TWI725915B

TWI725915B - 具有諧波補償之濾波電路

Info

Publication number: TWI725915B
Application number: TW109130148A
Authority: TW
Inventors: 許家彰; 陳威廷; 陳勝建
Original assignee: 台達電子工業股份有限公司
Priority date: 2020-09-03
Filing date: 2020-09-03
Publication date: 2021-04-21
Also published as: TW202211601A

Abstract

一種具有諧波補償之濾波電路耦接於接收交流電壓的橋整電路與輸入電容，橋整電路包含火線端、中性線端、正極端及負極端，且濾波電路包括續流電容、續流開關及單向開關。續流電容的一端耦接橋整電路的火線端，且續流開關的一端耦接續流電容的另一端，續流開關的另一端耦接橋整電路的正極端及輸入電容。單向開關的一端耦接續流電容與續流開關，單向開關的另一端接收電壓源。其中，續流開關的第一導通電壓大於橋整電路中，火線端至正極端的第二導通電壓。

Description

具有諧波補償之濾波電路

本發明係有關一種具有諧波補償之濾波電路，尤指一種可於簡化電路控制方式及成本考量下，選擇性的僅使用被動電子元件構成的具有諧波補償之濾波電路。

總諧波失真（total harmonic distortion, THD）是電氣信號諧波失真的一項指標，常見的定義方式表達為所有諧波成分功率之和與基本頻率信號功率的比值。有時也會用失真因素（Distortion factor）來表示。總諧波失真越大，表示諧波成份的比例越大。諧波失真是指由於非線性因素導致一些不該有的信號疊加到輸入信號中去，這些不該有的信號都是原始輸入信號的倍數頻率。

目前電子設備，絕大多數其內部都是直接或是間接以直流電壓工作。因此目前電子設備的輸入端大多使用橋式整流器對交流電壓進行整流，以獲得直流電壓。橋式整流器的缺點就是輸入電壓和輸入電流有相位差使功率因數下降，以及輸入電流含有高諧波成份。因此若是未對輸入電壓與輸入電流進行諧波補償時，所造成之輸入電流的波形嚴重的失真，導致電力系統不穩定，嚴重時會使供電中斷之風險。

所以，如何設計出一種具有諧波補償之濾波電路，並可進一步選擇性的在完全使用被動式的電子元件所構成的濾波電路時，也能達到諧波補償效果，乃為本案創作人所欲行研究的一大課題。

為了解決上述問題，本發明係提供一種具有諧波補償之濾波電路，以克服習知技術的問題。因此，本發明濾波電路耦接於接收交流電壓的橋整電路與輸入電容，橋整電路包含火線端、中性線端、正極端及負極端，其中濾波電路包括：續流電容，一端耦接橋整電路的火線端。續流開關，一端耦接續流電容的另一端，續流開關的另一端耦接橋整電路的正極端及輸入電容。及單向開關，一端耦接續流電容與續流開關，另一端接收電壓源。其中，續流開關的第一導通電壓大於橋整電路中，火線端至正極端的第二導通電壓。

本發明之主要目的及功效在於，利用箝位電路使用第一二極體串聯第二二極體的電路結構，可使得兩個二極體的跨壓大於橋整二極體的跨壓。藉此，可使得續流電容不會在橋整二極體與續流開關皆順向導通時產生負電壓，進而達到提高濾波電路進行諧波補償時的補償效果之功效。

為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。

茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下：

請參閱圖1為本發明具有諧波補償之濾波電路之電路方塊圖。具有諧波補償之濾波電路100將輸入電流Iin進行諧波補償，以降低輸入電流Iin的諧波失真。橋式整流電路200（後述簡稱：橋整電路200）由火線端L與地線端N接收交流電壓Vac，並將交流電壓Vac整流後，由正極端A與負極端B提供半波電壓Vh。半波電壓Vh經過輸入電容Cin濾波，提供穩定的直流電壓Vdc對後端耦接的電子裝置300供電。橋整電路200包括四個橋整二極體Db，每兩個橋整二極體Db之間的接點分別耦接至交流電壓Vac的火線端L、中性線端N，以及提供整流後之半波電壓的正極端A及負極端B。濾波電路100耦接橋整電路200與輸入電容Cin，且包括續流電容Cf、續流開關10及單向開關D。續流電容Cf的一端耦接火線端L，續流電容Cf的另一端耦接續流開關10的一端與單向開關D的一端，且續流開關10的另一端耦接正極端A與輸入電容Cin的一端。單向開關D的另一端耦接電壓源Vs，電壓源Vs可通過單向開關D對續流電容Cf充電，於本發明之一實施例中，單向開關D例如但不限定為一二極體，舉凡能使電壓源Vs可對續流電容Cf充電，且於續流電容Cf放電時，能量不會流回電壓源Vs之元件，皆應包含在本實施例之範疇當中，例如利用開關搭配相應控制迴路。濾波電路100更可包括電源產生電路20，且電源產生電路20可作為電壓源Vs的提供者。電源產生電路20的一端耦接單向開關D的另一端，且電源產生電路20的另一端耦接負極端B(即接地點GND)。

