vノの符号関数で、 νν' 0のときは 1、 v く 0ならばー1をとる変数である。

第 4図及ぴ第 5図には、この操作を「 i i = i _s， · sgnv 」の形で示してある。第 4図の c 1はホールド回路で、 kて≤ tく（k+ 1) ての期間で I （k r) が出力されることを表している。

尚、これらの一連の処理は、後述するように、 CPUを用いてソフトウェア処理によって実行することが可能である。 CPUを用いれば簡単な乗加減算を行うことにより極めて簡単且つ容易に実行することができる。 τが CPUの演算周期の整数倍になるように ω，を定め、 ((k — 1) τ) と i_Ms ((k- 1) τ) 用の記憶装置を設けるのみで実現できる。

この方法は、変圧器起電力を利用するので ω i = 0の停止時にも有効であるが、 I s，は sin 2 φの関数であるため、 φ = 0と φ = πの判別ができない。そのため、停止時の回転子位置の探索は別途行う必要がある力例えば、電機子鉄心の飽和特性を利用して磁極の位置を探索する方法等の公知の方法により φ = 0と φ = πの判別が可能である。一度 ψ = 0から始動してしまえば、後は φを零にするような制御が常時行われるので、回転子 301の位置探索（φが零と πのいずれなのかの判別）は不要である。

上記動作を第 4図及び第 5図に沿って詳細に説明する。

第 4図において、入力された電流の 1Z2を出力する分流回路 401 の出力部は、時間 τだけ遅延する遅延回路 402の入力部及ぴ出力部、加算回路 403の一方の入力部及ぴ出力部、乗算回路 405.の一方の入力部及ぴ出力部、サンプリング用スィツチ回路 406の入力部及ぴ出力部を介して、零次ホールド回路 407の入力部に接続されている。また、分流回路 401の出力部は、加算回路 403の他方の入力部、加算回路 404の一方の入力部に接続されている。加算回路 404の他方の入力部には遅延回路 402の出力部が接続され又、加算回路 404の出力部はサンプリング用スィツチ回路 408の入力部及ぴ出力部を介して零次ホールド回路 409の入力部に接続されている。乗算回路 405の他方の入力部には v の符号関数信号 sgnv が入力される。

一方、入力された電流の 1/2を出力する分流回路 410の出力部は、時間てだけ遅延する遅延回路 41 1の入力部及び出力部、加算回路 41 2の他方の入力部及ぴ出力部、サンプリング用スィッチ回路 41 3の入力部及ぴ出力部を介して、零次ホールド回路 414の入力部に接続されている。また、分流回路 410の出力部は、加算回路 41 2の一方の入力部に接続されている。

各サンプリング用スィッチ回路 406、 408、 41 3はクロック信号 CLKに同期して開閉することによりサンプリングを行い、各サンプリング用スィッチ回路 406、 408、 413対応して設けられたホールド回路 407、 409、 414がホールドして出力するように構成されている。尚、クロック信号 CLKの周期は、 V の半周期 τに等しく又、各遅延回路 402、 41 1の遅延時間 τに等しい値に設定されている。

第 5図（a) に示すように、 v が方形波の場合、 i は卷線インダクタンスの存在によって三角波となる。

i_MSは分流回路 40 1で 1 Z2にされ、 i_MSZ2が遅延回路 40 2、加算回路 403、 404に入力される。遅延回路 402は、入力された i_MsZ 2を時間てだけ遅延した後、加算回路 403、 404に出力する。加算回路 403は分流回路 401からの入力された i_MsZ 2と、遅延回路 40 2から入力された i _MsZ 2とを加算して、 i s' を乗算回路 40 5に出力する（第 5図（b) 参照）。尚、第 5図（b) において、 φ> 0のときの i s，を実線で示し、 φく 0のときの ί _δ，を破線で示している。

乗算回路 405は、 ί _δ' と符号関数信号 sgnv とを乗算し、スィツチ回路 406に i iを出力する（第 5図（c) 参照）。尚、第 5図（c) においても第 5図（b) と同様に、 φ>0のときの i iを実線で示し、 φ < 0のときの i iを破線で示している。

