CN104124862B - 无需环路补偿的高pfc恒流控制装置及电压变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置及电压变换器，该装置包括自动增益控制器，输入端为原边电压采样网络的交流输入电压采样信号，输出端输出与输入电压同频同相但幅值恒定的信号；峰值电流控制比较器，具有正、负输入端和输出端，负输入端与自动增益控制器的输出端相连，正输入端与原边电流感应电阻的正端相连;时钟信号发生器，输入端为辅助绕组电压采样网络的直流电压采样信号，输出端输出一个频率与直流采样电压成正比的时钟信号；触发器，用于接收时钟信号以及峰值电路控制比较器输出的比较信号，并基于时钟信号与比较信号来控制功率开关管的开启或关断。本发明无需光偶和环路补偿，即可实现高PFC和输出恒流控制。

Description

无需环路补偿的高PFC恒流控制装置及电压变换器

技术领域

本发明涉及开关电源技术领域，更具体的说涉及一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其可同时适用于隔离型反激式变换器、非隔离的升降压变换器以及非隔离的降压变换器。

背景技术

LED的光特性通常都描述为电流的函数，而不是电压的函数，LED正向电压的微小变化会引起较大的LED电流变化，从而引起电流的较大变化。所以，采用恒压源驱动不能保证LED亮度的一致性，并且影响LED的可靠性、寿命和光衰。因此，LED通常都采用恒流源驱动。

出于安全的考虑，很多的LED灯具均要求LED驱动器具有隔离功能，即实现输出与电网输入的电气隔离；在中小功率(小于150W)的应用中，反激式变换器是应用最为广泛的隔离变换器，目前最通用的反馈方式是通过光耦对输出进行采样来反馈控制。但由于光耦存在老化问题，故会影响电路的稳定性，同时亦弱化了电气隔离的强度。

另一方面，电力电子的广泛应用给公共电网造成严重污染，无功功率日益受到重视。为了减轻电力污染的危害程度，许多国家纷纷制定相应的标准，当功率超过一定值(>5W)，必须满足高功率因数(PF>0.9)。因此较大功率的LED驱动器需要采用功率因数校正(Power Factor Correction，简称PFC)技术，来达到高PFC。其中，在本申请中所称的高PFC，是指功率因数超过0.9。

目前，市面的控制方式几乎都是基于传统开关电源的环路控制方式，在不同的架构下进行一些算法的变化，但都有一个共同的特点就是需要环路补偿才能达到***稳定，并且针对不同的应用场合，比如不同的功率，不同的***架构，需要不同的环路补偿，这给应用带来了不便。如图1所示，其为现有技术中反激式PFC恒流控制装置的示意图，该PFC恒流控制装置的核心是一个恒流PFC控制器，该恒流PFC控制器设置在LED负载的驱动电路中，从而起到高PFC以及恒流控制的作用。

该驱动电路具有整流模块、输入电容Ci n、原边电压采样网络R1、R2、变压器T、功率开关管Q1、原边电流感应电阻R0、副边整流二极管D1、输出电容Cout、输出LED负载L、辅助绕组边整流二极管D2、辅助绕组电压采样网络R3、R4；该恒流PFC控制器中设置有一个单独的补偿引脚，可以用来外接一个补偿电容Ccomp，在不同的应用条件下，需要调整这个补偿电容Ccomp的容值来达到***的稳定性；当然也有个别设计通过巧妙的控制方式不需要环路补偿的，但由于其特定的控制方式使其通用性降低。

除了环路补偿的不同以外，市面上还有单级和两级这两种方式来达到高PFC的恒流***，两级控制方式设计较为简单，但效率较低；单级控制方式设计较为复杂，但效率较高。

因此，研究一种通用的无需环路补偿的反激式单级高PFC恒流控制方式，不仅在技术上是具有挑战性的工作，同时具有高集成度，低成本，高效率，通用性强的现实意义。

发明内容

本发明的目的在于提供一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其反馈环节基于大信号的形式，去掉了传统形式的小信号闭合环路，进而在不需要环路补偿及相关的环路稳定调试下，即可实现自动稳定。

