TWI809560B - 降壓-升壓轉換器和混合控制方法及其控制器 - Google Patents

降壓-升壓轉換器和混合控制方法及其控制器 Download PDF

Info

Publication number
TWI809560B
TWI809560B TW110141931A TW110141931A TWI809560B TW I809560 B TWI809560 B TW I809560B TW 110141931 A TW110141931 A TW 110141931A TW 110141931 A TW110141931 A TW 110141931A TW I809560 B TWI809560 B TW I809560B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
buck
boost converter
boost
side switch
time
Prior art date
Application number
TW110141931A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202220350A (zh
Inventor
勃 楊
席小玉
慶達 孟
Original Assignee
來頡科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 來頡科技股份有限公司 filed Critical 來頡科技股份有限公司
Publication of TW202220350A publication Critical patent/TW202220350A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI809560B publication Critical patent/TWI809560B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Control Of Eletrric Generators (AREA)
  • Diaphragms For Electromechanical Transducers (AREA)

Abstract

一種設備包括：配置成在恒定導通時間控制方案下操作的降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分，其中降壓轉換器部分的高側開關的導通時間由降壓導通時間計時器決定；以及配置成在恒定關斷時間控制方案下操作的降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分，其中升壓轉換器部分的低側開關的關斷時間由升壓關斷時間計時器決定。

