TWI695571B - 單級高功因電壓漣波轉換器電路 - Google Patents
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Abstract
一種單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中包括：輸入端，係用來輸入一輸入電壓；該消除電磁干擾濾波器耦接該輸入端並接收該輸入電壓；該二極體整流子耦接該消除電磁干擾濾波器並將該輸入電壓進行一整流，該整流過後具有一整流輸入電壓；該二次虛功吸收電路耦接該二極體整流子，其中該二次虛功吸收電路具有一電容電壓，該電容電壓與該整流輸入電壓進行比較後會有複數條件狀態，在根據該複數條件狀態進行一充放電模式；以及該反馳式轉換器一端耦接該二次虛功吸收電路，另一端耦接一負載端。
Description
本發明係關於一種轉換器電路，特別是關於一種單級高功因電壓漣波轉換器電路。
傳統的小功率採用反馳式轉換器之電源供應器，雖然在移除高壓直流電容並使反馳式轉換器採用高功因之控制方法後，可以改善輸入電流波形以至於功率因數提升，但輸出電壓卻含有較高之二次漣波電壓。此種單級高功因電路如圖1(a)所示，在單位功因下之輸入電壓及電流波形如圖1(b)所示，其輸入功率為：P in =2V in I in sin2 ωt=V in I in (1-cos 2ωt) (1)其中Vin及Iin為輸入電壓及輸入電流之均方根(RMS)值，假設輸出電壓經過調整為定值Vd，基於功率平衡其輸出功率等於輸入功率，因此輸出功率Pd=Pin，則輸出電流可以求得為：
式子(2)中id之直流成份Io為提供負載電流，其二次電流成份(Ic2)則對輸出電容作充放電進而形成一二次之虛功，其將造成輸出電壓具有二次漣波，此電壓二次漣波之大小為：
由於ω為市電頻率相當低頻，式子(3)指出若要有較低之二次漣波輸出電壓需要使用非常大之輸出電容，這相當不實際；因此小功率採用反馳式轉換器之電源供應器，一般在交流電壓輸入後採用橋式整流子及直流電容濾波，以提供後端反馳式轉換器高壓之直流輸入電壓，此種電路架構之輸入電流將嚴重失真導致功率因數不佳。
鑒於上述習知技術之缺點並同時改善輸出電壓卻含有較高之二次漣波電壓，本發明提出使用單級高功因電壓漣波轉換器電路，利用小功率電源供應器提出一採用單級電路架構且具備高功因及低輸出漣波電壓特性之轉換器來解決上述的缺點。
為了達到上述目的，根據本發明所提出之一種單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中包括：一輸入端，係用來輸入一輸入電壓；一消除電磁干擾濾波器，該消除電磁干擾濾波器耦接該輸入端並接收該輸入電壓；一二極體整流子，該二極體整流子耦接該消除電磁干擾濾波器並將該輸入電壓進行一整流，該整流過後具有一整流輸入電壓；一二次虛功吸收電路，該二次虛功吸收電路耦接該二極體整流子，其中該二次虛功吸收電路具有一電容電壓，該電容電壓與該整
流輸入電壓進行比較後會有複數條件狀態，在根據該複數條件狀態進行一充放電模式；以及一反馳式轉換器，該反馳式轉換器一端耦接該二次虛功吸收電路，另一端耦接一負載端。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該複數條件狀態中當該整流輸入電壓大於一電容電壓時，該二極體整流子則為導通，若該整流輸入電壓小於該電容電壓時，該二極體整流子則為不導通。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該二極體整流子為導通時，具有一導通切換週期模式，該導通切換週期模式在t0~t1期間，該二次虛功吸收電路具有一第一導通路徑，此時該二次虛功吸收電路的一儲能電感則為充電狀態；以及該二次虛功吸收電路與該反馳式轉換器具有一第二導通路徑，此時該反馳式轉換器的一變壓器的自感量則為充電狀態。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該導通切換週期模式在t1~t2期間，該二次虛功吸收電路具有一第三導通路徑，此時該二次虛功吸收電路的該儲能電感則為放電狀態並對一二次虛功吸收電容進行釋能；以及該反馳式轉換器具有一第四導通路徑，此時該反馳式轉換器的該變壓器的自感量則為放電狀態並對該負載端進行釋能。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其
