TWI489751B - 功率因數校正升壓電路及同步整流器 - Google Patents

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Description

功率因數校正升壓電路及同步整流器 發明領域
本揭示一般係關於具有同步整流之電力轉換器，並且尤其是關於用以改善電力轉換器效能之方法以及電路。
 發明背景
整流器電路有許多的使用，尤其是作為交流至直流(AC-至-DC)電力轉換器。同步整流器組態旨在改進電力轉換器之電力效能並且已經廣泛地被採用於低電壓(<40V)轉換器中。
功率因數校正(PFC)轉換器傳統地採用具有依照輸入電壓而成形之電流波的升壓轉換器。圖1展示包含功率因數校正電路之傳統整流器電路。圖1之功率因數校正(PFC)升壓電路100包含一PFC控制器125、閘驅動器130、開關135以及二極體140以提供整流電壓至負載150。圖1展示之其他構件包含一AC電源105、一電源電壓二極體整流器電路 110、過濾電容器115、電感器120以及負載電容器145。二極體140具有藉由高切換頻率(一般為25-100kHz)被複合的高恢復損失。許多工程師已試著設計電路以減低在轉換器損失上之反向恢復損失的衝擊，但是所產生之電路增加成本以及增加轉換器之複雜性。大多數之功率因數校正(PFC)轉換器不能吸收這成本，且因此這些構想通常不被採用。
圖1之整流器電路的操作是主要為連續傳導模式。因而，由於對於自我轉向無足夠電壓以產生足夠之電感器電流，使得操作在接近電力被接收的AC電源之電壓零交叉點將成為不連續。傳統功率因數校正(PFC)控制器125被設計以僅驅動一個單一開關(例如，開關135)，以及使用高頻率二極體整流器，例如，二極體140。
因此需要提供改進效能之一功率因數校正整流器，而不增加非所需的成本以及複雜性。另外，需要有減低反向恢復損失之衝擊的電力整流器。
 發明概要
於一實施例中，一功率因數校正(PFC)升壓電路被提供。該PFC升壓電路可包含一第一切換裝置、一第二切換裝置(其中該第一切換裝置以串列方式被耦合於該第二切換裝置)、一耦合至該第一切換裝置之第一閘驅動器、一耦合至該第二切換裝置之第二閘驅動器、以及一功率因數校正(PFC)控制器(其被組態以控制該第一以及第二閘驅動器)。該PFC控制器將採用一新的技術，於此處被稱為"預測 性二極體仿效"，而以所需的方式控制該切換裝置並且克服無效率以及使用傳統二極體仿效可能出現的其他問題。該功率因數校正(PFC)控制器被組態而以同步以及非同步模式操作。
依據另一實施例，第一以及第二切換裝置是氮化鎵場效應電晶體(GaN FET)整流器開關。技術被提供以供使用GaN FET，或具有低反向恢復電荷(Qrr)之任何裝置，而實現以具有負電感器電流防止或不足的正電感器電流之連續電流傳導模式操作之一同步整流器功率因數校正(PFC)升壓轉換器，其允許對匯流排電壓之開關的完全轉向。這技術藉由讀取輸入電壓、輸入電流或控制器補償電壓而提供較高的效能轉換功率因數校正(PFC)轉換器，並且如果該數值是在一預定臨限值上，則提供同步整流以改進效能，因二極體功能接著利用該開關而不是二極體被進行。具有用於相同操作情況之比二極體更低的導通狀態電壓的開關，因此產生比二極體較低的傳導損失。藉由精確的時序，實際的"二極體"導通時間可被消除，因而進一步地增加效能。轉換器也可使用供在預定臨限值之下整流的二極體而以非同步模式操作；以這模式，二極體將不導通，因沒有足夠的電流以完成轉向或電感器中之電流將成為負的並且將因此被二極體所被阻擋。
