TWI668952B - 諧振式直流對直流功率轉換器總成 - Google Patents

諧振式直流對直流功率轉換器總成 Download PDF

Info

Publication number
TWI668952B
TWI668952B TW104112078A TW104112078A TWI668952B TW I668952 B TWI668952 B TW I668952B TW 104112078 A TW104112078 A TW 104112078A TW 104112078 A TW104112078 A TW 104112078A TW I668952 B TWI668952 B TW I668952B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
resonant
power converter
power
converter
output
Prior art date
Application number
TW104112078A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201611505A (zh
Inventor
米奇 麥德森
Original Assignee
丹麥技術大學
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 丹麥技術大學 filed Critical 丹麥技術大學
Publication of TW201611505A publication Critical patent/TW201611505A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI668952B publication Critical patent/TWI668952B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
    • H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1557—Single ended primary inductor converters [SEPIC]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5383—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a self-oscillating arrangement
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明關於諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含具有相同電路拓撲的第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器。第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器和第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二電感器係配置用於互磁耦接第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器以促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間。第一和第二電感器係第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件。

Description

諧振式直流對直流功率轉換器總成
本發明係關於包含具有相同電路拓撲的第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成。該第一諧振式直流對直流功率轉換器總成的第一電感器及該第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器以促使實質上180度相移或促使質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間。該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件。
功率密度及組件成本係絕緣和非絕緣直流對直流功率轉換器二者的關鍵效能度量，以提供指定輸出功率必要條件或規格的最小可能實體尺寸及/或最低成本。諧振式功率轉換器係特別使用於高切換頻率，諸如標準SMPS拓撲(降壓、啟動等)的切換損失因為轉換效率理 由傾向不接受之1MHz以上的頻率。高切換頻率通常是令人滿意因為如同電感器及電容器之功率轉換器的電路組件的電氣和實體尺寸的結果減小。較小的組件容許直流對直流功率轉換器的功率密度的增加。於諧振式功率轉換器中，標準SMPS的輸入“截波器”半導體開關(通常MOSFET或IGBT)係由“諧振式”半導體開關所取代。諧振式半導體開關典型地依賴涉及各種電路電容及電感之諧振網路的諧振以使穿過半導體開關之電流或電壓的波形成形，使得當狀態切換發生時，沒有電流穿過或沒有電壓穿過半導體開關。因此功率消耗係大大地消除於輸入半導體開關的內部電容或電感的至少一部份中使得切換頻率進入VHF範圍的戲劇性增加變成可行例如到30MHz以上的值。這觀念係已知於在如同零電壓及/或零電流切換(ZVS及/或ZCS)作業的指定下之技術。在ZVS及/或ZCS下操作之一般使用的切換模式功率轉換器通常稱為E類、F類或DE類換流器。
然而，它保持明顯的挑戰來尋找適合的切換 裝置，其可操作在VHF範圍中的切換頻率且處理需要的裝置電壓及電流以產生必要輸出功率到轉換器負載。攻擊這挑戰的一方式係使用具有較低各別輸出功率能力的多個諧振式直流對直流功率轉換器且並聯或串聯它們以減少加在任何單一諧振式直流對直流功率轉換器上的最大輸出功率需求。如果一對這些具有低輸出功率能力的諧振式直流對直流功率轉換器係控制使它們操作以180度相移，這堆 疊轉換器組態的數個新優點出現。輸入的脈動電壓係減小因為來自該對較低功率諧振式轉換器的脈動電壓至少部分地相互抵消。這相消效應減少輸入濾波的需要且因此降低諧振式功率轉換器的組件成本並減少EMI發射。再者，轉換器輸出電壓的電壓脈動亦將至少部分地抵消而導致相同利益在諧振式直流對直流功率轉換器的外側上。180度相移通常係透過控制該對直流對直流功率轉換器的所有開關的開關控制端子上的驅動信號而達成以產生適當相移。 這控制方案導致引入直流對直流功率轉換器的複雜性的實質增加之數位或先進類比控制系統的需求。
IEEE文件「VHF串聯輸入並聯輸出交錯式自 我振盪諧振無橋轉換器(VHF SERIES-INPUT PARALLEL-OUTPUT INTERLEAVED SELF-OSCILLATING RESONANT SEPIC CONVERTER)」，2013年美國ECCE的會議記錄，第2052-2056頁揭示兩個諧振式所謂的SEPIC功率轉換器，其係電容地耦接一起使得第一轉換器的MOSFET開關的汲極電壓驅動第二轉換器的另一MOSFET開關的閘極。該兩個諧振式SEPIC轉換器可操作以180度相移(交錯式作業)。
US 2012/0300504 A1揭示包含操作於交錯模式 的複數並聯耦接諧振式功率轉換器之直流對直流轉換器電路。該複數諧振式功率轉換器的各別輸出係並聯且該等輸入係經由電容分壓器串聯耦接。該複數並聯耦接係操作在實質上相同的切換頻率且具有它們間的一些相移。後者特 徵提供穿過輸出電容器的較低電流。
考慮到與多個串聯或並聯耦接的諧振式直流 對直流功率轉換器的先前技術操作關聯之這些問題和挑戰，將有利地提供低複雜性且低成本的控制機構和控制裝置，其將促使多個互連的諧振式直流對直流功率轉換器操作以180度相移或操作以0度相移且因此取得降低的EMI發射和較低的組件成本的上述利益的優點。
本發明的第一態樣關於包含具有相同電路拓撲的第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成。該第一諧振式直流對直流功率轉換器總成的第一電感器及該第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器以促使實質上180度相移或促使質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間。該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件。
熟於此技者將瞭解到，作為第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件或元件之第一及第二電感器的定義意指：第一電感器係配置在第一諧振式直流對直流功率轉換器的電路拓撲的相同位置因為第二電感器係配置於第二諧振式直流對直流功率轉換器的電路拓撲。 第一及第二電感器因此具有相同功能於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器。
熟於此技者將瞭解到，一組實施例中的第一 及第二電感器係配置用於透過促使實質上0度相移於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間以磁性地相互耦接第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器。本諧振式直流對直流功率轉換器總成的這些0度相移或「同相」實施例係有用的，因為第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器之間的磁耦合促使它們的切換頻率實質上相同且互鎖，亦即促使第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的同步作業。透過第一及第二電感器之間的磁耦合所執行之同步作業消除或至少衰減另外透過一對標稱相同的，但未鎖或未同步諧振式直流對直流功率轉換器之間的小相位及切換頻率差別或偏差固有地產生之總和及差別切換頻率分量。總和及差別切換頻率分量導致不滿意EMI發射在遠離第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的標稱切換頻率之頻率。這些固有相位偏差及切換頻率偏差係由第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的標稱相同主動和被動組件之間的製造公差、老化效應、溫度漂移等所造成。再者，諧振式直流對直流功率轉換器總成的「同相」實施例的第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器能夠共用單一整流電路及選擇性地諧振電感器，導致較低組件數、較小尺寸及較低製造成本等如以下細節所述。
熟於此技者將瞭解到，另一組實施例中的第 一及第二電感器係配置用於透過促使實質上180度相移於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間以磁性地相互耦接第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器。本發明諧振式直流對直流功率轉換器總成的180度相移或「反相」實施例共享關於執行第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的同步或鎖定作業如同以上本發明諧振式直流對直流功率轉換器總成的同相實施例的方面中所述之優點。本諧振式直流對直流功率轉換器總成的反相實施例擁有與第一及第二諧振式直流對直流轉換器的對應諧振電壓及/或電流波形之間的實質上180度相差或相移所關聯之許多進一步明顯不同優點。這特徵導致轉換器總成的直流電源電壓上之脈動電壓位準的明顯下降且導致轉換器總成的EMI發射的明顯壓制因為第一及第二諧振式直流對直流轉換器的對應電路電流和電壓的反相關係之間的抵消效應。最後，除了諧振電壓及/或電流波形，第一及第二諧振式直流對直流轉換器的對應電壓或電流波形的其它類型可以是同步且實質上反相諸如穿過第一及第二轉換器的各別正與負輸入端子之脈動電壓、第一及第二轉換器輸出電壓上的脈動電壓。