Description

降壓-升壓轉換器和混合控制方法及其控制器
本發明涉及功率轉換器的控制方案，並且在特定實施例中，涉及在各種操作狀況下採用具有恒定開關頻率的混合控制方案的功率轉換器。
隨著技術進一步發展，諸如行動電話、平板PC、數位相機、MP3播放機和/或類似裝置的各種電子裝置變得普及。每個電子裝置都需要大體上恒定電壓的直流功率，其電壓甚至在由電子裝置汲取的電流可在較寬範圍內變化時也可在指定公差內進行調節。為了使電壓維持在指定公差內，耦合到電子裝置的功率轉換器(例如，開關dc/dc轉換器)提供非常快速的瞬態響應，同時在各種負載瞬態下保持穩定的輸出電壓。
諸如恒定導通時間方案或恒定關斷時間方案的基於滯環控制功率轉換器控制方案可使得功率轉換器能夠提供快速瞬態響應。採用恒定導通時間控制方案的功率轉換器可只包括反饋比較器和導通計時器。在操作中，功率轉換器的反饋電路將反饋信號與內部參考直接進行比較。當反饋信號下降為低於內部參考時，功率轉換器的高側開關打 開，並且保持導通持續導通計時器的持續時間。作為打開高側開關的結果，功率轉換器的電感電流上升。當導通計時器到期時，功率轉換器的高側開關關閉，並且直到反饋信號再次下降為低於內部參考時才打開。總之，當在功率轉換器中採用恒定導通時間控制方案時，通過導通計時器來終止功率轉換器的高側開關的導通時間。通過反饋比較器來終止功率轉換器的高側開關的關斷時間。
隨著電子裝置朝向可擕式和移動式發展，許多電子裝置依賴於可充電電池作為它們的電源。然而，由於可充電電池的特性，電池組的輸出電壓可能會在充滿電的狀態和完全耗盡的狀態之間的廣泛範圍內變化。另外，隨著C型通用序列匯流排(USB)作為充電和傳遞數據的新標準出現，USB埠的輸出電壓不再固定(例如，5V)。而是，輸出電壓可在從約3.5V到約20V的廣泛範圍內變化。與此同時，連接到新型USB埠(例如，C型USB)的下游功率轉換器可能仍然需要大體上等於5V的電壓。回應於廣泛的輸入電壓範圍，對於C型USB應用，四開關降壓-升壓轉換器變得普遍存在。
在常規的四開關降壓-升壓轉換器中，在每個開關循環中，一次打開和關閉所有四個開關。另外，從不將輸入電源的能量直接傳遞到四開關降壓-升壓轉換器的輸出端。而是，首先將輸入電源的能量儲存在降壓-升壓轉換器的電感中，然後再傳遞到轉換器的輸出端。因此，常規的四開關降壓-升壓轉換器的效率不高。
可取的是提供用於使得採用恒定導通時間控制方案和恒定關斷時間控制方案的組合的常規四開關降壓-升壓轉換器能夠在不同 的輸入電壓下以降壓模式、升壓模式和降壓-升壓模式操作的設備和/或方法。此外，可取的是回應於輸入電壓變化在以上任意兩種操作模式之間具有平穩的轉變。
在特定實施例中，一種控制方案可在各種操作狀況下實現快速瞬態響應並提高四開關降壓-升壓轉換器的性能。
根據一個實施例，一種設備包括：配置成在恒定導通時間控制方案下操作的降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分，其中降壓轉換器部分的高側開關的導通時間由降壓導通時間計時器決定；以及配置成在恒定關斷時間控制方案下操作的降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分，其中升壓轉換器部分的低側開關的關斷時間由升壓關斷時間計時器決定。
根據另一個實施例，一種方法包括：對降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分應用恒定導通時間控制方案，其中在恒定導通時間控制方案下，降壓轉換器部分的高側開關的導通時間由降壓導通時間計時器決定；以及對降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分應用恒定關斷時間控制方案，其中在恒定關斷時間控制方案下，升壓轉換器部分的低側開關的關斷時間由升壓關斷時間計時器決定。
根據又一個實施例，一種控制器包括：用於設置降壓-升壓轉換器的第一高側開關的打開時間的降壓導通時間計時器，其中第一高側開關的打開時間由降壓-升壓轉換器的輸入電壓和降壓-升壓轉換器的輸出電壓決定；用於設置降壓-升壓轉換器的第二低側開關的關閉時間 的升壓關斷時間計時器，其中第二低側開關的關閉時間由降壓-升壓轉換器的輸入電壓和降壓-升壓轉換器的輸出電壓決定；以及用於設置降壓-升壓轉換器的第一低側開關的打開時間和第二高側開關的關閉時間的電流模式控制裝置。
本公開的較佳實施例的優點是提高降壓-升壓功率轉換器的性能。更特別地，降壓-升壓轉換器的控制機制基於恒定導通時間控制方案和恒定關斷時間控制方案的組合。降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分配置成在恒定導通時間控制方案下操作。降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分配置成在恒定關斷時間控制模式下操作。此外，對降壓-升壓功率轉換器應用谷值電流模式(VCM)控制方案和峰值電流模式(PCM)控制方案的組合。特別地，採用VCM控制方案來終止降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分的低側開關的導通時間。採用PCM控制方案來終止降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分的低側開關的導通時間。
恒定導通時間控制方案和恒定關斷時間控制方案的組合消除了固定時鐘信號的需要。此外，利用恒定導通時間控制方案和恒定關斷時間控制方案的組合，可自動實現從脈衝寬度調製(PWM)模式到脈衝頻率調製(PFM)模式的轉變。而且，可消除電流模式控制所需的斜率補償。恒定導通時間控制方案和恒定關斷時間控制方案的組合可大大簡化控制電路和相關聯的電流消耗。利用VCM控制和PCM控制的組合，由電感和輸出電容形成的輸出雙極可縮減為單極響應，從而使控制回路補償設計簡單得多。
上文相當廣泛地概述了本發明的特徵和技術優點，以便可 以更好地理解以下對本發明的詳細描述。下文將描述本發明的額外特徵和優點，它們形成本發明的申請專利範圍的主題。所屬技術領域中具有通常知識者應明白，可容易地利用公開的概念和特定實施例作為修改或設計用於實現本發明的相同目的的其它結構或過程的基礎。所屬技術領域中具有通常知識者還應意識到，此類等效構造沒有偏離如隨附申請專利範圍中所闡述的本發明的精神和範圍。
101:輸入電容
102:第一高側開關Q1
103:第一低側開關Q2
104:電感
105:第二高側開關Q4
106:第二低側開關Q3
107:輸出電容
108:電阻
109:電阻
110:降壓控制邏輯單元
111:第一鎖存器
112:升壓控制邏輯單元
113:電流感應放大器
114:比較器
115:電阻
116:電容
117:電容
118:放大器
119:第二鎖存器
130:降壓導通時間計時器