一方、第 5図（d) に示すように、 Vノの立ち上がりと立ち下がりに同期してクロック信号 CLKを発生させる（第 5図には時刻 (k-1) て、 k τ, (k+ 1) て、 (k + 2) てで発生させたクロック信号 CLK を示している。）。

時刻 1∑ τにおいて、クロック信号 CLKに応答して、スィッチ回路 4

06は閉状態となり、ホールド回路 407は i iをホールドして、 I s ' (k τ) として出力する。

上記動作によって、第 5図（c) におけるの丸点の値（φ〉0の場合には実線上の黒点の値、 φ<0の場合には破線上の中白点の値）が、

1 s' (k τ) として出力される。

また、加算回路 404は、分流回路 401からの入力された i_MsZ2 と、遅延回路 402から入力された i_M6Z2とを加算して、 i sをスィツチ回路 408に出力する。クロック信号 CLKに応答して、スィッチ回路 408は閉状態となり、ホールド回路 409は i _δをホールドして、 i _δ (1∑ τ) として出力する。ホールド回路 409から得られる i _δ (k τ ) .は、同期電動機を通常動作させるための演算処理用に使用される。一方、 i_Myは分流回路 410で 1Z2にされ、 i_Mv/2が遅延回路 4 1 1、加算回路 412に入力される。

遅延回路 411は、入力された i_MYZ 2を時間 τだけ遅延した後、加算回路 412に出力する。加算回路 412は分流回路 410からの入力された i_MvZ2と、遅延回路 411から入力された i_MvZ2とを加算して、スィッチ回路 413に i を出力する。クロック信号 CLKに応答して、スィッチ回路 413は閉状態となり、ホールド回路 414は i _Y をホールドして、 Ι _γ (k τ) として出力する。ホールド回路 414から得られる i _v (k τ) は、同期電動機を通常動作させるための演算処理用に使用される。

各時刻（k_l) て、（k+1) て、（k + 2) て、においても、同様の処理が行われ、サンプリング処理部からは、各サンプリング時点の I 、 i s、 i _vが出力される。

尚、前述した例では、偏角推定用の交流信号として、演算処理が簡単になるように方形波の交流信号を使用したが、正弦波等の他の交流信号を使用することも可能である。

第 6図及ぴ第 7図は CPUを用いたソフトウエア処理によって、 I 、 i _δ、 i yを得る場合の処理を示すフローチャートである。

第 6図において、先ず、時刻 kTにおける i_Mii(kT)を取込み（ステツプ S 801)、周期 Τだけ前の i_MS((k - 1)Τ)/2をメモリから読出し（ステツプ S 802)、次に、 i_Ms(kT)Z2を算出して前記メモリに格納する（ステップ S 803)。

次に、ステップ S 803で得られた i_Ms(kT)Z2から、ステップ S 8 02で読出した i_M5((k_l)T)Z2を引算して、 i （kT)を算出する（ステツプ S 804)。次に、 i s，（kT)と sgnv （kT)を乗算して I (kT) を算出する（ステップ S 805)。

次に、ステップ S 803で得られた i_Ms(kT)Z2と、ステップ S 80 2で読出した i_M5((k - 1)Τ)/2とを加算して、 (kT)を算出する（ステツプ S 806)。

—方、第 7図において、先ず、時刻 kTにおける i_Mv(kT)を取込み（ステツプ S 901)、周期 Tだけ前の i_Mv((k - 1)Τ)/2をメモリから読出し（ステップ S 902)、次に、 i_M7(kT)ノ 2を算出して前記メモリに格納する (ステップ S 903)。

次に、ステップ S 903で算出した i_M kT)Z2と、ステップ S 90 2で読出した 1 （( 1)1 /2を加算して、 i "kT)を算出する（ステップ S 904)。

以上のようにして、 C PUのソフトウェア処理によって I 、 i _s、 i _vが得られる。得られた I _s'、 i _δ、 i yは、後述する第 9図の処理に使用される。

