TWI816391B - 混合式電源轉換電路 - Google Patents

混合式電源轉換電路 Download PDF

Info

Publication number
TWI816391B
TWI816391B TW111117468A TW111117468A TWI816391B TW I816391 B TWI816391 B TW I816391B TW 111117468 A TW111117468 A TW 111117468A TW 111117468 A TW111117468 A TW 111117468A TW I816391 B TWI816391 B TW I816391B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
switch
voltage
conversion circuit
power conversion
hybrid power
Prior art date
Application number
TW111117468A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202345505A (zh
Inventor
温聖宇
林政毅
盧廷昀
Original Assignee
台達電子工業股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 台達電子工業股份有限公司 filed Critical 台達電子工業股份有限公司
Priority to TW111117468A priority Critical patent/TWI816391B/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI816391B publication Critical patent/TWI816391B/zh
Publication of TW202345505A publication Critical patent/TW202345505A/zh

Links

Images

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一種混合式電源轉換電路轉換輸入電壓為輸出電壓，包括高側開關、低側開關、變壓器、諧振槽、第一開關、第二開關、第一同步整流開關、第二同步整流開關以及第三開關。諧振槽具有串聯耦接的外部電感、外部電容以及內部電感。第一開關並聯外部電感。第二開關與第一電容形成串聯支路，且串聯支路並聯外部電容。第一同步整流開關與第二同步整流開關分別耦接第一繞組與第二繞組。第三開關串聯第二同步整流開關。輸出電壓低於電壓區間時，混合式電源轉換電路操作在混合返馳轉換模式；高於電壓區間時，混合式電源轉換電路操作在諧振轉換模式。