GaN提供一低成本之有效辦法，由於當被使用作為同步整流器時，其不具有反向恢復損失。目標是達成同步整流而在電感器中無負電流，並且當沒有足夠能量以完 成轉向時防止整流器開關被導通。這藉由操作升壓轉換器之整流器而被達成，其中具有同步整流器(eGaN)操作於連續電流模式且確保在輸入上有足夠電壓以防止負的電感器電流(及/或電流因太小而不允許電壓轉向以及導致二極體導通)及/或被迫轉向。如果輸入電壓是太低，則同步整流器開關被維持在斷電狀態中並且被允許操作如一個二極體。在同步以及非同步操作之間切換的電壓之臨界值是取決於負載電流及/或輸入電壓。對於同步操作，是負載電流愈高、則輸入電壓愈低。這技術提供簡單以及成本效益之辦法以改進傳統方法上之轉換器效能。更進一步地，eGaN FET允許較高的切換頻率，因而能夠使轉換器尺度減小。
100‧‧‧功率因數校正升壓電路
105、305、405‧‧‧AC電源
110‧‧‧電源電壓二極體整流器電路
115、215、310、410‧‧‧過濾電容器
120、220‧‧‧電感器
125‧‧‧功率因數校正控制器
130、230、235‧‧‧閘驅動器
135、330、340、350、360、435、440‧‧‧開關
140‧‧‧二極體
145、250、365、445‧‧‧負載電容器
150、255、370、450‧‧‧負載
200‧‧‧整流器升壓功率因數校正電路
205‧‧‧AC交流電源
210‧‧‧整流器電路
211‧‧‧升壓電路
225‧‧‧功率因數校正控制器
240‧‧‧Q上方 開關
245‧‧‧Q下方 開關
300、400‧‧‧整流器升壓功率因數校正電路
315、320、415‧‧‧升壓電感器
325、335、345、355、430、440‧‧‧閘驅動器
420、425‧‧‧電源頻率二極體
505、605、610‧‧‧電網電壓波形
510‧‧‧中心電壓波形
515‧‧‧電感器電流起伏波形
615、620‧‧‧整流電流波形
705、805‧‧‧負載電容器電壓波形
710、810‧‧‧開關電壓波形
715、815‧‧‧電感器電流波形
720、820‧‧‧開關電流波形
本揭示之特點、目的以及優點將配合圖形從下面提及的詳細說明而成為更明顯，於圖形中相同參考特質對應地一致於全文中，以及其中：圖1展示一傳統升壓轉換器為基礎的功率因數校正電路；圖2展示依據此處揭示之一實施例的一同步整流器升壓功率因數校正電路；圖3展示依據此處揭示之另一實施例的一同步整流器升壓功率因數校正電路；圖4展示依據此處揭示之另一實施例的一同步整流器升壓功率因數校正電路；圖5展示電網頻率波形； 圖6展示圖解地說明在高與低電網電壓之間的差量之電網頻率波形；圖7展示依據此處揭示之一個或多個實施例而以同步模式操作之切換式波形；以及圖8展示依據此處揭示之一個或多個實施例而以非同步模式操作之切換式波形。
 較佳實施例之詳細說明
接著參看至圖形，圖2展示依據一實施例之一同步整流器升壓功率因數校正電路200。整流器升壓功率因數校正電路200包含整流器電路210以及升壓電路211。整流器升壓功率因數校正電路200可耦合至一AC電源205以接收電壓以及電流，並且將提供一轉換的電壓至負載255。升壓電路211包含一過濾電容器215、一電感器220、一PFC控制器225、二個閘驅動器230、235、一Q上方 開關240、一Q下方 開關245、一負載電容器250以及負載255。於一所需的實施例中，Q上方 以及Q下方 開關是GaN FET整流器開關。
AC電壓利用整流器電路210被整流以及利用小的過濾電容器215被過濾以產生一全波整流正弦波電壓，其作為至升壓電路211之電源。當Q下方 開關245利用閘驅動器235(使用由PFC控制器225所控制之信號)被導通時，電感器電流Iin 線性地被充電。對於PFC控制器225有二種方式以導通Q上方 開關240：(1)當該電感器電流Iin 已達到足夠數值(如上面之討論)時；或(2)當Q上方 開關240之切換式電壓是足夠， 以至於如果開關240成為一個二極體時，其將導通。這方法將於此處被稱為"預測性二極體仿效(PDE)"，因為其預期在適當時間以導通開關240。該被揭示的預測性二極體仿效是更優於傳統二極體仿效，因為其他信號在導通"二極體"之前被使用，而傳統二極體仿效僅倚賴一切換式電壓位準並且是因此易遭受到雜訊。