具體而言，續流開關10包括串聯耦接的第一二極體D1與第二二極體D2，第一二極體D1的陽極耦接續流電容Cf的另一端與單向開關D的一端，且第二二極體D2的陰極耦接正極端A與輸入電容Cin。電源產生電路20包括輔助繞組22與穩壓電容Cs，且輔助繞組22的一端耦接負極端B。穩壓電容Cs的一端耦接輔助繞組22的另一端，且穩壓電容Cs的另一端耦接負極端B。輔助繞組22產生輔助電壓Vaux，且對穩壓電容Cs充電，使穩壓電容的兩端建立電壓源Vs。

進一步而言，輔助繞組22主要耦接於具有變壓器(圖未示)的電子裝置300(通常為電力轉換器)，且通過耦合變壓器感應輔助電壓Vaux。輔助電壓Vaux的輸出路徑上對地並聯一顆穩壓電容Cs以提供穩定的電壓源Vs給控制器IC運作所需的電力，使控制器IC能夠控制電子裝置300的穩定運作。亦即，以電源產生電路20做為供應控制器IC的電力來源(電壓源Vs)，然於本發明之一實施例中，利用電源產生電路20可提供穩定電壓源Vs的特性，同時將其所提供的電壓源Vs供應給濾波電路100作為諧波補償使用，藉此可使濾波電路100達成減少電路元件數量，且無須額外增加一組電源產生電路之功效。然而，若實際電路應用之需求，電壓源Vs也可通過外部的外接電源所提供，或者利用分壓電路(圖未示)將電子裝置300內某個節點的電壓做分壓等方式獲得。

其中，電源產生電路20可更包括整流開關Dc，整流開關Dc的一端耦接輔助繞組22，另一端耦接穩壓電容Cs。具體而言，由於電子裝置300的類型(例如但不限於反馳式轉換器、或操作於非連續導通模式的轉換器等)或輔助繞組22極性的關係，輔助繞組22所感應到的輔助電壓Vaux可能包括負電壓。但由於控制器IC通常僅能耐受正電壓，且濾波電路100也需要正電壓的電壓源Vs才能進行諧波補償，因此整流開關Dc除可提供輔助繞組22做電壓轉換時的整流用，亦可確保提供正確的電源極性給控制器IC及濾波電路100。

請參閱圖2A為本發明具有諧波補償之濾波電路在交流電壓的負半週之電流路徑圖、圖2B為本發明具有諧波補償之濾波電路在交流電壓的正半週之電流路徑圖，復配合參閱圖1。於圖2A中，濾波電路100在交流電壓Vac的負半週時，包括兩條電流路徑。其中之一為負半週諧波補償路徑Lnh，另一路徑為負半週整流路徑Lnr。在交流電壓Vac的負半週時，僅有2種時機點會產生電流路徑。其中之一為交流電壓Vac大於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc時，產生負半週整流路徑Lnr。其路徑為交流電壓Vac、中性線端N、橋整二極體Db、正極端A、輸入電容Cin、負極端B、橋整二極體Db、火線端L回到交流電壓Vac，此路徑也為一般交流電壓Vac經橋整對輸入電容Cin充電的電流路徑。另一條電流路徑主要由濾波電路100所提供，其主要係在交流電壓Vac大於直流電壓Vdc加上穩壓電容Cs上的電壓(即電壓源Vs)時所產生的負半週諧波補償路徑Lnh。因此，負半週諧波補償路徑Lnh為交流電壓Vac、中性線端N、橋整二極體Db、正極端A、輸入電容Cin、穩壓電容Cs、單向開關D、續流電容Cf回到交流電壓Vac，此路徑為濾波電路100對輸入電流Iin的負半週進行諧波補償的電流路徑。其中，在負半週諧波補償路徑Lnh時，由於續流電容Cf上的電容電壓Vcf(即為續流電容Cf兩端的跨壓)在前半個週期時(正半週產生正半週諧波補償路徑Lph時)已被洩放完畢，使得此時的續流電容Cf並無儲存能量，因此在進行負半週諧波補償時，電源產生電路20所提供的電壓源Vs通過單向開關D對續流電容Cf充電，使續流電容Cf建立電容電壓Vcf。

