TWI571051B - 具有加強的線性之低電壓類比可變增益放大器 - Google Patents

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Description

具有加強的線性之低電壓類比可變增益放大器 相關申請案之交叉參考
本申請案主張Petrus M.Stroet在2014年5月7日申請之序列號為61/989,908之美國臨時申請案之優先權，該申請案以引用的方式併入。
本發明係關於類比連續可控制增益放大器(與一數位可程式化增益放大器成對比)，且特定言之係關於具有經改良餘裕之此一放大器。吾等將其稱為一可變增益放大器(VGA)。
在一些RF傳輸系統中，可期望使用一VGA。例如，該增益可隨著輸出功率變化而變化或用於逐漸功率斜變以限制鄰近通道中之信號能量溢流。圖1展示一種類型之習知可變增益放大器10。
瓊斯(「Jones」)之美國專利第7,889,006號揭示如圖1中所繪製之一VGA。在圖1中，差動輸入信號Vin+及Vin-施加至電晶體Q1及Q2。固定電流源I_DC1及I_DC2將電晶體Q1及Q2之射極耦合至接地。一電阻器R1跨越該等射極耦合以設定該放大器之一最小增益。與電阻器R1並聯的為電阻器R2、一MOSFET M1及一電阻器R3。當MOSFET M1關斷時，達成最小增益。逐步地接通MOSFET M1使該增 益增加至一最大值。一VCTRL信號藉由一閘極電壓控制電路12而轉換至一適當位準。
穿過電晶體Q1及Q2之電流產生跨越電阻器R4及R5之電壓降，且該放大器之輸出可為差動電壓Vout-及Vout+。
放大器10之一個缺點係其具有一有限餘裕。在此內容脈絡中，術語餘裕係適當操作所需之最小輸入電壓Vin位準與Vcc(操作電壓)之間之差。明確言之，圖1之電路之一問題係：Vin無法低於該等電流源所需之位準以供應目標電流。
圖2圖解說明圖1中之電流源I_DC1或I_DC2之一非常簡單實例。一固定偏壓Vbias耦合至雙極性電晶體14之基極，且一退化電阻器16經提供用於改良該電流源之雜訊效能。在一典型放大器10中，跨越電阻器16之電壓降可為100毫伏。針對電晶體14之線性操作，集極-射極電壓Vce可為一最小值0.4伏。因此，該集極電壓必須至少為0.5伏。返回參考圖1，假定電晶體Q1及Q2之一Vbe為0.7伏，則Vin+或Vin-之最小位準至少必須為1.2伏。Vcc必須足夠高使得電晶體Q1及Q2之Vce充分高(甚至具有跨越電晶體Q1及Q2之最高電流)以用於線性操作。如所見，由於電流源I_DC1及I_DC2之最小操作要求，因此適當操作放大器10所需之最小Vcc受限。
進一步言之，由於Vin+及Vin-信號由一上游電路(諸如，一數位轉類比轉換器(DAC))而產生，所以相對較高所需要最小Vin+及Vin-信號降低彼等其他電路之餘裕。
可期望以越來越低的電壓來操作電池供電傳輸器。因此，需要能夠使一輸入電壓低於圖1之電路之最小輸入電壓之一高度線性VGA。此將增加該放大器之餘裕及供應輸入信號至該放大器之電路之餘裕。因此，可使用一較低操作電壓Vcc操作該傳輸器系統。
揭示一種不在一輸入電晶體與接地之間使用一主動電流源之可變增益放大器。因此，不存在提高所要最小輸入電壓位準之電流源。因此，餘裕增加，從而允許使用一較低最小操作電壓Vcc。
在一項實施例中，一VGA具有差動(或互補)輸入以接收信號Vin+及Vin-。Vin-被施加至一雙極性第一電晶體之基極，該雙極性第一電晶體之射極經由一第一電阻器及一MOSFET耦合至接地。該第一電晶體之集極呈現可用於任何目的之一電流，諸如，用於調變一載波以供RF傳輸或產生跨越一輸出電阻器之一電壓降以產生用於任何使用之一輸出電壓。該MOSFET之導電性控制該第一電晶體之跨導增益。
