TWI733403B - 電壓轉換裝置 - Google Patents

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TWI733403B
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張健軒
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Abstract

一種電壓轉換裝置，其一變壓器接收一太陽能發電裝置輸出電壓，並由其一主要開關與一輔助開關的切換而輸出一次級側電壓至輸出級，並由輸出級轉換成輸出電壓，一控制模組根據該太陽能發電裝置輸出電壓、一市電電壓，及一輸出電流而產生一第一、第二脈波調變信號，當該主要開關導通，變壓器的一次側對應的激磁電感及漏電感接收太陽能電流進行儲能，當該主要開關不導通，激磁電感及漏電感對變壓器的二次側進行釋能，並結合一箝位電容重置變壓器剩磁，達到具零電壓切換效果，且藉由弦波式脈波寬度調變訊號驅動以達到良好的動態電壓調節能力。

Description

電壓轉換裝置
本發明是有關於一種電源或類似的電力系統之變換裝置，特別是指一種涉及直流、交流電力調控的電壓轉換裝置。
參閱圖1，為現有的電壓轉換裝置，其用於將太陽能發電裝置產生之電力進行電壓轉換，並結合市電進行併電以供應輸出電力，整體運作機制如下：由直流-直流轉換器12根據太陽能發電裝置11產生單一極性的整流式弦波電壓，並由橋式展開電路(Unfolding Bridge)13配合市電14的電力頻率做切換以控制輸出電壓極性，而現有的電壓轉換裝置整體又稱為假直流交鏈(Pseudo DC-Link)換流器。
為獲得更高的升壓能力與滿足電氣隔離之安規需求，現行電壓轉換裝置中的直流-直流轉換器12，主要架構有返馳式(Flyback converter)換流器及順向式換流器(Forward converter)二種，其中，返馳式換流器由一個一次側繞組、二組二次側繞組、二個高頻切換開關所組成，以分別產生正、負半周之 弦波，又稱中央抽頭三繞組(Center-Tapped Three Windings)之返馳式換流器，而順向式換流器則是由一個一次側繞組、二組二次側繞組、一第三繞組、一個功率開關所組成，然而，現有的電壓轉換裝置有以下缺點：(一)由於現有的換流器其開關屬硬式切換(hard switching)，亦即開關切換時，開關電壓及電流所對應的座標曲線圖有部分交疊面積，因而造成切換損失、(二)由於返馳式換流器的變壓器需兼具儲能功用以重置剩磁，因此使其輸出功率與效率均受到限制，同樣順向式換流器的第三繞組係用以重置變壓器的剩磁，因此將使得功率開關的最大責任週期(duty cycle)比例受限，進而使得整體的升壓能力受限、(三)返馳式換流器係依據高頻信號進行開關切換，因此切換損失較高，效率相對較低，因此，現有的電壓轉換裝置有改善的必要。
因此，本發明的目的，即在提供一種可改善先前技術至少一個缺點的電壓轉換裝置。
於是，本發明電壓轉換裝置適用於根據一呈直流的太陽能電壓，及一市電電壓而供電至一負載，該電壓轉換裝置包含一變壓器、一箝位電容、一主要開關、一第一二極體、一輔助開關、一第二二極體、一輸出級，及一控制模組。
該變壓器具有一個初級側繞組及一個次級側繞組，每一 個側繞組具有一第一端及一第二端，其中，該初級側繞組的第一端接收該太陽能電壓。
該箝位電容包括一電連接該初級側繞組的第二端的第一端，及一第二端。
該主要開關包括一電連接該箝位電容的第一端的第一端、一第二端，及一接收一具有一脈波寬度的第一脈波調變信號的控制端，且該主要開關根據該第一脈波調變信號運作於一導通狀態及一不導通狀態其中之一。
該第一二極體具有一電連接該主要開關的第一端的陰極，及一電連接該主要開關的第二端的陽極。
該輔助開關包括一電連接該箝位電容的第二端的第一端、一電連接該主要開關的第二端的第二端，及一接收一具有一脈波寬度的第二脈波調變信號的控制端，且該輔助開關根據該第二脈波調變信號運作於一導通狀態及一不導通狀態其中之一，其中，該次級側繞組根據該主要開關與輔助開關的切換，而輸出一個次級側電壓。
該第二二極體具有一電連接該輔助開關的第一端的陽極，及一電連接該輔助開關的第二端的陰極。
該輸出級電連接該負載且電連接該次級側繞組接收該次級側電壓，並用以將該次級側電壓轉換成一交流的輸出電壓。
該控制模組根據該太陽能電壓、該市電電壓，及一相關於該輸出電壓的輸出電流而產生該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號。
當該主要開關根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該初級側繞組產生一對應於該次級側繞組的太陽能電流。
本發明的功效在於：藉由該變壓器的匝數比提高對該太陽能電壓進行電壓轉換後的升降壓比例，並達到電氣隔離效果，此外，當該主要開關截止時，該箝位電容接收該太陽能電流，以使該輔助開關的第一端與第二端的跨壓為零，當該輔助開關截止時，該初級側繞組的第二端接收自該第一二極體的陰極流出的太陽能電流，以使該主要開關的第一端與第二端的跨壓為零，進而達到兼具零電壓切換，減少切換損失之效果。
11:太陽能發電裝置
12:直流-直流轉換器
13:橋式展開電路
14:市電
21:負載
22:太陽能發電裝置
23:市電系統
31:輸出級
D 1:順向二極體
D 2:飛輪二極體
L 1:儲能電感
C f :輸出濾波電容
S 1:第一開關
S 2:第二開關
S 3:第三開關
S 4:第四開關
311:低通濾波器
32:控制模組
321:直流電壓偵測器
322:直流電流偵測器
