WO2000017992A1 - Schaltnetzteil - Google Patents

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WO2000017992A1
WO2000017992A1 PCT/EP1998/005957 EP9805957W WO0017992A1 WO 2000017992 A1 WO2000017992 A1 WO 2000017992A1 EP 9805957 W EP9805957 W EP 9805957W WO 0017992 A1 WO0017992 A1 WO 0017992A1
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WO
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power supply
output
voltage
transformer
rectifier diode
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PCT/EP1998/005957
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Lothar Heinemann
Jochen Mast
Franz-Jozef Moers
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Daimlerchrysler Ag
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    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • HELECTRICITY
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    • H02M3/00Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01Resonant DC/DC converters

Definitions

  • the invention relates to a switching power supply according to the preamble of claim 1.
  • the switching power supply according to the invention which separates very high potentials, can be used, for example, for IGBT gate drives of a traction-compatible IGBT converter for supplying a DC auxiliary power supply bus.
  • Switched-mode power supplies are usually dimensioned in such a way that a small volume, high reliability, good electromagnetic compatibility, high efficiency, high dynamics and the lowest possible price result. Furthermore, high insulation requirements are often to be observed, which complicate the technically good and at the same time inexpensive design of the power supply.
  • control signals for the primary and secondary switches are generated synchronized on the primary side using the same pulse voltage source.
  • additional potential isolation for the control signals is necessary, for example by means of an optocoupler or by means of a pulse transformer.
  • an optocoupler is to be regarded as disadvantageous due to the low reliability, the unfavorable drift behavior (poor long-term and temperature stability) as well as the high price and large volume, in particular with very high insulation voltages - more than 10 kV. For similar reasons, a pulse transformer can no longer be used efficiently with very high insulation requirements.
  • the invention has for its object to provide a switching power supply of the type mentioned, which meets very high insulation requirements - 10 kV and more - that generates the desired voltages with high precision and that is compact and simple.
  • the advantages that can be achieved with the invention are, in particular, that the number of relatively expensive, electrically isolating components is minimized in the proposed switched-mode power supply, because only a power-transmitting transformer is required as an electrically isolating component, while an optocoupler or pulse transformer for feedback of the controlled variable (generally one of the Output voltages) from the secondary to the primary side is not necessary.
  • an inexpensive, reliable switching power supply that is suitable for very high insulation requirements is created.
  • the high level of reliability can be explained by the small number of components in the power path and the simple, but effective electronics. Pulse-shaped component loads are avoided by soft current and voltage profiles. This also results in good electromagnetic compatibility of the switching power supply.
  • the cost-effectiveness is explained by the fact that the components of the power section are optimally electrical and be used thermally.
  • the secondary switch switches without loss.
  • the switching power supply has a very high efficiency.
  • the proposed PWM control it is completely irrelevant at what frequency the clocking on the primary side and how the control signals for the primary-side switch are formed (for example resonant mode controller, PWM controller or self-oscillating arrangement).
  • the proposed type of synchronization enables the power supply unit to be operated on the primary side with a variable switching frequency (frequency-modulated), which enables an additional degree of freedom in dimensioning - in particular with a wide input voltage range.
  • the PWM control which is synchronized on the secondary side, operates exactly frequency-synchronously with the control circuit of the primary-side switch. This has the following main advantages:
  • a change in the switching frequency depending on the input voltage can be implemented in a simple manner.
  • the frequency is increased as the input voltage increases, which has an extremely favorable effect on the efficiency of the power supply unit at high input voltages.
  • Such behavior is only possible with the use of the proposed control concept.
  • 1 shows the basic design of the switching power supply
  • 2 shows the time course of quantities of interest
  • FIG. 1 shows the basic design of the switching power supply. It is a zero voltage switched multi-resonance converter based on a flux converter.
  • a transformer TR1 can be seen, which is connected on the primary side to the input terminals 1a, 1b of the switching power supply via a series inductance LR and the parallel connection of a switch T1, an inverse diode D1 and a series capacitor Cs.