为了达成上述目的，本发明的解决方案是：

一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其中，包括：

自动增益控制器，输入端为原边电压采样网络的交流输入电压采样信号，输出端则输出一个与输入电压同频同相但幅值恒定的信号；

峰值电流控制比较器，具有正输入端、负输入端以及输出端，该负输入端与自动增益控制器的输出端相连，正输入端与原边电流感应电阻的正端相连；

时钟信号发生器，输入端为辅助绕组电压采样网络的直流电压采样信号，输出端则输出一个频率与直流采样电压成正比的时钟信号；

触发器，用于接收时钟信号以及峰值电路控制比较器输出的比较信号，并基于时钟信号与比较信号来控制功率开关管的开启或关断。

进一步，该自动增益控制器具有第一运算放大器、固定电阻、可变电阻、计数器以及第一比较器，该第一运算放大器的正输入端与原边电压采样网络相连，该第一运算放大器的负输入端通过固定电阻而与电源地相连，该第一运算放大器的负输入端还通过可变电阻而与第一运算放大器的输出端相连，该第一比较器的负输入端与第一运算放大器的输出端相连，该第一比较器的正输入端与第一标准电压相连，该第一比较器的输出端与计数器的输入端相连，该计数器的输出端则与可变电阻相连以调节可变电阻的大小。

进一步，该时钟信号发生器具有第二运算放大器、第二比较器、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电容以及第七电阻，该第二运算放大器的正输入端与辅助绕组电压采样网络相连，该第二运算放大器的输出端与第一MOS管的栅极相连，该第一MOS管还与第二运算放大器的负输入端和第七电阻相连，该第七电阻另外一端则与电源地相连，该第二MOS管和第三MOS管组成1:1的镜像电流源，该第二比较器的输出端为时钟端，该第四MOS管的栅极与第二比较器的输出端相连，源极与第二比较器的正输入端相连，漏极与电源地相连；该第三MOS管的漏极通过第一电容而与电源地相连，该第二比较器的负输入端连接有第二标准电压。

进一步，所述触发器为RS触发器，具有R端、S端以及Q端，该S端与时钟信号发生器的输出端相连,R端与峰值电流控制比较器的输出端相连，Q端则与功率开关管的栅极控制端相连以控制功率开关管的开启关断。

本发明还提供一种电压变换器，其包括根据前述任一项所述的高PFC恒流控制装置，以及

整流模块，用于接收交流输入电压，并对所述交流输入电压进行整流；

原边电压采样网络，用于对所述整流模块所整流的交流输入电压进行采样，以生成所述交流输入电压采样信号；

电压变换模块，其用于接收被所述整流模块所整流的交流输入电压，并且与功率开关管以及原边电流感应电阻串联连接，所述电压变换模块在所述功率开关管的控制下向负载提供输出电压。

进一步，所述电压变换模块是反激式变换模块，其包括变压器，输出二极管以及输出电容。变压器主级侧正端与母线VI N相连，其负端与功率管的漏级相连；变压器次级侧正端与LED负端及输出电容负端相连，其负端与输出二极管阳极相连，输出电容正端与输出二极管阴极相连；变压器辅助侧正端与主级侧大地相连，其负端与辅助侧输出二极管阳极相连。

进一步，所述电压变换模块是升降压式变换模块，其包括变压器，续流二极管，辅助二极管以及输出电容。变压器主级侧正端与母线VI N及输出电容负端相连，其负端与功率管漏极及续流二极管阳极相连，输出电容正端与续流二极管阴极相连；变压器辅助侧正端与大地相连，其负端与辅助二极管相连。

采用上述结构后，本发明涉及一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其通过让自动增益控制器输出一个与输入电压同频同相但幅值恒定的信号，如此确保了电压信号和电流信号之间能具有相同相位，进而确保了高功率因数；同时通过设置峰值电流控制比较器、RS触发器以及时钟信号发生器，并且让时钟信号发生器输出一个频率与直流采样电压成正比的时钟信号，如此可形成一恒流源。

与现有技术相比，本发明的优势在于：本发明无需光偶和环路补偿，即可同时实现高PFC和输出恒流控制，并且***稳定；同时由于本发明采用单级控制方式，减少了***元器件，节省了成本与空间，达到了小型化的目的；另外，发明的原理通用性强，不仅适用于反激式变换器，还可适用于升降压变换器和降压变换器。

附图说明

图1为现有技术中的反激式PFC恒流控制装置的示意图；

图2为本发明一个实施例的反激式高PFC恒流控制装置的电路示意图；

图3为图2中自动增益控制器具体实施例的电路示意图；

图4为图2中时钟信号发生器具体实施例的电路示意图；

图5为基于本发明控制方式所描绘的交流输入电压、功率开关管控制信号、主级侧电流和次级侧电流波形的示意图；

图6为本发明应用于非隔离的升降压变换器的电路示意图。

图中：

反激式变换器 100 桥式整流模块 1

高PFC恒流控制装置 2 自动增益控制器 21

计数器 211 峰值电流控制比较器 22

时钟信号发生器 23 RS触发器 24

具体实施方式

为了进一步解释本发明的技术方案，下面通过具体实施例来对本发明进行详细阐述。

如图2所示，其为本发明涉及一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置2应用在反激式变换器100中的示意图，该反激式变换器100包括桥式整流模块1、输入电容Cin，变压器T，功率开关管Q1，原边电流感应电阻R0，原边电压采样电阻网络R1，R2，副边整流二极管D1，输出电容Cout，输出LED负载，辅助绕组边整流二极管D2，辅助绕组电压采样网络R3，R4，Caux。

