TWI448057B - 用於直流對直流電源轉換器的遲滯控制的方法及電路 - Google Patents

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Description

用於直流對直流電源轉換器的遲滯控制的方法及電路
本發明係關於電源轉換器；比較特別地，本發明係關於具有遲滯控制的電源轉換器。
電源轉換器對於許多現代電子裝置是基本的。至於其他的功能，電源轉換器可以向下調整電壓位準(躍下轉換器)，或向上調整電壓位準(推上轉換器)。電源轉換器也可以從交流電(AC)電源轉換成直流電(DC)電源，或反之亦然。電源轉換器通常是利用一或多個轉換裝置來實施，比如電晶體被導通和斷開來供給電源至該轉換器的輸出。電源轉換器也可以包括一或多個電容器或電感器。
在電源轉換器的一些應用中，負載電流會大幅地變化(例如：幾個位數大小的範圍)，於此情況希望調整或控制轉換器時具有快速的回應。而調整電源轉換器的一種形式是遲滯控制，也是所熟知的重擊控制或餘波調整。一典型的實施中，當Vout低於某一電壓時(例如：5伏特(V))，遲滯調節器將會啟動電源轉換器的開關裝置，且當Vout超過該電壓時就會斷開該開關裝置。
遲滯調節器提供的優點在於含有一補償錯誤放大器的迴路，名為“線性控制”迴路，其一優點是非常快速的負載轉變回應，將所需要的輸出電容器值降低至最小；遲滯調節器的另一優點是不需要迴路補償元件。然而遲滯調節器也有一些缺點，例如：這些調節器與具有低等效串聯電阻 (ESR)的輸出電容器(Cout)運作時傾向於不穩定的品質。比較明確地，當Cout具有小數值的ESR時，該轉換器的輸出電壓Vout將不會隨著該開關裝置被導通而升高，因此導致混亂的結果。此不穩定的狀況導因於該反饋與該電感器電流不是同相。
為了彌補此一缺點，根據先前發展的設計之一電源轉換器使用一互導(GM)放大器，以感應橫跨該電感器的電壓。此種轉換器利用一電容器產生一斜波，並以來自一錯誤放大器的一DC錯誤電壓加總起來。而此先前所發展的設計之缺點在於其需要使用一分隔開的錯誤放大器，因此實施遲滯調節效果會導致較為複雜的控制。
根據本發明之一實施例，提供一種用於DC對DC轉換器之遲滯控制的方法，在DC對DC電源轉換器系統具有第一和第二開關，該第一和第二開關以半橋型配置連接在共同節點，且經由電感器到達調節的輸出端，其中該調節的輸出端可連接至輸出電容器和負載。該方法包括以下部分：產生斜波電壓，其正比於流經該電感器的電流；加總該斜波電壓與出現在該DC對DC電源轉換器之該調節的輸出端之輸出電壓，以提供追蹤該電感器電流的反饋訊號；以及回應該斜波電壓與該輸出電壓之總和而控制該DC對DC轉換器，因此提供不依據該輸出電容器之等效串聯電阻(ESR)的該DC對DC轉換器之遲滯控制。
根據本發明之另一實施例，提供一種用於DC對DC 轉換器之遲滯控制的方法，在DC對DC電源轉換器系統具有第一和第二開關，該第一和第二開關以半橋型配置連接在共同節點，且經由電感器到達調節的輸出端，其中該調節的輸出端可連接至輸出電容器和負載，該方法包括以下部分：產生追蹤流經該電感器的電流之反饋訊號；將該反饋訊號與參考電壓作比較，以產生控制訊號；以及回應該控制訊號而控制出現在該調節的輸出端之輸出電壓的大小，因此提供不依據該輸出電容器之等效串聯電阻(ESR)的該DC對DC轉換器之遲滯控制。
各種實施例中，所提供用於遲滯調節器的一種系統和一種方法，其中控制迴路的穩定性不會隨著該輸出電容器的等效串聯電阻(ESR)變化。
一些實施例中，用於遲滯控制電源轉換器的一種系統和一種方法，包括用於加總該轉換器的輸出電壓與一斜波電壓的電路，該斜波電壓是正比於該電感器的電流，因此提供該遲滯控制的穩定操作。
一變化的實施例中，用於加總該輸出電壓和一斜波電壓(正比於流經該電感器的電流)的該遲滯控制電路，包括一開關、一電容器、和一斜波電阻器，以致使電壓模式遲滯控制的穩定操作。一些實施例中，該斜波電阻器可以由開關式電流源或單一傳導(GM)階段來取代。