  • the transformer TR1 is the only link between the primary and the secondary side of the switching power supply.
  • the input terminals 1a, 1b are connected to an input capacitor Ci.
  • the DC input voltage Ui is present between these input terminals.
  • the transformer T1 is connected to a capacitor Cp on the secondary side.
  • the secondary AC voltage applied to the capacitor is designated Usek.
  • the series connection of a rectifier diode D3 and an output filter inductance LF1 lies between the positive output terminal 2a of the switching power supply and the secondary winding of the transformer.
  • the negative output terminal 2b of the switching power supply is connected directly to the secondary winding of the transformer TR1.
  • An output capacitor Ca1 is connected in parallel with the output terminals 2a, 2b.
  • the output DC voltage Ua1 is present between the output terminals 2a, 2b.
  • the parallel connection of a switch T2 and an inverse diode D2 lies between the connection point of the rectifier diode D3 with the output filter inductance LF1 and the negative terminal on the secondary side.
  • PWM pulse width modulation
  • Three function groups are used for this purpose, namely a synchronization 8, a pulse width modulator 9 and an inverter 10.
  • the synchronization 8 receives the secondary AC voltage Usek via its input terminals 3a, 3b and outputs corresponding synchronization signals to the input terminals 4a, 4b of the pulse width modulator 9.
  • the inverter 10 receives the DC output voltage Ua1 via its input terminals 6a, 6b and for this purpose forms inverse signals which are fed to the input terminals 5a, 5b of the pulse width modulator 9.
  • the pulse width modulator 9 controls the switch T2 via its output terminals 7a, 7b and, for this purpose, emits corresponding control signals UGS.
  • the secondary-side PWM control must work exactly frequency-synchronously to the control circuit of the primary-side switch T1.
  • the synchronization wins 8 synchronization signals which determine the correct point in time for the start of each new PWM switching period.
  • the zero crossing of the alternating voltage Usek on the secondary side very simply marks such a point in time and is therefore detected and used to generate a short synchronization pulse.
  • the inverter 10 detecting the DC output voltage Ua1 fulfills another important task. Since the P component of the controlled system is too large, the control amplifier must have a P component smaller than one to guarantee stability. This is not possible with a non-inverting basic circuit of the error amplifier of a PWM. In addition, the DC conditions must be taken into account, which are created by the internal determination of the controller reference voltage in the PWM chip. By inserting the inverter 10, it is advantageously possible to dimension the actual PID control amplifier conventionally.
  • the secondary PWM is controlled by the pulses obtained in the synchronization. It is important that the frequency of the pulse width modulator 9 in free-running operation is approximately 10% to 20% below the switching frequency of the switch T1 on the primary side. Then there is a perfect course of the ramp voltage causing the synchronization. As can easily be seen, the proposed purely secondary control system advantageously avoids the feedback of the controlled variable from the secondary to the primary side.
  • Fig. 2 shows the time course of quantities of interest, namely the secondary AC voltage Usek and the control signal UGS for the switch T1.
  • the switch T2 is closed in the period from t1 to t3.
  • the secondary AC voltage Usek has a zero crossing at time t2. Since the switch T1 is closed until the time t3, the alternating voltage Usek has the value zero in the period between t2 and t3.
  • the positive half-wave of the AC voltage Usek begins with a delay at time t3.
  • FIG. 2 also explains the control sense of the circuit according to FIG. 1. The longer the switch T1 remains closed due to the control signals UGS of the pulse width modulator 9, the lower the output voltage Ua1 formed from Usek.
  • FIGS. 3 and 4 show variants of how they are used to generate more than one DC output voltage.
  • an additional transformer TR2 with its primary winding is arranged between the connection point of the capacitor Cp with the rectifier diode D3 and the negative terminal.