Description

混合式電源轉換電路
本發明係有關一種混合式電源轉換電路，尤指一種具混合返馳轉換模式與諧振轉換模式之混合式電源轉換電路。
過去各種行動裝置如筆記型電腦、手機…等因品牌及所設計使用的晶片商不同，通常會採用不同的充電介面，導致市面上許多隨行動裝置所附贈的充電器無法跨品牌相容，進而造成裝置淘汰後充電器的浪費與環保問題。又因行動裝置功能應用的多元化高速竄起，導致耗電相對提高不少，電池容量也相對提高以因應更多不同的使用需求。
USB Power Delivery(USB PD)是目前主流的快充協議之一，其係由USB開發者論壇(USB-IF,USB Implementers Forum)制定的一種快速充電規範。該規範可實現更高的電壓和電流，輸送更高的功率，並可以自由地改變電力的輸送方向。透過USB Type-C介面做高速(快速)充電，同時加入資料傳輸功能，涵蓋範圍從手機、筆記型電腦外接儲存週邊、AIO(All In One)顯示器，讓所有充電與資料傳輸使用一條Type-C線即可完成。
最新於2021年6月2日USB開發者論壇(協會)發佈更新的USB PD3.1快充標準規範，充電功率從原本的100瓦特提升至240瓦特，可以支援最大48伏特/5安培的電壓/電流功率輸出，此一新的規範引發業界廣泛關注討論。
現行普遍輸出變電壓的做法為採用返馳式轉換(flyback)架構或諧振轉換與降壓轉換(LLC+buck)架構。對返馳式轉換架構而言，受限於工作模式與 較低的磁通利用率的影響，其效率的提升有限。而對而諧振轉換(LLC)架構而言，雖然可以補償返馳式轉換架構的缺點，意即可提高效率，但其受限於增益(gain)的設計而無法達成寬範圍的變電壓模式，因此若僅使用返馳式轉換架構，將無法達到USB開發者論壇(協會)規定輸出電壓5~48伏特的要求。所以諧振轉換架構通常需要搭配降壓轉換(buck)架構來實現。然而，降壓轉換架構本身也有功率損耗(power loss)的問題，使得變電壓在諧振轉換與降壓轉換(LLC+buck)架構下，其平均效率無法達到最佳優化，因而造成不必要的成本支出，並且在日趨嚴格的節能法規下，此兩種常用的架構早已不符合期待。
為此，如何設計出一種混合式電源轉換電路，解決現有技術所存在的問題與技術瓶頸，乃為本案發明人所研究的重要課題。
本發明之目的在於提供一種混合式電源轉換電路，解決現有技術之問題。
為達成前揭目的，本發明所提出的混合式電源轉換電路用以轉換輸入電壓為輸出電壓。混合式電源轉換電路包括高側開關、低側開關、變壓器、諧振槽、第一開關、第二開關、第一同步整流開關、第二同步整流開關以及第三開關。高側開關與低側開關連接於第一節點，其中高側開關連接輸入電壓的正電壓端，低側開關連接輸入電壓的負電壓端。變壓器具有初級側線圈與次級側線圈。諧振槽具有串聯耦接的外部電感、外部電容以及初級側線圈的內部電感，其中諧振槽並聯低側開關。第一開關並聯外部電感。第二開關與第一電容形成串聯支路，其中串聯支路並聯外部電容。第一同步整流開關與第二同步整流開關分別耦接 次級側線圈的第一繞組與第二繞組。第三開關串聯第二同步整流開關。其中，輸出電壓低於電壓區間時，混合式電源轉換電路操作在混合返馳轉換模式；輸出電壓高於電壓區間時，混合式電源轉換電路操作在諧振轉換模式。
藉由所提出的混合式電源轉換電路，透過判斷輸出側電壓，決定混合式電源轉換電路須操作於混合返馳轉換(HFB)模式或LLC模式，因此實現在不同輸出功率需求時，達到高效率、高增益，以及達成寬範圍變電壓的功效。
為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。
SHS:高側開關
SLS:低側開關
TR:變壓器
RT:諧振槽
S1:第一開關
S2:第二開關
SR1:第一同步整流開關
SR2:第二同步整流開關
S3:第三開關
S4:第四開關
V+:正電壓端
V-:負電壓端
Pw:初級側線圈
Sw:次級側線圈
LK:外部電感
Lm:內部電感
Cr:外部電容
C1:第一電容
W1:第一繞組
W2:第二繞組
10:次級側控制單元
20:初級側控制單元
SLLCOK:諧振操作訊號
SSR1/SSR2:同步整流訊號
SLLCFB:諧振回授訊號
SHFBON:返馳操作訊號
SHFBFB:返馳回授訊號
SOC:輸出控制訊號
N1:第一節點
Vbus:輸出母線電壓
GND:接地點
Vin:輸入電壓
Vo,Vout:輸出電壓
S1:第一控制訊號
S2:第二控制訊號
SR:同步整流開關
S11,S12,S131-S138,S141-S148:步驟
圖1：係為混合返馳轉換模式之電路架構圖。
圖2：係為圖1所示混合返馳轉換模式之電路操作的波形圖。
圖3：係為本發明混合式電源轉換電路的電路圖。
