TWI594584B - 經改良的無線電接收器 - Google Patents

Description

經改良的無線電接收器

對於相關申請案的交互參照：本申請案主張對於在2014年5月16日向美國專利商標局提出的美國專利臨時申請案第61/994,671號的優先權，在此併入將該臨時申請案全文以作為參考。

本發明相關於經改良的無線電接收器。

在特徵尺寸(feature size)於65nm及以下的積體電路生產科技下，使用習知架構設計無線電接收器出現大量的挑戰。這些挑戰包含由低供應電壓導致之受限的動態範圍、低的電晶體本徵電壓增益、高閃爍雜訊界點(flicker noise corner)、因頂部空間議題而難以疊接(cascoding)電晶體、以及在這些製程中場效電晶體(FET)大體上古怪的行為。

因此，需要在小特徵尺寸的生產科技下仍可提供高效能的經改良的無線電接收器架構。

本文教示內容緩解了前述現存無線電接收器問題的一或更多者。

根據一個說明性具體實施例，一種無線電接收器包含經配置以接收訊號的天線、第一混頻器、緩衝器、以及第一電荷幫浦。第一混頻器耦合至天線，第一混頻器並經配置以基於天線接收到的訊號輸出第一混頻器輸出訊號。緩衝器具有耦合至第一混頻器的輸出的緩衝器輸入，緩衝器並經配置以在緩衝器輸出處基於第一混頻器輸出訊號輸出緩衝器訊號。第一電荷幫浦耦合至緩衝器輸出，第一電荷幫浦並經配置以基於緩衝器訊號產生第一電荷幫浦輸出訊號。

無線電接收器可進一步包含第二電荷幫浦，第二電荷幫浦耦合至第一混頻器的輸出，第二電荷幫浦並經配置以基於第一混頻器輸出訊號產生第二電荷幫浦輸出訊號。緩衝器輸入可耦合至第二電荷幫浦的輸出，且緩衝器可經配置以在緩衝器輸出處基於第二電荷幫浦輸出訊號輸出緩衝器訊號，第二電荷幫浦輸出訊號自身基於第一混頻器輸出訊號。

第一電荷幫浦與第二電荷幫浦可為切換電容式電荷幫浦，該等切換電容式電荷幫浦之每一者可包含複數個取樣電容器。

第二電荷幫浦可經配置以在取樣時間區間內，以週期性基礎將第一混頻器輸出訊號取樣至第二電荷幫浦的複數個取樣電容器之每一者上，第二電荷幫浦並可經配置以在輸出時間區間內，以週期性基 礎在第二電荷幫浦的輸出處重新配置複數個取樣電容器為串聯。

第一混頻器、第一電荷幫浦、與第二電荷幫浦之每一者，可在輸入處接收差動訊號並可在輸出處輸出差動訊號。

無線電接收器可進一步包含截波穩定電路，截波穩定電路耦合於第二電荷幫浦的輸出與第一電荷幫浦的輸入之間，截波穩定電路並包含緩衝器。

第一電荷幫浦可進一步包含電容性電路，電容性電路具有可調電容並耦合於第一電荷幫浦的複數個取樣電容器與第一電荷幫浦的輸出之間。可調電容可經配置以被調整，而調整第一電荷幫浦的頻寬。

無線電接收器可進一步包含第三電荷幫浦，第三電荷幫浦耦合至第一電荷幫浦的輸出，第三電荷幫浦並經配置以基於第一電荷幫浦輸出訊號產生第三電荷幫浦輸出訊號。第一電荷幫浦、第二電荷幫浦、與第三電荷幫浦之至少一者具有可調增益。

第三電荷幫浦可具有可調增益，第三電荷幫浦可具有複數個取樣電容器，以及第三電荷幫浦可經配置以將第一電荷幫浦輸出訊號取樣至複數個取樣電容器的可選子集上，可選子集係根據可調增益的值來選定，第三電荷幫浦並可經配置以在輸出時間 區間內在第三電荷幫浦的輸出處將複數個取樣電容器的全部串聯連接。

無線電接收器可進一步包含第二混頻器，第二混頻器耦合天線，第二混頻器並經配置以基於天線接收的訊號輸出第二混頻器輸出訊號。第一混頻器輸出訊號可為該天線接收的訊號的同相位分量，而第二混頻器輸出訊號可為天線接收的訊號的正交相位分量。無線電接收器亦可包含第四電荷幫浦，第四電荷幫浦耦合至第二混頻器的輸出，第四電荷幫浦並經配置以基於第二混頻器輸出訊號產生第四電荷幫浦輸出訊號。

根據本公開內容的另一態樣，提供一種方法，其中在天線中接收無線訊號。在耦合至天線的第一混頻器中，將天線接收的訊號混頻，以產生第一混頻器輸出訊號。在耦合至第一混頻器的輸出的緩衝器中，緩衝基於第一混頻器輸出訊號的訊號。在耦合至緩衝器的輸出的第一電荷幫浦中，處理經緩衝訊號，以基於經緩衝訊號產生第一電荷幫浦輸出。

方法可進一步包含以下步驟：在耦合至第一混頻器的輸出的第二電荷幫浦中，處理第一混頻器輸出訊號，以基於第一混頻器輸出訊號產生第二電荷幫浦輸出訊號。基於第一混頻器輸出訊號緩衝訊號的步驟，可包含以下步驟：緩衝第二電荷幫浦輸出訊 號，第二電荷幫浦輸出訊號自身基於第一混頻器輸出訊號。

處理第一混頻器輸出訊號的步驟，可包含以下步驟：在第二切換電容式電荷幫浦中處理第一混頻器輸出訊號，第二切換電容式電荷幫浦包含複數個取樣電容器，而處理經緩衝訊號的步驟可包含以下步驟：在第一切換電容式電荷幫浦中處理經緩衝第二電荷幫浦輸出訊號，第一切換電容式電荷幫浦包含複數個取樣電容器。

在第二切換電容式電荷幫浦中處理第一混頻器輸出訊號之步驟，可包含以下步驟：在取樣時間區間內，以週期性基礎將第一混頻器輸出訊號取樣至第二電荷幫浦的複數個取樣電容器之每一者上，以及在輸出時間區間內，以週期性基礎在第二電荷幫浦的輸出處重新配置複數個取樣電容器為串聯。

將天線接收的訊號混頻之步驟，可包含以下步驟：從天線所接收、為單端訊號的訊號，產生為差動訊號的第一混頻器輸出訊號。

在緩衝器中緩衝第二電荷幫浦輸出訊號之步驟，可進一步包含以下步驟：使用包含緩衝器的截波穩定電路處理第二電荷幫浦輸出訊號。

在第二電荷幫浦中處理混頻器輸出訊號之步驟，可進一步包含以下步驟：藉由調整第二電荷幫浦的電容性電路的電容值，而調整第二電荷幫浦的 頻寬，電容性電路具有可調電容並耦合於第二電荷幫浦的複數個取樣電容器與第二電荷幫浦的輸出之間。

方法可進一步包含以下步驟：在耦合至第一電荷幫浦的輸出的第三電荷幫浦中，處理第一電荷幫浦輸出訊號，以基於第一電荷幫浦輸出訊號產生第三電荷幫浦輸出訊號。在第三電荷幫浦中處理第一電荷幫浦輸出訊號之處理步驟，可包含以下步驟：調整第三電荷幫浦的可調增益。

第三電荷幫浦可具有複數個取樣電容器。在第三電荷幫浦中處理第一電荷幫浦輸出訊號之處理步驟，可包含以下步驟：將第一電荷幫浦輸出訊號取樣至複數個取樣電容器的可選子集上，可選子集係根據可調增益的值而選定，以及在輸出時間區間內，在第三電荷幫浦的輸出處將複數個取樣電容器全部串聯連接。