  • the secondary winding of this transformer TR3 is connected on the one hand via a series circuit consisting of a rectifier diode D4 and an output filter inductance LF2 and on the other hand directly to further output terminals 11a, 11b of the switching power supply.
  • An output capacitor Ca2 is connected in parallel to these output terminals.
  • a diode D5 is connected between the connection point of the rectifier diode D4 with the output filter inductance LF2 and the negative terminal.
  • the DC output voltage Ua2 is present between the output terminals 11a, 11b.
  • the DC output voltage Ua2 is greater or less than the DC output voltage Ual
  • FIG. 3 shows a circuit for generating two different DC output voltages. Additional additional DC output voltages can be formed by connecting additional transformers in the same way. Furthermore, it is also possible to generate negative DC output voltages by inserting the rectifier diode D4 with reversed polarity.
  • the circuit shown in FIG. 4 is used to generate a positive DC output voltage Ua1 and a negative DC output voltage -Ua1 of the same amplitude.
  • the negative DC output voltage -Ua1 is present between further output terminals 12a, 12b of the switching power supply, the output terminal 12a being connected via a series connection of a rectifier diode D7 and an output filter inductance LF3 at the connection point of the rectifier diode D3 to the capacitor Cp, and the output terminals 12b directly to the negative output terminal 2b is connected.
  • An output capacitor Ca3 is connected in parallel to the output terminals 12a, 12b.
  • the parallel connection of a switch T3 with an inverse diode D6 is arranged between the connection point of the rectifier diode D7 with the output filter inductance LF3 and the negative output terminal 12b.
  • the switch T3 can in turn be controlled by the pulse width modulator 9.
  • circuits can be implemented which are based on combinations of the configurations shown in FIGS. 3 and 4.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Es wird ein Schaltnetzteil mit einem Transformator (TR1) vorgeschlagen, der primärseitig mit einer Schaltung verbunden ist, die eine Spannung mit einem Nullwertdurchgang pro Periode erzeugt und der sekundärseitig mit der Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode (D3) mit einer Ausgangsfilterinduktivität (LF1) verbunden ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode mit der Ausgangsfilterinduktivität und der weiteren sekundärseitigen Klemme die Parallelschaltung eines Schalters (T2) mit einer Inversdiode (D2) angeordnet und zwischen den Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (2a, 2b) ein Ausgangskondensator (Ca1) vorgesehen sind. Ein Pulsweitenmodulator (9) steuert den Schalter (T2) in Abhängigkeit der Ausgangsgleichspannung (Ua1) und auf die Nullwertdurchgänge der primärseitigen Spannung synchronisiert an, wobei eine Synchronisierung (8) die am Transformator (TR1) anstehende sekundärseitige Wechselspannung empfängt und entsprechende Synchronisiersignale für den Pulsweitenmodulator bildet und wobei ein Inverter (10) die Ausgangsgleichspannung (Ua1) empfängt und dem Pulsweitenmodulator invers zuleitet.

Description

Schaltnetzteil
Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Das erfindungsgemäße, sehr hohe Potentiale trennende Schaltnetzteil kann beispielsweise für IGBT Gate-Drives eines traktionstauglichen IGBT-Umrich- ters zur Speisung eines DC-Hilfsstromversorgungsbusses verwendet werden.
Schaltnetzteile werden üblicherweise derart dimensioniert, daß ein geringes Volumen, eine hohe Zuverlässigkeit, eine gute elektromagnetische Verträglichkeit, ein hoher Wirkungsgrad, eine hohe Dynamik und ein möglichst geringer Preis resultieren. Des weiteren sind oft hohe Isolationsanforderungen einzuhalten, welche die technisch gute und gleichzeitig preisgünstige Gestaltung des Netzteils erschweren.