在一些實施例，該電源轉換器可以具有一不變的頻率。該迴路的頻率可以由控制該遲滯口徑或者動態地控制該斜波電流(例如：該斜波電阻器的值)來調整。頻率反饋或Vin和Vout反饋可以用來調整該迴路的頻率以使其保持 不變。
變化的實施例中，假如該調節器需要相位鎖定至一外部頻率源時，也可以使用鎖相迴路(PLL)。
從以下的圖形、敘述、和申請專利項，本發明的重要技術優點將明顯呈現於本技術領域的技術人員。
藉由參考圖式中的圖1至圖9能夠充分瞭解本發明的實施例及其優點。類似的參考數字用於類似的元件，且對應各種圖式的部分。
圖1是根據本發明之一實施例實行一電源轉換器系統10的繪示圖。電源轉換器系統10可以提供一直流(DC)電源，電源轉換器10可以整合於在此敘述所需要的DC對DC轉換器或其中的任何電子裝置。電源轉換器系統10接收一輸入電壓Vin且在一輸出端Vout提供DC電源至一負載。如圖所示，電源轉換器系統10包括一電源輸出電路12、一邏輯電路14、一遲滯比較器16、雙邊式單觸發電路18、一電感器20、一輸出電容器22、一斜波電阻器24、一電容器26、以及一開關28。
該電感器20是耦接至在該電源轉換器系統10的輸出端之該輸出電容器22。在此所使用的術語“耦接”或“連接”或其他任何變化用語，都涵蓋不論是直接或間接在兩者或多個元件之間的任何耦接和連接。該電源輸出電路12是耦接至該電感器20，電源輸出電路12可以包括一或多個開關，當邏輯電路14的該控制訊號(Q)是高位時該開關即被導通；且當該控制訊號是低位時該開關即斷開，以將電感器20 的電流遞升和遞降，因此對輸出電容器22充電和放電並在該輸出端提供該輸出電壓Vout。電源輸出電路12的一實施範例將參考圖2呈現並詳細敘述。
耦接的邏輯電路14提供一控制訊號(Q)至該電源輸出電路12，此控制訊號控制該電源輸出電路12中的開關之導通和斷開，邏輯電路14的控制訊號也被提供至雙邊式單觸發電路18。雙邊式單觸發電路18在該控制訊號Q的上升以及下降邊緣提供脈衝(RST和LE)，各個RST脈衝切斷開關28以重新設定電容器26，而比RST脈衝較長的各個LE脈衝是用於維持該D輸入的狀態至邏輯電路14，因此避免RAMP節點上的轉變不會導致該LE脈衝是高位的期間內狀態變化。邏輯電路14可以由任何適合的邏輯電路來實施，比如D正反器、RS正反器、或其他實行閂功能的電路。該邏輯電路14具有用於接收來自該遲滯比較器16和雙邊式單觸發電路18的輸入。對於D正反器，如圖所示，這些輸入分別是資料(D)和閂效能(LE)。一實施例中，邏輯電路14可以實行將該D輸入的狀態閂住的一閂功能，以及提供為Q(作為控制訊號)的輸入。
電源轉換器系統10具有用於提供或支援遲滯控制的控制電路。一般來說，遲滯脈衝寬度調變(PWM)控制器，相較於習知技術中使用一錯誤放大器和斜波之“封閉迴路”控制，具有非常快速的轉變回應。典型地，遲滯控制是使用一具有遲滯的比較器來實施。該遲滯比較器將該輸出電壓與參考電壓作比較，該控制電路根據本發明之實施例能夠容許或使得一遲滯電壓模式控制以維持該電源轉換器系統 10的穩定性，即便使用具有非常低或幾乎沒有ESR的一輸出電容器22。該遲滯控制電路藉由加總該輸出電壓Vout和正比於流經電感器20的電流而完成此目的。此等同於將該電感器電流的AC分量相加至Vout，其模擬該輸出電容器22的ESR。再者，如此導致出現在該RAMP節點之該電源轉換器系統的反饋電壓與流經電感器20的電流是同相，因此提供該系統穩定的操作。如圖所示，該控制電路可以包括遲滯比較器16、雙邊式單觸發電路18、斜波電阻器24、電容器26、以及開關28。
該斜波電阻器24和該電容器26是連接在一RAMP節點，且可以作用於或組合以相加或加總輸出電壓和追蹤流經電感器20的電流之一電壓。另一實施例中，該輸出電壓反饋和該電感器的斜波電流之加總步驟是以其他方式完成。該輸出電壓Vout和追蹤該電感器電流斜波的電壓之總和是在該RAMP節點提供。追蹤該電感器的斜波電流之該電壓是在每次來自邏輯電路14的控制訊號發生轉變以後由重新設定電容器26所產生，即該DQ正反器從低位至高位或從高位至低位的轉變之Q輸出訊號。該控制訊號(Q)的轉變驅動該雙邊式單觸發電路18，其輸出一短脈衝(RST)以關閉開關28。此設定在該RAMP節點(斜波電阻器24連接至電容器26之處)的電壓為Vout，該電容器26當開關28被關閉時就被短路斷開。
