TWI740650B

TWI740650B - 雙模式降壓轉換器

Info

Publication number: TWI740650B
Application number: TW109132073A
Authority: TW
Inventors: 林景源; 郭富永; 許益捷
Original assignee: 國立臺灣科技大學
Priority date: 2020-09-17
Filing date: 2020-09-17
Publication date: 2021-09-21
Also published as: TW202213921A

Abstract

本發明公開一種雙模式降壓轉換器，包括降壓轉換器電路、漣波調變截止時間控制電路、脈衝寬度調變模組、多工器、零電流偵測電路及控制電路。雙模式降壓轉換器採用漣波調變定截止時間控制，除了可在不同輸出負載下調整切換頻率使系統達最佳效率點之外，還提供隨輸入電壓變頻機制、波峰電壓切換機制以及脈衝寬度調變控制來提升轉換效能，使得系統切換頻率隨著輸入電壓上升而下降，藉此大量降低切換損耗。

Description

雙模式降壓轉換器

本發明涉及一種雙模式降壓轉換器，特別是涉及一種在輕載及重載下分別使用波峰電壓切換機制以及隨輸出負載變頻機制的雙模式降壓轉換器。

為了滿足對於效率的要求以及改善負載的暫態響應，現有的切換式電源轉換器採用漣波調變控制，其主要是以輸出電壓漣波量來穩定電路系統，所以只要輸出電容有足夠大的等效串聯電阻(Equivalent Series Resistance,ESR)，整體電路就不需要補償器來穩定系統。

其中，在負載電流為重載的情況下，需要考慮開關的導通損耗，而在輕載的情況下，需要考慮開關的切換損耗。然而，一般的開關切換模式為硬切換(Hard Switching)，但此作法會因為切換時的跨壓大而導致較大的切換損耗。

本發明所要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足提供一種在輕載及重載下分別使用波峰電壓切換機制以及隨輸出負載變頻機制的雙模式降壓轉換器。

為了解決上述的技術問題，本發明所採用的其中一技術方案是提供一種雙模式降壓轉換器，其包括降壓轉換器電路、漣波調變截止時間控制電路、脈衝寬度調變模組、多工器、零電流偵測電路及控制電路。降壓轉換器電路，包括第一開關、第二開關、輸出電感、輸出電容、負載電阻及回授電路。第一開關連接於一輸入電壓源及一切換節點之間，第二開關連接於該切換節點及接地端之間，輸出電感連接於該切換節點及輸出端之間，輸出電容，連接於該輸出端及接地端之間，負載電阻連接於該輸出端及接地端之間，回授電路連接於該輸出端及接地端之間，經配置以依據該輸出端的一輸出電壓產生一回授電壓。漣波調變截止時間控制電路包括第一比較器、電流偵測電路、波峰電壓切換電路、固定截止時間電路及隨負載變頻電路。第一比較器經配置以將回授電壓與第一參考電壓比較，並對應輸出一第一比較訊號。電流偵測電路經配置以依據該輸入電壓源的一輸入電壓及該切換節點的一切換電壓產生與一負載電流相關的一電流偵測訊號。波峰電壓切換電路，接收該切換電壓、一第二參考電壓及一零電流偵測訊號，其經配置以依據該切換電壓及該第二參考電壓之相對關係及該零電流偵測訊號產生一波峰切換訊號，其中該零電流偵測訊號用於指示該負載電流是否通過一電流零點，且該第二參考電壓對應於該切換電壓的一諧振峰值。固定截止時間電路，經配置以：偵測該輸入電壓的一輸入電壓範圍，而對應產生一充放電電壓以對其中的一截止電容進行充放電，並於一截止節點上產生一截止電壓；對該截止電壓、該波峰切換訊號及該第一比較訊號進行一邏輯處理程序以產生一工作訊號，其中該工作訊號具有一切換頻率。隨負載變頻電路包括取樣保持電路、電流減法電路及邏輯判斷電路。取樣保持電路經配置以將該電流偵測訊號依據該工作訊號進行取樣及保持，以對應產生一取樣保持電壓。電流減法電路，響應於接收到指示啟用一隨負載變頻機制的該隨負載變頻指示訊號，經配置以將一第三參考電壓及該取樣保持電壓分別進行擷取以取得一參考電流及一取樣保持電流，且將該取樣保持電流減去該參考電流以產生一相減電流。邏輯判斷電路，經配置以依據該取樣保持電壓判斷該負載電流是否在一預定電流範圍內，以決定是否以該相減電流對該截止電容進行充放電。脈衝寬度調變模組經配置以在該回授電壓低於一脈衝寬度調變參考電壓時，輸出一脈衝寬度調變訊號。多工器，經配置以接收該工作訊號及該脈衝寬度調變訊號，並依據該負載電流選擇性的輸出該工作訊號或該脈衝寬度調變訊號。零電流偵測電路，經配置以接收該多工器輸出的該工作訊號或該脈衝寬度調變訊號，並對該負載電流的一電流零點進行偵測以產生該零點電流偵測訊號。控制電路，經配置以接收該零電流偵測輸出訊號以分別控制該第一開關及該第二開關導通或關斷。