方法可進一步包含以下步驟：在耦合至天線的第二混頻器中，將天線接收的訊號混頻，以產生第二混頻器輸出訊號。第一混頻器輸出訊號為天線接收的訊號的同相位分量，而第二混頻器輸出訊號為天線接收的訊號的正交相位分量。方法亦可包含以下步驟：在耦合至第二混頻器的輸出的第四電荷幫浦中，處理第二混頻器輸出訊號，以產生第四電荷幫浦輸出訊號。

額外的優點與新穎的特徵，部分將闡述於下面的說明中，而部分將於在本發明領域中具有通常知識者檢視下文以及附加圖式之後明瞭，或可由製造或操作範例而習得。可由實施或使用下面討論的詳細範例中闡述的方法、儀器、以及結合者的各種態樣，而實現並獲得本教示內容的優點。

100‧‧‧無線電接收器

101‧‧‧被動匹配網路

102‧‧‧天線

103‧‧‧低雜訊緩衝器

110‧‧‧混頻器

112‧‧‧混頻器

114‧‧‧電容器

150‧‧‧FET裝置

152‧‧‧FET裝置

300‧‧‧接收器

301‧‧‧電荷幫浦

303‧‧‧電荷幫浦

305‧‧‧電荷幫浦

310‧‧‧電荷幫浦

312‧‧‧截波穩定電路

321‧‧‧緩衝器

322‧‧‧緩衝器

324‧‧‧切換器

325‧‧‧切換器

326‧‧‧節點

327‧‧‧節點

328‧‧‧輸出

329‧‧‧輸出

310a‧‧‧電荷幫浦

401‧‧‧電容器

403‧‧‧電容器

405‧‧‧電容器

407‧‧‧電容器

409‧‧‧電容器

411‧‧‧電容器

413‧‧‧電容器

415‧‧‧電容器

420‧‧‧電容器

422‧‧‧電容器

430‧‧‧共模電容

432‧‧‧差動電容

501‧‧‧取樣電容器

503‧‧‧取樣電容器

505‧‧‧取樣電容器

507‧‧‧取樣電容器

509‧‧‧取樣電容器

511‧‧‧取樣電容器

513‧‧‧取樣電容器

515‧‧‧取樣電容器

519‧‧‧增益選擇電路系統

520‧‧‧電容器

522‧‧‧電容器

450‧‧‧擬差動緩衝器

452‧‧‧源極隨耦器電晶體

453‧‧‧源極隨耦器電晶體

700‧‧‧積體電路電容器

701‧‧‧上板

702‧‧‧下板

703‧‧‧屏蔽

704‧‧‧單增益緩衝器

711‧‧‧電容器

713‧‧‧電容器

715‧‧‧電容器

721‧‧‧電容器

723‧‧‧電容器

725‧‧‧電容器

750‧‧‧緩衝器

753‧‧‧電阻器抽頭

770‧‧‧第二串聯配置

圖式繪製根據本教示內容的一或更多個實施例，所繪製的這些實施例僅為範例而不為限制。在圖式中，類似的元件符號代表相同或類似的元件。

第1A圖為無線電接收器架構的範例的高階電路圖。

第1B圖為說明性混頻器架構的詳細電路圖，此混頻器架構可用於諸如第1A圖所圖示的無線電接收器中。

第2圖為說明性緩衝器的詳細電路圖，此緩衝器可用於諸如第1A圖所圖示的無線電接收器中。

第3A圖至第3C圖為經改良的無線電接收器架構的高階電路圖。

第4A圖至第4E圖為說明性電荷幫浦的詳細電路圖，此電荷幫浦可用於諸如第3A圖至第3C圖所圖示的無線電接收器中。

第5A圖至第5C圖為另一說明性電荷幫浦的詳細電路圖，此電荷幫蒲可用於諸如第3A圖至第3C圖所圖示的無線電接收器中。

第6圖與第8A圖至第8H圖為圖示來自諸如第3A圖至第3C圖所圖示的無線電接收器的實驗性測量結果的視圖。

第7A圖至第7C圖為用於諸如第3A圖至第3C圖、第4A圖至第4E圖、以及第5A圖至第5C圖所圖示的電荷幫浦中的電容器電路的詳細電路圖。

在下面的實施方式中，作為範例而闡述數種特定細節，以期通透瞭解相關的教示內容。然而在本發明領域中具有通常知識者將顯然可知，本教示內容的實現可無需此種細節。在其他實例中，已由相對高的階層說明了熟知的方法、程序、部件、及(或)電路系統而未說明其細節，以避免不必要地遮蔽本教示內容的態樣。

本文揭示的無線電接收器使用非習知的架構，以在小特徵尺寸(例如65nm或更小)積體電路生產科技中提供高效能。特定言之，65nm或更小的生產科技中的電晶體是微小的且具有高度傳導性。良好的傳導性與低的閘極電容值結合之下，使得新的射頻(RF)訊號訊號處理方法成為可能。作為範例，由1.2V閘極對源極電壓(V_GS)驅動、而作 為切換器的100um/0.055um負通道FET(NFET)，展現了約5歐姆之汲極對源極導通電阻R_DS-on，而總和閘極電容值僅為75fF。無線電接收器的雜訊係數(noise figure；NF)劣化效應，係由來自前端中耗散性元件(例如電阻器)的過量熱雜訊所造成。在此無線電架構中，非常窄的FET的極低導通電阻減少了NF。因此，可將切換器移動至較接近前端處，從而改良接收器效能。

在第1A圖圖示的一個範例架構中，無線電接收器100具有訊號路徑，此訊號路徑開始於直接連接天線102的被動匹配網路101。圖式中說明性圖示了L型匹配(L-match)，但可使用任何其他適合的匹配網路101。被動匹配網路101提供電壓增益，並從而提升低雜訊緩衝器(LNB)103輸入處所需的電壓。低雜訊緩衝器103一般而言具有的電壓增益為1，並提供阻抗緩衝(impedance buffering)。因此，相較於其中以低雜訊放大器(LNA；提供對於輸入端點的電壓增益)代替LNB 103的傳統無線電接收器電路而言，LNB 103輸出處的阻抗被大量地降低。在LNB輸入端點處，輸入埠雜訊(均方根(RMS))已被諧振槽的電壓增益提升(忽略來自匹配電感器L的雜訊)。因此，LNB輸入端點處的等效雜訊阻值(equivalent noise resistance)，依電壓增益的平方提升。因此，透過被動匹配提升所 需訊號的電壓，放鬆了對於隨後LNB 103中的等效雜訊阻值與相關聯功率的需求。

再次參照第1A圖，LNB 103具有輸出，此輸出被經由電容器C_c 114電容耦合至兩個單端平衡被動混頻器110、112。混頻器110、112分別由本地震盪器訊號LO_I與LO_Q正交驅動。被動混頻器110、112的差動輸出被經由電容器C_mix耦合至地。為了使轉換正確發生，在被動混頻器110、112的每一輸出處放置不同的共模電容器C_mix，因為每一單端平衡混頻器將電壓對地轉換成具有共模成分的差動訊號。亦可可選地包含差動電容(例如耦合於同一被動混頻器110、112的兩個差動輸出之間)。對混頻器110、112的輸入，對於在本地震盪器(LO)頻率處的訊號而言主要顯露為開路(例如看見非常高的阻抗)，而對於遠離中央頻率的頻率而言，由於混頻器輸出電容，在輸入處看到的阻抗變得較低。此頻率轉譯電容效應提供了對於混頻器110、112輸出處的向下轉換RF訊號的一階濾波，使得異常的干擾訊號恰於施加增益至訊號之前(不同於被動匹配網路101提供的增益)被衰減。因此改良了阻擋的效能，並使對於隨後第一增益級取樣頻寬的混疊效應(aliasing)衰減。

第1B圖圖示用於實施混頻器110、112的說明性架構。如第1B圖圖示，可使用一對互補FET 裝置150、152實施每一混頻器110或112，FET裝置150、152的汲極節點連接在一起並連接至混頻器輸入，而源極節點分別連接至混頻器的差動輸出節點。互補的本地震盪器訊號LO與LO分別控制裝置150與152的閘極端點。亦可使用其他混頻器架構。