前記したように、変圧器起電力を利用した偏角 φの推定（便宜上 φ ' と記す）は、前述した < φ >の推定が実用上不可能な所定の低速領域（例えば、 _{ω ι} =— 0. lo _R〜0. IC R程度の範囲内）でのみ必要である。また、 Φ，は 0) く0) ' の場合に正確な値が得られるから、 _{ω ι}に応じて、前記低速領域と前記低速領域以外の領域（高速領域）とで、 φの推定を連続的にスムーズに切換える必要がある。以下、 φの推定を連続的に切り換える方法について説明する。

説明の都合上、（1 6) 式として、次のような 2つの関数を定義する。

Fi (ω) ω ι>/ (< ω i>²+ a ²)，《 ω ι -=ω ι/ωκ

F₂ (ω) = 1 -< ω ! Fi (ω) = aゾ (< ω ι>²+ a ²) · · · (16) (1 6) 式において、 F₂は、 (1 -< ω ι>²/ « ω i>²+ a ²)) に等しいため第 2図のグラフを上下に反転させた特性となり、 I《_ωι》 I が小さい領域では大きな値となり、 I《の i》 )が大きい領域では小さな値となる。また、は、 I《_ωι》 Iが小さい領域では小さな値となり、 I《ω 》 Iが大きい領域では大きな値となる。

Fi, F₂を用いると、く φ >及ぴ φ，は、

< > = Fi · ( i 6 *- i _δ), φ， = ξ · I _δ'

と書くことができる。ただし、は比例定数である。

そこで、インパータ角周波数 _ωιを、

ω ι = -ωκΚρ (1 + 1/ (ΤιΡ)) · (Fi · ( i s*~ i s) +F₂ · I s，）

••• (17) 即ち、 Kを所定の正の定数として、

ωι = -Κ · (Fi · ( i 8*- i ₆) +F₂ · I s ' )

のように与えれば、が小さい所定の低速領域では φ ' が支配的となり、一方、 _{ω ι}が大きい前記所定の低速領域以外の高速領域では < φ〉が支配的になり、全域にわたって φを零にする制御を安定して行うことができる。また、低速領域と高速領域における φの推定の切換えも連続的に円滑に行うことができるため、低速領域と高速領域のィンバータ周波数 ω の切換えを連続的に円滑に行うことが可能になる。

次に、上記動作を実現するための位置センサレス型同期電動機の制御方法を全体的に説明する。

第 8図は、本発明の実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法に使用する位置センサレス型同期電動機制御装置のブロック図である。位置センサレス型同期電動機制御装置は、座標変換器 60 3、座標変換器 6 03からの信号 i _s、 i _γ及び外部から入力されるトルク指令 τ _ε*、角速度指令 ω_∞*、定数などに基づいて同期機を安定駆動するための指令信号 V un*、 V vn*、 V wn*を出力する制御演算部 6 0 1、制御演算部 6 0 1から入力される指令値 V un*、 V

V wn*通りの電圧を同期機 6 04に供給するインパータ装置 602から構成されている。インバータ装置 6 02は、制御演算部 60 1から入力される指令電圧信号 _VUD*、 V

V wn*通りの駆動信号を同期機 6 04に供給する電圧補償形インパータ装置で、複数の半導体スィッチ（T r) をスィッチングさせる公知のインパータ装置（例えば、特開平 1 0— 906 6 2号公報に記載されたインパータ装置）が使用できる。

尚、 V un、 V vn, V wnは、各々、出力端子 U、 V、. Wと、インパータ装置 602の直流電源 E_dの負側端子との間の電圧である。

電流検出器（CT) 605、 606で検出された電機子電流と i_wは、ハードウェア構成された座標変換器 6 0 3により γ δ軸で表された電流 Ϊ Μ , ί _Μδ及に変換されて制御演算部 6 0 1に入力される。

6 0 3では次の演算が行われる。

ί cosd i ， cos{ θ 1- 2 π/3) ， cos θ i + 2' π / 3 ) ^x 、 sin Θ i ， sin( θ ι~ 2 π/3) ，（ 0 ι + 2 π Ζ 3 ) ,