中該導通切換週期模式在t2~t3期間，該第三導通路徑其導通停止，該反馳式轉換器的該變壓器的自感量則繼續對該負載端進行釋能。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該導通切換週期模式在t3~t4期間，該第四導通路徑其導通停止，此時該負載端其能量由一輸出電容提供。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中其中該二極體整流子為不導通時，具有一不導通切換週期模式，該不導通切換週期模式在t0~t1期間，該二次虛功吸收電路與該反馳式轉換器具有一第五導通路徑，此時該反馳式轉換器的一變壓器的自感量則為充電狀態。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該不導通切換週期模式在t1~t2期間，該反馳式轉換器具有一第六導通路徑，此時該反馳式轉換器的該變壓器的自感量則為放電狀態並對該負載端進行釋能。
本發明的該單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該不導通切換週期模式在t2~t3期間，該第六導通路徑其導通停止，此時該負載端其能量由一輸出電容提供
以上之概述與接下來的詳細說明及附圖，皆是為了能進一步說明本創作達到預定目的所採取的方式、手段及功效。而有關本創作的其他目的及優點，將在後續的說明及圖式中加以闡述。
1:輸入端
2:消除電磁干擾濾波器
3:二極體整流子
4:二次虛功吸收電路
5:反馳式轉換器
6:輸出端
41:儲能電感
42:二次虛功吸收電容
43:第一二極體
44:第二二極體
51:變壓器
52:電晶體
53:整流二極體
54:輸出電容
7:第一導通路徑
8:第二導通路徑
9:第三導通路徑
10:第四導通路徑
11:第五導通路徑
12:第六導通路徑
第一(a)圖係為傳統單級高功因電路之示意圖；第一(b)圖係為傳統單級高功因電路工作波形之示意圖；第二圖係為本發明單級高功因電壓漣波轉換器電路之示意圖；第三圖係為單級高功因電壓漣波轉換器電路的導通工作波型圖；第四圖(a)係為二極體整流子導通的工作模示在t0~t1之示意圖；第四圖(b)係為二極體整流子導通的工作模示在t1~t2之示意圖；第四圖(c)係為二極體整流子導通的工作模示在t2~t3之示意圖；第四圖(d)係為二極體整流子導通的工作模示在t3~t4之示意圖；第五圖單級高功因電壓漣波轉換器電路的二極體整流子不導通工作波型圖；第六圖(a)係為二極體整流子不導通的工作模示在t0~t1之示意圖；第六圖(b)係為二極體整流子不導通的工作模示在t1~t2之示意圖；第六圖(c)係為二極體整流子不導通的工作模示在t2~t3之示意圖；第七圖係為單級高功因電壓漣波轉換器電路的模擬結果波型圖。
以下係藉由特定的具體實例說明本創作之實施方式，熟悉此技藝之人士可由本說明書所揭示之內容輕易地了解本創作之優點及功效。
請參閱第二圖所示，本發明單級高功因電壓漣波轉換器電路之示意圖，其中單級高功因電壓漣波轉換器電路包含輸入端1、消除電磁干擾濾波器2、二極體整流子3、二
次虛功吸收電路4、反馳式轉換器5與輸出端6組成；輸入端1是用來輸入交流輸入電壓，並與該消除電磁干擾濾波器2進行電性偶接，而該消除電磁干擾濾波器2耦接該二極體整流子3，並接收由該輸入端1輸入的交流輸入電壓(Vs)，該二極體整流子3並將該交流輸入電壓(Vs)進行整流，該整流過後具有一整流輸入電壓(Vin)。
接著，該二次虛功吸收電路4耦接該二極體整流子3，其中該二次虛功吸收電路4具有二次虛功吸收電容42，該二次虛功吸收電容42上會有一電容電壓(Vd)與該整流輸入電壓(Vin)進行比較後會有複數條件狀態，在根據該複數條件狀態進行一充放電模式，其中該複數條件狀態中當該整流輸入電壓(Vin)大於電容電壓(Vd)時，該二極體整流子3則為導通，若該整流輸入電壓(Vin)小於電容電壓(Vd)時，該二極體整流子3則為不導通，另外，該二次虛功吸收電路4還包含由儲能電感41、第一二極體43與第二二極體44組成；該反馳式轉換器5端耦接該二次虛功吸收電路4，另一端耦接負載端，該反馳式轉換器5是由變壓器51、電晶體52、整流二極體53與輸出電容54所組成，該變壓器51的匝數比為N1：N2，而該變壓器51的自感量為Lm，以及整流二極體53與輸出電容54為和負載端耦接。