一般而言，可權衡設計功率消耗與前端中的動態範圍。特定言之，如第2圖的LNB 103電路中說明性圖示，可堆疊兩個低雜訊緩衝器以再使用電流(例如，此兩個低雜訊緩衝器之每一者由PMOS/NMOS互補源極隨耦器製成，而源極指向彼此)。儘管此架構在維持固定NF的同時將供電LNB 103所需的偏壓電流減半，但架構中的每一緩衝器的輸出擺幅將會減少。然而在許多應用中輸出擺幅減少並沒有關係，因為前端處的輸入訊號的震幅為小(即使是存在干擾者(blocker)時)。

接收器100非常適合用於直接轉換架構，因為此架構本徵地具有低的閃爍雜訊與偏差(因為使用被動的切換電容式操作技術)。再者，除了處理鏡像抑制(image-rejection)問題以外，直接轉換架構提供對於低IF(中間頻率(intermediate frequency))或IF架構(雙邊帶(DSB)對單邊帶(SSB)NF)的改良的3dB雜訊係數。此減少的雜訊頻寬轉譯成額外的效能，而此額外效能可用以依所需在功率與敏感度之間權衡設計。

LNB 103的低阻抗輸出被耦合至高傳導性被動混頻器切換器150、152，混頻器切換器150、152在被動混頻器輸出處提供大驅動能力。如第3A圖圖示，可將電荷幫浦耦合至混頻器110、112的輸出(例如混頻器110、112的差動輸出)。藉由將電荷幫浦(例如301)耦合至混頻器110輸出，可透過電荷幫浦301的作業被動地提升混頻器輸出處的電壓，從而輕緩對於操作在基頻頻率的低雜訊放大器(LNA)的需求。以此方式，輕緩了加諸在此種LNA上的功率、線性度、與雜訊要求。相反的，由電荷幫浦(例如301至305)提供的被動式放大，不增加除了電荷幫浦中電容器熱雜訊(例如kT/C雜訊)以外的額外雜訊。電荷幫浦亦具有能夠由軌對軌(或更大的)輸出電壓線性放大訊號的能力，從而提升接收器100/300的動態範圍。

第3A圖至第3C圖、第4A圖至第4E圖、以及第5A圖至第5C圖圖示耦接至被動混頻器110、112輸出的進一步電路系統的結構。特定言之，第3A圖圖示大體類似於第1A圖圖示之無線電接收器100的無線電接收器300，無線電接收器300並額外包含耦接至混頻器110、112輸出的電荷幫浦(301至305)。在無線電接收器300中，差動混頻器110、112之每一者的輸出被直接耦合至個別的電荷幫浦串聯組合(例如第3A圖圖示的三個電荷幫浦 的串聯組合，但在其他具體實施例中亦可使用不同數量的電荷幫浦)。再者，在一些具體實施例中，可將第一緩衝器耦合至混頻器110輸出與電荷幫浦301輸入之間，而可將第二緩衝器耦合至混頻器112輸出，而可將另一電荷幫浦耦合至第二緩衝器輸出。第一電荷幫浦301可為切換電容式電荷幫浦(SC-CP)，此SC-CP直接耦合至差動混頻器110的輸出，或經由緩衝器耦合至差動混頻器110的輸出。第4A圖圖示可作為電荷幫浦301的SC-CP的詳細電路圖。第4A圖的SC-CP 310a可操作以差動地將混頻輸出電容(例如第3A圖的電容器C_mix)取樣到八個5pF取樣電容器C_S上。四個取樣電容器C_S經配置為用於正取樣(例如電容器401、403、405、407)，而其他四個取樣電容器C_S經配置為用於負取樣(例如電容器409、411、413、415)。因此對混頻器輸出電容器C_mix呈現總和40pF的取樣電容器。取樣受到訊號phiSample控制，phiSample控制將取樣電容器C_S 401至415之每一者連接至電荷幫浦310a差動輸入節點in_m與in_p的取樣切換器的閘極端點。在取樣完成之後，訊號phiPresent使電容器401至415被重新串聯配置為兩個四電容庫：包含與彼此串聯耦合的電容器401至407的第一庫，以及包含與彼此串聯耦合的電容器409至415的第二庫。兩個庫共用的中央節點被連接至共模位準 (第4A圖中的vss)。重新配置的電容器，對輸出提供電壓增益8。具有約為5pF/8=0.625pF之等效串聯電容值的八個電容器401至415，隨後被呈現至電荷幫浦310a處的濾波電容器C_FILT。電容器C_FILT包含串聯連接的兩個電容器，而中央端點連接至地(例如vss)。此濾波電容器配置提供合理的共模阻抗，並提供差模濾波。

在第4A圖的具體實施例中，使用者可經由訊號BW_n選擇濾波電容器C_FILT的量值。特定言之，濾波電容器C_FILT被實施為具有可調電容值的電容性電路，可調電容值可被調整以改變接收器的類比頻寬(亦即ADC前轉換且在隨後級的取樣與混疊效應之前)。對於此接收器，提供了兩個設定：(1)低頻寬設定，可用於802.15.4相容模式中，而3dB頻寬約為1.5MHz，以及(2)較高頻寬模式，用於約為2.8MHz的渦輪模式資料率。在低頻寬設定中，訊號BW_n選擇加入額外電容器420、422與C_FILT並聯，以提升電荷幫浦輸出節點處的總和電容。在較高頻寬設定中，使訊號BW_n保持低而不將特殊情況電容器420與422連接至C_FILT。

如第3B圖圖示，電荷幫浦電路(例如301)可包含電荷幫浦電路310以及串聯於其後的截波穩定(chopper stabilization)電路312，而濾波電容器C_FILT耦合至電荷幫浦電路310與截 波穩定電路312之間的節點。在一些具體實施例中，使用除了截波穩定以外的雜訊與偏差減少技術，例如藉由使用相關雙取樣電路(包含緩衝器)代替截波穩定電路312。電荷幫浦電路310a為第3B圖圖示之電荷幫浦電路310的一個範例。此外，第3C圖示意地圖示了截波穩定電路312，而第4B圖至第4D圖詳細圖示截波穩定電路312的特定電路具體實施例。如第3C圖圖示，截波穩定電路312包含兩個緩衝器321、322，緩衝器321、322之每一者耦合在電路312差動輸入與差動輸出之間的差動訊號路徑的不同者中。或者，截波穩定電路可包含差動緩衝器，差動緩衝器包含兩個緩衝器通道，每一緩衝器通道耦合在電路312差動輸入與差動輸出之間的差動訊號路徑的不同者中。再者，切換器324與325可操作以選擇性地將輸入訊號選徑至緩衝器321、322之一者。例如在第一作業狀態中，切換器324與325可操作以將在節點326處接收到的訊號選徑至緩衝器321與輸出328，而將在節點327處接收到的訊號選徑至緩衝器322與輸出329。在第二作業狀態中，切換器324與325操作以將在節點326處接收到的訊號選徑至緩衝器322並至輸出328，而將在節點327處接收到的訊號選徑至緩衝器321與輸出329。藉由交替於第一與第二作業狀態之間，截波穩定電路312可將在輸出 328與329處造成訊號失真的緩衝器321與322差異的效應最小化。

第4B圖至第4D圖圖示截波穩定電路的元件的詳細電路圖。第4B圖圖示切換器324的具體實施例，切換器324根據互補控制訊號chop與chopN的狀態，選擇性地將輸入節點之不同者耦合至節點i1與i2。第4C圖圖示切換器325的具體實施例，切換器325根據互補控制訊號chop與chopN的狀態，選擇性地將輸入節點o1與o2之不同者耦合至節點outp與outm。第4C圖額外圖示取樣電容器430與432，取樣電容器430與432用於儲存不同電荷幫浦級(例如電荷幫浦級301、303等等)之間的電荷幫浦輸出的電荷。最後，第4D圖圖示緩衝器321與322之具體實施例，緩衝器321與322分別耦合在切換器324的輸出i1與i2以及切換器325的輸入o1與o2之間。

