TWI558082B - 恆定導通時間控制的開關變換器及其控制器和控制方法 - Google Patents

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Description

恆定導通時間控制的開關變換器及其控制器和控制方法
本發明涉及電子電路，尤其涉及恆定導通時間控制的開關變換器及其控制器和控制方法。
恆定導通時間控制(constant on-time control,COT control)由於其優異的瞬態回應和簡單的結構，被廣泛應用於電源領域。然而，對於採用恆定導通時間控制的開關變換器而言，若其輸出電容器的等效串聯阻抗(estimated serial resistance,ESR)不夠大，其輸出電壓上可能會出現次諧波振盪。
為了消除上述次諧波振盪，常用的方法是採取紋波注入。如圖1所示，電阻器Rr1和電容器Cr1產生一與流過電感器L的電流同相的斜坡信號。通過電容器Cr2，該斜坡信號被耦接至代表輸出電壓VOUT的回饋信號FB，以消除次諧波振盪。
在圖1所示的現有開關變換器中，電阻器Rr1和電容器Cr1、Cr2的取值由輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT和開關頻率共同決定。這意味著，一旦應用場合發生改變，電阻器Rr1和電容器Cr1、Cr2的取值也需要隨之改變，這無疑使電路設計變得繁複。此外，圖1所示的斜坡信號極易受到雜訊干擾，因而降低了開關變換器的輸入調整率和負載調整率。
本發明要解決的技術問題是提供結構簡單、設計容易且具有較高輸入調整率和負載調整率的恆定導通時間控制開關變換器及其控制器和控制方法。
根據本發明實施例的一種開關變換器的控制器，其中該開關變換器包括主電晶體和耦接至主電晶體的電感器，該控制器包括：導通計時器，產生導通時間控制信號；斜坡產生器，產生斜坡信號；比較電路，耦接至斜坡產生器，基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和代表開變換器輸出電壓的回饋信號產生比較信號；以及邏輯電路，耦接至導通計時器和比較電路，基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號以控制主電晶體。其中斜坡產生器包括：自我調整電流鎖存電路，具有第一輸入端、第二輸入端、第三輸入端和輸出端，其中第一輸入端接收共模電壓，第二輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號，第三輸入端接收斜坡信號，自我調整電流鎖存電路基於共模電 壓、控制信號和斜坡信號，在輸出端產生電流控制信號；第一單觸發電路，具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號；可控電流源，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收供電電壓，控制端耦接至自我調整電流鎖存電路以接收電流控制信號；第一電容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至可控電流源的第二端並提供斜坡信號，第二端耦接至參考接地；第一電阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一電容器的第一端；以及第一電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一電阻器的第二端，第二端耦接至參考接地，控制端耦接至第一單觸發電路的輸出端。
根據本發明實施例的一種開關變換器，包括：主電晶體；電感器，耦接至主電晶體；回饋電路，產生代表開關變換器輸出電壓的回饋信號；以及如前所述的控制器。
根據本發明實施例的一種開關變換器，包括：主電晶體；電感器，耦接至主電晶體；回饋電路，產生代表開關變換器輸出電壓的回饋信號；以及控制器，產生控制信號以控制主電晶體。其中控制器包括：導通計時器，產生導通時間控制信號；斜坡產生器，產生斜坡信號，其中斜坡產生器在主電晶體由關斷變為導通時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等；比較電路，耦接至回饋電路和斜坡產生器，基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和回饋信號產生比較信號；以及邏輯電路，耦接至導通計時器和比較電 路，基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號。
根據本發明實施例的一種開關變換器的控制方法，其中該開關變換器包括主電晶體和耦接至主電晶體的電感器，該控制方法包括：產生導通時間控制信號；產生斜坡信號，並在主電晶體由關斷變為導通時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等；基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和代表開變換器輸出電壓的回饋信號產生比較信號；以及基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號以控制主電晶體。
本發明的實施例採用位於控制器之內的內部斜坡補償，無需外部裝置且易於使用。此外，其斜坡信號在不同輸入電壓、輸出電壓或開關頻率下均能保持穩定，且不易受雜訊影響，因此簡化了電路設計並改善了開關變換器的輸入調整率和負載調整率。
200‧‧‧開關變換器
201‧‧‧回饋電路
202‧‧‧控制器
203‧‧‧斜坡產生器
203A‧‧‧斜坡產生器
203B‧‧‧斜坡產生器
204‧‧‧比較電路
204A‧‧‧比較電路
204B‧‧‧比較電路
204C‧‧‧比較電路
204D‧‧‧比較電路
205‧‧‧導通計時器
206‧‧‧邏輯電路
207‧‧‧驅動電路
300‧‧‧開關變換器
303‧‧‧斜坡產生器
303A‧‧‧斜坡產生器
303B‧‧‧斜坡產生器
308‧‧‧過零檢測電路
331A‧‧‧自我調整電流鎖存電路
331B‧‧‧自我調整電流鎖存電路
332A‧‧‧單觸發電路
333A‧‧‧可控電流源
333B‧‧‧可控電流源
334A‧‧‧箝位電路
334B‧‧‧箝位電路
735A‧‧‧閘電路
735B‧‧‧閘電路
1141‧‧‧回饋採樣電路
1142‧‧‧補償電路
1543‧‧‧回饋直流採樣電路
4311‧‧‧單觸發電路
4312‧‧‧電壓電流轉換器