323:交流電壓偵測器
324:交流電流偵測器
325:電流命令產生器
326:比較輸出器
327:脈波信號產生器
328:相位偵測器
329:功率追蹤單元
330:命令產生單元
331:比較單元
332:補償控制單元
32:控制模組
v PV :太陽能電壓
i PV :太陽能電流
T x1:變壓器
N P :初級側繞組
Lr 1:漏電感
i Lr1:漏電感電流
i Lm1:激磁電感電流
N P1:初級側線圈單元
v P1:激磁電感電壓
N S :次級側繞組
v S1:次級側電壓
C c1:箝位電容
Q m1:主要開關
D m1:第一二極體
C ds1:寄生電容
Q a1:輔助開關
D a1:第二二極體
i o :輸出電流
i s :市電電流
v s :市電電壓
v PV,f :回授輸入電壓
i PV,f :回授輸入電流
i o,f :輸出回授電流
v s,f :市電回授電壓
v p :方波訊號
V in :輸入電壓
本發明的其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一方塊圖，說明現有的電壓轉換裝置；圖2是一電路圖，說明本發明電壓轉換裝置的一實施例；圖3是一電路示意圖，輔助說明該實施例的運作機制一控制模組； 圖4是一時序圖，說明該實施例運作於高頻切換週期時，數個節點元件的信號波型變化；圖5是一電路圖，說明該實施例運作於一第一狀態時，數個節點元件的運作變化；圖6是一電路圖，說明該實施例運作於一第二狀態時，數個節點元件的運作變化；圖7是一電路圖，說明該實施例運作於一第三狀態時，數個節點元件的運作變化；圖8是一電路圖，說明該實施例運作於一第四狀態時，數個節點元件的運作變化；圖9是一電路圖，說明該實施例運作於一第五狀態時，數個節點元件的運作變化；圖10是一電路圖，說明該實施例運作於一第六狀態時，數個節點元件的運作變化；圖11是一電路圖，說明該實施例運作於一第七狀態時，數個節點元件的運作變化；圖12是一電路圖，說明該實施例運作於一第八狀態時，數個節點元件的運作變化；圖13是一電路圖，說明該實施例運作於一第九狀態時，數個 節點元件的運作變化；圖14是一波型圖，說明該實施例在負載滿載時的輸出電壓與輸出電流；圖15是一波型圖，說明該實施例在負載滿載時的輸出電壓及輸出電感的電流；圖16是一波型圖，說明該實施例在負載變動時輸出電壓與輸出電流；圖17是一波型圖，說明該實施例在負載變動時輸出電壓與輸出電流；圖18是一波型圖，說明該實施例在負載滿載時，其一主要開關模組的電壓對應電流變化趨勢；圖19是一波型圖，說明該實施例在負載滿載時，該主要開關模組與一第二被動元件的電壓變化；圖20是一曲線圖，說明該實施例的運作效率；及圖21是一波型圖，說明該實施例與市電系統併聯運轉時，整體的電壓、電流變化。
本發明係採用主動箝位順向式轉換器作為輸出整流式弦波的架構，再搭配以市電頻率切換之橋式展開電路(Unfolding Bridge)控制輸出弦波的極性，以構成所提之具零電壓切換及電器隔離的主動箝位順向式換流器，其中，主動箝位順向式轉換器之功率級電路主要由主功率開關、變壓器(圈數比1：n)、順向二極體、飛輪二極體、電感，及輸出濾波電容所組成，再搭配輔助開關與箝位電容作為變壓器剩磁重置電路，利用變壓器初級側的等效激磁電感與箝位電容之能量交互轉換，除了可有效地將變壓器之剩磁能量回昇至輸入電源，並可使主功率開關及輔助開關具有零電壓切換特性，以降低開關切換損失，有效地提高轉換器效率，此外，橋式展開電路則分別由四個功率開關及一低通濾波器所組成，由於四個功率開關僅以市電頻率作切換，而且具有零電壓與零電流切換，故其切換損失幾乎可以忽略，導通損失則可採用低導通壓降之切換元件來降低，如閘流體(Thyristor)或絕緣閘雙載子電晶體(IGBT)，因此橋式展開電路可達到極高之效率，且由於主動箝位順向式換流器具有升降壓功能，故可適用於廣域電壓變動範圍之電源，如太陽能電池，也克服了如傳統之電壓源換流器為降壓型，為得到比市電峰值電壓高的直流輸入電壓，必須加入額外之升壓型電力轉換器，將導致系統轉換效率低落，或是串聯大量之太陽能電板而使施工人員有安全疑慮的缺點，此外，主動箝位順向式換流器的部分能量可直接傳送到輸出端，且由於只有二個功率開關作高頻切換，其餘四個功率開關以市電頻率作切換，故可大幅降低開關切換損耗，以提 高整體系統之轉換效率，以下接著以具體的實施例說明本發明的詳細內容。
參閱圖2，本發明電壓轉換裝置的一實施例，其適用於根據一呈直流的太陽能電壓v PV ，及一市電電壓v s 而供電至一負載21，須先說明的是，在本實施例中，該太陽能電壓v PV 為由一陣列形式的太陽能發電裝置22所提供，而該市電電壓v s 則是由一市電系統23所提供，二者本實施例構成併網供電系統，並供電至一市電電力網，也就是該負載21。
該電壓轉換裝置包含一變壓器T x1、一箝位電容C c1、一主要開關Q m1、一第一二極體D m1、一輔助開關Q a1、一第二二極體D a1、一輸出級31，及一控制模組32。
該變壓器T x1具有一個初級側繞組N P 及一個次級側繞組N S ，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，其中，該初級側繞組N P 的第一端接收該太陽能電壓v PV ，該初級側繞組N P 與該次級側繞組N S 的線圈匝數比為1：n，且該初級側繞組N P 的第一端為打點端，該初級側繞組N P 的第二端為非打點端，該次級側繞組N S 的第一端為打點端，該次級側繞組N S 的第二端為非打點端。
該箝位電容C c1包括一電連接該初級側繞組N P 的第二端的第一端，及一第二端。