圖4：係為本發明混合式電源轉換電路為非連續的操作之示意波形圖。
圖5：係為本發明混合式電源轉換電路為連續的操作之示意波形圖。
圖6：係為本發明混合式電源轉換電路操作於LLC模式下產生溝通電壓的電路之電路圖。
圖7：係為本發明混合式電源轉換電路操作於不同模式下的流程圖。
茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下。
請參見圖1與圖2所示，其係分別為混合返馳轉換模式之電路架構圖與電路操作之波形圖。所述混合返馳轉換模式之電路架構的控制主要為在一半週以返馳式轉換電路操作，在另一半週則以諧振轉換電路操作。如圖1所示，電路包含高側開關(或稱上橋開關)、低側開關(或稱下橋開關)及諧振槽，對應圖2所示，在時間t0至時間t1的該半週，控制高側開關的第一控制訊號SA以高準位導通高側開關，相應地，控制低側開關的第二控制訊號SB以低準位關斷低側開關，因此輸入電源Vin透過高側開關對諧振槽進行儲能，使得激磁電流Imag逐漸增大，此半週即為返馳(flyback)形式的儲能。
在時間t2至時間t3的該半週，第一控制訊號SA以低準位關斷高側開關，相應地，第二控制訊號SB以高準位導通低側開關，因此儲存在諧振槽內的能量分別透過低側開關與次級側的同步整流開關SR進行釋能，使得激磁電流Imag逐漸減小，此半週即為諧振(LLC)形式的釋能。
此外，在時間t1至時間t2之間以及時間t3至時間t4之間係為高側開關與低側開關的零電壓切換(zero-voltage switching,ZVS)區間。
請參見圖3所示，其係為本發明混合式電源轉換電路的電路圖。所述混合式電源轉換電路用以轉換輸入電壓Vin為輸出電壓Vout(或輸出母線電壓Vbus)。如圖3所示，混合式電源轉換電路包括高側開關SHS與低側開關SLS、變壓器TR、諧振槽RT、第一開關S1、第二開關S2、第一同步整流開關SR1與第二同步整流開關SR2以及第三開關S3。值得一提，輸出電壓Vout及輸出母線電壓Vbus之間雖具有第四開關S4，但於本發明中皆指混合式電源轉換電路的輸出 電壓，詳細用途容後說明。附帶一提，根據圖3可看出，由於輸出母線電壓Vbus耦接第一繞組W1與第二繞組W2，即第一繞組W1與第二繞組W2的共接點用以提供輸出母線電壓Vbus，因此第四開關S4，耦接第一繞組W1與第二繞組W2，用以控制輸出電壓的輸出。
高側開關SHS的第一端與低側開關SLS的第一端連接於第一節點N1。高側開關SHS的第二端連接輸入電壓Vin的正電壓端V+；低側開關SLS的第二端連接輸入電壓Vin的負電壓端V-。變壓器TR具有隔離的初級側線圈Pw與次級側線圈Sw。
諧振槽RT具有外部電感LK、外部電容Cr以及初級側線圈Pw的內部電感Lm(等效電感)，其中外部電感LK的第一端與外部電容Cr的第一端分別耦接內部電感Lm，外部電感LK的第二端連接第一節點N1，外部電容Cr的第二端連接負電壓端V-。
第一開關S1並聯外部電感LK，意即第一開關S1連接於第一節點N1與初級側線圈Pw之間。第二開關S2與串聯第二開關S2的第一電容C1形成串聯支路，其中串聯支路並聯外部電容Cr，意即串聯支路連接於負電壓端V-與初級側線圈Pw之間。
第一同步整流開關SR1與第二同步整流開關SR2，分別耦接次級側線圈Sw的第一繞組W1與第二繞組W2，在本實施例中，第一同步整流開關SR1耦接第一繞組W1，第二同步整流開關SR2耦接第二繞組W2。第三開關S3串聯第二同步整流開關SR2。
本發明所揭示的混合式電源轉換電路主要是結合諧振轉換(LLC)電路與混合返馳轉換(Hybrid flyback)電路，實現在受電端的負載有不同功率需求時，達到高效率、高增益，以及達成寬範圍變電壓的功效。舉例來說，例如但不限制為，當輸出為36~48伏特/10安培的電壓/電流功率輸出時(例如為PD規範中 的擴大功率範圍(EPR)36/48V，但不以此為限)，意即輸出瓦特數較高時，以下簡稱為高瓦特數輸出，則控制混合式電源轉換電路操作於諧振轉換模式，以下簡稱LLC模式。當輸出為5~15伏特/3安培或20~28伏特/5安培的電壓/電流功率輸出時(例如為PD規範中的標準功率範圍(SPR)或EPR 28V，但不以此為限)，意即輸出瓦特數較低時，以下簡稱為低瓦特數輸出，則控制混合式電源轉換電路操作於混合返馳轉換模式，以下簡稱HFB模式。
配合參見圖3與圖4所示，當次級側控制單元10在與負載溝通(在此以PD協議做為溝通程序，然本發明不以此為限)結束後確定混合式電源轉換電路為高瓦特數輸出需求時，即混合式電源轉換電路操作於LLC模式時，次級側控制單元10產生諧振操作訊號SLLCOK控制第三開關S3導通，同時，次級側控制單元10產生諧振回授訊號SLLCFB通知初級側控制單元20。然後，初級側控制單元20控制初級側的高側開關SHS與低側開關SLS讓諧振槽RT的外部電感LK、外部電容Cr以及內部電感Lm進行諧振操作，且次級側控制單元10產生同步整流訊號SSR1/SSR2分別控制第一同步整流開關SR1與第二同步整流開關SR2進行互補切換導通(可稱為LLC模式下的同步整流控制)。