圖1為現有恆定導通時間控制的開關變換器的原理性方塊圖；圖2為根據本發明實施例的開關變換器200的原理性方塊圖；圖3為根據本發明實施例的斜坡產生器203A的電路原理圖；圖4為根據本發明實施例的斜坡產生器203B的電路原理圖； 圖5為根據本發明實施例的圖4所示斜坡產生器203B在電流連續模式下的工作波形圖；圖6為根據本發明實施例的開關變換器300的原理性方塊圖；圖7為根據本發明實施例的斜坡產生器303A的電路原理圖；圖8為根據本發明實施例的斜坡產生器303B的電路原理圖；圖9為根據本發明實施例的圖8所示斜坡產生器303B在電流斷續模式下的工作波形圖；圖10為根據本發明實施例的比較電路204A的電路原理圖；圖11為根據本發明實施例的比較電路204B的電路原理圖；圖12A為根據本發明實施例的圖11所示斜坡產生器204B在電流連續模式下的工作波形圖；圖12B為根據本發明實施例的圖11所示斜坡產生器204B在電流斷續模式下的工作波形圖；圖13A~13C為根據本發明實施例的圖11所示斜坡產生器204B在負載跳變下的工作波形圖；圖14為根據本發明實施例的比較電路204C的電路原理圖；圖15為根據本發明實施例的比較電路204D的電路原理圖； 圖16為根據本發明實施例的不具備直流誤差校正功能的開關變換器的工作波形圖；圖17為根據本發明實施例的具備直流誤差校正功能的開關變換器的工作波形圖；圖18為根據本發明實施例的開關變換器控制方法的工作流程圖。
下面將詳細描述本發明的具體實施例，應當注意，這裡描述的實施例只用於舉例說明，並不用於限制本發明。在以下描述中，為了提供對本發明的透徹理解，闡述了大量特定細節。然而，對於本領域普通技術人員顯而易見的是：不必採用這些特定細節來實行本發明。在其他實例中，為了避免混淆本發明，未具體描述公知的電路、材料或方法。
在整個說明書中，對“一個實施例”、“實施例”、“一個示例”或“示例”的提及意味著：結合該實施例或示例描述的特定特徵、結構或特性被包含在本發明至少一個實施例中。因此，在整個說明書的各個地方出現的短語“在一個實施例中”、“在實施例中”、“一個示例”或“示例”不一定都指同一實施例或示例。此外，可以以任何適當的組合和、或子組合將特定的特徵、結構或特性組合在一個或多個實施例或示例中。此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，並且附圖不一 定是按比例繪製的。應當理解，當稱“元件”“連接到”或“耦接”到另一元件時，它可以是直接連接或耦接到另一元件或者可以存在中間元件。相反，當稱元件“直接連接到”或“直接耦接到”另一元件時，不存在中間元件。相同的附圖標記指示相同的元件。這裡使用的術語“和/或”包括一個或多個相關列出的專案的任何和所有組合。
圖2為根據本發明實施例的開關變換器200的原理性方塊圖。該開關變換器200將輸入電壓VIN轉換為輸出電壓VOUT，包括主電晶體M1、續流電晶體M2、電感器L、輸出電容器COUT、回饋電路201以及控制器202，具體連接如圖所示。電晶體M1和M2可以為任何可控半導體裝置，例如MOSFET、IGBT等。如圖2所示的開關變換器200採用了同步降壓拓撲，但本領域技術人員可知，續流電晶體M2可以被替換為二極體以形成非同步降壓變換器。此外，開關變換器200也可採用其他合適的拓撲結構，例如升降壓變換拓撲等。
回饋電路201耦接至輸出電容器COUT，接收輸出電壓VOUT並產生回饋信號FB。回饋電路201可以由圖2所示的電阻分壓器構成。在一些實施例中，回饋電路201僅為一段導線，此時回饋信號FB與輸出電壓VOUT相等。
控制器202耦接至回饋電路201並基於回饋信號FB控制電晶體M1和M2。控制器202包括斜坡產生器203、比較電路204、導通計時器205、邏輯電路206以及驅動 電路207。斜坡產生器203產生斜坡信號RAMP，其中在主電晶體M1由關斷變為導通時，斜坡信號RAMP被調節至與共模電壓VCM相等。在一些實施例中，在主電晶體M1由導通變為關斷時，斜坡信號RAMP在一預設時間段內通過電阻器進行放電。隨後，斜坡信號RAMP被充電以持續上升，並在主電晶體M1由關斷變為導通時達到共模電壓VCM。由此，斜坡信號RAMP的上升斜率會隨主電晶體M1的工作循環變化，並在工作循環增大時也隨之增大。
比較電路204耦接至回饋電路201和斜坡產生器203，基於斜坡信號RAMP、共模電壓VCM、參考信號VREF和回饋信號FB產生比較信號SET。一般而言，比較電路204可以將參考信號VREF與斜坡信號RAMP之和同回饋信號FB與共模電壓VCM之和進行比較。
導通計時器205產生導通時間控制信號COT以控制主電晶體M1的導通時間。該導通時間可以為恆定值，也可以為與輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT有關的可變值。邏輯電路206耦接至導通計時器205和比較電路204，基於導通時間控制信號COT和比較信號SET產生控制信號PWM，以通過驅動電路207控制電晶體M1和M2。在一些實施例中，邏輯電路206包括如圖2所示的最小關斷計時器、及閘以及RS觸發器。
與圖1所示的現有技術相比，開關變換器200採用位於控制器之內的內部斜坡補償，無需外部裝置且易於使 用。此外，斜坡信號RAMP在不同輸入電壓、輸出電壓或開關頻率下均能保持穩定，且不易受雜訊影響，因而簡化了電路設計並改善了開關變換器的輸入調整率和負載調整率。
圖3為根據本發明實施例的斜坡產生器203A的電路原理圖。斜坡產生器203A包括自我調整電流鎖存電路331A、單觸發電路332A、可控電流源333A、電容器C1、電阻器R1以及電晶體M3、M19。自我調整電流鎖存電路331A具有第一輸入端、第二輸入端、第三輸入端和輸出端，其中第一輸入端接收共模電壓VCM，第二輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號PWM，第三輸入端接收斜坡信號RAMP。自我調整電流鎖存電路331A基於共模電壓VCM、控制信號PWM和斜坡信號RAMP，在輸出端產生電流控制信號CCS。
單觸發電路332A具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號PWM。單觸發電路332A基於控制信號PWM，在輸出端產生信號RESET。可控電流源333A具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收供電電壓VCC，控制端耦接至自我調整電流鎖存電路331A的輸出端以接收電流控制信號CCS。
電容器C1具有第一端和第二端，其中第一端提供斜坡信號RAMP，第二端耦接至參考接地。電阻器R1具有第一端和第二端，其中第一端耦接至電容器C1的第一端。電晶體M3具有第一端、第二端和控制端，其中第一 端耦接至電阻器R1的第二端，第二端耦接至參考接地，控制端耦接至單觸發電路332A的輸出端以接收信號RESET。