熟於此技者將瞭解到，諧振式直流對直流功 率轉換器總成可包含一或更多附加諧振式直流對直流功率轉換器，其中每一附加諧振式直流對直流功率轉換器包含電感器，磁性地耦接到第一及第二磁耦合電感器且配置用以促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於附加諧 振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓及/或電流波形與第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的一者的諧振電壓波形之間。諧振式直流對直流功率轉換器總成較佳地包含偶數量的各別諧振式直流對直流功率轉換器，其逐對操作以0或180度相移於對應諧振電壓波形之間。後者組態典型地提供前述的輸入脈動電壓、輸出電壓脈動及EMI發射等的最大降低。第一及第二磁耦合電感器及一或更多附加電感器可能全部纏繞在共同磁性可滲透核心材料，具有各別電感器線圈的適當方位用以產生必要的相移。共同磁性可滲透核心材料提供第一及第二任何其它電感器之間的強大磁耦合。
第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的 每一者可包含電流絕緣屏障以提供絕緣的諧振式直流對直流功率轉換器總成。這電流絕緣屏障較佳地係配置於諧振式功率轉換器的輸入側電路及整流電路之間以提供電流絕緣於轉換器輸出電壓與耦接到交流或直流輸入電壓源的輸入側電路之間。電流絕緣屏障可包含一對磁耦合電感器或一對電容器如以下參照附圖的附加細節中所述。
該第一諧振式直流對直流功率轉換器可包 含：第一輸入側電路，包含用於接收第一輸入電壓的正與負輸入端子；第一可控制開關配置，由第一開關控制信號驅動以設定該第一轉換器的切換頻率；及第一諧振網路，耦接到該第一可控制開關配置的輸出以依據該第一開關控制信號產生交替地增加和減小該第一諧振網路中的諧振電 流。第一整流電路係連接到該第一諧振網路的輸出。
同樣的是，該第二諧振式直流對直流功率轉換器可包含：第二輸入側電路，包含用於接收該第一輸入電壓或第二輸入電壓的正與負輸入端子；第二可控制開關配置，由第二開關控制信號驅動以設定該第二轉換器的切換頻率；及第二諧振網路，耦接到該第二可控制開關配置的輸出以依據該第二開關控制信號產生交替地增加和減小該第二諧振網路中的諧振電流。該第二諧振網路的輸出可連接到該第一整流電路或連接到第二整流電路。
第二諧振網路的輸出可因此連接至第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一整流電路使得第一整流電路係第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的共用或共同電路。諧振式直流對直流功率轉換器總成的這實施例係特別有用，其中第一及第二電感器係配置用於促使實質上0度相移於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間的同相關係容許第一及第二諧振網路的各別交流輸出電流結構地組合或加入。諧振式直流對直流功率轉換器總成的這實施例可被視為耦接到共同或共用整流電路之第一及第二電力換流器的組合。
諧振式直流對直流功率轉換器總成可進一步包含耦接至第一整流電路的輸出之輸出側電路；其中輸出側電路包含正與負輸出端子用於轉換器輸出電壓的供應及連接到轉換器總成負載。
於諧振式直流對直流功率轉換器總成的替代 實施例中，第二諧振網路的輸出係連接至第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二分開整流電路的輸入。這實施例係特別有用其中第一及第二電感器係配置用於促使實質上180度相移於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，其使加入或總計第一及第二諧振網路的輸出電壓不可行。取代的是，加入第一及第二分開整流電路的整流輸出電壓。
第一可控制開關配置可包含一或更多半導體開關而第二可控制開關配置可包含一或更多半導體開關。第一及第二可控制開關配置的每一者可包含半橋式換流器或全橋式驅動器。每一半導體開關可包含諸如MOSFET的半導體電晶體或諸如矽(Si)、氮化鎵(GaN)或碳化矽(SiC)MOSFET的IGBT。
第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器可包含第一及第二磁耦合電感器以及一或更多其它對磁耦合電感器。另一對磁耦合電感器可用以透過相互耦接第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的附加對應電感器而強化第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器之間的全部耦接如以下細節所述。
第一及第二整流器電路的每一者可包含具有一或更多半導體二極體連接作為半波或全波整流器之二極體為基的整流器。替代地，第一及第二整流器電路的每一者可包含基於主動控制的電晶體之同步或主動整流器。整 流器電路係較佳地設計成呈現實質上電阻阻抗在具有連接的轉換器總成負載之諧振網路的諧振頻率。
分別設定第一及第二諧振式直流對直流功率 轉換器的切換頻率之第一及第二開關控制信號的頻率可設定至例如在20MHz或以上之頻率於在30MHz或以上的之所謂的VHF範圍。轉換器總成的第一及第二開關控制信號的切換頻率係實質上相同因為上述的理由。第一及第二諧振網路的每一者的諧振頻率係較佳地位於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的選定切換頻率的附近。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器係較佳地配置用以提供第一及第二可控制開關配置的一或更多開關的零電壓及/或零電流切換。
通常，第一及第二輸入側電路可串聯耦接以 分割轉換器總成的直流或交流電壓源所傳送之輸入電壓或第一及第二輸入側電路可並聯耦接以共用轉換器總成的直流或交流電壓源所傳送之共同輸入電壓。因此，於後者實施例中，第一諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子及第二諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子係並聯耦接到共同直流輸入電壓源。相反地，於前者實施例中，第一諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子及第二諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子可串聯連接穿過轉換器總成的共同直流輸入電壓源。於二者耦接例子中，第一及第二輸入側電路的每一者可包含耦接於正與負輸入端子之間的輸入或濾波電容器。
通常，第一及第二輸出側電路可串聯或並聯 耦接到轉換器總成負載不管第一及第二輸入側電路是否串聯或並聯耦接。因此，第一諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸出端子及第二諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸出端子可串聯耦接穿過轉換器總成負載。因此，轉換器總成的輸出電壓係以輸出的串聯耦接組態雙倍或增加至第一及第二轉換器輸出電壓的總和。於相反例子中，第一諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸出端子及第二諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸出端子係串聯耦接到轉換器總成負載。於二者耦接例子中，第一及第二輸出側電路的每一者可包含耦接在正與負輸出端子之間的輸出或平滑電容器以減小第一及第二整流電路所供應之整流電壓的電壓脈動。
第一及第二磁耦合電感器可配置於第一及第 二諧振式直流對直流功率轉換器的各種對應電路部分中以提供有利耦接於第一及第二功率轉換器之間。熟於此技者將瞭解到，第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的諸如半導體開關或電晶體之對應主動組件及諸如電阻器、電容器及電感器之被動組件的電氣特性較佳地係標稱相同，但實際上由於不可避免的製造公差、溫度漂移等可能偏離。第一電感器可形成第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一諧振網路的一部分而第二電感器可形成第二諧振式直流對直流功率轉換器的一部分以促使實質上180度相移或促使0度相移於第一及第二可控制開關配置的輸出電壓 波形之間。第一及第二可控制開關配置的輸出電壓波形可以是E類功率轉換器或SEPIC功率轉換器的MOSFET開關的汲極電壓。第一及第二電感器可包含第一及第二E類功率轉換器第一及第二或SEPIC功率轉換器的各別輸入電感器。於後者SEPIC為基轉換器總成的一實施例中，第一諧振網路的第一電感器係配置於第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一可控制開關配置的正輸入端子及輸出之間及第二諧振網路的第二電感器係配置於第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二可控制開關配置的正輸入端子及輸出之間。於後者SEPIC為基轉換器總成的替代實施例中，第一及第二輸入側電路係串聯安置穿過直流或交流輸入電壓源使得第一諧振網路的第一電感器係配置於第一諧振式直流對直流功率轉換器的正輸入端子之間以及第二諧振網路的第二電感器係配置於第一諧振式直流對直流功率轉換器的負輸入端子及第二諧振式直流對直流功率轉換器的正輸入端子之間。
於本發明功率轉換器總成的另一實施例中， 第一及第二電感器係與第一及第二可控制開關配置的各別控制端子例如第一及第二MOSFET開關的閘極端子串聯配置以促使實質上180度相移或促使實質上0度相移在第一開關控制信號及第二開關控制信號之間。因此，驅動諧振式功率轉換器的切換頻率之第一及第二開關控制信號之間的反相關係或同相關係促使第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的所有其它對的對應諧振電壓波形及對應對 諧振電流波形進入相同相位關係。
諧振式直流對直流功率轉換器總成的有利實 施例包含除了第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的前述第一及第二磁耦合電感器還有一或更多附加對的磁耦合電感器。依據轉換器總成的此實施例，第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器包含對應的第三及四電感器；及第三及四對應電感器係互磁耦接以促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於第三及第四電感器的對應電壓及/或電流波形之間。熟於此技者將瞭解到，第三及第四電感器係如上述關於第一及第二電感器的特性之第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件或元件。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的多對(亦即，二或更多對)對應電感器之間的磁耦合改善第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器之間的全部耦接。這是特別有利特徵使諧振式直流對直流功率轉換器總成操作在20MHz或以上的非常高切換頻率，諸如在30MHz或以上的VHF範圍中之切換頻率，因為以下例如參照圖4中所詳述的理由。
於替代例中，第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的至少一者可包含自振盪反饋迴路以提供至少一自振盪諧振式直流對直流功率轉換器於轉換器總成中。不同類型的自振盪反饋迴路可被供應如下所述。於一這種實施例中，第一諧振式直流對直流功率轉換器包含第一自振盪反饋迴路；以及第二諧振式直流對直流功率轉換器包含輸出電壓調整迴路產生第二開關控制信號以調整穿過轉 換器總成負載的輸出電壓。第二諧振式直流對直流功率轉換器可以是由傳統開關控制信號所驅動之非自振盪型的功率轉換器。第二開關控制信號可例如包含頻率調變控制信號使得頻率控制用以將穿過轉換器總成負載的輸出電壓調整至想要的直流電壓位準。輸出電壓調整迴路可包含一或更多適合直流參考電壓及例如反饋控制迴路。第一諧振式直流對直流功率轉換器的自振盪特性容許後者跟蹤或追隨第二諧振式直流對直流功率轉換器的作業作為一種從屬電路由於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器之間的前述耦接如參照附圖所進一步詳述。
