TWI459732B - 用於整合之行動廣播之分時多工導頻信號 - Google Patents

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Description

用於整合之行動廣播之分時多工導頻信號
本發明大體上係關於無線通信系統，且更具體而言，本發明係關於用於發送在一廣播/多播單頻網路信號中的導頻資訊之方法及裝置。
本申請案根據35 U.S.C. § 119(e)之規定主張由Wang等人在2008年11月20日申請的美國臨時專利申請案第61/116,455號之優先權，該案之全文以引用的方式併入本文中。
第三代合夥專案(3GPP)最近已發展可應用於版本7的通用地面無線電存取(UTRA)系統之規範，其使用一單頻網路(SFN)而遞送所謂的多媒體廣播多播服務(MBMS)。對比在較早系統(例如，版本6系統)中之MBMS方法，在SFN上的MBMS(MBSFN)提供明顯較高頻譜效率，且主要係期望用於在專屬MBMS之載波上廣播需要高位元率之行動電視服務。因為MBMS服務僅係廣播，故而MBSFN原本就適合於在非成對頻帶中之傳輸。
利用SFN傳輸，多個基地台同時發送相同波形。一行動終端機可從兩個或多個此等基地台接收信號並將所接收之信號視為如同其係由伺服一大小區的一單一基地台所發送。對於UTRA系統，SFN傳輸暗示一群時間同步基地台(在3GPP術語中的節點B)使用相同之頻道化及擾亂碼而發送相同資料。
為在寬頻分碼多重存取(W-CDMA)系統中使用而發展之行動終端機大體上使用一連續發送的碼多工導頻信號(在3GPP規範中已知為共同導頻頻道，或CPICH)進行頻道估計。儘管一碼多工導頻頻道在單播無線電環境中完善地執行，但該MBSFN頻道具有一較大之延遲延展且因此在無線電接收器中估計一較大數目之路徑。準確之頻道估計需要在許多槽上的長平均。此在使用一小負載循環(亦即，一行動終端機的接收器僅在盡可能短的間隔期間操作)的情形下難以實現。因此，需要改良之導頻信號。
在本發明之各種實施例中，導頻序列係基於在符號層級(也就是在延展前)的槽特定序列而產生的。在本發明之若干實施例中，此等槽特定、符號層級序列接著使用一正交可變延展因數(OVSF)碼而延展。在本發明之各種實施例中，該經延展導頻序列可接著使用一擾亂碼(例如一「長碼」)予以擾亂。在本發明之若干實施例中，該等導頻序列係基於最大長度序列(m序列)，其等係具有良好週期性自動相關性質之熟知序列。在一些實施例中，一符號層級序列係藉由以對應於該當前槽的擾亂碼片段之共軛值預先擾亂一輸入序列而產生的，該輸入序列包括一m序列之至少一例項。以此方式，該初始序列的值在該經擾亂序列中出現。
在一例示性方法中，一導頻符號序列係對於一廣播/多播信號之一個或多個訊框的每一槽而獲得，使得該導頻符號序列對於一給定訊框之每一槽改變。每一槽的該導頻符號序列係以一頻道化碼延展，且使用一擾亂碼將每一槽的該經延展導頻符號序列擾亂，以形成一第一導頻頻道信號。發送該第一導頻頻道信號，使得該第一導頻頻道信號與在每一槽期間發送的一個或多個訊務頻道信號分時多工且與在該一個或多個訊框之所有槽期間發送的一第二導頻頻道信號分碼多工。
在一些實施例中，獲得每一槽之該導頻符號序列包括依對應於該槽之該擾亂碼的一部分之一函數產生每一槽之導頻符號序列。在一些此等實施例中，產生每一槽的該導頻符號序列包括藉由來自該擾亂碼之一連串之值之共軛而預先擾亂一預定符號序列，使得於延展及擾亂後，該預定符號序列的對應值在該第一導頻頻道信號中出現。在一些實施例中，該預定符號序列包括一最大長度序列之至少一例項；多種此等實施例可包括(例如)兩個具有一長度63之最大長度序列之經序連例項，其等以兩個符號擴充以形成一128個符號序列，或一長度127之最大長度序列，其以一個符號擴充以形成一128個符號序列。
