TWI452811B - Single - stage single - switch power conversion device - Google Patents

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Description

單級式單開關電源轉換裝置
本發明係有關於一種單級式單開關電源轉換裝置，尤指涉及一種應用小電容值之直流鏈電容器之單級降壓轉換器，特別係指可將高電壓電源轉換為低電壓電源，提供電能給低電壓負載使用之轉換器。
按一般非隔離型降壓型轉換器中，如第12圖所示之理想降壓轉換器(Buck Converter)，其為基本降壓型轉換器，主要係由控制IC、主動半導體功率開關SW 、二極體D 、儲能電感L 以及電容C 所組成。其動作原裡係當該主動半導體功率開關SW 導通時，此時電壓源對該儲能電感L 充電，同時對該電容C 充電並提供能量至輸出負載，當該主動半導體功率開關SW 截止時，該儲能電感L 將其儲能經由飛輪二極體D 對該電容C 充電，同時提供能量至輸出負載。
當該主動半導體功率開關SW 導通時，電感電流增量△i L (on ) 可近似如下方程式(31)：
其中該T s 為開關切換週期；以及該D on 為功率晶體導通之責任週期。當該主動半導體功率開關SW 截止時，電感電流增量△i L (off ) 可近似如下方程式(32)：
依據伏秒平衡定理可以得到如下方程式(33)：
進而可以得到輸入電壓與輸出電壓之間之關係為如下方程式(34)：
由上式可知主動開關元件之責任周期D on 決定了降壓轉換器之降壓比。
由前述結果可知，如欲獲得較高之降壓比，D on 相對極小。以311伏(V)降至12V為例，由方程式(4)可知D on 約為0.038，但由於物理上與控制電路之限制，此責任週期難以達成，降壓比也會因物理上之限制而難以達到理想值，且極小之責任週期將造成較大之高頻雜訊干擾並且降低效率。
由於責任週期之限制，現今非隔離型高降壓比應用場合中，常使用多級式電路架構，串接多個降壓型電路以獲得較高之高降比，如第13圖所示。然而，由於元件之非理想特性，使得各級轉換器之轉換效率皆低於100%，當各轉換器串接後，效率為各級轉換器效率之乘積，故效率不佳；且如此需要使用相當多之元件與控制電路，成本也相對提高。
目前普遍使用之隔離型降壓電路為返馳式轉換器，如第14圖所示，主要應用在100瓦(W)以下之負載，由於電路簡單與成本低，電路中之返馳變壓器又能兼作儲能電感使用，且次級端僅需一個二極體及一個電容器，單從成本之角度來說，返馳式轉換器電路在市場上極具競爭力。返馳式轉換器電路主要係由控制IC、主動半導體功率開關SW 、返馳變壓器T 、二 極體D 以及電容器C 組成，藉由該控制IC來控制該主動半導體功率開關SW 之導通與截止，經過該返馳變壓器T 之磁化電感進行儲能與釋能，並配合次級側之二極體D 與電容C ，進行輸出電壓之整流與濾波，如此即可得到直流電壓之輸出。其基本動作原理係在該電路中藉由該返馳變壓器T 使其具有電氣隔離、變壓兼作儲能電感之三重功能，嚴謹學理而言，該返馳變壓器T 並非真正之變壓器，而係耦合電感器。藉由該主動半導體功率開關SW 之導通與截止，將儲存於在該返馳變壓器T 之能量傳遞給二次側，經由該二極體D 對該電容C 充電，並維持直流電壓於設定值。其中，當該主動半導體功率開關SW 導通時，此時電壓源v in 對該返馳變壓器T 充電，並使該二極體D 反向偏壓，同時該電容C 提供能量至輸出端；而當該主動半導體功率開關SW 截止時，該返馳變壓器T 將能量經由該二極體D 對該電容C 充電提供能量至輸出端。
輸出電壓與輸入電壓之間之關係為如下方程式(35)：