電晶體M19具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至可控電流源333A的第二端，第二端耦接至電容器C1的第一端，控制端耦接至邏輯電路以接收控制信號PWM。當主電晶體M1導通時，電晶體M19被關斷以維持斜坡信號RAMP不變。
在一個實施例中，單觸發電路332A為下降沿觸發，它在控制信號PWM的下降沿被觸發以產生脈衝。然而，只要能在主電晶體M1由導通變為關斷時將電晶體M3導通一預設時長以對電容器C1進行放電，單觸發電路332A也可以採用上升邊緣觸發電路。
在一個實施例中，斜坡產生器203A還包括耦接至電容器C1第一端的箝位電路334A。在箝位電路334A的作用下，斜坡信號RAMP的最大值被限制至箝位電壓VCLAMP。
當主電晶體M1由導通變為關斷，電晶體M19導通。電晶體M3被導通一預設時長以使電容器C1通過電阻器R1放電，斜坡信號RAMP下降。其後，電晶體M3關斷，可控電流源333A對電容器C1充電，斜坡信號RAMP上升。當主電晶體M1由關斷變為導通，電晶體M19關斷。對電容器C1的充電停止，斜坡信號RAMP因而保持不變，直至主電晶體M1再次由導通變為關斷。
可控電流源333A提供的電流Iramp受自我調整電流鎖存電路331A調節，從而使斜坡信號RAMP在主電晶體M1由關斷變為導通時等於共模電壓VCM。若斜坡信號RAMP在上述時刻大於共模電壓VCM，自我調整電流鎖存電路331A將減小電流Iramp，反之亦然。
圖4為根據本發明實施例的斜坡產生器203B的電路原理圖。在圖4所示的實施例中，自我調整電流鎖存電路331B包括比較器COM1、單觸發電路4311、反閘NOT1、電流源IS1、IS2、電晶體M4~M7、電容器C2以及電壓電流轉換器4312。比較器COM1具有同相輸入端、反相輸入端和輸出端，其中同相輸入端耦接至電容器C1的第一端以接收斜坡信號RAMP，反相輸入端接收共模電壓VCM。單觸發電路4311具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號PWM，其中基於控制信號PWM，單觸發電路4311在輸出端產生信號SAMPL。反閘NOT1具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至單觸發電路4311的輸出端以接收信號SAMPL。
電流源IS1具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓VCC。電晶體M4具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS1的第二端，控制端耦接至反閘NOT1的輸出端。電晶體M5具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電晶體M4的第二端，控制端耦接至比較器COM1的輸出端。電晶體M6具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電晶體M5的第二端， 控制端耦接至比較器COM1的輸出端。電晶體M7具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電晶體M6的第二端，控制端耦接至單觸發電路4311的輸出端以接收信號SAMPL。電流源IS2具有第一端和第二端，其中第一端耦接至電晶體M7的第二端，第二端耦接至參考接地。
電容器C2具有第一端和第二端，其中第一端耦接至電晶體M5的第二端和電晶體M6的第一端，第二端耦接至參考接地。電壓電流轉換器4312具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至電容器C2的第一端。電壓電流轉換器4312基於電容器C2兩端的電壓，在輸出端產生電流控制信號CCS。
在一個實施例中，單觸發電路4311為上升邊緣觸發，它在控制信號PWM的上升邊緣被觸發以產生脈衝。然而，只要能在主電晶體M1由關斷變為導通時將電晶體M4和M7導通預設時長，單觸發電路4311也可以採用下降沿觸發電路。
可控電流源333B包括由電晶體M9和M10組成的電流鏡。該電流鏡具有輸入端和輸出端，其中輸入端接收電流控制信號CCS與電流源IS3提供的最小電流Imin之和，輸出端耦接至電容器C1的第一端以提供電流Iramp。
箝位電路334B包括電壓源VS1、誤差放大器AMP1和電晶體M8。電壓源VS1具有正極和負極，其中正極耦 接至電容器C1的第一端以接收斜坡信號RAMP。誤差放大器AMP1具有同相輸入端、反相輸入端和輸出端，其中第一輸入端接收共模電壓VCM，反相輸入端耦接至電壓源VS1的負極。電晶體M8具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電容器C1的第一端，第二端耦接至參考接地，控制端耦接至誤差放大器AMP1的輸出端。
以下將結合圖5對圖4所示斜坡產生器203B的工作原理作進一步介紹。圖5為斜坡產生器203B在電流連續模式下的工作波形圖，其中D代表主電晶體M1的工作循環，Ts代表開關變換器的開關週期。
如圖5所示，當控制信號PWM由高位準變為低位準，電晶體M19導通，單觸發電路332A被觸發以產生一脈衝，使電晶體M3導通第一預設時長。電容器C1通過電阻器R1進行放電，斜坡信號RAMP下降。在第一預設時長後，電晶體M3關斷。可控電流源333B產生的電流Iramp對電容器C1進行充電，斜坡信號RAMP上升。
當控制信號PWM由低位準變為高位準，電晶體M19關斷，單觸發電路4311被觸發以產生一脈衝，使電晶體M4和M7導通第二預設時長。在此預設時長內，若斜坡信號RAMP大於共模電壓VCM，電晶體M5將關斷而電晶體M6將導通。電容器C2通過電流源IS2放電，電容器C2兩端的電壓以及電流控制信號CCS均降低，以減小電流Iramp。反之，若斜坡信號RAMP小於共模電壓VCM，電晶體M5將導通而電晶體M6將關斷。電流源 IS1對電容器C2進行充電，電容器C2兩端的電壓以及電流控制信號CCS均上升，以增大電流Iramp。在單觸發電路4311設定的第二預設時長後，電晶體M4和M7均關斷。
特別地，斜坡信號RAMP的最大值受箝位電路334B限制。若斜坡信號RAMP大於箝位電壓VCLAMP(共模電壓VCM與電壓源VS1所提供電壓之和)，誤差放大器AMP1將改變電晶體M8的導通電阻，以將信號RAMP調節至等於箝位電壓VCLAMP。