一偏壓經外部供應用於設定該MOSFET之一適當閘極偏壓範圍。Vin+信號被施加至一雙極性第二電晶體，且該第二電晶體之導電性調變施加至該MOSFET的閘極之偏壓。Vin+信號之一增加(同時Vin-信號減小)降低該閘極電壓，此影響該MOSFET之導電性。
該MOSFET之汲極電壓藉由Vin-信號調變且因此不當地產生失真。為減少失真，該經調變閘極電壓致使在該MOSFET之汲極處之某一DC電壓之AC分量降低，從而改良線性。換言之，針對一對應AC電壓擺動(VDS，AC，其對應於一特定增益設定)，DC汲極-源極電壓(VDS，DC)較高，從而產生經改良線性。
可使跨越該第一電阻器及MOSFET之經組合電壓降大大地低於跨越圖1之電流源I_DC1之所需要電壓降，使得該第一電晶體之該射極電壓可為非常低。此導致Vin-與Vcc之間之增加餘裕，從而允許Vcc低於圖1中之Vcc，同時仍然達成該放大器之最佳操作。允許降低最小輸入信號Vin-亦改良產生Vin-之上游電路之餘裕。
VGA之另一優點係：在該增益設定小於0dB之情況下，該電流消耗藉由該兩個電流源之缺失而降低。
VGA之一第三優點係：其由於藉由在該MOSFET之閘極上使用一 小部分輸入AC信號擺動來減小失真而具有更佳整體線性。
可藉由互連兩個放大器及使其等輸入信號反向而使單端放大器變為差動。
本發明尤其用作一RF傳輸器中之一放大器或混頻器，其中針對一載波將數位信號轉換至一類比調變信號(諸如，在一QAM系統中)。
描述多種其他實施例，其等包含一數位接通-關斷電路及一數位增益控制用於在多種離散增益範圍內操作。
10‧‧‧可變增益放大器
12‧‧‧閘極電壓控制電路
14‧‧‧雙極性電晶體
16‧‧‧退化電阻器
20‧‧‧可變增益放大器/放大器
22‧‧‧電晶體
24‧‧‧電晶體
24A‧‧‧電晶體
26‧‧‧電阻器
26A‧‧‧電阻器
28‧‧‧N通道MOSFET
28A‧‧‧MOSFET
30‧‧‧電阻器
32‧‧‧電阻器
34‧‧‧N通道MOSFET/組件
34A‧‧‧組件
36‧‧‧P通道MOSFET/組件
36A‧‧‧組件
38‧‧‧節點
40‧‧‧P通道NOSFET/組件
40A‧‧‧組件
42‧‧‧N通道MOSFET/組件
42A‧‧‧組件
44‧‧‧MOSFET/組件
44A‧‧‧組件
46‧‧‧放大器
46A‧‧‧放大器
50‧‧‧電晶體
52‧‧‧電阻器
56‧‧‧信號IC
58‧‧‧放大器
60‧‧‧放大器
62‧‧‧混頻器
64‧‧‧混頻器
70‧‧‧RF緩衝器
b0‧‧‧數位信號/控制信號/信號
b1‧‧‧數位信號/控制信號/信號
BBM_out‧‧‧差動基帶輸出
BBMI‧‧‧差動基帶信號
BBMQ‧‧‧差動基帶信號
BBP_out‧‧‧差動基帶輸出
BBPI‧‧‧差動基帶信號
BBPQ‧‧‧差動基帶信號
I_DC1‧‧‧固定電流源/電流源/偏壓電流
I_DC2‧‧‧固定電流源/電流源/偏壓電流
Iout‧‧‧可變電流/單端輸出
M1‧‧‧MOSFET
Q1-Q2‧‧‧電晶體
R1-R5‧‧‧電阻器
T1‧‧‧變壓器
Vbias‧‧‧固定偏壓/DC偏壓
Vcc‧‧‧操作電壓
Vctrl‧‧‧信號/增益控制信號
Vctrl2‧‧‧經調變控制電壓/信號
VDS‧‧‧汲極-源極電壓
Vin-‧‧‧差動輸入信號/信號/差動類比信號
Vin+‧‧‧差動輸入信號/信號/差動類比信號
Vout-‧‧‧差動電壓
Vout+‧‧‧差動電壓
圖1圖解說明由於輸入電晶體與接地之間之電流源而具有相對不良餘裕之一先前技術VGA(「Jones」)。
圖2圖解說明圖1之電路中所使用之一簡化電流源。
圖3A圖解說明根據本發明之一第一實施例之一VGA，其不使用輸入電晶體與接地之間之一電流源且其具有動態增益控制以經由一補償電晶體改良線性。
圖3B圖解說明具有經識別之控制信號的圖3A之VGA之輸出部分。