本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的雙模式降壓轉換器採用漣波調變定截止時間控制，除了設計在不同輸出負載下的切換頻率使系統達最佳效率點之外，並加上隨輸入電壓變頻機制、波峰電壓切換機制以及脈衝寬度調變控制來提升轉換效能，使得系統切換頻率隨著輸入電壓上升而下降，藉此大量降低切換損耗。

此外，本發明所提供的雙模式降壓轉換器在輕載時使用波峰電壓切換機制讓電路達到柔切換控制使切換損耗降低，重載時使用隨輸出負載變頻機制使電路能維持在較高的轉換效能。

為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。

1:雙模式降壓轉換器

10:降壓轉換器電路

11:漣波調變截止時間控制電路

12:脈衝寬度調變模組

13:多工器

14:零電流偵測電路

15:控制電路

100:回授電路

110:電流偵測電路

112:波峰電壓切換電路

114:固定截止時間電路

116:隨負載變頻電路

AND1、AND2:及閘

CHC:充放電電路

CMP1:第一比較器

CMP2:第二比較器

CMP3:第三比較器

CMP4:第四比較器

CMP5:第五比較器

CMP6:第六比較器

CMP7:第七比較器

Co:輸出電容

Coff:截止電容

COM:補償器

CP1:第一比較訊號

CP2:第二比較訊號

CP3:第三比較訊號

CP5:第五比較訊號

CP6:第六比較訊號

CP7:第七比較訊號

CS:電流減法電路

Csh:取樣保持電容

Del:延遲電路

DUTY:工作訊號

EAMP:誤差放大器

Hvlp:高電壓迴路

Ibias:偏壓電流源

IL:負載電流

Ioff:截止電流

Iref:參考電流

Ish:取樣保持電流

Isub:相減電流

L:輸出電感

L1:第一邏輯訊號

L2:第二邏輯訊號

Log:邏輯判斷電路

Lvlp:低電壓迴路

M1、M2、…、M9、m1、m2、…、m13、M11、M12、M13:開關

Mn:第二開關

Mp:第一開關

MR1:第一電流鏡電路

MR2:第二電流鏡

MR3:第三電流鏡

MR4:第四電流鏡

Msh:取樣保持開關

N2、N3:節點

Nd:分壓節點

No:輸出端

Noff:截止節點

OPA:功率放大器

OPA1:第一放大器

OPA2:第二放大器

OPA3:第三放大器

OR1:或閘

OTA:運算跨導放大器

PS:波峰切換訊號

PWM:脈衝寬度調變訊號

Q:輸出端

:反相輸出端

R:重置端

RAMP:三角波產生器

Rf1:第一分壓電阻

Rf2:第二分壓電阻

RL:負載電阻

Roff:截止電阻

Rsen:偵測電阻

S:設定端

Sdel:延遲訊號

Sea:誤差放大訊號

Sen:啟用訊號

SH:取樣保持電路

SR1、SR2:SR拴鎖器

Sramp:三角波訊號

SW:切換節點

Va、Vb:電壓

Vc:中心電壓

VDD、Vdd:共用電壓源

Vfb:回授電壓

VH:上限參考電壓

Vh:高位訊號

VI1:第一電壓轉電流電路

VI2:第二電壓轉電流電路

Vin:輸入電壓

VinH:高壓控制訊號

VL:下限參考電壓

Vl:低位訊號

Vo:輸出電壓

Vp:峰值電壓

Vref_pwm:脈衝寬度調變參考電壓

Vref1:第一參考電壓

Vref2:第二參考電壓

Vref3:第三參考電壓

Vsen:電流偵測訊號

Vsw:切換電壓

ZCDout:零電流偵測訊號

圖1為本發明實施例的降壓式轉換器的電路布局圖。