於替代例中，第一及第二諧振式直流對直流 功率轉換器的每一者可以是自振盪功率轉換器。於一這種實施例中，第一諧振式直流對直流功率轉換器包含耦接於第一可控制開關配置的輸出與第一可控制開關配置的控制端子之間之第一自振盪反饋迴路；及第二諧振式直流對直流功率轉換器包含第二自振盪反饋迴路耦接於第二可控制開關配置的輸出與第二可控制開關配置的控制端子之間。 上述之第一及第二可控制開關配置的至少一者可包含配置用以產生第一可調整偏壓電壓之第一偏壓電壓源，較佳地具有實質上固定電感之第一電感器，耦接於第一及第二可控制開關配置的第一偏壓電壓源及控制端子之間。第一及/或第二自振盪反饋迴路可專屬地依賴可控制開關配置的內部開關電容諸如MOSFET電晶體的閘極汲極電容以提供自可控制開關配置的輸出至可控制開關配置的控制端子 之適合反轉移遞函數。替代地，第一及/或第二自振盪反饋迴路除了內部開關電容外可包括可控制開關配置的一或更多開關外部的電氣組件諸如外部電容器及/或電阻器。 熟於此技者將瞭解到，利用可控制開關配置周圍的上述自振盪反饋迴路之數個諧振式直流對直流功率轉換器設計係揭示於本案申請人的共同申請審查中申請案PCT/EP2013/072548中。熟於此技者將瞭解到，文中所示的自振盪反饋迴路可利用於依據本發明之第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的每一者。
通常想要獲得第一及第二磁耦合電感器的每 一者的高Q因素或值，而Q因素然而取決於可應用於特殊應用的特殊類型電感器之構造細節及限制而與本功率轉換器總成的不同實施例相當地變化。印刷電路板(PCB)整合式電感器可具有比形成為分開組件的電感器更小的Q因素。第一電感器較佳地具有大於5，且更佳地大於25的Q因子，在第一諧振網路的諧振頻率。同樣地，第二電感器較佳地具有大於5，且更佳地大於25的Q因子，在第二諧振網路的諧振頻率。
本諧振式直流對直流功率轉換器總成可以是 電絕緣使得直流或交流輸入電壓源係與轉換器輸出電壓電絕緣。諧振式直流對直流功率轉換器總成因此可包含第一電絕緣隔層配置在第一輸入側電路及第一輸出側電路之間；及第二電絕緣隔層配置在第二輸入側電路及第二輸出側電路之間。
第一及第二電絕緣隔層的每一者可包含變壓 器，其包含一對磁耦合電感器，包含電連接至主側電路的第一電感器及電連接至外側電路的第二電感器。第一及第二電感器可以是二者纏繞共同磁性可滲透結構以形成絕緣變壓器。於替代實施例中，第一及第二電感器係整合於印刷電路板或其它適合載波材料中而不介入磁性材料。於另一實施例中，第一及第二電絕緣隔層的每一者包含耦接於諧振式直流對直流功率轉換器的每一者的正輸入端子及正輸出端子之間與耦接在諧振式直流對直流功率轉換器的每一者的負輸入端子及負輸出端子之間。
熟於此技者將瞭解到，第一及第二諧振式直 流對直流功率轉換器的每一者可具有任何諧振式直流對直流功率轉換器拓撲，例如選自{E類、F類、DE類}的群組之轉換器拓撲或取自諸如諧振SEPIC拓撲、諧振啟動拓撲、φ2類拓撲、LLC拓撲或LCC拓撲之任何轉換器拓撲。同樣可應用於上述隨意其它或附加諧振式直流對直流功率轉換器的每一者。
第一及第二整流電路係較佳地設計成呈現實 質上電阻阻抗在具有連接的轉換器總成負載之諧振網路的諧振頻率。於這情況下，第一及第二諧振網路的每一者包括諧振頻率的阻抗特性可透過考慮到來自整流電路的組件的最小或零影響之諧振網路的一或更多互連電感器及電容器予以決定。
本發明的另一態樣關於多段諧振式直流對直 流功率轉換器總成，其包含互磁耦接之本諧振式直流對直流功率轉換器總成的前述同相實施例的一或更多者。
多段諧振式直流對直流功率轉換器總成包含 依據任一前述同相實施例之第一諧振式直流對直流功率轉換器總成及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成。第一諧振式直流對直流功率轉換器總成的電感器係磁耦合到第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的對應電感器以促使實質上180度相移於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的對應諧振電壓或電流波形之間。第一諧振式直流對直流功率轉換器總成的共用整流電路的輸出電流可加到第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的共用整流電路的輸出電流以形成多段轉換器輸出電壓。
安置在第一及第二諧振式直流對直流功率轉 換器總成的拓撲的各種相同位置之數對的對應電感器可用以實施或提供第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成之間的反相/異相磁耦合。第一諧振式直流對直流功率轉換器總成的電感器可例如包含第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器以及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的對應電感器可包含第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二電感器。於此實施例中，第一諧振式直流對直流功率轉換器總成的第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器與第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應電感器可都例如透過以適當相對方位纏繞共同磁性可滲透核心互磁耦接如 以下參照揭示在圖6上之多段諧振式直流對直流功率轉換器總成進一步詳述。
Cin‧‧‧輸入電容器
Vin‧‧‧直流或交流輸入電壓
Lin2‧‧‧第二輸入電感器
Lin1‧‧‧第一輸入電感器
S1‧‧‧開關
S2‧‧‧開關
Vout‧‧‧轉換器總成輸出電壓
RL‧‧‧轉換器總成負載
Cout2‧‧‧平滑電容器
Cout1‧‧‧平滑電容器
D1‧‧‧整流二極體
Cd1‧‧‧電容器
Cs1‧‧‧電容器
Lr1‧‧‧第二電感器
Ca1‧‧‧電容器
D2‧‧‧整流二極體
Cd‧‧‧電容器
Lr‧‧‧整流器電感器
Lin‧‧‧輸入電感器
Cout‧‧‧整流電容
S‧‧‧半導體電晶體
D‧‧‧二極體
Ca‧‧‧電容器
Cs‧‧‧電容器
Cb‧‧‧電容器
Lrt‧‧‧電感器
Cs2‧‧‧電容器
Crt‧‧‧電容器
Cd2‧‧‧電容器
S3‧‧‧第三堆疊半導體開關
S4‧‧‧第四堆疊半導體開關
Lrt1‧‧‧電感器
Lrt2‧‧‧電感器
Cd3‧‧‧電容器
Cd4‧‧‧電容器
Cout3‧‧‧平滑電容器
Cout4‧‧‧平滑電容器
S3‧‧‧第三半導體開關
S4‧‧‧第四半導體開關
Cgd‧‧‧電容器
Lg‧‧‧閘極電感器
Lgt1‧‧‧第一磁耦合電感器
Lg2‧‧‧第二磁耦合電感器
Cgd1‧‧‧電容器
Cgs1‧‧‧電容器
Cgd2‧‧‧電容器
Cgs2‧‧‧電容器
VREF‧‧‧直流參考電壓
Crt1‧‧‧耦接電容器
Cb1‧‧‧耦接電容器
Crt2‧‧‧耦接電容器
Cb2‧‧‧耦接電容器
Lg1a‧‧‧閘極電感器
100‧‧‧絕緣單端主要電感轉換器(SEPIC)直流對直流功率轉換器
101‧‧‧負輸入端子
102‧‧‧正輸入端子
103‧‧‧電源
104‧‧‧控制端子
105‧‧‧輸出
106‧‧‧節點
150‧‧‧諧振式直流對直流功率轉換器總成
152‧‧‧正輸入端子
153‧‧‧輸入電壓源
154‧‧‧閘極端子
155‧‧‧輸出
156‧‧‧輸出節點或端子
157‧‧‧負供應軌
158‧‧‧負端子
164‧‧‧閘極端子
165‧‧‧汲極或輸出
200‧‧‧DE類轉換器
201‧‧‧負輸入端子
202‧‧‧正輸入端子
203‧‧‧電源
204a‧‧‧閘極或控制端子
204b‧‧‧閘極或控制端子
205‧‧‧輸出節點
250‧‧‧諧振式直流對直流功率轉換器總成
251‧‧‧負輸入端子
252‧‧‧正輸入端子
253‧‧‧負輸入端子
254a‧‧‧閘極端子
254b‧‧‧閘極端子
255‧‧‧驅動器輸出
255‧‧‧輸出
256‧‧‧輸出端子
258‧‧‧負輸出端子
264a‧‧‧閘極端子
264b‧‧‧閘極端子
265‧‧‧驅動器輸出
300‧‧‧絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器
301‧‧‧負輸入端子
302‧‧‧正輸入端子
303‧‧‧電源
304‧‧‧閘極或控制端子
305‧‧‧輸出
306‧‧‧正輸出端子
308‧‧‧負輸出端子
350‧‧‧諧振式直流對直流功率轉換器總成
351‧‧‧負輸入端子
352‧‧‧正輸入端子
353‧‧‧電源
354‧‧‧閘極端子
355‧‧‧驅動器輸出
356‧‧‧端子
357‧‧‧負輸入端子
358‧‧‧負輸出端子
359‧‧‧自由端
364‧‧‧閘極端子
365‧‧‧驅動器輸出
369‧‧‧自由端
450‧‧‧諧振式直流對直流功率轉換器總成
454‧‧‧閘極端子
459‧‧‧自由端
461‧‧‧反饋控制電路
464‧‧‧閘極端子
550‧‧‧諧振式直流對直流功率轉換器總成
554‧‧‧閘極端子
564‧‧‧閘極端子
570‧‧‧共同整流電路
572a‧‧‧第一磁耦合諧振式絕緣E類換流器
572b‧‧‧第二磁耦合諧振式絕緣E類換流器
600‧‧‧多段諧振式直流對直流功率轉換器總成
650a‧‧‧第一諧振式直流對直流功率轉換器總成
650b‧‧‧第二諧振式直流對直流功率轉換器總成
650‧‧‧多段諧振式直流對直流功率轉換器總成
653‧‧‧電源
670a‧‧‧共同整流電路
670b‧‧‧共同整流電路
672a‧‧‧諧振電力換流器
672b‧‧‧諧振電力換流器
674a‧‧‧諧振電力換流器
674b‧‧‧諧振電力換流器
本發明的較佳實施例係關於附圖而更詳細說明：圖1A係習知絕緣單端主要電感轉換器(SEPIC)直流對直流功率轉換器的簡要電路圖，圖1B係依據本發明的第一實施例包含第一及第二磁耦合SEPIC直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成的簡要電路圖，圖2A係習知絕緣諧振式DE類直流對直流功率轉換器的簡要電路圖，圖2B係依據本發明的第二實施例包含第一及第二磁耦合諧振式絕緣DE類直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成的簡要電路圖，圖3A顯示絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器的簡要電路圖，圖3B顯示依據本發明的第三實施例包含第一及第二磁耦合絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成的簡要電路圖，圖4顯示依據本發明的第四實施例包含第一及第二磁耦合絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成的簡要電路圖， 圖5係依據本發明的第五實施例包含具有共同整流電路的第一及第二磁耦合諧振式絕緣E類換流器之諧振式直流對直流功率轉換器總成的簡要電路圖，及圖6係依據本發明的第六實施例包含磁耦合的第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成之多段諧振式直流對直流功率轉換器總成的示意方塊圖。
圖1A係習知絕緣單端主要電感轉換器(SEPIC)直流對直流功率轉換器100。SEPIC 100包含經由透過串聯或耦接電容器Ca及Cb所形成的電絕緣屏障所連接之輸入側電路及輸出側電路。輸入側電路包含正輸入端子102及負輸入端子101用於自電壓或電源103接收直流或交流輸入電壓Vin。輸入電容器Cin係電連接於正及負輸入端子101、102之間以形成直流或交流輸入電壓源的能量儲存器。SEPIC 100的諧振網路包含至少一輸入電感器Lin、電容器Ca及Cs可能第二電感器Lr和電容器Cd。第二電感器Lr和電容器Cd亦可形成SEPIC 100的部分整流電路。包含單一可控制半導體晶或開關S於此實施例中之第一可控制開關配置的輸出105係耦接到諧振網路。可控制開關配置因此依據應用於閘極或控制端子104之開關控制信號產生交替增加和減小的諧振電流於諧振網路中。諧振網路中的交流電流追隨應用至半導體電晶體開關S的閘極端子104之開關控制信號。開關控制信號 促使半導體電晶體開關S在開關控制信號的頻率於導電/通態及非導電/斷態之間交替。開關控制信號的頻率係較佳地選定以使它位於諧振網路的諧振頻率的附近中。半導體電晶體S的狀態切換所產生之諧振網路中的諧振電流的至少一部分係自諧振網路的輸出流過SEPIC轉換器100的輸出側電路的整流電路以產生整流輸出電壓穿過整流電容Cout。熟於此技者將瞭解到，諧振網路中之諧振電流的剩餘部分可振盪於Cs及輸入電感器Lin之間以容許或致能半導體電晶體S的零電壓切換(ZVS)狀態。諧振頻率包含整流器電感器Lr、二極體D及耦接穿過二極體的電容器Cd。因此，整流器電感器Lr可形成諧振網路及整流電路二者的一部分。轉換器總成負載RL係在SEPIC 100的節點106連接至產生的輸出電壓Vout且由負載電阻器符號示意解說。