於圖2B中，濾波電路100在交流電壓Vac的正半週時，也包括兩條電流路徑。其中之一為正半週諧波補償路徑Lph，另一路徑為正半週整流路徑Lpr。在交流電壓Vac的正半週時，也僅有2種時機點會產生電流路徑。其中之一為交流電壓Vac大於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc時，產生正半週整流路徑Lpr。其路徑為交流電壓Vac、火線端L、橋整二極體Db、正極端A、輸入電容Cin、負極端B、橋整二極體Db、中性線端N回到交流電壓Vac，此路徑也為一般交流電壓Vac經橋整對輸入電容Cin充電的電流路徑。另一條電流路徑主要由濾波電路100所提供，其主要係在交流電壓Vac加上續流電容Cf上的電容電壓Vcf(即為續流電容Cf兩端的跨壓)大於直流電壓Vdc時所產生的正半週諧波補償路徑Lph。因此，正半週諧波補償路徑Lph為交流電壓Vac、續流電容Cf、續流開關10、輸入電容Cin、負極端B、橋整二極體Db、中性線端N回到交流電壓Vac，此路徑為濾波電路100對輸入電流Iin的正半週進行諧波補償的電流路徑。其中，由於續流電容Cf在前半個週期時(負半週產生負半週諧波補償路徑Lnh時) 建立電容電壓Vcf，因此在進行正半週諧波補償時，儲存在續流電容Cf中的能量經由續流開關10洩放至輸入電容Cin。

進一步而言，在本發明之一實施例中，由於在某些電子產品中，其產品僅需要符合輸入電流Iin諧波失真的規範，而不用符合輸入電流Iin功率因數的規範(例如但不限於，IEC6100-3-2 Class A)。由於此規範僅要求諧波失真率必須小於一定的比例，因此輸入電容Cin的後端可不需要耦接電路成本較為昂貴的功率因數矯正器(PFC)，僅需使用濾波電路100在交流電壓Vac的正半週與負半週做出如圖3之電流波形I與III，即可改善諧波失真。而且，其可選擇性的僅利用便宜且容易取得的被動電子元件，在完全不使用主動控制的元件及相應的控制技術下，既可達成降低電路成本，且可改善諧波失真之功效。

請參閱圖3為本發明交流電壓與諧波補償後之輸入電流之波形示意圖，復配合參閱圖1~2B，且反覆參閱圖2A、2B、3。在時段T1時，交流電壓Vac處於負半週，此時段輸入電容Cin存在前半個週期(即交流電壓Vac為正半週時)電壓，故無輸入電流Iin路徑。此時，單向開關D不導通，電源產生電路20僅提供電壓源Vs維持控制器IC的穩定運作。在時段T2時，續流電容Cf並無儲存能量(上個週期已洩放完畢)，且輸入電容Cin與穩壓電容Cs串聯迴路上的電壓(即直流電壓Vdc加上電壓源Vs)低於交流電壓Vac，因此產生負半週諧波補償路徑Lnh對續流電容Cf充電，使續流電容Cf建立電容電壓Vcf。

在時段T3時，續流電容Cf已建立電容電壓Vcf，使得負半週諧波補償路徑Lnh斷路。此時，由於交流電壓Vac仍大於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc，因此產生負半週整流路徑Lnr，使交流電壓Vac對輸入電容Cin充電。在時段T4時，由於交流電壓Vac小於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc，因此負半週整流路徑Lnr斷路，故無輸入電流Iin路徑。由於在負半週諧波補償路徑Lnh時，電壓源Vs對續流電容Cf充電，使得時段T2時產生第一補償電流的波形I。第一補償電流的波形I恰巧補償輸入電流Iin在負半週整流路徑Lnr產生前的缺失段(即負半週整流電流波形II前面缺失的部分)，使經補償後的輸入電流Iin的負半週波形(即波形I加波形II)接近交流電壓Vac的負半週波形。

在時段T4-T5交界處，交流電壓Vac的電壓波形轉為正半週，在T5時段，因輸入電容Cin存在前半個週期(即交流電壓Vac為負半週時)電壓，故無輸入電流Iin路徑。此時，單向開關D不導通，電源產生電路20僅提供電壓源Vs維持控制器IC的穩定運作。在時段T6時，續流電容Cf在前半個週期已建立電容電壓Vcf，且交流電壓Vac加上電容電壓Vcf大於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc，因此在進行正半週諧波補償時，儲存在續流電容Cf中的能量經正半週諧波補償路徑Lph對輸入電容Cin放電至續流電容電壓Vcf加上交流電壓Vac小於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc為止。