圖2為本發明實施例的電流偵測電路的電路布局圖。

圖3為本發明實施例的波峰電壓切換電路的電路布局圖。

圖4為本發明實施例的波峰電壓切換機制的模擬波形圖。

圖5為本發明實施例的固定截止時間電路的電路布局圖。

圖6為本發明實施例的固定截止時間電路的模擬波形圖。

圖7為本發明實施例的取樣保持電路的電路布局圖。

圖8為本發明實施例的電流減法電路及邏輯判斷電路的電路布局圖。

以下是通過特定的具體實施例來說明本發明所公開有關“雙模式降壓轉換器”的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所公開的內容瞭解本發明的優點與效果。本發明可通過其他不同的具體實施例加以施行或應用，本說明書中的各項細節也可基於不同觀點與應用，在不背離本發明的構思下進行各種修改與變更。另外，本發明的附圖僅為簡單示意說明，並非依實際尺寸的描繪，事先聲明。以下的實施方式將進一步詳細說明本發明的相關技術內容，但所公開的內容並非用以限制本發明的保護範圍。另外，本文中所使用的術語“或”，應視實際情況可能包括相關聯的列出項目中的任一個或者多個的組合。

圖1為本發明實施例的降壓式轉換器的電路布局圖。參閱圖1所示，本發明實施例提供一種雙模式降壓轉換器1，其包括降壓轉換器電路10、漣波調變截止時間控制電路11、脈衝寬度調變模組12、多工器13、零電流偵測電路14及控制電路15。

降壓轉換器電路10包括第一開關Mp、第二開關Mn、輸出電感 L、輸出電容Co、負載電阻RL及回授電路100。第一開關Mp連接於輸入電壓源提供的輸入電壓Vin及切換節點SW之間，第二開關Mn連接於切換節點SW及接地端之間，輸出電感L連接於切換節點SW及輸出端No之間，輸出電容Co連接於輸出端No及接地端之間，負載電阻RL連接於輸出端No及接地端之間，回授電路100連接於輸出端No及接地端之間，經配置以依據輸出端No的輸出電壓Vo產生回授電壓Vfb。其中，輸入電壓源、第一開關Mp、第二開關Mn、輸出電感L、輸出電容Co、負載RL、回授電路100形成降壓轉換電路，且第一開關Mp及第二開關Mn可分別為不同導電型的功率級功率開關。

其中，回授電路100包括第一分壓電阻Rf1及第二分壓電阻Rf2，第一分壓電阻Rf1連接於輸出端No及分壓節點Nd之間，第二分壓電阻Rf2連接於分壓節點Nd及接地端之間，且輸出電壓Vo於分壓節點Nd上產生回授電壓Vfb。

進一步，漣波調變截止時間控制電路11包括第一比較器CMP1、電流偵測電路110、波峰電壓切換電路112、固定截止時間電路114及隨負載變頻電路116。

以下概略說明降壓式轉換器1的控制方式。在本實施例中，雙模式降壓式轉換器1為具有雙模式控制機制及隨負載變頻控制機制的降壓式轉換器，主要分為兩種控制模式，控制模式由多工器13進行選擇。當多工器13的資料選擇端為高準位時，控制模式為定截止時間(Fixed off time,FOT)，電路動作為回授電壓Vfb與第一參考電壓Vref1進行比較，並送進漣波調變截止時間控制電路11。每當回授電壓Vfb比第一參考電壓Vref1大時，第一比較器CMP1會輸出高準位，此訊號送進漣波調變截止時間控制電路11中的及閘的輸入端，及閘的另一輸入端則為輸入延遲訊號。只要兩者訊號為高準位，及閘會輸出高準位至SR栓鎖器，使固定時間截止訊號轉變為低準位，此時功率開關中，第一開關Mp開啟，而第二開關Mn關閉。第二開關Mn關閉的時間取決於漣波調變截止時間控制電路11的截止時間，只要固定截止時間過後，便轉為第一開關Mp關閉與第二開關Mn開啟的狀態，此狀態會持續維持下去，直到輸出電壓Vo再次大於第一參考電壓Vref1。

