TWI774775B - 半導體裝置及電源模組 - Google Patents

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鳴海聡
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日商瑞薩電子股份有限公司
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Abstract

本發明之課題在於較先前更高精度地檢測場效電晶體之接合溫度。
本發明之半導體裝置50C係控制構成電力變換裝置25之複數個場效電晶體Tr1~Tr6者，且具備控制複數個場效電晶體各者之導通/關斷之控制器56、及差動放大器53。差動放大器53針對複數個場效電晶體中因由控制器控制為關斷狀態而經由內接二極體流動有電流之場效電晶體，檢測其源極、汲極間之電位差。

Description

半導體裝置及電源模組
本發明係關於一種半導體裝置、電源模組、及電力變換裝置之控制方法，例如適宜地用於控制反相器裝置等之電力變換裝置之半導體裝置。
自先前以來將各種方法用作即時檢測構成電源模組之開關用之半導體元件之溫度之方法。一般所使用之方法係利用使用熱阻器之溫度檢測電路檢測電源模組之表面溫度上升之方法(參照專利文獻1之「先前技術」)。
作為另一方法已知悉將內部閘極電阻連接於半導體元件之閘極電極與電源模組之閘極端子之間，利用該內部閘極電阻之溫度特性檢測半導體元件之溫度之方法(參照專利文獻1之「摘要」)。
作為又一方法已知悉在半導體元件之晶片表面設置用於檢測溫度之二極體，基於該二極體之溫度特性檢測半導體晶片之溫度之方法(參照專 利文獻2)。
[先前技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本特開2000-124781號公報
[專利文獻2]日本特開2006-114575號公報
上述之先前方法任一者均在半導體元件之溫度檢測精度之點上存在問題。
具體而言，在使用上述之熱阻器檢測電源模組之表面溫度之方法之情形下，由熱阻器檢測的是電源模組之殼體之溫度(以下稱為殼體溫度)。由於熱自作為熱源之半導體元件之接合部延遲地傳遞至電源模組之殼體，故殼體溫度有可能低於接合溫度。因而，半導體元件之接合溫度必須根據檢測溫度推定，在檢測溫度達到Si半導體元件之故障溫度即150℃前必須停止朝半導體元件之通電。
在將上述之電阻元件或二極體等設置於電源模組之內部之方法之情形下，雖然獲得較殼體溫度更接近接合溫度之溫度檢測值，但檢測溫度並非是接合溫度本身。因而，此時亦然，必須基於檢測溫度推定接合溫度，而在測定精度之點上殘留有問題。
其他課題與新穎之特徵可由本說明書之記述及附圖而明確化。
一實施形態之半導體裝置係控制構成電力變換裝置之複數個場效電晶體者，且具備控制複數個場效電晶體各者之導通/關斷之控制器、及差動放大器。差動放大器針對複數個場效電晶體中之因由控制器控制為關斷狀態而經由內接二極體流動有電流之場效電晶體，檢測其源極、汲極間之電位差。
根據上述之實施形態，能夠較先前更高精度地檢測場效電晶體之接合溫度
20:半橋電路
21:高電位節點
22:接地節點
23:電感器/負載
24:低電位節點
25:電力變換裝置/反相器裝置
26:中性點
30:臥式MISFET
31:P型半導體基板
32:P型擴散區域
33:N型雜質區域
34:N型雜質區域
35:閘極絕緣膜
36:內接二極體
40:立式MISFET
41:N+型源極層
42:P型基極層
43:N-型漂移層
44:N+型汲極層
45:閘極絕緣膜
46:內接二極體
50A:半導體裝置
50B:半導體裝置
50C:半導體裝置
51:閘極驅動電路
51U:閘極驅動電路
51V:閘極驅動電路
51W:閘極驅動電路
52:閘極驅動電路
52U:閘極驅動電路
52V:閘極驅動電路
52W:閘極驅動電路
53:差動放大器
54:取樣保持電路
55:A/D變換器
56:控制器
57:開關
58:端子
61:電阻元件
62:電阻元件
63:電阻元件
64:電阻元件
65:運算放大器
70:開關
71:電容器
80:PWM信號產生部
81:溫度檢測時序判定部
82:空檔時間附加部
83:控制信號產生部
101:通電電流
102:循環電流/再生電流
103:循環電流
111N:通電
111P:通電
112N:通電
112P:通電
113N:通電
113P:通電
BG:背閘極電極
CTL1:控制信號
CTL2:控制信號
D:汲極電極
IN1:輸入節點
IN2:輸入節點
IU:負載電流/U相馬達電流/馬達電流
IV:V相馬達電流/馬達電流
IW:W相馬達電流/馬達電流
G:閘極電極
G1:閘極電極
G2:閘極電極
G3:閘極電極
G4:閘極電極
G5:閘極電極
G6:閘極電極
GND:接地電位
L1:定子繞組
L2:定子繞組
L3:定子繞組
M:三相馬達
OT:輸出節點
RES:分路電阻
S:源極電極
SWa:開關
SWb:開關
SWc:開關
T11:期間
T12:期間/再生期間/空檔時間期間
T13:期間/再生期間
T14:期間/再生期間/空檔時間期間
T21:期間/通電期間
T22:期間/再生期間/空檔時間期間
T23:再生期間
T24:期間/再生期間/空檔時間期間
Tr1:場效電晶體/電晶體
Tr2:場效電晶體
Tr3:場效電晶體/電晶體
Tr4:場效電晶體
Tr5:場效電晶體/電晶體
Tr6:場效電晶體
t1:時刻
t2:時刻
t3:時刻
t4:時刻
t5:時刻
t6:時刻
U:連接節點
V:連接節點
VB:閘極控制信號
VBu:閘極控制信號
VBu＊:閘極控制信號/PWM信號
VBv:閘極控制信號
VBv＊:閘極控制信號/PWM信號
VBw:閘極控制信號
VBw＊:閘極控制信號/PWM信號
Vf:正向電壓
VH:高電位/電位
Vref:參考電壓
VT:閘極控制信號
VTu:閘極控制信號
VTu＊:閘極控制信號/PWM信號
VTv:閘極控制信號
VTv＊:閘極控制信號/PWM信號
VTw:閘極控制信號
VTw＊:閘極控制信號/PWM信號
Vtemp:電壓
VU:電位
VV:電位
VW:電位
W:連接節點
圖1(A)至圖1(C)係在第1實施形態之情形下用於說明半導體元件之溫度檢測方法之圖。
圖2係顯示臥式MISFET之構成之一例之剖視圖。
圖3係顯示立式MISFET之構成之一例之剖視圖。
圖4係顯示第1實施形態之半導體裝置之構成之方塊圖。
圖5係顯示圖4之半導體裝置之動作之時序圖。
圖6(A)至圖6(C)係在第1實施形態之變化例之情形下用於說明半導體元件之溫度檢測方法之圖。
圖7係顯示第1實施形態之變化例之半導體裝置之構成之方塊圖。
圖8係顯示圖7之半導體裝置之動作之時序圖。
圖9係顯示第2實施形態之半導體裝置之構成之方塊圖。
圖10係用於針對馬達電流之通電相之切換進行說明之圖。
圖11(A)至圖11(C)係在第2實施形態之情形下用於說明場效電晶體之溫度檢測之具體例之圖。
圖12係在第2實施形態之情形下顯示場效電晶體之溫度檢測程序之時序圖。
圖13係顯示控制器之動作之功能方塊圖。
圖14係顯示圖13之空檔時間附加部之動作之流程圖。
以下，針對各實施形態，參照圖式詳細地說明。此外，對同一或相當之部分賦予同一參考符號，且不重複其說明。
<第1實施形態> 〔溫度檢測方法〕
圖1係在第1實施形態之情形下用於說明半導體元件之溫度檢測方法之圖。在本實施形態中，作為半導體元件係舉出利用絕緣閘極型場效電晶體(FET：Field Effect Transistor)Tr1、Tr2構成之半橋電路20為例進行說明。半橋電路20構成例如電力變換裝置之至少一部分，由脈寬調變控制。
參照圖1，半橋電路20包含：連接於高電位節點21與連接節點U之間 之場效電晶體Tr1、及連接於連接節點U與接地節點22之間之場效電晶體Tr2。對高電位節點21賦予高電位VH，對接地節點22賦予接地電位GND。在連接節點U與高電位節點21之間連接有作為負載之電感器23。