圖1B係依據本發明的第一實施例包含一對磁 耦合絕緣SEPIC直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成150的簡要電路圖。諧振式直流對直流功率轉換器總成150包含建構在半導體開關S1附近的第一絕緣SEPIC轉換器及建構在半導體開關S2附近的第二絕緣SEPIC轉換器。第一及第二SEPIC直流對直流功率轉換器係經由第一及第二磁耦合輸入電感器Lin1及Lin2互連或相互耦接。Lin1及Lin2係配置或組構成促使實質上180度相移於在第一及第二半導體開關S1、S2的輸出的諧振電壓波形之間，亦即，本實施例中的汲極電壓。在 輸入電感器Lin1的開啟點符號及在輸入電感器Lin2的關閉點符號指示這些電感器的繞組係配置以產生這反相關係於在耦接電感器的這些端子之諧振電壓或電流波形之間。 第一及第二SEPIC直流對直流功率轉換器較佳地擁有相同電路拓撲且可以是實質上相同，亦即，具有相同電路拓撲及實作公差內的相同分量值。因此，輸入電感器Lin1及Lin2係第一及第二SEPIC直流對直流功率轉換器的對應組件或元件因為它們係配置於第一及第二SEPIC直流對直流功率轉換器的相同電路拓撲的相同位置。熟於此技者將瞭解到，第一及第二絕緣SEPIC轉換器的每一者可以是實質上相同於上述習知絕緣單端主要電感轉換器(SEPIC)直流對直流功率轉換器100。
輸入電感器Lin1及Lin2可纏繞共同磁性可滲 透核心例如軟鐵材料，以形成變壓器結構。輸入電感器Lin1及Lin2的變壓器耦接將典型地導致高互磁耦接係數，其係有利於促使準確180度相移在第一及第二半導體開關S1、S2的汲極電壓或輸出電壓之間。實際上，互磁耦接係數的可獲值將取決於該對磁耦合電感器Lin1及Lin2上的實際限制諸如尺寸、成本、捲繞技術。互磁耦接係數的值然而較佳地大於0.1，甚致更佳地大於0.2，諸如大於0.5。
然而，於本發明的其它實施例中，輸入電感 器Lin1及Lin2之間的互磁耦接係數的滿意值可透過各別線圈繞組的鄰接或交錯配置所達成而無任何共同磁性可滲 透核心材料例如利用揭示於本案申請人的共同申請審查中歐洲專利申請案EP13198912.1中之PCB整合螺管變壓器結構。電感器Lin1係配置於第一絕緣SEPIC直流對直流功率轉換器或第一SEPIC的正輸入端子152及S1的汲極端子之間。電感器Lin2係以對應方式配置於第二絕緣SEPIC直流對直流功率轉換器或第二SEPIC的正輸入端子152與S2的汲極端子之間。因此，第一及第二SEPIC的各別輸入端子係並聯連接至並聯安置SEPIC的輸入側之輸入電壓源153所產生之直流或交流輸入電壓Vin。第一SEPIC包含耦接至第一半導體開關S1的汲極端子之第一諧振網路。第一諧振網路包含至少輸入電感器Lin1、電容器Ca1和Cs1及可能第二電感器Lr1和電容器Cd1，其形成類似於上述的一者之E類整流電流的一部分。第一諧振網路係由第一開關S1的汲極或輸出155所驅動。連接或配置穿過開關S1的汲極和源極端子之電容器Cs1可作用以增加諧振電流及/或調整/微調第一SEPIC的諧振網路的諧振頻率。同樣地，配置穿過整流二極體D1之電容器Cd1可用以調整第一SEPIC的負載週期。整流電路係連接在諧振網路的輸出及形成第一SEPIC的輸出側電路的一部分之輸出節點或端子156之間。E類整流電路另包含平滑電容器Cout1連接在第一SEPIC的輸出節點156及負供應軌157之間。第一SEPIC的輸出電壓係供應至由負載電阻器符號所示的轉換器總成負載RL共同於第一及第二SEPIC之間。轉換器總成負載RL實際上可包括諧振式直 流對直流功率轉換器總成150的不同類型電負載例如一組LED二極體或可充電電池等。
第二SEPIC係較佳實質上相同於第一SEPIC 且因此包含對應輸入側電路、對應第二半導體開關S2、對應第二諧振網路及輸出側電路的對應第二E類整流電路。第二SEPIC的輸出側電路同樣地包含平滑電容器Cout2，其係連接於第一SEPIC的負供應軌157及轉換器總成負載RL的負端子158之間。轉換器總成負載RL係第一SEPIC及第二SEPIC的共同負載。第二SEPIC的輸出電壓因此係供應至第一SEPIC的負供應軌157且經由平滑電容器Cout1連接至轉換器總成負載RL。因此，第一及第二SEPIC的輸出側電壓和它們的各別輸出電壓係串聯連接穿過共同轉換器總成負載RL且結合上供應正及負端子156、158之間的轉換器總成輸出電壓Vout。轉換器總成負載RL的負端子158亦為第二SEPIC的負供應軌。這第二SEPIC的負供應軌係透過絕緣電容器Cb2與第一及第二SEPIC的輸入側電路的共用負供應軌151電絕緣。
轉換器總成150的第一及第二SEPIC的第一 及第二開關控制信號係以不同方式產生因為僅SEPIC的一者可以外部「硬」開關控制信號而驅動。另一SEPIC的開關控制信號係經由自振盪迴路(未顯示)所產生。第一開關控制信號可透過例如適合輸出電壓調整迴路或控制電路(未顯示)所供應之外部源所產生且應用於第一半導體開關S1的閘極154。此第一開關控制信號決定第一SEPIC (建構在S1周圍)的切換頻率且可以是例如頻率調變控制信號使得轉換器的切換頻率用以將轉換器總成輸出電壓Vout調至想要的直流電壓位準。輸出電壓調整迴路可包含反饋控制和一或更多適合直流參考電壓。
然而，第二SEPIC的自振盪反饋迴路(未顯示)係耦接於開關S2的汲極或輸出165和S2的閘極端子164之間容許第二SEPIC追蹤或跟隨第一SEPIC的作業作為從屬電路。這意指閘極154上得第一「硬」驅動開關控制信號所設定的切換頻率係複製到S2的閘極端子164上的第二開關控制信號。因此，第二SEPIC的切換頻率變成實質上相同且同步第一SEPIC的切換頻率。然而，第一及第二SEPIC的對應諧振電壓波形諸如S1的汲極電壓及S2的汲極電壓係180度異相由於第一及第二磁耦合輸入電感器Lin1及Lin2的前述方位。此特徵可透過注意到以下而領會，當S1係透過第一「硬」驅動開關控制信號所導通時，S1經由第一輸入電感器Lin1引出電流。Lin2的反相促使具有實質上同一大小的反向直流電流，其經由Lin2初始啟動S2周圍的自振盪反饋迴路使得第二SEPIC開始振盪。之後，S2的汲極電壓係透過第二輸入電感器Lin2中所感應的電流和第一輸入電感器Lin1中的電流與S1的汲極電壓校準或同步。S2的汲極電壓依序控制S2的閘極端子164上的第二開關控制信號因為經由自振盪反饋迴路的耦接。最後，第一及第二整流電路的對應電壓波形，特別是在輸出節點156的第一轉換器輸出電壓及在節點157 的第二轉換器輸出電壓，亦被促使進入反相中。反相關係致使穿過轉換器總成負載的轉換器總成輸出電壓中的電壓脈動有效地減弱或壓制。
供應至S1的閘極端子154之第一「硬」驅動 開關控制信號的頻率係較佳地設定到在30MHz或以上的頻率以提供諧振式直流對直流功率轉換器總成的所謂VHF操作。第一開關控制信號可包含如上所述的頻率調變控制信號。熟於此技者將瞭解到，第一及第二半導體開關S1、S2的每一者可由包含複數互連可控制半導體電晶體或切換於本發明的其它實施例之切換配置所取代。第一及第二半導體開關S1、S2的每一者可包含諸如MOSFET或IGBT的電晶體，例如氮化鎵(GaN)或碳化矽(SiC)MOSFET。
圖2A係習知諧振式DE類直流對直流功率轉 換器200或DE類轉換器200的簡化電路圖。DE類轉換器200包含輸入側電路及輸出側電路連接經由諧振網路及整流電路。輸入側電路包含正輸入端子202及負輸入端子201用於接收來自電壓或電源203的直流或交流輸入電壓Vin。輸入電容器Cin係電連接在正及負輸入端子201、202之間以形成直流或交流輸入電壓電源203的能量儲存器。DE類轉換器200的諧振網路包含至少電感器Lrt、電容器Cs1、Cs2和Crt及可能地電容器Cd1和Cd2。可控制開關配置包含含有第一及第二堆疊半導體電晶體開關S1、S2的半橋式換流器。第一及第二堆疊半導體電晶體 開關S1、S2的每一者可包含諸如MOSFET或IGBT的電晶體，例如氮化鎵(GaN)或碳化矽(SiC)MOSFET。
半橋式換流器的輸出節點205係耦接到諧振 網路。在半導體開關S1的汲極端子之半橋式換流器的輸入係耦接到電壓或電源203。半橋式換流器因此依據應用於第一及第二半導體開關S1、S2的閘極或控制端子204a、204b之各別開關控制信號而產生交替增加和減少的諧振電流於諧振網路中。諧振網路中的交流電流跟隨開關控制信號。每一開關控制信號促使對應半導體電晶體開關S1、S2在第一開關控制信號的頻率交替在導電/通態及非導電/斷態中。開關控制信號係較佳地於實質上反相且兩者開關控制信號都具有位於接近諧振網路的諧振頻率。 半導體開關S1、S2的狀態切換所產生之諧振網路中的諧振電流的至少一部分係自諧振網路的輸出流過DE類轉換器200的整流電路以產生整流輸出電壓穿過一對串聯的整流電容器Cout1、Cout2。熟於此技者將瞭解到，諧振網路中的諧振電流的剩餘部分可振盪於Cs及輸入電感器Lin之間以容許或致能半導體電晶體S的零電壓切換(ZVS)狀態。整流電路包含整流器電感器Lr、二極體D及耦接穿過該二極體的電容器Cd。因此，整流器電感器Lr可形成諧振網路及整流電路兩者的一部分。轉換器總成負載RL係連接至在SEPIC 100的節點106產生的輸出電壓Vout且由負載電阻器符號所示。
圖2B係依據本發明的第二實施例包含一對耦 接諧振式DE類直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成250的簡化電路圖。諧振式直流對直流功率轉換器總成250含有以包含第一及第二堆疊半導體開關S1、S2之半橋式換流器的形式建構在第一可控制開關配置周圍之第一DE類功率轉換器與以包含第三及第四堆疊半導體開關S3、S4之半橋式換流器的形式建構在第二可控制開關配置周圍之第二DE類功率轉換器。第一及第二DE類功率轉換器係經由第一及第二磁耦合電感器Lrt1、Lrt2互連或互耦接。電感器Lrt1、Lrt2形成第一及第二DE類功率轉換器的各別諧振網路的一部分。第一及第二磁耦合電感器Lrt1、Lrt2係配置用以促使實質上180度相移於諸如供應至整流電路的輸入之電壓波形之諧振網路的諧振電壓波形之間，亦即在電容器Cd1、Cd2之間的中間節點和電容器Cd3、Cd4之間的中間節點。在電感器Lrt1的打開點符號和在電感器Lrt2的關閉點符號指示這些電感器的繞組係配置用以產生這實質上反相關係於在耦接電感器Lrt1及Lrt2的這些端子之諧振電壓波形之間。
第一及第二DE類功率轉換器較佳地具有同一 電路拓撲且可以是實質上相同，亦即，具有同一電路拓撲且具有實際製造公差內的相同分量值。因此，各別諧振網路的磁耦合電感器Lrt1及Lrt2係第一及第二DE類功率轉換器的對應組件或元件。第一及第二DE類功率轉換器的每一者可以是實質上相同於上述習知DE類轉換器200。耦接電感器Lrt1及Lrt2可以是纏繞共同磁性可滲透 核心材料，例如軟鐵材料，以形成變壓器。輸入電感器Lin1及Lin2的變壓器耦接將典型地導致高互磁耦接係數，其係有利於促使諧振網路的對應諧振電壓波形之間的準確180度相移。實際上，互磁耦接係數的可獲取值將取決於該對磁耦合電感器Lrt1及Lrt2上的實際限制諸如尺寸、成本、繞組技術等。互磁耦合係數的值然而係較佳地大於0.1，甚至更大地大於0.2，諸如大於0.5。然而，於本發明的其它實施例中，電感器Lrt1及Lrt2之間的共磁耦合係數的滿意值可透過各別線圈繞組的鄰接或交錯配置來達成而無任何共同磁性可滲透核心材料，例如利用揭示於申請人的審理中歐洲專利申請案EP13198912.1的PCB整合螺管變壓器結構。
第一及第二DE類功率轉換器的輸入側電路係 串聯耦接穿過共同輸入電壓或電源253傳輸直流或交流輸入電壓Vin至諧振式直流對直流功率轉換器總成250。第一輸入側電路包含輸入電容器Cin1耦接在第一DE類功率轉換器的正及負輸入端子252、253之間。第二輸入側電路同樣地包含輸入電容器Cin2耦接在第二DE類功率轉換器的正及負輸入端子253、251之間。因此，假設輸入電容器Cin1、Cin2的電容係大部分同樣，對於第一及第二DE類功率轉換器的每一者的輸入電壓將是大部分相同且是輸入電壓Vin的一半。