當次級側控制單元10在與負載溝通結束後確定混合式電源轉換電路為低瓦特數輸出需求時，即混合式電源轉換電路操作於HFB模式時，次級側控制單元10產生的諧振操作訊號SLLCOK控制第三開關S3關斷，同時，次級側控制單元10透過產生的返馳回授訊號SHFBFB通知初級側控制單元20，使得初級側控制單元20控制諧振槽RT的電感與電容參數的調整。且次級側控制單元10產生同步整流訊號SSR1控制第一同步整流開關SR1進行切換導通(可稱為HFB模式下的同步整流控制，此時僅有第一同步整流開關SR1進行切換導通，如圖1所示，此時第一同步整流開關SR1提供釋能的導通路徑)。
具體地，初級側控制單元20產生返馳操作訊號SHFBON控制第一開關S1與第二開關S2導通，因此，因為第一開關S1導通，使得外部電感LK被旁路，並且第二開關S2導通，使得外部電容Cr與第一電容C1並聯形成新的等效電容值，故此，諧振槽RT的電感與電容參數被調整。在實際的應用中，在HFB模式下，因為等效電容值由外部電容Cr變為外部電容Cr與第一電容C1並聯的等效電容值，因此等效電容值變大。再者，實際應用上，第一電容C1的電容值通常為外部電容Cr的電容值的兩倍以上。此外，在LLC模式下，電感成份(即外部電感LK與內部電感Lm)較大而外部電容Cr較小；反之，在HFB模式下，電感成份(即僅為內部電感Lm)較小而外部電容Cr與第一電容C1並聯的等效電容值較大。
附帶一提，在混合式電源轉換電路欲操作在LLC模式或HFB模式，皆需透過，例如但不限制為，5伏特的輸出母線電壓Vbus與負載進行溝通。其中，輸出母線電壓Vbus係為次級側線圈Sw的第一繞組W1與第二繞組W2之共接點與接地點GND之間的電壓值。以PD通訊協議為例，當次級側控制單元10經由與負載連接的通道組態腳位(configuration channel pin)進行溝通以確認操作模式時，需將輸出母線電壓Vbus調整回到5伏特，再進行溝通。意即，透過5伏特的空載與負載進行PD協議的溝通。
舉例來說，使用者A操作具有PD功能的手機，因為其所需的輸出瓦特數較低(例如需要12伏特/3安培的輸出)，因此在PD溝通之後，混合式電源轉換電路操作於HFB模式，以提供較低瓦特數的輸出對手機充電。又或者，使用者B操作具有PD功能的腳踏車充電，因為其所需的輸出瓦特數較高(例如需要36伏特/10安培的輸出)，因此在PD溝通之後，混合式電源轉換電路操作於LLC模式，以提供較高瓦特數的輸出對腳踏車充電。在兩種不同的操作情境下，由於使用者A與使用者B之間的操作行為係為非連續的狀態，意即使用者A插 拔手機以完成充電後，使用者B再插拔腳踏車完成充電，因此兩種操作情境下會存在輸出母線電壓Vbus調整回到5伏特的空載進行與PD溝通的需求。
此外，如圖4所示，由於在HFB模式時，高側開關SHS與低側開關SLS的工作週期(duty cycle)會隨著負載調整，其並非固定為50%的互補訊號(即高側開關SHS導通時低側開關SLS關斷，反之亦然)，在HFB模式切換至LLC模式的操作過程，當尚在HFB模式時，初級側控制單元20會先設定高側開關SHS與低側開關SLS的工作週期為50%的互補訊號，此時第三開關S3尚未導通，電流先通過體二極體(body diode)路徑。一旦次級側控制單元10傳送諧振回授訊號SLLCFB通知初級側控制單元20切換至LLC模式同時，則控制導通第三開關S3。
請參見圖5，其與圖4最主要的差別在於，圖5表現連續充電的使用情境，因此，該操作情境下不會存在輸出母線電壓Vbus調整回到5伏特的空載進行與負載溝通的需求。舉例來說，當使用者C欲對電池進行充電，其中該電池為空(empty)狀態下充電電壓為28伏特，隨著電池電壓越來越高，所需的充電電壓也會增加，因此對於電池在連續(不插拔)的充電，會使得混合式電源轉換電路操作在連續的HFB模式與LLC模式，以因應低輸出瓦特數與高輸出瓦特數的充電需求。又或者是馬達的應用，隨著馬達轉速的連續變動，也需要有低輸出瓦特數與高輸出瓦特數不同的供電需求，因此混合式電源轉換電路會操作在連續的HFB模式與LLC模式。附帶一提，圖4與圖5皆以HFB模式操作在先而LLC模式操作在後為例，因此，若以LLC模式操作在先而HFB模式操作在後時，則波形圖所示意的順序僅需要將其調換即可。