在一些實施例中，延展每一槽之該導頻符號序列包括以一正交可變延展因數(OVSF)碼延展每一槽之導頻符號序列，其中該OVSF碼係經選擇而使得該第一導頻頻道信號與該第二導頻頻道信號正交。在一些此等實施例中，可使用具有一延展因數二的一OVSF碼。
本文亦描述經組態以實現一個或多個上文概述的技術之處理電路。本發明顯然可以除本文特殊陳述外的其他方式實現，而不脫離本發明之本質特性。當閱讀以下說明及檢視附圖時，熟悉此項技術者將明瞭的是，所描述之實施例係說明性，而非限制性，且在所附申請專利範圍之意義及均等物範圍內的所有改變係希望包含於其內。
在下文中描述本發明之多種態樣，其在使用一單頻網路(SFN)遞送多媒體廣播多播服務(MBMS)之規範及標準之背景中(當前在第三代合夥專案之發展下)，且更具體而言在當前3GPP參與者間的討論下之SFN上的MBMS(MBSFN)之所謂整合行動廣播(IMB)解決方案之背景中。當然，熟悉此項技術者將瞭解的是，本文描述之該等技術不限制於在此等特殊系統中之應用，且可應用於已發展或至今待計畫的其他無線系統。
如上文所討論，MBSFN最近已在用於版本7 UTRA系統之3GPP中規定。對比於版本6 MBMS，該MBSFN特性提供明顯較高頻譜效率，且主要係期望用於在專屬MBMS載體上廣播高位元率行動電視服務。圖1中說明在一SFN網路中之廣播，其說明包含接收來自兩個基地台120之傳輸的一行動終端機110之一行動通信網路100的一部分。當小區特定擾亂由每一基地台120所使用時，則來自右側之基地台之傳輸對解調及解碼來自左側之基地台120的傳輸之行動終端機將出現為小區間干擾，且反之亦然。另一方面，在一單頻網路傳輸中，相同擾亂及頻道化碼被兩個基地台120使用。因而，從一鄰近基地台120發送之信號變得可見而作為額外多路徑信號，該等額外多路徑信號可由該行動終端機110考量作為所需信號之額外分量。
MBSFN增強在3GPP之版本6中的MBMS之實體層規範，此係藉由添加在一專屬MBMS載波上之MBMS點對多點傳輸的SFN操作之支援。此新規範亦支援較高服務位元率，及服務之更有效率分時多工，以藉由容許服務之不連續接收(DRX)而降低終端機電池消耗。MBSFN使用用於版本6 MBMS點對多點傳輸的相同類型之頻道。
欲對任何既存UTRA系統提供MBSFN特性之平順整合，MBSFN已對於分頻雙工(FDD)及分時雙工(TDD)模式二者的下行鏈路實體層頻道結構予以規定。特別而言，已對於UTRA之三個變體之每一者發展標準，該三個變體即：基於W-CDMA(FDD)之MBSFN；基於分時同步分碼多重存取(已知為TD-SCDMA(TDD))之MBSFN；及基於分時分碼多重存取(已知為TD-CDMA(TDD))之MBSFN。
MBSFN之FDD相關版本使用WCDMA共同實體層頻道進行資料之下行鏈路傳輸，且未發生成對上行鏈路傳輸。對於MBSFN之TDD相關版本，當網路經最佳化以用於廣播時，所有槽被用於下行鏈路傳輸。因此，在任一情況之MBSFN中部未發生雙工。因此，MBSFN之多種版本間的區別主要限制於下行鏈路實體層槽格式、行動電視服務被時間多工之方式及使用在該TD-SCDMA及每秒7.68兆碼片(Mcps)TD-CDMA之情況中的特殊碼片速率。(用於該第三TDD選項之碼片速率(3.84Mcps TD-CDMA)與FDD中使用的相同。)
當在所有下行鏈路槽中廣播多媒體服務資料時，TDD及FDD之意義變得過時，意思是在傳輸方向之間未發生雙工。因此，如上文所指明，名義上指定為TDD網路及FDD網路的網路中的MBSFN操作中之區別基本上限制於共同下行鏈路實體頻道之建構的細節。因此，在3GPP中之一重要工作項目涉及一基於W-CDMA之MBSFN方法之規範，如所有槽係專屬用於廣播之一第四TDD選項。此第四TDD選項已在多種階段稱為MBSFN下行鏈路最佳化廣播(DOB)或作為MBSFN整合行動廣播(IMB)。MBSFN IMB係期望與TDD操作的相關射頻需求完全相容。