第一諧振網路包含除了前述的電感器Lrt1在 還有至少電容器Cs1、Cs2及Crt1及可能地電容器Cd1及 Cd2取決於整流電路的精確微調。熟於此技者將瞭解到電容器Cs1、Cs2可由分開電容器所形成，亦即，開關S1及S2的外部，或是S1及S2的內部汲極-源極電容。外部Cs1、Cs2電容器可作用以增加諧振電流及/或調整/微調第一DE類功率轉換器的諧振網路的諧振頻率。同樣地，分別配置穿過第一及第二整流二極體D1、D2之電容器Cd1、Cd2可用以調整第一DE類功率轉換器的負載循環。整流電路係連接在第一諧振網路的輸出及端子256的輸出節點之間，其形成第一DE類功率轉換器的輸出側電路的一部分。整流電路進一步包含一對串聯耦接平滑電容器Cout1、Cout2連接於諧振式直流對直流功率轉換器總成250的輸出端子256及負輸出端子258之間。第一DE類功率轉換器的輸出電壓係供應至轉換器總成負載RL，由負載電阻器符號所示。這轉換器總成負載RL轉換器總成負載RL轉換器總成負載RL係共用於第一及第二DE類功率轉換器之間，因為第二DE類功率轉換器的輸出側電路係與第一DE類功率轉換器的輸出側電路並聯如所示。 第二DE類功率轉換器的輸出側電路包含第二對串聯耦接平滑電容器Cout3、Cout3連接於功率轉換器總成的輸出端子256及負輸出端子258之間使得串聯耦接平滑電容器Cout1、Cout2係與串聯耦接平滑電容器Cout3、Cout4並聯配置穿過轉換器總成負載RL。
轉換器總成負載RL實際上可包括諧振式直流 對直流功率轉換器總成250的不同類型電負載例如一組 LED二極體或可充電電池等。第二DE類功率轉換器的電路及組件係較佳地實質上相同於第一DE類功率轉換器的組件。第二DE類功率轉換器因此包含對應輸入側電路、對應第二半橋式換流器配置，例如包含一對堆疊MOSFET電晶體(S3,S4)、對應第二諧振網路及對應第二整流和輸出側電路。
第一DE類功率轉換器的半橋式換流器(S1、 S2)經由驅動器輸出255驅動第一諧振網路。第一DE類功率轉換器的半橋式換流器係透過應用於閘極端子254a、254b的各別一者之第一對反相開關控制信號所驅動。第二DE類功率轉換器的半橋式換流器(S3、S4)係透過應用於閘極端子264a、264b的各別一者之第二對反相開關控制信號所驅動。第一及第二DE類功率轉換器的第一及第二對開關控制信號可以不同方式產生，因為較佳地該二個DE類功率轉換器的僅一者係以外部「硬」開關控制信號所驅動。另一DE類功率轉換器的該對開關控制信號係較佳地經由自振盪反饋迴路(未顯示)所產生。第一對開關控制信號可透過適合輸出電壓調整迴路或控制電路(未顯示)例如由分開信號源所產生且應用於第一半橋式換流器的閘極端子254a、254b。這第一對開關控制信號決定第一DE類功率轉換器的切換頻率且可以例如是頻率調變控制信號使得頻率控制係用以將轉換器總成輸出電壓Vout調整至想要的直流電壓位準。輸出電壓調整迴路可包含反饋控制及一或更多適合直流參考電壓。替代地，輸 出電壓調整迴路可配置於轉換器總成輸出電壓Vout的突發模式或開關控制。
然而，第二DE類功率轉換器的自振盪反饋迴路(未顯示)係耦接在半橋式換流器的驅動器輸出265及閘極端子264a、264b之間促使第二DE類功率轉換器跟蹤或追隨第一DE類功率轉換器的作業作為從屬電路。這特別指的是，S1及S2上的第一「硬」驅動對開關控制信號所設定之第一DE類功率轉換器的切換頻率係複製到第二功率轉換器的半橋式換流器的閘極端子264a、264b上之第二對開關控制信號。因此，第二DE類功率轉換器的切換頻率變成實質上相同且同步於第一DE類功率轉換器的切換頻率。然而，第一及第二DE類功率轉換器的對應諧振電壓波形諸如驅動器輸出電壓係實質上180度異相由於第一及第二磁耦合電感器Lrt1及Lrt2的前述方位。這特徵可被領會透過注意到當第一半橋式(S1)係透過第一「硬」驅動對開關控制信號切換到邏輯高時緊抓在輸入源電壓的驅動器輸出電壓，諧振電流係促使通過第一電感器Lrt1。Lrt2的反相耦接促使具有實質上同樣大小之反向諧振電流通過Lrt2。這反向諧振電流先啟動第二半橋式換流器(S3、S4)周圍的自振盪反饋迴路使得第二DE類功率轉換器開始振盪。之後，在輸出265的第二驅動器輸出電壓係透過第二電感器Lrt2中感應的諧振電流和第一電感器Lrt1中的諧振電流與在輸出255的第一驅動器輸出電壓而校準或同步。第二驅動器輸出電壓依序控制閘極端子 264a、264b上的第二對開關控制信號因為通過自振盪反饋迴路的耦接。最後，第一及第二整流電路的對應電壓波形亦被促使入反相如關於本發明的第一實施例所述且具有同樣利益。
應用於第一半橋式換流器的閘極端子254a、254b之第二對「硬」驅動開關控制信號的頻率係較佳地設定至在30MHz或以上的頻率以提供諧振式直流對直流功率轉換器總成250的所謂VHF作業。第一對開關控制信號可包含一對反相頻率調變控制信號如上述。熟於此技者將瞭解到，第一及第二半導體開關S1、S2的每一者及第三及第四半導體開關S3、S4的每一者可包含諸如MOSFET或IGBT的電晶體，例如氮化鎵(GaN)或碳化矽(SiC)MOSFET。
圖3A顯示基於圖1A及1B中所述的自振盪E類諧振式功率轉換器及申請人的共同申請審查中申請案PCT/EP2013/072548的伴隨說明中之絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器300的簡要電路圖。E類功率轉換器300包含經由串聯或耦接電容器Crt及Cb所形成之電絕緣障壁連接的輸入側電路及輸出側電路。輸入側電路包含正輸入端子302及負輸入端子301用於自電壓或電源303接收直流或交流輸入電壓Vin。輸入電容器Cin係電連接在正及負輸入端子301、302之間以形成直流或交流輸入電壓電源的能量儲存器。E類功率轉換器300的諧振網路包含至少輸入電感器Lin、電容器Crt及Cs和第二電 感器Lrt。諧振網路的輸出係連接至E類整流電路。E類整流電路包含整流器電感器Lr、二極體D及耦接穿過二極體的電容器Cd。E類整流電路亦包含可交替地視為輸出側電路的一部分之平滑或整流電容器Cout。E類整流電路產生整流轉換器電壓Vout穿過轉換器300的正及負輸出端子306、308之間的Cout。轉換器總成負載RL係連接至穿過E類功率轉換器300的端子306、308所產生的輸出電壓Vout如負載電阻器符號所示。包含這實施例中的單一可控制半導體晶或開關S之可控制開關配置的輸出305係耦接到諧振網路。半導體開關S因此依據應用於半導體開關S的閘極或控制端子304之開關控制信號產生交替增加和減少的諧振電流於諧振網路中。諧振網路中的交流電流追隨應用至半導體電晶體開關S的閘極端子304之開關控制信號。開關控制信號促使半導體電晶體開關S在開關控制信號的頻率交替於傳導/通態及非傳導/斷態之間。開關控制信號的頻率係較佳地選定使得它是位於接近諧振網路的諧振頻率。半導體電晶體S的狀態切換所產生的諧振網路中之諧振電流的至少一部分係自諧振網路的輸出流過SEPIC轉換器100的輸出側電路的整流電路以產生穿過整流電容器Cout的整流輸出電壓。熟於此技者將瞭解到，諧振網路中的諧振電流的剩餘部分可以是振盪於Cs及輸入電感器Lin之間以容許或致能半導體開關S的零電壓切換(ZVS)操作條件。
E類功率轉換器300包含自振盪反饋迴路耦接 於半導體開關S的輸出(亦即，汲極端子當S係MOSFET時)及控制端子304之間。自振盪反饋迴路包含電容器Cgd連接自輸出305或半導體開關S的汲極端子及閘極端子304。自振盪反饋迴路附加地包含閘極電感器Lg具有耦接至半導體開關S的閘極端子304之第一端。自振盪反饋迴路可附加地包含第一偏壓源，其係配置用以產生第一可調整偏壓。第一可調整偏壓係耦接至閘極電感器Lg的第二端。閘極電感器Lg較佳地具有實質上固定電感。這自振盪反饋迴路的組件的作業原則及細節係敘述於申請人的共同申請審查中申請案PCT/EP2013/072548中且可依據本發明結合於E類功率轉換器及結合同樣的功率轉換器總成。半導體開關S的閘極端子304上之開關控制信號的頻率及可能負載循環因此透過自振盪反饋迴路的作業而決定。開關控制信號的頻率及可能負載循環可例如經由適合輸出電壓調整迴路透過控制第一可調整偏壓的電壓予以控制。
圖3B係依據本發明的第三實施例包含第一及第二磁耦合絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成350的簡要電路圖。諧振式直流對直流功率轉換器總成350包含以單一半導體開關S1的形式建繞第一可控制開關配置之第一自振盪E類功率轉換器300及建繞第二可控制半導體開關S2之實質上相同的第二自振盪E類功率轉換器。熟於此技者將瞭解到，第一及第二自振盪E類功率轉換器的每一者可以是 實質上相同於上述的自振盪E類功率轉換器300。第一E類功率轉換器的半導體開關S1經由驅動器輸出355或汲極端子驅動第一諧振網路。半導體開關S1係由自S1的汲極或輸出355延伸至S1的閘極端子354之第一自振盪反饋迴路所驅動。第二E類功率轉換器的半導體開關S2經由驅動器輸出365或汲極端子驅動第二諧振網路。半導體開關S2係由自S2的汲極或輸出365延伸至S2的閘極端子364之第二自振盪反饋迴路所驅動。第一及第二自振盪DE類功率轉換器的輸入側電路係串聯耦接穿過傳送直流或交流輸入電壓Vin之共同電壓或電源353分別穿過諧振式直流對直流功率轉換器總成350的正及負輸入端子352、351。輸入側電路亦包含第一及第二串聯輸入電容器Cin1、Cin2耦接在正及負輸入端子352、351之間。因此，假設輸入電容器Cin1、Cin2大部分具有相同電容，對於第一及第二DE類功率轉換器的每一者之輸入電壓將是大部分相同且等於輸入電壓Vin的一半。第一及第二自振盪E類功率轉換器係經由第一及第二磁耦合電感器Lg1及Lg2而互連或耦接。電感器Lg1及Lg2分別形成第一及第二E類功率轉換器的第一及第二自振盪反饋迴路的一部分。第一及第二磁耦合電感器Lg1及Lg2係配置用以促使實質上180度相移於第一及第二自振盪E類功率轉換器的諧振網路的對應諧振電壓波形之間。分別與第一及第二可控制半導體開關S1、S2的閘極串聯耦接之電感器Lg1及Lg2的配置及方位促使大約180度相移於分別應用於閘 極端子354、364的第一及第二開關控制信號之間。這亦促使180度相移於除了諧振網路的上述對應諧振電壓波形諸如供應至整流電路的輸入之電壓波形的其它對應電路電壓之間，亦即，在第一及第二自振盪E類功率轉換器中的Cd1、Lr1及Cd2、Lr2之間的耦接節點。在電感器Lg1的打開點符號及在電感器Lg2的關閉點符號指示這些電感器的繞組係配置用以產生這反相關係於在閘極端子354、364的開關控制信號之間。
耦接的閘極電感器Lg1及Lg2可纏繞共同磁 性可滲透核心材料例如軟鐵材料以形成變壓器。電感器Lg1及Lg2的變壓器耦接將典型地導致高互磁耦合係數，其係有利於促使準確180度相移在閘極端子354、364的對應諧振電壓波形之間，亦即，開關控制信號或電壓。實際上，互磁耦合係數的可獲值將取決於前述的實際限制。 互磁耦合係數的值然而較佳地大於0.1，甚至更佳地大於0.2，諸如大於0.5。然而，於本發明的其它實施例中，閘極電感器Lg1及Lg2之間的互磁耦合係數的滿意值可透過各別線圈繞組的鄰接或交錯配置來達成而無需任何共同磁性可滲透核心材料例如揭示於申請人的審查中歐洲專利申請案13198912.1中之利用PCB整合螺管變壓器結構。熟於此技者將瞭解到，第一及第二E類功率轉換器的附加對對應電感器諸如第一及第二諧振網路的輸入電感器Lin1及Lin2除了如以下參照圖4詳述之第一及第二閘極電感器Lg1及Lg2之間的互磁耦接還可互磁耦合。
第一及第二DE類功率轉換器的輸入側電路係 串聯耦接穿過傳送直流或交流輸入電壓Vin至諧振式直流對直流功率轉換器總成350之共同電壓或電源353。第一輸入側電路包含輸入電容器Cin1耦接於第一E類功率轉換器的正及負輸入端子352、357之間。第二輸入側電路同樣包含輸入電容器Cin2耦接於第二E類功率轉換器的正及負輸入端子357、351之間。因此，假設輸入電容器Cin1、Cin2大部分具有相同電容，對於第一及第二DE類功率轉換器的每一者的輸入電壓將是大部分相同且等於輸入電壓Vin的一半。