該主要開關Q m1包括一電連接該箝位電容C c1的第一端 的第一端、一第二端，及一接收一具有一脈波寬度的第一脈波調變信號的控制端，且該主要開關Q m1根據該第一脈波調變信號運作於一導通狀態及一不導通狀態其中之一，在本實施例中，該主要開關Q m1是一N型功率半導體電晶體，且該主要開關Q m1的第一端是汲極，該主要開關Q m1的第二端是源極。
該第一二極體D m1為該主要開關Q m1的寄生二極體，具有一電連接該主要開關Q m1的第一端的陰極，及一電連接該主要開關Q m1的第二端的陽極。
該輔助開關Q a1包括一電連接該箝位電容C c1的第二端的第一端、一電連接該主要開關Q m1的第二端的第二端，及一接收一具有一脈波寬度的第二脈波調變信號的控制端，且該輔助開關Q a1根據該第二脈波調變信號運作於一導通狀態及一不導通狀態其中之一，其中，該次級側繞組N S 根據該主要開關Q m1與該輔助開關Q a1的切換，而輸出一個次級側電壓v S1，在本實施例中，該輔助開關Q a1是一P型功率半導體電晶體，且該輔助開關Q a1的第一端是汲極，該輔助開關Q a1的第二端是源極。
該第二二極體D a1為該輔助開關Q a1的寄生二極體，具有一電連接該輔助開關Q a1的第一端的陽極，及一電連接該輔助開關Q a1的第二端的陰極。
該輸出級31電連接該負載21且電連接該次級側繞組N S 接收該次級側電壓v S1，並用以將該次級側電壓v S1轉換成一交流的輸出電壓。
該控制模組32根據該太陽能電壓v PV 、該市電電壓v s ，及一相關於該輸出電壓的輸出電流而產生該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號，其中，該輸出電流的頻率及相位分別與該市電電壓v s 的頻率及相位相同。
當該主要開關Q m1根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該初級側繞組N P 產生一對應於該次級側繞組N S 的太陽能電流i PV ，須補充說明的是，在本實施例中，該初級側繞組N P 與該次級側繞組N S 二者非完全耦合(非理想效應)，因此該初級側繞組N P 可等效成如圖2所繪示的電路，包含一漏電感Lr 1、一激磁電感Lm 1，及一初級側線圈單元N P1，其中，該漏電感Lr 1與該激磁電感Lm 1二者即為變壓器T x1在非理想效應下的等效元件，該漏電感Lr 1包括一接收該太陽能電壓v PV 的第一端，及一第二端，該激磁電感Lm 1包括一電連接該漏電感Lr 1的第二端的第一端，及一電連接該箝位電容C c1的第一端的第二端，該初級側線圈單元N P1包括一電連接該激磁電感Lm 1的第一端的第一端，及一電連接該激磁電感Lm 1的第二端的第二端，當該主要開關Q m1根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該太陽能電流i PV 自該漏電感Lr 1的第一端流向該漏電感Lr 1的第二端，此外，當該太陽能電流i PV 流經該漏電 感Lr 1與該激磁電感Lm 1時，形成對應的漏電感電流i Lr1與激磁電感電流i Lm1，更明確地說，漏電感電流i Lr1與激磁電感電流i Lm1實質上即為該太陽能電流i PV 。
該主要開關Q m1根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該輔助開關Q a1根據該第二脈波調變信號運作於該導通狀態，且該初級側繞組的電壓轉為負值時，該太陽能電流i PV 自該箝位電容C c1的第一端流向該初級側繞組的第一端
當該主要開關Q m1根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該輔助開關Q a1根據該第二脈波調變信號運作於該導通狀態，且該初級側繞組N P 的初級側線圈單元N P1的電壓轉為負值時，該漏電感電流i Lr1自該箝位電容C c1的第一端流向該初級側繞組N P 的第一端，更明確地說，當初級側線圈單元N P1的電壓轉為負值時，該漏電感電流i Lr1方向改變而自該第二二極體D a1的陰極流入該箝位電容C c1的第二端，並自該箝位電容C c1的第一端流入該激磁電感Lm 1的第二端，並進而使該主要開關Q m1的第一端與第二端的跨壓為零。
需再說明的是，由於太陽光電能之輸出功率會隨著日照強度及溫度而改變，因此其輸出電流大小亦須隨之改變，配合參閱圖3，為該控制模組32部份的電路示意圖，其藉由將太陽光電板之回授電壓V PV,f、回授電流I PV,f輸入至內部的一最大功率點追蹤 (MPPT：Maximum Power Point Tracking)控制器，以改變一輸出電流命令i * o 之大小，確保系統可由太陽光電板汲取最大功率並饋入市電。該輸出電流命令i * o 為半波，其頻率為該市電電壓v s 之頻率的兩倍，藉由與輸出電流回授訊號i o,f 比較，所產生之誤差訊號i err 將透過補償控制器G cc (s)，來產生弦式脈波寬度調變(SPWM：Sinusoidal Pulse Width Modulation)開關驅動訊號，以達到使該輸出電流i o 具有與該市電電壓v s 同頻率及同相位之目的，確保太陽光電能可以純實功之形式完全饋入市電及負載。此外，藉由零交越點檢測電路(Zero Cross Detector)可得到與該市電電壓v s 同頻率之方波訊號v P ，其可用來產生後級之低頻換流器的開關驅動訊號，以下配合圖3詳細說明該控制模組32的細部電路及其運作方式。