135:反相器
140:升壓關斷時間計時器
201:比較器
203:電流源
204:電容
205:開關
206:門
207:反相器
210:降壓控制邏輯單元
211:比較器
213:電流源
214:電容
215:開關
216:門
301:由第一鎖存器111生成的PWM信號(PWMBUCK)
302:饋送到比較器201中的閾值電壓(k1．VOUT)和斜坡信號(VRBUCK)
303:比較器201的輸出電壓(TONBUCK)
304:由第二鎖存器119生成的PWM信號(PWMBOOST)
305:饋送到比較器211中的閾值電壓(k3．VIN)和斜坡信號(VRBOOST)
306:比較器211的輸出電壓(TOFFBOOST)
307:饋送到電流比較器114中的檢測的電流信號(CS)和誤差放大器電壓(VCTRL)
308:反相器135的輸出電壓(CMP)
308B:電流比較器114的輸出電壓(CMPB)
309:開關Q1的閘極驅動信號
310:開關Q2的閘極驅動信號
311:開關Q3的閘極驅動信號
312:開關Q4的閘極驅動信號
421:由第一鎖存器111生成的PWM信號(PWMBUCK)
422:饋送到比較器201中的閾值電壓(k1．VOUT)和斜坡信號(VRBUCK)
423:比較器201的輸出電壓(TONBUCK)
424:由第二鎖存器119生成的PWM信號(PWMBOOST)
425:饋送到比較器211中的閾值電壓(k3．VIN)和斜坡信號(VRBOOST)
426:比較器211的輸出電壓(TOFFBOOST)
427:饋送到電流比較器114中的檢測的電流信號(CS)和誤差放大器電壓(VCTRL)
428:反相器135的輸出電壓(CMP)
428B:電流比較器114的輸出電壓(CMPB)
429:開關Q1的閘極驅動信號
430:開關Q2的閘極驅動信號
431:開關Q3的閘極驅動信號
432:開關Q4的閘極驅動信號
541:由第一鎖存器111生成的PWM信號(PWMBUCK)
542:饋送到比較器201中的閾值電壓(k1．VOUT)和斜坡信號 (VRBUCK)
543:比較器201的輸出電壓(TONBUCK)
544:由第二鎖存器119生成的PWM信號(PWMBOOST)
545:饋送到比較器211中的閾值電壓(k3．VIN)和斜坡信號(VRBOOST)
546:比較器211的輸出電壓(TOFFBOOST)
547:饋送到電流比較器114中的檢測的電流信號(CS)和誤差放大器電壓(VCTRL)
548:反相器135的輸出電壓(CMP)
548B:電流比較器114的輸出電壓(CMPB)
549:開關Q1的閘極驅動信號
550:開關Q2的閘極驅動信號
551:開關Q3的閘極驅動信號
552:開關Q4的閘極驅動信號
Q1、Q2、Q3、Q4:開關
為了更全面地瞭解本發明及其優點，現在結合圖式參考以下描述，其中：圖1示出根據本公開的各種實施例的降壓-升壓轉換器及其相關聯的混合控制電路的示意圖；圖2示出根據本公開的各種實施例的降壓導通時間計時器和升壓關斷時間計時器的示意圖；圖3示出根據本公開的各種實施例與圖1中示出的降壓-升壓轉換器的降壓操作模式相關聯的時序圖；圖4示出根據本公開的各種實施例與圖1中示出的降壓-升壓轉換器的降壓-升壓操作模式相關聯的時序圖；以及圖5示出根據本公開的各種實施例與圖1中示出的降壓-升壓轉換器的升壓操作模式相關聯的時序圖。
除非另外指示，否則不同圖中的對應數字和符號一般指對應部分。
繪製圖式是為了清楚地說明各種實施例的相關方面，它們不一定按 比例繪製。
下面詳細論述目前較佳的實施例的製作和使用。但是，應明白，本發明提供可在各種各樣的特定情境中實施的許多適用的發明概念。論述的特定實施例只是說明製作和使用本公開的特定方式，而不是限制本公開的範圍。
將在特定背景、即應用於降壓-升壓轉換器的混合控制方案中關於較佳實施例描述本公開。該混合控制方案包括恒定導通時間控制方案和恒定關斷時間控制方案。對降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分應用恒定導通時間控制方案。對降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分應用恒定關斷時間控制方案。在這種混合控制方案下，降壓-升壓轉換器配置成在各種操作狀況下以固定的開關頻率或幾乎固定的開關頻率操作。另外，在這種混合控制方案下，降壓-升壓轉換器能夠在降壓操作模式和升壓操作模式之間具有平穩且自主的轉變。然而，本發明也可適用於各種功率轉換器。在下文中，將參考圖式詳細解釋各種實施例。
圖1示出根據本公開的各種實施例的降壓-升壓轉換器及其相關聯的混合控制電路的示意圖。如圖1所示，降壓-升壓轉換器包括第一高側開關Q1(102)、第一低側開關Q2(103)、第二低側開關Q3(106)、第二高側開關Q4(105)和電感104。第一高側開關Q1(102)和第一低側開關Q2(103)串聯連接在輸入電容101的正極端子和負極端子之間。輸入電容101連接到電源VIN。採用輸入電容101來為降壓-升壓轉換器提供穩定電壓。
第二高側開關Q4(105)和第二低側開關Q3(106)串聯連接在輸出電容107的正極端子和負極端子之間。電感104耦合在第一高側開關Q1(102)和第一低側開關Q2(103)的公共節點與第二高側開關Q4(105)和第二低側開關Q3(106)的公共節點之間。
降壓-升壓轉換器可劃分成兩個部分，即，降壓轉換器部分和升壓轉換器部分。降壓轉換器部分可包括第一高側開關Q1(102)和第一低側開關Q2(103)。降壓轉換器部分和電感104可充當降壓型轉換器。另一方面，升壓轉換器部分可包括第二高側開關Q4(105)和第二低側開關Q3(106)。升壓轉換器部分和電感104可充當升壓型轉換器。降壓轉換器部分、電感104和升壓轉換器部分級聯連接在輸入電容101和輸出電容107之間。
降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分和升壓轉換器部分均由混合控制電路控制。更具體來說，混合控制電路包括恒定導通時間控制電路和恒定關斷時間控制電路。恒定導通時間控制電路配置成對降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分應用恒定導通時間控制方案。恒定關斷時間控制電路配置成對降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分應用恒定關斷時間控制方案。
如圖1所示，混合控制電路包括放大器118、電流比較器114、降壓導通時間計時器130、升壓關斷時間計時器140、第一鎖存器111、第二鎖存器119、降壓控制邏輯單元110和升壓控制邏輯單元112。在一些實施例中，降壓導通時間計時器130充當恒定導通時間控制電路。採用降壓導通時間計時器130來確定第一高側開關Q1(102) 的導通時間。升壓關斷時間計時器140充當恒定關斷時間控制電路。採用升壓關斷時間計時器140來確定第二低側開關Q3(106)的關斷時間。