本发明涉及的无需环路补偿的高PFC恒流控制装置2，包括自动增益控制器21、峰值电流控制比较器22、时钟信号发生器23和RS触发器24。

该自动增益控制器21的输入端为原边电压采样网络的交流输入电压采样信号，在本实施例中，该自动增益控制器21与原边电压采样网络相连，其连接点的电压为其中ω为V_IN的范围是假设将R1，R2设定在一个合适的比例，使Vsine满足下式：V_SINE＝V_Ssinωt，其中V_S的范围是<0.5V～1.56V>。

该自动增益控制器21的输出端则输出一个与输入电压同频同相但幅值恒定的信号；如图3所示，其为该自动增益控制器21的一种具体实施方式，该自动增益控制器21具有第一运算放大器OP1、固定电阻R5、可变电阻R6、计数器211以及第一比较器CMP1，该第一运算放大器OP1的正输入端与原边电压采样网络相连，其输入信号为Vsine，该第一运算放大器OP1的负输入端通过固定电阻R5而与电源地相连，该第一运算放大器OP1的负输入端还通过可变电阻R6而与第一运算放大器OP1的输出端相连，该第一比较器CMP1的负输入端与第一运算放大器OP1的输出端相连，该第一比较器CMP1的正输入端与第一标准电压Vref1相连，该第一比较器CMP1的输出端与计数器211的输入端相连，该计数器211的输出端则与可变电阻R6相连以调节可变电阻R6的大小，该第一运算放大器OP1的输出端即为自动增益控制器21的输出端，其输出电压为Vs_out。

由第一运算放大器的“虚短虚断”特性可知：

在本实施例中，该可变电阻R6为一个N+1位数字信号d₀d₁…d_N控制的可变电阻，当<d₀d₁…d_N>＝0最小时，R6＝0；当<d₀d₁…d_N>＝<11…1>最大时，R6最大。在初始阶段，R6为零，增益(R5+R6)/R6最小，为单位1。然后通过第一比较器CMP1不断的比较V_{S_OUT}的峰值和V_REF1，输出一个控制信号，控制计数器211的工作状态，当第一比较器CMP1的输出信号为高时，计数器211不断的增加计数的结果；当第一比较器CMP1的输出信号出现低电平时，计数器211停止计数并保持当时的计数结果。这样，通过不断地调整<d0d1…dN>的值，而不断地调整R6，进而不断地调整增益(R5+R6)/R6，使最终V_{S_OUT}的峰值等于V_REF1就达到稳定，得到

V_{S_OUT}＝V_REF1sinωt；至此，峰值电流控制比较器22的负输入端将得到一个和输入正弦电压同频同相，并且峰值恒定为V_REF1的信号。

当功率开关管Q1开启时，通过主级侧的电感电流不断上升，结点电压不断升高，当达到V_{S_OUT}＝V_REF sinωt的某一点时，峰值电流控制比较器22翻转，RS触发器24的R端从‘0’转为‘1’，Q端输出‘0’，关断功率开关管Q1。

该峰值电流控制比较器22具有正输入端、负输入端以及输出端，该负输入端与自动增益控制器21的输出端相连，正输入端与原边电流感应电阻的正端相连。

该时钟信号发生器23的输入端为辅助绕组电压采样网络的直流电压采样信号，该时钟信号发生器23的输出端则输出一个频率与直流采样电压成正比的时钟信号；如图4所示，其为该时钟信号发生器23的一种具体实施例，该时钟信号发生器23具有第二运算放大器OP2、第二比较器CMP2、第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3、第四MOS管M4、第一电容C1以及第七电阻R7，该第二运算放大器OP2的正输入端与辅助绕组电压采样网络相连，即获得FB信号，该第二运算放大器OP2的输出端与第一MOS管M1的栅极相连，该第一MOS管M1还与第二运算放大器OP2的负输入端和第七电阻R7相连，该第七电阻R7另外一端则与电源地相连，该第二MOS管M2和第三MOS管M3组成1:1的镜像电流源，该第二比较器CMP2的输出端为时钟端C l ock，该第四MOS管M4的栅极与第二比较器CMP2的输出端相连，源极与第二比较器CMP2的正输入端相连，漏极与电源地相连；该第三MOS管M3的漏极通过第一电容C1而与电源地相连，该第二比较器CMP2的负输入端连接有第二标准电压Vref2。