另一方面，當多工器13的資料選擇端為低準位時，控制模式為脈衝寬度調變(PWM)模式。電路動作為輸出電壓Vo經過補償器COMP後，與脈衝寬度調變參考電壓Vref_pwm進行誤差放大。誤差放大訊號Sea會與三角波產生器RAMP輸出的鋸齒波進行比較，並且進而輸出比較訊號作為工作週期訊號，使第一開關Mp與第二開關Mn導通或截止。上述PWM控制模式用於輔助波峰電壓切換機制，使輕載時過高的切換頻率得以固定。以下將進一步描述各電路的操作方式。

第一比較器CMP1經配置以將回授電壓Vfb與第一參考電壓Vref1比較，並對應輸出第一比較訊號CP1。

電流偵測電路110經配置以依據輸入電壓源的輸入電壓Vin及切換節點SW的切換電壓Vsw產生與負載電流IL相關的電流偵測訊號Vsen。上臂開關電流偵測電路110的架構圖可如圖2所示，圖2為本發明實施例的電流偵測電路的電路布局圖。電流偵測電路110包括開關M1、M2、M3、M4、M5、M6M7、M8、M9、功率放大器OPA、偏壓電流源Ibias及共用電壓源VDD。電路主要功能為偵測上臂功率級開關(亦即第一開關Mp)的開關電流，其中，開關M1、M2、M3當作開關使用，開關M1的作用近似於模仿第一開關Mp，因此開關M1的大小以第一開關MP的倍率縮小。開關M2、M3分別具有控制端D及Db，作為開關使用以讓電壓Va具有切換電壓Vsw與輸入電壓Vin的準位，透過功率放大器OPA進行負回授使電壓Va近似於電壓Vb，最終讓開關M1的汲極與第一開關Mp的汲極的電壓變化一樣。

功率放大器OPA具有正回授迴路及負回授迴路，且負回授迴路的比例大於正回授迴路的比例。當電壓Vb大於電壓Va時，功率放大器OPA的輸出端會經過開關M4、M8所構成的負回授網路形成負回授。而當電壓Va大於電壓Vb時，功率放大器OPA的輸出端會經過開關M5所構成的正回授網路而形成正回授，其中，開關M8的增益會比M5大，故整體屬於負回授電路。開關M8的汲極最終會有一個類似開關電流的訊號，透過偵測電阻Rsen便能取得與開關電流相關的電流偵測訊號Vsen。

波峰電壓切換電路112接收切換電壓Vsw、第二參考電壓Vref2及零電流偵測訊號ZCDout，其經配置以依據切換電壓Vsw及第二參考電壓Vref2之相對關係以及零電流偵測訊號ZCDout產生波峰切換訊號PS。

可進一步參考圖3，其為根據本發明實施例的波峰電壓切換電路。如圖所示，波峰電壓切換電路112包括第一放大器OPA1、第二比較器CMP2及及閘AND1。第一放大器OPA1的正輸入端接收切換電壓Vsw，其負輸入端連接於其輸出端，以形成電壓隨耦器，並於輸出端輸出切換電壓Vsw。第二比較器CMP2經配置以接收並比較切換電壓Vsw及第二參考電壓Vref2，以輸出第二比較訊號CP2。及閘AND1經配置以接收零電流偵測訊號ZCDout及第二比較訊號CP2，並輸出波峰切換訊號PS。

詳細而言，波峰電壓切換機制主要作用是將第一開關Mp上的跨壓減少，使切換損耗降低。若減少跨壓的數值，切換損耗將會因為跨壓平方倍而大大減少。當切換電壓Vsw諧振至最大峰值時進行開關切換，切換損耗會比一般的硬切換來得低。當使用波峰電壓切換機制時，電路會偵測切換電壓Vsw諧振的最高峰值並進行開關切換，強制結束整體電路原本的工作週期。此時的電感電流也會因為新的工作週期而重新開始激磁，電流波形會從原本的不連續導通模式(DCM)轉變成為邊界導通模式(BCM)。