遲滯比較器16具有附屬的遲滯窗口，可以直接設定該餘波電壓Vout的大小。該遲滯比較器16具有兩個輸入：在其中之一輸入，比較器16接收一參考訊號REF；而另外 之一輸入(RAMP節點)，該遲滯比較器16接收一訊號對應至或代表該輸出電壓Vout和正比於該電感器的AC電流斜波之總和。該遲滯比較器16將此電壓與該參考訊號REF作比較，且回應以提供一輸出訊號至該邏輯電路14的一輸入(例如：該DQ正反器的D輸入)。該雙邊式單觸發電路18輸出一重新設定(RST)訊號和一閂效能(LE)訊號。該RST訊號包含數個脈衝，其中各個是當來自該邏輯電路14出現該Q輸出訊號的轉變時輸出。該RST訊號導通和關閉開關28，該LE訊號是提供至該邏輯電路14的該LE輸入以使得該電路運作和失去功能。
當該開關28關閉且電容器26被重新設定時，來自邏輯電路14的控制訊號(Q輸出)是被閂在該新的狀態，而忽略在該D輸入(連接以接收遲滯比較器16的輸出)之轉變，直到該雙邊式單觸發電路18連接中斷並致使該RST訊號的值改變，因此打開該開關28。當該單觸發電路18連接中斷時，假如來自邏輯電路14的該控制訊號(Q)是高位，電容器26就從Vout充電；或假如該控制訊號是低位，就從Vout放電。該充電或放電電流是經由橫跨斜波電阻器24的該電壓所產生，因為該RAMP節點在該開關28關閉時是與Vout相同，橫跨斜波電阻器24的電壓是與橫跨電感器20的電壓相同，所以在電容器26上產生的斜率(假如該輸出電容器22相當大，且Vout的電壓值在週期過程中維持不變)是與電感器20的電流斜率相同。
因此在一實施例中，該電源轉換器系統10使用一單一電容器26以產生一斜波電壓(在該RAMP節點)，且將那斜 波電壓與該輸出電壓Vout加總。該開關28在每次來自該邏輯電路14的輸出控制訊號Q發生轉變以後，重新設定該電容器26的電壓為該輸出電壓VOUT的值。而該電容器重新設定開關28的時刻是由該電路18所產生，其在該控制訊號Q的各個上升或下降邊界(也就是雙邊式驅動的單觸發)輸出一脈衝，其中每個脈衝的脈衝寬度是正比於該電感器的電流之隨時間的變化量(di/dt)。
各種實施例中，所有或部分的電源轉換器系統10可以在一單一或多重半導體晶粒(一般稱為“晶片”)或分離的元件上實施。每個晶粒是從例如：矽或其他適合的材料中所形成一單一微影的結構。至於使用多重晶粒或元件的實施，該晶粒和元件可以組合在具有各種追蹤用於輸送彼此間訊號之一印刷電路板(PCB)上。
具有遲滯控制電路的電源轉換器系統10之操作可以參考圖2而有所瞭解，圖2是根據本發明之一實施例的波形圖100之一範例。波形圖100具有波形101,102,104,106和108，其一般分別代表來自雙邊式單觸發電路18的的重新設定訊號(RST)輸出、來自邏輯電路14的控制訊號(Q)輸出、流經電感器20的電流、該輸出電壓Vout、以及於RAMP節點上的電壓。
當來自邏輯電路14的該輸出控制訊號(Q)輸出是高位時，流經電感器20的電流(IL1 )在數值上會增加；相反地當該輸出控制訊號是低位時，該流經電感器20的電流(IL1 )在數值上會減少。如此使得通過該電感器20的電流產生一斜波波形，如圖2所示。而該輸出電壓Vout是一半正弦的波 形，由於該電感器電流的斜波上升和下降，其將該輸出電容器22充電和放電。在該RAMP節點的電壓(VRAMP )是該輸出電壓Vout和追蹤該電感器斜波電流的電壓之總和。當該電感器電流IL1 增加時該電壓VRAMP 也是；當該電感器電流IL1 降低時該電壓VRAMP 也降低。每次該輸出控制訊號(Q)發生轉變時，該雙邊式單觸發電路18就輸出一訊號，將開關28關閉，如此將電容器26短路，並導致該RAMP節點具有與Vout相同的電壓(也就是電壓VRAMP 等於Vout)。在每個RST脈衝之後，電壓VRAMP (該RAMP節點的電壓)將具有該輸出電壓Vout與正比於該電感器電流(IL1 )之總和的數值。而來自該邏輯電路14的Q輸出訊號之其他轉變由空位電路鎖定(維持該LE脈衝的時間，比該RST脈衝較長)，以容許該電源轉換器系統10穩定下來。