場效電晶體Tr1構成半橋電路20之上臂，場效電晶體Tr2構成半橋電路20之下臂。在圖1之情形下，場效電晶體Tr1及場效電晶體Tr2任一者均為N型MISFET(Metal Insulator Semiconductor FET，金屬絕緣體半導體FET)。MISFET包含絕緣體由氧化物構成之MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FET，金屬氧化物半導體FET)。因而，場效電晶體Tr1之汲極電極(D)連接於高電位節點21，場效電晶體Tr1之源極電極(S)連接於連接節點U。場效電晶體Tr2之汲極電極(D)連接於連接節點U，場效電晶體Tr2之源極電極(S)經由分路電阻RES連接於接地節點22。
參照圖1(A)，場效電晶體Tr1為關斷(Off)狀態，且場效電晶體Tr2為導通(On)狀態。此時，自高電位節點21藉由依次經由電感器23、連接節點U、及場效電晶體Tr2而到達接地節點22之通電電流101流動。
參照圖1(B)，自圖1(A)之狀態，場效電晶體Tr2變為關斷狀態。此時，自高電位節點21依次經由電感器23及場效電晶體Tr1之內接二極體而到達高電位節點21之循環電流102(亦稱為再生電流)流動。針對內接二極體，參照圖2及圖3詳細地說明。
參照圖1(C)，自圖1(B)之狀態，場效電晶體Tr1變為導通狀態。此 時，自高電位節點21依次經由電感器23及場效電晶體Tr1之通道區域而到達高電位節點21之循環電流103流動。
當PWM控制電感器23時，交替地重複圖1(A)之狀態與圖1(C)之狀態。此時，由於必須防止經由導通狀態之場效電晶體Tr1、Tr2在高電位節點21與接地節點22之間流動直通電流，故在圖1(A)之狀態與圖1之(C)之狀態之間夾著圖1(B)之狀態、即夾著稱為所謂之空檔時間(Dead Time)之期間。
在本發明之半導體元件之溫度檢測中，在該空檔時間之期間(亦即於在內接二極體流動有回流電流之狀態下)檢測出場效電晶體之源極、汲極間之電壓(亦即內接二極體之陽極、陰極間之正向電壓)。由於內接二極體之正向電壓隨著溫度增加而減小，故藉由檢測內接二極體之正向電壓，而能夠正確地檢測半導體元件之接合溫度。具體而言，在自圖1(A)之通電電流101流動之狀態轉移為圖1(C)之循環電流103流動之狀態之中途之空檔時間中檢測出內接二極體之正向電壓。
〔關於內接二極體〕
以下，針對場效電晶體之內接二極體進行說明。在圖2中針對臥式MISFET之情形進行說明，在圖3中針對立式MISFET之情形進行說明。
圖2係顯示臥式MISFET之構成之一例之剖視圖。參照圖2，臥式MISFET 30包含：P型半導體基板31、形成於P型半導體基板31之上部之 一部分之P型擴散區域32(P-阱)、及形成於P型擴散區域32之上部之一部分之N型雜質區域33、34。由P型擴散區域32與N型雜質區域33構成內接二極體36。
臥式MISFET 30更包含：形成於N型雜質區域33之表面上之汲極電極D、形成於N型雜質區域34之表面上之源極電極S、形成於汲極電極D與源極電極S之間之閘極電極G、及形成於P型擴散區域32之表面上之背閘極電極BG。閘極電極G隔著閘極絕緣膜35而與P型擴散區域32之表面及N型雜質區域33、34之表面連接。源極電極S與背閘極電極BG經由配線相互連接。
在圖2之臥式MISFET 30之構成中，藉由對閘極電極G施加臨限值電壓以上之閘極電壓，而自汲極電極D依次經由N型雜質區域33、形成於P型擴散區域32之上部之N通道區域、及N型雜質區域34而到達源極電極S之通電電流101流動。或，自源極電極S依次經由N型雜質區域34、N通道區域、及N型雜質區域33而到達汲極電極D之循環電流103流動
另一方面，在圖2之臥式MISFET 30之構成中，於在對閘極電極G不施加臨限值電壓以上之閘極電壓下臥式MISFET 30為關斷狀態之情形下，循環電流102能夠在自背閘極電極BG依次經由P型擴散區域32及N型雜質區域33而到達汲極電極D的方向流動。因而，在該循環電流102流動之狀態下，藉由檢測臥式MISFET 30之源極、汲極間電壓(亦即內接二極體36之正向電壓)，而能夠檢測臥式MISFET 30之接合溫度。
圖3係顯示立式MISFET之構成之一例之剖視圖。參照圖3，立式MISFET40包含：高濃度之N+型汲極層44、形成於N+型汲極層44之上部之低濃度之N-型漂移層43、形成於N-型漂移層43之上部之一部分之P型基極層42、及形成於P型基極層42之上部之一部分之高濃度之N+型源極層41。由P型基極層42與N-型漂移層43構成內接二極體46。
在立式MISFET40中，進一步，在N+型源極層41之表面之一部分、P型基極層42之表面之一部分、及N-型漂移層43之表面之一部分上隔著閘極絕緣膜45形成有閘極電極G，且在N+型源極層41之表面之一部分與P型基極層42之表面之一部分上形成有源極電極S。在立式MISFET40中，進一步在與源極電極S為相反側之N+型汲極層44之表面上形成有汲極電極D。
在圖3之構成之立式MISFET40中，藉由對閘極電極G施加臨限值電壓以上之閘極電壓，而自汲極電極D依次經由N+型汲極層44、N-型漂移層43、P型基極層42之上部之N通道區域、及N+型源極層41而到達源極電極S之通電電流101流動。或，自源極電極S依次經由N+型源極層41、P型基極層42上部之N通道區域、N-型漂移層43、及N+型汲極層44而到達汲極電極D之循環電流103流動。
另一方面，在圖3之立式MISFET40之構成中，於在對閘極電極G不施加臨限值電壓以上之閘極電壓下立式MISFET40為關斷狀態之情形下， 循環電流102能夠在自源極電極S經由P型基極層42、N-型漂移層43、及N+型汲極層44而到達汲極電極D的方向流動。因而，在該循環電流102流動之狀態下，藉由檢測立式MISFET40之源極、汲極間電壓(亦即內接二極體46之正向電壓)，而能夠檢測立式MISFET40之接合溫度。
〔半導體裝置之構成〕
其次，針對用於控制上述之MISFET之閘極電壓且檢測內接二極體之陽極、陰極間電壓之半導體裝置之構成例進行說明。
圖4係顯示第1實施形態之半導體裝置之構成之方塊圖。圖4之半導體裝置50A構成為控制構成半橋電路20之場效電晶體Tr1、Tr2之導通/關斷，進而檢測場效電晶體Tr1之內接二極體之陰極/陽極間電壓。半橋電路20構成電力變換裝置之至少一部分。又，半橋電路20與半導體裝置50A可構成為電源模組之一部分。
此外，將自半橋電路20之連接節點U朝負載23之方向流動之負載電流IU定義為正。因而，圖1之情形下之通電電流101之符號為負(亦即自負載23朝半橋電路20之連接節點U之方向之電流)。
參照圖4，半導體裝置50A包含：高電位側之閘極驅動電路51、低電位側之閘極驅動電路52、差動放大器53、取樣保持電路54、A/D(Analog to Digital，類比轉數位)變換器55、控制器56、及開關57。
閘極驅動電路51自控制器56接收閘極控制信號VT。閘極驅動電路51藉由將閘極控制信號VT之基準電位自接地電位GND變換為連接節點U之電位VU，且將該閘極控制信號VT之信號位準放大，而產生對高電位側之場效電晶體Tr1之閘極電極G1供給之驅動電壓。利用自閘極驅動電路51對閘極電極G1供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr1之導通/關斷。
閘極驅動電路52藉由將自控制器56接收之閘極控制信號VB放大，而產生對低電位側之場效電晶體Tr2之閘極電極G2供給之驅動電壓。利用自閘極驅動電路52對閘極電極G2供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr2之導通/關斷。