該控制模組32包括一直流電壓偵測器321、一直流電流偵測器322、一交流電壓偵測器323、一交流電流偵測器324、一電流命令產生器325、一比較輸出器326，及一脈波信號產生器327，該直流電壓偵測器321接收該太陽能電壓v PV ，即圖3所標示參數v PV ，並產生一對應的直流的回授輸入電壓，即圖3所標示參數V PV,f 。
該直流電流偵測器322接一收相關於該太陽能電壓v PV 的太陽能電流，即圖3所標示參數i PV ，並產生一對應的直流的回授輸入電流，即圖3所標示參數I PV,f 。
該交流電壓偵測器323接收該市電電壓，即圖3所標示參數v s ，並據以產生一交流形式的市電回授電壓，即圖3所標示參數v s,f 。
該交流電流偵測器324接收該輸出電流，即圖3所標示參數i o ，並據以產生一輸出回授電流，即圖3所標示參數i o,f 。
該電流命令產生器325根據該回授輸入電壓V PV,f 、該回授輸入電流I PV,f 、與該市電回授電壓v s,f 產生一對應的電流命令，即圖3所標示參數i * o ，需再說明的是，該電流命令產生器325進一步包括一功率追蹤單元329，及一命令產生單元330，該功率追蹤單元329對該回授輸入電壓V PV,f 與該回授輸入電流I PV,f 執行最大功率點追蹤演算法，該命令產生單元330根據該市電回授電壓v s,f 與該功率追蹤單元執行最大功率點追蹤演算法的結果產生該電流命令i * o 。
該比較輸出器326對該電流命令i * o 與該輸出回授電流i o,f 進行比較，並由該脈波信號產生器327根據該比較輸出器326的比較結果產生該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號，其中，該比較輸出器326進一步包括一比較單元331，及一補償控制單元332，該比較單元331對該電流命令i * o 與該輸出回授電流i o,f 進行比較，該補償控制單元332將該比較單元331的比較結果進行增益補償並傳送至該脈波信號產生器327。
此外，該控制模組32還包括一接收該市電電壓v s ，且電連接該脈波信號產生器327的相位偵測器328，該相位偵測器328根據該市電電壓v s 產生一與該市電電壓v s 的相位相同的方波訊號，該脈波信號產生器327根據該方波訊號對應產生一包括四個參考脈波信號的參考脈波信號組，使該輸出級31根據該參考脈波信號組將該次級側電壓v S1轉換成該輸出電壓。
需再補充說明的是，由於輸出電流及輸出電壓為交流電形式，故須經過降壓及精密全波整流等電路以進行信號處理，再傳送至該控制模組32內部進行類比/數位(A/D)轉換，使該控制模組32的脈波信號產生器327可依據輸出電流或輸出電壓之變化而動態調整開關驅動訊號，也就是該第一、第二脈波調變信號及參考脈波信號組的責任週期比例，使整體系統達到具快速響應的閉回路穩流或穩壓控制。
再參閱圖2，該輸出級31包括一順向二極體D 1、一飛輪二極體D 2、一儲能電感L 1、一輸出濾波電容C f 、一第一開關S 1、一第二開關S 2、一第三開關S 3、一第四開關S 4，及一低通濾波器311。
該順向二極體D 1具有一電連接該次級側繞組N s 的第一端的陽極，及一陰極，該飛輪二極體D 2具有一電連接該順向二極體D 1的陰極的陰極，及一連接該次級側繞組N s 的第二端的陽極， 該儲能電感L 1具有一電連接該飛輪二極體D 2的陰極的第一端，及一第二端，該輸出濾波電容C f 具有一電連接該儲能電感L 1的第二端的第一端，及一電連接該飛輪二極體D 2的陽極的第二端，該第一開關S 1具有一電連接該輸出濾波電容C f 的第一端的第一端、一電連接該脈波信號產生器327以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一第二端，該第二開關S 2具有一電連接該第一開關S 1的第二端的第一端、一電連接該脈波信號產生器327以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一電連接該輸出濾波電容C f 的第二端的第二端，該第三開關S 3具有一電連接該第一開關S 1的第一端的第一端、一電連接該脈波信號產生器327以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一第二端，該第四開關S 4具有一電連接該第三開關S 3的第二端的第一端、一電連接該脈波信號產生器327以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一電連接該第二開關S 2的第二端的第二端，該低通濾波器311電連接該第一開關S 1的第二端與該第四開關S 4的第一端，更進一步地說，該低通濾波器311包括一低通濾波電感L o ，及一低通濾波電容C o ，該低通濾波電感L o 包括一電連接該第一開關S 1的第二端的第一端，及一第二端，該低通濾波電容 C o 包括一電連接該低通濾波電感L o 的第一端的第一端，及一電連接該第四開關S 4的第一端的第二端，此外，該負載21跨接於該低通濾波電容C o 的第一端及第二端以接收該輸出電壓。
當本實施例操作於穩態時，該主要開關Q m1與該輔助開關Q a1的責任週期分別假設如下：
Figure 109111777-A0305-02-0019-1
Figure 109111777-A0305-02-0019-3