熟於此技者將瞭解到，電容器Cgd1、Cgs1及 Cs1可由分開電容器亦即，S1的外部所形成或可以是S1的內部閘極-汲極、閘極-源極及汲極-源極電容器。同樣的應用於S2的電容器Cgd2、Cgs2及Cs2。Cgd1的電容可配置用以提供自S1的汲極至S1的閘極端子之第一自振盪反饋迴路的足夠迴路增益以致能S1的自振盪。整流電路係連接在第一諧振網路的輸出及端子356的輸出節點之間，其形成第一E類功率轉換器的輸出側電路的一部分。 整流電路另包含平滑電容器Cout1連接於功率轉換器總成的輸出端子356及負輸出端子358之間。第一E類功率轉換器的輸出電壓係供應至，轉換器總成負載RL，由負載電阻符號所示。這轉換器總成負載RL係共用於第一及第二E類功率轉換器之間因為第二E類功率轉換器的輸出側電路係與第一DE類功率轉換器的輸出側電路並聯耦接如 所示。於具有並聯輸出側電路的本實施例中，轉換器總成輸出電壓Vout因此分別相同於第一及第二E類功率轉換器的第一及第二輸出電壓。第二E類功率轉換器的輸出側電路包含第二平滑電容器Cout2連接在功率轉換器總成的正及負輸出端子356、358之間使得Cout1及Cout2係並聯穿過轉換器總成負載RL。轉換器總成負載RL實際上可包括諧振式直流對直流功率轉換器總成350的不同類型電負載例如一組LED二極體或可充電電池等。第二E類功率轉換器的電路及組件係較佳地實質上相同於第一E類功率轉換器的組件。
轉換器總成輸出電壓Vout可透過如以下參照 圖4所詳述的輸出電壓調整迴路調整到想要或參考直流電壓位準。輸出電壓調整迴路可包含反饋控制及一或更多適合直流參考電壓。輸出電壓調整迴路可配置用於轉換器總成輸出電壓Vout的頻率調變、突發模式或開關控制。於一實施例中，轉換器總成輸出電壓Vout係透過調整第一及第二閘極電感器Lg1及Lg2應用至自由端359、369的各別可調整偏壓予以控制。這些可調整偏壓係較佳地配置使得實質上相同的閘極-源極電壓係應用於S1及S2以容許第一及第二E類功率轉換器的追蹤作業。這意指第一及第二E類功率轉換器的切換頻率變成實質上相同且同步雖然實質上180度異相。各E類轉換器的切換頻率係較佳地設定至在30MHz或以上的頻率以提供諧振式直流對直流功率轉換器總成350的所謂VHF操作。這可透過第一及第二 自振盪反饋迴路的適當設計達成。熟於此技者將瞭解到，第一及第二半導體開關S1、S2的每一者可包含諸如MOSFET或IGBT的電晶體，例如氮化鎵(GaN)或碳化矽(SiC)MOSFET。
圖4係依據本發明的第四實施例包含第一及 第二磁耦合絕緣E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器之諧振式直流對直流功率轉換器總成450的簡要電路圖。 以上論述的是諧振式直流對直流功率轉換器總成350的對應特徵及組件以及本諧振式直流對直流功率轉換器總成450已提供有為易於比較的對應參考數字。熟於此技者將瞭解到，本諧振式直流對直流功率轉換器總成450的組件的特性可以是相同於上述的直流對直流功率轉換器總成350的對應組件的特徵。除了直流對直流功率轉換器總成350的特徵外，本功率轉換器總成450還包含專有地連接至第一E類功率轉換器之輸出電壓調整迴路。本功率轉換器總成450而且包含兩個分開對磁耦合電感器以取代上述的諧振式直流對直流功率轉換器總成350的單一對磁耦合電感器(第一及第二閘極電感器Lg1及Lg2)。第一對磁耦合電感器包含閘極電感器Lg1及Lg2。閘極電感器Lg1及Lg2的配置及方位係配置用以促使大約180度相移於分別應用至閘極端子454、464的第一及第二開關控制信號之間如以上關於直流對直流功率轉換器總成350所述。第二對磁耦合電感器(圖中由耦接符號457所示)包含第一及第二E類自振盪諧振式直流對直流功率轉換器的對應電 感器Lg1及Lg2。電感器Lrt1形成建繞第一半導體開關S1的第一E類功率轉換器的諧振網路的一部分以及電感器Lrt2形成建繞第二半導體開關S2的第二E類功率轉換器的諧振網路的一部分。電感器Lrt1及Lrt2的配置及方位係配置用以促使大約180度相移於流動於第一及第二E類功率轉換器的各別諧振網路的諧振電壓及電流之間。因此，兩對磁耦合電感器合作促使實質上180度相移於第一及第二E類功率轉換器的對應諧振電壓波形之間。
第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的 對應電感器的多對(亦即，二或更多對)或諧振電力換流器之間的磁耦合係特別有利於操作於諸如在20MHz或以上的切換頻率的非常高的切換頻率，或在30MHz或以上VHF範圍中的切換頻率的諧振式功率轉換器。這是因為不實際或不可能使用磁性可滲透核心材料以此等高切換頻率的提供討論中的電感器對或數對的磁耦合。磁性可滲透核心材料的無用性將經常導致耦接電感器對的電感器之間的相對小互磁耦接係數，其依序導致第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器或除了想要諧振電力換流器之間的較小度的耦接。因此，透過使用多對耦合電感器外，其中每一對對應電感器係互磁耦合，相較於單一對磁耦合電感器所作用的耦合，第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器或諧振電力換流器之間的全部磁耦合是增加。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器或諧振電力換流器之間的這增加的耦合因子，通常對於許多理由而言是有利的，例如因 為高耦合因子促使視情況可以是第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電流及電壓波形或諧振電力換流器之間更準確的0度或180度的相位關係。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器或諧振電力換流器之間的耦接增加亦是有利關於以下所述的第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器的主從耦接。這是因為較高的耦接因子促使從屬轉換器更準確地追蹤主轉換器且因此校準切換頻率及相位。
輸出電壓調整迴路包含具有連接至直流參考 電壓VREF的第一輸入之反饋控制電路461。反饋控制電路461包含耦接至轉換器總成輸出電壓Vout之第二輸入。反饋控制電路461係配置用以對第一E類功率轉換器的第一閘極電感器Lg1的自由端459產生二階控制電壓。二階控制電壓係較佳地切換於二個離散直流電壓位準之間其中第一直流電壓位準係足夠小以關閉第一半導體開關S1且因此中斷形成在S1周圍之反饋迴路的振盪如上述。第二直流電壓位準係足夠高以接通第一半導體開關S1且活化形成在S1周圍之反饋迴路的自振盪。轉換器總成輸出電壓Vout可透過交替地活化和減活第一E類功率轉換器的自振盪如所需以達到轉換器總成輸出電壓Vout的特別目標值予以調整。這調整方法通常稱為開關控制。第二E類功率轉換器較佳地缺乏對應輸出電壓調整迴路且取代地配置用以追蹤第一E類功率轉換器的作業狀態(亦即，開或關)由於第一及第二E類功率轉換器的對應電感器對之間的上述 磁耦合。以這方式，第二E類功率轉換器係配置為第一E類功率轉換器的從屬電路。這意指第一及第二E類功率轉換器的切換頻率及對應諧振電壓/電流波形係實質上相同且同步雖然相互相移約180度。
圖5係依據本發明的第五實施例包含連接至 共同整流電路570的第一及第二磁耦合諧振式絕緣E類換流器572a、572b之諧振式直流對直流功率轉換器總成550的簡要電路圖。因此，第一諧振式直流對直流功率轉換器係由第一磁耦合諧振式絕緣E類換流器572a連同共同整流電路570所形成，以及第二諧振式直流對直流功率轉換器係由第二磁耦合諧振式絕緣E類換流器572b連同共同整流電路570所形成。共同整流電路570具有E類拓撲且包含電感器Lr1、電容器Cd1、二極體D1及輸出或濾波電容器Cout1。共同整流電路570的輸出電壓Vout係連接至轉換器總成負載RL。第一磁耦合諧振式絕緣E類換流器572a的電絕緣係由透過串聯或耦接電容器Crt1和Cb1所形成之第一電絕緣障壁所提供以及第二磁耦合諧振式絕緣E類換流器572b包含透過串聯或耦接電容器Crt2和Cb2所形成之類似電絕緣障壁。上述的諧振式直流對直流功率轉換器總成350及本諧振式直流對直流功率轉換器總成550的對應特徵及組件已提供有易於比較的對應參考數字。熟於此技者將瞭解到，本諧振式直流對直流功率轉換器總成550的組件的特性可以是相同於上述直流對直流功率轉換器總成350的對應組件的特性。直流對直流功率 轉換器總成350及本諧振式直流對直流功率轉換器總成550之間的明顯差異係分別與第一及第二可控制半導體開關S1、S2的閘極串聯耦接的第一及第二閘極電感器Lg1及Lg2之間的磁耦合的相位。於本諧振式直流對直流功率轉換器總成550中，第一及第二閘極電感器Lg1及Lg2係配置或定位用以促使實質上0度相移而不是上述的180度相移於諧振式絕緣E類換流器572a、572b的對應諧振電壓及電流波形之間。閘極串聯電感器Lg1、Lg2的配置及方位促使大約0度相移於第一及第二可控制半導體開關S1、S2的分別供應至閘極端子554、564的第一及第二開關控制信號之間。諧振式絕緣E類換流器572a、572b的對應諧振電壓及電流波形之間的0度相移容許包含Crt1、Crt2及Lrt1第一及第二諧振網路的各別輸出電壓結合或加在共同整流電路570的輸入因為它們的同相關係。熟於此技者將瞭解到，第一及第二諧振網路共用諧振電感器Lrt1。這電感器共用減少諧振式直流對直流功率轉換器總成550的組件數且具有Lrt1的電感之附加利益及它的大約尺寸相較於二個分開諧振網路的分開電感器的值可以是一半。最後，第一及第二諧振式絕緣E類換流器572a、572b的第一及第二輸入電感器Lin1、Lin2為上述理由分別可交替或附加地互磁耦合以促使或加強實質上0度相移於諧振式絕緣E類換流器572a、572b的對應諧振電壓及電流波形之間。
圖6係依據本發明的第六實施例包含磁耦合 的第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650a、650b之多段諧振式直流對直流功率轉換器總成600的示意方塊圖。多段諧振式直流對直流功率轉換器總成650包含具有串聯耦接穿過直流或交流輸入電壓或電源653的各別輸入電路之四個諧振電力換流器672a、672b、674a、674b。第一諧振式直流對直流功率轉換器總成650a包含第一對磁耦合電力換流器672a、672b，具有耦接至共同整流電路670a的各別輸出類似於連接至如圖5所示的共同整流電路570的第一及第二磁耦合諧振式絕緣E類換流器572a、572b之間的耦接。第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650b包含第二對磁耦合電力換流器674a、674b，具有以對應方式耦接至共同整流電路670b的各別輸出。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成的各別輸出電壓係結合或相加穿過濾波電容器COUT以形成穿過轉換器總成負載RL的轉換器總成輸出電壓Vout。第一對磁耦合電力換流器672a、672b之間的同相磁耦合係由「0度」符號表示以及第二對磁耦合電力換流器674a、674b之間的同相磁耦合係以同樣方式表示。
第一諧振式直流對直流功率轉換器總成650a 進一步包含至少一電感器，其係磁耦合到第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650b的對應電感器以促使實質上180度相移於第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650a、650b的對應諧振電壓波形之間。第一及第二諧振式直流對直流功率轉換器之間的反相(180度相移)係 由示意圖上的「180度」符號所表示。熟於此技者將瞭解到，諧振電力換流器672a、672b、674a、674b的多個不同電路拓撲可被利用且包含諸如E類、F類、DE類或SEPIC等的習知換流器拓撲。於一實施例中，諧振電力換流器672a、672b、674a、674b的每一者係相同於上述的諧振式絕緣E類換流器572a、572b。第一諧振式直流對直流功率轉換器總成650a的該至少一電感器可例如是諧振式絕緣E類換流器572a的第一閘極電感器Lg1，其係磁耦合至第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650b的對應閘極電感器Lg1a(未顯示)。替代地，第一諧振式直流對直流功率轉換器總成650a的該至少一電感器可包含第一輸入電感器Lin1或共同諧振網路電感器Lrt1，其係磁耦合至第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650b的對應輸入電感器或諧振網路電感器(未顯示)。最後，熟於此技者將瞭解到，一或更多諧振式直流對直流功率轉換器總成可以對應於第二諧振式直流對直流功率轉換器總成650b的對應方式耦接至多段諧振式直流對直流功率轉換器總成600。