Bei R. Jovanovic, R. Farrington, F.C. Lee; Constant-Frequency Zero-Voltage- Switched Multi-Resonant Converters, IEEE Power Electronics Specialists Conference 1990, Seite 197 - 205 wird durch Ersetzen der sekundärseitigen Freilaufdiode eines nullspannungsgeschalteten Multiresonanzkonverters (ZVS-MRC = Zero Voltage Switched Multi-Resonant Converter) durch einen Feldeffekttransistor ein Betrieb des Konverters bei konstanter Frequenz ermöglicht. Der Feldeffekttransistor wird verlustfrei eingeschaltet, wenn die parasitäre Inversdiode während der natürlichen Freilaufphase leitend ist. Die Ausgangsspannung wird durch eine variabel gehaltene Einschaltzeit des sekundärseitigen Feldeffekttransistors stabilisiert. Die Funktionsweise und Realisierung der Regelung wird jedoch nicht offenbart. Allerdings deuten gezeigte Strom- und Spannungsverläufe darauf hin, daß die Steuersignale für die primär- und sekundärseitigen Schalter mittels derselben Pulsspanungsquelle pri- märseitig synchronisiert erzeugt werden. Bei dieser Art der Ansteuerung ist allerdings - wie auch bei konventionellen Schaltnetzteilen - eine zusätzliche Potentialtrennung für die Steuersignale - beispielsweise mittels eines Optokopplers oder mittels eines Impulsübertragers - notwendig.
Die Verwendung eines Optokopplers ist aus Gründen der geringen Zuverlässigkeit, des ungünstigen Driftverhaltens (schlechte Langzeit- und Temperaturstabilität) sowie des hohen Preises und großen Volumens insbesondere bei sehr hohen Isolationsspannungen - mehr als 10 kV - als nachteilig anzusehen. Ein Impulsübertrager kann aus ähnlichen Gründen bei sehr hohen Isolationsanforderungen nicht mehr effizient eingesetzt werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaitnetzteil der eingangs genannten Art anzugeben, das sehr hohen Isolationsanforderungen - 10 kV und mehr - genügt, das die gewünschten Spannungen mit hoher Präzision erzeugt und das dabei kompakt und einfach aufgebaut ist.
Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.
Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß beim vorgeschlagenen Schaltnetzteil die Anzahl der relativ teuren, potentialtrennenden Baukomponenten minimiert ist, denn als potentialtrennendes Bauelement ist lediglich ein leistungsübertragender Transformator erforderlich, während ein Optokoppler oder Impulsübertrager zur Rückführung der Regelgröße (im allgemeinen eine der Ausgangsspannungen) von der Sekundär- zur Primärseite nicht notwendig ist. Insgesamt wird ein kostengünstiges, zuverlässiges und für sehr hohe Isolationsanforderungen geeignetes Schaltnetzteil geschaffen. Die hohe Zuverlässigkeit erklärt sich durch die geringe Anzahl von Bauelementen im Leistungspfad und die einfach aufgebaute, aber wirkungsvolle Elektronik. Durch weiche Strom- und Spannungsverläufe werden impulsförmige Bauelementbelastungen vermieden. Hieraus resultiert auch eine gute elektromagnetische Verträglichkeit des Schaltnetzteils. Die Kostengünstigkeit erklärt sich daraus, daß die Bauelemente des Leistungsteils optimal elektrisch und thermisch ausgenutzt werden. Der sekundarseitige Schalter schaltet verlustfrei. Das Schaltnetzteil weist einen sehr hohen Wirkungsgrad auf.
