TWI752579B - 交錯型高電壓轉換比直流轉換器 - Google Patents

交錯型高電壓轉換比直流轉換器 Download PDF

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TWI752579B
TWI752579B TW109126531A TW109126531A TWI752579B TW I752579 B TWI752579 B TW I752579B TW 109126531 A TW109126531 A TW 109126531A TW 109126531 A TW109126531 A TW 109126531A TW I752579 B TWI752579 B TW I752579B
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楊松霈
陳信助
謝承道
林資祐
邱韋丞
林加耀
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崑山科技大學
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Abstract

本發明係有關於一種交錯型高電壓轉換比直流轉換器，其主要係可得到極高的升壓增益，且可使輸入電流漣波降低，降低電感的體積，同時不必操作在極大的導通比，具有低於輸出電壓的低電壓應力，可降低導通損失，提升整體效率，並可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

交錯型高電壓轉換比直流轉換器
本發明係有關於一種交錯型高電壓轉換比直流轉換器，尤其是指一種可得到極高的升壓增益，且可使輸入電流漣波降低，降低電感的體積，同時不必操作在極大的導通比，具有低於輸出電壓的低電壓應力，可降低導通損失，提升整體效率，並可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
按，對於直流升壓目的而言，理論上，操作在極高導通比的傳統升壓型〔boost〕轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，電壓轉換比受限在約5倍以下，因此當電壓增益高達10倍左右的實務需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。因此，於近幾年來，高升壓DC-DC轉換器是電力電子工程領域中常見的研究主題之一。
實務上操作在極大導通比的傳統升壓型轉換器其電壓增益是有所限制，而且轉換效率不佳。另一方面，操作在極大導通比的升壓型轉換器衍生了以下問題：容易產生很大的輸入電流漣波，使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加，減少燃料電池的使用壽命；另一方面，輸出二極體的反向恢復問題造成嚴重的反向恢復損失及EMI雜訊問題。
另，在轉換效率考量方面，由於環保意識高漲，節能減碳是各國的重要政策，轉換器的效率要求日益嚴苛，功率電子開關造成的功率損失必須善加考量。典型交錯式升壓型轉換器之功率開關與輸出二極體之電壓應力均為高壓的輸出電壓，由於高耐壓的MOSFET，一般都具有高導通電阻RDS(ON)的特性，導致較高的導通損失。
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種交錯型高電壓轉換比直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種交錯型高電壓轉換比直流轉換器，主要係可得到極高的升壓增益，且可使輸入電流漣波降低，降低電感的體積，同時不必操作在極大的導通比，具有低於輸出電壓的低電壓應力，可降低導通損失，提升整體效率，並可分擔輸入 電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
1:轉換器
V in:輸入電壓
L i1:第一輸入濾波電感
L i2:第二輸入濾波電感
L a :輔助電感
C A:輸入濾波電容
D c1:第一箝位二極體
D c2:第二箝位二極體
D a1:第一輔助二極體
D a2:第二輔助二極體
D a3:第三輔助二極體
D 1:第一切換二極體
D 2:第二切換二極體
D 10:第10二極體
D 11:第11二極體
D 12:第12二極體
D 13:第13二極體
D o :輸出二極體
N p1:第一耦合電感一次側
N s1:第一耦合電感二次側
N p2:第二耦合電感一次側
N s2:第二耦合電感二次側
L m1:第一磁化電感
L m2:第二磁化電感
L k1:第一漏電感
L k2:第二漏電感
S 1:第一功率開關
S 2:第二功率開關
S a :輔助開關
C c:箝位電容
C 1:第一切換電容
C 2:第二切換電容
C o:輸出電容
R o :輸出負載
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之時序圖
第三圖：本發明之第一階段等效線性電路圖
第四圖：本發明之第二階段等效線性電路圖