圖4圖解說明根據本發明之一第二實施例之具有數位增益控制之一VGA，其中該增益進一步由Vin+信號調變以改良線性。
圖5圖解說明如何使圖4之兩個單端輸出放大器互連以產生一差動輸出。
圖6圖解說明圖3之放大器，但該放大器具有用於MOSFET閘極電壓之一位準移位器，從而針對電晶體22增加Vce。此允許較大VGA範圍內之較低MOSFET 28閘極電壓。
圖7圖解說明具有調變一局部振盪器信號以供在一RF傳輸器中使用之一輸出級之VGA。
圖8係輸出三階截取點(OIP3)對VCTRL增益之圖表，其中一個圖表 展示當補償電晶體22連接於圖7之電路中時之量測結果，且另一圖表展示當補償電晶體22自圖7之電路斷開連接時之量測結果。
圖9圖解說明併入該等實施例之任一者之放大器之一積體電路(IC)，其中IC係供在一RF傳輸器中使用之一正交調變器。
圖10圖解說明MOSFET 28汲極-源極電壓與可變增益電路之輸入之間之AC電壓擺動與MOSFET 28 DC汲極-源極電壓之比，其中α=0及α=0.3。
圖11圖解說明對於α=0及α=0.3，MOSFET 28之互調變貢獻。在α=0.3之情況中，僅將汲極-源極貢獻(α=0.3，僅V_DS)與汲極-源極及閘極-源極互調變貢獻(α=0.3，V_GS及V_DS)兩者一起繪製。
圖12圖解說明輸出三階截取點(OIP3)對VCTRL增益設定之一模擬。展示先前技術以及關於α=0及α=0.3之當前實施例。
以相同符號標明相同或等效之多種圖式中之元件。
圖3A圖解說明相比較圖1之放大器具有經增加餘裕及具有用於改良線性之動態增益控制之一VGA 20之一第一實施例。
差動類比信號Vin+及Vin-分別施加至電晶體22及24之基極。電晶體24之射極經由一電阻器26及一N通道MOSFET 28耦合至接地。放大器20之輸出係穿過電晶體24之集極之一可變電流Iout。取決於該應用，該集極電流可直接耦合至下一級(諸如，用於一傳輸器之一QAM調變器中之一混頻器)或一電阻器可連接於該集極與Vcc之間(如同圖1)，其中該集極處之所得電壓提供一輸出電壓至下一級。
MOSFET 28之導電性控制放大器20之增益。
電晶體22使其射極經由一電阻器30而耦合至接地且使其集極經由一電阻器32而耦合至一增益控制信號VCTRL。VCTRL為可為恆定的或藉由一外部電路而改變之一偏壓且為MOSFET 28之閘極提供一偏壓。 假定在操作期間，信號VCTRL係恆定的。
電阻器32與電晶體22之集極之間之節點經由一數位開閉開關而提供一經調變控制電壓VCTRL2至MOSFET 28之閘極。藉由Vin+信號而控制之穿過電晶體22之電流及跨越電阻器32之電壓降與Vin-成比例，使得施加至MOSFET 28之閘極之電壓可被視作一經組合偏壓及與Vin-成比例之一信號。該比例取決於電晶體22之增益及電阻器32之值。
數位信號b0在高時啟用放大器20且在低時停用放大器20。當b0為高時，N通道MOSFET 34接通且P通道MOSFET 36關斷。因此，節點38將係低的。一通道閘分別藉由並聯之P通道MOSFET 40及N通道MOSFET 42形成。當b0為高時，節點38處之低電壓使MOSFET 44關斷且使MOSFET 40接通。MOSFET 42亦藉由高b0信號接通。由於VCTRL2信號耦合至導電通道閘，因此該通道閘使VCTRL2信號直接耦合至MOSFET 28之閘極以調變MOSFET 28之導電性。
當Vin-下降且Vin+上升時，電晶體22汲取較多電流且VCTRL2降低。此使MOSFET 28閘極電壓降低。同時，由於R26及MOSFET 28形成一分壓器，因此經降低之Vin-信號使MOSFET 28之汲極電壓減小。在非常低電流處，MOSFET 28之汲極電壓可為約0.6伏。隨著穿過電晶體24之電流增加，該汲極電壓降低。