如图2所示，FB信号来自辅助绕组的分压其中V_AUX是副边绕组反射到辅助绕组的电压其中N_S,N_AUX分别是副边绕组和辅助绕组的线圈数，因为V_D1,V_D2很小，可以忽略不计，所以综合上面2式，可得：

请再次参阅图4所示，该第二运算放大器OP2通过负反馈将第七电阻R7的上端调整到与FB相等，那么即再根据基本的电荷平衡公式C*U＝I*t，可得CLK的频率为：

其中，

该时钟信号CLK接到RS触发器24的S端，该CLK信号的高电平到来时，Q端从‘0’转为‘1’，开启功率管Q1。

该RS触发器24具有R端、S端以及Q端，该S端与时钟信号发生器23的输出端相连,R端与峰值电流控制比较器22的输出端相连，Q端则与功率开关管的栅极控制端相连以控制功率开关管的开启关断。可以理解，根据具体应用的不同，RS触发器24也可以替换地使用其他类型的触发器，例如JK触发器

对于RS触发器24来说，其状态转换如下：

S＝1,R＝0,Q＝1,CLK周期由上升沿开始，功率开关管Q1开启；

S＝0,R＝0,Q＝1,CLK由高电平转为低电平，但***仍然保持功率开关管Q1开启；

S＝0,R＝1,Q＝0,CLK仍然保持低电平，比较器212输出由低电平转为高电平，功率开关管Q1关闭；

S＝0,R＝0,Q＝0,CLK仍然保持低电平，比较器212输出再次转为低电平，功率开关管Q1保持关闭；

S＝1,R＝0,Q＝1,重复以上过程并循环。

根据以上工作原理，可以描绘出图5的***工作波形；另外，基于上述表述，可以推导出本发明具有如下有益效果：

第一：主级侧电流波形就是输入电流，其呈现正弦包罗形态，与输入母线电压波形同频同相，以此达到了高PFC的要求，其中任意一点的峰值电流满足以下条件：

其中N表示一个市电周期T_市电内包含的***工作周期T的个数，n为1到N之间的自然数。

第二：输出电流呈恒流状态：

输入功率Pin等效为一个完整正弦周期T_市电内的输入能量:

其中Lp为变压器T主级侧的等效电感，f为***工作频率，i_pk(max)为一个正弦周期内主级侧流过的电流最大值，等于

由能量守恒可得输入功率等于输出功率Pin＝Pout；

可得:

再将频率f的表达式带入上式，可得

其中Lp,R0,R7,C1,R3,R4,N_AUX,Ns是***元件的固定参数，为一个固定值；其中，V_REF1，V_REF2，C1是内部电路控制的参数，C1是固定参数，为一定值；得到类似V_REF1，V_REF2这样恒定的基准电压。

所以可以看到输出电流的表达式是一定值，即达到了恒流的效果，通过上面恒流表达式的推倒，可以看到本发明的恒流方式并不需要光偶或者任何形式的环路稳定性补偿，从而具有无需光偶和环路补偿，即可同时实现高PFC和输出恒流控制的功效。

第三：本发明的控制方式简单明了，通用性很强，不仅适用于反激式变换器100，也同样适用于升降压变换器。图6即示出了根据本发明实施例的将该控制装置应用于非隔离的升降压变换器的电路示意图。

具体请参照图6所示，其亦包括自动增益控制器21、峰值电流控制比较器22、时钟信号发生器23和RS触发器24。

升降压变换器与反激式变换器有一个最大的相同点就是，输入功率可以完全等效为功率管开启时的主级侧电感能量综合，在电感电流不连续的条件下，输入功率依然满足如下表达式：

由能量守恒可得输入功率等于输出功率Pin＝Pout；

可得:

同时频率f的表达式变为：

将f带入Iout的表达式可得如下表达式

其中Lp,R0,R7,C1,R3,R4是***元件的固定参数，为一个固定值；其中，V_REF1，V_REF2，C1是内部电路控制的参数，C1是固定参数，为一定值；得到类似V_REF1，V_REF2这样恒定的基准电压。所以可以看到输出电流的表达式是一定值，即达到了恒流的效果。

综上所述，本发明涉及一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置2，其通过让自动增益控制器21输出一个与输入电压同频同相但幅值恒定的信号，如此确保了电压信号和电流信号之间能具有相同相位，进而确保了高功率因数；同时通过设置峰值电流控制比较器22、RS触发器24以及时钟信号发生器23，并且让时钟信号发生器23输出一个频率与直流采样电压成正比的时钟信号，如此可形成一恒流源。