熟悉此項技術者將瞭解的是，儘管該等術語IMB及整合行動廣播在本文中重複使用，該等術語係簡單地指一特殊W-CDMA MBSFN解決方案。本文所揭示的發明技術並非限制於由該等特殊名稱所參考的系統或操作模式，但可適用於在多種名稱下的多種背景，諸如DOB、HS-B(高速廣播)等。
對於WCDMA之既存IMB提出使用連續發送而由行動終端機用在頻道估計中的一碼多工導頻信號(CPICH)。儘管一碼多工CPICH在單播無線電環境中完善地執行，但該MBSFN頻道具有一較大延遲延展且因此在該無線電接收器中估計一較大數目之路徑。此可在圖1中見到，其中對行動終端機110而言，分別對應於左邊及右邊的基地台120之多路徑輪廓130-A及130-B出現為具有較構成之多路徑輪廓130之任一者大的延遲延展之一單一多路徑輪廓140。熟悉此項技術者將瞭解的是，準確頻道估計需要在許多槽上的長平均，此在一短負載循環(其中該UE接收器零件僅在盡可能短的持續時間期間係可操作的)的情況中係難以實現的。
為改良在MBSFN系統中的頻道估計，在3GPP規範活動中之參與者已同意：除了該連續CPICH外，應在每一傳輸槽之尾端提供256個碼片的一分時多工(TDM)導頻序列。此TDM導頻序列可被接收行動終端機用以改良頻道估計品質。在圖2中繪示所得之提出的頻道格式之一說明，其中在垂直維度中的每一頻道藉由分碼多工而與其他頻道分開。如圖2中所見，所提出的廣播頻道格式可包含多達十五個碼多工MBMS訊務頻道(MTCH)，每一者以一延展因數十六(SF16)發送。該廣播信號進一步包含一同步頻道(SCH)及一主要共同導頻頻道(P-CPICH)，其二者係與前文規定的W-CDMA頻道相同。(SCH及CPICH格式之細節可於以下找到：例如，在2009年5月的3GPP TS 25.221，v8.5.0，「3rd Generation Partnership Project;Technical Specification Group Radio Access Network;Physical channels and mapping of transport channels onto physical channels(TDD)(Release 8)」。)具有延展因數256(SF256)的其他頻道亦可與該等MTCH、該SCH及該P-CPICH碼多工。
熟悉此項技術者將瞭解的是，在圖2中說明的訊務頻道之每一者係在小於每一槽之整個持續時間期間發送的。事實上，僅該P-CPICH係連續發送的。在每一槽的尾端留下一小間隙容許一額外槽信號與該等MTCH及其他訊務頻道分時多工(TDM)。相應地，該TDM導頻並不由來自該等訊務頻道的小區間干擾而消弱。
為幫助改良頻道估計之品質，大體上需要該TDM導頻序列具有良好的自動相關性質。此外，亦在3GPP內同意TDM導頻序列需要保持與該CPICH之正交性。以下討論的焦點係用於基於大體上經最佳化以具有在所發送之TDM導頻與該CPICH正交的約束下之準確頻道估計能力的導頻序列而形成及發送TDM導頻信號之技術。
下文所描述的若干導頻序列大體上係基於在符號層級的槽特定序列，也就是，在延展之前。在本發明之若干實施例中，此等槽特定、符號層級序列接著使用一正交可變延展因數(OVSF)碼而延展。在一些實施例中，所使用的此一碼可為[1,-1]之一延展因數2 OVSF碼，確保經延展導頻序列保持相對於由全部1的OVSF碼所延展之該CPICH之正交性。當然，使用具有其他延展因數之延展碼(諸如具有一延展因數16的一OVSF碼)亦係可能的。
大體而言，在本發明之多種實施例中，該經延展導頻序列可接著使用一擾亂碼(例如，一「長碼」)擾亂。所得之TDM導頻序列僅在每一槽之尾端出現，如圖2中所描繪。例如，若使用一單一SF2序列，對於偶滯後，其具有良好的自動相關性質，且對於奇滯後，其具有虛擬隨機自動相關性質。