將電流比較器114的輸出(CMPB)饋送到反相器135以生成信號CMP。如圖1所示，CMP用於確定第一低側開關Q2(103)的導通時間或第一高側開關Q1(102)的關斷時間。CMPB用於確定第二低側開關Q3(106)的導通時間或第二高側開關Q4(105)的關斷時間。在本描述全文中，電流比較器114又可稱為比較器。
如圖1所示，混合控制電路可檢測輸出電壓VOUT和流過電感104的電流，並生成用於相應地驅動開關Q1、Q2、Q3和Q4的多個閘極驅動信號。
在一些實施例中，放大器118是電壓誤差放大器。如圖1所示，採用放大器118的反相輸入端(FB)來通過由電阻108和109形成的分壓器檢測輸出電壓VOUT。放大器118的非反相輸入端連接到預定參考VREF。放大器118的輸出端連接到電流比較器114的反相輸入端。補償網路連接在放大器118的輸出端和地之間。補償網路包括電阻115、電容116和電容117。電阻115和電容116串聯連接，並且進一步與電容117並聯連接。補償網路有助於穩定控制回路並提供足夠的相位裕量，從而提高降壓-升壓轉換器的瞬態響應性能。
電流比較器114的非反相輸入端配置成接收檢測的電流信號(CS)。如圖1所示，通過諸如dc電阻(DCR)電流感應設備的合適的電流感應裝置來檢測流過電感104的電流。通過電流感應放大器113將感應的電流信號饋送到電流比較器114的非反相輸入端。採用電 流感應放大器113來提供合適的電流感應增益。
採用第一鎖存器111來分別為開關Q1和Q2生成閘極驅動信號。如圖1所示，第一鎖存器111的復位輸入端配置成接收降壓導通時間計時器130的輸出信號。第一鎖存器111的設置輸入端配置成通過反相器135接收電流比較器114的輸出信號。如圖1所示，將CMP信號饋送到第一鎖存器111的設置輸入端。第一鎖存器111的輸出是用於控制降壓-升壓轉換器的降壓轉換器部分的PWM信號。通過降壓控制邏輯單元110將第一鎖存器111的輸出分別施加到開關Q1和Q2的閘極。採用降壓控制邏輯單元110來基於由第一鎖存器111生成的PWM信號生成高壓側閘極驅動信號和低壓側閘極驅動信號。此外，降壓控制邏輯單元110在高壓側閘極驅動信號和低壓側閘極驅動信號之間增加合適的延遲。下文將關於圖2描述降壓導通時間計時器130的詳細示意圖。
採用第二鎖存器119來分別為開關Q3和Q4生成閘極驅動信號。如圖1所示，第二鎖存器119的設置輸入端配置成接收升壓關斷時間計時器140的輸出信號。第二鎖存器119的復位輸入端配置成接收電流比較器114的輸出信號。如圖1所示，第二鎖存器119的輸出是用於控制降壓-升壓轉換器的升壓轉換器部分的PWM信號。如圖1所示，通過升壓控制邏輯單元112將第二鎖存器119的輸出分別施加到開關Q3和Q4的閘極。採用升壓控制邏輯單元112來基於由第二鎖存器119生成的PWM信號生成高壓側閘極驅動信號和低壓側閘極驅動信號。此外，升壓控制邏輯單元112在高壓側閘極驅動信號和低壓側閘極驅動信號之間增加合適的延遲。下文將關於圖2描述升壓關斷時間計時 器140的詳細示意圖。
應注意，儘管本描述通篇中的示例基於降壓-升壓轉換器和配置成為降壓-升壓轉換器(例如，如圖1所示的降壓-升壓轉換器)生成閘極驅動信號的混合控制電路，但是如圖1所示的降壓-升壓轉換器以及混合控制電路可具有許多改變、替換和修改。例如，混合控制電路可檢測其它必需的信號，如降壓-升壓轉換器的輸入電壓、輸入電流和/或輸出電流。此外，可以有一個專用驅動器或多個專用驅動器耦合在混合控制電路與開關Q1、Q2、Q3和Q4之間。總之，限制本文中說明的降壓-升壓轉換器和混合控制電路只是為了清楚地說明各種實施例的發明方面。本公開不限於任何特定的功率拓撲和系統組態。
圖1中示出的開關(例如，Q1)可作為n-型金屬氧化物半導體(NMOS)電晶體實現。可選地，這些開關可作為其它合適的可控裝置實現，如金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)裝置、雙極結型電晶體(BJT)裝置、超級結型電晶體(SJT)裝置、絕緣柵雙極電晶體(IGBT)裝置、基於氮化鎵(GaN)的功率裝置和/或類似裝置。
還應注意，儘管圖1示出四個開關Q1、Q2、Q3和Q4，但是本公開的各種實施例可包括其它改變、修改和替換。例如，可通過續流二極體和/或類似組件來取代低側開關Q2。可通過整流二極體和/或類似組件來取代高側開關Q4。
基於不同設計需要和應用，降壓-升壓轉換器可配置成以三種不同的操作模式、即降壓操作模式、升壓操作模式和降壓-升壓操 作模式操作。下文將分別關於圖3至圖5描述這三種操作模式的詳細操作原理。
在一些實施例中，降壓-升壓轉換器配置成以降壓操作模式操作。在降壓操作模式中，採用與傳統的降壓轉換器中相同的方式通過具有合適的開關死區時間的互補閘極驅動信號來控制開關Q1和Q2。開關Q3始終關閉，並且開關Q4始終打開。下文將關於圖3描述降壓操作模式的詳細操作原理。
在一些實施例中，降壓-升壓轉換器配置成以降壓-升壓操作模式操作。在降壓-升壓操作模式中，降壓-升壓轉換器採用互補方式以降壓模式和升壓模式操作。在一些實施例中，降壓-升壓轉換器能夠基於感應的電流信號CS和誤差放大器輸出電壓信號VCTRL之間的關係在降壓操作模式和升壓操作模式之間實現平穩且自主的轉變。更具體來說，降壓-升壓轉換器配置成在感應的電流信號CS大於誤差放大器輸出電壓信號VCTRL時以降壓模式操作。另一方面，降壓-升壓轉換器配置成在感應的電流信號CS小於誤差放大器輸出電壓信號VCTRL時以升壓模式操作。下文將關於圖4描述降壓-升壓操作模式的詳細操作原理。
在一些實施例中，降壓-升壓轉換器配置成以升壓操作模式操作。在升壓操作模式中，採用與傳統的升壓轉換器中相同的方式通過具有合適的開關死區時間的互補閘極驅動信號來控制開關Q3和Q4。開關Q2始終關閉，並且開關Q1始終打開。下文將關於圖5描述升壓操作模式的詳細操作原理。
圖2示出根據本公開的各種實施例的降壓導通時間計時 器和升壓關斷時間計時器的示意圖。在一些實施例中，降壓導通時間計時器130配置成計算降壓轉換器部分的導通時間。降壓轉換器部分的導通時間是第一高側開關Q1(102)的導通時間。升壓關斷時間計時器140配置成計算升壓轉換器部分的關斷時間。升壓轉換器部分的關斷時間是第二低側開關Q3(106)的關斷時間。
如圖2所示，降壓導通時間計時器130包括電流源203、電容204、開關205、比較器201、“或”門206和反相器207。如圖2所示，電流源203的電流電平與輸入電壓VIN成比例。在一些實施例中，k2是預定係數。利用電流源203對電容204充電。電容204兩端的電壓是斜坡電壓。如圖2所示，將電容204兩端的斜坡電壓表示為VRBUCK。在本描述通篇中，電容204又可稱為斜坡電容。