圖6為根據本發明實施例的開關變換器300的原理性方塊圖。與圖2所示電路相比，開關變換器300進一步包括過零檢測電路308。過零檢測電路308檢測流過電感器L的電流是否過零(例如在電流斷續模式或跳躍模式下)並產生過零檢測信號ZCD。斜坡產生器303基於過零檢測信號ZCD、共模電壓VCM以及控制信號PWM產生斜坡信號RAMP，在主電晶體M1由關斷變為導通或流過電感器L的電流過零時，將斜坡信號RAMP調節至與共模電壓VCM相等。
圖7為根據本發明實施例的斜坡產生器303A的電路原理圖。與圖3所示電路相比，斜坡產生器303A還包括具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端的閘電路735A，其中第一輸入端耦接至過零檢測電路以接收過零檢測信號ZCD，第二輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號PWM，輸出端耦接至自我調整電流鎖存電路331A的第二 輸入端和電晶體M19的控制端。閘電路735A基於過零檢測信號ZCD和控制信號PWM，在輸出端產生閘輸出信號GOUT。自我調整電流鎖存電路331A基於共模電壓VCM、斜坡信號RAMP和閘輸出信號GOUT產生電流控制信號CCS，通過調節可控電流源333A產生的電流Iramp，使斜坡信號RAMP在主電晶體M1由關斷變為導通或流過電感器L的電流過零時與共模電壓VCM相等。
圖8為根據本發明實施例的斜坡產生器303B的電路原理圖。圖8所示的閘電路735B包括具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端的或閘OR1，其中第一輸入端耦接至過零檢測電路以接收過零檢測信號ZCD，第二輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號PWM，輸出端耦接至單觸發電路4311的輸入端和電晶體M19的控制端。
當控制信號PWM或過零檢測信號ZCD由低位準變為高位準時，單觸發電路4311被觸發以將電晶體M4和M7導通第二預設時長，使得電流控制信號CCS能被改變以調節斜坡信號RAMP。
雖然如圖3、4、7和8所示的實施例均包括電晶體M19，但本領域普通技術人員可以理解，電晶體M19並非是必需而可以被省略，且所有這些變形均未超出本發明所要保護的範圍。
圖9為根據本發明實施例的圖8所示斜坡產生器303B在電流斷續模式下的工作波形圖。如圖9所示，斜坡信號RAMP在信號SAMPL為高位準時被調節至等於共 模電壓VCM，並在主電晶體M1導通(PWM=“1”)，或電感電流為零且續流電晶體M2關斷(ZCD=“1”)時保持不變。
圖10為根據本發明實施例的比較電路204A的電路原理圖。比較電路204A包括具有同相輸入端、反相輸入端和輸出端的比較器COM2，其中同相輸入端接收參考信號VREF與斜坡信號RAMP之和，反相輸入端接收回饋信號FB與共模電壓VCM之和，輸出端提供比較信號SET。
在一些實施例中，為了使開關變換器更為穩定，上述信號在乘以一定係數後方被送入比較器COM2。如圖10所示，參考信號VREF與回饋信號FB均被乘以係數k，而斜坡信號RAMP與共模電壓VCM均被乘以一小於係數k的係數m。
圖11為根據本發明實施例的比較電路204B的電路原理圖。比較器204B包括回饋採樣電路1141、補償電路1142、比較器COM3以及電阻器R3、R4。回饋採樣電路1141包括電流源IS4和電晶體M11、M12。電流源IS4具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓VCC。電晶體M11具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS4的第二端，控制端接收參考信號VREF。電晶體M12具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS4的第二端，控制端耦接至回饋電路以接收回饋信號FB。
補償電路1142包括電流源IS5、IS6、電阻器R2以 及電晶體M13、M14。電流源IS5具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓VCC。電流源IS6具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓VCC。電阻器R2具有第一端和第二端，其中第一端耦接至電流源IS5的第二端，第二端耦接至電流源IS6的第二端。電晶體M13具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS5的第二端，控制端耦接至斜坡產生器以接收斜坡信號RAMP。電晶體M14具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS6的第二端，控制端接收共模電壓VCM。
比較器COM3具有同相輸入端、反相輸入端和輸出端，其中同相輸入端耦接至電晶體M12和M14的第二端，反相輸入端耦接至電晶體M11和M13的第二端，輸出端提供比較信號SET。電阻器R3具有第一端和第二端，其中第一端耦接至比較器COM3的同相輸入端，第二端耦接至參考接地。電阻器R4具有第一端和第二端，其中第一端耦接至比較器COM3的反相輸入端，第二端耦接至參考接地。
圖12A和12B分別為根據本發明實施例的圖11所示斜坡產生器204B在電流連續模式和電流斷續模式下的工作波形圖，其中Vpos代表比較器COM3同相輸入端的電壓，而Vneg代表比較器COM3反相輸入端的電壓。
圖13A~13C為根據本發明實施例的圖11所示斜坡產生器204B在負載跳變下的工作波形圖，其中圖13B與 13C為圖13A的局部放大圖。如圖所示，在正常工作狀態下，斜坡信號RAMP在主電晶體由導通變為關斷時被放電。其後，斜坡信號RAMP被充電以持續增大，直至主電晶體再次變為導通。斜坡信號在關斷時間的末尾被調節至與共模電壓VCM相等。
當負載突然增大，如圖13B所示，由於主電晶體的關斷時間減小，斜坡信號RAMP被拉低。此外，在斜坡信號RAMP逐漸降低並接近零的過程中，斜坡信號RAMP的幅值也被壓縮。這是因為本發明的實施例採用了電阻器，而非電流源，來對斜坡信號RAMP進行放電。更低的斜坡信號提供了更快的瞬態回應。在負載穩定後，斜坡信號RAMP會回到其初始幅值。
當負載突然減小，如圖13C所示，由於主電晶體的關斷時間增大，斜坡信號RAMP被拉高直至達到箝位電壓VCLAMP。