第5A圖至第5C圖圖示第二說明性SC-CP 310b的詳細電路圖。第5A圖至第5C圖的電荷幫浦310b具有可變增益，且可特定用於實施可變增益SC-CP，作為無線電接收器300的最終電荷幫浦級305。在其他具體實施例中，SC-CP 310b可用於實施任何其他電荷幫浦級(例如301或303)或無線電接收器300中的級的任何結合者。

電荷幫浦310b的結構一般而言類似於第4A圖的電荷幫浦310a。例如，電荷幫浦310b包含取樣電容器501至515，取樣電容器501至515的操作大體類似於電荷幫浦310a的電容器401至415。在訊號phiSample為高時輸入訊號inm與inp被取樣至取樣電容器501至515上，而在訊號phiPresent為高時電容器501至515被串聯連接為兩個庫。第5C圖圖示的電容器C_filt、520、與522的操作大體上類似於第4A圖圖示的電容器C_filt、420、與422。

此外，電荷幫浦310b包含增益選擇電路系統519，增益選擇電路系統519可操作以選擇性調整電荷幫浦310b的增益。特定言之，如上面相關於第4A圖所說明，電荷幫浦310a具有的增益為八(8)，此增益係由將輸入訊號取樣至八個電容器401至415上，並將電容器串聯耦合以取樣至電容器C_fi1t上而獲得。在電荷幫浦310b中，增益選擇電路系統519選擇性地決定在訊號phiSample為高時電容器501至515的哪些接收輸入訊號的取樣。因此，相對於將輸入訊號取樣至所有八個電容器501至515上，可僅將輸入訊號取樣至八個電容器的子集上。特定言之，在訊號gainBO與gainB1為高(且互補訊號gainBO_n與gainB1_n為低)時，輸入訊號被取樣至所有八個電容器501至515上。然而， 若訊號gainBO為低(且互補訊號gainBO_n為高)，則電容器503與511不接收輸入訊號取樣，而是在phiSample被確立時使電容器503與511的電荷歸零。類似的，若訊號gainB1為低(且互補訊號gainB1_n為高)，則電容器505、507、513、以及515不接收輸入訊號取樣，而是類似地使他們的電容被移除。因此，對應地減少了電荷幫浦310b所提供的增益。

第4E圖圖示時脈產生器330的詳細電路圖，時脈產生器330可操作以產生用於第4A圖電荷幫浦310a中的時脈訊號。

電荷幫浦雜訊考量：

電荷幫浦取樣電容器被製為越大(例如電容器401至415與501至515)，對於固定的所需訊號頻寬而言，無線電接收器為了驅動(亦即充電與放電)這些電容器以及驅動切換器所需的功率就越大。因此，較大的電容器可與較大的切換器結合，以達成所需的安定(settling)精確度。最小的取樣電容係由包含C_FILT的差動輸出電容器上的熱雜訊(例如kT/C雜訊)設定(例如，第4A圖中的取樣電容器包含與彼此串聯的兩個電容器C_FILT)。由於熱雜訊一般而言為白雜訊，熱雜訊係平均地散佈在整體取樣頻寬中。因此，第一電荷幫浦301輸出處來自熱雜訊的電壓雜訊相等於： 其中F_sample為第一電荷幫浦301的取樣率。若吾人假定第一級電荷幫浦301在通道中央頻率除以4之下取樣，則取樣率將為2.45GHz/4=612.5MHz。一般而言，第一級取樣率可由反混疊效應與濾波需求來設定。接著，吾人發現306.25MHz的取樣頻寬中的雜訊密度為 吾人可想要確保第一電荷幫浦301中的熱雜訊(例如kT/C雜訊)低於來自前端之熱雜訊寬裕的邊際。為了計算第一電荷幫浦301處來自天線的熱雜訊密度，吾人假定前端匹配電路中約有10dB增益，而電荷幫浦增益為8。因此，前端雜訊(50歐姆電阻器的雜訊，或0.9nV/rtHz)係被乘以約24之因數：第一電荷幫浦輸出處的埠雜訊約為25nV/rtHz。對於上面的方程式，此對應於51fF的C_FILT等效值(亦即來自前端的雜訊均等於51fF電容器上的kT/C雜訊)。為了確保kT/C雜訊不使NF劣化超過0.2dB之任意目標，吾人可需要輸出節點處的電容貢獻10%以下的第一電荷幫浦輸出處雜訊功率。因此，C_FILT可需要為前端等效電容器大小的至少20倍，或1.0pF。注意到，第二級的最小電容較小約增益平方倍(例如64倍)。根據第二級與隨後級的取樣率(且因此根據kT/C雜訊所蔓延的頻寬)，其他考量(諸 如匹配與對於繞線與其他寄生元素的敏感度)影響對於C_FILT最小尺寸的選擇。

電荷幫浦頻率響應：

如先前說明，電荷幫浦301、303、305提供對於帶外訊號的濾波。下面大略說明對於電荷幫浦的分析。對於理想的單級切換電容式電荷幫浦(增益為N，由理想電壓源驅動)，頻寬特性係由下面的離散時間轉換函數設定： 其中C₁為取樣電容器的串聯結合(例如，C_s/N，其中N為在呈現模式內串聯的取樣電容器數量)，而C_FILT為總和差動輸出電容(包含電荷幫浦輸出處的濾波電容)。

上面的方程式在由理想電壓源驅動切換電容式電荷幫浦(SC-CP)的輸入時，使輸出電壓V_out相關於輸入電壓V_in。然而，係由非零阻抗(例如對於第一級301的混頻器輸出、對於隨後級303、305的緩衝器輸出，如下面說明)驅動電荷幫浦的輸入。SC-CP輸入阻抗反映電荷幫浦輸出電容乘上SC-CP電壓增益平方，且與先前級的輸出阻抗結合，得到極點-零點結合，此極點-零點結合可位於低於上面方程式所示值的頻率。再者，在一些實施例中，緩衝器使輸出電壓偏移約0.6V自地。因此，電荷幫浦輸入處的切換器僅具有0.6V V_GS驅動電壓。 由於此共模偏移所造成的提升的電阻值，可被想成是單純地加入額外串聯電阻值至緩衝器輸出阻抗，從而減少了頻寬。

因為電荷幫浦的輸入係由非理想電壓源驅動，為了估算頻率響應，可將電路模型化為離散時間電荷幫浦，且由戴維寧等效源驅動SC-CP的輸入。此簡化假定兩個極點為非耦合且獨立的。然而，理想SC-CP增益在較高頻率時下降，由於減少的高頻增益而產生較小的輸入參照(input-referred)負載。此減少的負載在從輸入至輸出的轉換函數中加入零點。第6圖圖示理想切換電容式部件、有限輸出阻抗部件、以及此兩者之結合者的模擬與計算出的頻率響應。即使理想SC-CP與由輸出阻抗引發之極點偏離估計值，誤差仍易於抵消，使得總體估計相對良好，如星號線(模擬出的)與虛點線(計算出的)軌跡資料所圖示。

因為電荷幫浦如同變壓器般作用，看進電荷幫浦的電容值，為電荷幫浦的電壓增益平方乘以輸出電容值。因此，在單一級中可合理獲得的增益量受到限制，且在此被選為等於八。然而，藉由將濾波器-電容器輸出緩衝(例如由源極隨耦器、回授組態運算放大器(op-amp)、回授組態轉導放大器、或任何其他電壓增益小於一、等於一、或大於一的適合的緩衝器)，SC-CP級輸出阻抗可低至足夠驅動額 外的電荷幫浦級。額外的電荷幫浦可經配置以提供更多增益與濾波，從而進一步調節訊號。每一增益級近似為二階濾波器(如上文所解釋)，因此三個增益級的疊接(例如三個電荷幫浦級，如第3A圖圖示)提供六階濾波。在與被動混頻器的本徵的一階低通濾波結合時，可獲得極佳的對於帶外(out-of-band；OOB)干擾者的拒斥。模擬顯示在離通道中心100MHz遠處OOB衰減大約為100dB，雖然實際上未模型化的寄生耦合機制可減少此數目。在前端混頻器執行於通道中央頻率(例如2.5GHz)的同時，隨後的增益級可執行於減少的速率，以將驅動切換器的功率消耗最小化。例如在接收器中，混頻器之後的第一級301被選為執行於LO頻率除以八(625MHz)，而第二級303與第三級305執行於此值之四分之一的速率，或大約為156.25MHz(在此具體實施例中的實際頻率將取決於通道，因為LO頻率隨著通道變化)。應小心確保混疊效應成分已被適當地處理(例如透過在級之間使用降頻濾波器，其中發生向下取樣作業)或混疊效應成分已在需要關注的位準以下。