將電容204兩端的斜坡電壓饋送到比較器201的非反相輸入端。比較器201的反相輸入端連接到閾值電壓，該閾值電壓與輸出電壓成比例。在一些實施例中，k1是預定係數。通過“或”門206的輸出信號來控制開關205的閘極。如圖2所示，“或”門206配置成通過反相器207接收由第一鎖存器111生成的PWM信號(PWMBUCK)並接收CMP信號。如圖2所示，PWMBUCK和CMP信號的組合決定電容204的復位。
如圖2所示，在比較器201處將斜坡電壓VRBCUK與閾值電壓進行比較。在斜坡電壓VRBCUK達到閾值電壓之後，比較器201的輸出端生成降壓轉換器部分的導通時間的終止信號TONBUCK(用於關閉開關Q1的終止信號)。
通過斜坡電壓VRBCUK與閾值電壓之間的比較結果確定高側開關Q1的打開時間或低側開關Q2的關閉時間。高側開關Q1的打開時間(或低側開關Q2的關閉時間)滿足以下等式：
Figure 110141931-A0305-02-0016-1
其中CBUCK是電容204的電容，並且k1和k2是預定參數。
升壓關斷時間計時器140包括電流源213、電容214、開關215、比較器211和“或”門216。如圖2所示，電流源213的電流電平與輸出電壓VOUT成比例。在一些實施例中，k4是預定係數。利用電流源213對電容214充電。電容214兩端的電壓是斜坡電壓。如圖2所示，將電容214兩端的斜坡電壓表示為VRBOOST。在本描述通篇中，電容214又可稱為斜坡電容。
將電容214兩端的斜坡電壓饋送到比較器211的非反相輸入端。比較器211的反相輸入端連接到閾值電壓，該閾值電壓與輸入電壓VIN成比例。在一些實施例中，k3是預定係數。通過“或”門216的輸出信號來控制開關215的閘極。如圖2所示，“或”門216配置成接收由第二鎖存器119生成的PWM信號(PWMBOOST)以及CMPB信號。PWMBOOST和CMP信號的組合決定電容214的復位。
在比較器211處將電容214兩端的電壓與閾值電壓進行比較。在電容214兩端的電壓達到閾值電壓之後，比較器211的輸出端生成升壓轉換器部分的關斷時間的終止信號TOFFBOOST。
通過電容214兩端的電壓與閾值電壓之間的比較結果確定低側開關Q3的關閉時間或高側開關Q4的打開時間。低側開關Q3的關閉時間(或高側開關Q4的打開時間)滿足以下等式：
Figure 110141931-A0305-02-0017-2
其中CBOOST是電容214的電容，並且k3和k4是預定參數。
在以上等式中，k1和k3是電壓縮放因子，並且k2和k4是電壓對電流縮放因子。通過選擇不同的縮放因子，可相應地調整TONBUCK/TOFFBOOST和對應的開關頻率。
圖3示出根據本公開的各種實施例與圖1中示出的降壓-升壓轉換器的降壓操作模式相關聯的時序圖。圖3的水平軸表示時間間隔。有12行。第一行301表示由第一鎖存器111生成的PWM信號(PWMBUCK)。第二行302表示饋送到比較器201中的閾值電壓(k1．VOUT)和斜坡信號(VRBUCK)。第三行303表示比較器201的輸出電壓(TONBUCK)。第四行304表示由第二鎖存器119生成的PWM信號(PWMBOOST)。第五行305表示饋送到比較器211中的閾值電壓(k3．VIN)和斜坡信號(VRBOOST)。第六行306表示比較器211的輸出電壓(TOFFBOOST)。第七行307表示饋送到電流比較器114中的檢測的電流信號(CS)和誤差放大器電壓(VCTRL)。第八行包括兩個行。行308表示反相器135的輸出電壓(CMP)。行308B表示電流比較器114的輸出電壓(CMPB)。第九行309表示開關Q1的閘極驅動信號。 第十行310表示開關Q2的閘極驅動信號。第十一行311表示開關Q3的閘極驅動信號。第十二行312表示開關Q4的閘極驅動信號。
在操作中，當降壓-升壓轉換器的輸入電壓VIN比降壓-升壓轉換器的輸出電壓VOUT高得多時，誤差放大器的輸出電壓VCTRL低於感應的電感電流信號VCS。回應於VCTRL和VCS之間的關係，如圖3所示，在切換週期(從t1到t3)的大部分時間(從t1'到t3)中，CMPB信號高，而CMP信號低。如圖3所示，CMPB信號是從t1'到t3具有邏輯高的脈衝。CMP信號是從t1到t1'具有邏輯高狀態的脈衝。返回到圖2，從t1'到t3，CMPB信號的長脈衝禁用升壓關斷時間計時器140。從t1'到t3，CMP信號的邏輯低狀態啟用降壓導通時間計時器130。由於從t1'到t3禁用升壓關斷時間計時器140，所以只在從t1到t1'的短時間週期內啟動VRBOOST。在如此短的時間週期內，VRBOOST始終低於k3．VIN。因此，信號TOFFBOOST處於邏輯低狀態，由此在PWMBOOST生成邏輯低狀態。響應於PWMBOOST的這種邏輯低狀態，高側開關Q4始終打開，並且低側開關Q3始終關閉。降壓轉換器部分的導通時間(Q1的打開時間)由降壓導通時間計時器130決定。降壓-升壓轉換器以降壓操作模式操作。
返回參考圖1，在降壓操作模式中，電流感應放大器113配置成檢測Q1的電流(流過電感104的電流)。根據谷值電流模式控制，在t1，當電流感應放大器113的輸出達到比較器114的控制電壓VCTRL時，打開Q1。在打開Q1之後，降壓導通時間計時器130開始計數。一旦降壓導通時間計時器130在t2觸發，便關閉Q1，且打開Q2。 一旦在t3電流感應放大器113的輸出達到比較器114的控制電壓VCTRL，便關閉Q2，且再次打開Q1，以便開始另一個循環。
在時刻t1，電流感應放大器113的輸出(圖3中的CS)下降並且達到比較器114的控制電壓VCTRL。返回參考圖1，在時刻t1，比較器114的輸出生成邏輯電平“0”(CMPB)，並將該邏輯電平“0”發送到反相器135。反相器135生成邏輯電平“1”(CMP)，並將該邏輯電平“1”發送到第一鎖存器111的設置輸入端。根據R-S鎖存器的操作原理，比較器114的輸出確定Q1的閘極驅動信號的導通沿。
如圖3所示，在時刻t1，Q2已經關閉，並且Q1已經打開。應注意，在打開Q1和關閉Q2之間有合適的延遲。作為打開Q1的結果，從時刻t1到時刻t2，感應電流CS以線性方式增加。從時刻t1到時刻t2，控制信號PWMBUCK具有邏輯高狀態，並且CMP具有邏輯低狀態。PWMBUCK和CMP信號的組合關閉如圖2所示的斜坡信號生成電路的開關205。因此，從時刻t1到時刻t2，對斜坡電容204充電，並且斜坡電容204兩端的電壓(VRBUCK)以線性方式增加。在降壓操作模式期間，從不觸發升壓關斷時間計時器。通過比較器114的輸出(圖3中的CMPB)來復位升壓斜坡(VRBOOST)。
在時刻t2，斜坡電壓VRBUCK達到閾值電壓k1．VOUT。比較器201的輸出生成邏輯電平“1”(TONBUCK)，並將該邏輯電平“1”發送到第一鎖存器111的復位輸入端。根據R-S鎖存器的操作原理，比較器201的輸出確定Q1的閘極驅動信號的關閉沿。