18)

ここで、 0 = ί w dtであり又、 =— ーでぁる（三相回路では常に、 i u + i v + i _w= 0が成立する。）。

制御演算部 6 0 1には、この他にトルク指令 τ _β* (または、速度指令 ω η,*) が外部から与えられる。また、制御に必要な同期電動機の定格やモータ定数等が予め記憶装置（図示せず）に格納されており、これらの定数を用いて制御に必要な演算処理を行う。

第 9図は、制御演算部 6 0 1の処理を示すフローチャートで、トルク制御（付加条件に無関係に、常に τ _ε*に等しいトルクを出力する制御）を行う場合の処理を示している。尚、 I ₅'、 i ₅、 ί _γは、第 6図及ぴ第 7図に示した処理によって得られる。

この場合、先ず、制御演算部 6 0 1は、座標変換器 6 0 3から、現在 (kT) の信号 i MVN 1 MSの値でる 1 My k TL ) l δ k J¾ 込むと共に、外部からトルク指令て _e*を取込む（ステップ S 70 1)。次に、 i _y、 i _δ、 i _δ\ νノ、の丄を求める（ステップ S 70 2)。尚、即ち、（2) 式において i _d= i _δ、として、

i ((k + 1) T) = τ e* (kT) / [L ( I。+ ( l - μ ) " (kT))] · · · (19) のように i y*が定まる。

また、（1 5) 式から、 (kT), i a (kT)ゝ i s，（kT) を求める。

一方、 v を得る場合には、 sgnv =v。と記すと.、 v。（kT) =— v。（（k一 1) T)， ν。（0) = 1である。また、 _{ω ι} (kT) は既知であるから、 F (kT), F₂ (kT) が計算できる。したがって、 V は、

v_v' ((k+ 1) T) =F₂ (kT) * v。（（k+ 1) T)

= -F₂ (k T) · vo (k T)

のように与えればよい。

また、 _ωιは（1 7) 式を用いて、

^x(kT)- T+ (kTの時の積分値） .

k

= χ(ΪΤ)· T

i =0

が成立する。但し、 Tは演算周期である。したがって、

[Fi ( i s*— i s) +F₂ I _δ'] _t=_kT≡A (kT) とすると、

ωι ((k+ l) T)

= -ωκΚρ · A (kT) 一 (ωκΚρ/Τι)♦ T∑ A (kT)

となる。

次に、 i s*=0として、 v 、 ν_δ*を算出する（ステップ S 703)。即ち、（1 2) 式から、 V r* ((k+ 1) T)

二 R (k T) +L_W i (kT) ["+ (1一 μ) i δ (kT)]

+ Ky [ i s * (kT) - i _s (kT)] + v ((k+ 1) T) また、（4) 式から、

v _δ* ((k+ 1) T) =R i _s (kT) 一（1 + ） L_W i i v (kT)

+ Ks [ i 6* (kT) — i s (kT)] 等が得られる。

次に、上限速度の改善法（高速領域の弱め励磁制御）を行うか否かを判断する。同期電動機の誘導電圧（速度起電力）は回転子の角速度 co_m (= ω χ) にほぼ比例する。したがって、定格角周波数以上の高速域まで動作領域を拡げようとする場合には、インパータ装置の直流電圧を高く設計するか、または定格電圧が低い同期電動機を用いる必要がある。いずれも機器の利用率が下がるので、装置の大型化ゃコスト増につながるという問題がある。

同期機の誘導電圧を下げるには、界磁磁石の磁束を相殺する向きに電流を流せばよい。具体的には、負の d軸電流（本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機制御装置では δ軸電流）を供給する。これを弱め励磁制御というが、同期電動機の発生トルクは、（2) 式で i _d二 i = i _γとすると、