在本發明之若干實施例中，TDM導頻序列係基於最大長度序列(m序列)，其等係具有良好週期性自動相關性質的熟知序列。該等m序列可具有2L -1之長度，其中L係大於1之一整數。該等m序列可使用一簡單移位暫存器架構(諸如圖3中所說明的簡單移位暫存器設計)而產生。移位暫存器300包含一連串之延遲元件310，且以來自最後及倒數第二延遲元件通過模數2加法器320到該移位暫存器之輸入之回饋予以組態。(當然，替代移位暫存器架構亦係可能的，包含根據Galois組態而非圖3之Fibonacci組態予以組態的移位暫存器架構。)熟悉最大長度序列者將瞭解的是，到該模數2加法器之連接可由L次之一質性多項式決定。因此，例如為產生長度63(L=6)之一m序列，吾等可使用6次之一質性多項式(諸如x6 +x+1)。此給予到圖3中之模數2加法器320之三個連接。
根據圖3之移位暫存器而產生之長度63之序列係m63 =[1 0 0 0 0 0 1 0 0 0 0 1 1 0 0 0 1 0 1 0 0 1 1 1 1 0 1 0 0 0 1 1 1 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 1 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 1 1 1 1]。在該m序列中之{0,1}值接著被轉換為反極值{1,-1}。在圖4中說明長度N之一反極值m序列的週期性自動相關性質。可見ρ(0)=N且對於及，ρ(n)=-1。大體而言，長度N之一序列的週期性自動相關定義為：，其中(a%b)代表(a/b)的餘數。此處，該相關係在該序列的整個持續時間上計算的。
該m序列的自動相關性質使其作為時間擷取或頻道估計之一導頻序列變得具吸引力。然而，在多路徑環境中，非週期性相關可能更影響效能。如圖5中所說明，該導頻序列可經由一個二路徑頻道而接收。為使該接收器估計該第一路徑之頻道係數，該接收器根據該第一路徑的到達時間而對準該導頻序列其局部副本並執行相關。在此處理程序中，來自該第二路徑之干擾經由在該第二路徑接收之導頻序列與該接收器局部產生之序列之間的非週期性自動相關而獲取。此處「非週期性自動相關」係指當相關間隔小於完全序列長度時之一相關結果，如圖5中所描繪。儘管該m序列具有非常良好的週期性自動相關性質，但其並非經設計以具有特別良好非週期性自動相關性質。
為充分利用良好的序列自動相關性質，一良好的導頻序列可基於重複一基本序列，例如一m序列或具有良好自動相關性質的任何其他序列。此係說明在圖6中，其中一導頻序列係藉由重複一基本序列若干次而獲得的。在該接收器，該基本序列可被用於獲取路徑1(如所繪示)之頻道係數。在此情況中，亦將獲取來自路徑2之干擾；然而在此情況中其透過一週期性自動相關。如上文所指明，若一m序列被用作為基本序列，此週期性自動相關將具有-1之值。為達到此效應，可將該基本序列可重複整數次，如圖6中所繪示，或可重複該基本序列之一小部分。
如上文所討論，m序列可作為一良好TDM導頻符號序列之基礎。然而，如較早所指明，亦期望一TDM導頻信號保持與該CPICH之正交性。如上文所提出，此可藉由使用正交於CPICH所使用之一OVSF碼延展該TDM導頻符號序列且進一步藉由一WCDMA長碼擾亂該經延展序列而完成。在圖7中說明一此類序列產生處理程序，圖7說明諸如可在圖1之基地台節點120中找到的一個或多個處理電路700的功能組件。熟悉此項技術者將瞭解的是，處理電路700可包括(例如)一個或多個微處理器、微控制器、數位信號處理器，及/或定制數位硬體，以及經組態以儲存由對應處理元件執行的程式指令、程式資料、組態及其類似物之一個或多個記憶體電路。無論實施在純粹硬體或硬體、處理器元件及對應程式指令之一組合中，該等處理電路700包含兩個延展器710，其根據對應頻道化碼分別延展一TDM導頻符號序列及一CPICH導頻符號序列。該兩個經延展序列以加法器720相加，且接著使用一共同擾亂碼在擾亂器730擾亂。所得之導頻頻道信號接著被傳遞至射頻(RF)發送器電路750，以用於發送至一個或多個行動台，諸如圖1中之行動台110。