在實際的應用中，為了避免輸出側電壓(包括輸出母線電壓Vbus或輸出電壓Vout)的變化在兩種模式切換的臨界電壓值(本發明設計為28伏特)附近，而造成兩種模式頻繁的切換，因此，通常會以電壓區間(voltage interval)或所謂電壓視窗(voltage window)的方式作為判斷。舉例來說，該電壓區間可設計為 27~29伏特的區間，因此，當混合式電源轉換電路操作在LLC模式時，輸出側電壓若因非理想的變化使其小於28伏特，但仍大於27伏特時，則仍操作在LLC模式。若此電壓持續減小而小於27伏特，此時則視為操作模式須要切換，因此將LLC模式切換為HFB模式。相反地，當混合式電源轉換電路操作在HFB模式時，輸出側電壓若因非理想的變化使其大於29伏特，但仍小於29伏特時，則仍操作在HFB模式。若此電壓持續增大而大於29伏特，此時則視為操作模式須要切換，因此將HFB模式切換為LLC模式。
此外，基於PD規範的要求，本發明之混合式電源轉換電路更包含第四開關S4，其係連接於混合式電源轉換電路的輸出側，用以透過導通或關斷第四開關S4，以控制是否輸出功率至所連接的負載，即手機、筆記型電腦、平板電腦、腳踏車…等。因此，當次級側控制單元10產生的輸出控制訊號SOC導通第四開關S4時，則可輸出功率至負載進行供電或充電，反之，則無法輸出功率至負載。
請參見圖7所示，其係為本發明混合式電源轉換電路操作於不同模式下的流程圖，請配合參見圖3、圖4、圖5所示之電路圖與示意波形圖。附帶一提，在流程圖中所列舉的電氣數值僅為方便說明之用意，非以限制本發明，合先敘明。
首先，混合式電源轉換電路之次級側控制單元10與負載進行通訊(S11)。在(S11)的通訊步驟中，其具有反覆更新的功能(repeat function)，意即可連續性地與負載進行通訊，以更新負載需求。然後，判斷負載所需的電壓，即輸出電壓(以下簡稱PDO)是否小於28伏特(S12)。步驟(S12)的判斷若“是”，則進一步判斷PDO是否介於5伏特與28伏特之間(S131)，若“否”，則返回步驟(S11)，持續進行通訊。若“是”(即PDO介於5伏特與28伏特)，則表示混合式電源轉換電路須操作於HFB模式，此時次級側控制單元10產生的諧振操作訊號SLLCOK 控制第三開關S3關斷，且次級側控制單元10產生返馳回授訊號SHFBFB通知初級側控制單元20(S132)，使初級側控制單元20產生返馳操作訊號SHFBON控制第一開關S1與第二開關S2導通(S133)，同時，初級側控制單元20控制高側開關SHS與低側開關SLS進行非強制對稱的互補導通切換。
然後，進行HFB模式下的同步整流控制(S134)，此時次級側控制單元10產生同步整流訊號SSR1控制第一同步整流開關SR1進行切換導通，意即僅有第一同步整流開關SR1進行切換導通。
然後，判斷第四開關S4是否導通(S135)。若第四開關S4導通，則根據負載的供電需求，提供5~15伏特/3安培的輸出功率或者提供20~28伏特/5安培的輸出功率(S136)。若第四開關S4關斷(例如開關異常或不允許功率輸出之狀況)，則將輸出側電壓調整回到5伏特(S137)，再透過5伏特的空載進行與負載的溝通(S11)。此外，在步驟(S136)輸出功率的過程中，判斷負載是否移除(S138)。若“是”，則將輸出側電壓調整回到5伏特(S137)，再透過5伏特的空載進行與負載的溝通(S11)。若“否”，則持續輸出功率(S136)。
步驟(S12)的判斷若“否”，則判斷PDO是否介於36伏特與48伏特之間(S141)，若“否”，則返回步驟(S11)，持續進行通訊。若“是”，則表示混合式電源轉換電路須操作於LLC模式，因此次級側控制單元10產生的諧振操作訊號SLLCOK控制第三開關S3導通(S142)。同時，次級側控制單元10透過產生的諧振回授訊號SLLCFB通知初級側控制單元20(S143)，使得初級側控制單元20控制高側開關SHS與低側開關SLS以大約50%的工作週期進行互補式的切換，使諧振槽RT的外部電感LK、外部電容Cr以及內部電感Lm(即初級側線圈Pw之等效電感)進行諧振操作。
然後，進行LLC模式下的同步整流控制(S144)，此時次級側控制單元10產生的同步整流訊號SSR1/SSR2分別控制第一同步整流開關SR1與第二同步 整流開關SR2進行切換導通，此時第一同步整流開關SR1與第二同步整流開關SR2以大約50%的工作週期進行互補切換導通。
然後，判斷第四開關S4是否導通(S145)。若第四開關S4導通，則根據負載的供電需求，提供36~48伏特/10安培的輸出功率(S146)。若第四開關S4關斷(例如開關異常或不允許功率輸出之狀況)，則將輸出側電壓調整回到5伏特(S147)，再透過5伏特的空載進行與負載的溝通(S11)。此外，在步驟(S146)輸出功率的過程中，判斷負載是否移除(S148)。若“是”，則將輸出側電壓調整回到5伏特(S147)，再透過5伏特的空載進行與負載的溝通(S11)。若“否”，則持續輸出功率(S146)。