在一項實施例中，藉由控制VCTRL，可變增益具有約70dB之一最大範圍。
若一電阻器耦合於電晶體24之集極與Vcc之間(類似於圖1中之電阻器R5)，則放大器20之輸出將係電晶體24之集極處之一輸出電壓。
在一項實施例中，放大器20之輸出將待傳輸之一信號放大且該信號與一局部振盪器信號或一RF信號混合以供傳輸。
若b0為低的，則該通道閘中之MOSFET 40及42兩者皆為關斷的。MOSFET 44接通，從而使MOSFET 28之閘極連接至接地且停用 放大器20。
藉由消除對圖1中之電流源I_DC1及I_DC2之需要，與圖1中之最小輸入電壓1.2伏相比較，輸入電壓Vin-之最小位準可為(例如)0.7伏或更少。因此，可使用一較低操作電壓Vcc來操作放大器20。
MOSFET 28之一簡單模型中下列給定：
其中ID係汲極電流，VGS係閘極-源極電壓，VT係臨限電壓，VDS係汲極-源極電壓，W係MOSFET之寬度，L係MOSFET之長度，μ係電子遷移率且C’OX係每單位面積之閘極電容。方程式(1)在VGS>VDS+VT下(所謂的「三極體」區域)有效。方程式(1)預測歸因於VDS 2項之二階失真。在一平衡組態中，偶數階貢獻將大部分取消且根據方程式(1)將不存在其他失真產物。
然而，在一真實MOSFET裝置中，存在方程式(1)預測不到之一顯著三階失真。由Groenewold論述之一半電荷薄片模型預測歸因於場相依遷移率減小效應之三階失真。此可藉由下列計算：
似乎，依據方程式(2)所得之見解遠不如使用MOSFET模型本身作為用以闡釋三階失真效應的基礎。
MOSFET 28正控制圖3之可變增益態樣。在該汲極處可見之MOSFET 28之等效輸出電阻不僅藉由由一汲極-源極電壓增加而引起之電流增加(dID/dVDS)來判定且亦藉由由一增加閘極-源極電壓引起之一電流增加(dID/dVDS)來判定。VCTRL設定閘極-源極DC偏壓點(VGS,DC)且因此亦使汲極-源極偏壓點(VDS,DC)移位。此使該閘極-源極AC電壓擺動及該汲極-源極AC電壓擺動對該汲極處之動態電阻之貢獻移位。
對於最大增益(VCTRL為高的，0dB增益)，相較於自汲極之跨導(dID/dVGS)，來自閘極之跨導(dID/dVDS)較低的。對於低得多的增益設 定(假定，-10dB增益)，對立面發生。在其間，兩者貢獻可相等的(其在吾等實施方案中在增益設定約-2dB之情況下發生)。
該轉換器之所有組件可形成於一單一積體電路中。
圖3B圖解說明具有經識別之控制信號的圖3A之VGA之輸出部分。如所見，至MOSFET 28之閘極之控制輸入可被視作藉由與Vin-成比例之一信號而調變之DC VCTRL信號。至電晶體24之基極電壓係一DC偏壓VBIAS,DC(用於建立一操作點)加上Vin-信號。假定Vin-為一AC信號。圖3A中之電晶體22亦具有用於建立其操作點之一DC偏壓，該DC偏壓通常等於電晶體24之DC偏壓。在本應用中，使用VBIAS,DC=1.4V。
圖4圖解說明圖3之放大器20，但該放大器具有由數位信號b0及b1進一步控制之增益。在一項實施例中，電阻器26A之值係電阻器26之值的兩倍，且MOSFET 28係MOSFET 28A的兩倍寬。該數位開關中之其他組件34A、36A、40A、42A及44A可等同於組件34、36、40、42及44。
可使用控制信號b0及b1來做出四個粗調增益設定。當b0及b1皆為低時，停用該放大器。當僅b0為高時，該放大器操作等同於圖3之放大器操作。當僅b1為高時，該放大器操作等同於圖3之放大器操作，但採用電阻器26A及MOSFET 28A之值，進而導致僅該增益之一半。當b0及b1兩者皆為高時，電阻器26及26A及MOSFET 28及28A並聯以減小有效退化電阻以使該放大器之增益增加至1.5倍。該四個增益設定產生0、1/電阻器26、1/電阻器26A及1/電阻器26(與電阻器26A並聯)之一最大跨導增益。MOSFET 28及28A導電性由VCTRL2控制，其等藉由Vin+信號調變(如先前所描述)以改良線性。MOSFET 28及28A之效應使藉由信號b0及b1設定之最大增益降低至可為70dB以下之一值。