由上述降壓轉換器與返馳式轉換器工作原理可知主動開關元件之責任週期D on 決定了轉換器之降壓比，其中返馳式轉換器之降壓比與返馳變壓器之匝數比有關，因此返馳式轉換器可以得到較大之降壓比，但電路中之返馳變壓器會使得轉換器電路體積變大，成本增加以及不易IC化，如且欲達較高之降壓比，因最小責任週期之限制，返馳變壓器需較大之匝數比，加上經過二次能量轉換，使得轉換效率較非隔離型降壓轉換器低。故，一般習用者係無法符合使用者於實際使用時之所需。
本發明之主要目的係在於，克服習知技藝所遭遇之上述問題並提供一種具有功率因數校正與高降壓比特性，可將輸入側較高直流電壓降低為輸出側較低直流電壓之單級式單開關電源轉換裝置。
本發明之次要目的係在於，提供一種避免採用電解電容器而應用小電容值之直流鏈電容器之單級降壓轉換器。
本發明之另一目的係在於，提供一種可多直流對使用，只需使用一個主動開關即能有效降低元件使用量，進而降低成本，達成單級高效率優點之轉換電路。
為達以上之目的，本發明係一種單級式單開關電源轉換裝置，係將高電壓電源轉換為低電壓電源，提供電能給低電壓負載使用，其電路架構係由三個電感(L 1 、L 2 、L 3 )、三個電容(C 1 、C 2 、C 3 )、兩個二極體(D 1 、D 2 )與一個主動半導體功率開關SW 所組成，其中自輸入側兩端連接一由第一電感L 1 、第一電容C 1 與第二電感L 2 組成之串聯電路，而由其中之第一電容C 1 正電壓端及負電壓端依序分別連接一主動半導體功率開關SW 與第一二極體D 1 到第三電感L 3 之一端，同時由該端點連接第二電容C 2 與第二二極體D 2 至輸入側與輸出側之共同負端點，第三電容C 3 則連接至第三電感L 3 之另一端及輸出側之負電壓端，最後第三電感L 3 之另一端則連接至輸出側之正電壓端。其中，該第一電容C 1 係為小電容值電容。
於一較佳實施例，利用改變輸入電感L 1 之電感值，藉此改變小電容值之直流鏈電容C 1 端電壓大小，以及改變輸入功率大小。
於一較佳實施例，利用改變小電容值之直流鏈電容C 1 之電容值，藉此改變小電容值之直流鏈電容C 1 端電壓大小，以及改變輸入功率大小。
於一較佳實施例，利用改變輸入電感L 1 之電感值，藉此改變輸入電流大小，以及改變電路動作之時間常數。
於一較佳實施例，利用改變小電容值之直流鏈電容C 1 之電容值，藉此改變輸入電流大小，以及改變電路動作之時間常數。
於一較佳實施例，改變該主動半導體功率開關SW 之工作週期、頻率，藉此改變小電容值之直流鏈電容C 1 端電壓大小。
於一較佳實施例，利用輸入弦波絕對值以達到相同功能者。
於一較佳實施例，利用改變第二電感L 2 之電感值，藉此改變輸入電流大小，以及改變小電容值之直流鏈電容C 1 之電壓大小。
於一較佳實施例，利用改變第三電感L 3 之電感值，藉此改變輸出電流漣波及輸出電壓漣波之大小。
於一較佳實施例，利用改變輸出穩壓電容C 3 之電容值，藉此改變輸出電流漣波及輸出電壓漣波之大小。
請參閱『第1圖~第4圖』所示，係分別為本發明之單級式單開關電源轉換電路架構示意圖、本發明第一實施例之電路架構示意圖、本發明第二實施例之電路架構示意圖、及本發明第三實施例之電路架構示意圖。如圖所示：本發明係一種單級 式單開關電源轉換裝置，係將高電壓電源轉換為低電壓電源，提供電能給低電壓負載10使用，其電路架構係由三個電感(L 1 、L 2 、L 3 )11、12、13、三個電容(C 1 、C 2 、C 3 )14、15、16、兩個二極體(D 1 、D 2 )17、18與一個主動半導體功率開關(SW )19所組成，其中自輸入側兩端連接一由第一電感11、第一電容14與第二電感12組成之串聯電路，而由其中之第一電容14正電壓端及負電壓端依序分別連接一主動半導體功率開關19與第一二極體17到第三電感13之一端，同時由該端點連接第二電容15與第二二極體18至輸入側與輸出側之共同負端點，第三電容16則連接至第三電感13之另一端及輸出側之負電壓端，最後第三電感13之另一端則連接至輸出側之正電壓端，藉此構成一具有較佳效率及降壓比之單級式單開關電源轉換裝置。