因此該主要開關Q m1的導通時間為d m1 T s ，而該輔助開關Q a1的導通時間為(1-d m1)T s ，其中，T s 為高頻切換週期，V in 即為前述的太陽能電壓v PV ，需再說明的是，為簡化電路分析，此處的輸入電壓V in 屬於純直流電壓，並忽略其交流成份，假設本實施例操作於連續導通模式，當該主要開關Q m1導通，而該輔助開關Q a1截止，該激磁電感L m1的電壓為v p1=V in ；當該主要開關Q m1截止，而該輔助開關Q a1導通，該激磁電感L m1的電壓為v p1=V in -v cc1，其中，v cc1為該箝位電容C c1的電壓，根據伏-秒平衡(Volt-second balance)原理，該輸入電壓V in 與該箝位電容C c1的電壓v cc1之關係可表示如下式：V in d m1 T s =(v cc1-V in )(1-d m1)T s (式三)。
自(式三)進一步可知：
Figure 109111777-A0305-02-0019-6
。
自(式四)進一步可知該箝位電容C c1的電壓v cc 之電壓 轉移函數與升壓型轉換器相同，此外，當該主要開關Q m1截止，由於該輔助開關Q a1導通，因此該主要開關Q m1的跨壓v ds1為
Figure 109111777-A0305-02-0020-7
以下依照第一狀態~第九狀態，進一步說明本實施例的時序操作，須先說明的是，為便於說明書及電路圖交互參照閱讀，以下關於第一~第九狀態的圖5~圖13皆未繪示該控制模組32，而圖5~圖13所繪示的負載R o 即為前述的負載21，此外，為簡化電路分析，本實施例還有以下假設條件：(一)所有電路元件皆為理想元件、(二)箝位電容C c1的電容值遠大於該主要開關Q m1所對應的一寄生電容C ds1的電容值、(三)激磁電感Lm 1的電感值遠大於該漏電感Lr 1的電感值、(四)儲能電感L 1的電感值與濾波電容C f 的電容值極大，因此在一切換週期中，輸出電壓與輸出電流可視為定值、(五)該主要開關Q m1的導通時間為d m1 T s ，該輔助開關Q a1的導通時間為(1-d m1)T s ，T s 為高頻切換週期，而由於盲時(Dead time)極為短暫，因此可忽略不計。
第一狀態：
配合參閱圖4、圖5，須先說明的是，圖4所標示的v GS_m1為該主要開關Q m1的控制端所接收的驅動信號，而v GS_a1則為該輔助開關Q a1的控制端所接收的驅動信號，在時間t=t 0時，該主要開 關Q m1導通，該輔助開關Q a1截止，此時，該激磁電感L m1的跨壓v p1=V in ，因此流經該激磁電感L m1的電流i Lm1呈線性上升，該變壓器T x1的次級側繞組N S 的電壓v s1為V in /n，因此該順向二極體D 1為導通，該飛輪二極體D 2為截止，此時，輸入電源經由該變壓器T x1與該順向二極體D 1將能量傳送至儲能電感L 1與負載R o ，該主要開關Q m1的跨壓值為v ds1 (t)=0，而在該變壓器T x1的該漏電感Lr 1形成 的漏電感電流為
Figure 109111777-A0305-02-0021-8
，其中，I Lo 為在一高 頻週期中輸出電感電流平均值，在時間t=t 1時，該主要開關Q m1切換至截止狀態，且該主要開關Q m1的驅動訊號v GS_m1降為零，整體電路運作進入下一個狀態。
第二狀態：
配合參閱圖4、圖6，在時間t=t 1時，該主要開關Q m1切換為截止，該變壓器T x1的該漏電感L r1、該激磁電感L m1與該寄生電容C ds1產生共振，而該漏電感電流i Lr1開始對該寄生電容C ds1充電，該寄生電容C ds1的電壓v ds1開始上升，該變壓器T x1的激磁電感Lm 1的電壓v p1開始下降，此時該順向二極體D 1持續導通，該飛輪二極體D 2保持截止，該主要開關Q m1的跨壓v ds1為V in [1-cos ω1(t-t 1)]+i Lr1(t)Z 1 sin ω1(t-t 1)，而該漏電感L r1的電流i Lr1為
Figure 109111777-A0305-02-0021-9
，其中，
Figure 109111777-A0305-02-0021-11
，
Figure 109111777-A0305-02-0021-10
，且第二狀態所需時間為
Figure 109111777-A0305-02-0021-13
，在時 間t=t 2時，該主要開關Q m1的跨壓值v ds1上升至V in ，整體電路運作進入下一個狀態。
第三狀態：
配合參閱圖4、圖7，在時間t=t 2時，該變壓器T x1的激磁電感Lm 1的電壓v p1下降至零，使得該順向二極體D 1與該飛輪二極體D 2皆為導通，該順向二極體電流i D1逐漸減少，而流經該飛輪二極體D 2的電流i D2則隨之逐漸增加，當該主要開關Q m1的跨壓v ds1上升時，由於該順向二極體電流i D1減少，使該漏電感電流i Lr1隨之 下降，此時，該漏電感電流為
Figure 109111777-A0305-02-0022-17
，但該激磁電感電 流i Lm1維持不變，此時，該主要開關Q m1的跨壓v ds1為V in +i Lr1(t 2)Z 2 sin ω2(t-t 2)，而該漏電感電流i Lr1為i Lr1(t 2)cos ω2(t-t 2)， 其中，
Figure 109111777-A0305-02-0022-14
，
Figure 109111777-A0305-02-0022-16
，當該主要開關Q m1的跨壓v ds1達到 V in /(1-d m1)時，漏電感電流i Lr1停止對該寄生電容C ds1充電，此時第三狀態結束，整體電路運作進入下一個狀態。
第四狀態：
配合參閱圖4、圖8，在時間t=t 3時，該漏電感電流i Lr1經由該第二二極體D a1對該箝位電容C c1充電，因此該輔助開關Q a1的跨壓為零，由於該第二二極體D a1已先導通，因此在此模式下對該輔助開關Q a1提供閘極驅動信號，可使其具有零電壓切換導通之特性，此時該激磁電感L m1的電壓v p1為零，該箝位電容C c1的電壓 v cc1為V in -[V in -v cc1(t 3)]cos ω3(t-t 3)+i Lr1(t 3)Z 3 sin ω3(t-t 3)，而該 漏電感電流i Lr1為