Es ist bei der vorgeschlagenen PWM-Regelung völlig unerheblich, mit welcher Frequenz auf der Primärseite getaktet wird und wie die Ansteuersignale für den primärseitigen Schalter gebildet werden (beispielsweise Resonant-Mode Controller, PWM- Controller oder selbstschwingende Anordnung). Die vorgeschlagene Art der Synchronisierung ermöglicht es, daß das Netzteil auf der Primärseite mit veränderlicher Schaltfrequenz (frequenzmoduliert) betrieben werden kann, was einen zusätzlichen Freiheitsgrad bei der Dimensionierung - insbesondere bei weitem Eingangsspannungsbereich - ermöglicht. Gleichzeitig ist immer gewährleistet, daß die sekundarseitig synchronisierte PWM-Regelung exakt frequenzsynchron zur Ansteuerschaltung des primärseitigen Schalters arbeitet. Dies hat unter anderem folgende wesentlichen Vorteile:
Bei einer selbststeuernden Auslegung der Primärseite (Gewährleistung des Nullspannungsschaltens) können auch relativ große Toleranzen der Bauelemente des Resonanzkreises und des Oszillatorkreises, welche beispielsweise durch den Herstellungsprozeß, Alterungserscheinungen und Temperaturabhängigkeit bedingt sind, automatisch ausgeglichen werden. Die durch Selbststeuerung verursachte Betriebsfrequenzanpassung der Primärseite wird von der Sekundärseite automatisch übernommen.
Zum Erzielen eines weiten Eingangsspannungsbereiches ist eine Veränderung der Schaltfrequenz in Abhängigkeit der Eingangsspannung in einfacher Weise realisierbar. Dabei wird beispielsweise die Frequenz bei steigender Eingangsspannung erhöht, was sich äußerst günstig auf den Wirkungsgrad des Netzteiles bei hohen Eingangsspannungen auswirkt. Ein solches Verhalten wird durch den Einsatz des vorgeschlagenen Regelungskonzeptes überhaupt erst möglich.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 die Grundbauform des Schaltnetzteils, Fig. 2 den zeitliche Verlauf interessierender Größen,
Fig. 3, 4 Varianten zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung.
In Fig. 1 ist die Grundbauform des Schaltnetzteils dargestellt. Es handelt sich um einen nullspannungsgeschalteten Multiresonanzkonverter, der auf einem Flußkonverter basiert. Es ist ein Transformator TR1 zu erkennen, der primärseitig über eine Serieninduktivität LR und die Parallelschaltung eines Schalters T1 , einer Inversdiode D1 und eines Serienkondensators Cs mit den Eingangsklemmen 1a, 1b des Schaltnetzteils verbunden ist. Der Transformator TR1 ist das einzige Bindeglied zwischen der Primär- und der Sekundärseite des Schaltnetzteils. Die Eingangsklemmen 1a, 1 b sind mit einem Eingangskondensator Ci beschaltet. Zwischen diesen Eingangsklemmen liegt die Eingangsgleichspannung Ui an.
Der Transformator T1 ist sekundarseitig mit einem Kondensator Cp beschaltet. Die am Kondensator anstehende sekundarseitige Wechselspannung ist mit Usek bezeichnet. Zwischen der positiven Ausgangsklemme 2a des Schaltnetzteils und der Sekundärwicklung des Transformators liegt die Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode D3 und einer Ausgangsfilterinduktivitat LF1. Die negative Ausgangsklemme 2b des Schaltnetzteils ist direkt mit der Sekundärwicklung des Transformators TR1 verbunden. Parallel zu den Ausgangsklemmen 2a, 2b ist ein Ausgangskondensator Ca1 geschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen 2a, 2b liegt die Ausgangsgleichspannung Ua1 an.
Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D3 mit der Ausgangsfilterinduktivitat LF1 und der negativen sekundärseitigen Klemme liegt die Parallelschaltung eines Schalters T2 und einer Inversdiode D2. Der Schalter T2 wird im Zusammenhang mit einer sekundärseitigen, synchronisierten PWM-Regelung (PWM = Pulsweitenmodulation) zur Regelung der Ausgangsgleichspannung Ua1 herangezogen. Hierzu dienen drei Funktionsgruppen, nämlich eine Synchronisierung 8, ein Pulsweitenmodulator 9 und ein Inverter 10. Die Synchronisierung 8 empfängt über ihre Eingangsklemmen 3a, 3b die sekundarseitige Wechselspannung Usek und gibt ausgangsseitig entsprechende Synchronisiersignale an die Eingangsklemmen 4a, 4b des Pulsweitenmodulators 9. Der Inverter 10 empfängt über seine Eingangsklemmen 6a, 6b die Ausgangsgleichspannung Ua1 und bildet hierzu inverse Signale, die den Eingangsklemmen 5a, 5b des Pulsweitenmodulators 9 zugeleitet werden. Der Pulsweitenmodulator 9 steuert über seine Ausgangsklemmen 7a, 7b den Schalter T2 an und gibt hierzu entsprechende Ansteuersignale UGS ab.