當應用於交流電源時須經由一橋式整流器(Diode Bridge Rectifier)20使其電壓波形為正弦波之絕對值，其輸出電流需恆為正值，第一電感L 1 操作於輸入電流非連續導通模式，藉此達到功率因數修正之功能，如第2圖所示。當應用於直流電源時，電源輸出電流亦需恆為正值，其電路接線如第3圖所示；另外，本發明之接線方式亦可透過電路元件參數設計，使輸入電感操作於電流連續導通模式，藉此減少輸入端之電流漣波，如第4圖所示。本發明動作原理為：當該主動半導體功率開關SW 截止時，該第一二極體D 1 導通，該第一電感L 1 之電流對該第一電容C 1 充電，此時輸出能量由該第二電感L 2 及該第三電感L 3 提供。由於該第一電容C 1 為小電容值電容，其端電壓快速增加，限制流經該第一電感L 1 之電流大小並減小至 零，達到高降壓比及功率因數修正之能力；此時當該主動半導體功率開關SW 導通時，該第一二極體D 1 截止，該第一電容C 1 開始對該第二電感L 2 充電，該第一電感L 1 亦開始儲存能量；當該第一電容C 1 能量釋放完畢時該第二二極體D 2 截止，此時該第二電感L 2 將能量傳遞至該第二電容C 2 及該第三電感L 3 ，待該主動半導體功率開關SW 再度導通時完成一個開關切換週期之動作。
為清楚說明本發明所提出之單級式單開關電源轉換電路之工作原理，以下假設所有電路元件均為理想，電壓源為一直流電源，其輸出功率恆為正值，同時假設其負載Load 為純電阻R L 。單級式單開關電源轉換電路工作原理敘述如下：
[工作模式一]
請參閱『第5圖』所示，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式一之等效電路示意圖。如圖所示：此時主動半導體功率開關SW 導通，第一二極體D 1 截止，第一電容C 1 將所儲存之能量經由第二二極體D 2 傳送至第二電感L 2 ，同時第一電感L 1 由電源端v dc 加壓儲能，第三電感L 3 則經由該第二二極體D 2 提供能量至輸出端之負載R L 。根據第5圖，可列出如下狀態方程式(1)~(6)，其中v dc 為輸入電壓；v o 為輸出電壓；i L1 為第一電感L 1 上之電流；i L2 為第二電感L 2 上之電流；i L3 為第三電感L 3 上之電流；i SW 為主動半導體功率開關SW 上之電流；v C1 為第一電容C 1 上之電壓；v C2 為第二電容C 2 上之電壓；v C3 為第三電容C 3 上之電壓；v SW 為主動半導體功率開關SW 上之電壓；以及v D1 為第一二極體D 1 上之電壓。當電容C 1 之能量釋放完畢時，進入工作模式二。
[工作模式二]
請參閱『第6圖』所示，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式二之等效電路示意圖。如圖所示：此時第一二極體D 1 導通，第二二極體D 2 截止，第一電感L 1 與第二電感L 2 一同將其儲能傳遞至第二電容C 2 與負載R L 。根據第6圖，可列出如下狀態方程式(7)~(12)。當主動半導體功率開關SW 截止時，進入工作模式三。
[工作模式三]
請參閱『第7圖』所示，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式三之等效電路示意圖。如圖所示：當主動半導體功率開關SW 截止後，第一電感L 1 開始將能量儲存至第一電容C 1 ，第二電感L 2 除了持續將能量傳送至第三電感L 3 ，並與第二電容C 2 產生共振。根據第7圖，可列出如下狀態方程式(13)~(18)。當該第二電容C 2 之電壓共振至零時，進入工作模式四。