Claims (15)

  1. 一種諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含：第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器，具有相同電路拓撲，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器和該第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器，從而促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，其中，該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器包含：第一輸入側電路，包含用於接收第一輸入電壓的正輸入端子與負輸入端子，第一可控制開關配置，由第一開關控制信號所驅動以設定該第一轉換器的切換頻率，第一諧振網路，耦接到該第一可控制開關配置的輸出，以依據該第一開關控制信號產生該第一諧振網路中交替增加和減小的諧振電流，第一整流電路，連接到該第一諧振網路的輸出，其中，該第二諧振式直流對直流功率轉換器包含：第二輸入側電路，包含用於接收該第一輸入電壓或第二輸入電壓的正與負輸入端子，第二可控制開關配置，由第二開關控制信號所驅 動，以設定該第二轉換器的切換頻率，第二諧振網路，耦接到該第二可控制開關配置的輸出，以依據該第二開關控制信號產生該第二諧振網路中交替增加和減小的諧振電流，其中，該第二諧振網路的輸出係連接到該第一整流電路或連接到第二整流電路，其中，該第一電感器係與該第一可控制開關配置的控制端子串聯配置；及其中，該第二電感器係與該第二可控制開關配置的控制端子串聯配置，以便促使實質上180度相移於該第一開關控制信號和該第二開關控制信號之間，或促使實質上0度相移於該第一開關控制信號和該第二開關控制信號之間。
  2. 如申請專利範圍第1項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，第一和第二電感器係配置用於促使實質上180度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，及該第二諧振網路的輸出係連接到該第二整流電路，以在該第一整流電路的輸出產生第一轉換器輸出電壓，且在該第二整流電路的輸出產生第二轉換器輸出電壓。
  3. 如申請專利範圍第2項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一轉換器輸出電壓及該第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二轉換器輸出電壓係串聯耦接穿過該轉換器總成 負載。
  4. 如申請專利範圍第1項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子及該第二諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子係串聯耦接穿過共同的交流或直流輸入電壓源。
  5. 如申請專利範圍第1項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子及該第二諧振式直流對直流功率轉換器的正與負輸入端子係並聯耦接到共同的交流或直流輸入電壓源。
  6. 如申請專利範圍第1項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一轉換器輸出電壓及該第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二轉換器輸出電壓係並聯耦接到該轉換器總成負載。
  7. 如申請專利範圍第1項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該第一可控制開關配置包含一或數個半導體開關，且該第二可控制開關配置包含一或數個半導體開關；及其中，該等半導體開關的每一者包含半導體電晶體、MOSFET或IGBT。
  8. 一種諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含：第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流 對直流功率轉換器，具有相同電路拓撲，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器和該第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器，從而促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，其中，該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器包含第一自振盪反饋迴路，耦接於該第一可控制開關配置的輸出和該第一可控制開關配置的控制端子之間，其中，該第二諧振式直流對直流功率轉換器包含第二自振盪反饋迴路，耦接於該第二可控制開關配置的輸出和該第二可控制開關配置的控制端子之間，其中，該第一和第二自振盪反饋迴路的至少一者包含：第一偏壓源，配置用以產生第一可調整偏壓，及第一電感器，較佳地具有實質上固定電感，耦接在該第一或第二可控制開關配置的該第一偏壓源和該控制端子之間。
  9. 一種諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含：第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器，具有相同電路拓撲，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器和該第二諧振式直流對 直流功率轉換器的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器，從而促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，其中，該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件，其中，該第一和第二磁耦合電感器的該第一電感器在該第一諧振網路的諧振頻率具有大於5或大於25的品質因子(Q因子)，以及該第一和第二磁耦合電感器的該第二電感器在該第二諧振網路的諧振頻率具有大於5或大於25的Q因子。
  10. 如申請專利範圍第9項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，第一和第二電感器係配置用於促使實質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，及該第二諧振網路的輸出係連接到該第一整流電路，用於共用該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器之間的該第一整流電路。
  11. 如申請專利範圍第10項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含：輸出側電路，耦接到該第一整流電路的輸出；其中，該輸出側電路包含正與負輸出端子，用於供應轉換器輸出電壓且連接到轉換器總成負載。
  12. 如申請專利範圍第9項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該第一諧振式直流對直流功率轉換器包含第一自振盪反饋迴路；及該第二諧振式直流對直流功 率轉換器包含產生該第二開關控制信號的輸出電壓調整迴路，以調整穿過該轉換器總成負載的輸出電壓。
  13. 如申請專利範圍第12項的諧振式直流對直流功率轉換器總成，其中，該輸出電壓調整迴路包含一或數個直流參考電壓。
  14. 一種諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含：第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器，具有相同電路拓撲，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器和該第二諧振式直流對直流功率轉換器的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器，從而促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，其中，該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件，其中，該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器進一步包含第三和第四對應電感器，及該第三和第四對應電感器係互磁耦接，從而促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於該第三和第四對應電感器的對應電壓及/或電流波形之間。
  15. 一種諧振式直流對直流功率轉換器總成，包含：第一諧振式直流對直流功率轉換器和第二諧振式直流對直流功率轉換器，具有相同電路拓撲，該第一諧振式直流對直流功率轉換器的第一電感器和該第二諧振式直流對 直流功率轉換器的第二電感器係配置用於互磁耦接該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器，從而促使實質上180度相移或促使實質上0度相移於該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形之間，其中，該第一和第二電感器係該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的對應組件，且一或多個附加諧振式直流對直流功率轉換器，其每一者包含：電感器，其磁耦合到該第一和第二磁耦合電感器，且配置用從而促使實質上180度相移，或促使實質上0度相移於該等附加諧振式直流對直流功率轉換器的對應諧振電壓波形與該第一和第二諧振式直流對直流功率轉換器的一者的諧振電壓波形之間。
TW104112078A 2014-04-15 2015-04-15 諧振式直流對直流功率轉換器總成 TWI668952B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
??14164749.5 2014-04-15
EP14164749 2014-04-15