第五圖：本發明之第三階段等效線性電路圖
第六圖：本發明之第四階段等效線性電路圖
第七圖：本發明之第五階段等效線性電路圖
第八圖：本發明之第六階段等效線性電路圖
第九圖：本發明之第七階段等效線性電路圖
第十圖：本發明之第八階段等效線性電路圖
第十一圖：本發明之第九階段等效線性電路圖
第十二圖：本發明之第十階段等效線性電路圖
第十三圖：本發明之第十一階段等效線性電路圖
第十四圖：本發明之第十二階段等效線性電路圖
第十五圖：本發明之第十三階段等效線性電路圖
第十六圖：本發明之第十四階段等效線性電路圖
第十七圖：本發明之第十五階段等效線性電路圖
第十八圖：本發明之第十六階段等效線性電路圖
第十九圖：本發明之模擬電路示意圖
第二十圖：本發明之開關驅動信號v gs(S1)、v gs(S2)與輸入電壓V in 及輸出電壓V o 的模擬波形圖
第二十一圖：本發明之輸入端電流i Li1、i Li2的模擬波形圖
第二十二圖：本發明之輸入端電流i D11、i D13的模擬波形圖
第二十三圖：本發明之輸入端電流i Lk1、i Lk2、i in 的模擬波形圖
第二十四圖：本發明之第一功率開關S 1驅動信號v gs(S1)、v gs(S2)及其跨壓v ds(S1)、v ds(S2)的模擬波形圖
第二十五圖：本發明之第二功率開關S 2驅動信號v gs(S1)、v gs(S2)及其跨壓v ds(S1)、v ds(S2)的模擬波形圖
第二十六圖：本發明於匝數比n=1時與文獻〔1〕之電壓轉換比比較曲線圖
第二十七圖：本發明於匝數比n=3時與文獻〔1〕之電壓轉換比比較曲線圖
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：
首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要於輸入電壓V in之正極分別連接第一輸入濾波電感L i1之第一端、輸入濾波電容C A之負極及第二輸入濾波電感L i2之第一端，而該輸入電壓V in之負極則進行接地，該第一輸入濾波電感L i1之第二端分別連接第10二極體D 10之正極及第11二極體D 11之正極，該輸入濾波電容C A之正極分別連接第一耦合電感一次側N p1之第一端、第13二極體D 13之負極、第二耦合電感一次側N p2之第一端及該第11二極體D 11之負極，該第一耦合電感一次側N p1形成有第一磁化電感L m1，該第二耦合電感一次側N p2形成有第二磁化電感L m2，該第二輸入濾波電感L i2之第二端分別連接第12二極體D 12之正極及該第13二極體D 13之正極，該第10二極體D 10之負極分別連接第二功率開關S 2之第一端、該第二耦合電感一次側N p2之第二端、第一箝位二極體D c1之正極及第二輔助二極體D a2之正極，於該第10二極體D 10之負極與該第二耦合電感一次側N p2之第二端之間形成有第二漏電感L k2，該第二功率開關S 2之第二端則予以接地，該第12二極體D 12之負極分別連接第一功率開關S 1之第一端、第二箝位二極體D c2之正極、第一輔助二極體D a1之正極及該第一耦合電感一次側N p1之第 二端，於該第12二極體D 12之負極與該第一耦合電感一次側N p1之第二端之間形成有第一漏電感L k1，該第一功率開關S 1之第二端則予以接地，該第一箝位二極體D c1之負極分別連接第二切換二極體D 2之正極、第三輔助二極體D a3之負極、該第二箝位二極體D c2之負極、箝位電容C c之第一端及第二切換電容C 2之負極，該箝位電容C c之第二端予以接地，該第二輔助二極體D a2之負極分別連接該第一輔助二極體D a1之負極及輔助電感L a 之第一端，該輔助電感L a 之第二端分別連接該第三輔助二極體D a3之正極及輔助開關S a 之第一端，該輔助開關S a 之第二端則予以接地，該第二切換二極體D 2之負極分別連接第二耦合電感二次側N s2之第一端及第一切換電容C 1之負極，該第二耦合電感二次側N s2之第二端連接第一耦合電感二次側N s1之第一端，該第一耦合電感二次側N s1之第二端分別連接該第二切換電容C 2之正極及第一切換二極體D 1之正極，該第一切換電容C 1之正極及該第一切換二極體D 1之負極一併連接至輸出二極體D o 之正極，該輸出二極體D o 之負極分別連接至輸出電容C o之第一端與輸出負載R o 之第一端，而該輸出電容C o之第二端與該輸出負載R o 之第二端則予以接地。
而該轉換器(1)在使用過程中，根據各開關切換和各二極體導通與否，可以將該轉換器(1)在一個切換週期T s 的動作，分成十六個線性階段，請再參閱第二圖本發明之時序圖所示，以下將本發明分為十六個工作模式進行分析討論：
第一階段〔t 0~t 1〕：〔第一功率開關S 1、第二功率開關S 2：ON，輔助開關S a ：OFF，第11二極體D 11、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第10二極體D 10、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第三圖本發明之第一階段等效線性電路圖所示，第一階段開始於t=t 0，第一功率開關S 1與第二功率開關S 2皆為ON。兩個耦合電感的初級側跨壓均為輸入電壓V in，即第一磁化電感L m1、第一漏電感L k1、第二磁化電感L m2、第二漏電感L k2的跨壓為V in，其電流呈線性上升，斜率同為V in +V CA /(L m +L k )。當t=t 1，第二功率開關S 2切換為OFF時，本階段結束。