Die sekundarseitige PWM-Regelung muß exakt frequenzsynchron zur Ansteuerschaltung des primärseitigen Schalters T1 arbeiten. Hierzu gewinnt die Synchronisierung 8 Synchronisiersignale, die den richtigen Zeitpunkt für den Beginn einer jeden neuen PWM-Schaltperiode festlegen. Der Nulldurchgang der sekundärseitigen Wechselspannung Usek markiert sehr einfach einen solchen Zeitpunkt und wird deshalb detektiert und zur Erzeugung eines kurzen Synchronisierimpulses verwendet.
Da der Regelsinn des in Fig. 1 gezeigten Lösungsvorschlages dem einer Standard- PWM entgegengerichtet ist, muß eine zusätzliche Inversionsstelle in den Regelkreis eingefügt werden. Der die Ausgangsgleichspannung Ua1 erfassende Inverter 10 erfüllt jedoch noch eine weitere wichtige Aufgabe. Da der P-Anteil der Regelstrecke zu groß ist, muß der Regelverstärker zur Stabilitätsgarantie einen P-Anteil kleiner als Eins besitzen. Dies ist mit einer nicht-invertierenden Grundschaltung des Fehlerverstärkers einer PWM nicht möglich. Außerdem müssen die DC-Bedingungen berücksichtigt werden, die durch die interne Festlegung der Regler-Referenzspannung im PWM-Chip geschaffen werden. Durch die Einfügung des Inverters 10 ist es in vorteilhafter Weise möglich, den eigentlichen PID-Regelverstärker konventionell zu dimensionieren.
Wie bereits vorstehend erwähnt, wird die sekundarseitige PWM durch die in der Synchronisierung gewonnenen Impulse gesteuert. Wichtig ist dabei, daß die Frequenz des Pulsweitenmodulators 9 im freilaufenden Betrieb ungefähr 10% bis 20% unter der primärseitigen Schaltfrequenz des Schalters T1 liegt. Dann ergibt sich ein einwandfreier Verlauf der die Synchronisierung bewirkenden Rampenspannung. Wie leicht zu erkennen ist, wird durch die vorgeschlagene rein sekundarseitige Regelung die Rückführung der Regelgröße von der Sekundär- zur Primärseite vorteilhaft vermieden.
Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf interessierender Größen und zwar der sekundärseitigen Wechselspannung Usek und des Ansteuersignais UGS für den Schalter T1. Wie zu erkennen ist, ist der Schalter T2 im Zeitraum von t1 bis t3 geschlossen. Die sekundarseitige Wechselspannung Usek hat zum Zeitpunkt t2 einen Nulldurchgang. Da der Schalter T1 bis zum Zeitpunkt t3 geschlossen ist, weist die Wechselspannung Usek im Zeitraum zwischen t2 und t3 den Wert Null auf. Die positive Halbwelle der Wechselspannung Usek beginnt verzögert zum Zeitpunkt t3. Fig. 2 erklärt auch den Regelsinn der Schaltung gemäß Fig. 1. Je länger der Schalter T1 auf Grund der Ansteuersignale UGS des Pulsweitenmodulators 9 geschlossen bleibt, desto geringer wird die aus Usek gebildete Ausgangsspannung Ua1.