差動放大器53具有輸入節點IN1、IN2、及輸出節點OT。輸入節點IN1經由切換導通/關斷之開關57與連接節點U連接。藉此，將連接節點U之電位VU擷取入輸入節點IN1。輸入節點IN2藉由與高電位節點21連接而擷取高電位節點21之電位VH。輸出節點OT與取樣保持電路54連接。差動放大器53自輸出節點OT輸出與輸入節點IN1和輸入節點IN2之電位差成比例之電壓信號。
在圖4中顯示利用運算放大器構成差動放大器53之例。如圖4所示，差動放大器53包含運算放大器65、及電阻元件61、62、63、64。
具體而言，電阻元件61連接於輸入節點IN2與運算放大器65之-端子之間。電阻元件62連接於運算放大器65之-端子與輸出端子(輸出端子直接 連結於輸出節點OT)之間。電阻元件63連接於輸入節點IN1與運算放大器65之+端子之間。電阻元件64之一端連接於運算放大器65之+端子，對電阻元件64之另一端賦予以接地電位GND為基準之參考電壓Vref。
此外，在半導體裝置50A設置有用於擷取接地電位GND之端子58。端子58和場效電晶體Tr2與分路電阻RES之連接節點(以下稱為低電位節點24)連接。
在上述之差動放大器53之構成中，將電阻元件61、63之電阻值設為R1，將電阻元件62、64之電阻值設為R2。如此，自差動放大器53輸出之電壓Vtemp係由Vtemp=(VU-VH)×R2/R1+Vref…(1)表示。
取樣保持電路54包含切換導通/關斷之開關70及電容器71。開關70之一端與差動放大器53之輸出節點OT連接，開關70之另一端與電容器71之一端連接。對電容器71之另一端賦予接地電位GND。開關70之另一端進一步連接於A/D變換器55。
A/D變換器55對取樣保持電路54之電容器71所保持之電壓Vtemp予以數位變換，並將經數位變換之電壓Vtemp輸出至控制器56。
控制器56產生：閘極控制信號VT、VB、用於控制取樣保持電路54之開關70之導通/關斷之控制信號CTL1、及用於控制開關57之導通/關斷之控制信號CTL2。再者，控制器56在電壓Vtemp達到上限值時進行將全 部場效電晶體Tr1、Tr2關斷等之保護動作。
在本實施形態中，藉由控制信號CTL1自低位準(L位準)切換為高位準(H位準)而開關70自關斷狀態切換為導通狀態，藉由控制信號CTL2自L位準切換為H位準而開關57自關斷狀態切換為導通狀態。與控制信號CTL1、CTL2之邏輯位準對應之開關70、57之導通/關斷之關係可與上述相反。
控制器56可由包含CPU(Central Processing Unit：中央處理單元)及記憶體等之微電腦構成，亦可利用FPGA(Field Programmable Gate Array，現場可程式化閘陣列)構成，還可由專用之電路構成。又，控制器56可為任意地組合該等電路者。
〔半導體裝置之動作〕
圖5係顯示圖4之半導體裝置之動作之時序圖。在圖5中，自上方依次示意性地顯示閘極控制信號VT、VB、控制信號CTL1、CTL2、及連接節點U之電位VU之各波形。以下，主要參照圖4及圖5，針對圖4之半導體裝置50A之動作進行說明。
在時刻t1之前，控制器56將閘極控制信號VT設定為H位準，將閘極控制信號VB設定為L位準。藉此，高電位側之場效電晶體Tr1被控制為導通狀態，低電位側之場效電晶體Tr2被控制為關斷狀態。其結果為，連接節點U之電位VU變得與高電位節點21之電位VH相等。在時刻t1之時點， 圖1之循環電流103衰減至0。
此外，在時刻t1之前，控制器56將控制信號CTL1、CTL2設定為L位準。藉此，取樣保持電路54之開關70及開關57任一者均為關斷狀態。
在自時刻t1至時刻t2間之期間T11內，控制器56將閘極控制信號VT設定為L位準，將閘極控制信號VB設定為H位準。藉此，場效電晶體Tr1被控制為關斷狀態，場效電晶體Tr2被控制為導通狀態。其結果為，連接節點U之電位VU下降至接地電位GND。在該期間T11之期間，圖1(A)所示之通電電流101流動，其大小逐漸增加。
在時刻t2時，控制器56將閘極控制信號VB自H位準切換為L位準。藉此，低電位側之場效電晶體Tr2自導通狀態被切換為關斷狀態，連接節點U之電位VU自接地電位GND上升。在自時刻t2至時刻t4之期間T12之期間，場效電晶體Tr1、Tr2均被維持為關斷狀態不變。在該期間T12之期間，圖1(B)所示之循環電流102在場效電晶體Tr1之內接二極體流動。最終到達之連接節點U之電位VU較高電位節點21之電位VH高出內接二極體之正向電壓Vf。
考量連接節點U之電位VU達到最大值之延遲時間，在自時刻t2經過特定時間後之自時刻t3至時刻t4之期間檢測場效電晶體Tr1之內接二極體之正向電壓Vf。具體而言，控制器56藉由將控制信號CTL1、CTL2設定為H位準，而將取樣保持電路54之開關70與開關57設為導通狀態。藉此， 由差動放大器53檢測場效電晶體Tr1之源極、汲極間之電壓(亦即內接二極體之正向電壓Vf)。而後，自差動放大器53輸出之電壓Vtemp係由取樣保持電路54取樣，並被保持於電容器71。控制器56基於由該電容器71所保持之電壓Vtemp檢測場效電晶體Tr1之接合溫度。
此處，由於所檢測之電壓相應於在內接二極體流動之電流而變化，故必須將即將被切換為期間T12前之時刻t2之通電電流101之大小控制為特定之值。此值能夠根據期間T11之長度(亦即相應於載波頻率之通電率)而調整。
在後續之時刻t4時，控制器56將閘極控制信號VT自L位準切換為H位準。藉此，由於高電位側之場效電晶體Tr1自關斷狀態切換為導通狀態，故如圖1(C)、圖2、及圖3所示般，循環電流之路徑被切換為通過場效電晶體Tr1之N通道區域之路徑(103)。再者，在時刻t4時，控制器56藉由將控制信號CTL1、CTL2自H位準切換為L位準而結束場效電晶體Tr1之源極、汲極間電壓之取樣。在自時刻t4至時刻t5之期間T13之期間內，場效電晶體Tr1被維持為導通狀態，場效電晶體Tr2被維持為關斷狀態。
在後續之時刻t5時，控制器56將閘極控制信號VT自H位準切換為L位準。藉此，由於高電位側之場效電晶體Tr1自導通狀態切換為關斷狀態，故如圖1(B)、圖2、及圖3所示般循環電流之路徑切換為通過內接二極體之路徑(102)。在自時刻t5至時刻t6之期間T14之期間內，場效電晶體Tr1、Tr2均被維持為關斷狀態。
在該期間T14之期間，與期間T12之情形不同，不進行場效電晶體Tr1之源極、汲極間電壓之取樣。此係緣於在期間T12、T13、T14之期間內循環電流逐漸衰減(視情況返回0)，因而在期間T14內無法正確地測定內接二極體之正向電壓Vf之故。因而，場效電晶體之接合溫度之檢測係在從自電源對負載供給電力之通電期間切換為再生期間時進行。
上述之期間T11~T14相當於PWM信號之1個週期。後續之1個週期即期間T21~T24分別對應於上述之期間T11~T14，且重複相同之控制。因而，在期間T21~T24之負載電流IU之變化與在期間T11~T14之負載電流IU之變化相同。具體而言，在圖5之期間T11之開始時點(時刻t1)為0之負載電流IU在通電期間T11之期間(時刻t1至t2)增加，在再生期間T12、T13、T14之間(時刻t3至t6)逐漸減少。且，在期間T14之結束時點(時刻t6)，負載電流IU再次轉為增加。負載電流IU在通電期間T21之期間再次增加，在再生期間T22、T23、T24之期間逐漸減少。
在圖5之情形下，在後續之1個週期即期間T21~T24中之最初之空檔時間期間T22，藉由將控制信號CTL1、CTL2設為H位準，而進行內接二極體之正向電壓Vf之重測定。如上述之重測定可進行數次，此時，可將對複數次測定結果進行平均化而得之值決定為最終之正向電壓Vf。