依據被揭示之實施例，當Q下方 開關245被斷電時，控制器225將決定是否有足夠能量被儲存在電感器220中以供用於電感器電流Iin 完全地轉換至Q上方 開關240而允許電感器220放電進入負載電容器250中。這當Q下方 開關245是在斷電狀態中時被決定；亦即，當越過Q下方 開關245電壓之臨限值超出一預定數值時，以及在Q下方 被維持斷電的週期之內，則Q上方 開關240被導通。控制器225接著將監視電感器電流Iin ，並且，如果電流成為負的，將斷電Q上方 開關240(相似於傳統二極體操作仿效)。一負的電感器電流Iin 具有增加過濾電容器215電壓之效應，因整流器電路210將阻擋電流被注入電源供應中。電源電流上之效應將被扭曲。就此而論，其將不再被分類如一單位功率因數。
圖3展示依據此處揭示之另一實施例之同步整流器升壓功率因數校正電路300。整流器升壓功率因數校正電路300包含AC電源305，過濾電容器310，二個升壓電感器315、320，四個開關330、340、350、360，四個閘驅動器325、335、345、355，負載電容器365以及負載370。於一所需的實施例中，Q上方 以及Q下方 開關是GaN FET整流器開 關。如所見，這實施例不具有交流電電源整流器，例如，圖2中所展示之一者(亦即，整流器210)。一PFC控制器被包含，但是不被展示以避免圖3太過雜亂。於這實施例中，PFC控制器將也使用上面討論之預測性二極體仿效技術。
對於正交流電電源週期，左方以及右方之Q下方 開關340、360兩者皆將被導通以充電電感器315、320二者。當左方Q下方 開關340被斷電時，控制器將決定是否有足夠能量被儲存在電感器315、320中，以供電流Iin 完全地通至左方Q上方 開關330而允許電感器315、320放電進入負載電容器365中。當越過左方Q下方 開關340的電壓臨限值超出一預定數值以及在左方Q下方 開關340被維持斷電的週期之內時，這被決定，而左方Q上方 開關330將被導通。控制器接著將監視電感器315、320中之電流，並且如果電流成為負的則將使左方Q上方 開關330斷電(相似於傳統二極體操作仿效)。不同於圖2中展示之電路，這電路具有將負電流注進入電源供應中之能力，因而嚴重地扭曲電源電流並且其將不再被界定為單位功率因數。
對於負交流電電源週期，左方以及右方Q下方 開關340、360兩者將被導通以充電電感器315、320二者。當右方Q下方 開關360被斷電時，控制器將決定是否有足夠能量被儲存在電感器315、320中以供電流Iin 完全地轉向至右方Q上方 開關350，而允許電感器315放電進入負載電容器365中。當越過右方Q下方 開關360之電壓臨限值超出一預定數值，以及在右方Q下方 開關360被維持斷電的週期之內時，這被決定， 而右方Q上方 開關350將被導通。控制器接著將監視電感器中之電流，並且，如果電流成為負的，將使右方Q上方 開關350斷電(相似於傳統二極體操作仿效)。應了解，對於所說明的電路300，其是可能供用於充電上方集合或下方集合之任一者的開關(亦即，在上面討論之下方以及上方開關交換位置)。
圖4展示依據另一實施例之另一同步整流器升壓功率因數校正電路400。該整流器升壓功率因數校正電路400包含一AC電源405，過濾電容器410，升壓電感器415，二個電源頻率二極體420、425，二個閘驅動器430、440，二個開關435、440，負載電容器445以及負載450。於一所需的實施例中，Q上方 以及Q下方 開關是GaN FET整流器開關。一PFC控制器被包含，但是不被展示以避免圖4太雜亂。這實施例中之PFC控制器將也使用上面討論之預測性二極體仿效技術。