可使用更多數位級來添加更多增益位準或解析度。
圖4之放大器46具有一單端輸出Iout。若期望一差動輸出，則可使用圖5之組態，其中使用兩個相同放大器46及46A且使至放大器46及46A之輸入反向。相同b0及b1信號施加至放大器46及46A兩者之端子。在圖5中，假定該等輸出係一傳輸器之差動基帶輸出BBP_out及BBM_out。接著，此等信號可被施加至一差動混頻器用於調變具有該基帶信號之一LO載波。該基帶信號可表示一語音信號、一數位碼或任何其他信號以供RF傳輸。對於兩個放大器，VCTRL信號中之任何AC電流將在相位上相反且將抵消且僅一DC電流保留。
圖6等同於圖3A，除具有由電晶體50及電阻器52形成之一位準移位器外，，該位準移位器使VCTRL2信號向下位準移位約0.7伏以防止在MOSFET 28設定成一低閘極電壓之情況下電晶體22進入飽和狀態。亦可使用額外位準移位電路以調整該閘極電壓之範圍。電阻器52可具有一系列MOSFET以在關斷該電路時停用電晶體50中之電流。
圖7圖解說明圖6之VGA，但其中輸入信號Vin-被施加至一變壓器T1之一中心分接器以產生施加至電晶體24A及24B之一差動信號。一局部振盪器LO信號(例如，500兆赫茲)被施加至變壓器T1之一次級繞組以使調變信號乘以LO信號。接著，電晶體24A及24B之輸出處之差動信號可被施加至一功率放大器以供RF傳輸。
在對連接於一傳輸器之一調變器的圖7之電路之一測試中，兩個測試音調(2兆赫茲及2.1兆赫茲)同時被施加至圖7之差動輸入，以類似於圖5之一差動方式擴展。接著，該兩個信號向上轉換至RF且自差動轉換至經量測之一單端信號。VCTRL偏壓信號在量測期間斜升。在VGA完全操作(亦即，MOSFET 28閘極電壓由Vin+信號調變)且然後電晶體22斷開連接(亦即，MOSFET 28閘極電壓僅由VCTRL判定)之情況下量測OIP3對增益且對其進行標繪。基於三階互調變產物(IM3)， OIP3係輸出三階截取點，且繪製OIP3對多個值係設計者用以量測一傳輸器之效能之常見方式。該等簡化結果展示於圖8之圖表中。一理想OIP3值將追蹤表示IM3產物與所要信號之間之恆定功率差對增益設定之實線。該圖表在電晶體22被連接之情況下比在電晶體22斷開連接之情況下更大程度地展示線性操作。
圖9圖解說明一單個IC56，其係一正交調變器，該正交調變器之差動放大器58及混頻器62等同於以類似於圖5之一差動方式擴展的圖7之放大器/混頻器。此經加倍以產生描繪為放大器58、60及混頻器62、64之I路徑及Q路徑。差動基帶信號BBPI、BBMI、BBPQ及BBMQ被施加至放大器58及60之輸入，其中該正輸入對應於Vin+信號且該負輸入對應於Vin-信號。混頻器62及64將該等經放大之信號與差動LO信號(相位相差90°)混頻以產生該等I信號及Q信號以供傳輸。一RF緩衝器70將該差動輸出轉換成一單端輸出以供RF傳輸。
圖10圖解說明對於α=0及α=0.3，MOSFET 28汲極-源極AC電壓對汲極-源極DC電壓。AC閘極-源極電壓擺動除以輸入信號AC電壓擺動被稱為α。自-10dB以1dB步進至0dB之VGA增益值指示於該圖表中(其中0dB標準化為最大增益設定)。當該增益自0dB降至-10dB時，MOSFET 28汲極上之AC電壓擺動顯著增加且致使主要失真源。然而，對於α=0.3，一特定DC汲極-源極電壓之AC電壓擺動較低，從而減小失真。同樣地，對於一對應AC電壓擺動(VDS，AC，其對應於一特定增益設定)，DC汲極-源極電壓(VDS，DC)較高，從而導致經改良之線性。