圖14為根據本發明實施例的比較電路204C的電路原理圖。比較電路204C包括誤差放大器AMP2和比較器COM4。誤差放大器AMP2具有同相輸入端、反相輸入端和輸出端，其中同相輸入端接收參考信號VREF，反相輸入端耦接至回饋電路以接收回饋信號FB。誤差放大器AMP2基於參考信號VREF和回饋信號FB，在輸出端產生補償信號COMP。比較器COM4具有同相輸入端、反相輸入端和輸出端，其中同相輸入端接收參考信號VREF、斜坡信號RAMP與補償信號COMP之和，反相輸入端接收 回饋信號FB與共模電壓VCM之和，輸出端提供比較信號SET。
在一些實施例中，為了使開關變換器更為穩定，上述信號在乘以一定係數後方被送入比較器COM4。如圖14所示，參考信號VREF與回饋信號FB均被乘以係數k，斜坡信號RAMP與共模電壓VCM均被乘以係數m，補償信號COMP被乘以係數n。
圖15為根據本發明實施例的比較電路204D的電路原理圖。與圖11所示電路相比，比較電路204D還包括回饋直流採樣電路1543，通過誤差校正來消除斜坡補償引起的直流誤差。
回饋直流採樣電路1543包括誤差放大器AMP2、電晶體M15~M18、電流源IS7、IS8、電容器C3、電阻器R5和電壓源VS2。電流源IS7和IS8均具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓VCC。電晶體M15具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收供電電壓VCC，第二端耦接至誤差放大器AMP2的輸出端，控制端耦接至電流源IS7的第二端。電容器C3具有第一端和第二端，其中第一端耦接至誤差放大器AMP2的輸出端，第二端耦接至參考接地。
電晶體M16具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS7的第二端，控制端耦接至誤差放大器AMP2的輸出端以接收補償信號COMP。電阻器R5具有第一端和第二端，其中第一端耦接至電晶體M16的第 二端。電阻器R6具有第一端和第二端，其中第一端耦接至電阻器R5的第二端，第二端耦接至參考接地。電晶體M17具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS8的第二端，第二端耦接至比較器COM3的反相輸入端，控制端耦接至電阻器R5的第二端和電阻器R6的第一端。電晶體M18具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至電流源IS8的第二端，第二端耦接至比較器COM3的同相輸入端。電流源VS2具有正極和負極，其中正極耦接至電晶體M18的控制端，負極耦接至參考接地。
誤差放大器AMP2產生的補償信號COMP被電阻器R5和R6削弱，因而電容器C3的選值可以較小。由於斜坡信號RAMP的幅值基本上恆定而不會隨輸入電壓VIN、輸出電壓VOUT和開關頻率變化，補償信號COMP的校正範圍比較小。在跳躍模式下，補償信號COMP可能被設計為接近零或被鉗位至零。電晶體M15能有效防止補償信號COMP在跳躍模式下變為負值。
圖16為根據本發明實施例的不具備直流誤差校正功能的開關變換器的工作波形圖，而圖17為根據本發明實施例的具備直流誤差校正功能的開關變換器的工作波形圖。比較兩圖可知，輸出電壓VOUT上的直流誤差通過誤差校正可以被消除。
圖18為根據本發明實施例的開關變換器控制方法的工作流程圖，包括步驟S1801~S1804。
在步驟S1801，產生導通時間控制信號。
在步驟S1802，產生斜坡信號，並在主電晶體由關斷變為導通時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等。
在步驟S1803，基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和代表開變換器輸出電壓的回饋信號產生比較信號。
在步驟S1804，基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號以控制主電晶體。
在一些實施例中，該控制方法還包括：檢測流過電感器的電流是否過零；以及在檢測到流過電感器的電流過零時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等。
雖然已參照幾個典型實施例描述了本發明，但應當理解，所用的術語是說明和示例性、而非限制性的術語。由於本發明能夠以多種形式具體實施而不脫離發明的精神或實質，所以應當理解，上述實施例不限於任何前述的細節，而應在隨附申請專利範圍所限定的精神和範圍內廣泛地解釋，因此落入申請專利範圍或其等效範圍內的全部變化和改型都應為隨附申請專利範圍所涵蓋。
203A‧‧‧斜坡產生器
331A‧‧‧自我調整電流鎖存電路
332A‧‧‧單觸發電路
333A‧‧‧可控電流源
334A‧‧‧箝位電路

Claims (12)

  1. 一種開關變換器的控制器，其中該開關變換器包括主電晶體和耦接至主電晶體的電感器，該控制器包括：導通計時器，產生導通時間控制信號；斜坡產生器，產生斜坡信號；比較電路，耦接至斜坡產生器，基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和代表開變換器輸出電壓的回饋信號產生比較信號；以及邏輯電路，耦接至導通計時器和比較電路，基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號以控制主電晶體；其中斜坡產生器包括：自我調整電流鎖存電路，具有第一輸入端、第二輸入端、第三輸入端和輸出端，其中第一輸入端接收共模電壓，第二輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號，第三輸入端接收斜坡信號，自我調整電流鎖存電路基於共模電壓、控制信號和斜坡信號，在輸出端產生電流控制信號；第一單觸發電路，具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號；可控電流源，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端接收供電電壓，控制端耦接至自我調整電流鎖存電路的輸出端以接收電流控制信號；第一電容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至可控電流源的第二端並提供斜坡信號，第二端耦接至參考接地； 第一電阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第一電容器的第一端；以及第一電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一電阻器的第二端，第二端耦接至參考接地，控制端耦接至第一單觸發電路的輸出端。