該電源轉換器系統10因此具有遲滯電壓模式控制來維持該系統的穩定度，即便使用具有非常低或幾乎沒有ESR的一輸出電容器22。該遲滯控制電路將該輸出電壓Vout與正比於流經電感器20的電流之一斜波電壓加總起來，就等同於將該電感器電流的AC分量加至Vout。如此模擬用於該輸出電容器22的ESR，這導致來自電源轉換器系統10的電流輸出是與Vout同相，所以提供該系穩定的操作。
因此在各種實施例中，提供用於遲滯調節器的一種系統和一種方法，其中該控制迴路的穩定度不會受到該輸出電容器的等同串聯電阻(ESR)之影響。
一些實施例中，如圖1所示，該遲滯調節器使用一開 關橫跨於一電容器以重新設定到達該遲滯比較器的輸入，而不需要錯誤放大器，因為該輸出電壓本身產生該調節訊號，且該電容器的斜率模擬了該輸出電容器的ESR。如此得到相較於先前發展設計為簡化的電路，也就是在一些實施例中，於該控制訊號Q的每個轉變之後，經由一開關來重新設定該電容器26，本發明就不需要一錯誤放大器(來實行一外部DC迴路調節)。
此外，因為不需要用於DC迴路調節器的額外錯誤放大器，根據本發明之實施例的遲滯調節器能夠較快速地回應轉變情況，且能夠較為簡單地補償和分析。
還有，每個週期開始的時候在該RAMP節點所建立的DC電壓，容許使用一電流源的方式，(例如：來自該輸出節點電壓所反饋的一簡單電阻器來產生用於電容器26的充電和放電電流)，以取代先前發展設計中的傳導(GM)放大器。
圖3是用於一電源轉換器系統10中一電源輸出電路12的實施之繪製圖。該電源輸出電路12提供能夠致使流經電感器20的電流會斜波上升和下降之輸出訊號，因此將輸出電容器22充電和放電，並在該輸出端提供輸出電壓Vout。如所顯示，電源輸出電路12包括一閘驅動電路30以及開關32和34。
開關32和34是連接在半橋配置中的一節點SW處，其中開關32是“高側”開關且開關34是“低側”開關。做為該高側開關，開關32可以連接在該輸入電壓Vin與節點SW之間；而做為低側開關，開關34可以連接在該節點SW與接 地(GND)之間。各個開關32和34可以由任何的適合裝置來實施，比如一金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)、一IGBT、一MOS閘的晶閘管、或其他適合的電源裝置。各個開關32和34具有一閘極，可以將驅動電壓施加於其上而將該開關導通或斷開。一些實施例中，二極體也可以用於取***關34。
閘驅動器電路30是連接至開關32和34的閘極，且輸出控制訊號用於導通和斷開該開關32和34。閘驅動器電路30接收來自邏輯電路14的該控制訊號(Q)輸出。當該控制訊號Q是邏輯1時，閘驅動器電路30即切斷開關34，然後導通開關32；當該控制訊號Q是邏輯0時，閘驅動器電路30即切斷開關32，然後導通開關34。一些實施例中，電源輸出電路12也可以同時切斷開關32和34兩者，以防止在電感器20內的電流逆向。
當閘驅動器電路30導通高側開關32時，該電源轉換器系統10即斜波升高該電感器20的感應器電流，並將電容器22充電起來；當閘驅動器電路30導通低側開關34時，該電源轉換器系統10即斜波下降該電感器20的電流，並將電容器22放電出來。該開關32和34是交替地導通，也就是該高側開關32沒有導通而同時導通該低側開關34。
根據本發明之實施例，電源轉換器系統也能夠是其他的實施。而如此的一實施中，該斜波電阻器24可以由開關式電流源或一單一的傳導(GM)平台來取代。另一實施例中，該電流轉換器系統能夠具有不變的頻率。頻率反饋或Vin和Vout反饋能夠用來調整該迴路的頻率以使其維持 不變。例如：該迴路的頻率可以經由控制該遲滯口徑，或經由控制該斜波電流(例如：該斜波電阻器24的值)來動態調整。其他實施也可以使用鎖相迴路(PLL)，假如該調節器必須被相位鎖定至一外部頻率源。其他的實施或特性也可以根據各種實施例之電流轉換器系統而提供，包括用於實行柔性開始檢測的柔性開始和終止電流限制、下降之電路，以及多重相位操作。這些實施將參考以下的圖4至9來呈現和敘述。