如圖3所示，在時刻t2，通過降壓控制邏輯單元210分 別將邏輯電平“1”和邏輯電平“0”施加到Q2和Q1的閘極。作為打開Q2並關閉Q1的結果，從時刻t2到時刻t3，檢測到的電流信號CS以線性方式減小，並且斜坡電容204放電。
在時刻t3，電流感應放大器113的輸出(圖3中的CS)再次達到比較器114的控制電壓VCTRL。降壓-升壓轉換器進入到新的開關週期。
圖4示出根據本公開的各種實施例與圖1中示出的降壓-升壓轉換器的降壓-升壓操作模式相關聯的時序圖。圖4的水平軸表示時間間隔。有12行421-432，它們與圖3的行301-312類似，並且因此不再論述。
在操作中，當輸入電壓VIN下降至近似等於輸出電壓VOUT的電平時，降壓-升壓轉換器以組合了降壓操作模式和升壓操作模式的模式操作。誤差放大器電壓VCTRL與檢測到的電流信號VCS之間的關係決定了降壓-升壓轉換器以何種模式操作。例如，當VCS高於VCTRL時，降壓-升壓轉換器以降壓操作模式操作。降壓導通時間計時器130是活動計時器，並且該活動計時器控制Q1和Q2的開和關。同時，禁用升壓關斷時間計時器140以使Q4保持打開並使Q3保持關閉。在輸入電壓VIN低於(或接近於)輸出電壓VOUT時的情況下，當前操作模式(降壓操作模式)不能調節輸出電壓。輸出電壓相應地下降。響應於輸出電壓的下降，誤差放大器增加VCTRL。當VCTRL增加到大於VCS時，啟動升壓關斷時間計時器140以控制Q3和Q4的開和關。同時，禁用降壓導通時間計時器130以使Q1保持打開並使Q2保持關閉。 在這種情況下，降壓-升壓轉換器以升壓操作模式操作。取決於VCTRL和VCS之間的關係，降壓-升壓轉換器採用交替的方式以降壓操作模式和升壓操作模式操作，從而保持對降壓-升壓轉換器的輸出進行調節。
圖4的時序圖示出了降壓-升壓操作模式的操作原理。從時刻t1到時刻t2，VCS高於VCTRL。電流比較器114的輸出電壓(CMPB)較高。該高輸出禁用升壓關斷時間計時器140。降壓-升壓轉換器以降壓操作模式操作。在時刻t2，VCS低於VCTRL。電流比較器114的輸出電壓(CMPB)較低，並且反相器135的輸出電壓(CMP)較高。該高輸出(CMP)禁用降壓導通時間計時器130。降壓-升壓轉換器以升壓操作模式操作。如圖4所示，降壓-升壓轉換器採用互補的方式以降壓操作模式和升壓操作模式操作。特別地，圖4示出，在t1之前的兩個連續開關週期中，降壓-升壓轉換器以升壓操作模式操作。在t1，在一個開關週期中，降壓-升壓轉換器離開升壓操作模式，並且以降壓操作模式操作。在t2，降壓-升壓轉換器再次返回到升壓操作模式。
該混合控制方案的一個優勢特徵是，降壓-升壓轉換器能夠在降壓操作模式和升壓操作模式之間實現自主且平穩的轉變，如圖4所示。
圖5示出了根據本公開的各種實施例與圖1中示出的降壓-升壓轉換器的升壓操作模式相關聯的時序圖。圖5的水平軸表示時間間隔。有12行541-552，它們與圖3的行301-312類似，並且因此不再論述。
在操作中，當輸入電壓VIN下降至低於輸出電壓VOUT 的預定電平時，誤差放大器的輸出電壓VCTRL高於感應的電感電流信號VCS。響應於VCTRL與VCS之間的關係，如圖5所示，在開關週期(從t1到t3)的大部分時間(從t1'到t3)，CMP信號高，而CMPB信號低。如圖5所示，CMP信號是從t1'到t3具有邏輯高的脈衝。CMPB信號是從t1到t1'具有邏輯高狀態的脈衝。返回參考圖2，從t1'到t3，CMP信號的長脈衝禁用降壓導通時間計時器130。從t1'到t3，CMPB信號的邏輯低狀態啟用升壓關斷時間計時器140。由於從t1'到t3禁用降壓導通時間計時器130，所以只在從t1到t1'的短時間週期內啟動VRBUCK。在如此短的時間週期內，VRBUCK始終低於k1．VOUT。因此，信號TONBUCK處於邏輯低狀態。邏輯低狀態不會復位第一鎖存器111。因此，第一鎖存器111在PWMUBUCK生成邏輯高狀態。響應於PWMBUCK的邏輯高狀態，高側開關Q1始終打開，並且低側開關Q2始終關閉。
圖5的時序圖示出了升壓操作模式的操作原理。在時刻t1，電流感應放大器113的輸出(圖5中的CS)達到比較器114的控制電壓VCTRL。如上文關於圖1所論述，在時刻t1，比較器114的輸出(圖5中的CMPB)生成邏輯電平“1”，並將該邏輯電平“1”發送到第二鎖存器119的復位輸入端(如圖1所示)。根據R-S鎖存器的操作原理，比較器114的輸出確定Q3的閘極驅動信號的關閉沿。
如圖5所示，在時刻t1，Q3已經關閉。在合適的延遲之後，打開Q4。作為打開Q4的結果，從時刻t1到時刻t2，感應電流CS以線性方式下降。從時刻t1到時刻t2，控制信號PWMBOOST具有邏輯低狀態。另外，CMPB具有邏輯低狀態。PWMBOOST和CMPB的組合 關閉如圖2所示的斜坡信號生成電路的開關215。因此，從時刻t1到時刻t2，對斜坡電容214充電，並且電容214兩端的電壓(VRBOOST)以線性方式增加。
在時刻t2，斜坡電壓VRBOOST達到閾值電壓。比較器211的輸出(TONBOOST)生成邏輯電平“1”，並將該邏輯電平“1”發送到第二鎖存器119的復位輸入端。根據R-S鎖存器的操作原理，比較器211的輸出(TONBOOST)確定Q3的閘極驅動信號的關閉沿。
如圖5所示，通過升壓控制邏輯單元112分別將邏輯電平“0”和邏輯電平“1”施加到Q3和Q4的閘極。作為關閉Q3和打開Q4的結果，從時刻t2到時刻t3，感應電流CS以線性方式增加。在時刻t2，斜坡電容214放電。在時刻t3，電流感應放大器113的輸出(圖3中的CS)再次達到比較器114的控制電壓VCTRL。降壓-升壓轉換器進入到新的開關週期。
儘管詳細描述了本發明的實施例和它的優點，但是應瞭解，在不偏離由隨附申請專利範圍定義的本發明的精神和範圍的情況下，可在本文中進行各種改變、替換和變更。
此外，不希望將本申請的範圍局限於本說明書中描述的過程、機器、製造、物質組成、方式、方法和步驟的特定實施例。所屬技術領域中具有通常知識者將從本發明的公開內容容易地明白，根據本發明，可利用與本文中描述的對應實施例執行大體上相同的功能或實現大體上相同的結果的目前現有或以後要開發的過程、機器、製造、物質組成、方式、方法或步驟。因此，希望隨附申請專利範圍在它們的範圍內 包含此類過程、機器、製造、物質組成、方式、方法或步驟。
101:輸入電容
102:第一高側開關Q1
103:第一低側開關Q2
104:電感
105:第二高側開關Q4
106:第二低側開關Q3
107:輸出電容
108:電阻
109:電阻
110:降壓控制邏輯單元
111:第一鎖存器
112:升壓控制邏輯單元
113:電流感應放大器
114:比較器
115:電阻
116:電容
117:電容
118:放大器
119:第二鎖存器
130:降壓導通時間計時器
135:反相器
140:升壓關斷時間計時器
Q1、Q2、Q3、Q4:開關

