DE19711817A1 - Schaltnetzteil - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegriff des An­ spruchs 1. Das erfindungsgemäße, sehr hohe Potentiale trennende Schaltnetzteil kann beispielsweise für IGBT Gate-Drives eines traktionstauglichen IGBT-Umrich­ ters zur Speisung eines DC-Hilfsstromversorgungsbusses verwendet werden.

Schaltnetzteile werden üblicherweise derart dimensioniert, daß ein geringes Volu­ men, eine hohe Zuverlässigkeit, eine gute elektromagnetische Verträglichkeit, ein hoher Wirkungsgrad, eine hohe Dynamik und ein möglichst geringer Preis resultie­ ren. Des weiteren sind oft hohe Isolationsanforderungen einzuhalten, welche die technisch gute und gleichzeitig preisgünstige Gestaltung des Netzteils erschweren.

Bei R. Jovanovic, R. Farrington, F.C. Lee; Constant-Frequency Zero-Voltage- Switched Multi-Resonant Converters, IEEE Power Electronics Specialists Confe­ rence 1990, Seite 197-205 wird durch Ersetzen der sekundärseitigen Freilaufdiode eines nullspannungsgeschalteten Multiresonanzkonverters (ZVS-MRC = Zero Volta­ ge Switched Multi-Resonant Converter) durch einen Feldeffekttransistor ein Betrieb des Konverters bei konstanter Frequenz ermöglicht. Der Feldeffekttransistor wird verlustfrei eingeschaltet, wenn die parasitäre Inversdiode während der natürlichen Freilaufphase leitend ist. Die Ausgangsspannung wird durch eine variabel gehaltene Einschaltzeit des sekundärseitigen Feldeffekttransistors stabilisiert. Die Funktions­ weise und Realisierung der Regelung wird jedoch nicht offenbart. Allerdings deuten gezeigte Strom- und Spannungsverläufe darauf hin, daß die Steuersignale für die primär- und sekundärseitigen Schalter mittels derselben Pulsspanungsquelle pri­ märseitig synchronisiert erzeugt werden. Bei dieser Art der Ansteuerung ist aller­ dings - wie auch bei konventionellen Schaltnetzteilen - eine zusätzliche Poten­ tialtrennung für die Steuersignale - beispielsweise mittels eines Optokopplers oder mittels eines Impulsübertragers - notwendig.

Die Verwendung eines Optokopplers ist aus Gründen der geringen Zuverlässigkeit, des ungünstigen Driftverhaltens (schlechte Langzeit- und Temperaturstabilität) so­ wie des hohen Preises und großen Volumens insbesondere bei sehr hohen Isolati­ onsspannungen - mehr als 10 kV - als nachteilig anzusehen. Ein Impulsübertrager kann aus ähnlichen Gründen bei sehr hohen Isolationsanforderungen nicht mehr effizient eingesetzt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil der eingangs genann­ ten Art anzugeben, das sehr hohen Isolationsanforderungen - 10 kV und mehr - genügt, das die gewünschten Spannungen mit hoher Präzision erzeugt und das da­ bei kompakt und einfach aufgebaut ist.

Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungs­ gemäß durch die im Kennzeichnen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß beim vorgeschlagenen Schaltnetzteil die Anzahl der relativ teuren, potentialtrennenden Baukomponenten minimiert ist, denn als potentialtrennendes Bauelement ist ledig­ lich ein leistungsübertragender Transformator erforderlich, während ein Optokoppler oder Impulsübertrager zur Rückführung der Regelgröße (im allgemeinen eine der Ausgangsspannungen) von der Sekundär- zur Primärseite nicht notwendig ist. Ins­ gesamt wird ein kostengünstiges, zuverlässiges und für sehr hohe Isolationsanforde­ rungen geeignetes Schaltnetzteil geschaffen. Die hohe Zuverlässigkeit erklärt sich durch die geringe Anzahl von Bauelementen im Leistungspfad und die einfach auf­ gebaute, aber wirkungsvolle Elektronik. Durch weiche Strom- und Spannungsverläu­ fe werden impulsförmige Bauelementbelastungen vermieden. Hieraus resultiert auch eine gute elektromagnetische Verträglichkeit des Schaltnetzteils. Die Kostengünstig­ keit erklärt sich daraus, daß die Bauelemente des Leistungsteils optimal elektrisch und thermisch ausgenutzt werden. Der sekundärseitige Schalter schaltet verlustfrei. Das Schaltnetzteil weist einen sehr hohen Wirkungsgrad auf.