在如圖5所示般進行正向電壓Vf之重測定之情形下，較理想為在期間T12之第1次測定與期間T22之第2次測定中，將正向電壓Vf之測定條件設 為相同。具體而言，為了在通電期間T11之開始時點(時刻t1)與通電期間T21之開始時點(時刻t6)將負載電流IU之初始值設為0，較理想為在再生期間T12、T13、T14之期間內負載電流IU衰減至0。再者，為了在測定開始時點(亦即各通電期間T11、T21之結束時點)使負載電流IU之大小相等，而較理想為使通電期間T11之長度與通電期間T21之長度相等。再者，較理想為使內接二極體之正向電壓Vf之測定期間即期間T12之長度與期間T22之長度相等。
〔效果〕
如上述般，根據第1實施形態之半導體裝置50A，由於基於功率MISFET之內接二極體之溫度特性測定功率MISFET之接合溫度，故與先前方法相比能夠更正確地測定MISFET之接合溫度。再者，由於無須設置熱阻器、及二極體等之用於溫度檢測之感測器，故與先前相比能夠更削減構成系統之部件。
<第1實施形態之變化例>
以下，針對替代高電位側之場效電晶體Tr1而測定低電位側之場效電晶體Tr2之溫度之例進行說明。
〔溫度檢測方法〕
圖6係在第1實施形態之變化例之情形下用於說明半導體元件之溫度檢測方法之圖。圖6之說明圖係與圖1之說明圖對應者，顯示利用場效電晶體Tr1、Tr2構成之半橋電路20。該半橋電路20可認為是構成電力變換裝 置之至少一部分者。在圖6之情形下，在連接節點U與低電位節點24(低電位節點24係場效電晶體Tr2與分路電阻RES之連接節點)之間與場效電晶體Tr2並聯地連接有作為負載之電感器23。
參照圖6(A)，場效電晶體Tr1為導通(On)狀態，場效電晶體Tr2為關斷(Off)狀態。此時，自高電位節點21藉由依次經由場效電晶體Tr1、連接節點U、電感器23、及低電位節點24而到達接地節點22之通電電流101流動。
參照圖6(B)，自圖6(A)之狀態，場效電晶體Tr1變為關斷狀態。此時，自連接節點U依次經由電感器23、低電位節點24、及場效電晶體Tr2之內接二極體而到達連接節點U之循環電流102流動。
參照圖6(C)，自圖6(B)之狀態，場效電晶體Tr2變為導通狀態。此時，自連接節點U依次經由電感器23、低電位節點24、及場效電晶體Tr2之N通道區域而到達連接節點U之循環電流103流動。
當PWM控制電感器23時，交替地重複圖6(A)之狀態與圖6(C)之狀態。此時，由於必須防止經由均為導通狀態之場效電晶體Tr1、Tr2在高電位節點21與接地節點22之間流動直通電流，故在圖6(A)之狀態與圖6之(C)之狀態之間夾著圖6(B)之狀態、即夾著空檔時間之期間。
在本實施形態中，在自圖6(A)之通電電流101流動之狀態轉移為圖 6(C)之循環電流103流動之狀態之中途之空檔時間中檢測場效電晶體Tr2之源極、汲極間之電壓(亦即內接二極體之陽極、陰極間之正向電壓)。而且，基於內接二極體之溫度特性檢測場效電晶體Tr2之接合溫度。
〔半導體裝置之構成〕
其次，針對實施形態1之變化例之半導體裝置之構成進行說明。
圖7係顯示第1實施形態之變化例之半導體裝置之構成之方塊圖。圖7之半導體裝置50B之差動放大器53之連接與圖4之半導體裝置50A之情形不同。
具體而言，參照圖7，差動放大器53之輸入節點IN1經由端子58與低電位節點24連接。差動放大器53之輸入節點IN2經由開關57與連接節點U連接。由於圖7之其他點與圖4之情形相同，故對同一或相當之部分賦予同一參考符號且不重複說明。
〔半導體裝置之動作〕
圖8係顯示圖7之半導體裝置之動作之時序圖。圖8之時序圖係與圖5之時序圖對應者，自上方依次示意性地顯示閘極控制信號VT、VB、控制信號CTL1、CTL2、及連接節點U之電位VU之各波形。以下，主要參照圖7及圖8，針對圖7之半導體裝置50B之動作進行說明。
在時刻t1之前，控制器56將閘極控制信號VT設定為L位準，將閘極 控制信號VB設定為H位準。藉此，高電位側之場效電晶體Tr1被控制為關斷狀態，低電位側之場效電晶體Tr2被控制為導通狀態。其結果為，連接節點U之電位VU變得與低電位節點24之電位(大致接地電位GND)相等。在時刻t1之時點，圖6之循環電流103衰減至0。
此外，在時刻t1之前，控制器56將控制信號CTL1、CTL2設定為L位準。藉此，取樣保持電路54之開關70及開關57任一者均為關斷狀態。
在自時刻t1至時刻t2間之期間T11內，控制器56將閘極控制信號VT設定為H位準，將閘極控制信號VB設定為L位準。藉此，場效電晶體Tr1被控制為導通狀態，場效電晶體Tr2被控制為關斷狀態。其結果為，連接節點U之電位VU上升至高電位節點21之電位VH。在該期間T11之期間，圖6(A)所示之通電電流101流動，其大小逐漸增加。
在時刻t2時，控制器56將閘極控制信號VT自H位準切換為L位準。藉此，高電位側之場效電晶體Tr1自導通狀態切換為關斷狀態，連接節點U之電位VU自高電位節點21之電位VH下降。在自時刻t2至時刻t4之期間T12之期間，場效電晶體Tr1、Tr2均被維持為關斷狀態不變。在該期間T12之期間內，圖6(B)所示之循環電流102在場效電晶體Tr2之內接二極體流動。因而，經過延遲時間後最終到達之連接節點U之電位VU較低電位節點24之電位(亦即接地電位GND)低內接二極體之正向電壓Vf。
控制器56藉由在自時刻t2經過特定時間後之時刻t3至時刻t4之期間將 控制信號CTL1、CTL2設定為H位準，而將取樣保持電路54之開關70與開關57設為導通狀態。藉此，由差動放大器53檢測場效電晶體Tr2之源極、汲極間之電壓(亦即內接二極體之正向電壓Vf)。而後，自差動放大器53輸出之電壓Vtemp係由取樣保持電路54取樣，並被保持於電容器71。控制器56基於由該電容器71所保持之電壓Vtemp檢測場效電晶體Tr2之接合溫度。
在後續之時刻t4時，控制器56將閘極控制信號VB自L位準切換為H位準。藉此，由於低電位側之場效電晶體Tr2自關斷狀態切換為導通狀態，故如圖6(C)、圖2、及圖3所示般，循環電流之路徑被切換為通過場效電晶體Tr2之N通道區域之路徑(103)。再者，在時刻t4時，控制器56藉由將控制信號CTL1、CTL2自H位準切換為L位準而結束場效電晶體Tr2之源極、汲極間電壓之取樣。在自時刻t4至時刻t5之期間T13之期間內，場效電晶體Tr1被維持為關斷狀態，場效電晶體Tr2被維持為導通狀態。
在後續之時刻t5時，控制器56將閘極控制信號VB自H位準切換為L位準。藉此，由於低電位側之場效電晶體Tr2自導通狀態切換為關斷狀態，故如圖6(B)、圖2、及圖3所示般循環電流之路徑切換為通過內接二極體之路徑(102)。在自時刻t5至時刻t6之期間T14之期間內，場效電晶體Tr1、Tr2均被維持為關斷狀態。在此期間T14之期間內，與期間T12之情形不同，不進行場效電晶體Tr1之源極、汲極間電壓之取樣。
上述之期間T11~T14相當於PWM信號之1個週期。後續之期間T21 ~T24與上述之期間T11~T14分別對應，且重複相同之控制。
〔效果〕
根據以上之第1實施形態之變化例之半導體裝置50B亦能夠發揮與第1實施形態之半導體裝置50A相同之效果。
<第2實施形態>
在第2實施形態中，針對利用半導體裝置50C控制作為電力變換裝置之馬達控制用之反相器裝置25之例進行說明。
〔半導體裝置之構成〕
圖9係顯示第2實施形態之半導體裝置之構成之方塊圖。圖9之半導體裝置50C構成為控制構成作為電力變換裝置之反相器裝置25(亦稱為三相橋接電路)之場效電晶體Tr1~Tr6之導通/關斷，且檢測上臂之場效電晶體Tr1、Tr3、Tr5之內接二極體之陰極/陽極間電壓。半導體裝置50C與反相器裝置25可構成為電源模組之一部分。
參照圖9，三相馬達M係三相同步馬達或無刷DC馬達等。三相馬達M具有被Y結線之定子繞組L1、L2、L3。
反相器裝置25包含：用於產生U相馬達電流IU之場效電晶體Tr1、Tr2、用於產生V相馬達電流IV之場效電晶體Tr3、Tr4、用於產生W相馬達電流IW之場效電晶體Tr5、及場效電晶體Tr6。在圖9之情形下，場效電 晶體Tr1~Tr6任一者均為N型MISFET。