第二階段〔t 1~t 2〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2：ON→OFF，輔助開關S a ：OFF，第10二極體D 10、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第四圖本發明之第二階段等效線性電路圖所示，第二階段開始於t=t 1，第二功率開關S 2切換成OFF。第二漏電感電流i Lk2對第二功率開關S 2的輸出〔寄生〕電容C s2充電，第二功率開關S 2的跨壓v ds2由零電壓開始上升，耦合電感二次側總電壓
Figure 109126531-A0305-02-0011-1
也隨之上升，n為耦合電感匝數 比，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0012-2
，k為漏電感L k 與磁化電感L m 之分壓比例，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0012-3
。因為第二功率開關S 2的輸出電容C s2很小，所以本階段時間很短，第二漏電感電流i Lk2視為常數。當t=t 2，第二功率開關S 2的跨壓v ds2等於箝位電容C c的電壓V Cc 時，即v ds2=V Cc 時，第二箝位二極體D c2及第一切換二極體D 1和第二切換二極體D 2轉態成ON，本階段結束。
第三階段〔t 2~t 3〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2、輔助開關S a ：OFF，第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2：OFF→ON，第10二極體D 10、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第五圖本發明之第三階段等效線性電路圖所示，第三階段開始於t=t 2，第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2轉態為ON。第二耦合電感一次側N p2跨壓V in +V CA -V Cc <0，第二漏電感電流i Lk2下降，第二漏電感電流i Lk2經由第二箝位二極體D c2對箝位電容C c充電。儲存在第二磁化電感L m2的能量藉由耦合電感傳送至二次側，經由第一切換二極體D 1和第二切換二極體D 2對第一切換電容C 1和第二切換電容C 2充電。另一方面，因為耦合電感二次側電流感應至第一組耦合電感的理想變壓器一次側，使得第一組耦合電感的漏電感電流可表示為 i LK1=i Lm1+n(i D1+i D2)，n為耦合電感匝數比，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0013-4
。當t=t 3，第二漏電感電流i Lk2下降至零時，第二箝位二極體D c2以零電流切換〔ZCS〕自然轉態成OFF，本階段結束。因為第二箝位二極體D c2以ZCS轉態成OFF，因此沒有反向恢復損失。
第四階段〔t 3~t 4〕：〔第一功率開關S 1：ON、第二功率開關S 2、輔助開關S a ：OFF，第二箝位二極體D c2：ON→OFF，第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2：ON，第10二極體D 10、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第六圖本發明之第四階段等效線性電路圖所示，第四階段開始於t=t 3，第二箝位二極體D c2轉態成OFF。第二磁化電感L m2的電流i Lm2完全由耦合電感一次側感應到二次側，經由第一切換二極體D 1和第二切換二極體D 2持續對第一切換電容C 1和第二切換電容C 2充電。在本階段第二磁化電感電流i Lm2和流經第一功率開關S 1的電流分別為i Lm2=n(i D1+i D2)、i S1=i Lm1+i Lm2，n為耦合電感匝數比，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0013-5
。當t=t 4，輔助開關S a 切換成ON時，本階段結束。