与现有技术相比，本发明的优势在于：本发明无需光偶和环路补偿，即可同时实现高PFC和输出恒流控制，并且***稳定；同时由于本发明采用单级控制方式，减少了***元器件，节省了成本与空间，达到了小型化的目的；另外，发明的原理通用性强，不仅适用于反激式变换器，还可适用于升降压变换器。本领域技术人员可以理解，本发明的恒流控制装置还可以应用于其他类型的电压变换器，例如降压变换器。

上述实施例和图式并非限定本发明的产品形态和式样，任何所属技术领域的普通技术人员对其所做的适当变化或修饰，皆应视为不脱离本发明的专利范畴。

Claims (6)

1.一种无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其特征在于，包括：

自动增益控制器，输入端为原边电压采样网络的交流输入电压采样信号，输出端则输出一个与输入电压同频同相但幅值恒定的信号；

峰值电流控制比较器，具有正输入端、负输入端以及输出端，该负输入端与自动增益控制器的输出端相连，正输入端与原边电流感应电阻的正端相连；

时钟信号发生器，输入端为辅助绕组电压采样网络的直流电压采样信号，输出端则输出一个频率与直流采样电压成正比的时钟信号；

触发器，用于接收时钟信号以及峰值电流控制比较器输出的比较信号，并基于时钟信号与比较信号来控制功率开关管的开启或关断；

该自动增益控制器具有第一运算放大器、固定电阻、可变电阻、计数器以及第一比较器，该第一运算放大器的正输入端与原边电压采样网络相连，该第一运算放大器的负输入端通过固定电阻而与电源地相连，该第一运算放大器的负输入端还通过可变电阻而与第一运算放大器的输出端相连，该第一比较器的负输入端与第一运算放大器的输出端相连，该第一比较器的正输入端与第一标准电压相连，该第一比较器的输出端与计数器的输入端相连，该计数器的输出端则与可变电阻相连以调节可变电阻的大小。

2.如权利要求1所述的无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其特征在于，该时钟信号发生器具有第二运算放大器、第二比较器、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电容以及第七电阻，该第二运算放大器的正输入端与辅助绕组电压采样网络相连，该第二运算放大器的输出端与第一MOS管的栅极相连，该第一MOS管还与第二运算放大器的负输入端和第七电阻相连，该第七电阻另外一端则与电源地相连，该第二MOS管和第三MOS管组成1:1的镜像电流源，该第二比较器的输出端为时钟端，该第四MOS管的栅极与第二比较器的输出端相连，源极与第二比较器的正输入端相连，漏极与电源地相连；该第三MOS管的漏极通过第一电容而与电源地相连，该第二比较器的负输入端连接有第二标准电压。

3.如权利要求1所述的无需环路补偿的高PFC恒流控制装置，其特征在于，所述触发器为RS触发器，具有R端、S端以及Q端，该S端与时钟信号发生器的输出端相连,R端与峰值电流控制比较器的输出端相连，Q端则与功率开关管的栅极控制端相连以控制功率开关管的开启关断。

4.一种电压变换器，包括根据权利要求1-3中任一项所述的高PFC恒流控制装置，以及

整流模块，用于接收交流输入电压，并对所述交流输入电压进行整流；

原边电压采样网络，用于对所述整流模块所整流的交流输入电压进行采样，以生成所述交流输入电压采样信号；

电压变换模块，其用于接收被所述整流模块所整流的交流输入电压，并且与功率开关管以及原边电流感应电阻串联连接，所述电压变换模块在所述功率开关管的控制下向负载提供输出电压。

5.根据权利要求4所述的电压变换器，其特征在于，所述电压变换模块是反激式变换模块，其包括变压器，输出二极管以及输出电容，其中，变压器主级侧正端与母线相连，其负端与功率开关管的漏极相连；变压器次级侧正端与LED负端及输出电容负端相连，其负端与输出二极管阳极相连，输出电容正端与输出二极管阴极相连；变压器辅助侧正端与主级侧大地相连，其负端与辅助侧输出二极管阳极相连。

6.根据权利要求4所述的电压变换器，其特征在于，所述电压变换模块是升降压式变换模块，其包括变压器，续流二极管，辅助二极管以及输出电容，其中，变压器主级侧正端与母线及输出电容负端相连，其负端与功率开关管漏极及续流二极管阳极相连，输出电容正端与续流二极管阴极相连；变压器辅助侧正端与大地相连，其负端与辅助二极管相连。