更詳細而言，場效電晶體Tr1連接於高電位節點21與連接節點U之間，場效電晶體Tr2連接於連接節點U與低電位節點24之間。連接節點U與定子繞組L1之一端連接，定子繞組L1之另一端與中性點26連接。低電位節點24經由分路電阻RES與接地節點22連接。
相同地，場效電晶體Tr3連接於高電位節點21與連接節點V之間，場效電晶體Tr4連接於連接節點V與低電位節點24之間。連接節點V與定子繞組L2之一端連接，定子繞組L2之另一端與中性點26連接。
相同地，場效電晶體Tr5連接於高電位節點21與連接節點W之間，場效電晶體Tr6連接於連接節點W與低電位節點24之間。連接節點W與定子繞組L3之一端連接，定子繞組L3之另一端與中性點26連接。
此外，當馬達電流IU、IV、IW自反相器裝置25朝三相馬達M之方向流動時，將馬達電流IU、IV、IW之符號定義為正。
半導體裝置50C包含：高電位側之閘極驅動電路51U、51V、51W、低電位側之閘極驅動電路52U、52V、52W、差動放大器53、取樣保持電路54、A/D(Analog to Digital，類比轉數位)變換器55、控制器56、及開關SWa、SWb、SWc。
閘極驅動電路51U自控制器56接收閘極控制信號VTu。閘極驅動電路51U藉由將閘極控制信號VTu之基準電位自接地電位GND變換為連接節點U之電位VU，且將該閘極控制信號VTu之信號位準放大，而產生對高電位側之場效電晶體Tr1之閘極電極G1供給之驅動電壓。由自閘極驅動電路51U對閘極電極G1供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr1之導通/關斷。
相同地，閘極驅動電路51V自控制器56接收閘極控制信號VTv。閘極驅動電路51V藉由將閘極控制信號VTv之基準電位自接地電位GND變換為連接節點V之電位VV，且將該閘極控制信號VTv之信號位準放大，而產生對高電位側之場效電晶體Tr3之閘極電極G3供給之驅動電壓。由自閘極驅動電路51V對閘極電極G3供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr3之導通/關斷。
相同地，閘極驅動電路51W自控制器56接收閘極控制信號VTw。閘極驅動電路51W藉由將閘極控制信號VTw之基準電位自接地電位GND切換為連接節點W之電位VW，且將該閘極控制信號VTw之信號位準放大，而產生對高電位側之場效電晶體Tr5之閘極電極G5供給之驅動電壓。由自閘極驅動電路51W對閘極電極G5供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr5之導通/關斷。
閘極驅動電路52U藉由將自控制器56接收之閘極控制信號VBu放大，而產生對低電位側之場效電晶體Tr2之閘極電極G2供給之驅動電壓。由自閘極驅動電路52U對閘極電極G2供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr2之導 通/關斷。
相同地，閘極驅動電路52V藉由將自控制器56接收之閘極控制信號VBv放大，而產生對低電位側之場效電晶體Tr4之閘極電極G4供給之驅動電壓。由自閘極驅動電路52V對閘極電極G4供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr4之導通/關斷。
相同地，閘極驅動電路52W藉由將自控制器56接收之閘極控制信號VBw放大，而產生對低電位側之場效電晶體Tr6之閘極電極G6供給之驅動電壓。由自閘極驅動電路52W對閘極電極G6供給之驅動電壓控制場效電晶體Tr6之導通/關斷。
差動放大器53具有與圖4中所說明者相同之構成。差動放大器53自輸出節點OT輸出和輸入節點IN1與輸入節點IN2之電位差成比例之電壓信號。
更詳細而言，差動放大器53之輸入節點IN1藉由經由切換導通/關斷之開關SWa與連接節點U連接而可擷取連接節點U之電位VU。相同地，差動放大器53之輸入節點IN1藉由經由切換導通/關斷之開關SWb與連接節點V連接而可擷取連接節點V之電位VV。相同地，差動放大器53之輸入節點IN1藉由經由切換導通/關斷之開關SWc與連接節點W連接而可擷取連接節點W之電位VW。輸入節點IN2藉由與高電位節點21連接而擷取高電位節點21之電位VH。輸出節點OT與取樣保持電路54連接。差動放大器53自輸 出節點OT輸出和輸入節點IN1與輸入節點IN2之電位差成比例之電壓信號。
取樣保持電路54之構成由於與圖4之情形相同故不重複說明。A/D變換器55對取樣保持電路54之電容器71所保持之電壓Vtemp予以數位變換，並將經數位變換之電壓Vtemp輸出至控制器56。
控制器56產生：閘極控制信號VTu、VTv、VTw、VBu、VBv、VBw、用於控制取樣保持電路54之開關70之導通/關斷之控制信號CTL1、及用於控制開關SWa、SWb、SWc之導通/關斷之控制信號CTL2。再者，控制器56在電壓Vtemp達到上限值時進行將全部場效電晶體Tr1~Tr6關斷等之保護動作。
〔馬達控制方法〕
在本實施形態中，藉由電流僅在任2相中流動之2相勵磁方式驅動三相馬達M。此時，流動馬達電流之2相係由反相器裝置25就每60度之電角度切換。
圖10係用於針對馬達電流之通電相之切換進行說明之圖。圖10之橫軸表示電角度，縱軸示意性地顯示馬達電流IU、IV、IW之大小。如前述般，當馬達電流IU、IV、IW自反相器裝置25朝三相馬達M之方向流動時，馬達電流IU、IV、IW之符號被定義為正。
參照圖10，在電角度為0度至60度之間，以馬達電流自定子繞組L3朝定子繞組L1之方向流動之方式PWM控制反相器裝置25。因而，馬達電流IU之值為負，馬達電流IV之值為0，馬達電流IW之值為正。
在電角度為60度至120度之間，以馬達電流自定子繞組L2朝定子繞組L1之方向流動之方式PWM控制反相器裝置25。因而，馬達電流IU之值為負，馬達電流IV之值為正，馬達電流IW之值為0。
在電角度為120度至180度之間，以馬達電流自定子繞組L2朝定子繞組L3之方向流動之方式PWM控制反相器裝置25。因而，馬達電流IU之值為0，馬達電流IV之值為正，馬達電流IW之值為負。
在電角度為180度至240度之間，以馬達電流自定子繞組L1朝定子繞組L3之方向流動之方式PWM控制反相器裝置25。因而，馬達電流IU之值為正，馬達電流IV之值為0，馬達電流IW之值為負。
在電角度為240度至300度之間，以馬達電流自定子繞組L1朝定子繞組L2之方向流動之方式PWM控制反相器裝置25。因而，馬達電流IU之值為正，馬達電流IV之值為負，馬達電流IW之值為0。
在電角度為300度至360度之間，以馬達電流自定子繞組L3朝定子繞組L2之方向流動之方式PWM控制反相器裝置25。因而，馬達電流IU之值為0，馬達電流IV之值為負，馬達電流IW之值為正。
〔接合溫度之檢測時序〕
根據圖10之馬達控制法，在切換通電相後之最初之空檔時間之期間內，若檢測場效電晶體Tr1~Tr6之內接二極體之正向電壓，則能夠在對三相馬達M之驅動控制幾乎不施與影響下檢測接合溫度。此係緣於在緊接著對目前未通電之定子繞組開始通電後之狀態下，在該定子繞組流動之電流之大小能夠控制為較穩定狀態之電流值為小的電流值(例如1~2A左右)之故。此時之小的電流值係以成為適合於內接二極體之正向電壓Vf之測定之值之方式進行調整。
此外，可在切換通電相後之最初之數次空檔時間之期間內檢測場效電晶體之內接二極體之正向電壓，且將所檢測之正向電壓平均化。惟，如第1實施形態中亦說明般，必須注意進行場效電晶體之接合溫度之檢測之期間係從自電源對負載供給電力之通電期間切換為再生期間時之點。