第五階段〔t 4~t 5〕：〔第一功率開關S 1：ON，第二功率開關S 2：OFF，輔助開關S a ：OFF→ON，第二輔助二極體D a2：OFF→ON，第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2：ON，第10二極體D 10、 第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一輔助二極體D a1、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第七圖本發明之第五階段等效線性電路圖所示，第五階段開始於t=t 4，輔助開關S a 切換為ON，第二輔助二極體D a2轉態為ON。因為輔助電感L a 的存在，輔助電感電流i La 由零開始上升，所以輔助開關S a 和第二輔助二極體D a2能夠以ZCS切換為ON。第二漏電感電流i Lk2從0開始上升，因此第二磁化電感電流i Lm2流入為理想變壓器之第二耦合電感一次側N p2的電流減小，導致耦合電感二次側的電流開始下降，使得第一切換二極體D 1之電流i D1和第二切換二極體D 2之電流i D2下降。當t=t 5，第二漏電感電流i Lk2上升至滿足i Lk2=i Lm2，此時第一切換二極體電流i D1和第二切換二極體電流i D2會下降到0，第一切換二極體D 1和第二切換二極體D 2以ZCS自然轉態成OFF，本階段結束。
第六階段〔t 5~t 6〕：〔第一功率開關S 1、輔助開關S a ：ON，第二功率開關S 2：OFF，第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2：ON→OFF，第二輔助二極體D a2：ON，第10二極體D 10、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一輔助二極體D a1、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第八圖本發明之第六階段等效線性電路圖所示，第六階段開始於t=t 5，第一切換二極體D 1和第二切換二極體D 2轉態為OFF。輔助電感L a 和第二功率開關S 2的輸出電容C s2形成共振電路，因為輔助電感L a 和第二功率開關S 2的輸 出電容C s2都很小，共振頻率很大，所以輔助電感電流i La 以共振形式快速上升，第二功率開關S 2的跨壓v ds2以共振形式快速下降。第二功率開關S 2的輸出電容C s2所儲存的能量轉移至輔助電感L a 儲存。當第二功率開關S 2的跨壓v ds2下降至零，第二功率開關S 2的內部本體二極體〔body diode〕導通，第二功率開關S 2的跨壓v ds2箝制在零，第二功率開關S 2之ZVS切換的條件成立。當t=t 6，第二功率開關S 2以ZVS切換為ON，本階段結束。
第七階段〔t 6~t 7〕：〔第一功率開關S 1、輔助開關S a ：ON，第二功率開關S 2：OFF→ON，第二輔助二極體D a2：ON，第11二極體D 11、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第10二極體D 10、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第九圖本發明之第七階段等效線性電路圖所示，第七階段開始於t=t 6，第二功率開關S 2以ZVS切換為ON。本階段輔助電感L a 之電壓v La =0，輔助電感電流i La 保持常數。耦合電感一次側受到輸入電壓V in充磁。當t=t 7，輔助開關S a 切換為OFF時，本階段結束。
第八階段〔t 7~t 8〕：〔第一功率開關S 1、第二功率開關S 2：ON，輔助開關S a ：ON→OFF，第11二極體D 11、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、輸出二極體D o ：OFF，第 二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3：ON，第10二極體D 10、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第十圖本發明之第八階段等效線性電路圖所示，第八階段開始於t=t 7，輔助開關S a 切換為OFF，因為輔助電感電流i La 的連續性，使得第三輔助二極體D a3轉態為ON，輔助電感電壓v La =-V Cc ，輔助電感電流i La 線性下降，輔助電感L a 儲存的能量傳送至箝位電容C c，而輸入電壓V in+V CA 繼續對兩個耦合電感一次側充磁。當t=t 8，輔助電感電流i La 下降至零，第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3以ZCS自然轉態成OFF，本階段結束。接著，進入後半切換週期的8個階段。
第九階段〔t 8~t 9〕：〔第一功率開關S 1、第二功率開關S 2：ON，輔助開關S a ：OFF，第11二極體D 11、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、輸出二極體D o ：OFF，第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3：ON→OFF，第10二極體D 10、第12二極體D 12：ON〕：請再一併參閱第十一圖本發明之第九階段等效線性電路圖所示，第九階段開始於t=t 8，第一功率開關S 1與第二功率開關S 2皆為ON。兩個耦合電感的初級側跨壓均為輸入電壓V in，即第一磁化電感L m1、第一漏電感L k1、第二磁化電感L m2、第二漏電感L k2的跨壓為V in，第一漏電感電流i Lk1和第二漏電感電流i Lk2都呈線性上升，斜率同為V in /(L m +L k )。當t=t 9，第一功率開關S 1切換為OFF時，本階段結束。