In den Fig. 3 und 4 sind Varianten dargestellt, wie sie zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung herangezogen werden. Bei der Schaltung nach Fig. 3 ist ein zusätzlicher Transformator TR2 mit seiner Primärwicklung zwischen den Verbindungspunkt des Kondensators Cp mit der Gleichrichterdiode D3 und der negativen Klemme angeordnet. Die Sekundärwicklung dieses Transformators TR3 ist einerseits über eine aus einer Gleichrichterdiode D4 und einer Ausgangsfilterinduktivitat LF2 bestehenden Reihenschaltung und andererseits direkt mit weiteren Ausgangsklemmen 11a, 11 b des Schaltnetzteils verbunden. Diesen Ausgangsklemmen liegt ein Ausgangskondensator Ca2 parallel. Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D4 mit der Ausgangsfilterinduktivitat LF2 und der negativen Klemme ist eine Diode D5 geschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen 11 a, 11 b liegt die Ausgangsgleichspannung Ua2 an. Je nach Übersetzungsverhältnis des Transformators TR2 ist die Ausgangsgleichspannung Ua2 größer oder kleiner als die Ausgangsgleichspannung Ual
Selbstverständlich ist es in Variation der Schaltung gemäß Fig. 3 möglich, die Diode D5 durch die Parallelschaltung eines Schalters mit einer Inversdiode zu ersetzen. Bei einer solchen Variante läßt sich die Ausgangsgleichspannung Ua2 genauer einstellen. Dieser Schalter kann ebenfalls durch den Pulsweitenmodulator 9 ange- steuert werden. Alternativ ist es auch möglich, zusätzliche Funktionsgruppen Syn- chronisierung/Pulsweitenmodulator/Inverter für die Ansteuerung dieses Schalters vorzusehen.
Fig. 3 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung von zwei unterschiedlichen Ausgangsgleichspannungen. Durch zusätzliche Ankopplung weiterer Transformatoren in der gleichen Weise können weitere zusätzliche Ausgangsgleichspannungen gebildet werden. Des weiteren ist es auch möglich, negative Ausgangsgleichspannungen zu erzeugen, indem die Gleichrichterdiode D4 mit umgekehrter Polarität eingefügt wird.
Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung dient zur Erzeugung einer positiven Ausgangsgleichspannung Ua1 und einer negativen Ausgangsgleichspannung -Ua1 von gleicher Amplitude. Die negative Ausgangsgleichspannung -Ua1 steht zwischen weiteren Ausgangsklemmen 12a, 12b des Schaltnetzteils an, wobei die Ausgangsklemme 12a über einer Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode D7 und einer Ausgangsfilterinduktivitat LF3 am Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D3 mit dem Kondensator Cp angeschlossen ist und die Ausgangsklemmen 12b direkt mit der negativen Ausgangsklemme 2b verbunden ist. Den Ausgangsklemmen 12a, 12b liegt ein Ausgangskondensator Ca3 parallel. Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D7 mit der Ausgangsfilterinduktivitat LF3 und der negativen Ausgangsklemme 12 b ist die Parallelschaltung eines Schalters T3 mit einer Inversdiode D6 angeordnet. Der Schalter T3 kann wiederum vom Pulsweitenmodulator 9 angesteuert. Alternativ ist es auch möglich, zusätzliche Funktionsgruppen Synchronisie- rung/Pulsweitenmodulator/Inverter für die Ansteuerung des Schalters T3 vorzusehen.
Selbstverständlich ist es bei einer Variation der Schaltung gemäß Fig. 4 möglich, die Parallelschaltung T3/D6 durch eine Diode zu ersetzen (siehe hierzu auch Fig. 3), wenn eine hohe Präzision bei der Einstellung der Ausgangsgleichspannung -Ua1 nicht gefordert ist.
Allgemein ist die Regelung des negativen Ausganges nur dann erforderlich, wenn auch bei Leerlauf dieses Ausganges hohe Anforderungen an die. Genauigkeit der Ausgangsspannung gestellt werden. Ansonsten wird die Spannung des negativen Ausganges automatisch durch den Regler des positiven Ausganges stabilisiert. Dies Schaltungserweiterung beruht auf der Tatsache, daß die an der Transformator- Sekundärwicklung anliegende Spannungs-Zeit-Fläche innerhalb einer Schaltperiode immer gleich Null ist.