具體而言，針對檢測直接連接於定子繞組L1之U相之上臂之場效電晶體Tr1之接合溫度之情形進行說明。此時，在從自定子繞組L3朝定子繞組L2之方向之通電切換為自定子繞組L3朝定子繞組L1之方向之通電(圖10之111P、電角度0度)後，自最初將場效電晶體Tr2自導通狀態切換為關斷狀態起直至將場效電晶體Tr1自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間被用於接合溫度之檢測。
針對檢測直接連接於定子繞組L1之U相之下臂之場效電晶體Tr2之接 合溫度之情形進行說明。此時，在從自定子繞組L2朝定子繞組L3之方向之通電切換為自定子繞組L1朝定子繞組L3之方向之通電(圖10之111N、電角度180度)後，自最初將場效電晶體Tr1自導通狀態切換為關斷狀態起直至將場效電晶體Tr2自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間被用於接合溫度之檢測。
相同地，針對檢測直接連接於定子繞組L2之V相之上臂之場效電晶體Tr3之接合溫度之情形進行說明。此時，在從自定子繞組L1朝定子繞組L3之方向之通電切換為自定子繞組L1朝定子繞組L2之方向之通電(圖10之112P、電角度240度)後，自最初將場效電晶體Tr4自導通狀態切換為關斷狀態起直至將場效電晶體Tr3自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間被用於接合溫度之檢測。
針對檢測直接連接於定子繞組L2之V相之下臂之場效電晶體Tr4之接合溫度之情形進行說明。此時，在從自定子繞組L3朝定子繞組L1之方向之通電切換為自定子繞組L2朝定子繞組L1之方向之通電(圖10之112N、電角度60度)後，自最初將場效電晶體Tr3自導通狀態切換為關斷狀態起直至將場效電晶體Tr4自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間被用於接合溫度之檢測。
相同地，針對檢測直接連接於定子繞組L3之W相之上臂之場效電晶體Tr5之接合溫度之情形進行說明。此時，在從自定子繞組L2朝定子繞組L1之方向之通電切換為自定子繞組L2朝定子繞組L3之方向之通電(圖10之 113P、電角度120度)後，自最初將場效電晶體Tr6自導通狀態切換為關斷狀態起直至將場效電晶體Tr5自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間被用於接合溫度之檢測。
針對檢測直接連接於定子繞組L3之W相之下臂之場效電晶體Tr6之接合溫度之情形進行說明。此情形時，在從自定子繞組L1朝定子繞組L2之方向之通電切換為自定子繞組L3朝定子繞組L2之方向之通電(圖10之113N、電角度300度)後，自最初將場效電晶體Tr5自導通狀態切換為關斷狀態起直至將場效電晶體Tr6自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間被用於接合溫度之檢測。
此外，在圖9之裝置構成中僅能夠檢測上臂之電晶體Tr1、Tr3、Tr5之接合溫度。然而，若如圖7中所說明般能夠藉由差動放大器53檢測連接節點U、V、W與低電位節點24之間之電位差，則可檢測下臂之場效電晶體Tr2、Tr4、Tr6之接合溫度。
〔溫度檢測之具體例〕
以下，針對在上述之時序112P(在圖10之情形下係電角度240)後之最初之空檔時間中檢測V相上臂之場效電晶體Tr3之接合溫度之情形進一步說明。
圖11係用以說明第2實施形態之情形中場效電晶體之溫度檢測之具體例之圖。
參照圖11(A)，顯示場效電晶體Tr1、Tr4為導通狀態，且場效電晶體Tr2、Tr3、Tr5、Tr6為關斷狀態之情形。此時，馬達電流按照高電位側之場效電晶體Tr1、定子繞組L1、定子繞組L2、及低電位側之場效電晶體Tr4之順序流動。
參照圖11(B)，場效電晶體Tr4自圖11(A)之狀態變為關斷狀態(亦即空檔時間)。此情形時，循環電流(亦稱為再生電流)按照高電位側之場效電晶體Tr1、定子繞組L1、定子繞組L2、及高電位側之場效電晶體Tr3之內接二極體之順序流動。因而，可基於內接二極體之溫度特性檢測場效電晶體Tr3之接合溫度。
參照圖11(C)，場效電晶體Tr3自圖11(B)之狀態變為導通狀態。此情形時，循環電流(再生電流)按照高電位側之場效電晶體Tr1、定子繞組L1、定子繞組L2、及高電位側之場效電晶體Tr3之通道區域之順序流動。
之後，經過圖11(B)之空檔時間之狀態返回圖11(A)之通電狀態，但在圖11(C)之狀態後之空檔時間中，不進行場效電晶體Tr3之接合溫度之檢測。此點與第1實施形態之情形相同。
圖12係在第2實施形態之情形下顯示場效電晶體之溫度檢測程序之時序圖。在圖12中，示意性地顯示圖10之時序112P(電角度240度)附近之各控制信號之波形與連接節點V之電位VV之波形。以下，主要參照圖9及圖 12，針對檢測場效電晶體Tr3之接合溫度之情形之半導體裝置50C之動作進行說明。
在即將為時刻t1(與圖10之電角度240度對應)前之期間內，控制器56以通電電流自定子繞組L1朝定子繞組L3之方向流動之方式控制反相器裝置25。在此狀態下，控制器56將閘極控制信號VTu、VBw設定為H位準，將閘極控制信號VBu、VTv、VBv、VTw設定為L位準。藉此，馬達電流按照場效電晶體Tr1、定子繞組L1、定子繞組L3、及場效電晶體Tr6之順序流動。
在時刻t1時，控制器56將閘極控制信號VBv自L位準切換為H位準，將閘極控制信號VBw自H位準切換為L位準。藉此，V相之低電位側之場效電晶體Tr4自關斷狀態切換為導通狀態，W相之低電位側之場效電晶體Tr6自導通狀態切換為關斷狀態。其結果為，連接節點V之電位VV下降至接地電位GND。
在自時刻t1至時刻t2之期間T11之期間維持上述之控制信號之狀態。因而，在期間T11之期間內，如圖11(A)所示般馬達電流(亦即通電電流)自定子繞組L1朝定子繞組L2之方向流動，在定子繞組L2流動之電流之值自0逐漸增加。此外，雖在圖11(A)中未圖示，但在即將為時刻t1前之期間內在定子繞組L3流動之電流作為循環電流在場效電晶體Tr5之內接二極體流動，其電流值逐漸減小。
在時刻t2時，控制器56將閘極控制信號VBv自H位準切換為L位準。藉此，V相之低電位側之場效電晶體Tr4自導通狀態切換為關斷狀態，連接節點V之電位VV自接地電位GND上升。在自時刻t2至時刻t4之期間T12之期間維持該控制信號之狀態。因而，在期間T12之期間，圖11(B)所示之循環電流流動。由於該循環電流在場效電晶體Tr3之內接二極體流動，故最終到達之連接節點V之電位VV較高電位節點21之電位VH高出內接二極體之正向電壓Vf。
考量連接節點V之電位VV達到最大值之延遲時間，在自時刻t2經過特定時間後之時刻t3至時刻t4之期間檢測場效電晶體Tr3之內接二極體之正向電壓Vf。具體而言，控制器56藉由控制控制信號CTL1、CTL2而將取樣保持電路54之開關70與開關SWb設為導通狀態。藉此，由差動放大器53檢測場效電晶體Tr3之源極、汲極間之電壓(亦即內接二極體之正向電壓Vf)。而後，自差動放大器53輸出之電壓Vtemp係由取樣保持電路54取樣，並被保持於電容器71。控制器56基於由該電容器71所保持之電壓Vtemp檢測場效電晶體Tr3之接合溫度。
此處，由於所檢測之電壓相應於在內接二極體流動之電流而變化，故必須將即將被切換為期間T12前之時刻t2之在定子繞組L2流動之馬達電流IV之大小控制為特定之值。此值能夠根據期間T11之長度(亦即相應於載波頻率之通電率)而調整。
其次在時刻t4時，控制器56將閘極控制信號VTv自L位準切換為H位 準。藉此，由於高電位側之場效電晶體Tr3自關斷狀態切換為導通狀態，故如圖11(C)所示般，循環電流之路徑被切換為通過場效電晶體Tr3之N通道區域之路徑(圖2、圖3之103)。再者，在時刻t4時控制器56藉由控制控制信號CTL1、CTL2而結束場效電晶體Tr3之源極、汲極間電壓之取樣。在自時刻t4至時刻t5之期間T13之期間內維持自控制器56輸出之控制信號之狀態。