第十階段〔t 9~t 10〕：〔第一功率開關S 1：ON→OFF，第二功率開關S 2：ON，輔助開關S a ：OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第10二極體D 10、第13二極體D 13：ON〕：請再一併參閱第十二圖本發明之第十階段等效線性電路圖所示，第十階段開始於t=t 9，第一功率開關S 1切換成OFF。第一漏電感電流i Lk1對第一功率開關S 1的輸出〔寄生〕電容C s1充電，第一功率開關S 1的跨壓v ds1由零電壓開始上升，耦合電感二次側總電壓
Figure 109126531-A0305-02-0017-6
也上升，n為耦合電感匝數比，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0017-7
，k為漏電感L k 與磁化電感L m 之分壓比例，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0017-8
。輸出二極體D o 電壓V Do =V C1+(v Ns2-v Ns1)+V C2+V Cc -V o 也隨之上升。因為第一功率開關S 1的輸出電容C s1很小，所以本階段時間很短，當t=t 10，第一功率開關S 1的跨壓v ds1上升至箝位電容電壓V Cc 時，即v ds1=V Cc 時，第一箝位二極體D c1及輸出二極體D o 轉態成ON，本階段結束。
第十一階段〔t 10~t 11〕：〔第一功率開關S 1、輔助開關S a ：OFF，第二功率開關S 2：ON，第一箝位二極體D c1、輸出二極體D o ：OFF→ON，第11二極體D 11、第12二極體D 12、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3：OFF，第10二極體D 10、 第13二極體D 13：ON〕：請再一併參閱第十三圖本發明之第十一階段等效線性電路圖所示，第十一階段開始於t=t 10，第一功率開關S 1為OFF，且第一箝位二極體D c1和輸出二極體D o 為ON。部分的第一漏電感電流i Lk1對箝位電容C c充電，第一漏電感電流i Lk1下降，第一磁化電感L m1的電流i Lm1流入第一組耦合電感之理想變壓器的電流上升，第一磁化電感L m1所儲存的能量經由耦合電感及輸出二極體D o 傳遞至輸出負載R o ，輸出二極體D o 之電流i Do 上升，其電流增加速率受第一漏電感L k1限制。在本階段中，當i Lk1<i Do 時，箝位電容C c開始對輸出側放電，耦合電感的二次側及第一切換電容C 1和第二切換電容C 2可視為電壓源，以提升輸出電壓增益。當t=t 11，第一漏電感電流i Lk1下降至零，第一箝位二極體D c1以零電流切換〔ZCS〕自然轉態為OFF，本階段結束。
第十二階段〔t 11~t 12〕：〔第一功率開關S 1、輔助開關S a ：OFF，第二功率開關S 2：ON，第一箝位二極體D c1：ON→OFF，輸出二極體D o ：ON，第11二極體D 11、第12二極體D 12、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第一輔助二極體D a1、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3：OFF，第10二極體D 10、第13二極體D 13：ON〕：請再一併參閱第十四圖本發明之第十二階段等效線性電路圖所示，第十二階段開始於t=t 11，第一箝位二極體D c1轉態成OFF。磁化電感儲存的能量完全藉由耦合電感傳遞至二次側，經由輸出二極體D o 對輸出電容C o及輸出負載R o 放電。當t=t 12，輔助開關S a 切換成ON時，本階段結束。
第十三階段〔t 12~t 13〕：〔第一功率開關S 1：OFF，第二功率開關S 2：ON，輔助開關S a ：OFF→ON，第一輔助二極體D a1：OFF→ON，第11二極體D 11、第12二極體D 12、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3：OFF，輸出二極體D o ：ON，第10二極體D 10、第13二極體D 13：ON〕：請再一併參閱第十五圖本發明之第十三階段等效線性電路圖所示，第十三階段開始於t=t 12，輔助開關S a 切換為ON，第一輔助二極體D a1轉態為ON，因為輔助電感電流i La 的初始值為零，所以輔助開關S a 和第一輔助二極體D a1能夠以ZCS切換為ON。第一漏電感電流i Lk1從零開始上升，輸出二極體D o 之電流i Do 開始下降。當t=t 13，輸出二極體電流i Do 下降至零，第一磁化電感L m1所儲存的能量藉由耦合電感傳遞至輸出負載R o 的動作結束，此時i Lk1=i Lm1，輸出二極體D o 以ZCS自然轉態成OFF，本階段結束。