Figure 109111777-A0305-02-0023-19
，其 中，
Figure 109111777-A0305-02-0023-20
，
Figure 109111777-A0305-02-0023-22
，當該漏電感電流i Lr1與該激磁電感電流 i Lm1相同，該順向二極體D 1的電流i D1降為零，此時第四狀態結束，整體電路運作進入下一個狀態。
第五狀態：
配合參閱圖4、圖9，在時間t=t 4時，由於該順向二極體D 1的電流i D1為零，該漏電感L r1與該激磁電感L m1串聯，並與該箝位電容C c1共振，此時該激磁電感L m1的電壓v p1為-d m1 V in /(1-d m1)，該漏電感電流i Lr1與該激磁電感電流i Lm1相同且持續下降，且由於共振緣故，該激磁電感電流i Lm1在此區間將改變為反向電流，使得儲存於該激磁電感L m1之能量回充至輸入電源V in ，在此模式下，該箝位電容C c1的電壓v cc1為V in -[V in -v cc1(t 4)]cos ω3(t-t 3)+i Lr1(t 4)Z 3 sin ω4(t-t 4)，而該漏電感電流i Lr1為
Figure 109111777-A0305-02-0023-23
，其中，
Figure 109111777-A0305-02-0023-42
，
Figure 109111777-A0305-02-0023-43
，當該輔助開關Q a1的閘極驅動信號消失，此時第五狀 態結束，整體電路運作進入下一個狀態。
第六狀態：
配合參閱圖4、圖10，在時間t=t 5時，該輔助開關Q a1截止，該激磁電感L m1的電壓v p1為-d m1 V in /(1-d m1)，且該激磁電感 L m1的電壓v s1為負值，此時共振電流流入該寄生電容C ds1而使其放電，因此該主要開關Q m1的跨壓v ds1開始下降，其電壓值為V in /(1-d m1)，在此模式下，該主要開關Q m1的跨壓v ds1為v ds1(t)=V in -[V in -v cc1(t 5)]cos ω1(t-t 5)+i Lr1(t 5)Z 1 sin ω1(t-t 5)，而漏 電感電流i Lr1為
Figure 109111777-A0305-02-0024-26
t 5)，其中，
Figure 109111777-A0305-02-0024-27
，
Figure 109111777-A0305-02-0024-28
，當該主要開關Q m1的跨 壓v ds1下降至V in 時，此時第六狀態結束，且第六狀態經歷時間為
Figure 109111777-A0305-02-0024-29
第七狀態：
配合參閱圖4、圖11，在時間t=t 6時，該主要開關Q m1的跨壓v ds1下降至V in ，使得該激磁電感L m1的電壓v p1再次為零，此時該激磁電感L m1不再參與共振，且其電流維持固定，而該漏電感L r1的跨壓為V in ，因此其電流i Lr1由負值以斜率V in /L r1呈線性上升，此外，該順向二極體D 1再次導通，因此該順向二極體D 1的電流i D1開始增加，該飛輪二極體D 2的電流i D2開始減少，此時該主要開關Q m1的跨壓v ds1為v ds1(t)=V in +i Lr1(t 6)Z 2 sin ω2(t-t 6)，而該漏電感電流 i Lr1為i Lr1(t)=i Lr1(t 6)cos ω2(t-t 6)，其中，
Figure 109111777-A0305-02-0024-30
，
Figure 109111777-A0305-02-0024-33
， 若欲使該主要開關Q m1達成零電壓切換，則該主要開關Q m1的跨壓v ds1須滿足v ds1(t)
Figure 109111777-A0305-02-0024-41
0，由於該漏電感電流i Lr1無法瞬間改變方向而使其流經該第一二極體D m1，因此可得以下條件：|i Lr1(t 6)Z 2|
Figure 109111777-A0305-02-0024-40
V in ， 當該主要開關Q m1的跨壓v ds1下降至零，此時第七狀態結束，且第 七狀態經歷時間為
Figure 109111777-A0305-02-0025-34
。
第八狀態：
配合參閱圖4、圖12，在時間t=t 7時，該漏電感電流i Lr1流向該第一二極體D m1，使得儲存於該激磁電感L m1之能量回充至該輸入電源V in ，該主要開關Q m1在此狀態內接收閘極驅動信號，由於該第一二極體D m1已先導通，因此該主要開關Q m1具有零電壓切換導通的特性，而由於該順向二極體D 1及該飛輪二極體D 2持續導通，因此該漏電感L r1的電流i Lr1持續以斜率V in /L r1線性遞增，且該 漏電感L r1的電流i Lr1為
Figure 109111777-A0305-02-0025-35
，當電流i Lr1遞增至 零，此時第八狀態結束，且第八狀態經歷時間為
Figure 109111777-A0305-02-0025-37
。
第九狀態：
配合參閱圖4、圖13，在時間t=t 8時，該漏電感L r1的電流i Lr1開始為正值，該順向二極體D 1的電流i D1持續線性遞增，該飛輪二極體D 2的電流i D2持續線性下降，此時該主要開關Q m1的跨壓 v ds1為零，該漏電感L r1的電流i Lr1為
Figure 109111777-A0305-02-0025-39
，該飛 輪二極體D 2在時間t=t9時截止，此時第九狀態結束，且第九狀態經 歷時間為