て _e二 L ( I o— 2 μ i s) i _y

となるので、電流 i _Sは誘導電圧を低下させるとともに、トルクを増すように働く。

本実施の形態では、同期機の端子電圧 (線間電圧の実効値）を算出し、これが規定値 VLMを越えるか否かを判断する（ステップ S 704)。端子電圧は、ステップ S 703において求めた v_v*、 vs*を用いて、次式によって算出することができる。

ステップ S 7 0 4において、端子電圧 VLが規定値 V_LMを超えていない場合には、を求め、 2進数に変換して出力する（ステップ S 7 0 5)。一方、ステップ S 7 0 4において、端子電圧 VLが規定値 V_LMを超えている場合には、超えないように i _δが小さくなるように制御（ステップ S 7 0 7) した後、ステップ S 7 0 5に移行する。前記弱め磁束制御により、直流電圧を変更することなく動作領域を拡げること（例えば、定格速度の 2倍程度まで）が可能になる。

その後、インパータ装置 602の制御信号である v_un*〜v_uw*を生成して出力し（ステップ S 7 0 6)、以後、前記処理を繰り返す。

インパータ装置 602は、 v_un*〜v_uw*に応答して同期電動機 604 を駆動制御する。これにより、同期電動機 6 0 4は、 ψが零で、トルク指令値て _e*通りのトルクを発生し、角速度指令値 o>_m*通りの角速度で回転する。

また、速度制御（負荷トルクに関係なく 0)_m= 0)_m*の運転を行わせる制御）の場合には、例えば、一対の下記式（2 0) を満足するようにトルク電流指令 i _γ*を与える。

COm*— < 0)_m>) · · · (20)

ここで、 K_mP (1 + l/T_miP) は P I補償器の伝達関数、はィンパータ角周波数である。

同期機の回転速度は同期速度に等しいので、 _{ω ι}を 1次遅れ要素" 1

/ (1 + T MP)" で平滑化し、角速度の推定値く Q)_M〉にしている。これにより、定常状態では速度変動率二 0の運転が達成できる。ところで、モータ定数のうち電機子抵抗 Rと磁石の強さ I。は温度に大きく依存する。また、汎用の同期電動機制御装置として使用する場合には、モータ定数が明らかでない場合が多々ある。高精度の制御を行うためには、モータ定数を正確に知ることが不可欠である。

以下、高精度な制御を行うための電機子抵抗 Rと磁石の強さ I。の自動調整法について説明する。

運転中の同期機に加える電圧（指令電圧） V ν δ *は、一対の下記式（2 1) で表される。

v₇*=R i ,+ L ωι [ Ι。+ (1 -μ) i s] +Κ_ν ( i ν * ~ i ) ν s*=R i _δ- (1 L ωι · i y + Ks ( i s*— i s) ··· (21) 一般に、高精度の制御が必要な運転領域は i二一 ω _R〜 ω _Rであり、ここでは i 5 * = 0の制御行う。モータ定数の自動補正はこの領域の定常状態で行うことにする。偏角 φを零にするような制御が行われるので、 ( 1 ) 式の V _a= V y*， i 3 = i V

、1 ) 式の V d= V 5*， 1 d= 1 δ

である。また、前述の < φ >の制御ループには積分項があるため、定常状態では（i s*_ i s) = 0でなければならない（i s*二 0であるから i sも 0になる。）。

便宜上、電機子抵抗 Rと磁石の強さ I。の推定値（計算に用いる値）を各々、く R>、く I o>とする。すると、 ν。= ν_γ*より、

R i _y+ (l +μ) L P i _γ+ (1— μ) L o^ i s + L I ocom

- <R> i v+L _W i [< I。>+ (l -μ) i a] +Kv ( "*— ") が成り立つ。定常状態を考えているので、上式で P i y= 0、 Wm-ft)!, i s=0とすると、

(R— <R>) i _v+L _W i ( 1。一 < I。>)

( *一 i y) - - - (22) が得られる。尚、 Lは温度の関数でなく、別の方法で正確な値を知ることができるので、ここでは真値として取り扱う。

いま、く I。>=一定の条件下で <R>をく R， >にすると、（ i ₇*— i ) =0になるとする。この場合、 _{ω ι}と i γの変化が微小であるとすれば、