為了在無線電接收器300中的電荷幫浦增益級之間提供阻抗緩衝，最終電荷幫浦狀態之前的電荷幫浦級之每一者(例如接收器300中的首兩級301、303之每一者)，包含緩衝器以緩衝C_FILT上 的輸出電壓。例如在第3B圖的說明性電荷幫浦中，截波穩定電路312包含緩衝器321與322，緩衝器321與322可操作以緩衝C_FILT上的輸出電壓。在其他具體實施例中，截波穩定電路312可由緩衝級取代，而不包含截波穩定切換器324與325。

在第4D圖圖示的詳細電路具體實施例中，使用擬差動緩衝器450實施緩衝器(例如321、322)，以緩衝C_FILT上的輸出電壓。在一個具體實施例中，緩衝器321由互補源極隨耦器電晶體452、453製成，源極隨耦器電晶體452、453緩衝切換器324輸出節點i1處的訊號，並將緩衝訊號提供至切換器325的輸入節點o1。在一些具體實施例中，由步降電容式直流對直流(DC-DC)轉換器供電緩衝器，因為在緩衝器輸入處所需的動態範圍為小的(相較於供應軌)，而使用DC-DC轉換器提升了緩衝器的功率指標(例如效率)。因為每一基頻路徑(例如I路徑與Q路徑)在首兩級(例如301、303)輸出處包含差動緩衝器，整體接收器在此具體實施例中包含四個差動緩衝器。

如上面詳細說明，為了輕緩中間級緩衝器的閃爍雜訊與偏差的效應，在濾波電容器與緩衝器輸入之間使用截波穩定。由第3B圖與第3C圖的截波穩定電路減少閃爍雜訊。第4B圖與第4C圖的電路圖詳細圖示了截波穩定電路的說明性具體實施例，其中 使用切換器T252、T253、T254、T255實施切換器324，而使用切換器T5、T8、T9、T10與T201、T123、T124、T125實施在緩衝器之後去截波(unchop)訊號的切換器325，切換器T5、T8、T9、T10與T201、T123、T124、T125形成能夠良好處理對於中軌共模電壓之取樣的傳輸閘。除了截波以外可額外使用相關雙取樣電路(或代替截波)，以處理偏差與閃爍雜訊衰減。注意到，隨著截波極性反轉，少量的剩餘電荷維持在隨耦器閘極電容上。此電荷由反向極性配置抵消。電荷抵消/重分配的程序，實現了切換電容式電阻器，結果為在電荷幫浦輸出節點處的明顯電阻。即使緩衝器輸入與截波切換器節點處的電容可被製為小，等效的電阻值係由增益倒數平方放大(在參照輸入時)，而大量降低阻抗。在先前級輸出上的增加的負載，具有減少來自先前級的隨耦器的增益、與減少本級的本徵增益的效果。為了減少緩衝器輸入處的電荷抵消，可最佳化切換器與緩衝器，以在安定時間/驅動能力與截波造成的電阻性損失機制之間權衡設計。減少增益損失的額外的手段為減少截波頻率，因為電荷僅在切換器極性截波時損失：使截波頻率減半，使截波緩衝器造成的等效輸入阻抗加倍。可將截波減少至低速率，同時應注意到：(a)截波頻率應大於緩衝器的閃爍雜訊界點，以及(b)在每一轉換之前，類比前端隨後的ADC上取樣 的正與負截波訊號的量相等(否則閃爍雜訊加偏差將不會被濾除，且在ADC後轉換中將出現為數位域中的方波)。

第一增益級301對於LNB 103上的負載，在使用兩個混頻器110、112時(例如對於正交輸出)被進一步提升，相對於單一混頻器而言。在一些設計中，可對I通道與Q通道使用個別的LNB，或可較佳地使用疊接的LNB(例如，輸入耦合至天線的一個LNB具有輸出，此第一LNB的輸出耦合至兩個LNB輸入，這些第二LNB與第三LNB的輸出經配置以各別驅動I通道與Q通道)以減少此負載效應。

因為在此說明性具體實施例中緩衝器321、322被連續地偏壓，包含儲集電容器C_R以在電荷幫浦將取樣值呈現至電荷幫浦的濾波電容器的週期部分中，收集來自緩衝器的電荷。C_R上所收集的電荷，在下一取樣區間被傳輸至隨後的電荷幫浦。例如，圖示切換器325具體實施例的第4C圖說明性圖示了儲集電容器C_R。儲集電容器C_R可包含共模電容(例如430)、差動電容(432)、或以上之結合者。在一些具體實施例中，緩衝器被由工作週期控制，使得緩衝器僅在週期的部分開啟(例如在取樣作業發生時)。

在SC-CP的積體電路具體實施例中，可使用金屬-絕緣體-金屬電容器(MIMCAP)實施 取樣電容器。MIMCAP較佳地提供低底板電容值(~0.5%)。然而，由於在取樣電容器被串聯設置時發生的電容性分壓器效應，底板電容使SC-CP的增益被衰減。或者，可使用金屬-氧化物-金屬電容器(MOMCAP)代替MIMCAP。然而，MOMCAP對於基板的要大得多的底板寄生電容，可造成增益衰減以及提升的NF(除非被處理)。

為了緩解對於基板之寄生電容造成的問題的一些，可如第7A圖圖示般屏蔽MOMCAP的底板。特定言之，如第7A圖圖示，積體電路電容器700包含可展現對於基板之寄生連結的上板701與下板702。為了減少對於基板的寄生連結，可在下板702與積體電路基板之間形成屏蔽703。屏蔽703可被形成為經摻雜井或其他區域、金屬層、多晶矽、或使用其他適當的積體電路結構來形成。屏蔽703由連接至底板702的單增益緩衝器704驅動，使得屏蔽703儲存跟隨底板電壓的電位。使用單增益緩衝器704靴帶連接(bootstrap)寄生電容，以至屏蔽703追蹤底板電壓702的程度。第7A圖說明取樣相位期間內電容器700的一個具體實施例。第7B圖圖示呈現相位內的多個電容器711、713、715。緩衝器704的增益大約為一(例如，緩衝器704被實施為源極隨耦器或回授組態運算放大器)。第7C圖說明電容器靴帶連接電路的另一具體實施例。在此另一具體實施例中， 電容器721至725之每一者的屏蔽，在取樣相位內被例如使用切換器(或耦接至切換器的緩衝器)耦合至底板電壓。在取樣之後，取樣電容器被配置為第7C圖圖示的第二串聯配置770，以提供增益。在配置770中，電容幫浦的串聯連接電容器721至725的輸出由緩衝器750緩衝，而緩衝器輸出被比例上類似於串聯電容器的電阻分壓器分壓。在一些具體實施例中，可使用切換電容式均等機制以作為電阻器。電阻器抽頭(例如753處)被連接至屏蔽以提供靴帶連接。在一些具體實施例中，節點753包含解耦合電容器。使用靴帶連接MOMCAP解決方案的最終結果，一般而言將具有提升的功率消耗，以及有些惡化的雜訊效能；然而，對於一些成本敏感應用或在不常提供MIMCAP的科技中，此可為可接受的權衡設計。