第十四階段〔t 13~t 14〕：〔第一功率開關S 1：OFF，第二功率開關S 2、輔助開關S a ：ON，輸出二極體D o ：ON→OFF，第11二極體D 11、第12二極體D 12、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3：OFF，第10二極體D 10、第13二極體D 13、第一輔助二極體D a1：ON〕：請再一併參閱第十六圖本發明之第十四階段等效線性電路圖所示，第十四階段開始於t=t 13，輸出二極體D o 轉態為OFF。輔助電感L a 和第一功率開關S 1的輸出電容C s1形成共 振電路，因為輔助電感L a 和第一功率開關S 1的輸出電容C s1都很小，共振頻率很大，所以輔助電感電流i La 以共振形式快速上升，第一功率開關S 1的跨壓v ds1以共振形式快速下降。第一功率開關S 1的輸出電容C s1所儲存的能量轉移至輔助電感L a 儲存。當第一功率開關S 1的跨壓v ds1下降至零，第一功率開關S 1的內部本體二極體〔body diode〕導通，第一功率開關S 1的跨壓v ds1箝制在零，第一功率開關S 1之ZVS切換的條件成立。當t=t 14，第一功率開關S 1以ZVS切換為ON，本階段結束。
第十五階段〔t 14~t 15〕：〔第二功率開關S 2、輔助開關S a ：ON，第一功率開關S 1：OFF→ON，第11二極體D 11、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第二切換二極體D 2、第二輔助二極體D a2、第三輔助二極體D a3、輸出二極體D o ：OFF，第10二極體D 10、第12二極體D 12、第一輔助二極體D a1：ON〕：請再一併參閱第十七圖本發明之第十五階段等效線性電路圖所示，第十五階段開始於t=t 14，第一功率開關S 1以ZVS切換為ON。本階段輔助電感L a 之電壓v La =0，輔助電感電流i La 保持常數。耦合電感一次側受到輸入電壓V in充磁。當t=t 15，輔助開關S a 切換為OFF時，本階段結束。
第十六階段〔t 15~t 16〕：〔第一功率開關S 1、第二功率開關S 2：ON，輔助開關S a ：ON→OFF，第11二極體D 11、第13二極體D 13、第一箝位二極體D c1、第二箝位二極體D c2、第一切換二極體D 1、第 二切換二極體D 2、第二輔助二極體D a2、輸出二極體D o ：OFF，第10二極體D 10、第12二極體D 12、第一輔助二極體D a1、第三輔助二極體D a3：ON〕：請再一併參閱第十八圖本發明之第十六階段等效線性電路圖所示，第十六階段開始於t=t 15，輔助開關S a 切換為OFF，因為輔助電感電流i La 的連續性，使得第三輔助二極體D a3轉態為ON，輔助電感電壓v La =-V Cc ，輔助電感電流i La 線性下降，輔助電感L a 儲存的能量傳送至箝位電容C c，而輸入電壓V in+V CA 繼續對兩個耦合電感一次側充磁。當t=t 16，輔助電感電流i La 下降至零，第一輔助二極體D a1、第三輔助二極體D a3以ZCS自然轉態成OFF，本階段結束。
依據上述電路動作分析結果，使用IsSpice模擬軟體驗證其電路理論分析、電氣規格以及上述所及之優點〔請再一併參閱第十九圖本發明之模擬電路示意圖所示〕。設定該轉換器(1)之相關參數如下表1所示：
Figure 109126531-A0305-02-0021-9
以下將介紹輸出功率P o =200W之下相關模擬結果，模擬波形將驗正項目如下：
A.電氣規格驗證：輸入電壓V in 、輸出電壓V o 、導通比D
請再一併參閱第二十圖本發明之開關驅動信號v gs(S1)、v gs(S2)與 輸入電壓V in 及輸出電壓V o 的模擬波形圖所示，由該第二十圖可知，輸入電壓V in =24V、輸出電壓V o =400V，滿足電氣之需求規格。
B.輸入電流漣波相消：i Li1、i Li2、i in 、i D11、i D13、i Lk1、i Lk2
因為該轉換器(1)以交錯180度依序導通的驅動方式操作，因此，輸入濾波電感電流i Li1和i Li2漣波相差180度，又i in =i Li1+i Li2+i Lk1+i Lk2-(i D11 -i D13)，因此i Li1、i Li2及i Lk1、i Lk2之漣波可以相消以降低輸入電流i in 之漣波。請再一併參閱第二十一圖本發明之輸入端電流i Li1 、i Li2的模擬波形圖、第二十二圖本發明之輸入端電流i D11、i D13的模擬波形圖、第二十三圖本發明之輸入端電流i Lk1 、i Lk2 、i in 的模擬波形圖所示，可以觀察出，當輸入濾波電感電流漣波△i Li1和△i Li2約為2.5A，輸入電流漣波△i in 約為1.2A。
C.第一功率開關S 1、第二功率開關S 2的低電壓應力：(v gs(S1),v ds(S1),V CA )及(v gs(S2),v ds(S2),V CB )