Werden mehrere Ausgangsgleichspannungen gefordert, von denen zumindest eine negativ ist, so können Schaltungen realisiert werden, die auf Kombinationen der in Fig. 3 und 4 gezeigten Konfigurationen basieren.
Allgemein ist zu den vorstehend behandelten Schaltungen, die zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung (positiv oder negativ) dienen, anzumerken, daß zur Realisierung vorteilhaft keine zusätzlichen Sekundärwicklungen oder Wicklungsanzapfungen erforderlich sind. Dies erspart einen komplizierten und teuren Aufbau des Transformators und erleichtert die Potentialtrennung. Es sind lediglich einfache Schaltungsmodifikationen erforderlich.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltnetzteil mit einem Transformator (TR1 ), der primärseitig mit einer Schaltung verbunden ist, die eine Spannung mit einem Nullwertdurchgang pro Periode erzeugt und der sekundarseitig mit der Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode (D3) mit einer Ausgangsfilterinduktivitat (LF1 ) verbunden ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode mit der Ausgangsfilterinduktivitat und der weiteren sekundärseitigen Klemme die Parallelschaltung eines Schalters (T2) mit einer Inversdiode (D2) angeordnet und zwischen den Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (2a, 2b) ein Ausgangskondensator (Ca1 ) vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pulsweitenmodulator (9) den Schalter (T2) in Abhängigkeit der Ausgangsgleichspannung (Ua1 ) und auf die Nullwertdurchgänge der primärseitigen Spannung synchronisiert ansteuert, wobei eine Synchronisierung (8) die am Transformator (TR1 ) anstehende sekundarseitige Wechselspannung empfängt und entsprechende Synchronisiersignale für den Pulsweitenmodulator bildet und wobei ein Inverter (10) die Ausgangsgleichspannung (Ua1 ) empfängt und dem Pulsweitenmodulator invers zuleitet.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (TR1 ) sekundarseitig mit einer weiteren Reihenschaltung einer weiteren Gleichrichterdiode (D7) mit einer weiteren Ausgangsfilterinduktivitat (LF3) verbunden ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der weiteren Gleichrichterdiode mit der weiteren Ausgangsfilterinduktivitat und der weiteren sekundärseitigen Klemme eine Inversdiode (D2) angeordnet und zwischen den weiteren Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (12a, 12b) ein weiterer Ausgangskondensator (Ca3) vorgesehen sind und wobei die weitere Gleichrichterdiode (D7) mit zur Gleichrichterdiode (D3) entgegengesetzter Polarität angeordnet ist.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (TR1 ) sekundarseitig mit der Primärwicklung eines weiteren Transformators (TR2) beschaltet ist, dessen Sekundärwicklung mit einer weiteren Reihen- Schaltung einer weiteren Gleichrichterdiode (D4) mit einer weiteren Ausgangsfilterinduktivitat (LF2) verbunden ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der weiteren Gleichrichterdiode mit der weiteren Ausgangsfilterinduktivitat und der weiteren sekundärseitigen Klemme des weiteren Transformators eine Inversdiode (D5) angeordnet und zwischen den weiteren Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (1 a, 11 b) ein weiterer Ausgangskondensator (Ca2) vorgesehen sind.
4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der weiteren Inversdiode (D5, D6) ein weiterer Schalter (T3) parallel liegt, welcher ebenfalls vom Pulsweitenmodulator (9) angesteuert wird.
5. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der weiteren Inversdiode (D5, D6) ein weiterer Schalter (T3) parallel liegt, für dessen Ansteuerung zusätzliche Funktionsgruppen Synchronisierung/Puls- weitenmodulator/lnverter vorgesehen sind.
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