對於類比至數位轉換器(ADC)介面級的電荷幫浦：每一路徑(亦即I路徑與Q路徑)的最終輸出，為最終電荷幫浦305輸出處的電容器。電容器可等效為濾波電容器，並介面連接至ADC，ADC連接至無線電接收器300的輸出。在一些具體實施例中，如申請於2012年12月17日的美國專利申請案第13/717,377號所述，使用循序漸近暫存器(SAR)式抗混疊效應ADC(AA-ADC)，在此併入該美國專利申請案全文以做為參考。AA-ADC以最終增益 級(例如SC-CP 305)的取樣率取樣至第一ADC陣列上(156.25MHz)。在第一陣列已取樣了第一陣列的所有取樣電容器時(例如八個取樣，每一次取樣至總和陣列電容值的八分之一上)，第一陣列上開始轉換程序，同時第二陣列接著在下一SC-CP present時脈邊緣取樣。兩個AA-ADC陣列交替取樣與轉換，而提供本徵降頻濾波器加降頻器(decimator)。對於此八倍過取樣率，AA-ADC由156.25MHz/8=19.53MHz的速率輸出數位降頻字詞。以此方式，帶外(OOB)訊號被有效率地移除且不具混疊效應，而轉換速率被最小化為正確處理所需帶內訊號以及對於近距通道拒斥(例如鄰接/交替通道拒斥)數位濾波要求所需要的值。近距通道拒斥要求可需要任何適當類型的數位濾波器，包含有限脈衝響應(FIR)、無限脈衝響應(IIR)、或用於所接收訊號的匹配式濾波器。根據特定的訊號處理要求，雙抽頭sinc1濾波器(具有可選的額外向下取樣兩倍作業)可被放置在AA-ADC數位輸出處，並可用於補償AA-ADC陣列失配(例如增益失配、偏差失配)：每一經濾波的(或經濾波並經降頻的)AA-ADC取樣在此情況下，為兩個陣列的平均輸出，此在頻譜中放置一個無訊區(null)(亦即，對於此範例為19.53/2=9.77MHz)，在此處失配將產生音調。

除了用於轉換程序之外，SAR-ADC陣列電容亦可用以等效為用於最終級的濾波電容器。或者，可使用與SAR陣列電容器分異的電容器、或SAR-ADC電容器與分異濾波電容器的結合者。因為ADC輸入被直接耦合至最終增益級的輸出，在一些具體實施例中不需要ADC輸入緩衝器。在此情況中，訊號鏈中的最終類比緩衝器係位於最終增益級的 輸入 處，此處訊號為ADC輸入處訊號量值的八分之一。因此，處理基頻訊號全尺度範圍所需的部件，僅為電容器與切換器，在65nm製程中電容器與切換器可輕易提供所必需的線性度與動態範圍。注意到，由於輸入相關電容與電荷幫浦增益之間的平方關係，使最終級具有較低的增益將緩解對於驅動電容的緩衝器驅動要求。因此，增益可被分割至各級中(或加入或移除額外級)，以最佳化對於任何特定設計的要求。

在一些具體實施例中，可在最終SC-CP級與ADC輸入之間耦合額外放大器。

在一個具體實施例中，將目標ADC解析度選為12位元。大量的電容幫浦濾波，以及使用抗混疊效應ADC取樣最終電荷幫浦，表示ADC僅需處理所需訊號加上近距干擾訊號的動態範圍(例如，ADC取樣頻寬(fs/2)中的干擾訊號、ADC取樣率的頻寬的兩倍中的干擾訊號(因為在ADC取樣頻寬處混疊效應開始將訊號摺疊回自身上，而直到取樣頻率前不 會到達通道中央))；遠距訊號已在ADC轉換程序開始之前被衰減。對於1.2V供應與差動輸入，12位元轉譯為約500uV差動訊號的LSB(2.4V差動輸入，V_pp/2¹²)。因為量化位準相當大，獲得遠小於1LSB的kT/C雜訊的ADC陣列總和電容值，是容易獲得的。藉由選擇1pFx2(串聯結合)=0.5pF，差動取樣電容kT/C將約為90uV RMS，此為適合的值，滿足以下兩者：(a)熱雜訊要求；及(b)防止最終電荷幫浦的負載過量。為了確保來自接收器的熱雜訊水平(noise floor)為對於敏感度的限制因素(例如，非為ADC量化雜訊水平)，接收器前饋路徑中應有足夠的增益，以確保前端雜訊在ADC處為支配性的。如上述使用三個增益級，對於一個具體實施例，接收器輸出處的熱雜訊密度在1MHz下約為500nV/rtHz，而從100kHz至10MHz的整合雜訊功率約為800uV RMS。這大大地高於量化雜訊水平(為sqrt((500uV)²/12)或約150uV RMS)；因此，吾人應如所需般受限於無線電的前端熱雜訊。

在一些具體實施例中，可使用較高解析度的ADC，而被動混頻器與ADC之間的增益較小。在此情況下，可使用較高的位元數以延展後端的動態範圍，由ADC吸收「增益」；能夠解析較小的訊號，允許ADC被放置為較接近被動混頻器，甚至直接耦合至混頻器輸出。直接連接至混頻器輸出的高動態範圍 (例如18位元至20位元)抗混疊效應ADC，對於線性度與動態範圍而言將具有大量的優點。LNB/被動混頻器架構具有優越的電容驅動能力，此應使得此種類型的接收器具有高效率，且架構上適合用於當前與未來的深次微米製程。

在一些具體實施例中，使用另一類型的ADC(例如三角積分式(delta-sigma)、快閃式、管線式、積分式等等)。

AGC控制：

在前饋路徑中可需要增益調整(例如自動增益控制，或AGC)，因為無線電的輸入動態範圍應從熱雜訊(在1MHz頻寬(BW)中約-110dBm)展成至0dBm，而ADC僅為12位元(~70dB)。因此，可需要至少40dB的額外動態範圍。藉由在「取樣」作業階段內僅將增益級輸入取樣至取樣電容器的子集上，且隨後在「呈現」作業階段內將所有八個電容器串聯連接，可獲得增益調整，而不負面影響所需的訊號路徑濾波特性。例如，若平行取樣所有八個電容器，而隨後將電容器串聯連接，則SC-CP的增益將為八。然而，若僅有四個電容器取樣輸入訊號，而使其他四個電容器的電荷被移除(例如在取樣階段內將其他電容器短路)，則在串聯連接所有八個電容器以用於「呈現」作業階段時SC-CP的增益被減少為四。因為所有八個電容器在「呈現」階段內仍串聯連 接，SC-CP的頻寬將維持固定，即使增益改變。如上面詳細說明的，第5A圖圖示可變增益SC-CP的具體實施例，其中訊號gainB0與gainB1提供對於電荷幫浦可變增益的兩位元控制。然而注意到，於在取樣階段內僅使用四個電容器的配置中，增益級的輸入阻抗將被提升(相較於增益設為八時)，因為僅對先前級緩衝器呈現四個電容器而非所有八個電容器。先前級緩衝器輸出的此可變負載，可造成頻寬對於AGC位準的函數相依性。為了減少此負載變化，在用於取樣的增益級中可使用虛設(dummy)電容器代替短路的電容器，以將對先前級呈現的負載保持固定，而獨立於在增益級中取樣多少個電容器。在取樣階段內虛設電容器被呈現至隨耦器輸出(例如與四個所選擇的電容幫浦電容器平行)。然而，隨後在呈現階段內虛設電容器被短路接地。或者，可調整緩衝器的驅動強度(例如回應於較低增益而減少)，以維持更固定的頻寬。

每一增益級可具有邏輯電路，以從電容器中選出一個至所有八個電容器以用於取樣，從而允許每一增益級被任意設定為任何整數倍的電容器。藉由循序疊接三個級301至305，經由選擇在每一級中要取樣的電容器數量，可控制動態範圍從增益1至增益8 * 8 * 8=512；此為約54dB的額外動態範圍。再者，因為增益係由電容器比例設定，電荷幫浦增益對 於製程、電壓、溫度、與失配的穩定性應為優越的。前端匹配網路中的變化(例如中央頻率、***損失等等)以及LNB的效能特性，將在總和訊號鏈中加入額外變化。