ID=ID0+dID/dVDS．vDS+½．d2ID/dVDS 2．vDS 2+1/6．d3ID/dVDS 3．vDS 3+...(3)
圖11圖解說明對於α=0、α=0.3(其中僅包含導數d3ID/dVDS 3分量)及α=0.3(其中包含導數d3ID/dVDS 3及d3ID/dVGS 3分量兩者)，MOSFET 28汲極電流之三階互調變。針對α=0及α=0.3，描繪互調變失真。該互 調變失真係藉由使ID對VDS(標記：d3ID/dVDS 3)之三階導數乘以立方電壓擺動(vDS 3)而導出。應用一按比例調整因子(3/24)來計算雙音調互調變之按比例調整因子(=3/4．1/6)。可使用泰勒(Taylor)展開式及測角公式自方程式3、4及5導出該按比例調整因子。如可見，針對α=0.3，互調變大大減小。藉由設定α=0.3，藉由MOSFET 28之閘極上之AC信號引起之互調變失真亦開始做貢獻。此展示於圖11之α=0.3、V_GS及V_DS圖表中。由於d3ID/dVDS 3及d3ID/dVGS 3之三階導數之相反符號，因此該兩者之總和可低於該等分量中的每一者。最佳化α可在整個所要類比增益控制範圍內產生一整體低失真。在具有包含電晶體24之失真之吾等情況下，發現α=0.3之一整體最佳值。在α選擇太高之情況下，該整體失真將藉由由MOSFET 28閘極-源極電壓擺動引起之非線性而主導。
vDS=cos(w1t)+cos(w2t) (4)
ID=3/24．(cos(2w2t-w1t)+cos(2w1t-w2t))．d3ID/dVDS 3．vDS 3+...(5)
圖12圖解說明先前技術(「Jones」)之模擬輸出三階截取點(OIP3)及與如圖5中使用α=0及α=0.3來差動地擴展之圖6之效能。為一公平比較起見，在先前技術中，偏壓電流I_DC1及I_DC2經選擇使得所有三個組態之電流消耗在增益=0dB點之情況下相等且出於一可比較增益範圍，在先前技術中省略R1。在此等模擬中，不使用向上轉換至RF。如可見，α=0.3情況下之整體線性效能係最佳的。
在其他實施例中，可使Vin+及Vin-信號反向。
雖然一些電晶體已展示為雙極性及MOSFET，但該等電晶體可全部為MOSFET。展示為NMOS電晶體之MOSFET可與PMOS電晶體切換且反之亦然，且NPN電晶體可與PNP電晶體切換，同樣在假定Vcc為正時使Vcc為負。
雖然已展示並描述本發明之特定實施例，但是熟習此項技術者 將明白，在不脫離本發明之情況下可對其廣泛的態樣作出改變及修改，且因此隨附申請專利範圍在其等範疇內涵蓋如歸屬於本發明之真正精神及範疇內之所有此等改變及修改。
20‧‧‧可變增益放大器/放大器
22‧‧‧電晶體
24‧‧‧電晶體
26‧‧‧電阻器
28‧‧‧N通道MOSFET
30‧‧‧電阻器
32‧‧‧電阻器
34‧‧‧N通道MOSFET
36‧‧‧P通道MOSFET
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40‧‧‧P通道NOSFET
42‧‧‧N通道MOSFET
44‧‧‧MOSFET
b0‧‧‧數位信號/信號
Iout‧‧‧可變電流/單端輸出
Vcc‧‧‧操作電壓
Vctrl‧‧‧信號/增益控制信號
Vctrl2‧‧‧經調變控制電壓/信號
Vin-‧‧‧差動輸入信號/信號/差動類比信號
Vin+‧‧‧差動輸入信號/信號/差動類比信號

Claims (15)