在時段T7時，因續流電容電壓Vcf加上交流電壓Vac小於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc，使得正半週諧波補償路徑Lph斷路。此時，由於交流電壓Vac仍大於大於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc，因此產生正半週整流路徑Lpr使交流電壓Vac對輸入電容Cin充電。在時段T8時，由於交流電壓Vac小於輸入電容Cin上的直流電壓Vdc，因此正半週整流路徑Lpr斷路，故無輸入電流Iin路徑。由於在正半週諧波補償路徑Lph時，續流電容Cf對輸入電容Cin放電，使得時段T6時產生第二補償電流的波形III。第二補償電流的波形III恰巧補償輸入電流Iin在正半週整流路徑Lpr產生前的缺失段(即正半週整流電流波形IV前面缺失的部分)，使經補償後的輸入電流Iin的正半週波形(即波形III加波形IV)接近交流電壓Vac的正半週波形。

復參閱圖1~2B，續流開關10以第一二極體D1串聯第二二極體D2的原因在於，通常橋整二極體Db的順向導通電壓約為1V，且普通的二極體的順向導通電壓約為0.7V。因此若續流開關10僅使用單顆二極體的狀況下，在火線端L與正極端A之間的橋整二極體Db與續流開關10中的單顆二極體皆順向導通時，橋整二極體Db的跨壓會大於續流開關10中的單顆二極體的跨壓。所以，在續流電容Cf上會產生負電壓而導致濾波電路100進行諧波補償時的不良影響，甚至影響元件壽命。基於上述的原因，本發明之一實施例中，續流開關10使用第一二極體D1串聯第二二極體D2可使得兩個二極體的跨壓增加至約為1.4V而大於橋整二極體Db的跨壓(1V)。意即，續流開關10的第一導通電壓(例如1.4V)會大於火線端L與正極端A之間的橋整二極體Db的第二導通電壓(例如1V)。藉此，可使得續流電容Cf不會在橋整二極體Db與續流開關10皆順向導通時產生負電壓，進而達到提高濾波電路100進行諧波補償時的補償效果之功效。值得一提，於本發明之一實施例中，續流開關10並不限定僅能使用第一二極體D1串聯第二二極體D2的電路結構。舉凡僅要在導通時(例如利用開關及其控制技術)，能確保續流開關10的導通電壓能夠大於橋整二極體Db的導通電壓之電路結構及應用，皆應包含在本實施例之範疇當中，例如可選用導通電壓大於橋整二極體Db導通電壓之單顆二極體，或採用多顆二極體串聯使其總導通電壓大於橋整二極體Db導通電壓，或在導通時跨壓會大於橋整二極體Db導通時跨壓的任何元件。

另一方面，由於穩壓電容Cs必須要穩定且持續地提供電力供應控制器IC，但續流電容Cf僅需在時段T2與T6提供短暫電力以產生相應的電流路徑，因此穩壓電容Cs的電容值必須要大於續流電容Cf，且穩壓電容Cs大多使用電解電容較佳。而續流電容Cf則可使用電解電容、陶瓷電容，或者鉭質電容即可。此外，續流電容Cf的電容值大小會影響到時段T2與T6的電流波形(即波形I與III)。在續流電容Cf的電容值越小時，儲存及所能釋放的能量越少，使得時段T2與T6所持續的時間較短，且波形I與III較為陡峭。反之則時間較長，且波形I與III較為平緩。因此設計者可根據實際需求調整續流電容Cf的電容值，以得到濾波電路100在不同期望值的諧波補償效果。

以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。

100:濾波電路

Cf:續流電容

10:續流開關

D1:第一二極體

D2:第二二極體

D:二極體

20:電源產生電路

22:輔助繞組

Cs:穩壓電容

Dc:整流開關

200:橋整電路

L:火線端

N:中性線端

A:正極端

B:負極端

Db:橋整二極體

Cin:輸入電容

GND:接地點

300:電子裝置

IC:控制器

Vac:交流電壓

Vh:半波電壓

Vs:電壓源

Vaux:輔助電壓

Vcf:電容電壓

Iin:輸入電流

Lnh:負半週諧波補償路徑

Lnr:負半週整流路徑

Lph:正半週諧波補償路徑

Lpr:正半週整流路徑

T1~T8:時段

I~IV:波形

圖1為本發明具有諧波補償之濾波電路之電路方塊圖；

圖2A為本發明具有諧波補償之濾波電路在交流電壓的負半週之電流路徑圖；

圖2B為本發明具有諧波補償之濾波電路在交流電壓的正半週之電流路徑圖；及

圖3為本發明交流電壓與諧波補償後之輸入電流之波形示意圖。