在圖3的架構中，零電流偵測訊號ZCDout係來自零電流偵測電路14，且用於指示負載電流IL是否通過電流零點。只要切換電壓Vsw高於第二參考電壓Vref2且零電流偵測輸出訊號ZCDout為高準位時，波峰切換訊號PS便會輸出一個高準位至固定截止時間電路114，強制將固定時間截止訊號DUTY重置為低準位。當開啟波峰電壓切換機制時，切換電壓Vsw會停止諧振。此外，第二參考電壓Vref2可經過設計以對應於切換電壓Vsw所能產生的最高諧振峰值。

進一步參考如圖4所示，其為本發明實施例的波峰電壓切換機制的模擬波形圖。如圖所示，通過電路模擬軟體以輸出電感L為1uH與總寄生電容為400pF進行模擬，輸出電壓Vo為1V。在負載電流IL幾乎為零的情況下，通過波峰切換訊號PS啟動波峰電壓切換機制後，切換電壓Vsw會在第一個諧振峰值時切換，如圖4所示，其中由切換電壓Vsw可知切換頻率約在3.16MHz。

另一方面，固定截止時間電路114主要可用以偵測輸入電壓Vo的輸入電壓範圍，而對應產生充放電電壓以對其中的截止電容Coff進行充放電，並於截止節點Noff上產生截止電壓Voff。此外，固定截止時間電路114可進一步通過對截止電壓Voff、波峰切換訊號PS及第一比較訊號CP1進行邏輯處理程序來產生具有一切換頻率的工作訊號DUTY。

詳細而言，不論操作在連續導通模式(CCM)或不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)下，整體系統頻率皆會隨著輸入電壓上升而上升。隨著頻率上升，則會提高整體電路之切換損耗，故設計兩種不同之迴路來優化此情況。

請參考圖5，其為本發明實施例的固定截止時間電路的電路布局圖。如圖所示，固定截止時間電路114包括第二放大器OPA2、第三比較器CMP3、充放電電路CHC、第一電流鏡電路MR1、截止電容Coff、第四比較器 CMP4、或閘OR1、SR拴鎖器SR1、延遲電路Del、及閘AND2及開關m13。

第二放大器OPA2對輸入電壓Vin進行負回授以通過開關m1在截止電阻Roff上產生截止電流Ioff。第三比較器CMP3用以判斷輸入電壓Vin是否高於中心電壓Vc，並對應輸出第三比較訊號CP3。

充放電電路CHC實質上包括開關m11及開關m12，且分別由高壓控制訊號VinH及低壓控制訊號VinL所控制而導通或關斷。舉例而言，響應於第三比較訊號CP3指示輸入電壓Vin高於中心電壓Vc，第三比較訊號CP3可作為高壓控制訊號VinH以控制開關m11導通，且作為低壓控制訊號VinL控制開關m12關斷。高電壓迴路Hvlp通過開關m11來實現，其連接於高壓輸入端及截止節點Noff之間，而低電壓迴路Lvlp通過開關m12來實現，其連接於低壓輸入端及截止節點Noff之間。如先前針對第三比較訊號CP3所描述的，響應於輸入電壓Vin高於中心電壓Vc，高電壓迴路Hvlp導通，響應於輸入電壓Vin小於中心電壓Vc，低電壓迴路Lvlp導通。其中，低壓控制訊號VinL與高壓控制訊號VinH為用於指示輸入電壓Vin範圍的判斷訊號，利用第三比較器CMP3比較輸入電壓Vin與中心電壓Vc(例如4V)，進而選擇路徑對截止電容Coff進行充電，達到所設計之切換頻率點。

第一電流鏡電路MR1，連接於高壓輸入端及低壓輸入端，經配置以將截止電流Ioff鏡射至充放電電路CHC的低電壓迴路Lvlp，以及將定電流Icnst與截止電流Ioff之間的差值電流鏡射至高電壓迴路Hvlp。