圖4是根據本發明之一實施例中一電源轉換器系統310的另一實施繪製圖。電源轉換器系統310能夠提供一直流(DC)電源為Vout。圖4所呈現的電源轉換器系統310類似於圖1呈現的電源轉換器系統10，同樣地包括一電源輸出電路12、一邏輯電路14、一遲滯比較器16、雙邊式單觸發電路318、一電感器20、一輸出電容器22、斜波電阻器24、以及一電容器26。取代了類似電源轉換器系統10中的一開關28，電源轉換器系統110具有一電阻器312。如此簡化用於雙邊式單觸發電路318的控制邏輯，(相較於圖1中雙邊式單觸發電路18)，並具有提供較多下降效果至該控制迴路的功能。
圖5是根據本發明之一實施例中一電源轉換器系統110的另一實施繪製圖。電源轉換器系統110能夠提供一直流(DC)電源為Vout。圖5所呈現的電源轉換器系統110類似於圖1呈現的電源轉換器系統10，同樣地包括一電源輸出電路12、一邏輯電路14、一遲滯比較器16、雙邊式單觸發電路18、一電感器20、一輸出電容器22、一電容器26、以 及一開關28。取代了類似電源轉換器系統10中的一斜波電阻器，電源轉換器系統110具有一開關式電流源。如所呈現，該開關式電流源能夠以電流源112和114以及開關116來實施。電流源112提供一電流用於將電容器26充電，並且電流源114提供一電流用於將電容器26放電，開關116可以由該控制訊號Q來控制(從邏輯電路14輸出)，並具有將電流源112連接和斷開至該RAMP節點用於將該電容器26充電之功能。
圖6是根據本發明之一實施例中一電源轉換器系統410的另一實施繪製圖。圖6所呈現的電源轉換器系統410類似於圖5呈現的電源轉換器系統110，該電源轉換器系統410也包括一鎖頻和/或鎖相迴路(PLL)電路412。該PLL電路412接收該控制訊號Q和一頻率參考(FREF )訊號，並且輸出一PLL控制電流(IPLL )，其可以被增加至電流源112和114的電流或從其中被減去。該PLL電路能夠具有將該轉換器系統的頻率鎖定至一外部頻率源的功能。
圖7是用於一電源轉換器系統中一鎖相迴路(PLL)電路412的一實施之繪製圖。如所呈現，PLL電路412包括一相位/頻率區分器區塊414、一電荷幫浦416、一電容器418、一互導(GM)放大器420、以及一電流推進區塊422。
操作時，假如控制訊號Q的頻率是比該頻率參考(FREF )訊號的頻率較高，從相位/頻率區分器區塊414的該輸出訊號DN將會是高的，且比其為低的時候較多，這導致進入電容器418的淨電流是負值，因此將該電容器充電下降；相反地假如控制訊號Q的頻率是比該頻率參考 (FREF )訊號的頻率較低，那麼輸出訊號DN將會是低的，也比其為高的時候較多，這導致進入電容器418的淨電流是正值，因此將該電容器充電上升。而電容器418在該節點的電壓是頻率錯誤(VFERR )訊號。
該頻率錯誤(VFERR )訊號被提供至該GM放大器420的非反向輸入端，其輸出正比於VFERR 訊號的一CD電流。電流推進區塊422在該控制訊號Q是高位時，將此CD電流推進至該斜波電容器26(圖6)；且在該控制訊號Q是低位時將該斜波電容器26上的該CD電流反向。這些通常是利用電流鏡和開關來完成。或者該VFERR 訊號能夠直接用以設定該電流增益(圖6中的“K”)，其使用圖6中的電流源112和114相乘GM放大器。
圖8是根據本發明之一實施例中一電源轉換器系統510的另一實施繪製圖。在電流轉換器系統510，該頻率受到經由調整或改變該遲滯比較器16內的遲滯量之控制。此實施中，頻率錯誤(VFERR )訊號(參看圖7)控制一電流源的強度，其用於設定遲滯量。增加其遲滯將會導致該轉換器頻率降低；而減少遲滯將會導致該轉換器頻率增加。