Claims (17)

  1. 一種降壓-升壓轉換器設備，包括：配置成在恒定導通時間控制方案下操作的一降壓-升壓轉換器的一降壓轉換器部分，其中該降壓轉換器部分的一高側開關的導通時間由一降壓導通時間計時器決定；以及配置成在恒定關斷時間控制方案下操作的該降壓-升壓轉換器的一升壓轉換器部分，其中該升壓轉換器部分的一低側開關的關斷時間由一升壓關斷時間計時器決定；其中，該降壓轉換器部分包括串聯連接在該降壓-升壓轉換器的兩個輸入端子之間的一第一高側開關和一第一低側開關；該升壓轉換器部分包括串聯連接在該降壓-升壓轉換器的兩個輸出端子之間的一第二高側開關和一第二低側開關；並且電感連接在該第一高側開關和該第一低側開關的公共節點與該第二高側開關和該第二低側開關的公共節點之間；其中，該降壓導通時間計時器配置成確定施加到該降壓-升壓轉換器的該降壓轉換器部分的該高側開關的閘極驅動信號的關閉沿，其中該降壓導通時間計時器包括配置成接收一第一斜坡信號的第一輸入和配置成接收一第一閾值電壓的第二輸入，其中該第一斜坡信號由具有與該降壓-升壓轉換器的輸入電壓成比例的電流電平的一第一電流源生成，並且該第一閾值電壓與該降壓-升壓轉換器的輸出電壓成比例；並且該升壓關斷時間計時器配置成確定施加到該降壓-升壓轉換器的該升壓轉換器部分的該高側開關的閘極驅動信號的關閉沿，其 中該升壓關斷時間計時器包括配置成接收一第二斜坡信號的第一輸入和配置成接收一第二閾值電壓的第二輸入，其中該第二斜坡信號由具有與該降壓-升壓轉換器的輸出電壓成比例的電流電平的一第二電流源生成，並且該第二閾值電壓與該降壓-升壓轉換器的輸入電壓成比例。
  2. 如請求項1所述之降壓-升壓轉換器設備，其中，施加到該降壓-升壓轉換器的該降壓轉換器部分的該低側開關的閘極驅動信號的關閉沿和施加到該降壓-升壓轉換器的該升壓轉換器部分的該低側開關的閘極驅動信號的關閉沿由一比較器確定，並且該比較器具有配置成接收一誤差放大器的輸出電壓的第一輸入和配置成接收與流過該降壓-升壓轉換器的電感的電流成比例的信號的第二輸入。
  3. 如請求項2所述之降壓-升壓轉換器設備，其中，該誤差放大器具有連接到預定參考的第一輸入和配置成檢測該降壓-升壓轉換器的輸出電壓的第二輸入。
  4. 如請求項1所述之降壓-升壓轉換器設備，其中，該降壓-升壓轉換器配置成響應於輸入電壓大於輸出電壓而以一降壓模式操作，並且在該降壓模式中，該升壓轉換器部分的該低側開關始終關閉，並且該升壓轉換器部分的該高側開關始終打開。
  5. 如請求項1所述之降壓-升壓轉換器設備，其中， 該降壓-升壓轉換器配置成回應於輸入電壓小於輸出電壓而以一升壓模式操作，並且在該升壓模式中，該降壓轉換器部分的該低側開關始終關閉，並且該降壓轉換器部分的該高側開關始終打開。
  6. 如請求項1所述之降壓-升壓轉換器設備，其中，該降壓-升壓轉換器配置成回應於該降壓-升壓轉換器的輸入電壓近似等於該降壓-升壓轉換器的輸出電壓而以一降壓-升壓模式操作，並且在該降壓-升壓模式中，該降壓-升壓轉換器採用互補的方式以一降壓模式和一升壓模式操作。
  7. 如請求項6所述之降壓-升壓轉換器設備，其中，在該降壓-升壓模式中，基於感應的電流信號和一誤差放大器輸出電壓信號之間的關係，該降壓-升壓轉換器在該降壓模式和該升壓模式之間自動轉變。
  8. 如請求項7所述之降壓-升壓轉換器設備，其中，該降壓-升壓轉換器配置成在感應的電流信號大於該誤差放大器輸出電壓信號時以該降壓模式操作；並且該降壓-升壓轉換器配置成在感應的電流信號小於該誤差放大器輸出電壓信號時以該升壓模式操作。
  9. 一種混合控制方法，包括： 對一降壓-升壓轉換器的一降壓轉換器部分應用一恒定導通時間控制方案，其中在該恒定導通時間控制方案下，該降壓轉換器部分的一高側開關的導通時間由一降壓導通時間計時器決定；和對該降壓-升壓轉換器的一升壓轉換器部分應用一恒定關斷時間控制方案，其中在該恒定關斷時間控制方案下，該升壓轉換器部分的一低側開關的關斷時間由一升壓關斷時間計時器決定。
  10. 如請求項9所述之混合控制方法，進一步包括：在該降壓導通時間計時器中，使用具有與該降壓-升壓轉換器的輸入電壓成比例的電流電平的一第一電流源生成一第一斜坡信號，生成與該降壓-升壓轉換器的輸出電壓成比例的一第一閾值電壓，使用一第一比較器將該第一閾值電壓與該第一斜坡信號進行比較，並基於由該第一比較器生成的比較結果終止該降壓-升壓轉換器的該降壓轉換器部分的該高側開關的閘極驅動信號；以及在該升壓關斷時間計時器中，使用具有與該降壓-升壓轉換器的輸出電壓成比例的電流電平的一第二電流源生成一第二斜坡信號，生成與該降壓-升壓轉換器的輸入電壓成比例的一第二閾值電壓，使用一第二比較器將該第二閾值電壓與該第二斜坡信號進行比較，並基於由該第二比較器生成的比較結果終止該降壓-升壓轉換器的該升壓轉換器部分的該高側開關的閘極驅動信號。
  11. 如請求項9所述之混合控制方法，進一步包括：生成與流過該降壓-升壓轉換器的電感的電流成比例的電流感應信號； 使用一誤差電壓放大器將該降壓-升壓轉換器的檢測的輸出電壓與預定參考進行比較；使用一比較器將電流感應信號與該誤差電壓放大器的輸出電壓進行比較；以及基於由該比較器生成的比較結果，終止該降壓-升壓轉換器的該降壓轉換器部分的該低側開關的導通時間和該降壓-升壓轉換器的該升壓轉換器部分的該低側開關的導通時間。
  12. 如請求項11所述之混合控制方法，進一步包括：將該降壓-升壓轉換器配置成在該降壓-升壓轉換器的輸入電壓大於該降壓-升壓轉換器的輸出電壓時以一降壓操作模式操作，其中在該降壓操作模式中，根據該比較器生成的比較結果禁用該升壓關斷時間計時器。
  13. 如請求項12所述之混合控制方法，進一步包括：將該降壓-升壓轉換器配置成在該降壓-升壓轉換器的輸入電壓小於該降壓-升壓轉換器的輸出電壓時以一升壓操作模式操作，其中在該升壓操作模式中，根據該比較器生成的比較結果禁用該降壓導通時間計時器。
  14. 如請求項12所述之混合控制方法，進一步包括：將該降壓-升壓轉換器配置成在該降壓-升壓轉換器的輸入電壓大致等於該降壓-升壓轉換器的輸出電壓時以一降壓-升壓操作模式操作，其中 在該降壓-升壓操作模式中，基於由該比較器生成的比較結果，採用互補的方式啟用/禁用該降壓導通時間計時器和該升壓關斷時間計時器。
  15. 一種控制器，包括：用於設置一降壓-升壓轉換器的一第一高側開關的打開時間的一降壓導通時間計時器，其中該第一高側開關的打開時間由該降壓-升壓轉換器的輸入電壓和該降壓-升壓轉換器的輸出電壓決定；用於設置該降壓-升壓轉換器的一第二低側開關的關閉時間的一升壓關斷時間計時器，其中該第二低側開關的關閉時間由該降壓-升壓轉換器的輸入電壓和該降壓-升壓轉換器的輸出電壓決定；以及用於設置該降壓-升壓轉換器的一第一低側開關的打開時間和一第二高側開關的關閉時間的一電流模式控制裝置；其中，該降壓導通時間計時器包括配置成接收一第一斜坡信號的第一輸入和配置成接收一第一閾值電壓的第二輸入，其中該第一斜坡信號由具有與該降壓-升壓轉換器的輸入電壓成比例的電流電平的一第一電流源生成，並且該第一閾值電壓與該降壓-升壓轉換器的輸出電壓成比例；並且該升壓關斷時間計時器包括配置成接收一第二斜坡信號的第一輸入和配置成接收一第二閾值電壓的第二輸入，其中該第二斜坡信號由具有與該降壓-升壓轉換器的輸出電壓成比例的電流電平的一第二電流源生成，並且該第二閾值電壓與該降壓-升壓轉換器的輸入電壓成比例。
  16. 如請求項15所述之控制器，其中， 施加到該降壓-升壓轉換器的該第一低側開關的閘極驅動信號的關閉沿和施加到該降壓-升壓轉換器的該第二高側開關的閘極驅動信號的關閉沿由一比較器的輸出決定，並且該比較器具有配置成接收一誤差放大器的輸出電壓的第一輸入和配置成接收與流過該降壓-升壓轉換器的電感的電流成比例的信號的第二輸入。
  17. 如請求項15所述之控制器，其中該降壓-升壓轉換器包括：串聯連接在該降壓-升壓轉換器的兩個輸入端子之間的該第一高側開關和該第一低側開關；串聯連接在該降壓-升壓轉換器的兩個輸出端子之間的該第二高側開關和該第二低側開關；以及電感連接在該第一高側開關和該第一低側開關的公共節點與該第二高側開關和該第二低側開關的公共節點之間。
TW110141931A 2020-11-10 2021-11-10 降壓-升壓轉換器和混合控制方法及其控制器 TWI809560B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/094,184 2020-11-10
US17/094,184 US11705811B2 (en) 2020-11-10 2020-11-10 Buck-boost converter and hybrid control method