藉此，透過與負載的通訊，搭配偵測輸出側電壓(包括輸出母線電壓Vbus或輸出電壓Vout)，以決定混合式電源轉換電路須操作於HFB模式或LLC模式，因此實現在不同輸出功率需求時，達到高效率、高增益，以及達成寬範圍變電壓的功效。
請參見圖6所示，其係為本發明混合式電源轉換電路操作於LLC模式下產生溝通電壓的電路之電路圖。所述溝通電壓產生電路用以產生判斷混合式電源轉換電路操作於HFB模式與LLC模式所需的溝通電壓。溝通電壓產生電路主要包括開關S51,S52、開關S61,S62、齊納二極體ZD1,ZD2、電阻R1,R2以及二極體D1。開關S51的第一端連接開關S61的第一端，且耦接第一繞組W1與第二繞組W2，以接收輸出母線電壓Vbus。
齊納二極體ZD1耦接於開關S61的控制端與接地端之間。電阻R1耦接於開關S61的第二端與齊納二極體ZD1之間。二極體D1的陽極耦接開關S61的第二端與電阻R1，且二極體D1的陰極耦接開關S51的第二端、開關S52的第一端以及開關S62的第一端於節點V1。齊納二極體ZD2耦接於開關S62的控制端與接地 端之間。電阻R2耦接於開關S62的第二端與齊納二極體ZD2之間。開關S52的第二端提供輸出電壓Vout，且開關S62的第二端提供PD IC的電源(PD IC VCC)。
由於PD規範的要求，電源轉換電路需要以5伏特的空載與負載進行PD協議的溝通，然而由於LLC電路並無法達到寬範圍的變電壓要求，意即僅使用LLC電路(或操作於LLC模式下)時，由於增益值(Gain)的限制，不適合產生5伏特的電壓以符合PD規範的要求。故此，圖6所示的電路，即次級側的電路設計用以產生5伏特的電壓。
具體地，在負載(例如具PD協議的負載)插接使用前，經變壓器TR轉換後在第一繞組W1與第二繞組W2之間的輸出母線電壓Vbus為28伏特。所產生的輸出母線電壓Vbus導通開關S61，並且經過齊納二極體ZD1、電阻R1以及二極體D1在節點V1上建立5伏特的電壓。然後，當負載接上時，透過導通開關S52，使得建立的5伏特電壓作為與負載的空載通訊。再者，該5伏特電壓亦透過開關S62的第二端提供PD IC正常運作所需之電力。
經確定負載具備PD協議(功能)，且負載請求48伏特的供電電壓時，透過控制開關S51導通，使得經變壓器TR轉換的48伏特輸出母線電壓Vbus提供負載所需之電力。再者，該48伏特電壓透過開關S62、齊納二極體ZD2以及電阻R2在開關S62的第二端上建立15伏特的電壓，以提供PD IC正常運作所需之電力。在本實施例中，由於PD IC可接受的電源電壓為寬電壓範圍，因此前揭的5伏特電壓與15伏特電壓皆可作為提供PD IC正常運作所需之電力。
此外，若PD IC無法經由前揭的5伏特電壓或15伏特電壓供電時，則可透過由外部提供所需電源，意即由混合式電源轉換電路的電壓輸出端提供5伏特的電壓，以提供PD IC的燒錄程序之用，此5伏特電壓經由開關S52的體二極體(圖未示)與開關S62提供至PD IC。
綜上所述，本發明係具有以下之特徵與優點：
1、本發明之混合式電源轉換電路取其HFB與LLC的優點所組合而成的電路架構不僅可以達成未來5~48伏特的寬變電壓規範，且運用了LLC的ZVS特性與高磁通利用率的特點，在效率的優化上可比純flyback大幅地提升。
2、當功率超過240瓦特以上時，混合電路架構已達極限值，此時必須藉由LLC的架構來支撐超過240瓦特以上的功率範圍，所以藉由同一線路來達成HFB與LLC兩種拓樸的轉換，透過與負載的通訊搭配偵測輸出側電壓，以決定混合式電源轉換電路須操作於HFB模式或LLC模式，因此實現在不同輸出功率需求時，達到高效率、高增益，以及達成寬範圍變電壓的功效。
以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
SHS:高側開關
SLS:低側開關
TR:變壓器
RT:諧振槽
S1:第一開關
S2:第二開關
SR1:第一同步整流開關
SR2:第二同步整流開關
S3:第三開關
S4:第四開關
V+:正電壓端
V-:負電壓端
Pw:初級側線圈
Sw:次級側線圈
LK:外部電感
Lm:內部電感
Cr:外部電容
C1:第一電容
W1:第一繞組
W2:第二繞組
10:次級側控制單元
20:初級側控制單元
SLLCOK:諧振操作訊號
SSR1/SSR2:同步整流訊號
SLLCFB:諧振回授訊號
SHFBON:返馳操作訊號
SHFBFB:返馳回授訊號
SOC:輸出控制訊號
N1:第一節點
Vbus:輸出母線電壓
GND:接地點
Vin:輸入電壓
Vout:輸出電壓