Es ist bei der vorgeschlagenen PWM-Regelung völlig unerheblich, mit welcher Fre­ quenz auf der Primärseite getaktet wird und wie die Ansteuersignale für den primär­ seitigen Schalter gebildet werden (beispielsweise Resonant-Mode Controller, PWM- Controller oder selbstschwingende Anordnung). Die vorgeschlagene Art der Syn­ chronisierung ermöglicht es, daß das Netzteil auf der Primärseite mit veränderlicher Schaltfrequenz (frequenzmoduliert) betrieben werden kann, was einen zusätzlichen Freiheitsgrad bei der Dimensionierung - insbesondere bei weitem Eingangsspan­ nungsbereich - ermöglicht. Gleichzeitig ist immer gewährleistet, daß die sekundär­ seitig synchronisierte PWM-Regelung exakt frequenzsynchron zur Ansteuerschal­ tung des primärseitigen Schalters arbeitet. Dies hat unter anderem folgende wesent­ lichen Vorteile:
Bei einer selbststeuernden Auslegung der Primärseite (Gewährleistung des Nullspannungsschaltens) können auch relativ große Toleranzen der Bauelemente des Resonanzkreises und des Oszillatorkreises, welche beispielsweise durch den Herstellungsprozeß, Alterungserscheinungen und Temperaturabhängigkeit bedingt sind, automatisch ausgeglichen werden. Die durch Selbststeuerung verursachte Be­ triebsfrequenzanpassung der Primärseite wird von der Sekundärseite automatisch übernommen.

Zum Erzielen eines weiten Eingangsspannungsbereiches ist eine Veränderung der Schaltfrequenz in Abhängigkeit der Eingangsspannung in einfacher Weise realisier­ bar. Dabei wird beispielsweise die Frequenz bei steigender Eingangsspannung er­ höht, was sich äußerst günstig auf den Wirkungsgrad des Netzteiles bei hohen Ein­ gangsspannungen auswirkt. Ein solches Verhalten wird durch den Einsatz des vor­ geschlagenen Regelungskonzeptes überhaupt erst möglich.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausfüh­ rungsbeispiele erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 die Grundbauform des Schaltnetzteils,

Fig. 2 den zeitliche Verlauf interessierender Größen,

Fig. 3, 4 Varianten zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung.

In Fig. 1 ist die Grundbauform des Schaltnetzteils dargestellt. Es handelt sich um einen nullspannungsgeschalteten Multiresonanzkonverter, der auf einem Flußkon­ verter basiert. Es ist ein Transformator TR1 zu erkennen, der primärseitig über eine Serieninduktivität LR und die Parallelschaltung eines Schalters T1, einer Inversdi­ ode D1 und eines Serienkondensators Cs mit den Eingangsklemmen 1a, 1b des Schaltnetzteils verbunden ist. Der Transformator TR1 ist das einzige Bindeglied zwi­ schen der Primär- und der Sekundärseite des Schaltnetzteils. Die Eingangsklemmen 1a, 1b sind mit einem Eingangskondensator Ci beschaltet. Zwischen diesen Ein­ gangsklemmen liegt die Eingangsgleichspannung Ui an.

Der Transformator T1 ist sekundärseitig mit einem Kondensator Cp beschaltet. Die am Kondensator anstehende sekundärseitige Wechselspannung ist mit Usek be­ zeichnet. Zwischen der positiven Ausgangsklemme 2a des Schaltnetzteils und der Sekundärwicklung des Transformators liegt die Reihenschaltung einer Gleichrich­ terdiode D3 und einer Ausgangsfilterinduktivität LF1. Die negative Ausgangsklemme 2b des Schaltnetzteils ist direkt mit der Sekundärwicklung des Transformators TR1 verbunden. Parallel zu den Ausgangsklemmen 2a, 2b ist ein Ausgangskondensator Ca1 geschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen 2a, 2b liegt die Ausgangsgleich­ spannung Ua1 an.

Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D3 mit der Ausgangsfil­ terinduktivität LF1 und der negativen sekundärseitigen Klemme liegt die Parallel­ schaltung eines Schalters T2 und einer Inversdiode D2. Der Schalter T2 wird im Zu­ sammenhang mit einer sekundärseitigen, synchronisierten PWM-Regelung (PWM = Pulsweitenmodulation) zur Regelung der Ausgangsgleichspannung Ua1 herangezo­ gen. Hierzu dienen drei Funktionsgruppen, nämlich eine Synchronisierung 8, ein Pulsweitenmodulator 9 und ein Inverter 10. Die Synchronisierung 8 empfängt über ihre Eingangsklemmen 3a, 3b die sekundärseitige Wechselspannung Usek und gibt ausgangsseitig entsprechende Synchronisiersignale an die Eingangsklemmen 4a, 4b des Pulsweitenmodulators 9. Der Inverter 10 empfängt über seine Eingangs­ klemmen 6a, 6b die Ausgangsgleichspannung Ua1 und bildet hierzu inverse Signa­ le, die den Eingangsklemmen 5a, 5b des Pulsweitenmodulators 9 zugeleitet werden. Der Pulsweitenmodulator 9 steuert über seine Ausgangsklemmen 7a, 7b den Schalter T2 an und gibt hierzu entsprechende Ansteuersignale UGS ab.

Die sekundärseitige PWM-Regelung muß exakt frequenzsynchron zur Ansteuer­ schaltung des primärseitigen Schalters T1 arbeiten. Hierzu gewinnt die Synchroni­ sierung 8 Synchronisiersignale, die den richtigen Zeitpunkt für den Beginn einer je­ den neuen PWM-Schaltperiode festlegen. Der Nulldurchgang der sekundärseitigen Wechselspannung Usek markiert sehr einfach einen solchen Zeitpunkt und wird deshalb detektiert und zur Erzeugung eines kurzen Synchronisierimpulses verwen­ det.

Da der Regelsinn des in Fig. 1 gezeigten Lösungsvorschlages dem einer Standard- PWM entgegengerichtet ist, muß eine zusätzliche Inversionsstelle in den Regelkreis eingefügt werden. Der die Ausgangsgleichspannung Ua1 erfassende Inverter 10 erfüllt jedoch noch eine weitere wichtige Aufgabe. Da der P-Anteil der Regelstrecke zu groß ist, muß der Regelverstärker zur Stabilitätsgarantie einen P-Anteil kleiner als Eins besitzen. Dies ist mit einer nicht-invertierenden Grundschaltung des Fehler­ verstärkers einer PWM nicht möglich. Außerdem müssen die DC-Bedingungen be­ rücksichtigt werden, die durch die interne Festlegung der Regler-Referenzspannung im PWM-Chip geschaffen werden. Durch die Einfügung des Inverters 10 ist es in vorteilhafter Weise möglich, den eigentlichen PID-Regelverstärker konventionell zu dimensionieren.

Wie bereits vorstehend erwähnt, wird die sekundärseitige PWM durch die in der Synchronisierung gewonnenen Impulse gesteuert. Wichtig ist dabei, daß die Fre­ quenz des Pulsweitenmodulators 9 im freilaufenden Betrieb ungefähr 10% bis 20% unter der primärseitigen Schaltfrequenz des Schalters T1 liegt. Dann ergibt sich ein einwandfreier Verlauf der die Synchronisierung bewirkenden Rampenspannung.

Wie leicht zu erkennen ist, wird durch die vorgeschlagene rein sekundärseitige Re­ gelung die Rückführung der Regelgröße von der Sekundär- zur Primärseite vorteil­ haft vermieden.

Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf interessierender Größen und zwar der sekundär­ seitigen Wechselspannung Usek und des Ansteuersignals UGS für den Schalter T1. Wie zu erkennen ist, ist der Schalter T2 im Zeitraum von t1 bis t3 geschlossen. Die sekundärseitige Wechselspannung Usek hat zum Zeitpunkt t2 einen Nulldurchgang. Da der Schalter T1 bis zum Zeitpunkt t3 geschlossen ist, weist die Wechselspan­ nung Usek im Zeitraum zwischen t2 und t3 den Wert Null auf. Die positive Halbwelle der Wechselspannung Usek beginnt verzögert zum Zeitpunkt t3. Fig. 2 erklärt auch den Regelsinn der Schaltung gemäß Fig. 1. Je länger der Schalter T1 auf Grund der Ansteuersignale UGS des Pulsweitenmodulators 9 geschlossen bleibt, desto gerin­ ger wird die aus Usek gebildete Ausgangsspannung Ua1.