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202220350A TW202220350A (zh) 2022-05-16
TWI809560B true TWI809560B (zh) 2023-07-21

Family

ID=81405343

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW110141931A TWI809560B (zh) 2020-11-10 2021-11-10 降壓-升壓轉換器和混合控制方法及其控制器

Country Status (3)

Country Link
US (2) US11705811B2 (zh)
CN (1) CN114465474A (zh)
TW (1) TWI809560B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020131640A1 (de) * 2020-06-11 2021-12-16 Intel Corporation Vorrichtung und verfahren zur laststromerfassung mit schnellem ansprechen
US11689105B2 (en) * 2021-04-20 2023-06-27 Microchip Technology Incorporated Method and apparatus for PWM control of multi-mode switching power supply using iterative average current mode control
CN115932639A (zh) * 2022-12-05 2023-04-07 七四九(南京)电子研究院有限公司 一种电子负载dc端控制方法及***

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201141023A (en) * 2009-11-09 2011-11-16 Semiconductor Components Ind Power supply controller and method
US20150229215A1 (en) * 2014-02-10 2015-08-13 Texas Instruments Incorporated Buck-Boost Converter with Smooth Transition Circuits and Methods
TW202005247A (zh) * 2018-03-28 2020-01-16 來頡科技股份有限公司 改進的四開關升降壓轉換器的恆定斷開時間控制
CN111279599A (zh) * 2017-12-08 2020-06-12 德州仪器公司 用于功率转换器控制器的计时器

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7495423B1 (en) * 2006-04-03 2009-02-24 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for loop adjustment for a DC/DC switching regulator
US20110227550A1 (en) * 2010-03-19 2011-09-22 Intersil Americas Inc. Modulation scheme using a single comparator for constant frequency buck boost converter
US8912779B2 (en) * 2010-04-19 2014-12-16 Linear Technology Corporation Switching scheme for step up-step down converters using fixed frequency current-mode control
US9041363B2 (en) * 2012-09-21 2015-05-26 Analog Devices Global Windowless H-bridge buck-boost switching converter
CN103715886B (zh) * 2013-12-11 2017-01-11 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 四开关降压/升压模式变换器的控制方法及控制电路
US9525350B2 (en) * 2014-06-26 2016-12-20 Texas Instruments Incorporated Cascaded buck boost DC to DC converter and controller for smooth transition between buck mode and boost mode
CN105471263B (zh) * 2015-12-23 2018-05-29 成都芯源***有限公司 升降压变换器及其控制器和控制方法
WO2018223348A1 (en) * 2017-06-08 2018-12-13 Texas Instruments Incorporated Non-inverting buck-boost converter control
CN108155689B (zh) * 2017-12-29 2021-04-13 成都芯源***有限公司 电池充电电路及其控制电路和控制方法
US10250142B1 (en) * 2018-03-28 2019-04-02 M3 Technology Inc. Advanced constant off-time control for four-switch buckboost converter
US10254314B1 (en) * 2018-08-14 2019-04-09 Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd. Current sensing circuit and integrated circuit for four-switch buck-boost convertor
US10992231B1 (en) * 2019-12-17 2021-04-27 M3 Technology Inc. Buck-boost converter and control method

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201141023A (en) * 2009-11-09 2011-11-16 Semiconductor Components Ind Power supply controller and method
US20150229215A1 (en) * 2014-02-10 2015-08-13 Texas Instruments Incorporated Buck-Boost Converter with Smooth Transition Circuits and Methods
CN111279599A (zh) * 2017-12-08 2020-06-12 德州仪器公司 用于功率转换器控制器的计时器
TW202005247A (zh) * 2018-03-28 2020-01-16 來頡科技股份有限公司 改進的四開關升降壓轉換器的恆定斷開時間控制

Also Published As

Publication number Publication date
US11705811B2 (en) 2023-07-18
US20230268837A1 (en) 2023-08-24
US20220149737A1 (en) 2022-05-12
TW202220350A (zh) 2022-05-16
CN114465474A (zh) 2022-05-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI764447B (zh) 降壓-升壓式轉換器及其控制方法
TWI809560B (zh) 降壓-升壓轉換器和混合控制方法及其控制器
US10651722B2 (en) Advanced constant off-time control for four-switch buck-boost converter
US8810227B2 (en) System and method for controlling a switched-mode power supply
US7391190B1 (en) Apparatus and method for three-phase buck-boost regulation
US7495419B1 (en) Apparatus and method for PFM buck-or-boost converter with smooth transition between modes
US8278897B2 (en) Power supply converter and method
TWI290414B (en) DC to DC converter, voltage converting device, method for controlling a converter and boost DC to DC converter
US8773099B2 (en) Methods to reduce output voltage ripple in constant on-time DC-DC converters
US7498793B2 (en) Current-mode DC-to-DC-converter
TWI536138B (zh) Current detection circuit and the use of its switching regulator
US7705579B1 (en) Apparatus and method for faster unloading of transient response in a synchronous buck switching regulator
US8552705B2 (en) Lower power controller for DC to DC converters
US8350541B2 (en) Control circuit and method for a soft-start scheme of a switch mode power supply for a power amplifier
EP1743415A2 (en) High efficiency linear regulator
US7671573B1 (en) Apparatus and method for projected on-time regulator
US10693376B2 (en) Electronic converter and method of operating an electronic converter
US11682973B2 (en) Advanced constant off-time control for four-switch buck-boost converter
TW202230951A (zh) 準恆定導通時間控制電路及其開關變換器和方法
US20190190373A1 (en) Multi Output Three Level Buck Converter
US8164319B2 (en) System and method for adapting clocking pulse widths for DC-to-DC converters
WO2020112174A1 (en) Pre-bias controller for switching power converters
US20210194367A1 (en) Dc-dc converter circuit
TW595074B (en) Multi-output DC converter
CN113783421A (zh) 一种直流升压转换装置