Claims (12)

  1. 一種混合式電源轉換電路，用以轉換一輸入電壓為一輸出電壓，包括：一高側開關與連接該高側開關於一第一節點的一低側開關，其中該高側開關連接該輸入電壓的正電壓端，該低側開關連接該輸入電壓的負電壓端；一變壓器，具有一初級側線圈與一次級側線圈；一諧振槽，具有串聯耦接的一外部電感、一外部電容以及該初級側線圈的一內部電感，其中該諧振槽並聯該低側開關；一第一開關，並聯該外部電感；一第二開關與一第一電容形成一串聯支路，其中該串聯支路並聯該外部電容；一第一同步整流開關與一第二同步整流開關，分別耦接該次級側線圈的一第一繞組與一第二繞組；以及一第三開關，串聯該第二同步整流開關；其中，該輸出電壓低於一電壓區間時，該混合式電源轉換電路操作在一混合返馳轉換模式；該輸出電壓高於該電壓區間時，該混合式電源轉換電路操作在一諧振轉換模式。
  2. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，其中在該混合返馳轉換模式時，該第三開關關斷，該第一同步整流開關切換導通；該第一開關與該第二開關導通，該高側開關與該低側開關切換導通。
  3. 如請求項2所述之混合式電源轉換電路，更包括一次級側控制單元與一初級側控制單元； 該次級側控制單元提供一諧振操作訊號關斷該第三開關，且提供一返馳回授訊號至該初級側控制單元；該初級側控制單元控制該高側開關與該低側開關切換導通；該初級側控制單元提供一返馳操作訊號導通該第一開關與該第二開關；以及該次級側控制單元提供一同步整流訊號控制該第一同步整流開關切換導通。
  4. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，其中該第一電容的電容值與該外部電容的電容值約具有兩倍以上的比例關係。
  5. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，其中在該諧振轉換模式時，該第三開關導通，該第一同步整流開關與該第二同步整流開關切換導通；該第一開關與該第二開關關斷，該高側開關與該低側開關切換導通。
  6. 如請求項5所述之混合式電源轉換電路，更包括一次級側控制單元與一初級側控制單元；該次級側控制單元提供一諧振操作訊號導通該第三開關，且提供一諧振回授訊號至該初級側控制單元；該初級側控制單元控制該高側開關與該低側開關切換導通；該初級側控制單元提供一返馳操作訊號關斷該第一開關與該第二開關；以及該次級側控制單元提供一同步整流訊號分別控制該第一同步整流開關與該第二同步整流開關切換導通。
  7. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，更包括：一第四開關，耦接該第一繞組與該第二繞組，用以控制該輸出電壓的輸出。
  8. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，其中在該混合返馳轉換模式切換至該諧振轉換模式的操作過程，當尚未進行該諧振轉換模式的操作時，預先設定該高側開關與低側開關的工作週期各為50%。
  9. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，其中該電壓區間具有一上限電壓與一下限電壓；在該混合返馳轉換模式操作過程該輸出電壓未大於該上限電壓時，該混合式電源轉換電路維持在該混合返馳轉換模式；在該諧振轉換模式操作過程該輸出電壓未小於該下限電壓時，該混合式電源轉換電路維持在該諧振轉換模式。
  10. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，更包含：一溝通電壓產生電路，用以產生判斷該混合式電源轉換電路操作於該混合返馳轉換模式與該諧振轉換模式所需的一溝通電壓，其中該溝通電壓產生電路包括：一第六開關，該第六開關的一第一端耦接該第一繞組與該第二繞組；一齊納二極體，耦接該第六開關的一控制端；一電阻，耦接該第六開關的一第二端與該齊納二極體；一二極體，該二極體的一陽極耦接該第六開關的該第二端與該電阻；以及一第五開關，該第五開關的一第一端耦接該二極體的一陰極，該第五開關的一第二端提供該輸出電壓。
  11. 如請求項10所述之混合式電源轉換電路，其中該溝通電壓為直流5伏特電壓。
  12. 如請求項1所述之混合式電源轉換電路，其中該混合式電源轉換電路根據一負載所需的該輸出電壓決定應操作在該混合返馳轉換模式或操作在該諧振轉換模式。
TW111117468A 2022-05-10 2022-05-10 混合式電源轉換電路 TWI816391B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW111117468A TWI816391B (zh) 2022-05-10 2022-05-10 混合式電源轉換電路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW111117468A TWI816391B (zh) 2022-05-10 2022-05-10 混合式電源轉換電路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TWI816391B true TWI816391B (zh) 2023-09-21
TW202345505A TW202345505A (zh) 2023-11-16