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201611505A TW201611505A (zh) 2016-03-16
TWI668952B true TWI668952B (zh) 2019-08-11

Family

ID=50478779

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW104112078A TWI668952B (zh) 2014-04-15 2015-04-15 諧振式直流對直流功率轉換器總成

Country Status (8)

Country Link
US (1) US10020747B2 (zh)
EP (1) EP3132531A1 (zh)
JP (1) JP2017511679A (zh)
KR (1) KR20170002447A (zh)
CN (1) CN106233606B (zh)
MX (1) MX358623B (zh)
TW (1) TWI668952B (zh)
WO (1) WO2015158699A1 (zh)

Families Citing this family (52)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10063284B2 (en) * 2014-03-04 2018-08-28 Triune Ip Llc Isolation for communication and power
US20180175741A1 (en) * 2015-06-16 2018-06-21 Npc Tech Aps A galvanically isolated resonant power converter assembly
US10218276B2 (en) * 2015-07-10 2019-02-26 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Isolated multi-level resonant topologies for wide-range power conversion and impedance matching
US10491123B2 (en) * 2015-09-18 2019-11-26 Murata Manufacturing Co., Ltd. Modular parallel technique for resonant converter
CN108713285B (zh) * 2016-03-04 2020-12-11 三菱电机株式会社 功率转换装置
EP3476032B1 (en) 2016-06-26 2021-08-04 The Board of Trustees of the Leland Stanford Junior University Bipolar dc-dc converter topology using passive voltage reversal
JP6489099B2 (ja) * 2016-11-10 2019-03-27 株式会社豊田中央研究所 コンバータを含む電源回路及びそれを用いた電源システム
US10686378B2 (en) * 2016-12-16 2020-06-16 Futurewei Technologies, Inc. High-efficiency regulated buck-boost converter
WO2018190117A1 (ja) * 2017-04-10 2018-10-18 学校法人福岡大学 電源制御装置
CN107124102B (zh) * 2017-04-18 2018-04-10 安徽工业大学 一种具有自平衡能力、宽占空比控制交错高增益dc/dc变换器
EP3625883A1 (en) 2017-05-15 2020-03-25 Dynapower Company LLC Dc/dc converter and control thereof
JP2020526965A (ja) * 2017-06-30 2020-08-31 エアリティー・テクノロジーズ・インコーポレイテッドＡｉｒｉｔｙ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ， Ｉｎｃ． 抵抗性出力インピーダンスのための高利得共振増幅器
TWI638507B (zh) * 2017-07-12 2018-10-11 綠點高新科技股份有限公司 電源轉換器及電源轉換方法
DE102017215736A1 (de) * 2017-09-07 2019-03-07 Osram Gmbh Schaltnetzteil mit mehreren ausgangsstufen
TWI634729B (zh) * 2017-10-11 2018-09-01 群光電能科技股份有限公司 諧振轉換器
FR3073343B1 (fr) * 2017-11-09 2019-10-11 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Convertisseur de puissance a tres haute frequence de commutation
CN107634645B (zh) * 2017-11-13 2020-05-29 厦门大学 一种基于耦合电感的输出支路结构
KR102450995B1 (ko) 2017-11-13 2022-10-05 삼성전자 주식회사 디스플레이장치
US20190181755A1 (en) * 2017-12-07 2019-06-13 Yaskawa America, Inc. Inductorless dc to dc converters
US10645787B2 (en) * 2017-12-13 2020-05-05 General Electric Company System and method for providing electrical power to a load
US10224803B1 (en) * 2017-12-20 2019-03-05 Infineon Technologies Austria Ag Switched capacitor converter with compensation inductor
CN107994772A (zh) * 2017-12-29 2018-05-04 华中科技大学 一种dc-dc变换器
US10256729B1 (en) * 2018-03-06 2019-04-09 Infineon Technologies Austria Ag Switched-capacitor converter with interleaved half bridge
US10263516B1 (en) * 2018-03-06 2019-04-16 Infineon Technologies Austria Ag Cascaded voltage converter with inter-stage magnetic power coupling
CN111869074B (zh) * 2018-03-07 2024-06-07 日产自动车株式会社 谐振型功率转换装置的控制方法、谐振型功率转换装置
US11476748B2 (en) * 2018-04-20 2022-10-18 Nissan Motor Co., Ltd. Method for controlling resonant power conversion device, and resonant power conversion device
US11489447B2 (en) * 2018-05-01 2022-11-01 Panduit Corp. DC voltage detector isolation circuit
CN108696167B (zh) * 2018-06-04 2020-05-01 柏壹科技（深圳）有限公司 一种低电压应力的电路及无线充电装置
WO2020014378A1 (en) * 2018-07-10 2020-01-16 Bose Corporation Self-boosting amplifier
WO2020022706A1 (ko) * 2018-07-19 2020-01-30 엘지전자 주식회사 전력 변환 장치 및 이를 구비하는 차량
US10594205B2 (en) * 2018-08-01 2020-03-17 Newvastek Co., Ltd. High-frequency half-wave rectifier system of low-harmonicity and high-efficiency
CN109586603A (zh) * 2018-09-03 2019-04-05 中国石油大学(华东) 模块化双sepic升降压输出反并联组合型逆变器
US10897195B2 (en) * 2018-09-14 2021-01-19 Chaoyang Semiconductor Jiangyin Technology Co., Ltd. Apparatus and method for charge pump power conversion
US10917013B2 (en) * 2018-12-21 2021-02-09 Cirrus Logic, Inc. Augmented multi-stage boost converter
US11476759B2 (en) 2018-12-21 2022-10-18 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
US11695337B2 (en) 2018-12-21 2023-07-04 Cirrus Logic, Inc. Current control for a boost converter with dual anti-wound inductor
WO2020194007A1 (ja) * 2019-03-22 2020-10-01 日産自動車株式会社 電力変換装置の制御方法及び電力変換装置
KR102585282B1 (ko) 2019-07-18 2023-10-04 엘에스일렉트릭(주) 전력변환 시스템의 dc-dc 컨버터
CN110572045B (zh) * 2019-10-15 2020-10-09 福州大学 一种基于双耦合电感的高增益dc-dc变换器
JP2021072730A (ja) * 2019-10-31 2021-05-06 新電元工業株式会社 電源装置および電源装置の制御方法
FR3105654B1 (fr) 2019-12-18 2021-12-10 Commissariat Energie Atomique Convertisseur electrique
US11411510B2 (en) * 2020-01-24 2022-08-09 Lear Corporation DC/AC inverter resonance topology
US20230122538A1 (en) * 2020-03-12 2023-04-20 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Apparatuses and methods involving amplification circuit with push-pull waveshaping operation
IT202000014635A1 (it) * 2020-06-18 2021-12-18 Eggtronic Eng S P A Sistema per trasferire potenza elettrica ad un carico elettrico
IT202000014626A1 (it) * 2020-06-18 2021-12-18 Eggtronic Eng S P A Sistema per trasferire potenza elettrica ad un carico elettrico
MX2023001715A (es) 2020-08-10 2023-05-18 Terminal Power LLC Módulo autoconvertidor de cc-cc.
US11626796B2 (en) * 2021-03-18 2023-04-11 Semiconductor Components Industries, Llc Multiphase power converter with CLC resonant circuit
US11469675B1 (en) * 2021-05-01 2022-10-11 Keysight Technologies, Inc. Switched-mode, high bandwidth, high impedance power supply
EP4093051A1 (en) * 2021-05-21 2022-11-23 GN Hearing A/S Hearing aid with dual coil components for noise cancellation
US20230198447A1 (en) * 2021-12-20 2023-06-22 Microchip Technology Incorporated Circuit to provide an oscillating signal
CN114825955A (zh) * 2022-04-08 2022-07-29 南京航空航天大学 一种可自动均流的集成式共谐振单元多相并联谐振变换器
CN118041085B (zh) * 2024-04-10 2024-06-21 昱能科技股份有限公司 一种移相全桥变换器及其控制方法、装置、介质

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080190906A1 (en) * 2005-08-02 2008-08-14 Lorch Schweisstechnik Gmbh Electrical current source, in particular welding current source
CN101960708A (zh) * 2008-03-06 2011-01-26 皇家飞利浦电子股份有限公司 谐振功率变换器电路特别是用于在现代计算机断层摄影设备或x射线照相***的高电压发生器电路***中使用的dc/dc变换器的dc/ac功率逆变器控制单元
US20110127976A1 (en) * 2008-07-22 2011-06-02 Max Hiltbrunner Multiphase soft-switched dc-dc converter
CN102611315A (zh) * 2012-03-22 2012-07-25 华为技术有限公司 一种谐振转换电路
TW201414147A (zh) * 2012-09-29 2014-04-01 Delta Electronics Inc 諧振轉換器混合控制方法、諧振轉換器系統及混合控制器

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3192464A (en) * 1961-04-25 1965-06-29 Admiral Corp Transistorized regulated d.c.-d.c. converter
US4061957A (en) * 1975-02-04 1977-12-06 Reinout Jan Vader Electric energy conversion apparatus
US4194238A (en) * 1977-03-04 1980-03-18 Sanyo Electric Company, Ltd. Power supply apparatus
JP3704144B2 (ja) 2002-08-06 2005-10-05 シャープ株式会社 駆動装置、蛍光管駆動システム、バックライト装置、及び液晶表示装置
JP4409436B2 (ja) * 2002-10-16 2010-02-03 トムソン ライセンシング 容量的に結合される電源
US6970366B2 (en) 2003-04-03 2005-11-29 Power-One As Phase-shifted resonant converter having reduced output ripple
JP4442145B2 (ja) * 2003-07-10 2010-03-31 ソニー株式会社 電源装置
US7646182B2 (en) * 2006-03-29 2010-01-12 Mitsubishi Electric Corporation Power supply apparatus
US8558525B1 (en) 2007-06-15 2013-10-15 International Rectifier Corporation Power supply circuit and reuse of gate charge
JP2009060747A (ja) * 2007-09-03 2009-03-19 Tdk-Lambda Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
US7893669B2 (en) * 2007-09-10 2011-02-22 Analog Devices, Inc. Efficient voltage converter methods and structures
TWI367623B (en) 2008-03-14 2012-07-01 Delta Electronics Inc Parallel-connected resonant converter circuit and controlling method thereof
US20110127973A1 (en) * 2008-06-02 2011-06-02 Koninklijke Philips Electronics N.V. Switched mode power converter
JP4525817B2 (ja) * 2008-10-30 2010-08-18 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US8564976B2 (en) 2008-11-19 2013-10-22 General Electric Company Interleaved LLC power converters and method of manufacture thereof
CN101951159B (zh) * 2010-09-20 2013-04-24 浙江大学 电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20080190906A1 (en) * 2005-08-02 2008-08-14 Lorch Schweisstechnik Gmbh Electrical current source, in particular welding current source
CN101960708A (zh) * 2008-03-06 2011-01-26 皇家飞利浦电子股份有限公司 谐振功率变换器电路特别是用于在现代计算机断层摄影设备或x射线照相***的高电压发生器电路***中使用的dc/dc变换器的dc/ac功率逆变器控制单元
US20110127976A1 (en) * 2008-07-22 2011-06-02 Max Hiltbrunner Multiphase soft-switched dc-dc converter
CN102611315A (zh) * 2012-03-22 2012-07-25 华为技术有限公司 一种谐振转换电路
TW201414147A (zh) * 2012-09-29 2014-04-01 Delta Electronics Inc 諧振轉換器混合控制方法、諧振轉換器系統及混合控制器

Also Published As

Publication number Publication date
CN106233606B (zh) 2019-04-19
US10020747B2 (en) 2018-07-10
US20170085189A1 (en) 2017-03-23
MX358623B (es) 2018-08-28
TW201611505A (zh) 2016-03-16
EP3132531A1 (en) 2017-02-22
JP2017511679A (ja) 2017-04-20
CN106233606A (zh) 2016-12-14
KR20170002447A (ko) 2017-01-06
WO2015158699A1 (en) 2015-10-22
MX2016013454A (es) 2017-02-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI668952B (zh) 諧振式直流對直流功率轉換器總成
JP6942852B2 (ja) 広出力電圧範囲用の絶縁型ｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
US10284099B2 (en) Hybrid power converters combining switched-capacitor and transformer-based stages
US6246599B1 (en) Constant frequency resonant inverters with a pair of resonant inductors
US11121633B2 (en) Low common mode noise transformers and switch-mode DC-DC power converters
US10291139B2 (en) Two-transformer three-phase DC-DC resonant converter
KR101516988B1 (ko) 스위칭 전원 장치
CN201541200U (zh) 具有极宽ac输入电压范围的ac-dc中间电路转换器
US7889519B2 (en) Methods and apparatus for a resonant converter
KR101439495B1 (ko) 스위칭 전원장치
US9148064B2 (en) Multi-phase switching power conversion circuit
US11011936B2 (en) Single-stage transmitter for wireless power transfer
JP6486938B2 (ja) 高効率電圧モードｄ級トポロジ
US20180175741A1 (en) A galvanically isolated resonant power converter assembly
KR102009351B1 (ko) ２개의 변압기 구조를 사용해 균형있는 ２차측 전류를 갖는 고효율 ｌｌｃ 공진 컨버터
KR20040108749A (ko) Ｌｌｃ 반-브릿지 컨버터
JP6512064B2 (ja) スイッチング電源装置
Gu et al. High-frequency bidirectional resonant converter for high conversion ratio and variable load operation
Noah et al. Review of current balance mechanism in multiphase LLC resonant converters
KR102273763B1 (ko) Llc 공진 컨버터
Zhou et al. A new LLC converter with wide output voltage range and improved efficiency at medium or low output voltage
Xu et al. Typical Multi-MHz DC–DC Converter
Catona et al. Experimental characterization of a novel semi-resonant dc/dc converter
レベ 154–(Cb1 A
EP2202874A1 (en) Resonant switching converter.