[工作模式四]
請參閱『第8圖』所示，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式四之等效電路示意圖。如圖所示：此時第二二極體D 2 順向導通，第一電感L 1 繼續對第一電容C 1 充電，第二電感L 2 經由第一二極體D 1 與第二二極體D 2 迴流，輸出電感L 3 將能量輸出至負載R L 。根據第8圖，可列出如下狀態方程式(19)~(24)。當第一電感L 1 能量釋放完畢後，進入工作模式五。當本電路之輸入第一電感L 1 運作於連續導通模式之狀態下時，於本模式結束時完成一個開關切換周期之開關動作。
[工作模式五]
請參閱『第9圖』所示，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式五之等效電路示意圖。如圖所示：當第一電感L 1 能量釋放完畢時，其電流為零，第二電感L 2 仍經由第一 二極體D 1 與第二二極體D 2 迴流，輸出電感L 3 繼續經由第二二極體D 2 釋放能量予負載R L 。根據第9圖，可列出如下狀態方程式(25)~(30)。當主動半導體功率開關SW 再度導通時，完成一個開關周期之動作。
請參閱『第10圖及第11圖』所示，係分別為本發明電路之各關鍵模擬波形一示意圖、及本發明電路之各關鍵模擬波形二示意圖。如圖所示：於一較佳實施例，本發明以輸入弦波絕對值之直流電源v dc ，其電壓峰值為312V，輸出直流電壓為12V，輸出功率為120W為例，接線方式如上述第2圖所示。本發明電路各元件之參數分別為：輸入電感L 1 之電感值為650μH，中間儲能電容C 1 之電容值為0.01μF，中間儲能電感L 2 之電感值為100μH，電容C 2 之電容值為0.047μF，輸出電感L 3 之電感值為100μH，輸出電容C 3 之電容值為1000μF，主動半導體功率開關SW 採用SPP20N60S5(MOSFET)，橋式整流 器採用KBU2506，二極體D 1 採用DSEP15-06A，二極體D 2 採用SRF20H40CT，主動半導體功率開關驅動IC採用HCPL3120，控制IC使用TL494。經模擬顯示，由第10圖中可觀察出電源v ac 端之功率因數高達0.999，同時具備高功率因數與高降壓比之能力；另由第11圖中開關週期下各元件之關鍵波形，可觀察出開關責任週期為0.22，可證明本發明不須極小之開關責任週期即可達到高降壓比之能力。
藉此，本發明係一種將輸入側較高直流電壓降低為輸出側較低直流電壓之轉換裝置，為應用小電容值之直流鏈電容器之單級降壓轉換器，具有功率因數校正與高降壓比特性，不僅可避免採用電解電容器，更可多直流對使用，且只需使用一個主動開關即能有效降低元件使用量，進而降低成本，達成單級高效率之優點。
綜上所述，本發明係一種單級式單開關電源轉換裝置，可有效改善習用之種種缺點，具有功率因數校正與高降壓比特性，不僅可避免採用電解電容器，更可多直流對使用，且只需使用一個主動開關即能有效降低元件使用量，進而降低成本，達成單級高效率之優點，進而使本發明之產生能更進步、更實用、更符合使用者之所須，確已符合發明專利申請之要件，爰依法提出專利申請。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍；故，凡依本發明申請專利範圍及發明說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆應仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
10‧‧‧負載
11、12、13‧‧‧電感(L 1 、L 2 、L 3 )
14、15、16‧‧‧電容(C 1 、C 2 、C 3 )