混頻器(110、112)與首兩個增益級(301、303)可經配置為使得他們的共模電壓設為地。藉由將共模選為與地均等，可僅需要單一式切換器(例如僅NMOS、僅PMOS、僅增強模式pHEMT等等)以獲得低導通電阻。使用單一式切換器，減少驅動切換器所需的功率。共模為地，亦具有參考電壓(地)為穩定且本徵的之優點。對於約為地的共模電壓的首要考量，為大輸入訊號可使得切換器中的二極體接面順向偏壓(由於小的切換器尺寸，並不需要考量接面電容非線性度，因為在一些具體實施例中接面/切換器的電容值小於電荷幫浦的所需電容值很多)。ADC的全尺度擺幅位於0與1.2V之間，此僅見於最終增益級的輸出處。因此，最終級可操作在0.6V的共模電壓下以最大化擺幅；因此，跨切換器的V_GS額定為0.6V。此小閘極驅動電壓產生非常高電阻值的切換器，特別是在低溫下。選擇低V_T切換器或電荷推升時脈訊號，可緩解此效應。對於最終級(例如電荷幫浦鏈中的最終緩衝器)的輸入具有約為全尺度輸出之八分之一的最大擺幅(或150mV_0-p)，此係小於體極接面二極體順向偏壓時的位準。為了避免 在高輸入情況下將接面順向偏壓，AGC演算法可首先減少前端增益、朝向後端移動、而最終級增益僅在前兩級增益減少至一以下之後降低。

對於替代性前端接收器的應用：

儘管上面的討論聚焦於在前端中包含LNB 103的說明性無線電接收器，但無線電接收器並不必需要在前端中包含LNB。更一般而言，在一些具體實施例中，無線電接收器可更一般地如本文所說明包含天線、緩衝器、以及被動混頻器。無線電接收器亦可包含以下之一或更多者：‧前端中的低雜訊放大器(LNA)，諸如耦合於天線102與混頻器110、112之間的LNA；‧連接為被動混頻器架構的部分的轉導器；‧純被動架構；及(或)‧任何其他適合的頻率轉換元件。

在這些情況中，根據接收器的設計要求以及混頻器的輸出阻抗，混頻器輸出可被直接耦合至第一SC-CP輸入，或可被具有小於一、等於一、或大於一之增益的放大器緩衝，而緩衝器輸出阻抗低於緩衝器輸入阻抗。

再者，上面說明的原理與電路，可用於其他架構中，在這些其他架構中輸入訊號被使用主動 混頻器、二極體混頻器、被動混頻器、單端平衡混頻器、雙端平衡混頻器、非平衡混頻器或任何其他適當的混頻器或前端架構轉換頻率。

範例模擬結果：

已模擬上面連同第3A圖至第3C圖、第4A圖至第4E圖、及第5A圖至第5C圖所說明的無線電接收器，並在此呈現模擬結果。

第8A圖與第8B圖圖示時脈產生器方塊330所產生的時脈訊號。

第8C圖圖示沿著接收器鏈、從天線輸入至I通道輸出(最終級輸出)的各個點的週期性AC響應(PAC)。第8D圖圖示在較大頻寬上的接收器PAC響應，而選定掃描頻率以使混疊效應頻率處的解析度提升。

第8E圖圖示在ADC將取樣接收器輸出的點處，訊號鏈末端的I通道輸出的雙邊帶(DSB)NF。

第8F圖為雜訊係數的最大雜訊貢獻者的表，並圖示在1MHz下NF的各個雜訊貢獻者。

第8G圖圖示對於偏差離通道中央100MHz的干擾者的1dB壓縮點。

第8H圖圖示LNB所消耗的電流分量(3.53mA)、時脈產生器與正交混頻器驅動器消耗的電流分量(3.12mA)、以及單一差動緩衝器消耗 的電流分量(171uA)。從天線輸入至呈現給ADC轉換的正交輸出的接收器整體，消耗[email protected](對應於8.8mW)。

除非另外說明，否則本說明書(包含下面的申請專利範圍)所闡述的所有測量、值、額定、位置、量值、尺寸、以及其他規格，皆為約略而不為精確無誤的。這些規格意為具有與他們所相關之功能一致、且與他們所屬技術領域之熟知知識一致的合理範圍。

保護範圍僅單獨受限於下面的申請專利範圍。此保護範圍意為(且應被解譯為)，在參考此說明書與往後審查歷史來解譯時，在與申請專利範圍所使用語言的通常意義一致之下盡量寬廣，並包含所有結構性與功能性的均等範圍。儘管如此，所有請求項均不意為(亦不應被解譯為)包含無法符合專利法第21、22條之要求的發明標的。在此對於此種發明標的的無意包含作出免責聲明。

除了上面所說明的以外，所說明或圖示說明的內容，均不意為(亦不應被解譯為)使得任何部件、步驟、特徵、物件、益處、優點、或均等者被貢獻給公眾，不論其是否記載於申請專利範圍中。

將瞭解到，本文所使用的用詞與表達方式，具有符合此種用詞與表達方式相對於他們所對應之各自探索與研究領域之通常意義，除非本文已另外 闡述了特定的意義。諸如第一、第二、及類似者的相對性用詞，可被單獨使用以分辨實體或動作，而非必須需要或隱含在此種實體或動作之間的任何實際的此種關係或順序。用詞「包含」、「包括」、或這些用詞的任何其他變異，意為涵蓋非排他性之包含，使得包含一列要素的程序、方法、物品、或設備並非僅包含這些要素，而是可包含未明確列出或為此種程序、方法、物品、或設備所固有的其他要素。由「一(a)」或「一(an)」前綴的要素，在沒有進一步的限制之下，排除在包含元素的程序、方法、物品、或設備中的額外相同元素的存在。

提供摘要部分以允許讀者快速確認技術公開內容的本質。應瞭解到，摘要部分不應被用於解譯或限制申請專利範圍的範圍或意義。此外，在上面的實施方式中，為了流暢說明公開內容，可以看到在各種具體實施例中將各種特徵分組在一起。此種揭示方式不應被解譯為反映所請具體實施例需要比每一請求項明確記載之技術特徵還要多的特徵。相反的，如反映於下面的申請專利範圍，具有進步性的技術主題少於單一所揭示具體實施例的全部特徵。因此，在此將下面的申請專利範圍併入實施方式中，而每一請求項自身作為個別請求的技術主題。

儘管上文已說明被視為最佳模式及(或)其他範例的特徵，但應瞭解到可在其中進行各種修 改，而本文所揭示的技術主題可被實施於各種形式與範例中，而教示內容可被應用在數種應用中，而本文僅說明了其中的一些。下面的申請專利範圍意為主張位於本教示內容真實範圍內的任何與所有的應用、修改、與變化。

無101‧‧‧被動匹配網路

102‧‧‧天線

103‧‧‧低雜訊緩衝器

110‧‧‧混頻器

112‧‧‧混頻器

301‧‧‧電荷幫浦

303‧‧‧電荷幫浦

305‧‧‧電荷幫浦

Claims (20)