Figure 109111777-A0305-02-0025-38
。
參閱圖14，為本實施例假設輸入電壓V in 為48V，對應的輸出電壓、輸出電流的實測波形，其中，橫軸代表時間，縱軸代表 輸出電壓及輸出電流的振幅。
參閱圖15，為本實施例假設輸入電壓V in 為48V，對應的輸出電壓v o 、輸出電流i o 的實測波形，其中，橫軸代表時間，縱軸代表輸出電壓及儲能電感L 1電流的振幅。
由圖14、圖15可知，輸出電壓、電流為弦波形式，證明本實施例可有效地將直流形式的電壓轉換為交流形式的輸出電壓。
參閱圖16、圖17，為本實施例處於穩壓模式，且該負載21在於320W及160W之間變動時，輸出電壓v o 、輸出電流i o 的實測波形，由圖16、圖17可知，輸出電壓v o 仍可快速且穩定調節至110Vrms的交流弦波，因此本實施例具有良好的動態電壓調節能力。
參閱圖18、圖19，為本實施例在輸入電壓V in 為48V，且該負載21處於滿載狀態(400W)時，該主要開關Q m1的電壓v ds1、電流i sm1 、該箝位電容C c1的電壓v cc1之實測波形，由於共振電流在該主要開關Q m1導通前先流經該第一二極體D m1，由圖18可以看出該主要開關Q m1具有零電壓切換導通之特性，可有效降低開關切換損失，此外，由圖19可以看出該箝位電容C c1的電壓v cc1最大值約為95V，可有效地限制主要開關Q m1之電壓應力，故可選用具有較低導通電阻之功率晶體，以降低導通損耗。
參閱圖20，為本實施例之效率量測曲線，其中，當輸入電壓V in 為48V及72V時，對應的最高效率分別為90.2%及91.5%。
參閱圖21，當本實施例與該市電系統23併聯運轉時，藉由控制輸出電流，使其頻率及相位與市電電壓v s 之頻率與相位相同，該太陽能發電裝置22將可藉由本實施例輸出實功至該負載21，自圖21可明顯看出輸出電流i o 近似理想弦波且與市電電壓v s 所對應的市電電流i s 同相位，此時輸出功率約200W，而該市電系統23亦提供約200W之功率以補足該負載21所需之功率，由此可證明本實施例與該市電系統23併聯供電的可行性。
綜上所述，本實施例電壓轉換裝置當該主要開關Q m1不導通，由於該漏電感電流i Lr1流向該第二二極體D a1而對該箝位電容C c1充電，進而使得該輔助開關Q a1的跨壓為零，且由於該第二二極體D a1已先導通，因此使該輔助開關Q a1具有零電壓切換導通特性；再者，當該輔助開關Q a1不導通，由於該漏電感電流i Lr1流向該第一二極體D m1的陰極而使該第一二極體D m1先導通，使得儲存於該激磁電感L m1之能量回充至該輸入電源V in ，並使該主要開關Q m1的跨壓為零，因此該主要開關Q m1同樣具有零電壓切換導通的特性；此外，當該主要開關Q m1不導通，該輔助開關Q a1導通，且該初級側繞組的電壓為負值時，該漏電感電流i Lr1自該箝位電容C c1的第一端流向該初級側繞組的第一端，進而互相轉換能量，因此本實施例可歸納出以下優點：
一、藉由變壓器的等效激磁電感L m1及漏電感L r1，可使 主要開關Q m1及輔助開關Q a1具有零電壓切換導通之特性，可有效降低開關切換損失。
二、以輔助開關Q a1及箝位電容C c1取代傳統重置繞組，使激磁電感L m1與箝位電容C c1之儲能交互轉換，作為變壓器T x1之剩磁重置機制，由於激磁電感L m1與箝位電容C c1皆為被動儲能元件，理論上無能量損失，故確實能達成本發明的目的。
惟以上所述者，僅為本發明的實施例而已，當不能以此限定本發明實施的範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作的簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋的範圍內。
21:負載
22:太陽能發電裝置
23:市電系統
31:輸出級
D 1:順向二極體
D 2:飛輪二極體
L 1:儲能電感
C f :輸出濾波電容
S 1:第一開關
S 2:第二開關
S 3:第三開關
S 4:第四開關
311:低通濾波器
32:控制模組
ν PV :太陽能電壓
i PV :太陽能電流
T x1:變壓器
N P :初級側繞組
Lr 1:漏電感
i Lr1:漏電感電流
i Lm1:激磁電感電流
N P1:初級側線圈單元
ν P1:激磁電感電壓
N S :次級側繞組
ν S1:次級側電壓
C c1:箝位電容
Q m1:主要開關
D m1:第一二極體
C ds1:寄生電容
Q a1:輔助開關
D a1:第二二極體
i o :輸出電流
i s :市電電流
ν s :市電電壓
ν PV,f :回授電壓
i PV,f :回授電流
i o,f :電流回授訊號
ν s,f :市電回授電壓

Claims (8)

  1. 一種電壓轉換裝置，適用於根據一呈直流的太陽能電壓，及一市電電壓而供電至一負載，該電壓轉換裝置包含：一變壓器，具有一個初級側繞組及一個次級側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，其中，該初級側繞組的第一端接收該太陽能電壓；一箝位電容，包括一電連接該初級側繞組的第二端的第一端，及一第二端；一主要開關，包括一電連接該箝位電容的第一端的第一端、一第二端，及一接收一具有一脈波寬度的第一脈波調變信號的控制端，且該主要開關根據該第一脈波調變信號運作於一導通狀態及一不導通狀態其中之一；一第一二極體，具有一電連接該主要開關的第一端的陰極，及一電連接該主要開關的第二端的陽極，一輔助開關，包括一電連接該箝位電容的第二端的第一端、一電連接該主要開關的第二端的第二端，及一接收一具有一脈波寬度的第二脈波調變信號的控制端，且該輔助開關根據該第二脈波調變信號運作於一導通狀態及一不導通狀態其中之一，其中，該次級側繞組根據該主要開關與輔助開關的切換，而輸出一個次級側電壓；一第二二極體，具有一電連接該輔助開關的第一端的陽極，及一電連接該輔助開關的第二端的陰極；一輸出級，電連接該負載且電連接該次級側繞組接收該次級側電壓，並用以將該次級側電壓轉換成一交流的輸 