更詳細而言，該等處理電路700取得一預定符號序列p'k 、藉由具有一延展因數二之一OVSF碼而延展該符號序列，且組合該經延展TDM導頻符號序列與一經延展CPICH導頻符號序列。接著使用一共同擾亂碼序列sk 擾亂所組合的序列，該共同擾亂碼序列sk 可為(例如)一WCDMA長碼。在圖7所說明之處理程序中，該TDM導頻符號序列藉由確保與CPICH之正交性的該延展因數2 OVSF碼[1,-1]而延展。因此，在根據此方法之一些實施例中，128位元之一符號層級TDM導頻序列首先由[1,-1]延展，且該等經延展之碼片進一步藉由隨著槽而改變的長碼予以擾亂。
上文描述之方法的若干變體係可能的。例如，根據一些實施例的一符號層級序列藉由取得該長碼及一經擴充m序列之模數2和而獲得。在此等實施例中，所需輸出序列包含一經擴充m序列p128 (128個碼片長)，其係基於長度63之m序列的一基本序列而獲得的。
p128 =[m'63 ,m'63 ,m '63 (0),m '63 (1)]，
其中m'63 (i)係m'63 之第i位元，m'63 係1-2m63 。注意到在此公式中，p128 及m'63 之元素採用{1,-1}之值，亦即，在m63 中之一邏輯值0被映射為在m'63 中的1，且在m63 中之邏輯值1被映射為在m'63 中的-1。鑒於sk 係第k槽之最後256個碼片的間隔期間的該長(擾亂)碼，則在第k槽中用於產生所需輸出TDM導頻序列p128 的該輸入符號層級序列p'k 給定為，對於i=0,1,...,127，其中pk'(i)係該符號層級序列p'k 的第i個元素，且p128 (i)及sk (i)分別係經擴充m序列p128 及長碼序列sk 的第i個元素。此處，假定sk 之元素具有單位振幅，諸如{1,-1}之值或單位振幅QPSK值。
熟悉此項技術者將觀察到需要出現在輸出的該經擴充m序列p128 由該擾亂序列之偶(或奇)值的共軛而預先擾亂，致使隨後擾亂將留下所需經擴充m序列的值作為該等偶(或奇)碼片值。因此，根據圖7延展及擾亂該符號層級序列p'k 得到最終的TDM導頻序列：
即：
其中且代表q的地板函數(亦即，小於或等於q的最接近整數)。因此，該最後輸出序列z的偶數之碼片直接對應於該經擴充m序列p128 。該等奇數之碼片可認為係虛擬隨機的，其歸因於該擾亂碼的虛擬隨機性質。
在另一實施例中，同樣基於128個碼片的一經擴充m序列，每一槽的一符號層級序列p'k 係藉由取得一預定經擴充m序列及對應於該槽的長碼片段之模數2和而獲得的。在此實施例中的經擴充m序列(128個碼片長)係基於長度127之m序列之一基本序列而獲得的，p128 =[m'127 ,1]，其中 m ' 127( i ) 係m'127 之第i個位元，m'127 為1-2m127 。再次，p128 及m'127 的元素採用{1,-1}之值，亦即在m127 中之一邏輯值0被映射為在m'127 中之1，且在m127 中之邏輯值1被映射為m'127 中之-1。亦可使用相反映射。
長度127之任何m序列可使用在前述公式中。例如，7次之一質性多項式(諸如x7 +x3 +1)可使用在基於一移位暫存器之m序列產生器的公式中。此多項式給予在圖8之移位暫存器800中繪示的從延遲元件810至該模數2加法器820的三個連接。在此情況中，所產生之m序列係：