電源轉換器系統510中，使用PLL的輸出來控制該遲滯。一頻率控制(FCTRL)訊號設定一遲滯電流(IHYST )產生器區塊512吸收和注入的電流量。當該控制訊號Q是高位時，該IHYST 產生器區塊512將電流源源注入一遲滯電阻器(RHYST )514，其導致該比較器16在該非反向(+)端上的電壓要比一參考電壓REF較大；相反地當該控制電壓Q是低位時，該遲滯電流IHYST 會經由遲滯電阻器(RHYST )514 吸入，導致該比較器16的該非反向(+)端比該參考電壓REF較大。該頻率控制(FCTRL)訊號能夠直接從頻率錯誤(VFERR )訊號(圖7)來驅動，並將該DN訊號反向(或以該頻率輸入訊號進入該相位/頻率區分器區塊414交換)，如此當該控制訊號Q的頻率比該頻率參考(FREF )訊號的頻率較大時，該VFERR 訊號在電壓上將會增加。因此，該遲滯產生器能夠利用該相位/頻率區分器電路414的輸出(圖7)來控制該變換的頻率。
控制該電源轉換器的頻率之另一方法涉及根據VIN和VOUT改變遲滯量。此實施是根據下列等式來設定該遲滯電流(IHYST )：IHYST =K1*VIN+K2*VOUT
其中K1和K2是經由計算具有K1和K2名義值的操作頻率以經驗導出，然後在希望的操作範圍內改變VIN和VOUT，並調整K1和K2直到該頻率的變量最小化。相似地，相同的頻率調整能夠根據VIN和VOUT實施經由調整用於依據VIN和VOUT在該RAMP電容器26的充電和放電電流。
圖9是根據本發明之一實施例中一電源轉換器系統210的另一實施繪製圖。圖9所顯示的電源轉換器系統210是類似圖1呈現的電源轉換器10，同樣地包括一電源輸出電路12、一邏輯電路14、一遲滯比較器16、雙邊式單觸發電路18、一電感器20、一輸出電容器22、一電容器26、開關28和116、以及電流源112和114。取代了類似電源轉換器系統10中在遲滯比較器16的輸入之一基本參考訊號，圖9中 的電源轉換器系統210具有用於提供一訊號至該比較器16的此輸入之其他電路。如所呈現，這個另外的電路包括一遲滯電流(IHYST )產生器212、一操作性放大器214、以及電阻器216,218和220。
因此，如所敘述的提供用於一遲滯調節器之系統和方法，其中該控制迴路的穩定度不受該輸出電容器的等同串聯電阻(ESR)之影響。根據一些實施例的遲滯調節器模擬ESR。用於遲滯控制一電源轉換器的系統和方法包括用於加總該轉換器的輸出電壓與正比於該電感器電流的一斜波電壓之電源，因此提供該遲滯控制的穩定操作。於變化的實施例中，該用於加總該輸出電壓與一斜波電壓(正比於流經該電感器的電流)的遲滯控制電路包括一開關、一電容器、和一斜波電阻器，以致使電壓模組遲滯控制的穩定操作。一些實施例中，該斜波電阻器能夠由開關式電流源或一單一傳導(GM)平台來取代。而一些實施例中，該調節器的頻率能夠根據一頻率比較器、鎖相迴路、或者根據VIN和VOUT的計算，藉由調整該遲滯或斜波電流而受到控制。其他的實施例中，基本的控制迴路涉及用於保持該頻率在各種輸入和輸出電壓狀況下仍然不變的各式技術。
雖然在此已詳細敘述本發明及其優點，應該瞭解到仍然能夠進行各種改變、替代、和變換，而沒有偏離如所附申請專利項所界定之本發明的精神和範圍。也就是，包括在申請說明的討論意欲做為基本敘述的功能。應該瞭解到特定的討論不會明確地敘述所有可能的實施例，許多變化型式是隱藏性。同時在此也沒有充分解釋本發明的實質特 性，可能沒有明顯地呈現每項特性或元件如何能夠確實地代表一較廣泛的功能或多樣種類的變換或等同性元件。再次強調，這些隱藏的含意都包括在此說明文件內。儘管是以裝置導向的技術來敘述本發明，但本裝置的每個元件隱藏性實行一項功能，而文件中的敘述以及技術都不是用於限制專利申請項的範圍。
10,110,210,310,410,510‧‧‧電源轉換器系統
12‧‧‧電源輸出電路
14‧‧‧邏輯電路
16‧‧‧遲滯比較器
18,318‧‧‧雙邊式單觸發電路
20‧‧‧電感器
22‧‧‧輸出電容器
24‧‧‧斜波電阻器
26,418‧‧‧電容器
28,116‧‧‧開關
30‧‧‧驅動器電路
32,34‧‧‧開關
112,114‧‧‧電流源
212‧‧‧遲滯電流產生器