(R—く R，>) i , + L_W i (I。— < 1。>) 0

したがって、

(く R，>— <R>) i v²-Kv ( i v*~ i y) i v

が成り立つ（両辺に i _γを乗じている）。

これにより、（ *— ） i _Y>0ならば、く R'>><R〉、即ち、 <R>を現在値よりも少し大きくしてやればよいことがわかる。

一方、定常状態のカ行時（モータ動作時）は _{ω ι}と i Vは同符号である。したがって、 < I。>についても同じ関係が成立する。即ち、く R> = 一定の下で、 < I。>を< I。' >にすると、（ *一） =0になるとして、（22) 式を用いて、 Rの場合と同様に計算すると、

(< 1₀，>ー< 1。〉） i ₇ ω

( i i _ν) ω ι

が成り立つ。

これにより、（i_Y*— i_v) _{ω ι}>0ならば、く Ι。，〉〉く Ι。>、すなわち、く I。〉を現在値よりも少し大きくしてやればよいことがわかる。そこで、 _{ω ι} · i v>0 (カ行時）となる定常状態において、 <R〉とく 1。>を一対の下記式（23) を用いて自動補正する。

<R> ((k+l)T)

= <R> (kT) + ζ [( i i _v) i / I R] t =_{k T}

ぐ I。> ((k + 1)T)

= < I。> (kT) + ξ [( i _y*- i _v) ω ι/ω ] _t = _kT · · · (23) ここで、 <R>の式には i _γ/ I Rを、く I。>の式には ω iZcoRを乗じているのは、 i _γが大きい所では < R >の推定偏差が、高速領域では < I。>の推定偏差が動作特性に大きく影響するので、一種の重み係数の役割を果たすためである。

即ち、低速領域では < R〉に重みをおいて調整し、高速領域では < I。〉に重みをおいて調整することにより、他方の誤差をそれに含ませながら自動調整を行うようにしている。この方法により、曖昧な制御ではあるが、廉価且つ実用に耐え得る品質で同期電動機を制御することが可能になる。

また、（2 3 ) 式の ζと ξは加速係数であるが、 Rや I。は卷線ゃ磁石の温度の時間的な変化は緩慢であるから、これらを小さな値に選び、両者を真値に漸近させるようにする。

このように自動補正方を用いれば、一般のブラシレスモータ（位置センサ付き) 相当の優れた制御性能を持ち、かつモータ定数が未知の同期機にも適用できるなど、汎用性に富む同期電動機制御装置が実現できる。以上述べたように、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置では、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するインパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

ここで、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ手段のインバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令値信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記制御手段は、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ 軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記制御手段は、下記式に基づく指令信号を前記インバータ手段に出力することを特徴としている。

但し、 ^はインパータ角周波数、 C Rは同期電動機の定格角周波数、

Κ Ρ ( 1 + 1 / (Τ χ Ρ ) ) は P I補償部の伝達関数、 φは推定した偏角である。

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づレ、て偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記インパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インバータ角周波数を制御することを特徴としている。また、前記制御手段は、インバータ角周波数が下記式を満足する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴としている。

ω ι = -Κ · (F i · ( i s*- i _δ) +F₂ · Ι _δ，）

但し、 F ι=< ω ι / (« ω ι >²+ a ²)， « ω ι»= ω ι/ωκ

F ₂= l -< _W i>F i= a²/ (< ω ι>²+ a ²)

Κ及ぴ a ²は正の定数、 O)Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ成分、 i は電機子電流の δ成分の指令値電流、 I は前記偏角推定用の交流信号の振幅である。

したがって、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置によれば、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域でも優れた制御生能を実現することが可能になる。また、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域から速領域にわたって優れた制御性能を実現することが可能になる。また、低速領域で偏角 φを容易に推定することが可能になり、位置センサレスで容易に制御を行うことが可能になる。また、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置では、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するィンバータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

ここで、前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパ一タ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記インパータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記制御手段は、 y軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記インバータ角周波数を制御することを特徴としている。