m127 =[1000000100010011000101110101101100000110011010100111001111011010000101010111110100101000110111000111111100001110111100101100100]
產生該TDM導頻序列的剩餘步驟係與上文所討論之第一實施例相同。因此，若sk 係在第k槽之最後256個碼片間隔期間的長(擾亂)碼，則在第k槽中用於產生一TDM導頻序列之符號層級序列係，對於i=0,1,...,127，其中p'k (i)係該符號層級序列p'k 的第i個元素，且p128 (i)及sk (i)分別係經擴充m序列p128 及長碼序列sk 的第i個元素。
在此情況中根據圖7延展及擾亂該符號層級序列p'k 得到最終TDM導頻序列：
即：
其中。基本上，該偶數之碼片係從該經擴充m序列取得的且該奇數之碼片可認為係虛擬隨機的，其歸因於該擾亂碼的虛擬隨機性質。
在其他實施例中，該TDM導頻序列可基於具有63、64、127或128之一長度的一基本序列。可考慮其他基本序列。此等基本序列可依所需藉由以類似於在實施例1及2中所描述之一方式重複碼片值而被擴充到長度128。此給予一序列p128 。接著，上文所描述的相同程序可用於獲得該符號層級序列(長度128)，及該最終導頻序列(長度256)。
在多種實施例中，該基本序列或完整導頻序列可預先產生並儲存在一基地台(在3GPP術語中之NodeB)或使用者終端機之記憶體中。在一些實施例中，該導頻序列可例如使用該基地台擾亂碼而首先被預先擾亂。對於一廣播/多播信號之一個或多個訊框的每一槽重複所說明的步驟，儘管該處理不必同步(例如，兩個或多個槽的處理可提前執行)。在任何情況中，如在方塊910所繪示，每一槽的處理程序以獲得該槽之一導頻符號序列開始，致使該導頻符號序列對於一給定訊框之每一槽改變。在一些實施例中，如上文中詳細討論，該導頻符號序列可對應於該特殊槽之該擾亂碼的一部分呈一函數關係而產生，因為對應於一給定訊框之每一槽的擾亂碼片段不同，從該等片段產生的該導頻符號序列大體上亦將不同。
如在方塊920所繪示，使用一頻道化碼將該導頻符號序列延展。在一些實施例中，如較早所討論，該頻道化碼係一正交可變延展因數(OVSF)碼，其經選擇而致使所發送的TDM導頻信號與所發送的CPICH信號正交。在一些實施例中，此OVSF碼具有一延展因數2，儘管可代之以使用其他延展因數。如在方塊930所繪示，使用一擾亂碼將該經延展導頻符號序列擾亂，以形成該TDM導頻頻道信號；該TDM導頻頻道信號接著被發送到一個或多個行動器件。如在方塊940所繪示，該TDM導頻頻道信號係與在對應槽期間發送的一個或多個訊務頻道信號分時多工。該TDM導頻頻道亦係與在每一訊框之所有槽期間發送的一第二導頻頻道信號(例如，該CPICH)分碼多工。
如上文所指明，在一些實施例中，最後經延展及擾亂的該TDM導頻符號序列可被預先計算並儲存在一記憶體中。在其他實施例中，該序列可依所需而產生。圖10說明根據本發明之一些實施例的用於獲得一導頻符號序列之一技術。如在方塊912所繪示，(例如，使用一m序列產生器之一移位暫存器實施)產生或從記憶體取回包含一最大長度序列的至少一例項之一128個符號序列。該128個符號序列接著藉由將該128個符號序列與來自該擾亂碼的一連串之值的共軛組合而「預先擾亂」。此被完成致使128個符號值的對應值出現在藉由圖9之處理程序而產生的該導頻頻道信號中，亦即，藉由在方塊920及930所繪示的延展及擾亂處理程序而產生的序列中。
上文所討論的處理程序之模擬經執行以評估使用所提議之序列的優點。在此等模擬中，主瓣對平均側瓣功率比率(MSPR)被使用作為一效能量測，且假定在所接收信號中之一256個碼片導頻序列之前及後存在隨機碼片值。在饋送經模擬接收信號至一導頻序列匹配濾波器中後，該經匹配濾波器輸出之側瓣在指示最大多路徑延遲不確定性之一延遲窗口上測量。對比於一虛擬隨機序列的使用，觀察到超過1dB效能增強。