1. 一種無線電接收器，該無線電接收器包含：一天線，該天線經配置以接收一訊號；一第一混頻器，該第一混頻器耦合至該天線，該第一混頻器並經配置以基於該天線接收到的該訊號輸出一第一混頻器輸出訊號；一緩衝器，該緩衝器具有耦合至該第一混頻器的一輸出的一緩衝器輸入，該緩衝器並經配置以在一緩衝器輸出處基於該第一混頻器輸出訊號輸出一緩衝器訊號；以及一第一電荷幫浦，該第一電荷幫浦耦合至該緩衝器輸出，該第一電荷幫浦並經配置以基於該緩衝器訊號產生一第一電荷幫浦輸出訊號。
2. 如請求項1所述之無線電接收器，該無線電接收器進一步包含：一第二電荷幫浦，該第二電荷幫浦耦合至該第一混頻器的該輸出，該第二電荷幫浦並經配置以基於該第一混頻器輸出訊號產生一第二電荷幫浦輸出訊號，其中該緩衝器輸入耦合至該第二電荷幫浦的一輸出，且該緩衝器經配置以在該緩衝器輸出處基於該第二電荷幫浦輸出訊號輸出該緩衝器訊號，該第二 電荷幫浦輸出訊號自身基於該第一混頻器輸出訊號。
3. 如請求項2所述之無線電接收器，其中該第一電荷幫浦與該第二電荷幫浦為切換電容式電荷幫浦，該等切換電容式電荷幫浦之每一者包含複數個取樣電容器。
4. 如請求項3所述之無線電接收器，其中該第二電荷幫浦經配置以在一取樣時間區間內，以一週期性基礎將該第一混頻器輸出訊號取樣至該第二電荷幫浦的該複數個取樣電容器之每一者上，該第二電荷幫浦並經配置以在一輸出時間區間內，以該週期性基礎在該第二電荷幫浦的一輸出處重新配置該複數個取樣電容器為串聯。
5. 如請求項2所述之無線電接收器，其中該第一混頻器、該第一電荷幫浦、與該第二電荷幫浦之每一者，在一輸入處接收一差動訊號並在一輸出處輸出一差動訊號。
6. 如請求項5所述之無線電接收器，該無線電接收器進一步包含：一截波穩定電路，該截波穩定電路耦合於該第二電荷幫浦的該輸出與該第一電荷幫浦的一輸入之間，該截波穩定電路並包含該緩衝器。
7. 如請求項1所述之無線電接收器，其中該第一電荷幫浦進一步包含一電容性電路，該電容性電路具有一可調電容並耦合於該第一電荷幫浦的複數個取樣電容器與該第一電荷幫浦的該輸出之間，其中該可調電容經配置以被調整，而調整該第一電荷幫浦的一頻寬。
8. 如請求項2所述之無線電接收器，該無線電接收器進一步包含：一第三電荷幫浦，該第三電荷幫浦耦合至該第一電荷幫浦的一輸出，該第三電荷幫浦並經配置以基於該第一電荷幫浦輸出訊號產生一第三電荷幫浦輸出訊號，其中該第一電荷幫浦、該第二電荷幫浦、與該第三電荷幫浦之至少一者具有一可調增益。
9. 如請求項8所述之無線電接收器，其中該第三電荷幫浦具有該可調增益，該第三電荷幫浦具有複數個取樣電容器，以及該第三電荷幫浦經配置以將該第一電荷幫浦輸出訊號取樣至該複數個取樣電容器的一可選子集上，該可選子集係根據該可調增益的一值來選定，該第三電荷幫浦並經配置以在一輸出時間區間內在該第三電荷幫浦的一輸出處將該複數個取樣電容器的全部串聯連接。
10. 如請求項1所述之無線電接收器，該無線電接收器進一步包含：一第二混頻器，該第二混頻器耦合該天線，該第二混頻器並經配置以基於該天線接收的該訊號輸出一第二混頻器輸出訊號，其中該第一混頻器輸出訊號為該天線接收的該訊號的一同相位分量，而該第二混頻器輸出訊號為該天線接收的該訊號的一正交相位分量；以及一第四電荷幫浦，該第四電荷幫浦耦合至該第二混頻器的一輸出，該第四電荷幫浦並經配置以基於該第二混頻器輸出訊號產生一第四電荷幫浦輸出訊號。
11. 一種用於無線訊號處理的方法，包含以下步驟：接收步驟，在一天線中接收一無線訊號；混頻步驟，在耦合至該天線的一第一混頻器中，將該天線接收的該訊號混頻，以產生一第一混頻器輸出訊號；緩衝步驟，在耦合至該第一混頻器的一輸出的一緩衝器中，緩衝基於該第一混頻器輸出訊號的一訊號；以及處理緩衝訊號步驟，在耦合至該緩衝器的一輸出的一第一電荷幫浦中，處理該經緩衝訊號，以基於該 經緩衝訊號產生一第一電荷幫浦輸出訊號。
12. 如請求項11所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：處理第一混頻器輸出訊號步驟，在耦合至該第一混頻器的該輸出的一第二電荷幫浦中，處理該第一混頻器輸出訊號，以基於該第一混頻器輸出訊號產生一第二電荷幫浦輸出訊號，其中緩衝基於該第一混頻器輸出訊號的該訊號的該緩衝步驟，包含以下步驟：緩衝該第二電荷幫浦輸出訊號，該第二電荷幫浦輸出訊號自身基於該第一混頻器輸出訊號。
13. 如請求項12所述之方法，其中處理該第一混頻器輸出訊號的該處理第一混頻器輸出訊號步驟，包含以下步驟：在一第二切換電容式電荷幫浦中處理該第一混頻器輸出訊號，該第二切換電容式電荷幫浦包含複數個取樣電容器，而處理該經緩衝訊號的該處理緩衝訊號步驟包含以下步驟：在一第一切換電容式電荷幫浦中處理該經緩衝第二電荷幫浦輸出訊號，該第一切換電容式電荷幫浦包含複數個取樣電容器。
14. 如請求項13所述之方法，其中在該第二切換電容式電荷幫浦中處理該第一混頻器輸出訊號之步驟，包含以下步驟： 在一取樣時間區間內，以一週期性基礎將該第一混頻器輸出訊號取樣至該第二電荷幫浦的該複數個取樣電容器之每一者上，以及在一輸出時間區間內，以該週期性基礎在該第二電荷幫浦的一輸出處重新配置該複數個取樣電容器為串聯。
15. 如請求項12所述之方法，其中將該天線接收的該訊號混頻之該混頻步驟，包含以下步驟：從該天線所接收、為一單端訊號的該訊號，產生為一差動訊號的一第一混頻器輸出訊號。
16. 如請求項15所述之方法，其中在該緩衝器中緩衝該第二電荷幫浦輸出訊號之步驟，進一步包含以下步驟：使用包含該緩衝器的一截波穩定電路處理該第二電荷幫浦輸出訊號。
17. 如請求項12所述之方法，其中在該第二電荷幫浦中處理該混頻器輸出訊號之步驟，進一步包含以下步驟：藉由調整該第二電荷幫浦的一電容性電路的一電容值，而調整該第二電荷幫浦的一頻寬，該電容性電路具有一可調電容並耦合於該第二電荷幫浦的複數個取樣電容器與該第二電荷幫浦的該輸出之間。
18. 如請求項12所述之方法，該方法進一 步包含以下步驟：在耦合至該第一電荷幫浦的一輸出的一第三電荷幫浦中，處理該第一電荷幫浦輸出訊號，以基於該第一電荷幫浦輸出訊號產生一第三電荷幫浦輸出訊號，其中在該第三電荷幫浦中處理該第一電荷幫浦輸出訊號之處理步驟，包含以下步驟：調整該第三電荷幫浦的一可調增益。
19. 如請求項18所述之方法，其中該第三電荷幫浦具有複數個取樣電容器，以及其中在該第三電荷幫浦中處理該第一電荷幫浦輸出訊號之處理步驟，包含以下步驟：將該第一電荷幫浦輸出訊號取樣至該複數個取樣電容器的一可選子集上，該可選子集係根據該可調增益的一值而選定，以及在一輸出時間區間內，在該第三電荷幫浦的一輸出處將該複數個取樣電容器全部串聯連接。
20. 如請求項11所述之方法，該方法進一步包含以下步驟：在耦合至該天線的一第二混頻器中，將該天線接收的該訊號混頻，以產生一第二混頻器輸出訊號，其中該第一混頻器輸出訊號為該天線接收的該訊號的一同相位分量，而該第二混頻器輸出訊號為該 天線接收的該訊號的一正交相位分量；以及在耦合至該第二混頻器的一輸出的一第四電荷幫浦中，處理該第二混頻器輸出訊號，以產生一第四電荷幫浦輸出訊號。