以圖5來舉例，第一電流鏡電路MR1可包括由開關m2、m10組成的電流鏡，以將截止電流Ioff鏡射至開關m10，而後輸入低電壓迴路Lvlp。另一方面，第一電流鏡電路MR1還可包括由開關m2、m3形成的電流鏡、由開關m4、m5形成的電流鏡、由開關m6、m7形成的電流鏡，以及由開關m8、m9形成的電流鏡。截止電流Ioff通過開關m2鏡射至開關m3，並向下流經開關m4，並鏡射至開關m5與定電流Icnst相減後產生差值電流，再通過開關m6、m7、m8、m9逐步鏡射至高電壓迴路Hvlp。

截止電容Coff連接於截止節點Noff及接地端之間，且由鏡射的截止電流Ioff或差值電流進行充放電。第四比較器CMP4進而將截止節點Noff的截止電壓Voff與峰值電壓Vp進行比較，並對應產生第四比較訊號CP4。

固定截止時間電路114還包括用於執行前述的邏輯處理程序的邏輯電路，包括或閘OR1、SR拴鎖器SR1、延遲電路Del、及閘AND2。或閘OR1對波峰切換訊號PS及第四比較訊號CP4進行或(OR)運算，以輸出第一邏輯訊號L1。

SR拴鎖器SR1，具有重置端R、設定端S、輸出端Q及反相輸出端

，其中，重置端R經配置以接收第一邏輯訊號L1。延遲電路Del連接於輸出端Q，經配置以將輸出端Q的輸出訊號進行延遲以產生延遲訊號Sdel。及閘AND2經配置以對第一比較訊號CP1及延遲訊號Sdel進行及(AND)運算，以輸出第二邏輯訊號L2至設定端S。其中，SR拴鎖器SR1經配置以依據第一邏輯訊號L1及第二邏輯訊號L2於反相輸出端

輸出工作訊號DUTY。開關m13相對於截止節點Noff及接地端與截止電容Coff並聯，且經配置以由工作訊號DUTY控制而導通或關斷。

當回授電壓Vfb比第一參考電壓Vref1大時，第一比較訊號CP1會呈現高準位，只要第一比較訊號CP1與延遲訊號Sdel皆為高準位，及閘AND2便會輸出高準位至SR栓鎖器SR1之設定端S，使工作訊號DUTY轉變為低準位，此時截止電壓Voff的電壓峰值最高會到峰值電壓Vp。經過固定截止時間後，工作訊號DUTY會呈現高準位，此時截止電容Coff會透過開關m13進行放電，截止電壓Voff相似一個鋸齒波。波峰切換訊號PS為波峰電壓切換電路112的輸出端，一般操作在連續導通模式下不會為高準位，而延遲電路Del是為了保持最小導通時間的限制。而電路模擬結果可參考圖6，其為本發明實施例的固定截止時間電路的模擬波形圖。如圖所示，隨著輸入電壓Vin上升至中心電壓Vc(4V)之前，切換頻率會隨輸入電壓Vin上升而上升，而當輸入電壓Vin大於中心電壓Vc後，切換頻率則隨輸入電壓Vin上升而下降，因此可降低整體電路之切換損耗。

另一方面，在本發明的降壓轉換電路10的架構中，在輸入電壓Vin、輸出電壓Vo以及非理想元件等參數數值固定的條件下，可知漣波調變定截止時間控制在負載電流IL變動時，切換頻率會隨之改變，若負載電流IL越大切換頻率越低，反之負載電流IL越小切換頻率越高。此外，漣波調變定截止時間設計之切換頻率會與負載電流IL大小形成反比，為了在重載達到更好的效能，本發明使用隨負載變頻電路116來降低切換頻率，並改變原本切換頻率曲線的斜率。如圖1所示，隨負載變頻電路116包括取樣保持電路SH、電流減法電路CS及邏輯判斷電路Log。

其中，取樣保持電路SH可將電流偵測訊號Vsen依據工作訊號DUTY進行取樣及保持，以對應產生取樣保持電壓Vsh。

圖7為本發明實施例的取樣保持電路的電路布局圖。請進一步參照圖7所示，取樣保持電路SH包括取樣保持開關Msh、取樣保持電容Csh及運算跨導放大器OTA。取樣保持開關Msh的第一端接收電流偵測訊號Vsen，其第二端通過取樣保持電容Csh連接接地端，其控制端接收工作訊號DUTY。其中，取樣保持電容Csh由電流偵測訊號Vsen充電。運算跨導放大器OTA的正輸入端連接於取樣保持開關Msh的第二端，其負輸入端連接於輸出端，以在其輸出端輸出取樣保持電壓Vsh。