接著，請參閱第三圖與第四圖(a)~第四圖(d)所示，而第三圖與第四圖(a)~第四圖(d)是根據第二圖的單級高功
因電壓漣波轉換器電路之示意圖再進一步說明單級高功因電壓漣波轉換器電路的導通工作波型圖以及二極體整流子導通的工作模示在t0~t1、t1~t2、t2~t3與t3~t4之示意圖。如圖三所示，當該二極體整流子3將該交流輸入電壓(Vs)進行整流，該整流過後具有一整流輸入電壓(Vin)，接著，該電容電壓(Vd)與該整流輸入電壓(Vin)進行比較後會有複數條件狀態，在根據該複數條件狀態進行一充放電模式，因此剛該複數條件狀態為當該整流輸入電壓(Vin)大於電容電壓(Vd)時，該二極體整流子3為導通狀態，此時具有導通切換週期模式，該導通切換週期模式在t0~t1期間，電晶體52的開關Q為導通，該二次虛功吸收電路4中的整流輸入電壓(Vin)、儲能電感41、二次虛功吸收電容42與第二二極體44形成第一導通路徑7，該第一導通路徑7為輸入電壓降壓導通路徑，而該儲能電感41在t0~t1期間則為充電狀態，另外，該二次虛功吸收電路4與該反馳式轉換器5的二次虛功吸收電容42、變壓器51、電晶體52與第二二極體44形成第二導通路徑8，該第二導通路徑8為反馳式轉換器變壓器激磁路徑，此時該反馳式轉換器5的該變壓器51的自感量在t0~t1期間則為充電狀態，因此如圖四(a)所示，在t0~t1期間儲能電感41之電流I d 與電晶體52的開關Q之電流I Q 線性上升，以及I D2流經二次虛功吸收電容42，此時該二次虛功吸收電容42為放電狀態，而I D2電流為I Q 與I d 之差值。
接著，該導通切換週期模式在t1~t2期間，電晶體52的開關Q為截止，該二次虛功吸收電路4的儲能電感41、二次虛功吸收電容42與第一二極體43形成第三導通路徑9，此時該二次虛功吸收電路4的儲能電感41則為放電狀態並對二次虛功吸收電容42進行釋能，另外，該反馳式轉換器5的變壓器51、整流二極體53與輸出電容54形成第四導通路徑10，該第四導通路徑10為反馳式轉換器變壓器去磁路徑，此時該反馳式轉換器5的該變壓器51的自感量則為放電狀態並對該負載端進行釋能，因此如圖四(b)所示，在t1~t2期間，儲能電感41之電流I d 與整流二極體53之電流I Do 線性下降，而I D1電流等於I d 。
再接著，該導通切換週期模式在t2~t3期間，該第三導通路徑9其導通停止，該反馳式轉換器5的該變壓器51的自感量則繼續對該負載端進行釋能，因此如圖四(c)所示，在t2~t3期間，整流二極體53之電流I Do 持續線性下降至t 3時下降至零；最後當該導通切換週期模式在t3~t4期間，該第四導通路徑10其導通停止，此時該負載端其能量由輸出電容54提供，因此如圖四(d)所示，在t3~t4期間，負載所需能量由輸出電容54提供，至t4時結束一個周期，開關再轉為導通進入下一周期。
接著，請參閱第五圖與第六圖(a)~第六圖(d)所示，而第五圖與第六圖(a)~第六圖(d)是根據第二圖的單級高功
因電壓漣波轉換器電路之示意圖再進一步說明單級高功因電壓漣波轉換器電路的不導通工作波型圖以及二極體整流子不導通的工作模示在t0~t1、t1~t2與t2~t3之示意圖。如圖五所示，當該二極體整流子3將該輸入電壓進行整流，該整流過後具有一整流輸入電壓(Vin)，接著，該電容電壓(Vd)與該整流輸入電壓(Vin)進行比較後會有複數條件狀態，在根據該複數條件狀態進行一充放電模式，因此剛該複數條件狀態為當該整流輸入電壓(Vin)小於電容電壓(Vd)時，該二極體整流子3為不導通狀態，此時具有不導通切換週期模式，該不導通切換週期模式在t0~t1期間，電晶體52的開關Q為導通，該二次虛功吸收電路4與該反馳式轉換器5的二次虛功吸收電容42、變壓器51、電晶體52與第二二極體44形成第五導通路徑11，該第五導通路徑11為反馳式轉換器變壓器激磁路徑，此時該反馳式轉換器5的該變壓器51的自感量在t0~t1期間則為充電狀態，因此如圖六(a)所示，在t0~t1期間電晶體52的開關Q之電流I Q 線性上升，以及I D2流經二次虛功吸收電容42，此時該二次虛功吸收電容42為放電狀態。