また、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記制御手段は、インパータ角周波数 _{ω ι}が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

ω ι = -Κ · (F i · ( i δ*- i δ) + F ₂ · I _δ ')

但し、 ι = ω ι (< i >² + a ²), ω ι > = ω χ/ωιι

F₂= 1 -< ω ι> F ι= a ²/ (< ω i >²+ a ²)

K及ぴ a ²は正の定数、 CO Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ軸成分、 i _δ*は電機子電流の δ軸成分の指令値電流、 1 は前記変圧器作用によって δ軸成分に生じる交流信号の振幅である。

また、前記同期電動機は、突極機又は逆突極機であることを特徴としている。

また、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置では、同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を突極型又は逆突極型の同期電動機に出力するィンバータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と Υ軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によって偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴としている。

また、前記第 1の推定方法と前記第 2の推定方法の切換を連続的に行うようにすることにより、前記ィンパータ角周波数の制御が連続的に行われるようにしたことを特徴としている。

したがって、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域でも優れた制御性能を実現することが可能になる。また、位置センサを用いずに廉価に構成可能にすると共に、低速領域から高速領域にわたって優れた制御性能を実現することが可能になる。また、低速領域で偏角 ^を容易に推定することが可能になり、位置センサレスで容易に制御を行うことが可能になる。

また、本実施の形態に係る位置センサレス型同期電動機の制御方法、位置センサレス型同期電動機制御装置においては、偏角. φの推定は、同期機が指定された動作点で φ

V 5*) を同期電動機に供給し、 δ軸又は γ軸の一方の指令電圧に交流電圧を重畳し、変圧器作用によって他方の軸に生じる交流電流振幅 I _δ' 又は I を測定することにより行うため、低速領域での制御を高精度に行うことが可食になる。

また、偏角 ψの推定は、 V y*に交流電圧を重畳し、変圧器作用によって δ軸に生じる交流電流振幅 I を測定することにより行うため、ノイズの影響を受けずに高精度な推定を行うことができ、したがつて、低速領域での安定した制御が可能になる。

また、インパータ角周波数の _{ω ι}を（17) 式のように与えることにより、所定の低速領域と前記低速領域以外の所定の高速領域におけるィンバータ角周波数の _ωιの切換をスムーズにすることが可能になる。ここで偏角 φは、同期機が指定された動作点で Φ = 0の動作を行う時の電圧（基準電圧 V y*、 V a*) を同期電動機に供給し、 δ軸の電流偏差 ("*— ") から（（9) 式)）推定することができる。

また、制御演算部 601は、定常状態では、（4) 式に基づく指令値をインバーク装置 602に出力するようにしている。これにより、定常状態で安定した制御が可能になる。

また、定常状態の δ軸の電流偏差（ i _δ*— i a) から電機子抵抗 Rを、 γ軸の電流偏差（ *一）カら界磁磁石の強さ I。を推定することにより、指令値 ν_Υ*、 ν_δ*の算定には正確なモータ定数知ることが可能になり、安定した制御が可能になる。

また、 δ軸電流 i sを界磁磁束を相殺する向きに流し（弱め励磁制御）、このときトルク電流 i _γと i _δの間に生じるトノレク（レラクタンス · トルク）を活用することにより、同期機の速度起電力が大きくなる高速領域において、インパータが動作不能になる事態を回避することが可能になる。

また、本発明の実施の形態によれば、位置センサを用いずに廉価で、 ' 低速領域でも優れた制御を行うことが可能な同期電動機の制御方法が提供できる。産業上の利用可能性

以上のように、本発明に係る同期電動機の制御方法は、一般家庭で使用する各種電気機器、電車や電気自動車、工場における加工機械や製造機械等、各種分野で使用する同期電動機の制御方法に有用である。

Claims

請求の範囲

1 . 同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を γ δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を同期電動機に出力するインパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、

前記制御手段は、偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法。

2 . 前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インパータ手段のインパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令値信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

3 . 前記制御手段は、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 2項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