熟悉此項技術者將瞭解的是，上文描述之技術及裝置提供用於一基於WCDMA之MBSFN系統的構件，以支援在一SFN廣播無線電頻道中操作所需要之一增強型通道估計方案，同時亦支援一短負載循環，致使行動終端機接收器零件僅需要在盡可能短的持續時間期間為可操作的。當然，熟悉此項技術者亦將瞭解的是，相比於本文明確陳列之方式，本發明可以其他方式實現而不脫離本發明之本質特性。因此，本發明之實施例包含根據所說明且更大體上以上描述之技術的方法，及無線收發器，諸如可使用在一基地台節點且經組態以實現一個或多個此等技術。因此該等實施例在各方面係視為說明性的而非限制性的，且在附加申請專利範圍之意義及均等物範圍內的所有改變係希望在本文中為可接受的。
100．．．行動通信網路
110．．．行動終端機
120．．．基地台
130-A．．．多路徑輪廓
130-B．．．多路徑輪廓
140．．．單一多路徑輪廓/等效頻道多路徑輪廓
300．．．移位暫存器
310．．．延遲元件
320．．．模數2加法器
700．．．處理電路
710．．．延展器
730．．．擾亂器
750．．．射頻(RF)發送器電路
810．．．延遲元件
820．．．模數2加法器
圖1說明利用多載波傳輸之一例示性無線通信系統；
圖2說明用於一例示性多媒體廣播/多播系統之一頻道結構；
圖3說明用於產生一最大長度序列之一例示性移位暫存器；
圖4說明一m序列之週期性自動相關性質；
圖5說明在一多路徑頻道中之非週期性自動相關的效應；
圖6說明使用一重複之序列提供一多路徑頻道中之週期性自動相關性質；
圖7說明根據本發明之一些實施例的一發送器中之一處理電路的元件；
圖8說明經組態以產生一最大長度序列的另一例示性移位暫存器；
圖9係說明用於在一行動通信網路中發送一廣播/多播信號之一方法的一處理程序流程圖；及
圖10係說明根據本發明之一些實施例的用於獲得一導頻符號序列之一例示性方法的一處理程序流程圖。
(無元件符號說明)

Claims (15)

  1. 一種用於在一行動通信網路中由在一單頻網路(SFN)中運作之一基地台發送一廣播/多播信號之方法，該SFN包含一或多個發送該廣播/多播信號之其他基地台，該方法包括：獲得該廣播/多播信號之一個或多個訊框的每一槽之一第一導頻符號序列，使得該第一導頻符號序列對於一給定訊框之每一槽而改變；以一頻道化碼延展每一槽之該第一導頻符號序列，該頻道化碼係與用於延展一第二導頻符號序列之另一頻道化碼正交；使用對該SFN係屬共同的一擾亂碼來擾亂每一槽之該經延展第一與第二導頻符號序列，以分別形成第一與第二導頻頻道信號；及將該第二導頻頻道信號發送為在該或該等訊框的所有槽期間發送之一共同導頻頻道信號，並藉由使該第一導頻頻道信號在時間上與在每一槽期間被發送為該廣播/多播信號之部分之一個或多個訊務頻道信號多工而將該第一導頻頻道信號發送為一分時多工(TDM)導頻信號。
  2. 如請求項1之方法，其中獲得每一槽之該第一導頻符號序列包括對應於該槽的該擾亂碼之一部分呈一函數關係產生每一槽之該第一導頻符號序列。
  3. 如請求項2之方法，其中產生每一槽的該第一導頻符號序列包括藉由來自該擾亂碼之一連串之值之該等共軛而 預先擾亂一預定符號序列，使得於延展及擾亂後，該預定符號序列的該等對應值在該第一導頻頻道信號中出現。
  4. 如請求項3之方法，其中該預定符號序列包括一最大長度序列之至少一例項。
  5. 如請求項4之方法，其中該預定符號序列包括以下之一者：兩個具有一長度63之最大長度序列之經序連例項，其等以兩個符號擴充以形成一128個符號序列；或一長度127之最大長度序列，其以一個符號擴充以形成一128個符號序列。
  6. 如請求項1之方法，其中以該頻道化碼延展每一槽之該第一導頻符號序列包括以一正交可變延展因數(OVSF)碼延展每一槽之該導頻符號序列，其中該OVSF碼係經選擇而使得該第一導頻頻道信號與該第二導頻頻道信號正交。