對於正交流電源週期，Q上方 開關435將被導通以經由上方二極體420而充電電感器415。當Q上方 開關435被斷電時，控制器將決定是否有足夠能量被儲存在電感器415中以供電感器電流Iin 完全地轉向至Q下方 開關440，而允許電感器415放電進入負載電容器445中。當越過Q上方 開關435的電壓之臨限值超出一預定數值，以及在Q上方 開關435被維持斷電的週期之內時，這被決定，而Q下方 開關440將被導通。控制器接著將監視電感器電流Iin ，並且如果電流成為負的，將使Q下方 開關440斷電(相似於傳統二極體操作仿效)。不同 於圖2中展示之電路200，展示的電路400具有將負電流注進入電源供應405中之能力，因而嚴重地扭曲電源電流，以至於其將不再被界定為單位功率因數。
對於負交流電源週期，Q下方 開關440將被導通以經由下方二極體425而充電電感器415。當Q下方 開關440被斷電時，控制器將決定是否有足夠能量被儲存在電感器415中以供電感器電流Iin 完全地轉向至Q上方 開關435，而允許電感器415放電進入負載電容器445中。這被決定，當該of該越過Q下方 開關440之電壓的臨限值超出一預定數值時，以及在Q下方 開關440被維持斷電的週期之內，Q上方 開關435將被導通。控制器接著將監視電感器電流，並且如果電流成為負的，將使Q上方 開關435斷電(相似於傳統二極體操作仿效)。應了解，電路400具有用以實現同步PFC升壓電路之最少構件數目；就此而論，其是較佳的方法。這控制方法可被使用作為圖3中所展示之電路300的另一控制方法。
圖5展示關聯圖2展示之電路200的電網頻率波形。上方波形505展示正弦曲線電網電壓，其當利用全橋二極體整流器被整流時產生中心電壓波形510。於傳統的連續電流傳導模式PFC升壓電路中，電感器中(圖2)之電流將"隨著"整流的電網電壓510之形狀。因為該電路是切換式，亦即，不斷地利用切換動作而調整電感器電流，合成的電感器電流除了低頻整流電流515之外在其上亦將具有高頻率漣波。
圖6展示圖解說明在關聯圖2展示之電路200的高 與低電網電壓之間的差量之電網頻率波形。上方波形610、605展示分別地對於低線以及高線情況之整流的正弦曲線電網電壓。假設傳送的電力是固定的，則對應的電流對於高線情況將是低的以及對於低線情況將是高的。於傳統的連續電流傳導模式PFC升壓電路中，電感器(圖2)中之電流將"隨著"整流的電網電壓之形狀。因為該電路是切換式，亦即，不斷地利用切換活動而調整電感器電流，合成的電感器電流除了低頻整流電流(下方波形615、620)之外也將在其上具有一高頻率漣波。
箱式窗口(未編號)代表波形上之週期，於其中同步PFC升壓轉換器將很可能以非同步模式操作，而波形其餘者將以同步模式操作。
圖7展示依據一個或多個實施例之以一同步模式操作的切換波形，尤其是對於圖2展示之電路200。波形710代表下方開關245電壓，波形720代表下方開關245電流，波形715代表電感器220電流，以及波形705代表負載電容器250電壓。在充電週期之期間，開關245將被導通，有對應於接近零的電壓跨越它，以及電流將依照電感器數值以及輸入電壓而升高。當下方開關被斷電時，電感器220中之電流715將導致越過開關245之電壓710上升(轉向程序)，直至其達到其中二極體(上方開關)將導通的負載電容器電壓(匯流排電壓)為止。在同步操作期間，上方開關將被導通，因而“取代”二極體並且允許電感器放電進入負載電容器中。由於實際電路中之寄生元件，將有一些關聯這程序之電壓 超越。在同步操作期間，電感器電流將永遠是較大於零，因而防止電路以負電流操作，其中能量可自負載被轉移回至過濾電容器。應了解，此處說明之有關圖2的波形也是相關於圖3以及4之電路300、400。