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，還包括：過零檢測電路，檢測流過電感器的電流是否過零並產生過零檢測信號；其中斜坡產生器還包括具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端的閘電路，其中第一輸入端耦接至過零檢測電路以接收過零檢測信號，第二輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號，輸出端耦接至自我調整電流鎖存電路的第二輸入端。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中斜坡產生器還包括：箝位電路，耦接至第一電容器的第一端，將斜坡信號的最大值限制至箝位電壓。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中自我調整電流鎖存電路包括：第一比較器，具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端，其中第一輸入端耦接至第一電容器的第一端以接收斜坡信號，第二輸入端接收共模電壓；第二單觸發電路，具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至邏輯電路以接收控制信號； 反閘，具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至第二單觸發電路的輸出端；第一電流源，具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓；第二電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一電流源的第二端，控制端耦接至反閘的輸出端；第三電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第二電晶體的第二端，控制端耦接至第一比較器的輸出端；第四電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第三電晶體的第二端，控制端耦接至第一比較器的輸出端；第五電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第四電晶體的第二端，控制端耦接至第二單觸發電路的輸出端；第二電流源，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第五電晶體的第二端，第二端耦接至參考接地；第二電容器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第三電晶體的第二端和第四電晶體的第一端，第二端耦接至參考接地；以及電壓電流轉換器，具有輸入端和輸出端，其中輸入端耦接至第二電容器的第一端，電壓電流轉換器基於第二電容器兩端的電壓在輸出端產生電流控制信號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的控制器，其中斜坡產生器還包括箝位電路，該箝位電路包括：電壓源，具有正極和負極，其中正極耦接至第一電容器的第一端以接收斜坡信號；誤差放大器，具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端，其中第一輸入端接收共模電壓，第二輸入端耦接至電壓源的負極；以及第六電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第一電容器的第一端，第二端耦接至參考接地，控制端耦接至誤差放大器的輸出端。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中比較電路包括：第三電流源，具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓；第七電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第三電流源的第二端，控制端接收參考信號；第八電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第三電流源的第二端，控制端接收回饋信號；第四電流源，具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓；第五電流源，具有第一端和第二端，其中第一端接收供電電壓；第二電阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第四電流源的第二端，第二端耦接至第五電流源的第二 端；第九電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第四電流源的第二端，控制端耦接至第一電容器的第一端以接收斜坡信號；第十電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至第五電流源的第二端，控制端接收共模電壓；第二比較器，具有第一輸入端、第二輸入端和輸出端，其中第一輸入端耦接至第八和第十電晶體的第二端，第二輸入端耦接至第七和第九電晶體的第二端，輸出端提供比較信號；第三電阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第二比較器的第一輸入端，第二端耦接至參考接地；以及第四電阻器，具有第一端和第二端，其中第一端耦接至第二比較器的第二輸入端，第二端耦接至參考接地；
  7. 如申請專利範圍第1項所述的控制器，其中斜坡產生器還包括：第十一電晶體，具有第一端、第二端和控制端，其中第一端耦接至可控電流源的第二端，第二端耦接至第一電容器的第一端，控制端耦接至自我調整電流鎖存電路的第二輸入端。
  8. 一種開關變換器，包括：主電晶體；電感器，耦接至主電晶體； 回饋電路，產生代表開關變換器輸出電壓的回饋信號；以及如申請專利範圍第1至7項中任一項所述的控制器。
  9. 一種開關變換器，包括：主電晶體；電感器，耦接至主電晶體；回饋電路，產生代表開關變換器輸出電壓的回饋信號；以及控制器，產生控制信號以控制主電晶體；其中控制器包括：導通計時器，產生導通時間控制信號；斜坡產生器，產生斜坡信號，其中斜坡產生器在主電晶體由關斷變為導通時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等；比較電路，耦接至回饋電路和斜坡產生器，基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和回饋信號產生比較信號；以及邏輯電路，耦接至導通計時器和比較電路，基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的開關變換器，其中控制器還包括：過零檢測電路，檢測流過電感器的電流是否過零，產生過零檢測信號並將其提供至斜坡產生器；其中斜坡產生器在流過電感器的電流過零時，將斜坡 信號調節至與共模電壓相等。