Family

ID=88966274

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW111117468A TWI816391B (zh) 2022-05-10 2022-05-10 混合式電源轉換電路

Country Status (1)

Country Link
TW (1) TWI816391B (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201547171A (zh) * 2014-03-14 2015-12-16 亞提克聖德技術股份有限公司 電荷泵穩定性控制技術
TW201603463A (zh) * 2014-03-14 2016-01-16 亞提克聖德技術股份有限公司 電荷平衡之電荷泵控制技術
US20160094135A1 (en) * 2014-09-29 2016-03-31 Futurewei Technologies, Inc. Serial Hybrid Converter Apparatus and Method
US20170207707A1 (en) * 2014-11-20 2017-07-20 Futurewei Technologies, Inc. Parallel Hybrid Converter Apparatus and Method

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201547171A (zh) * 2014-03-14 2015-12-16 亞提克聖德技術股份有限公司 電荷泵穩定性控制技術
TW201603463A (zh) * 2014-03-14 2016-01-16 亞提克聖德技術股份有限公司 電荷平衡之電荷泵控制技術
US20160094135A1 (en) * 2014-09-29 2016-03-31 Futurewei Technologies, Inc. Serial Hybrid Converter Apparatus and Method
US20170207707A1 (en) * 2014-11-20 2017-07-20 Futurewei Technologies, Inc. Parallel Hybrid Converter Apparatus and Method
US20200136517A1 (en) * 2014-11-20 2020-04-30 Futurewei Technologies, Inc. Parallel Hybrid Converter Apparatus and Method

Also Published As

Publication number Publication date
TW202345505A (zh) 2023-11-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11159056B2 (en) Wireless power receiver circuit and method
CN102265233B (zh) 基于初级侧自适应数字控制驱动bjt的用于开关电源变换器的控制器
TW201929404A (zh) 應用在返馳式轉換器的可調式降頻曲線技術
CN109728624A (zh) 车载充放电***
US20140254215A1 (en) Controller for a power converter and method of operating the same
CN110380628B (zh) 一种电源转换控制芯片及电源适配器
JP2008079454A (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法
WO2022206481A1 (zh) 一种电源转换电路和适配器
CN112087140B (zh) 一种多模式自动切换的两级谐振dc-dc转换器
TW556395B (en) Resonant reset dual-switch forward DC-to-DC converter
WO2021254533A1 (zh) 双向dc/dc变换器及储能***
CN110011552B (zh) 开关电源控制方法与电路
KR20180136649A (ko) 플라잉 커패시터를 이용한 승압/강압형 직류-직류 컨버터 및 이의 제어 방법
JP3475904B2 (ja) スイッチング電源装置
CN108215915A (zh) 一种电能传输电路及装置
CN104184326A (zh) 电力转换设备和电力转换方法
JP2002315331A (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータを具えた電源装置
CN108768178B (zh) 一种宽电压输入的llc谐振半桥电路
TWI816391B (zh) 混合式電源轉換電路
WO2023078362A1 (zh) 开关电源的控制方法和开关电源
US7944713B2 (en) Electric power conversion circuit having transfer gain variable by pulse-width modulation
US11967906B2 (en) Hybrid power conversion circuit
CN108683339B (zh) 一种提高llc谐振电路电压输入范围的方法
CN114744883A (zh) 一种反激式电源的原边反馈型电路
CN210075087U (zh) 一种高转换效率的直流转换电路和直流转换装置