另一方面，電流減法電路CS可將第三參考電壓Vref3及取樣保持電壓Vsh分別進行擷取以取得參考電流Iref及取樣保持電流Ish，且將取樣保持電流Ish減去參考電流Iref以產生相減電流Isub。

可進一步參考圖8，其為本發明實施例的電流減法電路及邏輯判斷電路的電路布局圖。如圖8所示，電流減法電路CS包括第一電壓轉電流電路VI1、第二電流鏡MR2、第二電壓轉電流電路VI2、以及連接於共用電壓源Vdd的第三電流鏡MR3及第四電流鏡MR4。

第一電壓轉電流電路VI1包括第三放大器OPA3及開關M11。第三放大器OPA3的正輸入端接收第三參考電壓Vref3，開關M11的控制端連接於第三放大器OPA3的輸出端，其第一端通過第一下降電阻Rred1連接於接地端，其中，第三放大器OPA3經配置以依據第三參考電壓Vref3於開關M11上產生參考電流Iref。

第二電流鏡MR2可由兩個開關組成，第二電流鏡MR2的第一端(亦即，節點N1)連接於開關M11的第二端(亦即，節點N2)，且經配置以鏡射參考電流Iref並輸出於第二電流鏡MR2的第二端。

另一方面，第二電壓轉電流電路VI2包括第四放大器OPA4及開關M12。第四放大器OPA4的正輸入端接收取樣保持電壓Vsh，開關M12的控制端連接於第四放大器OPA4的輸出端，開關M12的第一端通過第二下降電阻Rred2連接於接地端，開關M12的第二端連接於第二電流鏡MR2的第二端。其中，第四放大器OPA4經配置以依據取樣保持電壓Vsh於開關M12上產生取樣保持電流Ish。

在上述架構中，第三參考電壓Vref3透過負回授除以第一下降電阻Rred1的電阻值以得到參考電流Iref，而取樣保持電壓Vsh透過負回授除以第二下降電阻Rred2的電阻值得到取樣保持電流Ish。參考電流Iref經由第二電流鏡MR2與取樣保持電流Ish匯流，且由於電流匯流的緣故，可於節點N2(亦即，第二電流鏡MR2的第二端)得到相減電流Isub為取樣保持電流Ish減去參考電流Iref。

第三電流鏡MR3亦由兩個開關組成，其第一端連接於第二電流鏡MR2的第二端，且相減電流Isub由該第二電流鏡MR2的第二端流向第三電流鏡MR3，第三電流鏡MR3則鏡射相減電流Isub並輸出於第三電流鏡MR3的第二端。

第四電流鏡MR4由四個開關組成，其第一端連接於第三電流鏡MR3的第二端，其第二端(亦即節點N3)連接於邏輯判斷電路Log。

邏輯判斷電路Log可用以依據取樣保持電壓Vsh判斷負載電流IL是否在預定電流範圍內，以決定是否以相減電流Isub對截止電容Coff進行充放電。

如圖8所示，邏輯判斷電路Log包括第五比較器CMP5、第六比較器CMP6、開關M13及SR拴鎖器SR2。第五比較器CMP5用於比較取樣保持電壓Vsh及下限參考電壓VL，並對應輸出第五比較訊號CP5。第六比較器CMP6用於比較取樣保持電壓Vsh及上限參考電壓VH，並對應輸出第六比較訊號CP6。

開關M13連接於截止電容Coff及第四電流鏡MR4的第二端(亦即節點N3)之間。SR拴鎖器SR2，其重置端R接收第六比較訊號CP6，其設定端S接收第五比較訊號CP5，其輸出端Q連接於開關M13的控制端，其中，下限參考電壓VL及上限參考電壓VH用於判斷取樣保持電壓Vsh對應的負載電流IL是否在預定電流範圍內，且響應於負載電流IL在預定電流範圍內，SR拴鎖器SR2通過啟用訊號Sen控制開關M13導通使電流減法電路CS產生的相減電流Isub可對截止電容Coff充放電。