  11. 一種開關變換器的控制方法，其中該開關變換器包括主電晶體和耦接至主電晶體的電感器，該控制方法包括：產生導通時間控制信號；產生斜坡信號，並在主電晶體由關斷變為導通時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等；基於斜坡信號、共模電壓、參考信號和代表開變換器輸出電壓的回饋信號產生比較信號；以及基於導通時間控制信號和比較信號產生控制信號以控制主電晶體。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的控制方法，還包括：檢測流過電感器的電流是否過零；以及在檢測到流過電感器的電流過零時，將斜坡信號調節至與共模電壓相等。
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Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9270176B1 (en) * 2014-11-19 2016-02-23 Monolithic Power Systems, Inc. Constant on-time switching converter with internal ramp compensation and control method thereof
CN105245100B (zh) 2015-10-28 2018-08-03 成都芯源***有限公司 升压电路及其控制方法
CN106130325B (zh) * 2016-07-13 2019-06-18 成都芯源***有限公司 一种降噪开关变换器以及控制电路和方法
CN107786086A (zh) * 2016-08-28 2018-03-09 常州星宇车灯股份有限公司 恒定导通时间控制Buck变换器多脉冲簇发改善装置
CN108448880B (zh) * 2017-02-16 2020-07-28 联芯科技有限公司 一种导通时间控制装置及降压式变换器
US10298123B2 (en) 2017-06-06 2019-05-21 Infineon Technologies Austria Ag Power supply control and use of generated ramp signal to control activation
US10819240B2 (en) * 2018-01-25 2020-10-27 Nxp B.V. Apparatus and method for adaptively setting the proper range for the VCM control variable based upon clipping of the main regulation loop
US10775817B2 (en) 2018-03-01 2020-09-15 Infineon Technologies Austria Ag Reference voltage control in a power supply
US10461641B2 (en) 2018-03-01 2019-10-29 Infineon Technologies Austria Ag Reference voltage control in a power supply
US10637342B2 (en) 2018-06-29 2020-04-28 Infineon Technologies Austria Ag Reference voltage control in a power supply based on output voltage and feedback signal
CN109149973B (zh) * 2018-10-08 2023-12-01 深圳市力生美半导体股份有限公司 恒流输出控制电路及其设计方法
US10797598B1 (en) * 2019-07-16 2020-10-06 Microchip Technology Incorporated Calibrated ripple injection-based constant on-time buck converter with pre-bias startup in continuous conduction mode
US10965215B2 (en) * 2019-08-15 2021-03-30 Microchip Technology Incorporated Constant on-time buck converter with calibrated ripple injection having improved light load transient response and reduced output capacitor size
CN110572013B (zh) * 2019-09-03 2021-06-15 成都芯源***有限公司 电压变换器及用于电压变换器的方法
TWI740434B (zh) * 2020-03-30 2021-09-21 茂達電子股份有限公司 電源轉換器
US11095221B1 (en) * 2020-04-16 2021-08-17 Elite Semiconductor Memory Technology Inc. Constant on-time controller and buck regulator device using the same
CN111371304A (zh) * 2020-05-28 2020-07-03 深圳市永联科技股份有限公司 一种用于双向dc/dc的dcm工作模式下软开关的实现方法
CN111817562B (zh) * 2020-07-08 2021-06-22 无锡力芯微电子股份有限公司 降压型直流-直流转换器
CN114189133A (zh) * 2020-09-15 2022-03-15 力智电子股份有限公司 电源转换器的控制电路
US11223276B1 (en) 2020-10-30 2022-01-11 Monolithic Power Systems, Inc. Adaptive constant on time converter and the method thereof