接著，該不導通切換週期模式在t1~t2期間，該反馳式轉換器5的變壓器51、整流二極體53與輸出電容54形成第六導通路徑12，該第六導通路徑12為反馳式轉換器變壓器去磁路徑，此時該反馳式轉換器5的該變壓器51的自感量則為放電狀態並對該負載端進行釋能，因此如圖六(b)所
示，在t1~t2期間，整流二極體53之電流I Do 線性下降，I Do 線性下降至t2時降至為零；最後當該不導通切換週期模式在t2~t3期間，該第六導通路徑12其導通停止，此時該負載端其能量由輸出電容54提供，因此如圖六(c)所示，在t2~t3期間，負載所需能量由輸出電容54提供，至t3時結束一個周期，開關再轉為導通進入下一周期。
接著，請參閱第七圖所示，而第七圖是根據第二圖的單級高功因電壓漣波轉換器電路之示意圖再進一步說明單級高功因電壓漣波轉換器電路的模擬結果波型圖。首先，該儲能電感41為200μH、該二次虛功吸收電容42為33μF、變壓器51自感Lm為120μH、輸出電容54為100μF、變壓器51的匝數比為5：1、交流輸入電壓(Vs)為220Vrms以及切換頻率設定為100kHz，而此時該輸出電壓(Vo)為5V以及該輸出功率為20W，如圖七所示，其顯示輸入電流Is在Vin高於電容電壓Vd時，二極體整流子導通使Is波形接近正弦，功率因數(PF)為極高的0.952，因此二次虛功確實儲存於Cd上使Vd電壓平均值為120V且具有嚴重的二次漣波，但也正因為其完全吸收此二次虛功，輸出電壓Vo為相當低漣波之直流，且此漣波為高頻，不存在二次低頻漣波，但確實能同時達到高功因與低輸出電壓漣波之功能。
需陳明者，以上所述僅為本案之較佳實施例，並非用以限制本創作，若依本創作之構想所作之改變，在不脫
離本創作精神範圍內，例如：對於構型或佈置型態加以變換，對於各種變化，修飾與應用，所產生等效作用，均應包含於本案之權利範圍內，合予陳明。
1:輸入端
2:消除電磁干擾濾波器
3:二極體整流子
4:二次虛功吸收電路
5:反馳式轉換器
6:輸出端
41:儲能電感
42:二次虛功吸收電容
43:第一二極體
44:第二二極體
51:變壓器
52:電晶體
53:整流二極體
54:輸出電容
Claims (6)
- 一種單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中包括：一輸入端，係用來輸入一輸入電壓；一消除電磁干擾濾波器，該消除電磁干擾濾波器耦接該輸入端並接收該輸入電壓；一二極體整流子，該二極體整流子耦接該消除電磁干擾濾波器並將該輸入電壓進行一整流，該整流過後具有一整流輸入電壓；一二次虛功吸收電路，該二次虛功吸收電路耦接該二極體整流子，其中該二次虛功吸收電路具有一電容電壓，該電容電壓與該整流輸入電壓進行比較後會有複數條件狀態，在根據該複數條件狀態進行一充放電模式，其中該複數條件狀態中當該整流輸入電壓大於一電容電壓時，該二極體整流子則為導通，若該整流輸入電壓小於該電容電壓時，該二極體整流子則為不導通，其中該二極體整流子為導通時，具有一導通切換週期模式，該導通切換週期模式在t0~t1期間，該二次虛功吸收電路具有一第一導通路徑，此時該二次虛功吸收電路的一儲能電感則為充電狀態；以及該二次虛功吸收電路與該反馳式轉換器具有一第二導通路徑，此時該反馳式轉換器的一變壓器的自感量則為充電狀態，若該二極體整流子為不導通時，具有一不導通切換週期模式，該不導通切換週期模式在t0~t1期間， 該二次虛功吸收電路與該反馳式轉換器具有一第五導通路徑，此時該反馳式轉換器的一變壓器的自感量則為充電狀態；以及一反馳式轉換器，該反馳式轉換器一端耦接該二次虛功吸收電路，另一端耦接一負載端。
- 如申請專利範圍第1項單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該導通切換週期模式在t1~t2期間，該二次虛功吸收電路具有一第三導通路徑，此時該二次虛功吸收電路的該儲能電感則為放電狀態並對一二次虛功吸收電容進行釋能；以及該反馳式轉換器具有一第四導通路徑，此時該反馳式轉換器的該變壓器的自感量則為放電狀態並對該負載端進行釋能。
- 如申請專利範圍第2項單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該導通切換週期模式在t2~t3期間，該第三導通路徑其導通停止，該反馳式轉換器的該變壓器的自感量則繼續對該負載端進行釋能。