4 . 前記制御手段は、下記式に基づく指令信号を前記インパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 3項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

ω ι = - ω _¾Κ ρ ( 1 + 1 / ( Τ ι Ρ ) ) · φ 但し、 _{ω ΐ}はインパータ角周波数、 C Rは同期電動機の定格角周波数、

ΚΡ (1 + 1/ (ΤιΡ)) は P I補償部の伝達関数、 ψは推定した偏角である。

5. 前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンバータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

6. 前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記インバータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 5項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

7. 前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記ィンバータ角周波数を制御することを特徴とする請求の範囲第 6項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

8. 前記制御手段は、インバータ角周波数 _{ω ι}が下記式を満足する指令信号を前記インパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 7 項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

ωι = -Κ · (Fx · ( i 5*- i _δ) +F₂ · I _δ')

但し、

Fi = < ω i>/ (C ω i>²+ a ²)， < ω ι> = ω ι/ωκ

K及ぴ a ²は正の定数、 o> _Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ成分、 i _δ *は電機子電流の δ成分の指令値電流、 I s ' は前記偏角推定用の交流信号の振幅である。

9 . 前記制御手段は、 δ軸成分と γ軸成分のいずれか一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

1 0 . 前記制御手段は、前記推定した偏角が正のときは前記ィンパータ角周波数を減少させ、前記推定した偏角が負のときは前記ィンパータ角周波数を増加させるような指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 9項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

1 1 . 前記制御手段は、 γ軸成分の指令信号に前記偏角推定用の交流信号を重畳し、変圧器作用で前記交流信号によって δ軸成分に生じる交流信号を測定することによって偏角を推定し、前記ィンパータ角周波数を制御することを特徴とする請求の範囲第 1 0項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

1 2 .前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定し、前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンパータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 1 1項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

13. 前記制御手段は、インパータ角周波数が下記式を満足する指令信号を前記ィンパータ手段に出力することを特徴とする請求の範囲第 12項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

ωι = -Κ · (Fi · ( i ₅*- i _δ) +F₂ · I ）

但し、

Fi =《 co i》Z (《 ω i》²+ a ，《丄 ^ ^^

K及ぴ a²は正の定数、 CO Rは同期電動機の定格角周波数、 i sは電機子電流の δ軸成分、 i _δ*は電機子電流の δ軸成分の指令値電流、 I S ' は前記変圧器作用によって δ軸成分に生じる交流信号の振幅である。

14. 同期電動機駆動用の駆動信号に関連する信号を _y δ軸成分の信号に変換して出力する変換手段と、前記変換手段からの信号と外部からの指令信号から前記同期電動機駆動用の指令信号を算出して出力する制御手段と、前記制御手段からの指令信号に対応する前記駆動信号を突極型又は逆突極型の同期電動機に出力するインパータ手段とを備えた位置センサレス型同期電動機制御装置において、

前記制御手段は、前記同期電動機の回転速度が所定値以下のとき、 δ 軸成分と γ軸成分の一方の指令信号に偏角推定用の交流信号を重畳して、変圧器作用で前記交流信号によつて他方の軸成分に生じる交流信号に基づいて偏角を推定する第 1の推定方法によつて偏角を推定し、前記同期電動機の回転速度が所定値以上のとき、 δ軸成分の指令電流と前記変換手段からの δ軸成分の電流との偏差に基づいて偏角を推定する第 2の推定方法によつて偏角を推定し、

前記推定した偏角が小さくなるように前記ィンパータ手段のィンバータ角周波数を制御する指令信号を前記ィンバータ手段に出力することを特徴とする位置センサレス型同期電動機の制御方法。

1 5 . 前記第 1の推定方法と前記第 2の推定方法の切換を連続的に行うようにすることにより、前記ィンバータ角周波数の制御が連続的に行われるようにしたことを特徴とする請求の範囲第 1 4項記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。

1 6 . 前記同期電動機は、突極機又は逆突極機であることを特徴とする請求の範囲第 1項乃至第 1 5項のいずれか一に記載の位置センサレス型同期電動機の制御方法。