CN112600395B (zh) * 2020-12-29 2024-05-10 深圳市必易微电子股份有限公司 控制电路、功率变换器及其控制方法
CN115483819A (zh) * 2021-06-16 2022-12-16 瑞萨电子美国有限公司 峰值电流模式下的功率转换器的恒定关断时间控制
CN113541514B (zh) * 2021-07-21 2023-03-14 艾科微电子(深圳)有限公司 同步整流控制器及其控制方法
TWI802319B (zh) * 2022-03-14 2023-05-11 晶豪科技股份有限公司 恆定導通時間轉換器控制電路及恆定導通時間轉換器
CN115242055B (zh) * 2022-07-11 2024-05-14 圣邦微电子（北京）股份有限公司 用于dc-dc转换器的检测电路和供电电路
CN117118207B (zh) * 2023-10-23 2023-12-29 钰泰半导体股份有限公司 一种用于大型mlcc的cot模式pwm驱动电路

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8198880B2 (en) * 2009-01-19 2012-06-12 Monolithic Power Systems, Inc. Constant on-time converter and the method of operation
US20130257399A1 (en) * 2012-03-27 2013-10-03 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Constant on-time switching converter and control method thereof
US8749216B2 (en) * 2010-12-13 2014-06-10 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Constant on-time converter with stabilizing operation and method thereof
US8773088B2 (en) * 2011-12-21 2014-07-08 Eta Semiconductor Inc. Single inductor multiple output power converter
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5335162A (en) * 1993-01-15 1994-08-02 Toko America, Inc. Primary side controller for regulated power converters
DE602007013038D1 (de) * 2007-08-20 2011-04-21 Austriamicrosystems Ag Gleichstromwandleranordnung und Verfahren zur Gleichstromwandlung
US7852019B2 (en) * 2007-12-13 2010-12-14 Microsemi Corporation Using a triangular waveform to synchronize the operation of an electronic circuit
CN102412724B (zh) * 2011-12-07 2013-11-06 西安启芯微电子有限公司 具有片内频率补偿的电压模dc/dc电路
CN103683923B (zh) * 2014-01-03 2015-12-09 东南大学 一种单电感四输出降压型开关电源的控制电路
US9270176B1 (en) * 2014-11-19 2016-02-23 Monolithic Power Systems, Inc. Constant on-time switching converter with internal ramp compensation and control method thereof

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8198880B2 (en) * 2009-01-19 2012-06-12 Monolithic Power Systems, Inc. Constant on-time converter and the method of operation
US8749216B2 (en) * 2010-12-13 2014-06-10 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Constant on-time converter with stabilizing operation and method thereof
US8786269B2 (en) * 2011-08-10 2014-07-22 Eta Semiconductor Inc. Constant frequency synthetic ripple power converter
US8773088B2 (en) * 2011-12-21 2014-07-08 Eta Semiconductor Inc. Single inductor multiple output power converter
US20130257399A1 (en) * 2012-03-27 2013-10-03 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Constant on-time switching converter and control method thereof

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Publication number Publication date
US9270176B1 (en) 2016-02-23
CN105262329A (zh) 2016-01-20
TW201626704A (zh) 2016-07-16
CN105262329B (zh) 2017-12-26
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