  7. 如請求項6之方法，其中以該OVSF碼延展每一槽的該第一導頻符號序列包括以具有一延展因數二的一OVSF碼延展每一槽之該第一導頻符號序列。
  8. 一種在一無線通信系統中之經組態以發送一廣播/多播信號之基地台節點，該基地台節點作為一包含一或多個發送該廣播/多播信號之其他基地台一單頻網路(SFN)之一部分，其中該基地台節點包括：一射頻發送器電路；及 一個或多個處理電路，其等經組態以：獲得該廣播/多播信號之一個或多個訊框的每一槽之一第一導頻符號序列，使得該第一導頻符號序列對於一給定訊框之每一槽而改變；以一頻道化碼延展每一槽之該第一導頻符號序列，該頻道化碼係與用於延展一第二導頻符號序列之另一頻道化碼正交；使用對該SFN係屬共同的一擾亂碼擾亂每一槽之該經延展第一與第二導頻符號序列，以分別形成第一與第二導頻頻道信號；及經由該射頻發送器電路將該第二導頻頻道信號發送為在該或該等訊框的所有槽期間發送之一共同導頻頻道信號，並藉由使該第一導頻頻道信號在時間上與在每一槽期間被發送為該廣播/多播信號之部分之一個或多個訊務頻道信號多工而將該第一導頻頻道信號發送為一分時多工(TDM)導頻信號。
  9. 如請求項8之基地台節點，其中該一個或多個處理電路係經組態以藉由對應於該槽之該擾亂碼的一部分呈一函數關係產生每一槽之該第一導頻符號序列而獲得每一槽之該第一導頻符號序列。
  10. 如請求項9之基地台節點，其中該一個或多個處理電路係經組態以產生每一槽的該第一導頻符號序列，其藉由以來自該擾亂碼之一連串之值之共軛預先擾亂一預定符號序列，使得於延展及擾亂後，該預定符號序列的該等 對應值在該第一導頻頻道信號中出現。
  11. 如請求項10之基地台節點，其中該預定符號序列包括一最大長度序列之至少一例項。
  12. 如請求項11之基地台節點，其中該預定符號序列包括以下之一者：兩個具有一長度63之最大長度序列之經序連例項，其等以兩個符號擴充以形成一128個符號序列；或一長度127之最大長度序列，其以一個符號擴充以形成一128個符號序列。
  13. 如請求項8之基地台節點，其中該一個或多個處理電路係經組態以該頻道化碼延展每一槽之該第一導頻符號序列，其藉由以一正交可變延展因數(OVSF)碼延展每一槽之該第一導頻符號序列，其中該OVSF碼係經選擇而使得該第一導頻頻道信號與該第二導頻頻道信號正交。
  14. 如請求項13之基地台節點，其中該一個或多個處理電路係經組態以該OVSF碼延展每一槽之該第一導頻符號序列，其藉由以具有一延展因數二的一OVSF碼延展每一槽之該第一導頻符號序列。
  15. 一種單頻廣播/多播通信系統，其包括在一蜂巢式通信網路之鄰近小區中的兩個發送器單元，其中該等發送器單元係經組態以使用相同頻道化及擾亂碼發送一個或多個相同訊務頻道且發送一相同第一導頻頻道信號，其中該等發送器單元的每一者包括一射頻發送器電路及一個或多個處理電路，其等經組態以： 獲得一廣播/多播信號之一個或多個訊框的每一槽之一第一導頻符號序列，使得該第一導頻符號序列對於一給定訊框之每一槽改變；以一頻道化碼延展每一槽之該第一導頻符號序列，該頻道化碼係與用於延展一第二導頻符號序列之另一頻道化碼正交；使用對該單頻廣播/多播通信系統係屬共同的一擾亂碼擾亂每一槽之該經延展第一與第二導頻符號序列，以分別形成該第一導頻頻道信號與一第二導頻頻道信號；及經由該射頻發送器電路將該第二導頻頻道信號發送為在該或該等訊框的所有槽期間發送之一共同導頻頻道信號，並藉由使該第一導頻頻道信號與在每一槽期間被發送為該廣播/多播信號之部分之一個或多個訊務頻道信號多工而將該第一導頻頻道信號發送為一分時多工(TDM)導頻信號。
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