在一些實施例中，可將負載電流IL大於500mA設計為處於重載情形。因此，在負載為500mA時，可設計取樣保持電流Ish的數值與參考電流 Iref相等，此時的相減電流Isub會幾乎為零，這意味著用於改變切換頻率的電流量在負載電流IL為500mA時幾乎為零。隨著負載電流IL上升，取樣保持電壓Vsh會跟著提高，取樣保持電流Ish也會提升，此時的切換頻率會因為取樣保持電流Ish而線性下降。

而在邏輯判斷電路Log中，開關M13目的是利用邏輯判斷來決定隨負載變頻機制啟用的時機。延續先前的例子，當負載電流IL低於500mA時，取樣保持電壓Vsh的下限電壓會小於下限參考電壓VL，且取樣保持電壓Vsh的上限電壓亦小於上限參考電壓VH，故可藉此對SR栓鎖器SR2進行設定，而開關M13會因為輸出端Q為低準位而保持截止，此時的開關M13會因為處於在截止狀態而無法對固定截止時間電路114上的截止電容Coff抽取電流。

另一方面，當負載電流IL高於500mA時，取樣保持電壓Vsh的上限電壓會大於上限參考電壓VH故對SR栓鎖器SR2進行設定，開關M13會因為輸出端QQ為高準位而導通，此時導通的開關M13會對固定截止時間電路114上的截止電容Coff抽取電流而降低切換頻率。

請復參考圖1，脈衝寬度調變模組12經配置以在回授電壓Vfb低於脈衝寬度調變參考電壓Vref_pwm時，輸出脈衝寬度調變訊號PWM。如圖1所示，脈衝寬度調變模組12可包括誤差放大器EAMP、補償器COM、三角波產生器RAMP及第七比較器CMP7。誤差放大器EAMP的正輸入端接收脈衝寬度調變參考電壓Vref_pwm，其負輸入端接收回授電壓Vfb，其輸出端輸出誤差放大訊號Sea。補償器COM連接於誤差放大器EAMP的負輸入端及輸出端之間，能讓整體電路達到較好的穩定性。為了要確保整體迴路增益有足夠的相位邊限(Phase Margin,PM)，較佳可選用Type 3補償器進行補償，此補償器會提供三個極點兩個零點，俗稱3P2Z補償器，可進一步透過極零點放置法來使迴路增益有足夠的相位邊限以及期望的交越頻率。

三角波產生器RAMP經配置以依據高位訊號Vh及低位訊號V1產生三角波訊號Sramp，目的是為了提供一個三角波訊號給脈衝寬度調變控制迴路，使補償器COM的輸出準位能與三角波進行比較，並且輸出pwm訊號。第七比較器CMP7經配置以接收並比較誤差放大訊號Sea及三角波訊號Sramp，並產生第七比較訊號CP7以作為脈衝寬度調變訊號PWM。本發明的雙模式降壓轉換器1可在極輕載(例如，當負載電流IL為100mA以下)時使用脈衝寬度調變模組12控制切換頻率，使切換頻率限制在一個固定值。

多工器MUX接收固定截止時間訊號DUTY及脈衝寬度調變訊號PWM，並依據回授電壓Vfb(或輸出電壓Vo)的大小選擇性的輸出工作訊號DUTY或脈衝寬度調變訊號PWM。多工器MUX可具有資料選擇端，當其為高準位時，控制模式為FOT，選擇輸出工作訊號DUTY，當資料選擇端為低準位時，控制模式為脈衝寬度調變(PWM)模式，選擇輸出脈衝寬度調變訊號PWM。

零電流偵測電路14經配置以接收多工器MUX輸出的固定截止時間訊號DUTY或脈衝寬度調變訊號PWM，並對應於產生零電流偵測輸出訊號ZCDout。最終，控制電路18接收零電流偵測輸出訊號ZCDout以分別控制第一開關Mp及第二開關Mn導通或關斷。

[實施例的有益效果]

以上所公開的內容僅為本發明的優選可行實施例，並非因此侷限本發明的申請專利範圍，所以凡是運用本發明說明書及圖式內容所做的等效技術變化，均包含於本發明的申請專利範圍內。