17、18‧‧‧二極體(D 1 、D 2 )
19‧‧‧主動半導體功率開關(SW )
20‧‧‧橋式整流器
第1圖，係本發明之單級式單開關電源轉換電路架構示意圖。
第2圖，係本發明第一實施例之電路架構示意圖。
第3圖，係本發明第二實施例之電路架構示意圖。
第4圖，係本發明第三實施例之電路架構示意圖。
第5圖，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式一之等效電路示意圖。
第6圖，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式二之等效電路示意圖。
第7圖，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式三之等效電路示意圖。
第8圖，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式四之等效電路示意圖。
第9圖，係本發明之單級式單開關電源轉換裝置於工作模式五之等效電路示意圖。
第10圖，係本發明電路之各關鍵模擬波形一示意圖。
第11圖，係本發明電路之各關鍵模擬波形二示意圖。
第12圖，係習用之降壓轉換器之電路架構示意圖。
第13圖，係習用之多級式非隔離型降壓電路架構示意圖。
第14圖，係習用隔離型降壓電路使用之返馳式轉換器電路架構示意圖。
10‧‧‧負載
11、12、13‧‧‧電感(L 1 、L 2 、L 3 )
14、15、16‧‧‧電容(C 1 、C 2 、C 3 )
17、18‧‧‧二極體(D 1 、D 2 )
19‧‧‧主動半導體功率開關(SW )

Claims (5)

  1. 一種單級式單開關電源轉換裝置，係將高電壓電源轉換為低電壓電源，提供電能給低電壓負載使用，其電路架構係由三個電感、三個電容、兩個二極體與一個主動半導體功率開關所組成，其中自輸入側兩端連接一由第一電感、第一電容與第二電感組成之串聯電路，而由其中之第一電容正電壓端及負電壓端依序分別連接一主動半導體功率開關與第一二極體到第三電感之一端，同時由該第三電感之一端連接第二電容與第二二極體至輸入側與輸出側之共同負端點，第三電容則連接至第三電感之另一端及輸出側之負電壓端，最後第三電感之另一端則連接至輸出側之正電壓端，於其中：當該主動半導體功率開關截止時，該第一二極體導通，該第一電感之電流對該第一電容充電，此時輸出能量由該第二電感及該第三電感提供，並經該第一電容端電壓快速增加，限制流經該第一電感之電流大小並減小至零，達到高降壓比及功率因數校正；以及當該主動半導體功率開關導通時，該第一二極體截止，該第一電容開始對該第二電感充電，該第一電感亦開始儲存能量；當該第一電容能量釋放完畢時該第二二極體截止，此時該第二電感將能量傳遞至該第二電容及該第三電感，待該主動半導體功率開關再度導通時完成一個開關切換週期之動作。
  2. 依申請專利範圍第1項所述之單級式單開關電源轉換裝置，其中，該第一電容係為小電容值電容。
  3. 依申請專利範圍第1項所述之單級式單開關電源轉換裝置， 當應用於交流電源時須經由一橋式整流器(Diode Bridge Rectifier)使其電壓波形為正弦波之絕對值，其輸出電流係恆為正值，且該第一電感係操作於輸入電流非連續導通模式。
  4. 依申請專利範圍第1項所述之單級式單開關電源轉換裝置，當應用於直流電源時，其電源輸出電流係恆為正值，且該第一電感係操作於輸入電流非連續導通模式。
  5. 依申請專利範圍第1項所述之單級式單開關電源轉換裝置，當應用於直流電源時，其電源輸出電流係恆為正值，且該第一電感係操作於輸入電流連續導通模式。
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