214‧‧‧操作性放大器
216,218,220,312‧‧‧電阻器
412‧‧‧鎖相迴路電路
414‧‧‧相位/頻率區分器
416‧‧‧電荷幫浦
420‧‧‧互導放大器
422‧‧‧電流推進區塊
512‧‧‧遲滯電流產生器
514‧‧‧遲滯電阻器
針對本發明較為完整的瞭解以及其他特性和優點，在此提供的參考由以上的敘述連結所附圖式來呈現。
圖1是根據本發明之一實施例實行一電源轉換器系統的繪示圖。
圖2是根據本發明之一實施例用於一電源轉換器系統的波形範例圖。
圖3是用於一電源轉換器系統中實行一電源輸出電路的繪示圖。
圖4是根據本發明之一實施例另外實行一電源轉換器系統的繪示圖。
圖5是根據本發明之一實施例其他另外實行一電源轉換器系統的繪示圖。
圖6是根據本發明之一實施例還有另外實行一電源轉換器系統的繪示圖。
圖7是用於一電源轉換器系統中實行鎖相迴路電路的繪示圖。
圖8是根據本發明之一實施例另外實行一電源轉換器 的繪示圖。
圖9是根據本發明之一實施例其他另外實行一電源轉換器系統的繪示圖。
10‧‧‧電源轉換器系統
12‧‧‧電源輸出電路
14‧‧‧邏輯電路
16‧‧‧遲滯比較器
18‧‧‧雙邊式單觸發電路
20‧‧‧電感器
22‧‧‧輸出電容器
24‧‧‧斜波電阻器
26‧‧‧電容器
28‧‧‧開關

Claims (21)

  1. 一種在DC對DC電源轉換器系統中用於DC對DC轉換器之遲滯控制的電路，該DC對DC電源轉換器系統具有第一和第二開關，該第一和第二開關以半橋型配置連接在共同節點，且經由電感器到達調節的輸出端，其中該調節的輸出端可連接至輸出電容器和負載，該用於DC對DC轉換器之遲滯控制的電路包括：用於產生斜波電壓的電路，該斜波電壓正比於流經該電感器的電流；用於加總該斜波電壓與出現在該DC對DC電源轉換器之該調節的輸出端之輸出電壓的電路，以提供追蹤該電感器電流之反饋訊號；以及用於回應該斜波電壓與該輸出電壓之總和而控制該DC對DC轉換器的電路，因此提供不依據該輸出電容器之等效串聯電阻(ESR)的該DC對DC轉換器之遲滯控制，其中用於產生該斜波電壓的該電路以及用於加總之該電路包含第三開關以及具備第一與第二電容節點的斜波電容器，該第一電容節點連接至該調節的輸出端並且該第三開關可操作以被導通，而將該調節的輸出端連接至該第二電容節點。
  2. 如申請專利範圍第1項之用於遲滯控制的電路，其中該用於產生斜波電壓的電路包含連接於該電感器以及該斜波電容器的該第二電容節點之間的斜波電阻器。
  3. 如申請專利範圍第1項之用於遲滯控制的電路，其中該用於控制的電路包含遲滯比較器，該遲滯比較器可操 作以將該反饋訊號與參考訊號作比較，而產生輸出訊號。
  4. 如申請專利範圍第3項之用於遲滯控制的電路，其中該用於控制的電路包含耦接至該遲滯比較器的邏輯電路，且該邏輯電路可操作以提供用於回應該輸出訊號而導通和斷開該第一和第二開關的控制訊號。
  5. 如申請專利範圍第4項之用於遲滯控制的電路，其中該用於控制的電路包含耦接至該邏輯電路的單觸發電路，且該單觸發電路可操作以產生用於導通該第三開關的訊號。
  6. 如申請專利範圍第1項之用於遲滯控制的電路，其中該用於產生斜波電壓的電路和該用於加總的電路更包含：連接至該斜坡電容器的該第二電容節點之開關式電流源，該開關式電流源可操作以將該該開關式電流源電容器充電和放電。
  7. 如申請專利範圍第6項之用於遲滯控制的電路，其包含耦接至該開關式電流源之鎖相迴路電路，且該鎖相迴路電路可操作以將該用於遲滯控制的電路之頻率相位鎖定至外部頻率源。
  8. 一種在DC對DC電源轉換器系統中用於DC對DC轉換器之遲滯控制的方法，該DC對DC電源轉換器系統具有第一和第二開關，該第一和第二開關以半橋型配置連接在共同節點，且經由電感器到達調節的輸出端，其中該調節的輸出端可連接至輸出電容器和負載，該用於DC對DC轉換器之遲滯控制的方法包括： 產生斜波電壓，其正比於流經該電感器的電流；加總該斜波電壓與出現在該DC對DC電源轉換器之該調節的輸出端之輸出電壓，以提供追蹤該電感器電流的反饋訊號；回應該斜波電壓與該輸出電壓之總和而控制該DC對DC轉換器，因此提供不依據該輸出電容器之等效串聯電阻(ESR)的該DC對DC轉換器之遲滯控制；以及操作第三開關，該第三開關連接至具備第一與第二電容節點的斜波電容器，該第一電容節點連接至該調節的輸出端並且該第三開關可操作以被導通，而將該調節的輸出端連接至該第二電容節點。