因為該轉換器(1)加入升壓電容，因此開關跨壓將會被升壓電容給限制住：v ds(S1,max)=100V、v ds(s2,max)=100V，請再一併參閱第二十四圖本發明之第一功率開關S 1驅動信號v gs(S1)、v gs(S2)及其跨壓v ds(S1)、v ds(S2)的模擬波形圖及第二十五圖本發明之第二功率開關S 2驅動信號v gs(S1)、v gs(S2)及其跨壓v ds(S1)、v ds(S2)的模擬波形圖所示，開關的跨壓也約為100V，可知開關確實擁有遠低於輸出電壓的低電壓應力。
而本發明之轉換器(1)與文獻中之高升壓比轉換器，在電壓轉換比進行比較，請參閱下表2所示，n為耦合電感匝數比，其關係式為
Figure 109126531-A0305-02-0023-10
，本發明之轉換器(1)具有極高的電壓轉換比：
Figure 109126531-A0305-02-0023-11
請再一併參閱第二十六圖本發明於匝數比n=1時與文獻〔1〕之電壓轉換比比較曲線圖及第二十七圖本發明於匝數比n=3時與文獻〔1〕之電壓轉換比比較曲線圖所示，由於文獻〔1〕、文獻〔2〕、文獻〔3〕之電壓增益皆相同，取文獻〔1〕為代表與本發明之轉換器(1)進行比較可知，本發明之轉換器(1)具有最高之電壓增益，且當耦合電感匝數比n越大時，則差距會更加明顯。
參考文獻：
〔1〕 R. N. A. L. S. Aquino, F. L. Tofoli, P. P. Praca, D. S. O. Jr, and L. H. S. C. Barreto, “Soft switching high voltage gain dc-dc interleaved boost converter,” IET Power Electronics, vol. 8, iss. 1, pp. 120-129, 2015
〔2〕 M. Muhammad, M. Armstrong, and M. Elgendy, “A nonisolated interleaved boost converter for high-voltage gain applications,” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 31, no. 2, pp. 352-362, 2016
〔3〕 M. Forouzesh, Y. Shen, K. Yari, Y. P. Siwakoti, F. Blaabjerg, “High-efficiency high step-up DC-DC converter with dual coupled inductors for grid-connected photovoltaic systems,” IEEE Trans. Power Electronics, vol. 33, no. 7, pp. 5967-5982, 2018.
藉由以上所述，本發明之使用實施說明可知，本發明與現有技術手段相較之下，本發明主要係具有下列優點：
1.高升壓增益：本發明提出交錯型高電壓轉換比直流轉換器，可得到極高的升壓增益。
2.高電力密度：第一功率開關S 1及第二功率開關S 2係以180°的相位差交錯工作，可使輸入電流漣波降低，因此，可以使用電感值較小之輸入濾波電感，降低電感的體積。
3.低電壓應力：高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比，則功率開關具有低於輸出電壓的低電壓應力，故可使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，所以可降低導通損失，提升整體效率。
4.高功率應用：提出交錯型高電壓轉換比直流轉換器，由於電路架構仍具有並聯連接特性，故可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合。
5.高轉換效率：本發明具有電流分流且可選用低導通電阻 MOSFET，使電路導通損失有效降低，提升轉換器之整體效率。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
1:轉換器
V in:輸入電壓
L i1:第一輸入濾波電感
L i2:第二輸入濾波電感
L a :輔助電感
C A:輸入濾波電容
D c1:第一箝位二極體
D c2:第二箝位二極體
D a1:第一輔助二極體
D a2:第二輔助二極體
D a3:第三輔助二極體
D 1:第一切換二極體
D 2:第二切換二極體
D 10:第10二極體
D 11:第11二極體
D 12:第12二極體
D 13:第13二極體
D o :輸出二極體
N p1:第一耦合電感一次側
N s1:第一耦合電感二次側
N p2:第二耦合電感一次側
N s2:第二耦合電感二次側
L m1:第一磁化電感
L m2:第二磁化電感
L k1:第一漏電感
L k2:第二漏電感
S 1:第一功率開關
S 2:第二功率開關
S a :輔助開關
C c:箝位電容
C 1:第一切換電容
C 2:第二切換電容
C o:輸出電容
R o :輸出負載

Claims (3)