- 如申請專利範圍第3項單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該導通切換週期模式在t3~t4期間，該第四導通路徑其導通停止，此時該負載端其能量由一輸出電容提供。
- 如申請專利範圍第1項單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該不導通切換週期模式在t1~t2期間，該反馳式轉換 器具有一第六導通路徑，此時該反馳式轉換器的該變壓器的自感量則為放電狀態並對該負載端進行釋能。
- 如申請專利範圍第5項單級高功因電壓漣波轉換器電路，其中該不導通切換週期模式在t2~t3期間，該第六導通路徑其導通停止，此時該負載端其能量由一輸出電容提供。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW107143369A TWI695571B (zh) | 2018-11-30 | 2018-11-30 | 單級高功因電壓漣波轉換器電路 |
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| TW107143369A TWI695571B (zh) | 2018-11-30 | 2018-11-30 | 單級高功因電壓漣波轉換器電路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TWI695571B true TWI695571B (zh) | 2020-06-01 |
| TW202023164A TW202023164A (zh) | 2020-06-16 |
Family
ID=72175980
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| TW107143369A TWI695571B (zh) | 2018-11-30 | 2018-11-30 | 單級高功因電壓漣波轉換器電路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI695571B (zh) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TW201526698A (zh) * | 2013-12-17 | 2015-07-01 | Nat Inst Chung Shan Science & Technology | 高功率因數ｌｅｄ驅動電路 |
| CN105792438A (zh) * | 2016-04-26 | 2016-07-20 | 福州大学 | 一种单位功率因数的降压式单级led驱动电路 |
| US9907130B2 (en) * | 2012-07-19 | 2018-02-27 | Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd | High-efficiency LED driver and driving method |
-
2018
- 2018-11-30 TW TW107143369A patent/TWI695571B/zh active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9907130B2 (en) * | 2012-07-19 | 2018-02-27 | Silergy Semiconductor Technology (Hangzhou) Ltd | High-efficiency LED driver and driving method |
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| CN105792438A (zh) * | 2016-04-26 | 2016-07-20 | 福州大学 | 一种单位功率因数的降压式单级led驱动电路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW202023164A (zh) | 2020-06-16 |
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