  1. 一種可變增益放大器，其包括：一第一電晶體，其具有一控制端子、一第一電流處置端子及一第二電流處置端子，該第一電晶體在其控制端子處接收一第一輸入電壓以調變穿過該第一電晶體之一電流，該第二電流端子提供該第一電晶體之一輸出電流；一第一電阻，其具有耦合至該第一電晶體之該第一電流處置端子之一第一端子；一第一MOSFET，其具有一控制端子、一第一電流處置端子及一第二電流處置端子，其中該第一MOSFET之該第二電流處置端子耦合至該第一電阻之一第二端子，且其中該第一MOSFET之該第一電流處置端子耦合至接地，該第一MOSFET在其控制端子處接收與該第一輸入電壓成比例之一經組合偏壓及一信號；一第二電晶體，其具有一控制端子、一第一電流處置端子及一第二電流處置端子，該第二電晶體在其控制端子處接收一第二輸入電壓以調變穿過該第二電晶體之一電流，該第二輸入電壓與該第一輸入電壓互補；一第二電阻，其具有耦合至該第二電晶體之該第二電流處置端子之一第一端子；及一增益控制電壓，其耦合至該第二電阻之一第二端子，其中該第一端子耦合至該第一MOSFET之閘極以供應與該第一輸入電壓成比例之該經組合偏壓及該信號。
  2. 如請求項1之放大器，其中該第一電晶體係一雙極性電晶體。
  3. 如請求項1之放大器，其中該第一電晶體係一MOSFET。
  4. 如請求項1之放大器，其進一步包括耦合於該第二電阻之該第一端子與該第一MOSFET之該閘極之間之一可控制第一停用電路。
  5. 如請求項4之放大器，其進一步包括與該第一MOSFET及該第一電阻並聯地耦合之一第二MOSFET及一第三電阻，該第二MOSFET具有接收與該第一輸入電壓成比例之該經組合偏壓及該信號之一控制端子。
  6. 如請求項5之放大器，其進一步包括耦合於該第二電阻之該第一端子與該第二MOSFET之該閘極之間之一可控制第二停用電路，其中該第一停用電路及該第二停用電路可獨立地控制。
  7. 如請求項1之放大器，其進一步包括耦合至該第一電晶體之該控制端子之一變壓器以調變該第一輸入電壓以致使該放大器之該輸出電流為一RF信號。
  8. 如請求項1之放大器，其中該放大器係一RF傳輸器之一正交調變器中之一I通道或一Q通道之部分。
  9. 如請求項1之放大器，其中該偏壓係一DC信號且該第一輸入電壓係一AC信號。
  10. 如請求項9之放大器，其中該第一輸入電壓包括一DC分量。
  11. 一種藉由一可變增益放大器而執行之方法，其包括：提供一第一輸入電壓至一第一電晶體之一控制端子以調變穿過該第一電晶體之一電流，該第一電晶體亦具有一第一電流處置端子及一第二電流處置端子，該第二電流端子提供一輸出電流；提供與該第一輸入電壓成比例之一經組合偏壓及一信號至一第一MOSFET之一控制端子，該第一MOSFET亦具有一第一電流處置端子及一第二電流處置端子，其中該第一MOSFET之該第二 電流處置端子經由一第一電阻而耦合至該第一電晶體之該第一電流處置端子，其中該第一MOSFET之該第一電流處置端子耦合至接地，且其中提供與該第一輸入電壓成比例之該經組合偏壓及該信號至該第一MOSFET之該控制端子調變該第一MOSFET之一導電性以改良該放大器之線性；提供一第二輸入電壓至一第二電晶體之一控制端子以調變穿過該第二電晶體之一電流，該第二輸入電壓與該第一輸入電壓互補，該第二電晶體亦具有一第一電流處置端子及一第二電流處置端子；其中一第二電阻具有耦合至該第二電晶體之該第二電流處置端子之一第一端子；及提供一增益控制電壓至該第二電阻之一第二端子，其中該第一端子耦合至該第一MOSFET之閘極以提供與該第一輸入電壓成比例之該經組合偏壓及該信號。
  12. 如請求項11之方法，其中該第一電晶體係一雙極性電晶體。
  13. 如請求項11之方法，其中該第一電晶體係一MOSFET。
  14. 如請求項11之方法，其中該偏壓係一DC信號且該第一輸入電壓係一AC信號。
  15. 如請求項14之方法，其中該第一輸入電壓包括一DC分量。
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