圖8展示依據一個或多個實施例，特別地對於圖2展示之電路200，之以非同步模式操作的切換式波形。波形810代表下方開關245電壓，波形820代表下方開關245電流，波形815代表電感器220電流，以及波形805代表負載電容器250電壓。在充電週期之期間，開關245將被導通，具有對應於接近零的電壓越過它，並且電流將依據電感器220數值而升高。當下方開關245斷電時，電感器220中之電流將導致越過開關245電壓上升(轉向程序)；但是，將無足夠能量被儲存在電感器220中以提昇越過開關245之電壓至負載電容器250電壓(匯流排電壓)之位準，因而防止任何電流被放電進入負載電容器中，並且就此而論將沒有能量被轉移至負載電容器。在這情況之下，開關240將被控制以維持斷電。
在非同步操作期間，如果上方開關被導通，具有不足的電感器電流以達成自我轉向以及二極體導通，則強迫轉向將發生，其將導致能量自負載端被取用以及被轉移至電源供應端，而具有對應的扭曲於電源電流中，因而放鬆單位功率因數操作。其因此上方開關將在非同步操作期間被維持斷電。應了解，此處說明之有關圖2的波形也是相關於圖3以及4之電路300、400。
在非同步操作期間，如果上方開關被導通，則電路是可產生負的電感器電流，於其中電源成為負載電容器250以及負載成為過濾電容器215。於這情況中，由於其之小的數值，過濾電容器電壓將快速地充電，並且二極體整流器將阻擋電流被引導至電網供應(PFC可能僅自該電網汲取電流並且不供應它)，並且將具有扭曲所需的電網電流之效應。因此上方開關在非同步操作期間將被維持斷電。應了解，有關此處說明之圖2的波形也是有關於圖3以及4的電路300、400。
至現在為止，對於取代二極體作用的升壓整流器開關之預測性導通之情況已被說明(例如，Q上方 開關240)。接著，決定何時斷電二極體仿效開關之情況將需要更詳細地被說明。當在不同於二極體之導通狀態時，FET開關可以在兩個方向引導電流，並且就此而論其是可能以相反方向(負的)自輸出電容器汲取電流並且將其注回輸入電路中。這將是非所需的，因有下列二情節可能發生：(1)(參看至圖2)輸入電容器215是處於電源電網二極體整流器210之前，其將阻擋電流並且因此在輸入電容器215上之電壓將升高，因而扭曲自電源供應所汲取之輸入電流而導致單位功率因數之損失；以及(2)(參看至圖3以及4)負電流被注入具有對應的單位功率因數之損失的電源電網中。
於傳統二極體仿效方法中，越過二極體之順向電壓降被監控，並且當其接近零時，其將觸發一斷電，因而仿效二極體。由於在導通以及斷電狀態之間的電壓中之大 差量，這方法是易於在高電壓電路中構成雜訊。當使用eGaN FET時，這進一步地被惡化，因其導通狀態電壓是更低於一般的快速切換二極體。
所揭示之方法(非同步以及同步)依賴於電流資訊之控制器。當電流降至一預定臨限值之下時，導通FET開關240被禁止(非同步操作)，並且就此而論不需對於斷電之決定。即使具有高導通狀態電壓之二極體導通發生，電流之振幅也將是低的並且導通之持續將也是低的，因而仍然維持高的效能。
在同步操作期間，斷電FET開關之一更準確的點是依賴檢測整流器開關中之電流。該電流可於開關中直接地被量測或間接地藉由系統返回線路中之電感器或分流器的電流量測(直接地或間接地)被推斷。當電流振幅接近零時，開關將被斷電。
所揭示之方法可被概述為，1)一準確的導通以及斷電決定(二極體仿效開關之導通以及斷電點皆被控制並且可以是在週期中的任何地方，以及是依據於'二極體'電流)；或2)同步/非同步操作。於此情況中，二極體仿效開關-如果導通-是在控制開關(140/240等等)是斷電的全部時間被導通(互補式切換)-對於週期其餘部分則在斷電時序中沒有變化/裝置繼續停留/被鎖定。