在後續之時刻t5時，控制器56將閘極控制信號VTv自H位準切換為L位準。藉此，由於高電位側之場效電晶體Tr3自導通狀態切換為關斷狀態，故如圖11(B)所示般循環電流之路徑切換為通過內接二極體之路徑(圖2及圖3之102)。在自時刻t5至時刻t6之期間T14之期間內維持自控制器56輸出之控制信號之狀態。
在此期間T14之期間內，與期間T12之情形不同，不進行場效電晶體Tr1之源極、汲極間電壓之取樣。此係緣於因在期間T12、T13、T14之期間內在定子繞組L2流動之循環電流逐漸衰減(根據情況返回0)，而在期間T14內無法正確地測定內接二極體之正向電壓Vf之故。
上述之期間T11~T14相當於PWM信號之1個週期。後續之期間T21~T24與上述之期間T11~T14分別對應，且重複相同之控制。
在圖12之情形下，場效電晶體Tr3之接合溫度之測定僅在期間T12內進行。此時，在空檔時間期間T12、T14、T22、T24內，進行接合溫度之 測定之期間T12之長度必須長出電壓Vtemp之取樣所需之時間。相對於此，針對其他期間T14、T22、T24之長度，為了減少損失且抑制各場效電晶體Tr之發熱，而較理想為儘可能地縮短。因而，期間T12之長度長於期間T14、T22、T24之長度。
在差動放大器53之延遲時間充分短，取樣保持電路54之取樣速度及A/D變換器55之AD變換速度為充分高速之情形下，或於在經由內接二極體之電流路徑之損失不成為問題之情形下，亦可將期間T12、T14、T22、T24之長度彼此相等地設定。
〔控制器之動作〕
以下，總結目前之說明，針對圖9之控制器56之動作進行說明。
圖13係顯示控制器之動作之功能方塊圖。參照圖13，控制器56包含：PWM信號產生部80、溫度檢測時序判定部81、空檔時間附加部82、及控制信號產生部83。
PWM信號產生部80定期地取得馬達電流IU、IV、IW之檢測值及轉子(亦稱為rotor)之位置之檢測值之資訊。為了檢測馬達電流，例如在反相器裝置25與三相馬達M之間之各相之電線路徑上設置電流檢測電阻，亦可在反相器裝置25之下臂之場效電晶體Tr2、Tr4、Tr6各者與低電位節點24之間設置電流檢測電阻。為了檢測轉子之位置而可將霍爾元件、及解析器設置於三相馬達M。或，可基於馬達電流IU、IV、IW推定轉子之位置(稱 為無感測器式)。
PWM信號產生部80當控制旋轉速度時，基於該等馬達電流IU、IV、IW之檢測值及轉子(亦稱為rotor)之位置之檢測值，以實測值等於自外部賦予之旋轉速度之指令值之方式產生作為PWM信號之閘極控制信號VTu＊、VBu＊、VTv＊、VBv＊、VTw＊、VBw＊。在該時點時未附加空檔時間。
溫度檢測時序判定部81基於轉子之位置之檢測值判定檢測各相之場效電晶體之接合溫度之時序。具體而言，如圖10中所說明般，溫度檢測時序判定部81從切換馬達電流朝各相之定子繞組L1、L2、L3之供給之時序起在特定時間(或特定數之PWM週期)之期間內輸出表示溫度檢測中之信號。
空檔時間附加部82藉由對自PWM信號產生部80輸出之閘極控制信號VTu＊、VBu＊、VTv＊、VBv＊、VTw＊、VBw＊附加空檔時間，而產生分別輸出至閘極驅動電路51U、52U、51V、52V、51W、52W之閘極控制信號VTu、VBu、VTv、VBv、VTw、VBw。具體而言，在將在高電位節點21與低電位節點24之間彼此串聯地連接之2個場效電晶體(Tr1、Tr2；Tr3、Tr4；Tr5、Tr6)中一個電晶體自導通狀態切換為關斷狀態且將另一電晶體自關斷狀態切換為導通狀態之情形下附加空檔時間。此時，當自一個電晶體被切換為關斷狀態起經過空檔時間後，另一電晶體被切換為導通狀態。
所附加之空檔時間之長度根據是否是正在檢測場效電晶體之接合溫度而不同。具體而言，利用差動放大器53檢測對應之節點間之電位差時之空檔時間之長度長於未利用差動放大器53檢測電位差時之空檔時間之長度。
控制信號產生部83基於由空檔時間附加部82附加空檔時間之閘極控制信號VTu、VBu、VTv、VBv、VTw、VBw與溫度檢測時序判定部81之輸出，產生輸出至取樣保持電路54之控制信號CTL1、及輸出至開關SWa、SWb、SWc之控制信號CTL2。
上述之PWM信號產生部80、溫度檢測時序判定部81、空檔時間附加部82、及控制信號產生部83之各功能可由包含CPU及記憶體等之微電腦實現，亦可利用FPGA實現，還可由專用之電路實現。又，上述之各功能可藉由任意地組合該等電路而實現。
圖14係顯示圖13之空檔時間附加部之動作之流程圖。參照圖13及圖14，在步驟S100中，空檔時間附加部82判定是否為針對自PWM信號產生部80接收之各相之PWM信號(VTu＊、VBu＊；VTv＊、VBv＊；VTw＊、VBw＊)切換邏輯位準之時序。
當為針對某一相(以下設為X相，X=U、V、W)之PWM信號切換邏輯位準之時序時(在步驟S100中為是)，空檔時間附加部82進一步在步驟 S110中判定是否自溫度檢測時序判定部81接收表示溫度檢測中之信號。
當上述之判定之結果為自溫度檢測時序判定部81接收表示溫度檢測中之信號時(在步驟S110中為是)，空檔時間附加部82進一步判定是否因X相之PWM信號之邏輯位準之變化而朝三相馬達M之電流之流動自通電電流變化為再生電流。
具體而言，通電電流流動可藉由任一相之上臂之場效電晶體被控制為導通狀態且另一相之下臂之場效電晶體被控制為導通狀態而判定。再生電流流動可藉由在上述之通電電流流動時被控制為導通狀態之場效電晶體中任一者成為關斷狀態而判定。
當根據上述之判定而判定電流之流動自通電變化為再生時(在步驟S130中為是)，在步驟S140中，空檔時間附加部82在長於通常之空檔時間TD1之空檔時間TD2之期間內將X相之PWM信號VTx、VBx均設為L位準。另一方面，當未在溫度檢測中時(在步驟S110中為否)、或當電流之流動未自通電變化為再生時(在步驟S130中為否)，在步驟S120中，空檔時間附加部82在通常之空檔時間TD1之期間內將X相之PWM信號VTx、VBx均設為L位準。
在經過空檔時間(TD1或TD2)後，切換空檔時間附加部82將X相之PWM信號VTx、VBx之H位準與L位準(步驟S150)。
〔效果〕
根據第2實施形態之半導體裝置，能夠較先前更高精度地檢測構成控制三相馬達之反相器裝置之至少一個MISFET之接合溫度。再者，由於無須設置熱阻器、及二極體等之用於溫度檢測之感測器，故與先前相比能夠更削減構成系統之部件。
又，藉由在切換三相馬達之通電相後之最初之空檔時間之期間內測定接合溫度，而能夠在對三相馬達之動作幾乎不施與影響下即時檢測MISFET之接合溫度。
<變化例>
構成電力變換裝置之橋接電路之構成無特別限定。例如，在H橋接(全橋)之情形下仍能夠應用上述之接合溫度之檢測方法。具體而言，在H橋接之情形下，若考量在前述之圖11中不存在場效電晶體Tr5、Tr6與定子繞組L3，則參照圖11之前述之動作說明原樣成立。
又，構成第1實施形態之半橋電路20之場效電晶體Tr1、Tr2及構成第2實施形態之反相器裝置25之場效電晶體Tr1~Tr6任一者均為N型，但該等電晶體可任一者均為P型。此時，雖然閘極控制信號VT、VB之邏輯位準與N型之情形相反，但與溫度檢測相關之電路係與為N型之情形大致相同地動作。又，上述之場效電晶體Tr1~Tr6可N型與P型混合。
以上，基於實施形態具體地說明了本發明人所完成之發明，但應瞭 解本發明並不限定於上述實施形態，在不脫離其要旨之範圍內可進行各種變更。
21:高電位節點
22:接地節點
25:電力變換裝置/反相器裝置
26:中性點
50C:半導體裝置
51U:閘極驅動電路
51V:閘極驅動電路
51W:閘極驅動電路
52U:閘極驅動電路
52V:閘極驅動電路
52W:閘極驅動電路