In den Fig. 3 und 4 sind Varianten dargestellt, wie sie zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung herangezogen werden. Bei der Schaltung nach Fig. 3 ist ein zusätzlicher Transformator TR2 mit seiner Primärwicklung zwischen den Verbindungspunkt des Kondensators Cp mit der Gleichrichterdiode D3 und der ne­ gativen Klemme angeordnet. Die Sekundärwicklung dieses Transformators TR3 ist einerseits über eine aus einer Gleichrichterdiode D4 und einer Ausgangsfilterinduk­ tivität LF2 bestehenden Reihenschaltung und andererseits direkt mit weiteren Aus­ gangsklemmen 11a, 11b des Schaltnetzteils verbunden. Diesen Ausgangsklemmen liegt ein Ausgangskondensator Ca2 parallel. Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D4 mit der Ausgangsfilterinduktivität LF2 und der negativen Klemme ist eine Diode D5 geschaltet. Zwischen den Ausgangsklemmen 11a, 11b liegt die Ausgangsgleichspannung Ua2 an. Je nach Übersetzungsverhältnis des Transformators TR2 ist die Ausgangsgleichspannung Ua2 größer oder kleiner als die Ausgangsgleichspannung Ua1.

Selbstverständlich ist es in Variation der Schaltung gemäß Fig. 3 möglich, die Diode D5 durch die Parallelschaltung eines Schalters mit einer Inversdiode zu ersetzen. Bei einer solchen Variante läßt sich die Ausgangsgleichspannung Ua2 genauer einstellen. Dieser Schalter kann ebenfalls durch den Pulsweitenmodulator 9 ange­ steuert werden. Alternativ ist es auch möglich, zusätzliche Funktionsgruppen Syn­ chronisierung/Pulsweitenmodulator/Inverter für die Ansteuerung dieses Schalters vorzusehen.

Fig. 3 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung von zwei unterschiedlichen Ausgangs­ gleichspannungen. Durch zusätzliche Ankopplung weiterer Transformatoren in der gleichen Weise können weitere zusätzliche Ausgangsgleichspannungen gebildet werden. Des weiteren ist es auch möglich, negative Ausgangsgleichspannungen zu erzeugen, indem die Gleichrichterdiode D4 mit umgekehrter Polarität eingefügt wird.

Die in Fig. 4 dargestellte Schaltung dient zur Erzeugung einer positiven Ausgangs­ gleichspannung Ua1 und einer negativen Ausgangsgleichspannung -Ua1 von glei­ cher Amplitude. Die negative Ausgangsgleichspannung -Ua1 steht zwischen weite­ ren Ausgangsklemmen 12a, 12b des Schaltnetzteils an, wobei die Ausgangsklemme 12a über einer Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode D7 und einer Ausgangsfil­ terinduktivität LF3 am Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode D3 mit dem Kon­ densator Cp angeschlossen ist und die Ausgangsklemmen 12b direkt mit der negati­ ven Ausgangsklemme 2b verbunden ist. Den Ausgangsklemmen 12a, 12b liegt ein Ausgangskondensator Ca3 parallel. Zwischen dem Verbindungspunkt der Gleich­ richterdiode D7 mit der Ausgangsfilterinduktivität LF3 und der negativen Ausgangs­ klemme 12b ist die Parallelschaltung eines Schalters T3 mit einer Inversdiode D6 angeordnet. Der Schalter T3 kann wiederum vom Pulsweitenmodulator 9 angesteu­ ert. Alternativ ist es auch möglich, zusätzliche Funktionsgruppen Synchronisie­ rung/Pulsweitenmodulator/Inverter für die Ansteuerung des Schalters T3 vorzuse­ hen.

Selbstverständlich ist es bei einer Variation der Schaltung gemäß Fig. 4 möglich, die Parallelschaltung T3/D6 durch eine Diode zu ersetzen (siehe hierzu auch Fig. 3), wenn eine hohe Präzision bei der Einstellung der Ausgangsgleichspannung -Ua1 nicht gefordert ist.