  9. 如申請專利範圍第8項之方法，其中產生斜波電壓包含提供連接於該電感器以及該斜波電容器的該第二電容節點之間的斜波電阻器。
  10. 如申請專利範圍第8項之方法，其包含將該斜波電壓與該輸出電壓的總和與參考電壓作比較。
  11. 如申請專利範圍第8項之方法，其中該反饋訊號與電感器電流同相。
  12. 如申請專利範圍第8項之方法，其包含將該DC對DC電源轉換器系統的頻率相位鎖定至外部頻率源。
  13. 如申請專利範圍第8項之方法，其中控制該DC對DC轉換器包含回應該斜波電壓與該輸出電壓的總和，將該第一和第二開關導通和斷開。
  14. 一種在DC對DC電源轉換器系統中用於DC對DC轉換器之遲滯控制的電路，該DC對DC電源轉換器系 統具有第一和第二開關，該第一和第二開關以半橋型配置連接在共同節點，且經由電感器到達調節的輸出端，其中該調節的輸出端可連接至輸出電容器和負載，該用於DC對DC轉換器之遲滯控制的電路包括：用於產生斜波電壓的機構，該斜波電壓正比於流經該電感器的電流；用於加總該斜波電壓與出現在該DC對DC電源轉換器之該調節的輸出端之輸出電壓的機構，以提供追蹤該電感器電流的反饋訊號；以及用於回應該斜波電壓與該輸出電壓之總和而控制該DC對DC轉換器的機構，因此提供不依據該輸出電容器之等效串聯電阻(ESR)的該DC對DC轉換器之遲滯控制，其中用於產生該斜波電壓的該機構以及用於加總之該機構包含第三開關以及具備第一與第二電容節點的斜波電容器，該第一電容節點連接至該調節的輸出端並且該第三開關可操作以被導通，而將該調節的輸出端連接至該第二電容節點。
  15. 如申請專利範圍第14項之用於遲滯控制的電路，其中該用於產生斜波電壓的機構包含連接於該電感器以及該斜波電容器的該第二電容節點之間的斜波電阻器。
  16. 如申請專利範圍第14項之用於遲滯控制的電路，其中該用於控制的機構包含遲滯比較器，該遲滯比較器可操作以將該反饋訊號與參考訊號作比較，而產生輸出訊號。
  17. 如申請專利範圍第16項之用於遲滯控制的電路， 其中該用於產生斜波電壓的機構和該用於加總的機構更包含：連接至該斜坡電容器的該第二電容節點之開關式電流源，該開關式電流源可操作以將該斜坡電容器充電和放電。
  18. 一種在DC對DC電源轉換器系統中用於DC對DC轉換器之遲滯控制的方法，該DC對DC電源轉換器系統具有第一和第二開關，該第一和第二開關以半橋型配置連接在共同節點，且經由電感器到達調節的輸出端，其中該調節的輸出端可連接至輸出電容器和負載，該用於DC對DC轉換器之遲滯控制的方法包括：產生追蹤流經該電感器的電流之反饋訊號；將該反饋訊號與參考電壓作比較，以產生控制訊號；以及回應該控制訊號而控制出現在該調節的輸出端之輸出電壓的大小，因此提供不依據該輸出電容器之等效串聯電阻(ESR)的該DC對DC轉換器之遲滯控制，其中產生該反饋訊號包括：操作第三開關，該第三開關連接至具備第一與第二電容節點的斜波電容器，該第一電容節點連接至該調節的輸出端並且該第三開關可操作以被導通，而將該調節的輸出端連接至該第二電容節點，並且，其中產生該反饋訊號更包括：產生斜波電壓，其正比於該電感器電流；以及加總該斜波電壓與出現在該DC對DC電源轉換器之 該調節的輸出端之輸出電壓。
  19. 如申請專利範圍第18項之方法，其中該反饋訊號與電感器電流同相。
  20. 如申請專利範圍第18項之方法，其更包含將該DC對DC電源轉換器系統的頻率相位鎖定至外部頻率源。
  21. 如申請專利範圍第18項之方法，其中控制該DC對DC轉換器包含回應該控制訊號，將該第一和第二開關導通和斷開。
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