53:差動放大器
54:取樣保持電路
55:A/D變換器
56:控制器
58:端子
70:開關
71:電容器
CTL1:控制信號
CTL2:控制信號
IN1:輸入節點
IN2:輸入節點
IU:負載電流/U相馬達電流/馬達電流
IV:V相馬達電流/馬達電流
IW:W相馬達電流/馬達電流
G1:閘極電極
G2:閘極電極
G3:閘極電極
G4:閘極電極
G5:閘極電極
G6:閘極電極
GND:接地電位
L1:定子繞組
L2:定子繞組
L3:定子繞組
M:三相馬達
OT:輸出節點
RES:分路電阻
SWa:開關
SWb:開關
SWc:開關
Tr1:場效電晶體/電晶體
Tr2:場效電晶體
Tr3:場效電晶體/電晶體
Tr4:場效電晶體
Tr5:場效電晶體/電晶體
Tr6:場效電晶體
U:連接節點
V:連接節點
VBu:閘極控制信號
VBv:閘極控制信號
VBw:閘極控制信號
VH:高電位/電位
VTu:閘極控制信號
VTv:閘極控制信號
VTw:閘極控制信號
Vtemp:電壓
VU:電位
VV:電位
VW:電位
W:連接節點

Claims (11)

  1. 一種半導體裝置，其係控制構成電力變換裝置之複數個場效電晶體者，且各前述場效電晶體具有內接二極體(body diode)；前述電力變換裝置包含：第1電源節點及第2電源節點，其等用於賦予互不相同之基準電位；第1連接節點，其用於連接於負載；第1場效電晶體，其連接於前述第1電源節點與前述第1連接節點之間；第2場效電晶體，其連接於前述第2電源節點與前述第1連接節點之間；第2連接節點，其與用於連接於前述負載之前述第1連接節點不同；第3場效電晶體，其連接於前述第1電源節點與前述第2連接節點之間；及第4場效電晶體，其連接於前述第2電源節點與前述第2連接節點之間；且前述半導體裝置具備：控制器，其藉由脈寬(pulse width)控制而控制構成前述電力變換裝置之各前述場效電晶體之導通/關斷(on/off)；及差動放大器，其構成為可檢測前述第1連接節點與前述第1電源節點之間之電位差及前述第2連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
  2. 如請求項1之半導體裝置，其中前述控制器在第1期間，將前述第1及第4場效電晶體控制為導通狀態且將前述第2及第3場效電晶體控制為關斷狀態；前述控制器在繼前述第1期間之第2期間，將前述第1場效電晶體控制為導通狀態且將前述第2至第4場效電晶體控制為關斷狀態；前述控制器在前述第2期間內，藉由前述差動放大器檢測前述第2連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
  3. 如請求項2之半導體裝置，其中前述半導體裝置更具備：第1開關，其連接於前述第1連接節點與前述差動放大器之第1輸入節點之間；第2開關，其連接於前述第2連接節點與前述差動放大器之前述第1輸入節點之間；及取樣保持電路，其連接於前述差動放大器之輸出節點；且前述控制器在前述第2期間，將前述第1開關控制為關斷狀態，且將前述第2開關控制為導通狀態，並且使前述取樣保持電路對前述差動放大器之輸出取樣。
  4. 如請求項1之半導體裝置，其中前述負載係具有經Y結線之第1定子繞組、第2定子繞組、及第3定子繞組之三相馬達；且前述第1連接節點與前述第1定子繞組連接；前述第2連接節點與前述第2定子繞組連接；前述電力變換裝置包含： 第3連接節點，其用於與前述第3定子繞組連接；第5場效電晶體，其連接於前述第1電源節點與前述第3連接節點之間；及第6場效電晶體，其連接於前述第2電源節點與前述第3連接節點之間；且前述差動放大器進而構成為可檢測前述第3連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
  5. 如請求項4之半導體裝置，其中前述控制器在第1期間，將前述第1及第6場效電晶體控制為導通狀態且將前述第2至第5場效電晶體控制為關斷狀態；前述控制器在繼前述第1期間之第2期間，將前述第1及第4場效電晶體控制為導通狀態且將前述第2、第3、第5及第6場效電晶體控制為關斷狀態；前述控制器在繼前述第2期間之第3期間，將前述第1場效電晶體控制為導通狀態，且將前述第2至第6場效電晶體控制為關斷狀態；前述控制器在前述第3期間內，檢測前述第2連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
  6. 如請求項5之半導體裝置，其中前述半導體裝置更具備：第1開關，其連接於前述第1連接節點與前述差動放大器之第1輸入節點之間；第2開關，其連接於前述第2連接節點與前述差動放大器之前述第1輸 入節點之間；第3開關，其連接於前述第3連接節點與前述差動放大器之前述第1輸入節點之間；及取樣保持電路，其連接於前述差動放大器之輸出節點；且前述控制器在前述第3期間，將前述第1及第3開關控制為關斷狀態，且將前述第2開關控制為導通狀態，並且使前述取樣保持電路對前述差動放大器之輸出取樣。
  7. 如請求項4之半導體裝置，其中前述控制器係：在前述第1至第6場效電晶體中於前述第1電源節點與前述第2電源節點之間相互串聯地連接之2個電晶體中，將一方之電晶體自導通狀態切換為關斷狀態且將另一方之電晶體自關斷狀態切換為導通狀態之情形時，在自將前述一方之電晶體切換為關斷狀態起經過空檔時間(dead time)後將前述另一方之電晶體切換為導通狀態；且前述控制器在經選擇之一部分之空檔時間之期間內藉由前述差動放大器檢測對應之節點間之電位差。
  8. 如請求項7之半導體裝置，其中相較於前述第2電源節點之電位，前述第1電源節點之電位係高電位；且前述控制器從自前述第1定子繞組朝前述第2定子繞組之方向之通電切換為自前述第1定子繞組朝前述第3定子繞組之方向之通電後，在自最初將前述第6場效電晶體自導通狀態切換為關斷狀態起至將前述第5場效電晶體自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間之期間內，使用前述差動放 大器檢測前述第3連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
  9. 如請求項7之半導體裝置，其中相較於前述第1電源節點之電位，前述第2電源節點之電位係高電位；且前述控制器從自前述第1定子繞組朝前述第2定子繞組之方向之通電切換為自前述第3定子繞組朝前述第2定子繞組之方向之通電後，在自最初將前述第6場效電晶體自導通狀態切換為關斷狀態起至將前述第5場效電晶體自關斷狀態切換為導通狀態為止之空檔時間之期間內，使用前述差動放大器檢測前述第3連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
  10. 如請求項7之半導體裝置，其中前述差動放大器檢測對應之節點間之電位差時之空檔時間之長度係：長於前述差動放大器未檢測電位差時之空檔時間之長度。
  11. 一種電源模組，其具備：第1電源節點及第2電源節點，其等用於賦予互不相同之基準電位；第1連接節點，其用於連接於負載；第1場效電晶體，其連接於前述第1電源節點與前述第1連接節點之間；第2場效電晶體，其連接於前述第2電源節點與前述第1連接節點之間；第2連接節點，其與用於連接於前述負載之前述第1連接節點不同；第3場效電晶體，其連接於前述第1電源節點與前述第2連接節點之 間；及第4場效電晶體，其連接於前述第2電源節點與前述第2連接節點之間；且前述第1至第4場效電晶體各者具有內接二極體；前述電源模組更具備：控制器，其藉由脈寬控制而控制各前述場效電晶體之導通/關斷；及差動放大器，其構成為可檢測前述第1連接節點與前述第1電源節點之間之電位差及前述第2連接節點與前述第1電源節點之間之電位差。
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