出電壓，一控制模組，根據該太陽能電壓、該市電電壓，及一相關於該輸出電壓的輸出電流而產生該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號，當該主要開關根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該初級側繞組產生一對應於該次級側繞組的太陽能電流，當該主要開關導通，該初級側繞組進行儲能，當該主要開關不導通，該初級側繞組對該次級側繞組進行釋能，該箝位電容重置該變壓器的剩磁，達到具零電壓切換效果，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號為弦波式脈波寬度調變信號該控制模組包括一直流電壓偵測器、一直流電流偵測器、一交流電壓偵測器、一交流電流偵測器、一電流命令產生器、一比較輸出器，及一脈波信號產生器，該直流電壓偵測器接收該太陽能電壓，並產生一對應的回授輸入電壓，該直流電流偵測器接收一相關於該太陽能電壓的太陽能電流，並產生一對應的回授輸入電流，該交流電壓偵測器接收該市電電壓並據以產生一交流形式的市電回授電壓，該交流電流偵測器接收該輸出電流，並據以產生一輸出回授電流，該電流命令產生器根據該回授輸入電壓、該回授輸入電流、與該市電回授電壓產生一對應的電流命令， 該比較輸出器對該電流命令與該輸出回授電流進行比較，該脈波信號產生器根據該比較輸出器的比較結果產生該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號。
  2. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中，該電流命令產生器包括一功率追蹤單元，及一命令產生單元，該功率追蹤單元對該回授輸入電壓與該回授輸入電流執行最大功率點追蹤演算法，該命令產生單元根據該市電回授電壓與該功率追蹤單元執行最大功率點追蹤演算法的結果產生該電流命令。
  3. 如請求項2所述的電壓轉換裝置，其中，該輸出電流的頻率及相位與該市電電壓的頻率及相位相同。
  4. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中，該控制模組還包括一接收該市電電壓且電連接該脈波信號產生器的相位偵測器，該相位偵測器根據該市電電壓產生一與該市電電壓的相位相同的方波訊號，該脈波信號產生器根據該方波訊號產生一對應的參考脈波信號組，使該輸出級根據該參考脈波信號組將該次級側電壓轉換成該輸出電壓。
  5. 如請求項4所述的電壓轉換裝置，其中，該參考脈波信號組包括四個參考脈波信號，該輸出級包括一順向二極體、一飛輪二極體、一儲能電感、一輸出濾波電容、一第一開關、一第二開關、一第三開關、一第四開關，及一低通濾波器，該順向二極體具有一電連接該次級側繞組的第一端 的陽極，及一陰極，該飛輪二極體具有一電連接該順向二極體的陰極的陰極，及一連接該次級側繞組的第二端的陽極，該儲能電感具有一電連接該飛輪二極體的陰極的第一端，及一第二端，該輸出濾波電容具有一電連接該儲能電感的第二端的第一端，及一電連接該飛輪二極體的陽極的第二端，該第一開關具有一電連接該輸出濾波電容的第一端的第一端、一電連接該脈波信號產生器以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一第二端，該第二開關具有一電連接該第一開關的第二端的第一端、一電連接該脈波信號產生器以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一電連接該輸出濾波電容的第二端的第二端，該第三開關具有一電連接該第一開關的第一端的第一端、一電連接該脈波信號產生器以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一第二端，該第四開關具有一電連接該第三開關的第二端的第一端、一電連接該脈波信號產生器以接收其中一參考脈波信號的控制端，及一電連接該第二開關的第二端的第二端，該低通濾波器電連接該第一開關的第二端與該第四開關的第一端。
  6. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中， 當該主要開關根據該第一脈波調變信號運作於該不導通狀態，該輔助開關根據該第二脈波調變信號運作於該導通狀態，且該初級側繞組的電壓轉為負值時，該太陽能電流自該箝位電容的第一端流向該初級側繞組的第一端。
  7. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中，該初級側繞組的第一端為打點端，該初級側繞組的第二端為非打點端，該次級側繞組的第一端為打點端，該次級側繞組的第二端為非打點端。
  8. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中，該主要開關是一N型功率半導體電晶體，且該主要開關的第一端是汲極，該主要開關的第二端是源極，該輔助開關是一P型功率半導體電晶體，且該輔助開關的第一端是汲極，該輔助開關的第二端是源極。
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