Allgemein ist die Regelung des negativen Ausganges nur dann erforderlich, wenn auch bei Leerlauf dieses Ausganges hohe Anforderungen an die Genauigkeit der Ausgangsspannung gestellt werden. Ansonsten wird die Spannung des negativen Ausganges automatisch durch den Regler des positiven Ausganges stabilisiert. Dies Schaltungserweiterung beruht auf der Tatsache, daß die an der Transformator- Sekundärwicklung anliegende Spannungs-Zeit-Fläche innerhalb einer Schaltperiode immer gleich Null ist.

Werden mehrere Ausgangsgleichspannungen gefordert, von denen zumindest eine negativ ist, so können Schaltungen realisiert werden, die auf Kombinationen der in Fig. 3 und 4 gezeigten Konfigurationen basieren.

Allgemein ist zu den vorstehend behandelten Schaltungen, die zur Erzeugung von mehr als einer Ausgangsgleichspannung (positiv oder negativ) dienen, anzumerken, daß zur Realisierung vorteilhaft keine zusätzlichen Sekundärwicklungen oder Wick­ lungsanzapfungen erforderlich sind. Dies erspart einen komplizierten und teuren Aufbau des Transformators und erleichtert die Potentialtrennung. Es sind lediglich einfache Schaltungsmodifikationen erforderlich.

Claims (5)

1. Schaltnetzteil mit einem Transformator (TR1), der primärseitig mit einer Schaltung verbunden ist, die eine Spannung mit einem Nullwertdurchgang pro Peri­ ode erzeugt und der sekundärseitig mit der Reihenschaltung einer Gleichrichterdi­ ode (D3) mit einer Ausgangsfilterinduktivität (LF1) verbunden ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der Gleichrichterdiode mit der Ausgangsfilterinduktivität und der weiteren sekundärseitigen Klemme die Parallelschaltung eines Schalters (T2) mit einer Inversdiode (D2) angeordnet und zwischen den Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (2a, 2b) ein Ausgangskondensator (Ca1) vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pulsweitenmodulator (9) den Schalter (T2) in Abhängigkeit der Ausgangsgleichspannung (Ua1) und auf die Nullwertdurchgänge der primärsei­ tigen Spannung synchronisiert ansteuert, wobei eine Synchronisierung (8) die am Transformator (TR1) anstehende sekundärseitige Wechselspannung empfängt und entsprechende Synchronisiersignale für den Pulsweitenmodulator bildet und wobei ein Inverter (10) die Ausgangsgleichspannung (Ua1) empfängt und dem Pulswei­ tenmodulator invers zu leitet.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Trans­ formator (TR1) sekundärseitig mit einer weiteren Reihenschaltung einer weiteren Gleichrichterdiode (D7) mit einer weiteren Ausgangsfilterinduktivität (LF3) verbun­ den ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der weiteren Gleichrichterdiode mit der weiteren Ausgangsfilterinduktivität und der weiteren sekundärseitigen Klemme eine Inversdiode (D2) angeordnet und zwischen den weiteren Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (12a, 12b) ein weiterer Ausgangskondensator (Ca3) vorgesehen sind und wobei die weitere Gleichrichterdiode (D7) mit zur Gleichrichterdiode (D3) entgegengesetzter Polarität angeordnet ist.

3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (TR1) sekundärseitig mit der Primärwicklung eines weiteren Trans­ formators (TR2) beschaltet ist, dessen Sekundärwicklung mit einer weiteren Reihen­ schaltung einer weiteren Gleichrichterdiode (D4) mit einer weiteren Ausgangsfil­ terinduktivität (LF2) verbunden ist, wobei zwischen dem Verbindungspunkt der wei­ teren Gleichrichterdiode mit der weiteren Ausgangsfilterinduktivität und der weiteren sekundärseitigen Klemme des weiteren Transformators eine Inversdiode (D5) ange­ ordnet und zwischen den weiteren Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils (11a, 11b) ein weiterer Ausgangskondensator (Ca2) vorgesehen sind.

4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeich­ net, daß der weiteren Inversdiode (D5, D6) ein weiterer Schalter (T3) parallel liegt, welcher ebenfalls vom Pulsweitenmodulator (9) angesteuert wird.

5. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeich­ net, daß der weiteren Inversdiode (D5, D6) ein weiterer Schalter (T3) parallel liegt, für dessen Ansteuerung zusätzliche Funktionsgruppen Synchronisierung/Puls­ weitenmodulator/Inverter vorgesehen sind.