於兩情況中，如圖7/8之展示，或如上述地藉由使用自控制器被得到的回授參數，預測性二極體仿效開關導通點被決定。所揭示之實施例的一論點是，對於PFC電 路，轉換器必須週期性地(亦即，以電壓線路頻率之二倍)在同步以及非同步操作之間振盪，具有當輸入電壓是接近至零交叉點時(圖6)發生之非同步操作。另一論點是控制在模式之間的變遷以及二極體仿效開關如何在非同步模式期間操作(於此處被稱為"預測性二極體仿效")。
雖然這揭示已特別地藉由參考其實施範例被展示以及被說明，熟習本技術者應明白，本發明可有各種形式以及細節之改變而不脫離被包含於附加申請專利範圍之實施例的範疇。
200‧‧‧整流器升壓功率因數校正電路
205‧‧‧交流電源
210‧‧‧整流器電路
211‧‧‧升壓電路
215‧‧‧過濾電容器
220‧‧‧電感器
225‧‧‧功率因數校正控制器
230、235‧‧‧閘驅動器
240‧‧‧Q上方 開關
245‧‧‧Q下方 開關
250‧‧‧負載電容器
255‧‧‧負載

Claims (11)

  1. 一種功率因數校正(PFC)升壓電路，其包括：一第一切換裝置；一第二切換裝置；一耦合至該第一切換裝置之第一閘驅動器；一耦合至該第二切換裝置之第二閘驅動器；以及一功率因數校正控制器，其被組態以使用預測性二極體仿效而控制該等第一及/或第二閘驅動器以及該等第一及/或第二切換裝置，該功率因數校正控制器也被組態而以同步以及非同步模式操作。
  2. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該等第一以及第二切換裝置是氮化鎵場效應電晶體(GaN FET)整流切換器。
  3. 如請求項2之功率因數校正升壓電路，其中該氮化鎵場效應電晶體整流切換器以一同步方式***作。
  4. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該功率因數校正控制器被組態以依照接收的交流電網電力之零交叉點而檢測在同步以及非同步操作之間的切換模式。
  5. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該功率因數校正控制器被組態以依照主分流器電流、輸入電壓、輸入電壓相位、控制器補償電壓、以及切換電壓中之一個或多個而檢測切換模式。
  6. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該功率因數 校正控制器被組態以依照峰值電感器電流以及峰值切換電流之至少一者作為一設定點而進行一升壓操作。
  7. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該功率因數校正控制器被組態以依照一閉迴路補償電壓設定點而進行一升壓操作。
  8. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該功率因數校正控制器被組態以依照一固定電網頻率相位設定點而進行一升壓操作。
  9. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該功率因數校正控制器被組態以依照一固定整流供應電壓設定點而進行一升壓操作。
  10. 如請求項1之功率因數校正升壓電路，其中該電路被組態而以一無橋式整流器組態操作。
  11. 一種同步整流器，其包括電氣地耦合至一升壓電感元件之請求項1之功率因數校正升壓電路。
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