  1. 一種交錯型高電壓轉換比直流轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓之正極分別連接第一輸入濾波電感之第一端、輸入濾波電容之負極及第二輸入濾波電感之第一端，而該輸入電壓之負極則進行接地，該第一輸入濾波電感之第二端分別連接第10二極體之正極及第11二極體之正極，該輸入濾波電容之正極分別連接第一耦合電感一次側之第一端、第13二極體之負極、第二耦合電感一次側之第一端及該第11二極體之負極，該第二輸入濾波電感之第二端分別連接第12二極體之正極及該第13二極體之正極，該第10二極體之負極分別連接第二功率開關之第一端、該第二耦合電感一次側之第二端、第一箝位二極體之正極及第二輔助二極體之正極，該第二功率開關之第二端則予以接地，該第12二極體之負極分別連接第一功率開關之第一端、第二箝位二極體之正極、第一輔助二極體之正極及該第一耦合電感一次側之第二端，該第一功率開關之第二端則予以接地，該第一箝位二極體之負極分別連接第二切換二極體之正極、第三輔助二極體之負極、該第二箝位二極體之負極、箝位電容之第一端及第二切換電容之負極，該箝位電容之第二端予以接地，該第二輔助二極體之負極分別連接該第一輔助二極體之負極及輔助電感之第一端，該輔助電感之第二端分別連接該第三輔助二極體之正極及輔助開關之第一端，該輔助開關之第二端則予以接地，該第二切換二極體之負極分別連接第二耦合電感二次側之第一端及第一切換電容之負極，該第二耦合電感二次側之第二端連接第一耦合電感二次側之第一端，該第一耦合電感二次側之第二端分別連接該第二切換電容之正極及第一切換二極體之正極，該第一切換電容之正極及該第一切換二極體之負極一併連接至輸出二極體之正極，該輸出二極體之負極分別連接至輸出電容之第一端與輸出負載之第一端，而該輸出電容之第二端與該輸出負載之第二端則予以接地。
  2. 如請求項1所述交錯型高電壓轉換比直流轉換器，其中，該第一耦合電感一次側形成有第一磁化電感，該第二耦合電感一次側形成有第二磁化電感。
  3. 如請求項1所述交錯型高電壓轉換比直流轉換器，其中，該第10二極體之負極與該第二耦合電感一次側之第二端之間形成有第二漏電感，該第12二極體之負極與該第一耦合電感一次側之第二端之間形成有第一漏電感。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060012348A1 (en) * 2000-04-27 2006-01-19 Qun Zhao Coupled inductor DC/DC converter
TW201246766A (en) * 2011-05-10 2012-11-16 Jiann-Fuh Chen DC-DC voltage booster circuit and control method thereof
TW201507336A (zh) * 2013-08-09 2015-02-16 Nat Univ Chin Yi Technology 單輔助開關之交錯式高升壓比柔切式轉換器
US20150061530A1 (en) * 2013-09-03 2015-03-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Light source driving apparatus having a snubber to prevent voltage and current spikes, display apparatus and driving method thereof
TW202002491A (zh) * 2018-06-28 2020-01-01 崑山科技大學 交錯式超高升壓轉換器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060012348A1 (en) * 2000-04-27 2006-01-19 Qun Zhao Coupled inductor DC/DC converter
TW201246766A (en) * 2011-05-10 2012-11-16 Jiann-Fuh Chen DC-DC voltage booster circuit and control method thereof
TW201507336A (zh) * 2013-08-09 2015-02-16 Nat Univ Chin Yi Technology 單輔助開關之交錯式高升壓比柔切式轉換器
US20150061530A1 (en) * 2013-09-03 2015-03-05 Samsung Electronics Co., Ltd. Light source driving apparatus having a snubber to prevent voltage and current spikes, display apparatus and driving method thereof
TW202002491A (zh) * 2018-06-28 2020-01-01 崑山科技大學 交錯式超高升壓轉換器

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